JP3983364B2

JP3983364B2 - Digital modulator

Info

Publication number: JP3983364B2
Application number: JP00875898A
Authority: JP
Inventors: 直中山
Original assignee: Roland Corp
Current assignee: Roland Corp
Priority date: 1998-01-20
Filing date: 1998-01-20
Publication date: 2007-09-26
Anticipated expiration: 2018-01-20
Also published as: JPH11202863A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２つの時系列ディジタル信号を入力して、これら２つの入力信号が持つ周波数成分のうちの最高周波数よりも高い周波数成分の発生を伴う演算を実行する変調器を備えたディジタル変調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば電子楽器で得られた楽音波形信号とその楽音波形信号を変調する変調信号を入力して、楽音波形信号に、その変調信号に基づく、例えばリング変調やＡＭ変調等の変調を記す変調装置が知られている。
従来は、この種の変調装置は、アナログ信号を取り扱うもの、すなわち、アナログの楽音波形信号とアナログの変調信号とを入力して変調を行なうものが主流であったが、ディジタル技術の発達に伴い、この種の変調装置も、ディジタル信号を入力して変調するものに変わってきた。
【０００３】
リング変調やＡＭ変調では、演算上、２つの入力信号の周波数成分どうしの和の周波数成分があらわれるが、ディジタル信号を取り扱う場合、サンプリング周波数等の制限から発生し得ない高周波成分は折り返しノイズとなることが知られている。このため、従来のディジタルの楽音波形信号をディジタルの変調信号に基づいて変調するタイプの変調装置の場合、入力したディジタル信号をそのディジタル信号のサンプリング周波数よりも高いサンプリング周波数でサンプリングし直すオーバサンプリング処理を行ない、そのオーバサンプリング処理を行なったディジタル信号を変調し、折り返しノイズが混入した高周波成分をカットするフィルタリング処理や、元の入力信号のサンプリング周波数と同一のサンプリング周波数でサンプリングし直す処理を行なうことにより、折り返しノイズの影響を避けていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のディジタル変調装置の場合、上記のような、サンプリングをやり直す処理を含む複雑な処理を行なう必要があり、構成が複雑となっていた。
本発明は、上記事情に鑑み、簡単な構成で折り返しノイズの影響を抑制したディジタル変調装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成する本発明のディジタル変調装置は、
２つの信号伝達経路を経由してきた２つの時系列ディジタル信号を入力し、これら２つの入力信号どうしの掛け算を伴う変調を行なうディジタル変調装置であって、これら２つの入力信号が持つ周波数成分のうちのそれぞれの最高周波数の和がナイキスト周波数を越えないよう前記２つの信号伝達経路のうちの少なくとも一方の信号の最高周波数を制限するローパスフィルタを備えたことを特徴とする。
【０００６】
本発明のディジタル変調装置は、変調器の入力側に、折り返しノイズ低減用の帯域制限フィルタを備えたものであり、折り返しが抑制される。また、前述した従来のように、サンプリングのやり直し等の複雑な処理は不要であり、簡単な構成で折り返しノイズの抑制が図られる。
ここで、上記本発明のディジタル変調装置において、上記変調器が、２つの入力信号どうしの掛け算を伴う変調を行なうものであってもよい。掛け算を伴う変調の場合、２つの入力信号の各周波数成分をｆ₁ ，ｆ₂ としたとき、ｆ₁ ＋ｆ₂ の周波数の変調信号成分があらわれる。この掛け算を伴う変調には、典型的として、リング変調やＡＭ変調が含まれる。
【０００７】
また、上記本発明のディジタル変調装置において、前記２つの信号伝達経路のうちの一方の信号伝達経路が、前記変調器の出力信号を、前記ローパスフィルタを介在させて該変調器に入力する帰還経路であってもよい。
このようなディジタル変調装置により、音楽的な特殊効果を得ることができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明のディジタル変調装置の第１の実施形態を示すブロック図である。
入力端子ＩＮ１からはディジタルの時系列信号が入力され、その時系列入力信号は信号伝達経路Ｌ１の途中に配置されたローパスフィルタ１１を経由して変調器１２に入力される。一方、もう１つの入力端子ＩＮ２からは、もう１つのディジタルの時系列信号が入力され、この時系列入力信号は、信号伝達経路Ｌ２を経由して、この実施形態では直接に、変調器１２に入力される。この変調器１２では、２つの入力信号によってリング変調が施され、その変調後の信号は出力端子ＯＵＴから出力される。
【０００９】
ここで、この図１に示す実施形態において、折返しノイズの発生が抑制される原理について説明する。
２つの入力端子ＩＮ１，ＩＮ２から入力される２つの入力信号の各最高周波数成分をｆ₁ ，ｆ₂ とする。周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の２つの信号のリング変調（乗算）で発生する周波数成分は｜ｆ₁ −ｆ₂ ｜、ｆ₁ ＋ｆ₂ となる。
【００１０】
すなわち、リング変調で発生する最高周波数は、２つの入力信号の各最高周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の和の周波数となり、その値ｆ₁ ＋ｆ₂ がナイキスト周波数ｆ_n を越えなければ折り返しノイズは発生しない。
そこで、２つの信号伝達経路Ｌ１，Ｌ２のうちの少なくとも一方の信号伝達経路、すなわち図１に示す実施形態の場合、信号伝達経路Ｌ１にローパスフィルタ１１を配置し、
ｆ₁ ＋ｆ₂ ≦ｆ_n ……（１）
を満足するように、入力端子ＩＮ１から入力される入力信号に対し帯域制限を行なう。すなわちローパスフィルタ１１の遮断周波数をｆ_c であらわしたとき、その遮断周波数ｆ_c を、
ｆ_c ≦ｆ_n −ｆ₂ ……（２）
に設定することにより、変調器１２による折り返しノイズの混入のない、ナイキスト周波数以下の周波数の信号を得ることができる。
【００１１】
尚、上記（１），（２）式が成立するためには、
ｆ₂ ≦ｆ_n ……（３）
である必要があり、ここでは、入力端子ＩＮ２から入力される信号は、ナイキスト周波数ｆ_n より小さいある周波数を越えない周波数成分のみを含む信号であることを予定している。
【００１２】
実際には、遮断周波数ｆ_c のローパスフィルタといっても、その遮断周波数以上の周波数成分が完全に遮断される訳ではなく、それ以上の周波数成分も多少洩れており、完全に遮断することはできない。この洩れによる折り返しノイズを少なくするために遮断周波数ｆ_c を低周波側に設定すると、出力信号の周波数帯域を挟める結果となる。そこで、実際には、折り返しノイズの洩れと、出力信号の帯域とのバランスによって、フィルタの次数、タイプ、遮断周波数が決定される。
【００１３】
図２は、本発明のディジタル変調装置の第２の実施形態を示すブロック図である。このディジタル変調装置は真空管や磁気テープによる楽音の歪みをシミュレートする変調装置である。
入力端子ＩＮからは、ディジタルの時系列楽音波形信号が入力され、信号伝達経路Ｌ１の途中に配置されたローパスフィルタ２１を経由して乗算器２２に入力される。この乗算器２２は、本発明にいう変調器の一例に相当する。
【００１４】
この乗算器２２の出力信号は、加算器２３に入力され、この加算器２３では、この乗算器２２の出力信号と、入力端子ＩＮから入力された入力信号とが加算され、出力端子ＯＵＴから出力される。
またその加算器２３の出力は、もう１つの信号伝達経路Ｌ２に沿って配置された、ディジタル信号の１サンプル時間だけ信号を遅延させる１サンプルディレイ２４を経由し、さらにローパスフィルタ２５を経由し、二分されて、一方は直接に、他方は係数乗算器２６で係数Ｋ倍されて乗算器２７に入力され、その乗算結果が乗算器２２に入力される。乗算器２２では、入力された２つの信号、すなわち、入力端子ＩＮ１から入力された入力信号と、乗算器２７から出力されたフィードバック信号とが乗算され、前述したように、その出力信号は加算器２３に入力される。
【００１５】
この図２に示す変調装置では、折り返しノイズが抑制された、＋−対称歪みを作ることができる。すなわち、入力端子ＩＮから入力される信号、出力端子ＯＵＴから出力される信号を、それぞれ、Ｖ_in，Ｖ_out としたとき、
−１≦Ｖ_in，Ｖ_out ＜１ ……（４）
を満足し、かつ係数乗算器２６において乗算される係数Ｋを、
−１≦Ｋ≦０ ……（５）
としたとき、Ｋ＝０で無歪み、Ｋ＝−１で最大歪みとなる。
【００１６】
この場合、高周波帯域になるほど、１サンプルディレイ２４の作用により波形の歪みが変形し、ローパスフィルタ２１または２５の遮断周波数以上の阻止域では基本波のみとなる。その１サンプルディレイ２４の影響の少ない周波数帯域では良好な歪み波形が得られる。
この図２に示す第２実施形態に示される２つのローパスフィルタ２１，２５のカットオフ周波数をそれぞれｆ_c1，ｆ_c2としたとき、これらのカットオフ周波数ｆ_c1，ｆ_c2は、
ｆ_c1≦ｆ_n ／２ ……（６）
ｆ_c2≦ｆ_n ／４ ……（７）
に設定される。
【００１７】
ローパスフィルタ２５のカットオフ周波数を（７）式のように設定するのは、そのローパスフィルタ２５の出力が乗算器２７で２乗される結果、その乗算器２７の出力の最高周波数はローパスフィルタ２５の出力の最高周波数の２倍の周波数となるからである。
２つのローパスフィルタ２１，２５のカットオフ周波数ｆ_c1，ｆ_c2を（６）式，（７）式のように設定することにより、乗算器２３の出力信号、および出力端子ＯＵＴから出力されるこの変調装置の出力信号は、折り返しノイズの混入が抑制された信号となる。
【００１８】
尚、上記２つの実施形態は、リング変調（乗算）を行なう変調器を備えた実施形態であるが、本発明のディジタル変調装置における変調器はリング変調を行なう変調器に限られず、ＡＭ変調を行なうものであってもよく、入力信号の周波数をシフトすることにより変調を行なうものであってもよく、入力信号の周波数成分よりも高周波の周波数成分の発生を伴う演算を実行するものであればよい。
【００１９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、簡易な構成で折り返しノイズの抑制が図られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のディジタル変調装置の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明のディジタル変調装置の第２の実施形態を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１，２１，２５ローパスフィルタ
１２変調器
２２乗算器
２３加算器
２４１サンプルディレイ
２６係数乗算器
２７乗算器
ＩＮ１，ＩＮ２入力端子
ＯＵＴ出力端子
Ｌ１，Ｌ２信号伝達経路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a digital modulation device including a modulator that inputs two time-series digital signals and executes an operation involving generation of a frequency component higher than the highest frequency among the frequency components of the two input signals. About.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, for example, a musical sound waveform signal obtained by an electronic musical instrument and a modulation signal for modulating the musical sound waveform signal are input, and a modulation such as ring modulation or AM modulation is recorded on the musical sound waveform signal based on the modulation signal. Modulators are known.
Conventionally, this type of modulation apparatus has been mainly used to handle analog signals, that is, to perform modulation by inputting analog musical sound waveform signals and analog modulation signals, but with the development of digital technology, This type of modulation apparatus has also been changed to one that receives a digital signal and modulates it.
[0003]
In ring modulation and AM modulation, a frequency component that is the sum of the frequency components of two input signals appears for calculation, but when a digital signal is handled, high-frequency components that cannot be generated due to limitations such as sampling frequency are aliased noises. It is known. For this reason, in the case of a modulation device of the type that modulates a conventional digital musical sound waveform signal based on a digital modulation signal, an oversampling process for re-sampling the input digital signal at a sampling frequency higher than the sampling frequency of the digital signal Performs filtering processing that modulates the oversampled digital signal and cuts off high frequency components mixed with aliasing noise, and resamples at the same sampling frequency as the sampling frequency of the original input signal Therefore, the influence of aliasing noise was avoided.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the case of the above-described digital modulation device, it is necessary to perform complicated processing including the processing for re-sampling as described above, and the configuration is complicated.
In view of the above circumstances, an object of the present invention is to provide a digital modulation device that suppresses the influence of aliasing noise with a simple configuration.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
The digital modulation device of the present invention that achieves the above object provides:
A digital modulation device for inputting two time-series digital signals that have passed through two signal transmission paths and performing a modulation involving multiplication of these two input signals, of the frequency components of these two input signals A low-pass filter for limiting the highest frequency of at least one of the two signal transmission paths so that the sum of the highest frequencies of the two does not exceed the Nyquist frequency.
[0006]
The digital modulation device of the present invention includes a band limiting filter for reducing aliasing noise on the input side of the modulator, and aliasing is suppressed. Further, unlike the above-described conventional technique, complicated processing such as re-sampling is not required, and aliasing noise can be suppressed with a simple configuration.
Here, in the digital modulation device according to the present invention, the modulator may perform modulation involving multiplication of two input signals. In the case of modulation involving multiplication, when each frequency component of two input signals is f ₁ and f ₂ , a modulated signal component having a frequency of f ₁ + f ₂ appears. Typically, modulation involving this multiplication includes ring modulation and AM modulation.
[0007]
Also, in the digital modulation device of the present invention, one of the two signal transmission paths is a feedback path for inputting the output signal of the modulator to the modulator via the low-pass filter. It may be.
With such a digital modulation device, a musical special effect can be obtained.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described.
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of a digital modulation apparatus of the present invention.
A digital time-series signal is input from the input terminal IN1, and the time-series input signal is input to the modulator 12 via the low-pass filter 11 arranged in the signal transmission path L1. On the other hand, another digital time-series signal is input from the other input terminal IN2, and this time-series input signal is directly transmitted to the modulator 12 via the signal transmission path L2 in this embodiment. Entered. In this modulator 12, ring modulation is performed by two input signals, and the modulated signal is output from the output terminal OUT.
[0009]
Here, in the embodiment shown in FIG. 1, the principle of suppressing the occurrence of aliasing noise will be described.
The highest frequency components of the two input signals input from the two input terminals IN1 and IN2 are assumed to be f ₁ and f ₂ . Frequency components generated by ring modulation (multiplication) of two signals of frequencies f ₁ and f ₂ are | f ₁ −f ₂ | and f ₁ + f ₂ .
[0010]
That is, the highest frequency generated by ring modulation is the sum of the highest frequencies f ₁ and f ₂ of the two input signals, and aliasing noise does not occur unless the value f ₁ + f ₂ exceeds the Nyquist frequency f _n. .
Therefore, in the case of the embodiment shown in FIG. 1, at least one of the two signal transmission paths L1 and L2, the low-pass filter 11 is arranged in the signal transmission path L1.
f ₁ + f ₂ ≦ f _n (1)
In order to satisfy the above, band limitation is performed on the input signal input from the input terminal IN1. That is, when the cut-off frequency of the low pass filter 11 expressed by f _c, the cutoff frequency f _c,
f _c ≦ f _n −f ₂ (2)
By setting to, it is possible to obtain a signal having a frequency equal to or lower than the Nyquist frequency without mixing aliasing noise by the modulator 12.
[0011]
In order to establish the above equations (1) and (2),
f ₂ ≦ f _n (3)
Here, it is assumed that the signal input from the input terminal IN2 is a signal including only a frequency component that does not exceed a certain frequency smaller than the Nyquist frequency f _n .
[0012]
In fact, even if the low pass filter cut-off frequency f _c, the cutoff frequency or higher frequency components are not necessarily to be completely blocked, more frequency components are also somewhat leakage, to completely block the Can not. Setting the cutoff frequency f _c to a lower frequency in order to reduce the aliasing noise by this leakage results in Hasameru the frequency band of the output signal. Therefore, the filter order, type, and cut-off frequency are actually determined by the balance between the leakage of aliasing noise and the band of the output signal.
[0013]
FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the digital modulation apparatus of the present invention. This digital modulation device is a modulation device that simulates the distortion of a musical tone caused by a vacuum tube or a magnetic tape.
A digital time-series musical sound waveform signal is input from the input terminal IN and is input to the multiplier 22 via the low-pass filter 21 disposed in the middle of the signal transmission path L1. The multiplier 22 corresponds to an example of a modulator according to the present invention.
[0014]
The output signal of the multiplier 22 is input to the adder 23. In the adder 23, the output signal of the multiplier 22 and the input signal input from the input terminal IN are added and output from the output terminal OUT. Is done.
The output of the adder 23 passes through a one-sample delay 24 that is arranged along another signal transmission path L2 and delays the signal by one sample time of the digital signal, and further passes through a low-pass filter 25. Divided into two, one is directly, the other is multiplied by the coefficient K by the coefficient multiplier 26 and input to the multiplier 27, and the multiplication result is input to the multiplier 22. The multiplier 22 multiplies the two input signals, that is, the input signal input from the input terminal IN1 and the feedback signal output from the multiplier 27. As described above, the output signal is an adder. 23.
[0015]
In the modulation device shown in FIG. 2, it is possible to create + -symmetric distortion in which aliasing noise is suppressed. That is, when the signal input from the input terminal IN and the signal output from the output terminal OUT are V _in and V _out , respectively,
−1 ≦ V _in , V _out <1 (4)
And the coefficient K multiplied by the coefficient multiplier 26 is
−1 ≦ K ≦ 0 (5)
When K = 0, no distortion occurs, and K = −1 indicates maximum distortion.
[0016]
In this case, the distortion of the waveform is deformed by the action of the one sample delay 24 as the frequency band becomes higher, and only the fundamental wave is present in the stop band above the cutoff frequency of the low-pass filter 21 or 25. A good distortion waveform can be obtained in the frequency band where the influence of the one sample delay 24 is small.
When the cutoff frequencies of the two low-pass filters 21 and 25 shown in the second embodiment shown in FIG. 2 are respectively f _c1 and f _c2 , these cutoff frequencies f _c1 and f _c2 are
f _c1 ≦ f _n / 2 (6)
f _c2 ≦ f _n / 4 (7)
Set to
[0017]
The cutoff frequency of the low-pass filter 25 is set as shown in the equation (7) because the output of the low-pass filter 25 is squared by the multiplier 27, so that the highest frequency of the output of the multiplier 27 is low-pass filter 25. This is because the frequency becomes twice the maximum frequency of the output.
By setting the cut-off frequencies f _c1 and f _c2 of the two low-pass filters 21 and 25 as shown in the equations (6) and (7), the output signal of the multiplier 23 and this output from the output terminal OUT are provided. The output signal of the modulation device is a signal in which aliasing noise is suppressed.
[0018]
The above two embodiments are embodiments including a modulator that performs ring modulation (multiplication), but the modulator in the digital modulation device of the present invention is not limited to the modulator that performs ring modulation, and AM modulation is performed. May be performed, or may be modulated by shifting the frequency of the input signal, as long as the operation involves generating a frequency component that is higher in frequency than the frequency component of the input signal. Good.
[0019]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, aliasing noise can be suppressed with a simple configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of a digital modulation device of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the digital modulation device of the present invention.
[Explanation of symbols]
11, 21, 25 Low-pass filter 12 Modulator 22 Multiplier 23 Adder 24 1 Sample delay 26 Coefficient multiplier 27 Multiplier IN1, IN2 Input terminal OUT Output terminal L1, L2 Signal transmission path

Claims

A digital modulation device for inputting two time-series digital signals that have passed through two signal transmission paths and performing a modulation involving multiplication of these two input signals, of the frequency components of these two input signals And a low-pass filter for limiting the highest frequency of at least one of the two signal transmission paths so that the sum of the highest frequencies does not exceed the Nyquist frequency.

2. The signal transmission path of one of the two signal transmission paths is a feedback path for inputting an output signal of the modulator to the modulator via the low-pass filter. Digital modulation device.