JP3947770B2 - 多種拡散系列を用いたｃｄｍａ通信方式 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送過程において混入する雑音のうち、とくに大きな妨害を与えるセル内及びセル間干渉雑音を分離除去できる上に、周波数利用効率を高め電力帯域幅積を減少しうる、スペクトル拡散変調を用いた符号分割多重通信方式（ＣＤＭＡ）に関する。ここでは、ＢＰＳＫ信号にスペクトル拡散変調を施す移動通信方式を例にとり、セル内及びセル間干渉回避技術やマルチアリ（多値）変調技術などの主要技術の説明を行う。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトル拡散通信は、送信データにより拡散系列を変調する拡散変調技術を用いる方式である。この拡散変調により前記データのもつ比較的狭い帯域幅のスペクトルは、広い周波数帯域に拡散され、この拡散された信号が送信される。そして、１個の基地局（ＢＳ）が通信サービスを供給する地域（セルまたはセクター）内には、複数局のユーザが存在する。この方式は単位周波数当たりの伝送電力が小さく、他の通信への妨害を比較的軽微なレベルにすることができると共に、伝送過程において混入する環境雑音（ＣＷ雑音のような外部雑音）と、希望局以外の他のユーザである移動局−干渉局から入来する局間干渉雑音に対し、耐性を有する特徴をもつ優れた通信方式である。一般に、この干渉雑音には、干渉局から多重伝搬路（マルチパス）を経て、入来する遅延波も含まれる。しかし、多数の局からの通信が同一周波数帯域を共用するので、局間干渉雑音による妨害により、収容できるユーザ数の増大が困難になるという問題点が存在する。すなわち、拡散変調により使用周波数帯域幅を増大する割には、ユーザ数を増加できないことを意味し、周波数利用効率の低下、あるいは、１ｂｉｔの送信に必要な電力帯域幅の増大を招くことになる。
【０００３】
図１４は無線通信路を介して直接拡散形のスペクトル拡散通信（ＤＳ−ＳＳ）を行う移動通信システムの一般的な構成を示すブロック図であって、送信機ＴＸは系列発生器１にて発生した拡散系列に送信２値データｂを乗積変調してベースバンド送信出力ｓ（ｔ）を得、さらに発振器２にて発生した周波数ｆ_０の搬送波をベースバンド送信出力により変調することによって、２値データｂをスペクトル拡散した後、無線通信路を介して送出する。なお、ユーザのアドレスを識別するための拡散系列には、他ユーザと異なる疑似雑音（ＰＮ）系列がシグネチャとして用いられ、このＰＮ系列としては、最大長符号（Ｍ）系列やゴールド（Ｇｏｌｄ）系列が通常用いられている。
【０００４】
受信機ＲＸはスペクトル拡散変調された信号を、図示を省略したアンテナを介して増幅器３に導き、ここでその入力を所要レベルに増幅し、

数混合した出力を生成し、この周波数混合出力をローパスフィルタ５に加えることにより、その低周波成分を、ベースバンド受信復調信号ｒ（ｔ）として生成する。この場合、通常コヒーレント復調を行う。
このベースバンド帯域復調信号と、系列発生器６から発生される前記送信機ＴＸにおいて用いた系列と同一の拡散系列とが乗算器７に加えられる。乗積器７の乗積出力を積分器８により、拡散系列の系列長（１シンボルフレーム分）の期間について積分を行い整合濾波出力が得られる。この出力を検波器９により前記フレームの終了時点で、しきい値と比較

検出データをもとに作られた制御信号を、同期検波器１０を介して前記系列発生器６の制御端子に加え、受信された信号と位相が同期するように拡散系列の発生タイミングを制御する。なお、図１４の受信機ＲＸにおいて、局部発振器４と系列発生器６による乗積機能を交換配置することがしばしば行なわれるが、全体の復調機能は同一であり、何れの構成を用いてもよい。
【０００５】
図１５は受信復調過程にある信号のスペクトルを模擬的に示した図であって、図（ａ）の１１は受信機入力信号であるスペクトル拡散変調信号のスペクトル、１２は混入した環境雑音のスペクトルである。この入力を受信機にて拡散系列による復調（逆拡散）を行うと、図（ｂ）の逆拡散出力に示すように、広い周波数帯域幅に拡散されていた前記スペクトル拡散変調信号１１が狭帯域幅の信号１３となり、また環境雑音１２は広い周波数帯域に分散された信号１４となるから、環境雑音による影響を抑圧しうる通信方式である。
【０００６】
図１６は従来の直接拡散形スペクトル拡散通信方式（ＤＳ−ＳＳ）におけるベースバンド送信シンボルフレーム波形（以下シンボルは省略される）を示す図である。図において、ｎ，Ｔ，Ｔ_ｃ，ｂ_ｎ，ｇ（ｉ），ｓ（ｉ），ｓ（ｔ）はそれぞれシンボルフレームの時系列順序を示すフレーム番号、データの送信シンボルフレームの周期、チップ周期、ｎ番目の２値送信情報、拡散（インパルス）系列、離散表示の送信フレーム、連続時間表示の送信フレームである。ここでは、ｇ（ｉ）として系列長Ｌ＝７（チップ）の系列を例として示す。２値データｂ_ｎは、データ１、０に対応して１、−１をとる。送信フレームｓ（ｔ）は、ｓ（ｉ）＝ｂ_ｎｇ（ｉ）の各インパルスを方形波としたベースバンド送信波形である。離散系列ｇ（ｉ）とその連続時間波形ｇ（ｔ）は、

で与えられる。
【０００７】
ここでｃ_ｉ（ｉ＝０，１，２，．．Ｌ−１）は拡散系列のｉ番目のチップ振幅、δはデルタ関数、ｑ（ｔ）は方形波関数である。実際の無線帯域送信波ｓ_ａ（ｔ）は、通常

により、搬送波を変調することにより生成される。
【０００８】
ここでｑ（ｔ）として方形波を用いると、符号間干渉を生ずるので、これを避けるために、式（３）に対し、隣接標本点における自己相関関数が０をとるような波形（ｆ形標本化関数と呼ばれ、そのスペクトルは余弦ロールオフ特性をもつ。）が用いられる。この場合受信機は送信側と同じチップ波形ｑ（ｔ）を準備し、ｑ（ｔ）と局部搬送波の乗積波形により受信シンボルフレームを相関復調すれば、受信信号中の希望波成分は式（１）のインパルス列となり、先行または後続するチップの妨害を受けない。このインパルス列を拡散系列ｇ（ｉ）で逆拡散した出力を積分し、この積分出力を硬判定することにより送信情報ｂ_ｎを検出できる。ｆ形標本化関数を用いるとき、ロールオフ率をα（通常０．１〜１の値をとる）とすれば、上記拡散信号の無線帯域幅Ｂ_Ｓと送信データの無線帯域幅Ｂ_Ｄは、

となる。しかしながら、実用システムではＬ≫１でありＬ倍の帯域を使用するにもかかわらず、最大同時通話数（前記ユーザ局数）Ｋは、Ｋ≪Ｌとなり、同時伝送容量／Ｈ_ｚは時分割多重無線方式（ＴＤＭＡ）の大略（Ｋ／Ｌ）倍となる。したがって、この観点から時分割多重方式と比較すると、従来のＣＤＭＡ方式の周波数利用効率は、必ずしも高くないという欠点がある。
【０００９】
このようにユーザ局数対系列長比（Ｋ／Ｌ）を大きく設定し得ない理由は、希望局に割当てた系列ｇ_０（ｉ）と他の移動局に割当てた種類の異なる系列ｇ_ｋ（ｉ）（ｋ≠０）の相互間に存在する相互相関値を十分小さくなし得ないからである。さらにマルチパスによる遅延波も考慮すると各ユーザ局から入来する多数の遅延波系列群と系列ｇ_０（ｉ）相互間の相互相関値は増大する。すなわち、高い相互相関をもつ干渉波が多数入来するので、符号誤り率が著しく劣化し、その結果ユーザ局数Ｋを増大できず、周波数利用効率を高め得ない。
【００１０】
上述の干渉雑音による妨害を抑圧するために，多くの方法が従来研究されてきたが、十分な雑音抑圧効果は得られていない。ここでは、本発明と密接な関係にある４種の先行技術について説明しよう。
（Ａ）並列組合系列の選択伝送方式［文献Ｓ．Ｓａｓａｋｉ，Ｈ．Ｋｉｋｕｃｈｉ，Ｊ．Ｚｈｕ，ａｎｄ Ｇ．Ｍａｒｕｂａｙａｓｈｉ，“Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ ａｎｄ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｍｕｌｔｉｐｈａｓｅ Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｃｏｍｂｉｎａｔｏｒｉａｌ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｙｓｔｅｍ，”ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ．Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ，Ｖｏｌ．Ｅ８０−Ａ，Ｎｏ．７，ｐｐ．１１９６−１２０３，１９９７−０７．］
（Ｂ）孤立パイロット支援形分析復調方式［文献Ｍｉｔｓｕｈｉｒｏ Ｔｏｍｉｔａ，Ｎｏｒｉｙｏｓｈｉ Ｋｕｒｏｙａｎａｇｉ，Ｎａｏｋｉ Ｓｕｅｈｉｒｏ，Ｓｈｉｎｙａ Ｍａｔｓｕｆｕｊｉ，“Ａ Ｐｉｌｏｔ Ｆｒａｍｅ Ａｓｓｉｓｔｅｄ ＣＤＭＡ Ｓｙｓｔｅｍ ｕｓｉｎｇ Ｇｏｌｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ”，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＷＰＭＣ’９９，９．４，ｐｐ．３４６−３５３，Ａｍｓｔｅｒｄａｍ，１９９９−０９］
（Ｃ）レイク受信方式［書籍Ｒａｍｊｅｅ Ｐｒａｓａｄ“ＣＤＭＡ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓｐｅｒｓｏｎａｌ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”，Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ１９９６，Ｓｅｃｔｉｏｎｓ１１．５ａｎｄ１１．６（ｐ３４８，ｐｐ３６５−３６６）］
（Ｄ）空間時間符合化方式［文献Ｂｅｎ Ｌｕ ａｎｄ Ｘｉａｏｄｏｎｇ Ｗａｎｇ，“Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ ｆｏｒ Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍｓ”，ＩＥＥＥ ＪＳＡＣ，ＶＯＬ．１８．Ｎｏ．１１，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ２０００］
【００１１】
方式（Ａ）において、送信機はＭ種の拡散系列を準備し、その中のγ個を選択し、これらに２進情報を乗じ、加算して送信する。この場合送信すべき２進情報ＩビットをＭとγで定まる組合に対応させるので、そのシンボルフレーム当りの情報量は、

となる。すなわち、本方式は多値変調方式（マルチアリーシステム）の一例であり、周波数利用効率の改善が期待されてきた。
【００１２】
１個の送信シンボルフレームが受信機に到着したとき、マルチパスにより一般に１個の主波とＪ個の遅延波からなる（Ｊ＋１）個の波となる。ユーザ数をＫとすれば、受信機は、希望局から（γ−１）個の波（系列）を自己干渉成分として受信し、干渉局からγ（Ｋ−１）（Ｊ＋１）個の波を局間干渉成分として受信するので、これらの妨害は一般に著しく大となる。また、この方式は多数（ＭＫ種）の拡散系列を必要とし、その中の任意の系列間の相互相関関数の平均値はファミリサイズＭＫの増大と共に増大する。すなわち、干渉電力はＭ，Ｋ，Ｊに比例して増大する。したがって、方式（Ａ）により所望の誤り率特性を得るためには、Ｍ，Ｋをあまり増大できず、その結果、周波数利用効率を高めることはできない。
【００１３】
方式（Ｂ）において、各ユーザの送信機は、他ユーザからの干渉波の妨害を受けないように、孤立パイロットフレームを送信する。受信機は、これらの孤立パイロットフレームを受信し、すべてのユーザからの高精度パイロット応答を常に準備する。各ユーザ送信機は、そのユーザに割当てられた系列を用い、ユーザ共通の搬送波を用いて送信データフレームを生成し、これを送信する。
【００１４】
すなわち、方式（Ｂ）は、孤立パイロット信号を各ユーザが基地局（ＢＳ）に送信することにより、ＢＳは各ユーザから基地局への伝送路特性（チャンネル）を正確に把握できるようにした方式である。すなわちＢＳはｋ（＝０，１，２，．．．Ｋ−１）番目ユーザからの伝送路のパイロット応答（チャンネルレスポンス）｛ｐ_ｓｋ｝（ｓ：相関関数の成分順序を示す番号、ｓ＝０，１，２，．．．Ｌ−１）をうることができる。受信フレームｒ（ｔ）の相関応答｛Φ_ｓ｝は、ｋ番目のユーザの送信情報をｂ_ｋとすれば、

で与えられる。上式の右辺第２項は、ｒ（ｔ）に含まれる白色雑音に対応する誤差成分である。式（６）を解くことにより、送信情報の検出出力

に除くことができる。｛ｐ_ｓｋ｝も白色雑音による妨害成分を含むので、干渉波の完全な分離はできないが、白色雑音より干渉波が大きな妨害を与えるＣＤＭＡ方式において、干渉波成分の大部分を除去できる利点は大きい。
【００１５】
しかし、方式（Ｂ）は、相関応答を用いているので｛ｐ_ｓｋ｝はサイズＬ×Ｌ

関係が必要となる。すなわち、収容できるユーザ数は、拡散系列長により制限され、周波数利用効率を十分高め得ないという問題点がある。
【００１６】
方式（Ｃ）は、マルチパス環境下において、受信フレーム内には希望局送信フレームが発生する多数の遅延波が含まれるが、主波のみならず、これらの遅延波を多数のフィンガ（遅延波に同期して動作する復調回路）により復調し、その出力を合算して復調検出する方法である。この方式は、上記の各フィンガ出力は、干渉局から入来する主波と遅延波による局間干渉成分を含むので、その妨害によりユーザ数を増大すれば、誤りが著しく増大することが報告されている。
【００１７】
方式（Ｄ）は、複数個宛の送信及び受信アンテナを用いたＣＤＭＡ通信方式である。このシステムでは、各ユーザの送信機は、送信データ系列に対し複数個のたたみこみ符合化処理を施して、複数のフレーム系列を生成し、これらを複数のアンテナに導いて送信する。基地局受信機は、複数（Ｎ_ｄ）のアンテナ入力から受信した信号群からマルチユーザ復調器によりユーザ毎の復調出力を求め、そのｎ番目のフレームの第１検出値ｂ_ｎを生成する。この第１検出値ｂ_ｎの時系列は高い誤り率をもつ。この時系列の複数（Ｎ_ｄ）セットをもとにして、たたみこみ復号器において複号することにより第２検出値を生成する。この検出値を前記マルチユーザ復調器とたたみこみ復号器に帰還し、上記復調及び復号処理を行い第３の検出値を求める。この処理を多数回繰返すことにより最終検出値を確定する方式である。
方式（Ｄ）は、極めて複雑な処理と長い遅延時間を必要とする。その割りには、周波数利用効率を高め得ないという問題がある。なお、後述する本発明の実効系列増大技術は、上述の第１検出値ｂ_ｎを低い誤り率で求める方式であり、簡易な処理で優れた特性を得ることができるもので、本質的に異なる技術である。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、拡散系列セットを用いた新しいマルチアリーシステムの構成技術を提供することにより、上記の問題点を解決し、ＣＤＭＡ方式の方式評価尺度である周波数利用効率や電力帯域幅積に対し、上述の諸方式が示してきた限界を克服するためになされたものである。
【００１９】
【本発明の実施の形態】
本発明はＣＤＭＡ通信方式のもつ上述の問題点−他の移動局（ユーザ）から入来する干渉波による妨害に弱い特性−を克服し、かつ周波数利用効率を高めた方式で、主として技術的に困難な上りリンクを対象として実施例を説明する。本発明において、ｋ（＝０，１，．．．Ｋ−１）番目のユーザの送信機ｕ_ｋは孤立パイロットフレームを送信し、基地局受信機ＢＳは、このパイロットフレームまたはその相関応答を用いて、前記方式（Ｂ）と同様にデータフレームに含まれる干渉波による妨害成分を除去し、自己干渉波も利用する機能を有する。さらに、送信機は予め送信すべき２値データ情報セット｛ｂ｝を多値情報｛β｝に変換する。すなわち、この多値情報｛β｝を多種符号セットに乗ずることにより２値と多値を対応づける。すなわち、ＴＸは、Ｍ種の符号セット（系列母集団）にＭ−γ個の０を含む情報セット｛β｝＝（β_０，β_１，．．．β_Ｍ−１）を乗じ、Ｍ種の中

れらの被選択拡散符号に乗じて送信する。受信機は、選択された符号の種類と極性（±１）を検出する。この検出出力から前記送信２値情報セ

報を伝送できるマルチアリーシステムの一種であり、周波数利用効率を高め得る。
【００２０】
図１は本発明の補助説明図で、ＣＤＭＡ移動通信方式のセル内伝送経路説明図である。図１（ａ）の上りリンク伝送は、このセルの中で通信する移動局ｕ_ｋ（ｋ＝０，１，２，．．．．．Ｋ−１）（以下ユーザ局と称する）から基地局ＢＳへ送信波ｓ_Ｕ（ｕ_ｋ）を送信する状態を示す。いま、０番目のユーザｕ_０を希望局とすれば（以後この仮定のもとに説明する）、ＢＳにとって直接波である受信波ｒ_Ｄ（ｔ）が希望波となる。ここで点線はマルチパスによる遅延波を示す。希望局の送信波が発生する遅延波は自己干渉波ｒ_ＳＩ（ｔ）となる。一方、希望局以外のユーザ局（干渉局とも称する）からの送信波は、局間干渉波ｒ_ＸＩ（ｔ）として受信される。この中には直接波のみならず、図示のようにマルチパスによる遅延波も含まれる。したがって、受信する干渉波ｒ_Ｉ（ｔ）は、自己干渉波と局間干渉波の和となる。全受信波ｒ（ｔ）は次式で表現される。

ここにｘ（ｔ）は白色雑音（ＡＷＧＮ：Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉｏｎ Ｎｏｉｓｅ）である。
【００２１】
図１（ｂ）は下りリンク伝送の経路を示す。ここでも、波線で示すマルチパスによる遅延波が発生する。また、ユーザ局ｕ_０が受信する受信波は、図示の送信波ｓ_Ｄ（ｕ_０）とその遅延波のみならず、他局ｕ_ｋ（ｋ≠０）への送信波とその遅延波も含まれる。
なお、直接波を遮ぎる物体が存在する場合は、直接波の代わりに遅延波を主波として復調することもある。この場合、マルチパスによる干渉波のいくつかは復調対称波より先行する。以下の説明では、技術的により困難な上りリンクを対象に、便宜上先行波を省いた状態を仮定して（この仮定は一般性を失わない）、システムの設計法を述べる。
【００２２】
図２〜４は、本発明の第１の実施例の説明図であり、ゴールド系列のような一般的拡散系列を用いるとともに、周波数分割形パイロットフレーム伝送方式を用いた送受信機の回路構成と伝送路のモデルを示す。図２はｋ番目のユーザｕ_ｋの送信機ＴＸ（ｕ_ｋ）の回路である。Ｉビットの２進情報セット｛ｂ｝と、パイロット情報ｐが準備される。前者は図の直並列変換回路ｓ−ｐにより多値情報セット｛β｝に変換され、その出力は、

で与えられ、Ｍ個のβ_ｍ中のγ個のβ_ｍは±１の値をとり、残余の（Ｍ−γ）個のβ_ｍは０値をとる。（一般にβ_ｍは０を含む多値、実数値、複素数値などをとることができるが、ここでは簡単のため上式のように３値として説明する。）一方、パイロット情報は、ここでは常にｐ＝１とする。ユーザｕ_ｋにはＭ種類の互いに異なる基礎拡散系列ｇ_ｍ（ｉ）が系列母集団として与えられる。ｇ_ｍ（ｉ）は下記に示す長さＬの離散系列である。

【００２３】
ここに、ｇ_ｍｉはｉ番目のチップ振幅で、ここでは２値（±１）の場合を仮定する。一般には多値、実数値、複素数で与えられる。（本発明は、任意のランダム系列を用いることもできる）δはデルタ関数、Ｔ_ｃはチップ周期である。パイロット用系列ｇ_ｐ（ｉ）も同様な長さＬの基礎拡散系列である。変調器ＭＯＤ_０，ＭＯＤ_１，．．．ＭＯＤ_Ｍ−１において、この基礎拡散系列ｇ_ｍ（ｉ）に前記３値情報β_ｍを乗じて、Ｌ個の２値チップインパルス列からなるシンボルフレーム（以下、通常シンボルを省いて表現する）を生成する。これらの出力を加算器Σにおいて合成すれば、Ｌチップからなる多値合成インパルス列ｓ_Ｄ（ｉ）が得られる。図示の繰返回路ＲＥＰ_Ｄにおいて、この出力をＮ回繰返し、系列長Ｌ_Ｇ＝ＮＬの繰返しコア拡散系列ｓ_ＤＮ（ｉ）を生成する。さらに図示の包装（ｅｎｖｅｌｏｐｉｎｇ）回路ＥＮＶ_Ｄにおいて、ｓ_ＤＮ（ｉ）の前後部にｓ_ＤＮ（ｉ）の後部ｌ（ｉ）と前部ｈ（ｉ）を複製し付加することにより、系列長Ｌ_Ｅの被包装系列（Ｅｎｖｅｌｏｐｅｄ Ｆｒａｍｅ）ｅ_Ｄ（ｉ）を生成する。その各チップインパルス列をたたみこみ乗算器ＣＯＶ_Ｄにそれぞれ加えることにより、式（３）のチップ波形ｑ（ｔ）によるたたみこみ乗算出力を得る。この被包装フレーム出力ｅ_Ｄ（ｔ）は、フレーム周期がＴ_Ｅ＝Ｌ_ＥＴ_ｃの連続時間波形をもつ下式のベースバンド送信データフレームとなる。

ここにｇ_ｍ（ｔ）／Ｔ_Ｅは、系列長Ｌ_Ｅをもつｇ_ｍ（ｉ）の周期系列とｑ（ｔ）のたたみこみ乗算出力である。
【００２４】
一方、変調器ＭＯＤ_ｐにおいて、パイロット情報ｐにより、基礎拡散系列ｇ_ｐ（ｉ）［ｉ＝０，１，２，．．．Ｌ−１．］からパイロット離散系列ｓ_ｐ（ｉ）を生成する。さらに繰返し回路ＲＥＰ_ｐ、包装回路ＥＮＶ_ｐ、たたみこみ乗算器ＣＯＶ_ｐを用いて、同様な方法で下式に示すベースバンド送信パイロットフレームが得られる。

図示の変調器ＭＯＤ_ｆｐとＭＯＤ_ｆＤにおいて、（被包装）データフレーム

フレーム出力ｓ_ｋａ（ｔ）が得られる。
【００２５】
図３は伝送路のモデルを示すブロック図である。伝送路ＴＬ_ｋはｋ番目のユーザｕ_ｋと基地局受信機ＢＳとの間のチャネル特性（伝達関数）のパラメータを示す。これは、送信信号ｓ_ｋａ（ｔ）に減衰を与えた直接波とともに多重伝搬路による多数の遅延波を生成し、これらをＢＳに加えることになる。１個の送信フレームにより生成される、これらの波の集合をここでは群波（フロックフレーム）と呼ぶ。ＴＬ_ｋの出力のすべてが受信点で加算（Σで表示）されて、Ｋ個の波の和のフロックフレームと白色雑音ｘ（ｔ）からなる受信フレーム信号ｒ_ａ（ｔ）が生成される。
【００２６】
図４に希望局ｕ_０の送信情報を検出する受信機の回路ＲＸ（ｕ_０）を示す。

信号を生成し、これをマッチドフィルタに加えてパイロット応答を生

域濾波器ＬＰＦ_Ｉ、ＬＰＦ_Ｑにそれぞれ加えることにより、その出力として

うな、ＩＱ出力分離生成のための回路の詳細は簡単のため省かれている。］希望局ｕ_０の送信波の減衰と歪みは、図示を省いた等化回路により補償される。
【００２７】
各ユーザ局の送信波は、それぞれ主波（直接波または、最大電力をもつ受信波）を含むＪ個のマルチパスによる遅延波を発生するから、

フレームに注目しよう。これらのベースバンド受信波はｐ＝１として、

で与えられる。ここに両式の第１項はユーザｕ_０の送信パイロット及びデータフレームにより生成された直接波と遅延波の和からなるフロッ

号振幅であり、一般に送受信搬送波の位相差によりＩ、Ｑ成分対応の振幅となるので複素数となる。ｘ（ｔ）はＡＷＧＮである。
【００２８】

データフレーム成分も含まれている。上式の第３項と第４項は、局間

調した出力である。これらの出力は、上述の直交搬送波による復調と、後述する図４の平均化回路ＡＯによる平均化操作により０となる。
［ＡＯの代わりに、図４の整合フィルタＭＦ（ｚ）や図９の相関器Ｃ_ｏｒ（ｙ）の積分操作によっても０となる。］したがって、以下これらの成分は存在しないものとして説明する。
【００２９】
また式（１３）のｅ_ｍ（ｔ）はｅ_ｍ（ｉ）とｑ（ｔ）とのたたみこみ乗算出力であり、ｅ_ｍ（ｉ）はｇ_ｍ（ｉ）をＮ回繰返したコア系列に、ヘッダｈ（ｉ）とテールｌ（ｉ）を付加した系列長Ｌ_Ｅの被包装系列である。

復調処理は、チップ時間間隔Ｔ_ｃ毎に値をもつ離散時間軸の波形に変換して遂行される。そのために、図示のチップ波形相関器Ｃ_０ｒ（ｑ）において、これらの連続波形と、チップ波形ｑ（ｔ）との相関出力がＴ_Ｃ毎に生成される。［ここではｑ（ｔ）として標本化関数波形を仮定する。その拡がり幅は相関器の積分時間となるが、その値は、相関誤差を小さくするために、チップ周期Ｔ_Ｃより十分長く選ばれる。］これらの相関出力はチップ周期間隔で配列されたチップ要素からなる離散系列ｒ_０ｐｆ（ｉ），ｒ_０Ｄｆ（ｉ）となる。（この相関器の機能は、重み係数をｆ形標本化関数としたときのトランスバーサルフィルタと同等である。）
【００３０】
ここで、希望局宛受信信号の主波に同期した同期受信フレーム周期

の主波のコア系列部分が抽出され、これらのフレームは、Ｌ_Ｇ（＝ＮＬ）個のチップインパルスからなる（繰返し）同期受信パイロット及びデータ

の２つの平均化回路ＡＯに加えられ、ＡＯはその平均化操作により、これらのフレームの系列長をＮＬからＬチップへと変換する。この操作

【００３１】

分析系列ｚ（ｉ）に整合した整合フィルタＭＦ（ｚ）に加えられ、希望局ｕ_０に対応した相互相関関数｛μ^０｝が伝送路のチャンネル応答（図３のＴＬ_０に相当する）として生成される。この出力｛μ^０｝は擬似フレーム発生回路ＦＦＧ（Ｆａｂｒｉｃａｔｅｄ Ｆｒａｍｅ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）と同期回路ＳＹＮに加えられる。前者ではパイロット応答｛μ^０｝と拡散系列ｇ_ｍ（ｉ）をもとにして、ｍ番目の擬似

【００３２】
同期回路ＳＹＮは公知の手段により、チャネル応答｛μ^０｝から同期受信

路へ伝送する。このタイミングの助けにより、前述のようにｒ_ａ（ｔ）から

される。［確度の高いパイロット応答を活用する本方式では、搬送波の

（図に点線枠で示す回路ＳＱＥＸ_ｐ、ＳＱＥＸ_Ｄについては後述される。）
【００３３】

の中の±１に最も近い値をとるγ個の出力に対し改めて順序番号を付

を多値→２値変換回路ｐ−ｓに加えることにより、ｕ_０から送信された情

【００３４】
この伝送方式において、（β_ｍ∈±１，０）とした場合、送信フレームｅ_Ｄ（ｉ）当りの情報量Ｉは次式で与えられる。

ここで、前述の方式（Ａ）ではγを固定値としたが、γを固定値とせず、送信機が第１選択として選択できるγの値をγ_ｍａｘ以下の自然数とし、第２選択としてＭ種の系列からγ個の系列を選択することにすれば、その場合の情報量は

となる。（γにγ_ｍａｘ以下の自由度を許容するためには、本発明の高精度干渉除去技術が必要である。）ここでは、γを固定値とした場合につき、主として説明する。もし、β_ｍに対し±１の代りに、多値や複素数値を用いると、Ｉは上式の値よりさらに増大する。
【００３５】
図５は図２の実施例の補助説明図であり、上りリンクにおいて、ユーザが送信する周波数分割形フレームの構成法を示す。この送信フレームは、パイロットフレームとデータフレームの合成されたものである。ここに、ユーザｕ_ｋ＝（ｋ＝０，１）の送信機ＴＸ（ｕ_ｋ）が送信するフレームを例にとり、その構成法を示す。
【００３６】
ＴＸ（ｕ_０）には、系列長Ｌ（チップ）のパイロット用基礎拡散系列

れる。後者の２系列は、前述のようにＭ個の基礎拡散系列

個の系列に対し新しい順序番号と上付符号Ｓを付加して表示した系列である。これらの拡散系列にパイロット情報ｐ（＝１とする）とデータ情報

生成する。前者は、基礎パイロットフレームｓ_ｐ（ｉ）となる。後２者の対応チップを加え合わせた系列長Ｌチップの合成系列が基礎データフレームｓ_Ｄ（ｉ）となる。
【００３７】

られる。この場合のｇ_ｐ（ｉ）はｕ_０用の基礎拡散系列に等しいが、後２者の

ｕ_１の送信２値情報セット｛ｂ｝／ｕ_０と｛ｂ｝／ｕ_１に、これらのデータ系列は対応しているからである。
【００３８】
ＴＸ（ｕ_０）において、ユーザ共通の基礎パイロットフレームｓ_ｐ（ｉ）をもとにして、図示のように、ｓ_ｐ（ｉ）を系列繰返し数Ｎ（ここではＮ＝４に設定する）回繰返し配列したコア系列ｓ_ｐＮ（ｉ）＝ｓ_ｐ（ｉ）×４を作り、その前後にガード系列としてヘッダ系列ｈ_ｐ（ｉ）とテール系列ｌ_ｐ（ｉ）を付加することにより、被包装パイロットフレームｅ_ｐ（ｉ）を生成する。同様にｓ_Ｄ（ｉ）を基にして被包装データフレームｅ_Ｄ（ｉ）を生成する。これらの被包装フレームのインパルス列により前述のチップ波形ｑ（ｔ）をたたみこみ変調すれば、ベースバンド被包装フレーム波形ｅ_ｐ（ｔ）、ｅ_Ｄ（ｔ）を得る。これらの被包装

を合成（同じ時間軸上の波形の加算）することにより、ｕ_０の無線帯域

【００３９】

上述の被包装フレームの系列長Ｌ_Ｅ（チップ）と時間幅Ｔ_Ｅは次式で与えられる。

【００４０】
ここにＬ_ｈ、Ｌ_Ｇ、Ｌ_ｌはヘッダ、コア、テールの各系列の系列長、Ｎは基礎系列繰返し数で使用する搬送波の数に等しい値であり、Ｔ_Ｃはチップ周期である。上述の例ではユーザ数Ｋ（＝２）に対応して、Ｎ＝２Ｋ＝４に設定されている。
【００４１】
図６は図２、５の補助説明図で、送信フレームのコア系列部のスペクトル図である。ここで、例えば送信パイロットフレームを構成する長さＬチップの基礎パイロットフレームｓ_ｐ（ｉ）と長さＬ_Ｇ（＝４Ｌ）チップのコア系列ｓ_ｐＮ［＝ｓ_ｐ（ｉ）×４］に対し、ＤＦＴ（ディスクリート・フーリエ変換）を施し、その周波数スペクトルの主要部分を模擬的に示すと、図６（ａ）のようになる。同図の離散周波数ｆ_Ｄ、ｆ_Ｇとシンボルレートｆ_Ｓは次式で与えられる。

【００４２】
ここに、Ｔ_Ｄ，Ｔ_Ｇは基礎系列周期、繰返し系列周期である。図６の櫛の歯状スペクトルは、Ｌ＝７の基礎系列を使用した場合の例である。したがって、ｇ_ｐ（ｉ）［＝ｓ_ｐ（ｉ）］は７チップで構成されるので、［ここでは、チップ波形ｑ（ｔ）に対しロールオフファクタα＝１のｆ形標本化関数を仮定する。］そのスペクトルは０を中心に±７ｆ_Ｄまで拡がっている。一方コア系列ｇ_ｐＮ（ｉ）［＝ｇ_ｐ（ｉ）×４］は２８チップで構成されるので、そのスペクトルは０を中心に±２８ｆ_Ｇまで存在する。［±７ｆ_Ｄ、±２８ｆ_Ｇ上のスペクトルは０となるがここでは小振幅で表示した］ ここでは両者とも同一のチップ周期Ｔ_Ｃを用いているので、占有帯域幅は同一となるが、後者の周波数スロット数は前者の４倍に増加し、全スロットの１／４にスペクトルが存在するが、系列繰返しの効果により他は空スロットとなる。
【００４３】
コア系列ｓ_ＤＮ（ｉ）［＝ｓ_Ｄ（ｉ）×４］のスペクトルも同様な櫛の歯状周波数スロットを占有する。ｆ_００を任意の基準周波数として、ｕ_ｋが用いる前述の搬送波に次式の関係

を与えよう。しかるとき、時間波形とスペクトルを

のように対応づけると、図６（ｂ）に示すように各フレームのスペクトルが互いに重ならないように配置された合成スペクトルが得られる。

解するために、各スペクトルを異なる振幅で表示してある。］
【００４４】
このように、式（１８）の関係をもつ直交周波数の搬送波を用いて周波数軸上に分散した多重化を施すことにより、周期Ｔ_Ｇの同期受信フレームに含まれる多くの異なる周波数で変調されたフレーム成分は互いに直交するので、受信機はこれらのフレーム成分を分離して相関復調できる。
【００４５】
図７は図２、４の実施例の補助説明図で、連続時間波形送受信フレームの時系列図である。簡単のため、図５のシンボルフレームの中でパイロットフレームのみを送信した場合を仮定し、そのベースバンド送受信フレームの時間関係を示す。図７（ａ）はｕ_ｋ（ｋ＝０，１）の送信パイ

等しい波形である。図の最上部に表示した時系列フレーム番号ｎに対応する被包装フレームを、パイロットの添字ｐを省いた

御チャンネルを用いて制御される。
【００４６】

複素振幅である。［実際に、ある１個の遅延波は、Ｔ_Ｃの実数値倍の遅れで受信されるが、この波を、図４の相関器Ｃ_０ｒ（ｑ）においてＴ_Ｃの整数倍の時間位置ｊＴ_Ｃの標本値を成分とする複数の遅延フレームの和に変換できるので、この変換出力を分析処理することにより正確な復調ができる。したがって、整数倍の遅れをもつ波のみを示してある。］
【００４７】
図において最初の（ｎ＝０）フレームに着目すると、希望局ｕ_０から受信

る。
【００４８】
図７（ｂ）に示す時間差τ_ｓは、希望局の受信フレーム（主波）と、自己干渉波のうち最大遅延（または先行）で入来する波（図の場合２Ｔ_Ｃ秒遅延のフレーム）との時間差である。τ_Ｉは局間干渉のうち最大遅延（または先行）で入来する波との同様な時間差である。τ_Ｉには、前述の主波

に設定する。τ_ｓ、τ_Ｉはセル半径や地形で定まるのでＴ_ｈ、Ｔ_ｌ上式を満

の波が存在すれば、負極性のτ_Ｓ，τ_Ｉも発生する。テールの時間幅Ｔ_ｌはこのような負極性の時間差に対するガード系列としての役割を果たす。］
【００４９】
図７（ｂ）は上式の準同期条件を満足している場合である。ここで、

に複素振幅を乗じた系列になっている。もし式（１９）が満足されな

ルまたは（ヘッダ）が含まれることになる。その結果、干渉成分は、単純なある系列のＮ回繰返し系列ではなくなるので、図６で説明した周波数軸上の直交関係は失われる。すなわち、式（１９）を満足し、その結果希望局や干渉局から受信したフロックフレームの情報変調の

ーム上の成分との間には直交搬送波による直交関係が成り立つので、

できる。これは他局からの干渉がないことを意味する。同じ理由で、ｕ_０からデータフレームが同一時間帯に送信されていたと仮定し、同様

分は異なる周波数ｆ_０に対応する周波数スロットの上に存在し、両者は同様な繰返し系列であるから、互いに直交関係が成りたつ。したがって、同一ユーザの同期受信パイロットとデータフレームも互いに分離して復調分析することができる。この原理により、受信機は後述する干渉妨害を受けない孤立パイロット応答を求めることができる。
【００５０】
図８は、図７の説明図の補助説明図で、単一ユーザの１個のベースバンド送受信シンボルフレームの詳解図である。したがってこの図ではユーザ番号ｋの上付符号と時系列順序番号ｎの下付符号の表示を省いて説明する。図８（ａ）は、図５で説明した被包装パイロットフレームｅ_ｐ（ｉ）と、それに対応する受信フロックフレームｒ_ｐｆ（ｉ）を示す。被包装系列ｅ_ｐ（ｉ）のコア系列は、Ｎ＝４と仮定すればｐｇ_ｐＮ（ｉ）［＝ｓ_ｐ（ｉ）×４］であり、

一般に次式で与えられる。

【００５１】

ｓ（＝０，１，２，．．．Ｎ−１）番目の単位系列の中のｉ（＝０，１，２，．．．Ｌ−１）番目のチップ振幅を示す。はＡＷＧＮによる偏差を含むことを示す。ここでは、時間変数ｔ＝ｉＴ_Ｃと、遅延時間変数τ＝ｊＴ_Ｃの離散値表現としてｉとｊを用いている。この例はＪ＝３に対応し３波からなる。［ｒ_ｐｆ（ｉ）と後述するｒ_Ｄｆ（ｉ）に対しては、ヘッダとテールの図中の記号表示を省いてある］また、ｘ_ｐ（ｉ）はＡＷＧＮである。
【００５２】
図８（ｂ）は図５で説明した被包装データフレームｅ_Ｄ（ｉ）と、それに

礎拡散系列をＮ回繰返した系列である。図８（ａ）との違いは、各波の構成系列が、γ＝２に対応して２個の系列の和の系列になっているこ

ｊＴ_Ｃ遅れの遅延波の複素振幅とし、ｘ_Ｄ（ｉ）をＡＷＧＮとすれば、一般に次式で与えられる。

【００５３】

分から構成されているので、該単位系列の同一チップ要素のＮ個を平均化することにより、Ｌチップの成分に変換できる。（雑音電力は１／Ｎ

【００５４】
Ｌチップの要素からなる次式の同期受信パイロット及びデータフレームに変換できる。［この平均化操作を、後述する式（２９）の求解処理や、式（２５）の相関処理などの中に含めることもできる。また、式（１２）と（１３）の第３項と第４項に示す成分は、この平均化操作により０となる。］

【００５５】

法を以下に説明する。
【００５６】
図４の整合フィルタＭＦ（ｚ）は系列ｚ（ｉ）に整合したフィルタである。このｚ（ｉ）は系列長Ｌのパイロット分析系列で、次式の周期相互相関関数Ｒ_ｐｚを満足する。

【００５７】
ここにｇ_ｐ（ｉ）はパイロット用基礎拡散系列、￣は複素共軛の記号である。このパイロット分析系列ｚ（ｉ）と、ユーザ番号ｋを省いた同期受信パ

チャネル応答であり、ＡＷＧＮをｘ（ｉ）＝０とすれば、下式で与えられる。

【００５８】
ここにμ_ｊは図７（ｂ）、図８（ｂ）に示した、直接波よりｊＴ_Ｃ遅延した受信フレーム振幅で、一般に複素数となる。もし、Ｊ≧Ｌの場合は、ｎＬＴ_Ｃ（ｎ＝０，１，２，．．．）遅延した遅延波は重なって検出されるので上式は

となる。ここで［ ］はガウス記号である。これから式（１８）、（１９）の条件の下で、干渉波の妨害を受けず、図２の伝送路特性ＴＬ_ｋで定まる孤立パイロットによるチャネル応答｛μ^ｋ｝が求まる。［ただし、ＡＷＧＮの妨害は受ける。また、図４のＭＦ（ｚ）の出力｛μ^０｝は図３のＴＬ_０に対応する。］
【００５９】
ここで、パイロット用基礎拡散系列ｇ_ｐ（ｉ）の代わりにデータ用基礎拡散系列ｇ_ｍ（ｉ）を用いてパイロットフレームを送信した場合に得られる

まるＬチップの成分で、次式で表現される。

【００６０】
ここにρ_ｍｉ（ｉ＝０，１，２，．．．Ｌ−１）はｉ番目のチップ振幅であり、_′はＡＷＧＮによる偏差を含むことを示す。
いま、被包装パイロットフレームｅ_ｐ（ｉ）を式（１８）に示したパイロット用とデータ用搬送波ｆ′_ｋ、ｆ_ｋを用いて同時に伝送したと仮定する。

じ２個の整合フィルタＭＦ（ｚ）にそれぞれ加え、式（２６）で示した相

分の間には次の関係が生ずる。

【００６１】
ここに、ｆ_Ｇは式（１７）のシフト周波数であり、ｊＴ_ｃは遅延波の遅延時間である。すなわち、信号を運ぶ搬送波の周波数が異なれば、そのチャネル応答にはθの位相回転が生ずる。したがってデータフレー

【００６２】
【直接分析方式】
式（２７）の擬似パイロットフレームにより式（２４−Ａ）のデータフレームを表現すると次式が得られる。

【００６３】

されるＡＷＧＮである。またβ_ｍはＭ個の要素から成ることを考慮し、式（２７）の要素を転置した表現（添字の順序変更）を用いてパイロットフレームを書き直すと、次式が得られる。

【００６４】

タ行列である。ρ′とｄ′の各列は（Ｍ−γ）個の０値をとる要素を含む。′は式（３０）に示したＡＷＧＮによる偏差成分（Δρ_ｎｍ，Δβ_ｎ，Δｄ_ｎ）が含まれていることを示す。式（２９）を解いて送信情報を検出する方法を直接分析方式と呼ぶ。
【００６５】
【最尤判定方式】

未知数セット｛β｝のＭ個の要素の中で（Ｍ−γ）個の要素が０であること

る。この最尤解を求める３通りの具体的手法を次に示す。
【００６６】
解法（ａ）：
式（２９）のＭ個の未知数を減少し、次式を満足する任意整数Ｍ_Ｒを選ぶ。

ここで、

個の縮小未知数セットの中の０番目の配列をとるセットを

個のセット｛β^Ｒ｝_ν（ν＝０，１，２，．．Ｎ_Ｒ−１）を準備する。しかるとき、｛β_Ｒ｝_０に対して式（２９）のサイズを（Ｍ_Ｒ×Ｍ_Ｒ）に縮小した下式の縮小サイズ（Ｍ_Ｒ元）連立方程式を構成できる。

Ｍ_Ｒが式（２９）を満足する条件下、一般に上式の解は求まる。
【００６７】
もし、γ個の被選択情報のすべてが上記｛β^Ｒ｝_０に含まれていたとすれ

中のγ個の要素が±１を、残りの（Ｍ_Ｒ−γ）個の要素が０をとる組合］の

解は、正しい値の何れの組合からも大きく異なる値をとる。
【００６８】

定義しよう。

【００６９】
ここで、１個の未知数解に対する３個の偏差値の中の最小値をとり

ぞれ小大順に配列し、各々の値に改めて上付記号ＡとＢを付し、それらのセットの構成要素に対し別々の順序番号ｎ＝（１，２，．．．）を付し、これら

次に他の未知数セット｛β_Ｒ｝ν（ν≠０）を作り、その各々から得られる同様な偏差値セット｛Δ^Ａ｝_ν，｛Δ^Ｂ｝νを求める。これらの偏差値セットに対し、その構成要素の代数和を偏差評価関数として次式で与える。

【００７０】

数がγ以外となる場合は、この候補を除く）Ｎ_Ｒ個の未知数セットに対し、同様な評価関数を求め、その中でＳ_ν′が最小値をとれば、その未知

【００７１】
もし、γを固定値としない場合は、

【００７２】
解法（ｂ）：

このセットをＵ_ｓ（ｓ＝０，１，２，．．Ｎ_ｕ−１）とする。この組合数はＮ_ｕ＝_ＭＣ_γ個ある。次に＋１または−１をとるγ個の要素からなる仮想（送信情報）系列
Ｃ_ｈ（＝ｃ_０，ｃ_１，．．．ｃ_γ−１）は、極性反転の場合を除くと２^γ−１個生成できる。Ｕ_ｓの各セットの要素フレームにＣ_ｈの要素（極性）を順次乗ずることにより、受信可能な擬似送信フレームＦ_ｓｈを複数個生成する。この組合数は極性反転の場合を除くと２^γ−１Ｎ_ｕ存在する。簡単のため、Ｍ＝４，γ＝２の場合について説明する。
【００７３】

擬似送信フレームは次式で与えられる。また、仮想系列はＣ_０（＝１，１）、Ｃ_１（１，−１）の２個となる。Ｕ_０とＣ_ｈをもとに次の擬似送信フレームＦ_ｓｈ（ｉ）が生成できる。

【００７４】
同様にして、他のセットＵ_１〜Ｕ_３に対しても擬似送信フレームが求まり、合計８個となる。同期受信データフレームと擬似送信フレームとの０シフト相関値は下式で与えられる。

【００７５】
このような８個の中で、Ｒ_ｓｈが±１に最も近い値をとる擬似送信フレームを見出すために下式の評価関数を用いる。

係から求めることができる。

【００７６】
解法（ｃ）：

値が０をとる下式を満足する分析系列ｗ_ｍ（ｉ）を求める。

ｗ_０（ｉ）＝（ｗ_００，ｗ_０１，．．．ｗ_０，_Ｌ−１）^Ｔの転置行列（添字交換）を用いて、下式が求まる。

【００７７】
ｍを固定値としたとき、ｍ′のとりうる組合［ｍ′］を複数
Ｎ_ｍ′＝［（Ｍ−１）／（Ｍ−１−Ｍ_Ｔ）］＋１個｛［］はガウス記号｝作り、これに対応する分析系列をｗ_{ｍ［ｍ′］}（ｉ）としよう。しかるとき、Ｎ_ｍ′個の上記分析系列により（Ｍ−１）種の系列領域を覆うことができる。これらを用いて次式の０シフト相関値を求めよう。

【００７８】
もし、β_ｍとβ_［ｍ′］の中に合計γ個の送信情報｛β^ｓ｝のすべてが含まれている場合は、この相関値は±１に極めて近い値を示す。したがって、
ＭＮ_ｍ′個の全組合に対して求めた相関値Ｒ_{ｍ［ｍ′］}の中、±１に最も近いγ個を最尤セットとして式（３９）と同様な評価関数を用いて見出せば、

ができる。
【００７９】
【相関分析方式】

同一の分析系列ｙ_ｍ（ｉ）で相関分析し、その出力を用いて連立方程式を生成することもできる。この相関分析方式を用いた第２の実施例の受信機の部分回路を図９に示す。この部分回路は図４の後部の部分回路に

式（２７）の擬似パイロットフレームである。これをもとにしてデータ分析系列ｙ_ｍ（ｉ）が、図のｙ−ＡＹＺにおいて、次式の周期相互相関関数の条件を満足するように生成する場合を考えよう。
【００８０】

て直交する系列である。
【００８１】

タ分析系列ｙ_ｎ（ｉ）（ｎ＝０，１，２，．．．Ｍ−１）を図のパイロット応答発生器ＰＧＮに加え、両者の０シフト相関値（相関係数）を求める。

ここではその偏差を０と仮定する。］このｐ_ｎｍをｎ行ｍ列の成分とすれば、サイズＭ×Ｍのパイロット応答（Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）行列Ｐが生成される。Ｐは、ｕ_０から受信する可能性のあるＭ種のデータフレーム相互の関係を、分析系列ｙ_ｎ（ｉ）により規定したパラメータである。また、使用する搬送波の異なる他局から受信したパイロットやデータフレームによる妨害を受けない孤立パイロット応答である
【００８２】

こで両者の０シフト相関値Φ_ｎが生成される。Φ_ｎのセットであるデータ応答行列Φは、式（２４）、（２７）においてｘ_Ｄ（ｉ）＝ｘ_ｐ（ｉ）＝０とすれば、下式で表現される。

【００８３】
式（２８）、（４５）、（４６）から、Φ_ｎは次式で表現される。

式（４７）から次のＭ元連立一次方程式が得られる。

【００８４】

考慮し、それを含む値を^′で表示すると次式が得られる。

【００８５】

列である。図９（ｂ）のβ−ＡＹＺにおいて、上記方程式を解くことによ

る。（以下βの順序記号をｎ→ｍに変更する。）β_ｍ＝０，±１であり、β_ｍ＝０は有効な出力ではないので、式（４９）のＭ個の出力｛β′｝をま

これらの値から±１をしきい値とし、下式により差分の絶対値Δ_ｍ＋，Δ_ｍ−を求める。

【００８６】
Δ_ｍ＋，Δ_ｍ−を小大順に配列し、各々の値に改めて上付記号Ａと順序番

に対応する推定値｛β′｝の正負を硬判定することにより、送信情報の検

る。式（４９）を解くに当り、行列Ｐ′の階位が低下する場合は、前述の解法（ａ）〜（ｃ）の何れかを適用すればよい。
【００８７】
上述の手段によりＭ種類のフレームの中から選ばれたγ個の被変調系列セットよりなる送信データフレームを、マルチパス伝送路を経由して受信し、この受信信号をベースバンド信号に復調した後に、こ

個の被変調系列セットを識別し、その各系列が運んできたγ個の２値情報｛β^ｓ｝を検出することができる。この場合、式（３０）、（５０）に含まれる偏差Δρ_ｍｎ、Δｄ_ｍ、Δｐ_ｎｍ、ΔΦ_ｎが大きいと、同時に伝送された他の系列による妨害を受けるが、Ｍ種の系列相互の周期相関値が小さい系列セットを選ぶことによりこの妨害を十分軽減できる。
【００８８】

求めるとき、この値を運んできた受信フロックフレームに含まれる主波及びすべての遅延波のエネルギは、これらの式の列ベクトル（ρ_００，ρ_１０，ρ_２０，．．．ρ_{Ｍ−１，０}）、（ｐ_００，ｐ_１０，ｐ_２０，．．．ｐ_{Ｍ−１，０}）などの形で利用されている。一方、方式（Ｃ）として説明したレイク受信方式では、干渉波成分を含む受信パイロット応答を用いているので、遅延波のすべてのエネルギを利用することは困難である。しかし、本発明の方式は、上述の原理により、孤立パイロット応答を用いているので、理想的なレイク受信特性を実現できる。
【００８９】
上述の説明では、パイロットとデータ分析系列としてｚ（ｉ）、ｙ_ｍ（ｉ）を用いたが、これらに対し、任意の系列を用いることもできる。例えばｙ_ｍ（ｉ）の代わりにｇ_ｍ（ｉ）を用いても、雑音がない場合は同じ結果が得られる。

検出感度を高める特性を有するので、一般にパイロット応答行列Ｐの正則性を高め、解β′の値が雑音Δｐ_ｎｍ、ΔΦ_ｎの影響を受けにくくするという利点がある。
【００９０】
上述の方法はＭ種の異なる系列を用いる方法であるが、これを拡張し、Ｍ′種の基礎系列ｇ_ｍ（ｉ）をもとにして、そのτ（＝０，１，２．．．Ｌ−１）シフト系列も母集団に加えることにすれば、系列数はＬＭ′倍となる。すなわち、ＬＭ′種の系列の中からγ個選択して伝送する巡回シフト多種系列方式を考えよう。図２を用いた直接分析方式にこれを適用する場合は、前述の説明において単に送受信系列の構成要素を明確にしたことに相当する。

と置くことにより、式（２９）を用いて解を求めればよい。
【００９１】
一方、本系列セットを相関分析方式に適用する場合は、図９（ｂ）の相関器に整合フィルタＭＦ［ｙ_ｎ（ｉ）］，（ｎ＝０，１，２，．．．Ｍ′−１）を用いる必要がある。これらの全出力はＭ＝Ｍ′Ｌ個となる。したがって、式（４９）の連立

整合フィルタに加える。ｎ番目の整合フィルタＭＦ［ｙ_ｎ（ｉ）］はシフト値τ（＝０，１，２，．．．Ｌ−１）の各々における下式の相関出力Φ_ｎτを生成する。

【００９２】

このｐ_{ｍτｎτ′}とΦ_ｎτを用いると、式（４９）と同様にサイズＭ×Ｍの連立１次方程式が下式の形で得られる。

【００９３】
したがって、本方式は少ない基礎拡散系列数Ｍ′を用いて大容量伝送を実現できる。なお、ｇ_ｍ（ｉ）として自己直交系列（自己相関が０シフト以下のシフト位置で０をとるような系列で、長さＬ＝４の２相系列、Ｌ＝１６の４相系列などが知られている）を用いると、式（５５）の連立方程式を解くことが容易となる。
【００９４】
上記系列母集団においてＭ′＝１とすれば、Ｍ種の拡散系列を、例えばｇ_０（ｉ）を用いた巡回シフト系列のみで構成できる。これは巡回シフト単一系列方式であり、ｇ_０（ｉ）として自己直交系列を用いると、優れた誤り率特性が得られる。
また、Ｍ種の拡散系列の別の例を考えよう。サイズＮ×Ｎのアダマール行列の各行（Ｗａｌｓｈ関数）Ａ_ｎ（ｎ＝０，１，２，．．．Ｎ−１）と、例えば系列長の長いＭ系列からとり出した系列長Ｌの部分系列Ｍ_ｓ（ｓ＝０，１，２，．．．ｓ−１）との積を求め、これを拡散系列ｇ_ｎＳ（ｉ）とすれば、ＮＳ個からなる拡散系列ｇ_ｎＳ（ｉ）のセットが得られる。系列ｇ_ｎＳ（ｉ）とｇ_ｎ′Ｓ（ｉ）（ｎ′≠ｎ）は直交するので、短い系列長で相互相関が小さく、種類の多い系列セットを、この方法により生成できる。本発明はこのようなセットを用いることもできる。
【００９５】
【データチャネル共用方式】
次に第３の実施例として、すべてのユーザのデータフレームを共通の搬送波ｆ_Ｄを用いて送信するデータチャネル共用方式を説明しよう。この送受信機は、図２、図４の記号の一部を変更したブロック図を用いて実現できる。第３の実施例の特徴は、すべてのユーザのベースバンド送信データフレーム、ｅ_Ｄ（ｉ）／ｕ_ｋ、（ｋ＝０，１，２，．．．Ｋ−１）を共通のデータ用搬送波ｆ_Ｄにより伝送する点にある。［第１、第２の実施例では、ユーザ毎に異なるデータ用搬送波（

るものとしよう。
【００９６】
しかるときこのシステムは

種類の系列を必要とする。
本発明の送信機は、図２においてｋ番目のデータ用搬送波ｆ_ｋを共通

【００９７】
図１０に本実施例を直接分析方式に適用した方式のマルチユーザ受信機ＲＸのブロック図を示す。これは、図４の機能の中で、ｕ_０用パイ

た形になっている。ｋ番目のユーザのパイロット応答｛μ^ｋ｝をもとにして、そのユーザが使用するＭ′種の擬似パイロットフレームのセット

となり、全部でＭ′個生成される。
上述のパイロット応答｛ｕ^ｋ｝は同期回路ＳＹＮに加えられ、ここで同期受信周期を指定するフレームパルスｅ_Ｆが生成される。ｅ_Ｆはすべてのユーザから入来した被包装フレームの境界が、この周期に含まれないように設定される。
【００９８】
図示のデータ信号復調部Ｄ_Ｄは図４と同様に、このフレームパルスｅ_Ｆを利用して、下式の同期受信データフレームを生成する。

を転置した擬似パイロットフレームを用いてパイロット行列ρを生成すれば下式が得られるので、これを解くことにより分析が行われる。
【００９９】

上式の行列ρ′のサイズは、（Ｌ×Ｍ）となるが、Ｍ＝ＫＭ′＝Ｌの場合には、通常、解が求まる。また、Ｍ＜Ｌの場合は前述の最尤解を求める解法（ａ），（ｂ），（ｃ）を適用することができる。この場合、前述の解法で用いたパラメータを（Ｍ→ＫＭ′，γ→Ｋγ）と変換して用いることになる。
【０１００】

ではγ＝２とした）個宛の送信情報が含まれていることになる。上式を解くことにより、全部でＫγ個の情報が求まる。すなわち、図１０は、マルチユーザ受信機能をもつ。本方式において、Ｋ個のパイロット用

あるので、式（１８）を参照して例えば、

のような関係を与える必要がある。
【０１０１】
このようにして得られたＫγ個の送信情報から、図示の回路ｐ−ｓに

なお、第３の実施例に対し、相関分析方式を用いることもできる。

を求め、式（４９）と同様な連立方程式を解くことにより、未知数セ

また、この実施例において、Ｍ′＝１とすれば、各ユーザが１個の拡散系列ｇ_ｋ（ｉ）使い孤立パイロット支援を受けるシングルアリーシステムとなる。この方式の受信復調に対しても上述の方式を用いることができる。
【０１０２】
【複素数展開形系列拡張方式】
上述の諸方式において、チャンネル応答｛μ^ｋ｝が一般に複素数をとるので、送信用基礎系列ｇ_ｍ（ｉ）が２相または実数系列の場合でも、擬似パ

として説明してきた。そして、式（２９）を解く場合、式の構成要素

た。ここでＭが基礎拡散系列の長さＬにより制限されていることに注目し、この系列長Ｌを受信側で人為的に長くする第４の実施例の方法を示す。
【０１０３】
その方法は、複素数をとるＬチップの同期受信フレームを展開し、実数をとる２Ｌチップのフレームに変換することである。式（２７）と

う。

【０１０４】

いて示した。上式の虚部を別の実部と見なし和記号＋と虚数ｊを除いたフレームを下式により表現しよう。

【０１０５】
上式において、要素の配列順序に関しては、これを任意に選ぶことができる。（ただし、パイロットとデータフレームに対し、同一の配列順序を用いる。）このようにして２Ｌチップからなる２倍長フレームが構成できる。ここで重要なことは、チャネル応答｛μ^ｋ｝の実部と虚部が互いに独立なランダム変数であるので、上述の２倍長フレームは何れもランダム系列で構成されていると見なせる。［もし、マルチパスのない伝送路では、上述の実部、虚部間の独立性は失われる。このような場合に対しては、予め送信用基礎系列ｇ_ｍ（ｉ）をその実部と虚部が互いに独立なランダム系列で構成される４相系列とすればよい。］
【０１０６】
この系列拡張方式の原理を第１の実施例に適用すると、式（２９）においてＬ→２Ｌとなる。その結果例えば式（２９）を一般的解法により

倍長フレームを用いることによりこれを、

に緩和できることになる。なお、Ｍ＞２Ｌの場合に対し、前述の解法（ａ），（ｂ），（ｃ）を適用するとしても、２倍長フレームを用いることにより、雑音による誤り率特性を著しく改善できることになる。この原理を第２、第４の実施例に適用する場合も、分析次元が増大するので、ＭやＫＷ′を増大することが容易になる。
【０１０７】

ＳＱＥＸ_Ｄにより遂行される。また擬似パイロットフレームに対する同様な機能は、ＦＦＧの中に準備された系列拡張器ＳＱＥＸ_ｐにより遂行され、

３の実施例に適用する場合、図９、１０の回路の中に点線枠で示した

分析を行えばよい。
【０１０８】
【ダイバーシィティ受信形系列拡張方式】
図１１は第４の他の実施例として、ダイバーシィティアンテナを用いた、系列拡張方式を第１の実施例に付加したときの送受信機の回路構成を示す。図（ａ）はｋ番目のユーザｕ_ｋの送信機の回路構成である。図２の送信機の回路であるＴＸ_ｋの出力は、２（一般に１乃至複数）個の送信ダイバーシィティアンテナＡ_Ｔ０、Ａ_Ｔ１に導かれ送信される。
【０１０９】
図（ｂ）は０番目ユーザｕ_０を希望局とし、その信号を検出するため

路が準備される。Ａ_Ｒ０とＡ_Ｒ１は、スペースダイバーシィティ受信の原理により、一般に搬送波の波長の１／２程度離れた間隔に設置される。また、偏波ダイバーシィティを用いるとすれば、（あるいは偏波ダイバーシィティを併用するとすれば）物理的には１個のアンテナで２個の出力が得られる。（この場合、送信アンテナも偏波ダイバーシィティにするか、偏波ダイバーシィティを併用する必要がある。）
【０１１０】

示を省いた基礎拡散系列セット｛ｇ_ｍ｝により、擬似フレーム発生器ＦＦＧ_ｄ

れらの出力は系列拡張回路ＳＱＥＸ_ｐに加えられる。ｍを固定値とした場

ップ要素がＳＱＥＸ_ｐに加えられる。これらの要素は、時間軸上に予め定めた順序に配列される。このようにして配列された長さＮ_ｄＬチップの

が作られる。
【０１１１】

Ｌチップ宛の要素からなる各フレームの全要素（Ｎ_ｄＬ個のチップ）が時間軸上に配列され、Ｎ_ｄＬチップからなる拡張同期受信データフレーム

式（６１）と同様に、系列拡張器ＳＱＥＸ_ｐとＳＱＥＸ_Ｄへの入力は下式で表現される。

（６４）の入力をｄに関してカスケードに順次配列する方法を例にとると、ＳＱＥＸ_ｐとＳＱＥＸ_Ｄの出力は固定値ｍに対して下式で与えられる。

ここで簡単のため、Ｎ_ｄ＝２として、上式の構成要素を式（６４）を用いると下式で表現される。

【０１１２】

ロット行列ρ′が作られる。一方Ｍ，Ｎ_ｄＬ個の要素からなる未知数行列β′、拡張同期受信データ行列ｄ′を生成し、これらを用いると式（２９）と同様な連立方程式が生成される。したがって通常の方法で解を求め

【０１１３】
図１１の回路構成を用いた前述の説明では、送信機ＴＸがｍ番目の送信情報β_ｍを送信するために用いるｍ番目の基礎拡散系列ｇ_ｍ（ｉ）は１個と仮定した。いま、これを送信アンテナ数Ｎ_νに対応して、Ｎ_ν種類用意しよう。すなわち、系列セット｛ｇ_ｍ｝＝（ｇ_ｍ０，ｇ_ｍ１，．．．ｇ_ｍν，．．．ｇ_{ｍ，Ｎν−１}）を準備する。いま簡単のため、γ＝１とすれば、β_ｍｇ_ｍνが図５の基礎データフレームＳ_Ｄν（ｉ）となり、同様なＮ_ν個のフレームを生成する。
一方、パイロット用に系列セット｛ｇ_ｐ｝＝（ｇ_ｐ０，ｇ_ｐ１，．．．ｇ_{ｐ，Ｎν−１}）を用意し、上記と同様にしてこれから基礎パイロットフレームｐｇ_ｐνがＮ_ν個生成される。上記データ及びパイロットフレームの合成系列がそれぞれ、図５のｓ_Ｄν（ｉ），ｓ_ｐν（ｉ）となる。これらをＮ回宛繰返して、コア系列を生成し、コア系列にガード系列を付加してベースバンド被包装送信フレームｅ_Ｄν（ｉ）［＝ｅ_Ｄｍν（ｉ）］、ｅ_Ｐν（ｉ）が生成される。これらのフレームによるチップ波形のたたみこみ変調と直交搬送波変調によりν番目の送信フレームｓ_ａν（ｔ）が生成される。これをν番目の送信ダイバーシティアンテナＡ_Ｔνより送信する。
受信機は、逆拡散系列数が１個からＮ_ν個に増大するので、図１１

出力として、チャネル応答｛μ^０｝_νｄ（ν＝０，１，．．．Ｎ_ν−１，ｄ＝０，１，．．．Ｎ_ｄ−１）が、Ｎ_νＮ_ｄ

される。
上記パイロット応答と、基礎拡散系列をもとにして、系列長Ｌの擬

れらのフレームを配列することにより系列長Ｎ_νＮ_ｄＬの拡張擬似パイ

フレームの一部を除く、あるいは時間軸上で加算するなどの方法により、Ｎ_νＮ_ｄＬより短縮することもできる。）同様に同期受信データフレ

Ｎ_νＮ_ｄＬに増大できる。
なお、上述の系列拡張回路ＳＱＥＸ_ｐ、ＳＱＥＸ_Ｄの機能の中に、式（６２）を用いて説明した複素数展開形系列拡張機能を併用することができる。この場合、前記行列群の次元数は２Ｎ_νＮ_ｄＬに増大するので、通常方程式を容易に解くことのできる条件を

に緩和できる。
【０１１４】
また、図１１により説明した受信ダイバーシティの原理を第２、第３の実施例にも適用することができる。すなわち図１０において、Ｎ_ｄ個の受信アンテナを設ける。１個のアンテナの出力をＫ個のパイロッ

全アンテナ出力を同様なＮ_ｄ個の受信ブロックに導き、これらの出力群を図１１のＳＱＥＸ_ｐ、ＳＱＥＸ_Ｄと同様な系列拡張回路ＳＱＥＸ_ｐ、ＳＱＥＸ_Ｄにそれぞれ加えて、Ｍ個の拡張擬似パイロットフレームと１個の拡張同期受信データフレームを作る方法により、拡張系列を用い次元数を増大したマルチユーザ受信機を実現できる。また、図９において、同様に

拡張系列を用いた受信機を実現できる。
なお、上記の場合に対しても、送信ダイバーシティの原理を付加することができる。すなわち、送信アンテナ数と拡散系列数をＮ_ν倍にすれば、方程式の次元数をさらに増大することができる。
【０１１５】
【分析行列正則化方式】
一般に式（４９）のパイロット応答行列Ｐ′の正則性は、基礎拡散系列

場合が発生する。これを避けるには、公知の模造パイロット応答を用いた行列正則化技術［富田光博他、″孤立パイロット信号と模造パイロット応答を用いるＣＤＭＡ信号の干渉分析方式″電子情報通信学会の信学技報、ＳＳＴ２０００−４３］を用いることができる。この公知の方式は、同一のシンボルフレームの時間幅Ｔ_Ｅを用いて送信できるシンボルフレームの種類（情報の数）を拡散系列長Ｌに対し（Ｌ−１）個に減少し、残余の１個を模造情報として用い、実際の情報伝送には利用しない技術である。すなわち、実際にはＬ個の情報を伝送できる機能をもちながら、正則性向上のため、（Ｌ−１）個の情報しか伝送できない問題点があった。
【０１１６】
本発明では、上記技術をさらに発展させ、付加的模造情報（Ｄｕｍｍｙ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）、模造拡散系列（Ｄｕｍｍｙ Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）とともに、付加ベクトルを用いる方式を示す。すなわち、実際には送信しないが、受信機でｈ（一般にはｈ≧１）個の擬似同期受信フレームを付加挿入して分析を行う。このため、受信機はその系列母集団の数を、例えばｈ個の模造拡散系列を加えることにより、（Ｍ＋ｈ）個に増大し、実際にはＭ種の系列を利用する。すなわち、式（４９）のパイロット応答

応答を付加列ベクトル（ｐ_０Ｍ，ｐ_１Ｍ，．．．ｐ_ｎＭ，．．．ｐ_Ｍ，Ｍ）^Ｔ＝［Ａ］＝（ａ_０，ａ_１．．．ａ_ｎ．．．ａ_Ｍ）^Ｔとする場合を説明しよう。
【０１１７】
受信機は、模造拡散系列ｇ_Ｍと希望局ｕ_０と基地局ＢＳとの間のチャネ

し、これをもとに式（４５）を用いて付加行ベクトル

【０１１８】

これらの式から、式（４９）のサイズを拡大した下式が得られる。

【０１１９】

知数行列、修正データ応答行列であり、受信機がＡを選定する。具体

（デターミナント）または、特異値を増大できる。もし、Ｐ′の階位が２以上低下している場合には、模造系列数ｈを２個以上に増大して処理

で、この方法で白色雑音の影響を受け難い、したがって信頼性の高い送信情報推定値｛β′｝の値を求めることができる。
【０１２０】

［または規準化特異値（最小特異値と最大特異値の比）］が増大するように上記の付加列ベクトルＡを選定する手段を準備することにより、これらの式の正則性を改善し解くことができる。
【０１２１】
また、式（４９）に含まれる各要素を実部と虚部に分離し、行列のサイズを２倍にした式に変換する公知の方法により解くこともできる。しかし、前述の複素数展開形系列拡張方式により擬似パイロットフレ

場合が多い。もし、解けない場合は、上述の付加列ベクトルＡを加えて解くことができる。したがって、付加ベクトル方式を系列拡張方式と併用する方法が有利である。
【０１２２】
なお、ｈ〉１とすれば、行列Ｐ′の正則性を高める効果はさらに増大する。また、この付加ベクトル方式は、式（５５）などを解く場合にも適用できる。
【０１２３】

ができない。式（２９）においてＬ＝Ｍとおき、Ｍ元連立１次方程式を解く場合に対しては、上述の模造未知数、模造拡散系列、付加列ベクトルを用いる技術をさらに発展させることによりパイロット行列ρ′の階位が低下しても、これを解くことができる。式（７０）と同様に付加列ベクトルＡを付加し、さらに付加行ベクトルＣ＝（ｃ_０，ｃ_１，．．．ｃ_Ｍ−１）と

方程式に変換する。

【０１２４】

タ行列である。なお、ｄ_Ｍは付加定数であり、Δｄ_ｍ（ｍ＝０，１，２，．．．Ｍ−１）は列

ここでは、簡単のため、

としよう。さらに、送信情報の制約から

が成立つ。また、仮想データ要素ｄ_Ｍは下式で与えられる。

Δｄ_ｍ（ｍ＝０，１，２，．．．Ｍ−１）も０となる。したがって、ｃ_ｍ（∈±１）、β_ｍ（∈±１，０）を考慮すると、γが偶数の場合、ｄ_Ｍ＝０、γが奇数の場合、ｄ_Ｍ＝１（または−１）になるような行ベクトルＣが存在する。
【０１２５】
いま、例えばγ＝２とし、β_０＝β_１＝１であったとしよう。しかるとき、ｃ_０＝−ｃ_１＝１とし、ｃ_ｍ（ｍ≠０，１）に任意値を与えればｄ_Ｍ＝０となる。ここで、

トルＣが存在する。それ故、予め複数個の行ベクトルのセット

何れかのベクトルを用いて、ｄ_Ｍ＝０を実現できるようにする。
【０１２６】

トの中で式（３４）、（３５）と同様な方法を用いて、最尤セットを求

ることができる。
【０１２７】
なお、階数が２以上低下するような受信パイロット行列ρ′に対しては、ｈ（≧２）個宛の付加列ベクトルＡ_０，Ａ_１，．．．Ａ_ｈ−１及び行ベクトルＣ_０，Ｃ_１，．．．Ｃ_ｈ−１、

｛ｄ｝＝（ｄ_Ｍ，ｄ_Ｍ＋１，．．．ｄ_{Ｍ＋ｈ−１}）を用い、（Ｍ＋ｈ）元の連立１次方程式に変換して解くことができる。上記の方法は、一般的な連立１次方程式に応用しても、正則性改善効果を発揮できる。
【０１２８】
【スクランブルド系列形分析方式】
ＣＤＭＡ移動通信方式では、サービス地域を多数のセルに分割し、各セルに基地局を置き、セル内ユーザは当該セルの基地局と通信する。ここで、各セルに同一周波数帯域を割当てることにより、周波数利用効率の向上を図っている。その結果、セル内の他ユーザからの干渉のみならず、隣接セルのユーザからの干渉も受ける。上述のように本発明の方式は、各セルのｋ番目のユーザが式（１８）の搬送波周波数

る。したがって、各セルと隣接セルのｋ番目のユーザのパイロットフレーム相互間、データフレーム相互間には、相互干渉が発生する。
【０１２９】
［セルを例えば６個のセクターに分割し、アンテナの指向性を利用して、干渉を除くセクター方式では、隣接セルの代わりに隣接セクターからの干渉を考えれば良い。］
【０１３０】
前述のユーザｕ_ｋがデータ用搬送波ｆ_ｋを使う方式において、セル内の局間干渉に対しては、各ユーザは同一の拡散系列セット（Ｍ種類の系列）を用いることができる。もし、隣接するセルのユーザに対しても、同一の系列セットを割当てることができるならば、システム設計は有利となる。この同一系列方式を実現する手段として、各セルにセル固有のスクランブル符号σ_ｃ（ｉ）（ｃ＝０，１，２，．．．Ｎ_Ｃ−１）を割当てる。ここで相互に干渉を与えるセルの数をＮ_Ｃ＝（７）とする。ｃ番目のセルのユーザは、拡散系列ｇ_ｐ、ｇ_ｍに対し、両系列の対応するチップ毎の乗算を施し、式（９）を用い次式に示すようなスクランブルド系列セットを作る。

【０１３１】
通常のＣＤＭＡ方式でも、しばしばスクランブル方式が用いられるが、この場合送信機は上述のようなスクランブルド系列をガード系列をもつ前述の被包装フレームに変換することなく送信し、受信機は受信信号の主波に同期した（送信機が使用した）スクランブル符号によりデスクランブルを行う。このような従来方式は、希望局からの遅延波に対して非同期デスクランブルと奇相関成分を生成する相関復調を行うことになるので、遅延波のエネルギを信号検出のために十分利用することは困難である。
【０１３２】
本発明においては、送信機は拡散系列としてスクランブルド系列セットを用いて被包装送信フレームを生成し、受信機は希望局の送信機が用いた系列と同じパイロット及びデータ用スクランブルド系列セッ

受信データフレームの分析処理を行う。このようにして、セル間またはセクター間干渉の大部分を除き、希望局遅延波のエネルギをすべて利用する復調検出を行うことができる。したがって、受信誤り率特性の点で、はるかに有利な方式を実現できることになる。
【０１３３】
【パイロットフレーム伝送方式】
前述の図２、４、９、１０、１１により説明した第１〜第４の実施例は、各ユーザの孤立パイロットフレームを伝送するために、Ｋ個の

フレーム伝送方式である。対照的に、時分割形パイロットフレーム伝送方式を用いることもできる。図１２は図７と同様なベースバンド送受信フレームの構成に関する補助説明図である。
【０１３４】
図１２（ａ）はデータ共用チャネル形パイロット時分割伝送方式における、２人のユーザｕ_ｋ（ｋ＝０，１）の送信信号ｓ^ｋ（ｔ）を示す図である。図にはｓ^ｋ（ｔ）の中の、フレーム系列順序番号ｎ，ｎ′（ｎ≠ｎ′）を添字の最後に含む７個の拡張フレーム（周期Ｔ_Ｅ）の系列が示されている。ここでは、パイ

が時間軸上に図のように配置されている。図は、パイロットフレームとデータフレームの挿入割合が１：２（後述するパイロットオーバヘッドα_ｐ＝１／２に相当）の場合を示す。このｓ_ｋ（ｔ）により式（１８）の直交周波数ｆ_ｋの搬送波を変調し、その変調出力が送信機ＴＸ（ｕ_ｋ）から送信

フレームをフレームパルスを用いて時分割的に抽出し、これを用いて

ムや他局の送信したパイロットフレームの干渉を受けることなく、パイロット応答｛μ^０｝を生成できる。この例では図の矢印で示すように、

度が遅い場合は、受信信号の変化速度は緩慢であり、ドプラシフト周波数ｆ_ｄは低くなる。シンボルレートｆ_Ｉとの比を、

とするとき、λ≪１ならばパイロットフレームの挿入頻度（または後述するα_ｐ）を低減できる。なお、パイロットとデータフレームの順序を、受信機ＲＸは公知の同期技術により識別できる。
【０１３５】 共通の櫛の歯状周波数スロットをセル内のすべてのユーザにパイロット伝送のために割当て、この周波数スロットを各ユーザが時分割的に利用することもできる。このような共通パイロットチャンネル形時分割伝送方式において、基地局ＢＳが受信したベースバンド受信フレーム構成を図１２（ｂ）に示す。
【０１３６】
図において、ｒ_ｐ（ｔ）は上記の共通パイロットチャンネル上の拡張フレ

は、Ｋ個のユーザ（ｋ＝０，１，２，．．．Ｋ−１）に順次割当てられ、Ｋパイロットフレームに１回の割合で同期フレームｒ_Ｆ（ｔ）が挿入されている。
【０１３７】

いる。これは、図８（ｂ）のデータフロックフレームｒ_Ｄｆ（ｔ）とほぼ同じ構成をとる、搬送波ｆ_ｋ（または共通搬送波ｆ_Ｄ）上の連続波形である。こ

し互いに一致するように画かれているが、実際には、式（１９）の準同期条件と遅延波の遅延時間により、必ずしも一致しない。各受信フ

タイムスロットの周囲に異なる拡がりを示し、隣接フロックフレームの一部は互いに重複する。
【０１３８】
また、同期フレームｒ_Ｆ（ｔ）のタイムスロットは、基地局ＢＳの受信機のタイミング回路により供給される。このフレームスロットからｋ番

される。したがって、ある同期受信フレームの中に、異なるユーザから受信した隣接フロックフレームは含まれない。
【０１３９】

式（１８）、（６０）と同様に下式に示す直交関係を与える。

【０１４０】
ここで、もし第３の実施例である共通データチャネル方式に、この時分割パイロットフレーム伝送方式を用いると、ｆ_ｋをｆ_Ｄ＝ｆ_００＋ｆ_Ｇすることになり、下式のように搬送波の数はＮ＝２となる。

【０１４１】
このような原理を用いて所要パラメータを設計することにより、データフレームからも、他のユーザから受信したパイロットからも妨害を受けることなく、ＲＸは孤立パイロットフレームを受信できる。
【０１４２】
【部分回路の説明】
図１３は図４、図９〜１１で用いた受信機の部分回路の詳細図である。これらの回路の相互相関処理機能は、ＣＤＭＡ受信機における最も重要な復調分析要素である。
【０１４３】
図１３（ａ）は、連続時間形相関器Ｃ_ｏｒ１（ｑ）である。ｒ（ｔ）は受信フレーム連続時間波形［式（２）のｇ（ｔ）に情報βを乗じたＬチップの系列波形を仮定する。］ｑ（ｔ）は式（３）のチップ連続時間波形である。両者を乗算器ＭＯＤで乗算した後、積分器Ｉに加える。アンドゲードＡにＩの出力を加えれば、積分時間の終（ｔ＝ｉＴ_ｃ，ｉ＝０，１，２，．．．Ｌ−１）を指定するトリガ入力ｄ（ｔ）により、積分値ｒ（ｉ）が０シフト相互相関出力として順次得られる。積分器Ｉは、上記トリガ点毎に一旦リセットされる。この回路は図４のＣ_ｏｒ（ｑ）として用いられている。ここでは、ｒ（ｔ）を構成する要素波形であるチップ波形ｑ（ｔ）をチップ時間幅Ｔ_ｃの方形波を仮定した。もし、ｑ（ｔ）としてｆ形標本化関数波形を用いる場合、Ｉの積分範囲を［−ｎＴ_ｃ〜ｎＴ_ｃ，ｎ＞１０］に拡大する必要があるので、上述のリセットを行うために、相関器を２ｎ個以上並列に設置する必要がある。
【０１４４】
図１３（ｂ）は、図（ａ）で得られた離散時間波形ｒ（ｉ）とデータ分析系列ｙ（ｉ）の０シフト相互相関出力を求める回路である。すべての処理は離散時間軸ｉＴ_ｃの上で行われる。したがって、図（ａ）と比較すれば、積分器Ｉは加算器になっている。また、トガリ入力ｄ（ｔ）のトガリ点は、ｎをフレーム番号とすれば、［ｔ＝ｎ（ＬＴ_ｃ），ｎ＝０，１，２，．．．Ｌ］となり、ＬＴ_ｃ毎に出力Φ_ｎが得られる。この回路は、図９のＣ_ｏｒ（ｙ_ｎ）として用いられている。
【０１４５】
図１３（ｃ）は、図（ｂ）の相互相関出力をすべてのシフト位置（τ＝０，１，２，．．．Ｌ−１）で求める整合（マッチド）フィルタである。ここでは、受信フレームｒ（ｉ）と式（２５）で定義したパイロット分析系列ｚ（ｉ）との周期相互相関関数を求める回路の例について説明する。
【０１４６】
図において、ＤはＴ_ｃ秒の遅延回路、Ｓ_ｈはＴ_ｃ秒の遅延と、系列ｚ（ｉ）を１チップだけ周期的にシフトする機能をもつ回路、Ｃ_ｏｒ−ｊ（ｊ＝０，１，２，．．．Ｊ−１）は図（ｂ）と同じ相関器である。図より、相関器Ｃ_ｏｒ−ｊの入力は、遅延時間を除いて考えると、ｒ（ｉ）とｚ（ｉ−ｊ）となる。
したがって、その出力は両者の０シフト相関値μ_ｊとなり、ｊＴ_ｃ遅延した時間位置に発生する。このようにしてすべての相関器出力の和｛μ｝が得られる。もし、すべての要素を同時に得たいならば、Ｄを除き、Ｓ_ｈの遅延機能を除くことにより、Ｊ個のμ_ｊを並列出力として得ることができる。（ここでは、相関器入力は複素数であるから各相関器において複疎遠算処理が行われる。）この回路は、図４の整合フィルタＭＦ（ｚ）などに用いられている。
【０１４７】
【電力帯域幅特性】
本方式の周波数利用効率を１ビット送るために必要なチップ数νを評価尺度として求めると次式が得られる。

ここに、
Ｌ_Ｅ：拡張フレームの係列長 （＝Ｌ_Ｇ＋２Ｌ_ｈ）
Ｋ：ユーザ数
Ｉ：シンボルフレーム当り情報量 ［式（１４）参照］
Ｌ：基礎拡散系列長
Ｌ_ｈ：ヘッダ系列長（テール系列に等しいと仮定）
Ｌ_Ｇ：コア系列長（＝ＮＬ）
Ｎ：搬送波数［Ｎ＝Ｋ（１＋α_Ｐ）］

【０１４８】
上式の値を占有帯域１Ｈｚ当り伝送できる情報量に換算すると、大略（２／ν）ビット／Ｈｚとなる。なお、前述のデータ共用チャネル形や共通パイロットチャネル形時分割伝送を用いると、α_Ｐ＜１となる。前述の第３の実施例を用いると、α_Ｄ＜１となる。セルサイズが比較的小さい場合はα_ｈを小さくできる。また、シンボル当り情報量Ｉが大きい場合は、拡張フレーム周期は長くなるので、α_ｈを小さくできる。
【０１４９】
次に基地局から平均的な距離にあるユーザの送信電力について考えよう。パイロットフレーム上の白色雑音による誤り率特性の劣化は、データフレーム上の雑音による劣化よりも著しく大きいので、パイロットフレーム電力Ｐ_Ｐは、γ＝１の場合のデータフレームの単位電力Ｐ_Ｄ０に比し、大略基礎拡散系列の長さ、Ｌ倍以上必要となる。一方、低速移動体の場合は、式（７６）において、λ＝ｆ_ｄ／ｆ_Ｉ≪１となるので、パイロット応答として隣接する多数のパイロットフレーム応答の積分値を用い、Ｐ_Ｐの値を著しく小さく選ぶことができる。［積分するフレーム数をＮ_ａとすればパイロット応答に含まれる雑音電力は１／Ｎ_ａとなる。］ここでは、各ユーザの送信全電力を、

としよう。λ≪１ならば、η＝Ｐ_ｐ／Ｐ_Ｄ０≪１となり、Ｐ_Ｕ≒γＰ_Ｄ０に低下させることができる。あるいは、ηを減少させる代りに、α_Ｐ≪１に設定し、νをさらに低下させることもできる。γ＝２〜３程度とすれば、低電力消費が望ましい移動局の送信機に対しても過大な電力負担を要求することなく実現できる。
【０１５０】
なお、本方式を下りリンクに応用する場合を考えよう。この場合は、共通のパイロットフレームを用いうるので、パイロットフレーム伝送に割当てるべき搬送波数は１個で十分であり、式（７９）においてα_ｐ＝１／Ｋに激減する。また下りリンクにおける基地局送信機の送信電力はすべてのユーザが平均的距離に存在する場合に、

となる。実際上基地局は送信電力を高めることができるので、γを増大し、νを減少することができる。最大値γ_ｍを用いる場合は上式のγがγ_ｍ以下の値の平均値となる。上記送信電力とチップ／ビットの積は、１ビットの情報を送るために必要な電力帯域幅積となり下式で与えられる。

ここにＰに対してはＰ_ＵまたはＰ_Ｂを用いる。ＰＢが小さい程有利な方式と考えられる。
【０１５１】
これから、表１の設計例を考えよう

【０１５２】
Ｘ、Ｙ、Ｗは上りリンク用、Ｚは下りリンク用のシステム例である。また、Ｘは図２、４の方式、Ｙは図９で巡回シフト単一系列を用いた方式、Ｗは図１０のデータチャネル共用方式である。Ｚは図２、図４、

値γ_ｍを設定し、γ_ｍ以下のすべてのγを活用する方式である。Ｘ、Ｙ、Ｗの諸方式のＰＢの値（下りリンクに対しては、ユーザ当たりの値として表の値の１／３０を考える）は、現在の実用方式の実現値１０程度に比し、はるかに有利な特性である。上記設計例ではα_ｐ＝１に選んであるので、シンボルフレーム毎にパイロットフレームを伝送していることになり、積分によりパイロットフレーム上の雑音を減少できる。したがって、式（８０）、（８１）においてη≒０を仮定できる。下りリンク用の方式Ｚのνの値は、共通パイロットを利用できるので一般に上りリンクより減少し、有利な特性を実現できることを示している。しかし、上りリンクに対してもパイロットの時分割伝送方式を用いることにより、ν及びＰＢをさらに減少できる。
【０１５３】
γに対し、固定値を用いる方式に比し、最大値γ_ｍを用いる方式は、さらに有利な特性を示す。このようにして本発明により、従来方式の周波数利用効率に比し極めて高い効率をもつ方式を実現できる。
【０１５４】
なお、システムの情報伝送速度をＲ（ビット／秒）としたときの拡張フレームの周期、ヘッダ系列の周期は次式で与えられる。

【０１５５】
前記の設計例（Ｘ）に対して、Ｒ＝１００ｋｂｐｓとして求めると、Ｔ_ｈ＝１０．８μｓｅｃとなる。セル半径１ｋｍを仮定すると、最大遅延時間はτ_Ｍ≒１．８μｓｅｃとなる。したがって、τ_Ｍ≪Ｔ_ｈから、式（１９）に示した準同期条件が十分満足されることを示している。
【０１５６】
なお、本発明は理想的レイク受信機能をもつ。この機能はパス・ダイバーシティとも呼ばれ、直接波のみならず、多数の遅延波の原力も利用可能とするもので、誤り率特性の向上に寄与する。さらに表１の諸方式に、２種の系列拡張方式を付加すると、系列数Ｍまたはユーザ数Ｋの増大が可能となるので、ＰＢの値を表の値の数分の一に減少できる極めて優れた方式を実現できる。
【０１５７】
【発明の効果】
請求項１記載の発明は、第一の実施例として説明したように、シンボル当りＩビットの送信情報を送るために、送信機は繰返し形拡散系列にガード系列を付加した被包装系列をＭ種類作り、その中のγ個を選択して、（Ｍ−γ）個の０とγ個の非零からなる原情報セット｛β｝を生成し、これを用いてγ個の被選択情報セット｛β^Ｓ｝を生成する。｛β^Ｓ｝により被選択被包装系列をそれぞれ変調することによりベースバンド・データフレームを生成する。同様な手段で１個のパイロット用基礎系列をもとにして孤立パイロットフレームを生成し、各ユーザの送信するデータフレームが相互に干渉妨害を受けないように、各データフレームは別々の直交搬送波を変調して周波数分割形無線帯域送信データフレームを生成した後、これらを送信し、受信機は前記送信フレームに対応するデータフロックフレームとパイロットフロックフレームとを受信し、後者の復調出力から生成した高純度チャネル応答をもとに、前者を分析し、その結果から干渉波成分の影響を推定することにより、受信復調成分から干渉成分の影響を除去するので、干渉妨害を受けることなくシンボル当りＩ（例えばＭ＝６５，γ＝２の場合Ｉ＝１３）ビットの送信情報を検出することができる。その結果、高い周波数利用効率を実現できる。さらに、γを過大に選ばない限り送信電力を低く抑えうるので、上りリンクにも応用できる。
【０１５８】
請求項２記載の発明は、上記請求項１記載の発明における送信機能のもとで遂行する受信機の直接分析手法を示すものであり、同期受信パイロットフレームから生成したチャネル応答と各拡散系列からパイロット行列を生成し、同期受信データフレームをもとにして受信データ行列を生成する。これらの行列と未知数行列をもとに生成したＭ元連立１次方程式を解く直接分析方式により同時に送信された他種拡散系列成分の妨害を受けることなく、各送信情報を検出できる。したがって、拡散系列母集団の系列数Ｍや被選択系列数γが過大な場合でも、

ることなく、これを求めることができる。さらに孤立パイロットを用いたチャネル応答をもとに分析するので、理想的なレイク受信と同一の受信信号電力を利用できるから、優れた誤り率対ＳＮ（信号対雑音）比特性を実現できる効果がある。
【０１５９】

パイロットフレームをｋ番目の櫛の歯状周波数スロットを用いて周波数分割伝送するが、データフレームを各ユーザのデータに対し共通の搬送波ｆ_Ｄにより、共通の櫛の歯状周波数スロットを用いて伝送する方式である。すなわち、同一のデータ帯域をすべてのユーザが共通に使用するので、占有帯域を節約できる効果がある。
【０１６０】
請求項４、５、６の発明は、高純度パイロットフレームの伝送に関する方式である。送信機はパイロット用基礎拡散系列を繰返したコア系列にガード系列を付加した被包装系列を準備し、これにパイロット情報を乗じたベースバンド送信パイロットフレームを送信するに当り、すべての局の送信するデータフレームや他局の送信するパイロットフレームに対し、該パイロットフレームが直交関係をもつように、受信機が各ユーザ局から受信するフロックフレームの受信タイミング偏差を、ガード系列の範囲に抑える同期技術の下で、各ユーザが互いに直交する周波数の搬送波（同期受信フレーム周期の逆数の周波数間隔をもつ搬送波セット）を用いて櫛の歯状周波数スロット上に該送信パイロットフレームを周波数分割的に送信する技術を提供する。または、該送信パイロットフレームに対し自己のデータフレームと同じ直交周波数の搬送波を用い、該データフレームとは時分割的に送信する技術を提供する。または、ユーザ局共通の搬送波を用いて、共通パイロットフレームの時間軸上に、他ユーザのパイロットフレームとは時分割的に送信する周波数分割・時分割組合技術を提供する。
この発明により受信機は、自局のデータフレームはもとより、他ユーザの送信したパイロット及びデータフレームによる干渉妨害を全く受けることなく、希望局の高純度孤立パイロットを受信し、これをもとに正確なチャネル応答を生成できる。本発明の実施例における誤り率対ＳＮ比特性を、このパイロットの高純度化により著しく向上しうる効果がある。なお、パイロットフレームの時分割的送信により、パイロットオーバーヘッドを減少できる利点がある。
【０１６１】
請求項７及び８記載の発明は、請求項２に記載した受信機における直交分析方式をとる代わりに、相関分析方式を用いる。すなわち、同期受信パイロット及びデータフレームの両者に対し同一の分析系列ｙによる相関関数を求め、その出力である、パイロット応答及びデータ応答を用いてサイズＭ×Ｍの連立方程式を作り、これを解いて送信情報を求める。この方式は連立方程式のサイズを系列長Ｌに限定する制約はなく送信機に準備したＭ種の系列に対しサイズＭ×Ｍの方式を生成できる上に、特定の系列成分に注目した分析ができるので、これを解く場合の自由度が増す効果がある。
【０１６２】
請求項９、１０記載の発明は、複素数展開形系列拡張方式によりパイロット（応答）行列の実効長を２倍に増大し、連立方程式の次元数を倍増する技術である。すなわち、受信機が受信した同期受信データフ

幅をもつＬ個のチップ要素を実部と虚部に分離しその虚部を新しい実部と見なし、両実部を加えて、２倍長系列のフレームを生成し、これを分析する方式である。
【０１６３】
請求項１１、１２記載の発明は、ダイバーシィティ送受信形系列拡張方式による次元数増大技術である。すなわち、送受信機の出力、入力側にそれぞれ送信ダイバーシィティアンテナＮ_ν個と、受信ダイバーシィティアンテナＮ_ｄ個を用い、複数（Ｎ_ｄ）個の受信入力をパイロット信号復調、チャネル応答生成、擬似パイロットフレーム生成、データフレーム復調などの機能をもつ複数（Ｎ_νＮ_ｄ）個宛のパイロットとデータ用受信ブロックにそれぞれ導き、その出力であるＮ_νＮ_ｄ個の擬似パイロットフレームのＬ個宛のチップ要素を時間軸上に配列して実効系列長をＮ_νＮ_ｄＬに増大した拡張擬似パイロットフレームを生成し、他方、前記受信ブロックの出力であるＮ_νＮ_ｄ個のデータフレームのＬ個宛のチップ要素を同様に配列して拡張データフレームを生成することにより連立方程式の次元数をＮ_νＮ_ｄＬに増大することができる。
【０１６４】
請求項１３に記載の発明は、請求項９または１０と請求項１１、１２の系列拡張技術を併用した技術である。このようにして、請求項９〜１３記載の発明は、受信機が処理する拡散系列の実効長を増大する技術を提供する。これらの技術により前記受信パイロット行列やパイロット応答行列の正則性を高めうるのみならず、系列数Ｍまたは、収容ユーザ数Ｋを増大しうる。したがって、システムの周波数利用効率を高め、電力帯域幅積を減少しうる効果がある。
【０１６５】
請求項１４、１５、１６、１７、記載の発明は、送信機が準備した基礎拡散系列の種類Ｍが、拡散系列長（実数拡散系列長）に比し過大である場合、請求項２、３、７〜１３で生成したパイロット行列やパイロット応答行列の階位は低下する傾向がある。そのような場合に対処するために、送信する被選択系列数γがＭや拡散系列長より十分小さい特性を利用し、複数の仮想解セットを求め、真値との差を示す評価関数を導入することによりこの仮想解（セット）の１個を最尤解（セット）として求めるものである。これは、Ｍの増大を可能とするので、システムの周波数利用効率を高める効果がある。
【０１６６】
請求項１８の発明は、送信機が伝送する拡散系列の数γを固定値とせず、γ≦γ_ｍの条件下でγの選択を許容することにより、情報量／シンボルを増大し、周波数利用効率を高めることができる。この技術は、本発明の高度な干渉波除去技術と併用することにより、始めて達成される。
【０１６７】
請求項１９、２０記載の発明は、受信機がパイロット（応答）行列とデータフレーム（応答）をもとに生成したＭ元連立１次方程式を解く場合に、ｈ（≧１）個宛の模造情報と付加列ベクトルＡを、請求項２０では付加行ベクトルＡと付加行ベクトルＣを付加することにより、これを（Ｍ＋ｈ）元連立１次方程式に変換し、そのパイロット（応答）行列の正則性を付加ベクトルＡを選定することにより高めるようにした技術である。なお、請求項２０ではさらに付加行ベクトルＣを選定し、最尤解を求める。この技術は、正則性を高めることにより、パイロット（応答）行列等に含まれる雑音や誤差成分が、求めた解に対して与える影響を最小限に抑圧できる効果がある。
【０１６８】
請求項２１記載の発明は、各セルに対しセル固有のスクランブル符号を割当てることにより、該セルの各ユーザは共通のＭ種の基本拡散系列セットからセル固有のスクランブルド拡散系列セットを生成し、これをＭ種の基礎拡散系列として利用できる。移動局であるユーザは多数のセルを移動するが、何処のセルでも同一の基本系列セットを利用できるので、システムの規模を簡易化できる効果がある。さらにこの発明は、受信機で、前記スクランブルド系列セットを生成し、このセットとチャネル応答を用いて前述の原理で復調分析を行うので、セル間セル内に対し優れた干渉分離機能をもつとともに、希望局遅延波のエネルギをすべて有効に利用できる。したがって、従来方式に比し有利な伝送特性が得られる。
【０１６９】
請求項２２記載の発明は、Ｍ′種の基礎拡散系列とサイズＮ×Ｎのアダマール符号をもとにして、これを乗積することにより、Ｍ′Ｎ種の系列母集団を準備する。送信機は、この中からγ個の拡散系列を選択してデータフレームを作り送信する。本発明は少数の基礎拡散系列をもとに、相互相関の小さな送信用多種拡散系列セットを生成できる効果がある。
【０１７０】
請求項２３記載の発明は、Ｍ′種の基礎拡散系列をもとにして、これに各拡散系列の巡回シフト系列を加えることにより、拡散系列の系列長Ｌに対応してＬＭ′種の系列母集団を準備する。送信機は、この中からγ個の拡散系列を選択してデータフレームを作り送信する。受信機は、基礎拡散系列に対応するデータ分析系列を求め、この分析系列に整合するＭ′個の整合フィルタを準備し、Ｍ＝ＬＭ′個の相関出力を出力し、これらをもとにＭ元連立１次方程式を解くことにより、送信情報を検出する。したがって、Ｍ′種の系列をもとにＬＭ′個の系列母集団を利用できるので、情報量／シンボルを増大しうる効果がある。
【０１７１】
本発明の技術を下りリンクに応用すると、共通のパイロットフレームを利用できるの上に、下りリンクは同期伝送特性をもつことからガードチップ数も減少できるので、パイロット及びガード系列のオーバヘッドを減少できる。したがって上りリンクよりもさらに周波数利用効率を向上できる。
【０１７２】
本発明を無線ＬＡＮに応用する場合を考えると、ＬＡＮは静止系であるから、パイロットフレームの送信頻度を低下することができる。したがって、パイロットフレーム送信用共通搬送波の利用などにより、パイロット送信のためのオーバヘッドは減少する。その結果高い周波数利用効率が得られる。
【０１７３】
このような理由で、本発明の伝送技術をセルラー形移動通信システムや無線ＬＡＮシステムに応用すれば卓効を奏する。さらに、本発明の付加ベクトル形高精度求解方式を、雑音や誤差成分を含む多元連立１次方程式を解くことが必要なすべてのシステムに応用すれば、著しい効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＣＤＭＡ移動通信方式のセル内伝送経路の説明図である。
【図２】本発明の第１の実施例の説明図で、周波数分割形データ・パイロットフレーム伝送方式のユーザ送信機ＴＸ（ｕ_ｋ）の回路構成を示す図である。
【図３】本発明の一実施例の説明図で、移動通信システムの送受信機間の伝送路のモデルを示す図である。
【図４】本発明の第１の実施例の説明図で、周波数分割形データ・パイロットフレーム伝送方式の基地局受信機ＲＸ（ｕ_０）の回路構成を示す図である。
【図５】図２〜図４の補助説明図であり、上りリンクにおいて、ユーザが送信する周波数分割形シンボルフレームの構成法を示す図である。
【図６】図２〜図４の補助説明図で、送信フレームのコア系列部のスペクトル図である。
【図７】図２〜図４の補助説明図で、連続時間波形送受信フレームの時系列図である。
【図８】図７の補助説明図で、単一ユーザ（ｕ_０）のベースバンド送受信シンボルフレームの詳解図である。
【図９】本発明の第２の実施例の受信機ＲＸ（ｕ_０）のブロック図である。
【図１０】本発明の第３の実施例の説明図であり、データ共通チャネル方式の受信機の回路構成を示す図である。
【図１１】本発明の第４の実施例の説明図であり、ダイバーシィティ・アンテナを用いた送信機ＴＸ（ｕ_ｋ）と受信機ＲＸ（ｕ_０）の回路構成図である。
【図１２】図２、図４、図９、図１０、図１２の補助説明図で、パイロット時分割伝送方式に用いるベースバンド送信フレームの構成図である。
【図１３】図２、図４、図９、図１０、図１２の補助説明図で、受信機の部分回路図である。
【図１４】無線通信路を介して直接拡散形のスペクトル拡散通信（ＤＳ−ＳＳ）を行う移動通信システムの一般的な構成を示すブロック図である。
【図１５】伝送過程にある信号のスペクトルを模擬的に示した図である。
【図１６】従来の直接拡散形スペクトル拡散通信方式（ＤＳ−ＳＳ）における拡散（インパルス）系列ｇ_Ｉと２値情報との対応を示す図である。
【符号の説明】
１ 系列発生器、 ２ 発振器、 ３ 増幅器、 ４ 局部発振器、
５ ローパスフィルタ、 ６ 系列発生器、 ７ 乗算器、
８ 積分器、 ９ 検波器、 １０ 同期検波器、
１１ スペクトル拡散変調信号のスペクトル、
１２ 混入した環境雑音のスペクトル、 １３ 狭帯域の信号、
１４ 広い周波数帯域に分散された信号

Claims (23)

1. 直接拡散形ＣＤＭＡ通信方式において、ｋ番目ユーザｕ_ｋ（ｋ＝０，１，．．．Ｋ−１）の送信機はシンボルフレーム当りＩビットの送信情報を送るために系列長ＬをもつＭ種の基礎拡散系列セット
   （ｇ_０，ｇ_１，．．．ｇ_ｍ．．．ｇ_Ｍ−１）を準備し、その各々にＭ−γ個の０を含むＭ個の原情報セット｛β｝＝（β_０，β_１，．．．β_Ｍ−１）をそれぞれ乗じた被変調系列セットから０値を含まないγ個の情報セット｛β^Ｓ｝＝（β_０，β_１，．．．β_γ−１）を生成し、これから
   

   

   手段と、前記被選択拡散系列セットを加算合成した被変調合成系列ｓ_Ｄを生成し、該系列を整数（Ｎ）回繰返した系列長ＮＬの繰返しコア拡散系列群ｓ_ＤＮを生成し、その各々の前後外側に該繰返しコア拡散系列の後部と前部をガード系列として配置した被包装系列ｅ_Ｄをベースバンド送信データフレームとして生成し、該データフレームｅ_Ｄにより、ｋに関して互いに直交する直交周波数ｆ_ｋの搬送波を変調して送信、する手段と、パイロット情報ｐをパイロット用基礎拡散系列ｇ_ｐに乗じて生成した系列ｐｇ_ｐをもとに同様な被包装系列ｅ_ｐをベースバンド送信パイロットフレームとして生成し、すべての同様なデータフレーム及び他のユーザ用パイロットフレームとは相互に干渉しない手段により、該パイロットフレームを送信する機能を備え、受信機は受信信号を希望ユー
   

   

   バンド信号に復調し、この復調出力に含まれる希望ユーザからの信号成分の主波に同期した位置にある長さＮＬチップの同期受信周期を設定し、該ベースバンド信号のこの周期上の成分を抽出することにより、
   

   

   

   を生成する機能と、該推定値を判定し、希望局の送信した情報の検出
   

   

   レーム当り前記Ｉビットの送信情報を検出することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
2. 直接拡散形ＣＤＭＡ通信方式において、ｋ番目ユーザｕ_ｋ（ｋ＝０，１，．．．Ｋ−１）の送信機はシンボルフレーム当りＩビットの送信情報を送るために系列長ＬをもつＭ種の基礎拡散系列セット
   （ｇ_０，ｇ_１，．．．ｇ_ｍ．．．ｇ_Ｍ−１）を準備し、その各々にＭ−γ個の０を含むＭ個の原情報セット｛β｝＝（β_０，β_１，．．．β_Ｍ−１）をそれぞれ乗じた被変調系列セットから０値を含まないγ個の情報セット｛β^Ｓ｝＝（β_０，β_１，．．．β_γ−１）を生成し、これから
   

   

   手段と、前記被選択拡散系列セットを加算合成した被変調合成系列ｓ_Ｄを生成し、該系列を整数（Ｎ）回繰返した系列長ＮＬの繰返しコア拡散系列群ｓ_ＤＮを生成し、その各々の前後外側に該繰返しコア拡散系列の後部と前部をガード系列として配置した被包装系列ｅ_Ｄをベースバンド送信データフレームとして生成し、該データフレームｅ_Ｄにより、ｋに関して互いに直交する直交周波数ｆ_ｋの搬送波を変調して送信する手段と、パイロット情報ｐをパイロット用基礎拡散系列ｇ_ｐに乗じて生成した系列ｐｇ_ｐをもとに同様な被包装系列ｅ_ｐをベースバンド送信パイロットフレームとして生成し、すべての同様なデータフレーム及び他のユーザ用パイロットフレームとは相互に干渉しない手段により、該パイロットフレームを送信する機能を備え、受信機は受信信号を希望ユー
   

   

   バンド信号に復調し、この復調出力に含まれる希望ユーザからの信号成分の主波に同期した位置にある長さＮＬチップの同期受信周期を設定し、該ベースバンド信号のこの周期上の成分を抽出することにより
   

   

   

   レームの復調出力のチャネル応答｛μ｝と前記Ｍ種の基礎拡散系列セットを用いてＭ個の長さＬチップの擬似パイロットフレーム
   

   

   ップ要素からなる受信データ行列ｄ′＝（ｄ_０，ｄ_１，．．．ｄ_Ｌ−１）^Ｔと未知数行列
   

   

   らの値を判定することにより希望局の送信した情報の検出値
   

   

   ｕ_０が送信したシンボルフレーム当りＩビットの送信情報を検出することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
3. 直接拡散形ＣＤＭＡ通信方式において、ｋ番目ユーザｕ_ｋ（ｋ＝０，１，．．．Ｋ−１）の送信機はシンボルフレーム当りＩビットの送信情報を送るために系列長ＬをもつＭ′種の基礎拡散系列セット
   

   

   成する手段と、前記被選択拡散系列セットを加算合成した被変調合成
   

   

   周波数ｆ_Ｄのデータ用共通搬送波を変調して送信する手段と、パイロット情報ｐをパイロット用基礎拡散系列ｇ_ｐに乗じて生成した系列ｐｇ_ｐを
   

   

   

   ップの同期受信周期の逆数に相当する周波数ｆ_Ｇ整数倍だけ互いに異なるように設定する手段とを備え、受信機は受信信号を送信機が用
   

   

   号に復調し、準同期条件を満足するように長さＮＬチップの同期受信周期を設定し、該ベースバンド信号のこの周期上の成分を抽出すること
   

   

   調出力のチャネル応答｛μ^ｋ｝と前記Ｍ′種のｕ_ｋ用拡散系列からＭ′個の長
   

   

   Ｍ＝ＫＭ′個の擬似パイロットフレームにより、サイズＬ×Ｍのパイロット行列ρ′を生成する手段と、該パイロット行列ρ′と前記同期受信デー
   

   

   とＭ個の要素からなる未知数行列
   

   

   程式を生成し、これを解くことにより、ｋ番目ユーザｕ_ｋが送信した該
   

   

   る手段を備えることにより、 各ユーザが送信したシンボルフレーム当りＩビットの送信情報を検出することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
4. 請求項１〜２において、ｋ番目ユーザｕ_ｋの送信機は、前記パイロット用基礎拡散系列ｇ_ｐをもとに生成した被包装系列で
   

   

   て送信する手段を備え、前期パイロット及びデータフレーム送信用直
   

   

   し同期受信周期Ｔ_Ｇの逆数の周波数ｆ_Ｇの整数倍だけ、ｋに関して互いに異なるように設定し、前記ガード系列の系列長を、該同期受信周期の
   

   

   ないように設定することにより周波数分割的パイロットフレーム送信手段を備え、受信機は、受信信号を希望局ｕ_０の送信機が用いた直交周
   

   

   調する手段を備えることにより、希望局から受信した前記データフレームの妨害や干渉局から受信したすべての干渉波の妨害を受けない希望局用孤立パイロット応答を生成できるようにしたことを特徴とする多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
5. 請求項１〜２において、ユーザｕ_ｋの送信機は、前記ベースバンド送信データフレーム系列に空スロットを設け、該データフレーム系列の中にパイロットフレームを時分割的に挿入することにより、合成フレーム系列を生成し、周波数ｆ_ｋの前記直交搬送波を用いてこれを送信する手段と、受信機は、前記受信同期フレームで抽出したフレーム系列の中のパイロットフレーム対応部分を時分割的に抽出し、これを復調する手段を備えることにより、前記干渉波の妨害を受けない孤立パイロット応答を生成できるようにしたことを特徴とする多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
6. 請求項１〜３において、ユーザｕ_ｋ（ｋ＝０，１，２，．．．Ｋ−１）の
   

   

   波数ｆ_ｐのパイロット用共通搬送波を変調して生成したｕ_ｋ用送信パイロットフレームを、受信機が対応するｕ_ｋ用受信パイロットフレームを、ｋ′（≠ｋ）番目の他ユーザの送信した同様なｕ_ｋ′用受信パイロットフレームとは時分割的に受信できるような送信タイミングを用いて送信する手段を備え、受信機は、直交周波数ｆ_ｐ搬送波により復調したパイロットフレーム系列から、時分割的にｕ_ｋ用ベースバンドパイロットフレームを復調し、この復調出力を用いて前記チャネル応答を生成する手段を備えたことを特徴とする多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
7. 請求項２において、受信機は、該擬似パイロット
   

   

   イロット応答行列Ｐ′を生成する手段と、前記同期受信データフレーム
   

   

   からＭ元連立１次方程式を生成し、これをを解くことにより、該原情
   

   

   ルフレーム当りＩビットの送信情報を検出することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
8. 請求項３において、受信機は、ユーザ
   

   

   サイズ（Ｍ×Ｍ）のパイロット応答行列Ｐ′を生成する手段と、前記同期受
   

   

   求める方法によりデータ応答行列
   

   

   ット応答行列Ｐ′、該データ応答行列Φ′と未知数行列
   

   

   次方程式を生成し、これを解くことにより、各ユーザに対しＭ′個宛の
   

   

   各ユーザの送信したシンボルフレーム当りＩビットの送信情報を検出することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
9. 請求項２、７において、ユーザｕ_ｋの送信機はＬチップをもつＭ種の基礎拡散系列セットを準備し、これらを送信する手
   

   

   成したサイズ２Ｌ×Ｍの２倍長受信パイロット行列ρ′、前記２倍長同期
   

   

   数行列β′からＭ元連立１次方程式を生成し、これを解くことにより、該原情報セットの推定値｛β_′｝を生成し、これらの値を判定することに
   

   

   ーザが送信したシンボルフレーム当りＩビットの送信情報を検出することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
10. 請求項３、８において、ユーザｕ_ｋの送信機はＬチップをもつＭ種の基礎拡散系列セットを準備し、これらを送信する手段を有し、受信機は、擬似パイロットフレーム
    

    

    チップ要素の実部と虚部を用いて、２Ｌチップの２倍長擬似パイロット
    

    

    素からなる受信データ行列ｄ′、未知数行列β^ｋ′からＭ元連立１次方程式を生成し、これを解くことにより、該原情報セットの推定値｛β^ｋ′｝を生成し、これらの値を判定することにより各ユーザの送信情報の検出
    

    

    当りＩビットの送信情報を検出することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
11. 請求項１〜３、７、８において、送信機は１乃至複数の送信ダイバーシティアンテナＡ_Ｔν（ν＝０，１，２，．．．）から送信信号を送信する手段を備え、受信機は、複数の受信ダイバーシティアンテナＡ_Ｒｄ（ｄ＝０，１，２，．．．）から受信信号ｒ_ｄを受信する機能をもち、ｄ番目の受信信号ｒ_ｄをパイロット及びデータ復調部Ｄ_ｐｄ、Ｄ_Ｄｄにおいて、希望局の送信機が用いた搬送波に対応する局部搬送波によりベースバンド復調出力を生成し、これからｄ番目の同期受信パイロット及びデータフレーム
    

    

    のチャネル応答｛μ｝_ｄを求め、該チャネル応答｛μ｝_ｄと希望局のｍ番目の基礎拡散系列からｄ番目の受信信号に対応する擬似パイロットフレー
    

    

    るアンテナ番号ｄに属するチップ要素を時間軸上に配列しフレーム長
    

    

    法により時間軸上に配列することにより、拡張同期受信データフレー
    

    

    該原情報セットの推定値を生成し、これらの値を判定することにより、希望局の送信情報の検出値を生成することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
12. 請求項１１において、送信機は１個の送信情報
    

    

    同一情報β_ｍによりν番目の基礎拡散系列ｇ_ｍνを変調し、この変調出力をもとにデータ用コア系列、データ用被包装系列を順次生成し、同様な手段でパイロット用被包装系列ｅ_ｐνを生成し、該両被包装系列をν番目の送信ダイバーシティアンテナＡ_Ｔνに導いて送信する手段を備え、受信機はｄ番目の受信ダイバーシティアンテナＡ_Ｒｄの受信入力をもとにして、ν番目の送信ダイバーシティアンテナＡ_Ｔνが送信した成分を復調し
    

    

    生成し、後者をもとにしてν番目の送信アンテナからｄ番目の受信アンテナへのチャネル応答｛μ｝_νｄを生成し、該チャネル応答から擬似パイロ
    

    

    に対応する該擬似パイロットフレームを構成するチップ要素を時間軸上にνｄに関して配列しフレーム長を増大する方法により、拡張擬似パ
    

    

    種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
13. 請求項１１、１２において、前記擬似パイロットフレーム及び同期受信データフレームの異なる送受信アンテナ順序番号ν，ｄに属する要素を時間軸上に配列し、前記拡張擬似パイロットフレーム及び拡張同期受信データフレームを生成する際に、該各フレームを構成する実数振幅チップ要素と虚数振幅チップ要素を別々の時間位置に配列する機能を付加したことを特徴とする多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
14. 請求項２、３、７〜１２において、受信機は、Ｍ元連立１次方程式を解く代りに、Ｍより小さく、かつγに等しいかγより大きな任意の数Ｍ_Ｒを選び、Ｍ_Ｒ元縮小サイズ連立１次方程式をＮ_Ｒ個生成し、該各方程式の解として拡散系列セットの推定値
    

    

    の推定値と原情報セット｛β｝または｛β^ｋ｝との偏差を示す評価関数Δβを求める手段を備え、Δβが最小となる組から該原情報セットの推定値｛β′｝または｛β^ｋ′｝を求め、該推定値を判定することにより、前記送信情
    

    

    ーザのが送信したシンボルフレーム当りＩビットの送信情報を検出することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
15. 請求項２、７、９、１１〜１３において受信機は、Ｍ元連立１次方程式を解く代りに、擬似パイロットフレームｒ_ｐｍ（ｍ＝０，１，２，．．．Ｍ−１）の中のγ個のフレームからなる組Ｕ_ｓ（ｓ＝０，１，．．．Ｎ_γ−１）を作り、該組Ｕ_ｓの各フレームに複数個の該仮想系列Ｃ_ｈ（ｃ_０，ｃ_１，．．．ｃ_γ−１）の要素を乗積したフレームの和を擬似送信フレームＦ_ｓｈとして生成し、該擬似
    

    

    める手段を備え、該相関値をもとに最尤擬似送信フレームを求め、該最尤擬似送信フレームの構成要素Ｕ_ｓとＣ_ｈを用いて該原情報セットの
    

    

    る手段を備えることにより、各ユーザが送信したシンボルフレーム当りＩビットの送信情報を検出することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
16. 請求項３、８、１０〜１３において、受信機は、Ｍ元連立１次方程式を解く代りに、ユーザｕ_ｋ（ｋ＝０，１，２，．．．Ｋ）に対して擬似
    

    

    列Ｃ_ｈ（ｃ_０，ｃ_１，．．．ｃ_Ｋγ−１）の要素を乗積したフレームの和を擬似送信フレーム
    

    

    を用いて該原情報セットの推定値を判定することにより前記送信情報の検出値を生成する手段を備えることにより、ユーザｕ_ｋが送信したシンボルフレーム当りＩビットの送信情報を検出することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
17. 請求項２、３において、受信機は、前記擬似パ
    

    

    関値がそれぞれ１、０をとるような分析系列ｗ_ｍを複数個生成する手段
    

    

    のセットの中の最尤セットを判定することにより前記送信情報の検出
    

    

    

    らのセット中の最尤セット判定することにより、前記送信情報の検出
    

    

    ビットの送信情報を検出することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
18. 請求項１〜３、７、８において、送信機はＩビットの送信情報を、拡散系列数として１乃至γ_ｍの中の任意の数γを選ぶ第１の選択と、基礎拡散系列の種類として前記ＭまたはＭ′種の基礎拡散系列セットの中からγ個の拡散系列を選ぶ第２の選択とを合成した場合の数に対応づける方法により、２値−多値変換を行ない、前記原情報セット｛β｝または｛β^ｋ｝からγ個の被選択拡散系列セットを生成し、これを用いて送信フレームを生成する手段と、受信機は前記チャネル応答｛μ｝をもとに擬似パイロットフレームを求め、これらを用い
    

    

    トの推定値｛β′｝または｛β^ｋ′｝を求め、この推定値を用いて送信した拡散
    

    

    シンボルフレーム当り前記Ｉビットの送信情報を検出することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
19. 請求項７において、受信機は、前記Ｍ元連立１次方程式を解くに当り、送信用基礎拡散系列セットに含まれない
    

    

    乗じて生成されるフレームが、前記同期受信データフレームに含まれているものと仮定して、Ｍ個の該擬似パイロットフレーム
    

    

    シフト相関値により生成した（Ｍ＋ｈ）個宛の要素からなるＭ個の列ベクトルにｈ個の付加列ベクトルＡを加えることにより、拡大パイロッ
    

    

    データ分析系列ｙ_ｎとの０シフト相関値に所要の修正項を加える方法
    

    

    １次方程式を生成し、該付加列ベクトルＡを該拡大パイロット応答行
    

    

    まるように選定した後、該（Ｍ＋ｈ）元連立１次方程式を解き、該原情報セットの推定値｛β′｝または｛β^ｋ′｝を求めるようにしたことを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
20. 請求項２において、前記Ｍ元１次方程式を解く
    

    

    びｈ個のランダム系列である付加行ベクトルＣを用いて拡大パイロッ
    

    

    未知数セット｛β′｝にｈ個の付加模造情報｛β^Ｄ｝を加えた拡張未知数行列
    

    

    ベクトルＣに対応して複数個求め、その中の最尤解を該原情報セットの推定値｛β′｝とすることを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
21. 請求項１〜３において、複数のセルに同一のＭ種の基礎拡散系列セットを割当て、各セルにセル固有のスクランブル系列を割当て、あるセルの送信機は、該拡散系列セットの各系列に該セル固有のスクランブル系列を乗ずることによりスクランブルド系列セットを生成し、これを用いて送信フレームを生成する手段を備え、受信機は、前記スクランブルド系列セットをもとにして、パイロット及びデータ分析系列を生成し、これらの分析系列を用いて前記同期受信フレームを分析する手段を備えることを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
22. 請求項１において、ユーザｕ_ｋの送信機は、Ｍ′種
    

    

    マール行列の各行からなる符号語（ｈ_０，ｈ_１，．．．ｈ_Ｎ−１）を乗積することによりＭ＝Ｍ′Ｎの種類の基礎拡散系列を生成する手段を備え、これを基礎拡散系列セット（ｇ_０，ｇ_１，ｇ_２，．．．ｇ_Ｍ−１）として用いることを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。
23. 請求項１、２において、送信機は系列長ＬチップのＭ′種の拡散系列セット（ｇ_０，ｇ_１，．．．ｇ_Ｍ′）をもとにし、該各拡散系列のｓ＝（０，１，２，．．．Ｌ−１）シフト系列を生成することにより、Ｍ＝Ｍ′Ｌ種の巡回シフト系列を基礎拡散系列セットとして準備し、Ｉビットの送信情報を該系列セットの中から選んだγ個の情報セット｛β^ｓ｝に変換し、該情報セットに対応する被選択拡散系列セット｛β^ｓｇ^ｓ｝により送信フレームを生成し送信する手段を備え、受信機は、請求項２の方法により希望局
    

    

    ム当りＩビットの送信情報を検出することを特徴とした多種拡散系列を用いたＣＤＭＡ通信方式。

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