JP3979771B2

JP3979771B2 - AC motor control device

Info

Publication number: JP3979771B2
Application number: JP2000242957A
Authority: JP
Inventors: 洋一大森; 茂教萩原
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2000-08-10
Filing date: 2000-08-10
Publication date: 2007-09-19
Anticipated expiration: 2020-08-10
Also published as: JP2002058283A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は位置センサレスの交流電動機の制御装置に関するもので、特に始動時における、交流電動機の回転子の位置を推定する技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の、交流電動機の始動時のブロック図を図２に示す。
同図において、交流電動機１は電力変換器２より電力を供給され、始動直後においてスイッチ３は微少電流制御手段５の出力を選択して電力変換器２へ送る。
図３は、微少電流制御手段５での流れ図を示している。まず交流電動機１の入力電流が微少の直流電流となるような制御信号を電力変換器２へ出力する。その状態で検出または推定した静止座標上での交流電動機１の入力電圧ベクトルｖと、電流検出器８で検出した入力電流ベクトルｉより
【０００３】

【０００４】
なる演算を行い、交流電動機１の回転子より発生する磁束ベクトルを求める。
Ｒは固定子の巻線抵抗である。交流電動機１の回転子が磁束を発生していて前記回転子が回転していると、（１）式で演算された磁束ベクトルは、たとえば、図４のような軌跡を描く。この軌跡の円弧の中心角が１８０度を超えるかまたは微少電流を流している時間が所定時間ｔｂを超えた時点ｔｅで、円弧の中心ベクトルψ０求める。
前記ｔｅ時点における（１）式での磁束ベクトルから中心ベクトルψ０を引いた差ベクトルψｅの位相を求めて、交流電動機１の回転子より発生する磁束の位相θとして出力する。また円弧の中心角ζを、微少電流を流している時間で除することで交流電動機１の回転速度ωを求める。その後、スイッチ３は通常運転制御器７を選択して交流電動機１を通常運転する。
【０００５】
円弧の中心ベクトルψ０を求めることができなかったり、中心ベクトルψ０の大きさが所定値よりも大きい場合は、交流電動機１は停止していると判断してスイッチ３はセンサレス始動制御手段６の出力を選択する。
また、図５は、センサレス始動制御手段６での流れ図を示している。
【０００６】
ここで、以下の説明では、交流電動機１の回転子より発生する磁束の推定された位相θをγ軸の位相としγ軸と直交した軸をδ軸と定義し、また交流電動機１の回転子より発生する磁束の実際の位相をｄ軸の位相としｄ軸と直交した軸をｑ軸と定義する。
【０００７】
センサレス始動制御手段６では、まずｄｑ軸判定を行う。ｄｑ軸判定では、γ軸にパルス電圧を印加する。それによって流れた電流の大きさと所定値との大小関係より位相θを９０度だけ変化させる。例えば交流電動機１の回転子内部に永久磁石を含む場合は、ｄ軸のインダクタンスＬｄよりｑ軸のインダクタンスＬｑの方が大きいので、もしγ軸がｑ軸に近いならばパルス電圧を印加した時の電流の大きさは所定の値より小さくなるので位相θを９０度だけ変化させることになる。これによってγ軸をｄ軸の−４５度から＋４５度の間に近づけることができる。
【０００８】
次に位置推定を行う。位置推定では、下式に示す、

なる演算でγ軸とｄ軸との位相差Δθを求め、
【０００９】

【００１０】
よりΔθ＝０となるように、γ軸の位相θを修正する。ｖδは入力電圧ベクトルのδ軸成分であり、ｉγ、ｉδはそれぞれ入力電流ベクトルのγ軸、δ軸成分である。またｐ（）は（）内の時間微分を表しており、ｓｉｇｎ（）は（）内の符号を表し、ωｋは正の定数である。位置推定では、（２）式の分母が０とならないようにｉγを三角波状に制御する。
【００１１】
最後に磁極判定を行う。前述の位置推定では、γ軸とｄ軸とを一致させることはできるが、１８０度の誤差を残すことがある。磁極判定では、γ軸の正と負に大電流を流して、電流の傾きから正の電流時のインダクタンスと負の電流時のインダクタンスを求め、正の電流時のインダクタンスより負の電流時のインダクタンスが小さい場合に、γ軸の位相θを１８０度修正することで、前記１８０度の誤差を修正する。
【００１２】
たとえば、γ軸とｄ軸との位相差が１８０度の場合、γ軸に正の電流を流すと永久磁石の磁束と電流による磁束の方向が逆であるので、電動機内部の総合磁束は小さくなり磁気飽和が少なくなってインダクタンスが大きくなるが、γ軸に負の電流を流すと電動機内部の総合磁束は増加するので磁気飽和が顕著になって、インダクタンスが小さくなり位相θを１８０度修正することになる。
【００１３】
以上より、センサレス始動制御手段６において、交流電動機１の回転子より発生する磁束の位相θを求めることができ、その後スイッチ３は通常運転制御器７を選択して交流電動機を通常運転する。なおセンサレス始動制御手段６の磁極判定には１０ｍｓｅｃ程度の時間を要するので、交流電動機１の回転子が回転していると磁極判定の期間に位相が変化し、正確な磁極判定ができなくなる。
よってセンサレス始動制御手段６で位相θを求めるためには、交流電動機１の回転子が停止かそれに近い状態でなければならない。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
前述の従来の技術では、以下の問題点がある。
まず交流電動機が停止している場合は、微少電流制御手段５において必ず所定時間ｔｂを経過してからセンサレス始動制御手段６を実行することになる。
このｔｂは、５０ｍｓｅｃ程度と比較的長い時間なので通常運転制御器に移行するまでに時間がかかりすぎる。
【００１５】
交流電動機が高速に回転している場合、電動機の逆起電力の大きさは回転子より発生する磁束と速度との積なので大きくなり、回転周波数と同じ周波数の交流波形となる。そのような逆起電力の存在する状態で電動機の入力電流を微少な直流に制御することは困難であり、（１）式では交流電動機１の回転子より発生する磁束ベクトルを求めることができなくなる。そうすると、回転子より発生する正確な磁束の位相θを求めることができなくなる。
【００１６】
交流電動機がより高速に回転している場合は、電力変換器が出力可能な最大電圧より電動機の逆起電力の方が大きくなり、電動機の入力電流を微少な直流に制御することは不可能となり、上記と同じ理由で回転子より発生する磁束の位相θを求めることができなくなる。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決するために本発明では、交流電動機に電力を供給する電力変換器と、この電力変換器の出力電圧を制御する制御装置から成る交流電動機の制御装置において、前記交流電動機に電力を供給した直後から、前記交流電動機の入力電流ベクトルの大きさが所定値Ｉｍになるまで前記電力変換器の出力電圧を零とする零電圧印加手段と、前記零電圧印加手段が零電圧を印加している間における前記交流電動機の入力電流ベクトルの回転方向で前記交流電動機の回転方向を判断する正逆判定手段と、前記零電圧印加手段が零電圧を印加している間の最後の時点ｔ２での前記交流電動機の入力電流ベクトルの位相に、前記正逆判定手段の出力が正転の場合は前記所定値Ｉｍに依存する固定位相αを加算し、前記正逆判定手段の出力が逆転の場合は前記固定位相αを減算して、前記ｔ２時点での前記交流電動機の回転子より発生する磁束の位相θを求める位相演算手段とを具備する。
【００１８】
また、前記所定値Ｉｍに依存する固定値λを、前記零電圧印加手段が零電圧を印加している時間ｔ１で除した値に、前記正逆判定手段の出力に基づいて符号を付けることによって、前記交流電動機の回転速度ωを計算する速度演算手段を具備する。
【００１９】
また、前記零電圧印加手段が零電圧を印加後、所定時間ｔ３経過しても前記交流電動機の入力電流ベクトルの大きさが零の場合は、停止と判断する停止判断手段を具備し、停止と判断された場合は、前記零電圧印加手段の零電圧の印加を止める。
【００２０】
また、前記零電圧印加手段が零電圧を印加後、前記交流電動機の入力電流ベクトルの大きさの時間に対する傾きが所定値以下の場合は、前記交流電動機が低速で回転していると判断する低速判断手段を具備し、低速と判断した場合は前記零電圧印加手段の零電圧の印加を止める。
【００２１】
また、前記停止判断手段で停止と判断された時は、前記交流電動機の入力電流を変化させて前記交流電動機の回転子の突極性を利用して、前記交流電動機の回転子より発生する磁束の位相θを推定するセンサレス始動制御手段を実行し、一方、低速と判断された時は、前記交流電動機の入力電流を零またはそれに近い大きさの直流電流にすることで、前記交流電動機の回転子より発生する磁束の位相θと前記交流電動機の回転速度ωを求める微少電流制御手段を実行する。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明を適用した、交流電動機の始動時のブロック図を図１に示す。
同図において、交流電動機１は電力変換器２より電力を供給され、始動直後は、スイッチ３は零電圧制御器４の出力を選択して電力変換器２へ送る。
【００２３】
図６は、零電圧制御器４での流れ図を示している。まずｔ＝ｔ０において、零電圧印加手段４１により零電圧を交流電動機１に印加する。つまり交流電動機１の入力が短絡された状態となる。電流検出器８で検出された入力電流ベクトルｉの大きさが所定の大きさＩｍを越えた場合は、その時点をｔ２として、零電圧の印加を止めて、零電圧の印加時間ｔ１＝ｔ２−ｔ０を求めて、正逆判定手段４２により回転方向を判断し、位相演算手段４３により交流電動機１の回転子より発生する磁束の位相θを求め、速度演算手段４４により交流電動機１の回転速度ωを求める。その後スイッチ３により通常運転制御器７が選択されて交流電動機１は通常運転となる。
【００２４】
回転速度ωで回転している交流電動機１の入力が短絡された状態では、前記のｄ−ｑ軸の電流は、固定子の巻線抵抗を無視すると

【００２５】
で表される。φは交流電動機１の回転子より発生する磁束である。ｄ−ｑ軸もωで回転しているので、静止座標上から電流ベクトル軌跡を観察すると例えば図７のように回転するようになる。よって正逆判定手段４２では、零電圧印加手段４１が零電圧を印加している間における交流電動機１の入力電流ベクトルの回転方向で前記交流電動機の回転方向を判断することができる。具体的には、ｔ０とｔ２との間の電流ベクトルとｔ２時点の電流ベクトルとの外積の演算結果の符号で判断可能である。
【００２６】
（５）式より電流ベクトルの大きさがＩｍになる条件は、

で表される。
【００２７】
λは９０度よりも小さいので、ｔ２時点での（５）式のｉｄやｉｑは負の値であることを考慮すると、ｄ軸と電流ベクトルとの位相差αは

となる。
【００２８】
ｄ軸は交流電動機１の回転子より発生する磁束と同じ位相なので、交流電動機１の回転子より発生する磁束の位相θは、正逆判定手段４２で正転と判定された場合は前記ｔ２時点での入力電流ベクトルの位相に（７）式のαを加算することで得られる。また正逆判定手段４２で逆転と判定された場合は前記ｔ２時点での入力電流ベクトルの位相から（７）式のαを減算することで位相θを求めることができる。
【００２９】
速度演算手段４４では、（６）式から導かれる

により交流電動機１の回転速度ωを演算する。
（８）式において正逆判定手段４２で正転と判定された場合は＋符号を用い、正逆判定手段４２で逆転と判定された場合は−符号を用いることになる。
【００３０】
停止判断手段４５では、入力電流ベクトルの大きさが零で、零電圧を印加し始めてから所定時間ｔ３以上経過していると交流電動機１が停止していると判断し、零電圧の印加を止めて、スイッチ３によりセンサレス始動制御手段６を選択するようになる。センサレス始動制御手段６では従来技術での説明と同じ動作で交流電動機１の回転子より発生する磁束の位相θを求めて、その後スイッチ３により通常運転制御器７が選択されて交流電動機１は通常運転となる。
【００３１】
低速判断手段４６では、零電圧を印加してからの交流電動機１の入力電流ベクトルの大きさの時間に対する傾きが所定値Ａ以下の場合は、交流電動機１が低速で回転していると判断し、零電圧の印加を止めて、スイッチ３により微少電流制御手段５を選択する。
微少電流制御手段５では従来技術での説明と同じ動作を行う。なお低速判断手段を用いず、低速まで零電圧制御器により位相θや速度ωを求めることは可能であるが、入力電流ベクトルの大きさが所定値Ｉｍになるまでの時間が長くなり、始動時間がかえって長くなる。また（５）式は固定子の巻線抵抗を無視した場合なので、低速では固定子の巻線抵抗の影響が大きくなり正確な位相θや速度ωを求められなくなる。
【００３２】
【発明の効果】
停止判断手段４５で用いる所定時間ｔ３は１０ｍｓｅｃ程度なので、１０ｍｓｅｃで停止と判断でき、従来の技術でのｔｂ＝５０ｍｓｅｃよりも４０ｍｓｅｃだけ通常運転制御器に移行する時間を短縮できる。
交流電動機が高速回転している場合には、零電圧制御器で回転子より発生する磁束の位相θや回転速度ωを求めることができ、微少電流制御手段を実行する必要がない。
よって、本発明によれば、従来技術では、高速域で電動機の入力電流を微少な直流に制御できないという問題は解消され、きわめて有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したブロック図である。
【図２】従来技術のブロック図である。
【図３】微少電流制御手段の流れ図である。
【図４】微少電流制御手段の磁束ベクトル演算における静止座標上からみた磁束ベクトル軌跡例である。
【図５】センサレス始動制御手段の流れ図である。
【図６】零電圧制御器の流れ図である。
【図７】零電圧印加後の静止座標上からみた電流ベクトル軌跡例である。
【符号の説明】
１・・・・交流電動機
２・・・・電力変換器
３・・・・スイッチ
４・・・・零電圧制御器
５・・・・微少電流制御手段
６・・・・センサレス始動制御手段
７・・・・通常運転制御器
８・・・・電流検出器
４１・・・零電圧印加手段
４２・・・正逆判定手段
４３・・・位相演算手段
４４・・・速度演算手段
４５・・・停止判断手段
４６・・・低速判断手段[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a position sensorless AC motor control device, and more particularly to a technique for estimating the position of a rotor of an AC motor at start-up.
[0002]
[Prior art]
A block diagram of a conventional AC motor when starting is shown in FIG.
In the figure, the AC motor 1 is supplied with power from the power converter 2, and immediately after starting, the switch 3 selects the output of the minute current control means 5 and sends it to the power converter 2.
FIG. 3 shows a flowchart of the minute current control means 5. First, a control signal is output to the power converter 2 so that the input current of the AC motor 1 becomes a minute DC current. From the input voltage vector v of the AC motor 1 on the stationary coordinates detected or estimated in this state and the input current vector i detected by the current detector 8.

[0004]
The magnetic flux vector generated from the rotor of the AC motor 1 is obtained.
R is the winding resistance of the stator. When the rotor of the AC motor 1 generates magnetic flux and the rotor is rotating, the magnetic flux vector calculated by the equation (1) draws a locus as shown in FIG. 4, for example. At the time te when the central angle of the arc of the locus exceeds 180 degrees or the time during which a minute current is passed exceeds the predetermined time tb, the arc center vector ψ0 is obtained.
The phase of the difference vector ψe obtained by subtracting the center vector ψ0 from the magnetic flux vector in the equation (1) at the time te is obtained and output as the phase θ of the magnetic flux generated from the rotor of the AC motor 1. Further, the rotational speed ω of the AC motor 1 is obtained by dividing the arc center angle ζ by the time during which a minute current is flowing. Thereafter, the switch 3 selects the normal operation controller 7 to normally operate the AC motor 1.
[0005]
If the center vector ψ0 of the arc cannot be obtained or if the size of the center vector ψ0 is larger than a predetermined value, it is determined that the AC motor 1 is stopped and the switch 3 outputs the sensorless start control means 6. Select.
FIG. 5 shows a flowchart of the sensorless start control means 6.
[0006]
Here, in the following description, the estimated phase θ of the magnetic flux generated from the rotor of the AC motor 1 is defined as the phase of the γ axis, and the axis orthogonal to the γ axis is defined as the δ axis, and the rotor of the AC motor 1 is also defined. The actual phase of the magnetic flux generated is defined as the d-axis phase, and the axis orthogonal to the d-axis is defined as the q-axis.
[0007]
The sensorless start control means 6 first performs dq axis determination. In dq axis determination, a pulse voltage is applied to the γ axis. As a result, the phase θ is changed by 90 degrees based on the magnitude relationship between the magnitude of the flowing current and a predetermined value. For example, when a permanent magnet is included in the rotor of the AC motor 1, since the q-axis inductance Lq is larger than the d-axis inductance Ld, if the γ-axis is close to the q-axis, a pulse voltage is applied. Since the magnitude of the current is smaller than a predetermined value, the phase θ is changed by 90 degrees. This makes it possible to bring the γ-axis closer to between −45 degrees and +45 degrees of the d-axis.
[0008]
Next, position estimation is performed. In position estimation, the following formula shows:

By calculating the phase difference Δθ between the γ axis and the d axis by
[0009]

[0010]
Therefore, the phase θ of the γ axis is corrected so that Δθ = 0. vδ is the δ-axis component of the input voltage vector, and iγ and iδ are the γ-axis and δ-axis components of the input current vector, respectively. Further, p () represents time differentiation in (), sign () represents a sign in (), and ωk is a positive constant. In the position estimation, iγ is controlled in a triangular wave shape so that the denominator of equation (2) does not become zero.
[0011]
Finally, magnetic pole determination is performed. In the above-described position estimation, the γ axis and the d axis can be matched, but an error of 180 degrees may be left. In the magnetic pole judgment, a large current is passed in the positive and negative directions of the γ-axis, the inductance at the time of positive current and the inductance at the time of negative current are obtained from the slope of the current, and the inductance at the time of negative current than the inductance at the time of positive current Is small, the error of 180 degrees is corrected by correcting the phase θ of the γ axis by 180 degrees.
[0012]
For example, when the phase difference between the γ-axis and the d-axis is 180 degrees, if a positive current is passed through the γ-axis, the direction of the magnetic flux of the permanent magnet and the current is reversed, so the total magnetic flux inside the motor is reduced. The magnetic saturation decreases and the inductance increases, but if a negative current is passed through the γ axis, the total magnetic flux inside the motor increases, so the magnetic saturation becomes significant, the inductance decreases, and the phase θ is corrected by 180 degrees. become.
[0013]
As described above, the sensorless start control means 6 can determine the phase θ of the magnetic flux generated from the rotor of the AC motor 1, and then the switch 3 selects the normal operation controller 7 to normally operate the AC motor. Since the magnetic pole determination of the sensorless start control means 6 takes about 10 msec, if the rotor of the AC motor 1 is rotating, the phase changes during the magnetic pole determination period, and accurate magnetic pole determination cannot be performed.
Therefore, in order for the sensorless start control means 6 to obtain the phase θ, the rotor of the AC motor 1 must be stopped or close to it.
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
The above-described conventional technology has the following problems.
First, when the AC motor is stopped, the sensorless start control means 6 is executed after the predetermined time tb has always passed in the minute current control means 5.
Since this tb is a relatively long time of about 50 msec, it takes too much time to shift to the normal operation controller.
[0015]
When the AC motor is rotating at high speed, the magnitude of the counter electromotive force of the motor increases because it is the product of the magnetic flux generated from the rotor and the speed, and an AC waveform having the same frequency as the rotation frequency is obtained. It is difficult to control the input current of the motor to a minute direct current in the presence of such back electromotive force, and it is impossible to obtain the magnetic flux vector generated from the rotor of the alternating current motor 1 by the equation (1). . If it does so, it will become impossible to obtain | require the exact phase (theta) of magnetic flux generated from a rotor.
[0016]
When the AC motor is rotating at a higher speed, the back electromotive force of the motor becomes larger than the maximum voltage that can be output by the power converter, and it becomes impossible to control the input current of the motor to a minute DC. For the same reason as described above, the phase θ of the magnetic flux generated from the rotor cannot be obtained.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, in the present invention, in an AC motor control device comprising a power converter that supplies power to the AC motor and a control device that controls the output voltage of the power converter, the AC motor is supplied with power. The zero voltage applying means that makes the output voltage of the power converter zero until the magnitude of the input current vector of the AC motor reaches a predetermined value Im immediately after the supply of the AC motor, and the zero voltage applying means applies the zero voltage Forward / reverse determination means for determining the rotation direction of the AC motor based on the rotation direction of the input current vector of the AC motor during the operation, and the last time t2 while the zero voltage application means is applying the zero voltage. When the output of the forward / reverse determination means is forward rotation, the fixed phase α depending on the predetermined value Im is added to the phase of the input current vector of the AC motor at, and the output of the forward / reverse determination means is reversed. For the said fixed phase α is subtracted, includes a phase calculating means for calculating a phase θ of the magnetic flux generated from the rotor of the AC motor at the time t2.
[0018]
Further, by adding a sign to a value obtained by dividing the fixed value λ, which depends on the predetermined value Im, by the time t1 during which the zero voltage applying unit applies the zero voltage, based on the output of the normal / reverse determining unit And a speed calculating means for calculating the rotational speed ω of the AC motor.
[0019]
In addition, when the zero voltage application means applies a zero voltage and the magnitude of the input current vector of the AC motor is zero even after a predetermined time t3 has elapsed, the zero voltage application means includes a stop determination means for determining a stop. If it is determined, the zero voltage application means stops applying zero voltage.
[0020]
Further, after the zero voltage applying means applies a zero voltage, when the gradient of the magnitude of the input current vector of the AC motor with respect to time is below a predetermined value, it is determined that the AC motor is rotating at a low speed. A judging means is provided, and when it is judged that the speed is low, the zero voltage applying means stops applying zero voltage.
[0021]
Further, when the stop determining means determines that the motor is stopped, the input current of the AC motor is changed and the saliency of the rotor of the AC motor is used to generate the magnetic flux generated from the rotor of the AC motor. The sensorless start control means for estimating the phase θ is executed. On the other hand, when it is determined that the speed is low, the input current of the AC motor is set to zero or a DC current with a magnitude close thereto, whereby the rotor of the AC motor The minute current control means for obtaining the phase θ of the magnetic flux generated and the rotational speed ω of the AC motor is executed.
[0022]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a block diagram at the start of the AC motor to which the present invention is applied.
In the figure, the AC motor 1 is supplied with power from the power converter 2, and immediately after starting, the switch 3 selects the output of the zero voltage controller 4 and sends it to the power converter 2.
[0023]
FIG. 6 shows a flowchart in the zero voltage controller 4. First, at t = t 0, zero voltage is applied to the AC motor 1 by the zero voltage applying means 41. That is, the input of the AC motor 1 is short-circuited. When the magnitude of the input current vector i detected by the current detector 8 exceeds a predetermined magnitude Im, the application of zero voltage is stopped at the time t2, and the zero voltage application time t1 = t2−. t0 is obtained, the rotational direction is judged by the forward / reverse judging means 42, the phase θ of the magnetic flux generated from the rotor of the AC motor 1 is obtained by the phase computing means 43, and the rotational speed ω of the AC motor 1 is obtained by the speed computing means 44. Ask for. Thereafter, the normal operation controller 7 is selected by the switch 3, and the AC motor 1 is in a normal operation.
[0024]
In a state where the input of the AC motor 1 rotating at the rotational speed ω is short-circuited, the current of the dq axis is ignored if the winding resistance of the stator is ignored.

[0025]
It is represented by φ is a magnetic flux generated from the rotor of the AC motor 1. Since the dq axis is also rotated by ω, when the current vector locus is observed from the stationary coordinates, it rotates as shown in FIG. 7, for example. Therefore, the forward / reverse determination means 42 can determine the rotation direction of the AC motor based on the rotation direction of the input current vector of the AC motor 1 while the zero voltage application means 41 is applying the zero voltage. Specifically, it can be determined by the sign of the calculation result of the outer product of the current vector between t0 and t2 and the current vector at time t2.
[0026]
From the equation (5), the condition that the magnitude of the current vector becomes Im is

It is represented by
[0027]
Since λ is smaller than 90 degrees, considering that id and iq in equation (5) at time t2 are negative values, the phase difference α between the d-axis and the current vector is

It becomes.
[0028]
Since the d-axis has the same phase as the magnetic flux generated from the rotor of the AC motor 1, the phase θ of the magnetic flux generated from the rotor of the AC motor 1 is the time t2 when the forward / reverse determination means 42 determines that the rotation is normal. Is obtained by adding α in the equation (7) to the phase of the input current vector. When the forward / reverse determination means 42 determines reverse rotation, the phase θ can be obtained by subtracting α in the equation (7) from the phase of the input current vector at the time t2.
[0029]
The speed calculation means 44 is derived from the equation (6).

To calculate the rotational speed ω of the AC motor 1.
In the equation (8), when the forward / reverse determination means 42 determines that the rotation is normal, the + sign is used, and when the forward / reverse determination means 42 determines that the rotation is reverse, the − sign is used.
[0030]
The stop determination means 45 determines that the AC motor 1 is stopped when the magnitude of the input current vector is zero and a predetermined time t3 or more has elapsed after starting to apply the zero voltage, and stops applying the zero voltage. Thus, the sensorless start control means 6 is selected by the switch 3. The sensorless start control means 6 obtains the phase θ of the magnetic flux generated from the rotor of the AC motor 1 by the same operation as described in the prior art, and then the normal operation controller 7 is selected by the switch 3 so that the AC motor 1 is normally used. It becomes driving.
[0031]
The low speed determination means 46 determines that the AC motor 1 is rotating at a low speed when the slope of the magnitude of the input current vector of the AC motor 1 after applying the zero voltage with respect to time is equal to or less than a predetermined value A. Then, the application of the zero voltage is stopped, and the minute current control means 5 is selected by the switch 3.
The minute current control means 5 performs the same operation as described in the prior art. Although it is possible to obtain the phase θ and the speed ω by the zero voltage controller without using the low speed judgment means, the time until the magnitude of the input current vector reaches the predetermined value Im becomes longer, and the start time However, it becomes longer. In addition, since the expression (5) is when the winding resistance of the stator is ignored, the influence of the winding resistance of the stator becomes large at a low speed, and the accurate phase θ and speed ω cannot be obtained.
[0032]
【The invention's effect】
Since the predetermined time t3 used by the stop determination means 45 is about 10 msec, it can be determined that the stop is performed at 10 msec, and the time required for shifting to the normal operation controller can be shortened by 40 msec, compared with tb = 50 msec in the conventional technique.
When the AC motor is rotating at a high speed, the zero voltage controller can determine the phase θ and the rotational speed ω of the magnetic flux generated from the rotor, and there is no need to execute the minute current control means.
Therefore, according to the present invention, the problem that the input current of the motor cannot be controlled to a minute direct current in the high speed range is solved by the prior art, and is extremely useful.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram to which the present invention is applied.
FIG. 2 is a block diagram of the prior art.
FIG. 3 is a flowchart of minute current control means.
FIG. 4 is an example of a magnetic flux vector locus viewed from a stationary coordinate in the magnetic flux vector calculation of the minute current control means.
FIG. 5 is a flowchart of sensorless start control means.
FIG. 6 is a flowchart of a zero voltage controller.
FIG. 7 is an example of a current vector locus as seen from the stationary coordinates after the zero voltage is applied.
[Explanation of symbols]
1 ... AC motor 2 ... Power converter 3 ... Switch 4 ... Zero voltage controller 5 ... Micro current control means 6 ... Sensorless start control means 7 ... ... Normal operation controller 8 ... Current detector 41 ... Zero voltage application means 42 ... Forward / reverse determination means 43 ... Phase calculation means 44 ... Speed calculation means 45 ... Stop Judging means 46... Low speed judging means

Claims

In an AC motor control device comprising a power converter that supplies power to the AC motor and a control device that controls the output voltage of the power converter,
Immediately after supplying power to the AC motor, zero voltage applying means for setting the output voltage of the power converter to zero until the magnitude of the input current vector of the AC motor reaches a predetermined value Im,
Forward / reverse determination means for determining the rotation direction of the AC motor based on the rotation direction of the input current vector of the AC motor while the zero voltage application means is applying the zero voltage, and the zero voltage application means When the output of the forward / reverse determination means is forward rotation, a fixed phase α depending on the predetermined value Im is added to the phase of the input current vector of the AC motor at the last time t2 during application, A phase calculating means for subtracting the fixed phase α when the output of the forward / reverse determining means is reverse to obtain a phase θ of magnetic flux generated from the rotor of the AC motor at the time t2. A control device for an AC electric motor that is characterized.

The value obtained by dividing the fixed value λ that depends on the predetermined value Im by the time t1 during which the zero voltage applying unit is applying the zero voltage is added with a sign based on the output of the normal / reverse determining unit, 2. The control apparatus for an AC motor according to claim 1, further comprising speed calculation means for calculating the rotational speed ω of the AC motor.

If the magnitude of the input current vector of the AC motor is zero even after a lapse of a predetermined time t3 after the zero voltage applying means has applied the zero voltage, the zero voltage applying means is provided with stop determining means for determining stop, and is determined to be stopped. 3. The AC motor control apparatus according to claim 1, wherein the zero voltage application by the zero voltage application means is stopped.

Low speed determination means for determining that the AC motor is rotating at a low speed when the gradient with respect to time of the magnitude of the input current vector of the AC motor is equal to or less than a predetermined value after the zero voltage application means applies the zero voltage. 3. The AC motor control device according to claim 1, wherein, when it is determined that the speed is low, the zero voltage application means stops applying zero voltage.

When the stop determining means determines that the motor is stopped, the phase θ of the magnetic flux generated from the rotor of the AC motor is changed by changing the input current of the AC motor and using the saliency of the rotor of the AC motor. Is generated from the rotor of the AC motor by setting the input current of the AC motor to zero or a DC current of a magnitude close to that when it is determined that the speed is low. flux of the phase θ and the AC motor controller for an AC motor according to claim 1-4, wherein the performing the micro-current control means for determining the rotational speed ω of the.