JP4020366B2

JP4020366B2 - Detection sensor

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Publication number: JP4020366B2
Application number: JP2002112716A
Authority: JP
Inventors: 正寿河合; 欣梶田
Original assignee: サンクス株式会社
Priority date: 2002-03-29
Filing date: 2002-04-15
Publication date: 2007-12-12
Anticipated expiration: 2022-04-15
Also published as: CN2690849Y; JP2004007025A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発振回路の発振状態が変化することに基づき動作する検出センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、金属製の被検出体の接近を検出する近接センサとして、従来から図１５に示すものが用いられている。これは、検出コイル１０１とコンデンサ１０２とを含むＬＣ並列回路１００により検出コイルに高周波電流を流して、このＬＣ並列回路１００の発振振幅から被検出体の接近を検出するものである。
【０００３】
具体的には、図１６（ａ）、（ｂ）に示すように、検出コイル１０１から検出体が離れた位置にある場合には、検出コイル１０１の磁気エネルギーは被検出体に吸収されないから、発振振幅は飽和状態にある。そして、被検出体が検出コイル１０１に接近するに伴なって、検出コイル１０１のエネルギー損失が増大し、序々に発振振幅が小さくなる。従って、ＬＣ並列回路１００の振幅電圧が所定の値にまで低下したことをもって被検出体の検出がなされるのである。
【０００４】
ところで、検出コイル１０１から被検出体までの距離に対するＬＣ並列回路１００の発振振幅特性は、図１６（ｂ）▲１▼に示すように、図１６（ａ）と対称な形となることが理想的であり、この非線型の特性を線形に補正するいわゆる直線補正を行なって、振幅値をこの直線上に変換して出力として取り出すようになっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記構成ではトランジスタ１０５から供給される正帰還電流ｉ20は発振振幅に比例して供給されるため、振幅特性は図１６（ｂ）▲１▼に示すような特性とはならず、▲２▼に示す特性となる。従って、この発振振幅特性を直線補正するにはその処理が複雑となって、正確に線形にすることが困難であるから、高精度な検出が行なえない。また、発振振幅が大きくなるにつれて正帰還電流ｉ20が多く流れるから、電源電圧の範囲を広くする必要があるという問題もある。
【０００６】
さらに、上記回路構成では正帰還電流ｉ20が発振振幅と共に増大するから、定電流源１０４から流れ込む電流との差が一定とはならない。従って、電源電圧の変動やトランジスタの温度による特性変化によって正帰還電流ｉ20が変化した場合、その影響が発振振幅に現れ、上記の発振振幅の特性はさらに複雑なものとなって直線補正をすることが一層困難となる。
【０００７】
本発明は上記のような事情に基づいて完成されたものであって、発振振幅の変動に関わらず発振回路に一定の正帰還電流を供給することができ、かつ、電源電圧の変動やトランジスタの温度特性に対して影響を受けない検出センサを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するための手段として、請求項１の発明は、検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、前記発振回路は、電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出回路に帰還電流を供給するＰＮＰ型の電流帰還トランジスタと、互いに直列接続された２つの回路要素を備えてなり前記電流帰還トランジスタのベースが前記回路要素の接続点に接続されてこれら回路要素の分担電圧に応じて前記電流帰還トランジスタにベース電位を与えるベース電圧供給手段と、前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記ベース電圧供給手段の前記回路要素に流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えるところに特徴を有する。
【０００９】
請求項２の発明は、検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、前記発振回路は、電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出回路に帰還電流を供給するＮＰＮ型の電流帰還トランジスタと、互いに直列接続された２つの回路要素を備えてなり前記電流帰還トランジスタのベースが前記回路要素の接続点に接続されてこれら回路要素の分担電圧に応じて前記電流帰還トランジスタにベース電位を与えるベース電圧供給手段と、前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記ベース電圧供給手段の前記回路要素に流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも低いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より高いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えるところに特徴を有する。
【００１０】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２の発明において、前記ベース電圧供給手段を構成する２つの回路要素を、共に抵抗素子としたところに特徴を有する。
【００１１】
請求項４の発明は、請求項１又は請求項２の発明において、前記ベース電圧供給手段を構成するの２つの回路要素を、定電流源及び抵抗素子としたところに特徴を有する。
【００１２】
請求項５の発明は、検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、前記発振回路は、電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出部に帰還電流を供給するＰＮＰ型の電流帰還トランジスタと、前記電流帰還トランジスタとカレントミラー接続されるトランジスタと、前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記トランジスタに流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えるところに特徴を有する。
【００１３】
請求項６の発明は、検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、前記発振回路は、電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出部に帰還電流を供給するＮＰＮ型の電流帰還トランジスタと、前記電流帰還トランジスタとカレントミラー接続されるトランジスタと、前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記トランジスタに流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも低いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より高いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えるところに特徴を有する。
【００１４】
請求項７の発明は、請求項５又は請求項６の発明において、前記トランジスタには、定電流源が直列接続されているところに特徴を有する。
【００１５】
【発明の作用及び効果】
例えば、本発明を、発振回路にＬＣ並列回路（検出回路）を備える近接センサに適用した場合についての作用及び効果を述べる。ＬＣ並列回路にはエミッタフォロワ型に接続された電流帰還トランジスタを通して電流が供給され、その電流は電流帰還トランジスタのベース電位により制御される。そのベース電位は、２つの回路要素の分担電圧に応じて変化するベース電圧供給手段によって制御される。そして、差動増幅手段は、ＬＣ並列回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記ベース電圧供給手段の前記回路要素に流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させる。すると、電流帰還トランジスタは、ＬＣ並列回路に流れる帰還電流が、その振幅電圧が基準電圧より高いときには、振幅電圧が基準電圧より低いときよりも大きな所定電流となるよう制御する。あるいは、ＬＣ並列回路に流れる帰還電流が、その振幅電圧が基準電圧より低いときには、振幅電圧が基準電圧より高いときよりも大きな所定電流となるように制御する。
これにより、ＬＣ並列回路に所定の帰還電流を供給することが可能となるから、発振振幅特性を理想に近付けることができる。また、発振振幅の増大に伴なって帰還電流が無用に増加することもないから、電源電圧の電圧範囲を無用に広くとる必要もない。
尚、上記以外にも、検出回路にＣＲ回路を備え、その静電容量の変化に伴って振幅電圧が変動することに基づいて被検出体の接近を検出する検出センサにも適用可能である。
【００１６】
そして、振幅電圧が基準電圧よりも高いときと、低いときとの帰還電流の差が一定となるように制御できるから、電源電圧の変動や温度によるトランジスタの特性変化があったとしても、発振振幅の振幅特性を一定にすることができる。
【００１７】
さらに、トランジスタのベース・エミッタ間には容量成分が存在していて容量成分が充電されるまでの間の遅れが生ずることが一般的であるから、発振回路を高周波動作させるには、常にトランジスタを動作状態にしておく必要がある。この点、本発明では、ベース電圧供給手段によってベース電位が与えられており、常に電流帰還トランジスタを動作状態にできるから、高周波発振を行なう発振回路に対しても適用することが可能である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
＜第１実施形態＞
本発明に係る検出センサの一実施例について、図１を参照して説明する。
本実施形態の検出センサは発振回路１０とこの発振回路１０の振幅電圧を取りこんで、その振幅電圧から被検出体Ａの検出を行なう判別回路２０とから構成されている。発振回路１０には後述する検出コイル１１（検出素子に相当）とコンデンサ１２とからなるＬＣ並列回路１（検出回路に相当）が設けられており、このＬＣ並列回路１を発振させることにより、検出コイル１１に交流的に電流を流すと共に、交流磁界を発生させる。これにより、被検出体Ａの接近に伴なって検出コイル１１の磁気エネルギーが被検出体Ａに吸収され、これに応じて減少するＬＣ並列回路１の振幅電圧を基に判別回路２０が被検出体Ａの接近を検出するものである。
【００１９】
図２に発振回路１０の回路構成を示す。このＬＣ並列回路１には電源ラインＶｃｃに対してエミッタフォロワ型に接続されたＰＮＰ型トランジスタ２のコレクタが接続されており、抵抗３を介して流れ込む電源ラインＶｃｃからの電流をエミッタからコレクタに流すことによりＬＣ並列回路１に電流を供給している。また、トランジスタ２のベースは、互いに直列接続された抵抗４１，４２からなる抵抗対４の中間接続点に接続されている。
【００２０】
一方、ＬＣ並列回路１とトランジスタ２のコレクタとの接続点にはＮＰＮ型のトランジスタ５１のベースが接続されている。このトランジスタ５１は、ＮＰＮ型のトランジスタ５２と定電流源５３と共に差動増幅回路５を構成しており、トランジスタ５１のコレクタが抵抗対４の中間接続点に接続され、もう一方のトランジスタ５２のベースがグランドラインに接続されている。これによって、ＬＣ発振回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 （すなわち、定電流源５３からの電流ｉ0 ）が流れ、振幅電圧が負の電圧であるときにはコレクタに電流が流れないようになっている。
【００２１】
次に上記構成の動作について説明する。
まず、トランジスタ２のコレクタからＬＣ並列回路１へ電流が流れることにより、コンデンサ１２に電荷が溜まる。コンデンサ１２の電位が上昇してゆくと、検出コイル１１に下向きに電流が流れ、コンデンサ１２が満充電となったときには、検出コイル１１に下向きに流れる電流により、コンデンサ１２が逆向きに充電される。そして、逆向きの電位になると再び検出コイル１１に上向きの電流が流れる。従って、ＬＣ並列回路１の出力電圧は交流的に変動し、これに伴なって、検出コイル１１に電流が交流的に流れる。
【００２２】
ここで、コンデンサ１２に電荷が溜まり始め、ＬＣ並列回路１の電圧が増加すると、差動増幅回路５のトランジスタ５１のベースには正の電圧が入力されるから、トランジスタ５１のコレクタに定電流ｉ0 が流れる。この定電流ｉ0 は抵抗４を介して流れ、これに伴なって抵抗対４の分担電圧が変化する。即ち、抵抗４１の印加電圧が増加すると共に、抵抗４２の印加電圧が減少し、この抵抗４２の印加電圧の減少に伴なってトランジスタ２のベース電位が引き下げられる。すると、トランジスタ２のエミッタ電位が引き下げられて、抵抗３の印加電圧が増加することにより、エミッタ電流が増加してコレクタからＬＣ並列回路１に供給される電流が増加する。このとき、トランジスタ５１のコレクタには定電流ｉ0 が流れているから、ＬＣ並列回路１には所定の電流値の正帰還電流が流れる。
【００２３】
そして、ＬＣ並列回路１のコンデンサ１２が逆向きに充電されると、次第に振幅電圧は減少し、やがて、負の電圧となる。すると、差動増幅回路５のトランジスタ５１のベースには負の電圧が入力されるから、トランジスタ５１のコレクタに電流が流れなくなり、これに伴なって抵抗対４の分担電圧が変化する。即ち、抵抗４１の印加電圧が減少すると共に、抵抗４２の印加電圧が増加し、この抵抗４２の印加電圧の増加に伴なってトランジスタ２のベース電位が引き上げられる。すると、トランジスタ２のエミッタ電位が引き上げられて、抵抗３の印加電圧が減少することにより、エミッタ電流が減少してコレクタからＬＣ発振回路１に供給される正帰還電流が減少する。
【００２４】
尚、上記ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときの正帰還電流は、

（Ｖｃｃ：電源電圧ＶBE：トランジスタ２のベース・エミッタ間電圧Ｒ1 ：抵抗３の抵抗値Ｒ2 ：抵抗４１の抵抗値Ｒ3 :抵抗４２の抵抗値）
となり、
上記ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときの正帰還電流は、

となる。
ここで、正帰還電流の振幅（上記２値の正帰還電流の差）は、

となる。
従って、上記ＬＣ並列回路１の振幅電圧Ｖ1 は、

（Ｇ：ＬＣ並列回路１のコンダクタンス）
となる。
【００２５】
このように本実施形態によれば、ＬＣ並列回路１へ供給される正帰還電流は２値に定められ、さらに、正帰還電流の振幅は式（３）により一定の値となることが明らかである。これにより、ＬＣ並列回路１の発振振幅特性を理想に近づけることが可能となる。また、振幅電圧に応じて帰還電流が増大することもないから、電源電圧Ｖｃｃの範囲を無用に広くとる必要もない。
また、正帰還電流の振幅は式（３）から、電源電圧Ｖｃｃやトランジスタ２のベース・エミッタ間電圧ＶBEの項を含んでいない。これは、前記電源電圧Vｃｃの変動やトランジスタの温度による特性の変化に無関係に常に一定となることを意味する。従って、式（４）に示すように、ＬＣ並列回路１の振幅電圧Ｖ1 は一定に保たれるから、発振振幅の振幅特性を一定に保つことが可能となる（図３参照）。
【００２６】
＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態を図４によって説明し、第１実施形態と同一の部分には同一符号を付して重複する説明を省略する。
本実施形態の発振回路１０は、ベース電位供給手段を定電流源６１と抵抗６２とで構成されていると共に、定電流源６１が電源ラインＶｃｃに接続され、抵抗６２がグランドラインに接続されている。
その動作は、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、定電流源６１からトランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が供給されるから、抵抗６２に流れる電流は定電流源６１の電流Ｉ2 から定電流源５３の電流ｉ0 を差し引いた電流Ｉ2 -ｉ0 が流れる。一方、振幅電圧が負の電圧であるときには、定電流源６１からの電流Ｉ2 は全て抵抗６２に供給され、これにより、ＬＣ並列回路１の振幅電圧に応じて定電流源６１と抵抗６２との分担電圧が変動する。
ここで、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときのトランジスタ２のエミッタ電流Ｉe1は、

（Ｖcc ：電源電圧ＶBE ：トランジスタ２のベース・エミッタ間電圧Ｉ2：定電流源６１から供給される電流Ｒ1：抵抗３の抵抗値Ｒ3 :抵抗６２の抵抗値）となり、
また、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときのエミッタ電流Ｉe2は、

となる。
尚、トランジスタ３におけるエミッタ電流とコレクタ電流は略同一の電流値である。従って、上記式（５）、（６）よりＬＣ並列回路１に供給される正帰還電流の振幅（上記２値の正帰還電流の差）は、

と、一定の値となる。
このような構成としても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００２７】
＜第３実施形態＞
図５に示すように、第３実施形態は第２実施形態において、定電流源６１と抵抗６２との配置を入れ替えたものである。
ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、抵抗６２を介してトランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0（即ち、定電流源５３の電流ｉ0 ）が供給され、抵抗６２には定電流源６１の電流Ｉ3 と定電流源５３の電流ｉ0 との合成電流Ｉ3 ＋ｉ0 が流れる。一方、ＬＣ発振回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、抵抗６２には定電流源６１の電流Ｉ3 が流れる。これにより定電流源６１と抵抗６２との分担電圧が変動する。
ここで、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときのエミッタ電流Ｉe1は、

（ＶBE ：トランジスタ２のベース・エミッタ間電圧Ｉ3 ：定電流源６１の供給電流Ｒ1 ：抵抗３の抵抗値Ｒ2 ：抵抗６２の抵抗値）
となり、
また、振幅電圧が負の電圧であるときのトランジスタ３のエミッタ電流Ｉe2は、

となる。
ここで、トランジスタ３においてエミッタ電流とコレクタ電流は略同一の電流値である。従って、上記式（８）、（９）より、ＬＣ並列回路１に流れる正帰還電流の振幅（上記２値の正帰還電流の差）は、

と、一定の値となる。
このようにしても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００２８】
＜第４実施形態＞
図６に示すように、第４実施形態では、ダイオード接続されたＰＮＰ型のトランジスタ２１のベースとトランジスタ２のベースとが接続されてカレントミラー回路が形成されており、また、トランジスタ２１のコレクタにはトランジスタ５１のコレクタが接続されているところが第１実施形態と異なる。
このような構成にすれば、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタから電流ｉ0 が流れる。すると、トランジスタ２１に電流ｉ0 が流れると共に、トランジスタ２のコレクタにも電流ｉ0 が流れるから、正帰還電流として電流ｉ0 が供給される。
一方、振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタには電流が流れない。従って、トランジスタ２，２１にも電流が流れないから、ＬＣ並列回路１に正帰還電流は供給されない。
このような構成としても第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００２９】
＜第５実施形態＞
本実施形態は図７に示すように、第４実施形態において、トランジスタ２１のコレクタに定電流源７２を接続した構成とされている。
【００３０】
このような構成にすると、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が流れる。これによって、トランジスタ２１には定電流源７２の電流とトランジスタ５１のコレクタに流れる電流ｉ0 との合成電流ｉ1 +ｉ0 が流れ、トランジスタ２にもトランジスタ２１に流れる電流と同量の電流ｉ1 +ｉ0 が流れて、これがＬＣ並列回路１に供給される。
一方、振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタには電流が流れない。従って、トランジスタ２１には定電流源７２の電流ｉ1 が流れ、この電流ｉ1 がトランジスタ２のエミッタ・コレクタ間にも流れる。
【００３１】
このようにトランジスタ２１のコレクタに定電流源７２を接続すれば、トランジスタ２１には常に電流が流れていると共に、トランジスタ２にも常に電流が流れている。このことは、トランジスタ２のベース・エミッタ間に存在する容量成分が常に充電状態となっており、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正負いずれかの電圧に変化する際に正帰還電流を俊敏に切り換えることができることを意味する。
【００３２】
＜第６実施形態＞
図８に示すように、本実施形態では、第５実施形態の定電流源７２を抵抗７３に変更したものである。このような構成としても、上記第５実施形態と同様の効果が得られる。
【００３３】
＜第７実施形態＞
本発明に係る近接センサの第７実施形態について、図９を参照して説明する。
本実施形態では、発振回路１０内のＬＣ並列回路１の帰還電流がＮＰＮ型トランジスタ２により供給されているところが第１実施形態と異なる。
その回路構成は、トランジスタ２のエミッタが抵抗３を介して電源ライン−Ｖｃｃに連なり、コレクタがＬＣ並列回路１に接続されている。また、トランジスタ２のベースには、互いに直列接続された抵抗４１，４２からなる抵抗対４（ベース電位供給手段に相当）の中間接続点に接続されている。
【００３４】
一方、ＬＣ並列回路１とトランジスタ２との接続点には、ＰＮＰ型のトランジスタ５１のベースが接続されており、このトランジスタ５１は、ＰＮＰ型のトランジスタ５２と定電流源５３と共に差動増幅回路５を構成している。また、トランジスタ５１のコレクタが抵抗対４の中間接続点に接続されており、一方のトランジスタ５２のベースがグランドラインに接続されている。これによって、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 （即ち、定電流源５３からの電流ｉ0 ）が流れ、振幅電圧が正の電圧であるときにはコレクタに電流が流れないようになっている。
【００３５】
次に上記構成の動作について説明する。
まず、ＬＣ並列回路１からトランジスタ２のコレクタへ電流が流れることにより、コンデンサ１２に電荷が溜まる。コンデンサ１２の電位が低下してゆくと、検出コイル１１に下向きに電流が流れ、コンデンサ１２が満充電となったときには、検出コイル１１に下向きに流れる電流により、コンデンサ１２が逆向きに充電される。そして、逆向きの電位になると再び検出コイル１１に上向きの電流が流れる。従って、ＬＣ並列回路１の出力電圧は交流的に変動し、これに伴なって、検出コイル１１に電流が交流的に流れる。
【００３６】
ここで、コンデンサ１２に電荷が溜まり始め、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧となると、差動増幅回路５のトランジスタ５１のベースには同じく負の電圧が入力されるから、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が流れる。この電流ｉ0 は抵抗４１を介して電源ライン−Ｖｃｃに流れ、これに伴なって抵抗対４の分担電圧が変化する。すなわち、抵抗４１の印加電圧が増加すると共に、抵抗４２の印加電圧が減少し、この抵抗４１の印加電圧の増加に伴なってトランジスタ２のベース電位が引き上げられる。すると、トランジスタ２のエミッタ電位が引き上げられて、抵抗３の印加電圧が増加することにより、エミッタ電流が増加してＬＣ並列回路１からコレクタへ流れる電流が増加する。このとき、トランジスタ５１のコレクタには定電流源からの電流ｉ0 が流れているから、ＬＣ並列回路１には所定の電流値の帰還電流が流れる。
【００３７】
そして、ＬＣ並列回路１のコンデンサ１２が逆向きに充電されると、次第に振幅電圧は増加し、やがて、正の電圧となる。すると、差動増幅回路５のトランジスタ５１のベースには正の電圧が入力されるから、トランジスタ５１のコレクタに電流が流れなくなり、これに伴なって抵抗対４の分担電圧が変化する。即ち、抵抗４１の印加電圧が減少すると共に、抵抗４２の印加電圧が増加し、この抵抗４１の印加電圧の減少に伴なってトランジスタ２のベース電位が引き下げられる。すると、トランジスタ２のエミッタ電位が引き下げられて、抵抗３の印加電圧が減少することにより、エミッタ電流が減少してＬＣ発振回路１に流れる帰還電流が減少する。このとき、抵抗４１には、所定の電流が流れているから、ＬＣ並列回路１には所定の電流値の帰還電流が流れる。
これにより、その帰還電流は振幅電圧が負の電圧であるときの方が振幅電圧が正の電圧であるときよりも多く流れる。
【００３８】
このように本実施形態によれば、ＬＣ並列回路１へ供給される帰還電流は２値に定められ、これにより、正帰還電流の振幅は一定の値となると共に、ＬＣ並列回路１の振幅電圧も一定となることから、第１実施形態と同様の効果が得られる。
【００３９】
＜第８実施形態＞
第８実施形態は図１０に示すように、ベース電位供給手段を定電流源６１と抵抗６２とで構成すると共に、定電流源６１をグランドラインに接続し、抵抗６２を電源ライン−Ｖｃｃに接続しているところが第７実施形態と異なる。
その動作は、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、抵抗６２には定電流源６１からの電流Ｉ2 とトランジスタ５１のコレクタ電流ｉ0 との合成電流Ｉ2 ＋ｉ0 が流れる。一方、振幅電圧が正の電圧であるときには、抵抗６２には定電流源６１からの電流Ｉ2 のみが供給される。
従って、抵抗６２の印加電圧は、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧のときの方が正の電圧のときよりも高くなり、かつ、ＬＣ並列回路１には２値の所定電流が流れる。これにより、トランジスタ２のエミッタ電位も２つの状態をとることから、帰還電流も２値の状態をとる。
このように本実施形態では、帰還電流が２値の状態をとることにより、帰還電流の振幅は一定となると共に、ＬＣ並列回路１の出力電圧の振幅も一定となる。これにより、第７実施形態と同様の効果が得られる。
【００４０】
＜第９実施形態＞
第９実施形態は図１１に示すように、第８実施形態において、定電流源６１と抵抗６２との配置を入れ替えたものである。
ここで、ＬＣ発振回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、定電流源６１にトランジスタ５１のコレクタ電流ｉ0 が流れこむから、抵抗６２にはＩ3 −ｉ0 の電流が流れる。一方、振幅電圧が正の電圧であるときには、抵抗６２には定電流源６１からの電流Ｉ3 のみが流れる。従って、抵抗６２には、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧のときと正の電圧のときとで、それぞれ所定の印加電圧が発生し、かつ、その印加電圧は振幅電圧が負の電圧のときの方が正の電圧のときよりも低くなる。これに伴なって、定電流源６１にも、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧のときと正の電圧のときとで、それぞれ所定の印加電圧が発生し、かつ、その印加電圧は振幅電圧が負の電圧のときの方が正の電圧のときよりも高くなる。これによって、トランジスタ２のエミッタ電位も定電流源６１の印加電圧に連動し、結局、帰還電流の電流値は２値の状態を取る。
このように本実施形態では、帰還電流は２値の状態をとることにより、帰還電流の振幅は一定となるから、ＬＣ並列回路１の出力電圧の振幅は一定となる。これにより、第７実施形態と同様の効果が得られる。
【００４１】
＜第１０実施形態＞
本発明に係る、第１０実施形態について図１２を参照して説明する。本実施形態の発振回路１０は、ダイオード接続されたＮＰＮ型のトランジスタ２１のベースとトランジスタ２のベースを接続して、カレントミラー回路を形成したものであり、また、トランジスタ２１のコレクタにはトランジスタ５１のコレクタが接続されているところが第７実施形態と異なる。
【００４２】
ここで、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が流れる。すると、トランジスタ２１に電流ｉ0 が流れると共に、トランジスタ２のコレクタにも電流ｉ0 が流れる。従って、ＬＣ並列回路１に帰還電流として電流ｉ0 が供給される。
一方、振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタには電流が流れない。従って、トランジスタ２，２１にも電流が流れないから、帰還電流は供給されない。
従って、このような構成としても、第７実施形態と同様の効果が得られる。
【００４３】
＜第１１実施形態＞
本発明の第１１実施形態は図１３に示すように、第１０実施形態において、トランジスタ２１のコレクタに定電流源７２を接続した構成とされている。
【００４４】
このような構成にすると、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が流れる。これによって、トランジスタ２１には定電流源７２の電流とトランジスタ５１のコレクタに流れる電流ｉ0 との合成電流ｉ1 +ｉ0 が流れ、トランジスタ２にもトランジスタ２１に流れる電流と同量の電流ｉ1 +ｉ0 が流れて、これがＬＣ並列回路１の帰還電流として供給される。
一方、振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタには電流が流れない。従って、トランジスタ２１には定電流源７２の電流ｉ1 が流れ、この電流ｉ1 がトランジスタ２のエミッタ・コレクタ間にも流れる。従って、ＬＣ並列回路１に帰還電流としてｉ1 が流れる。
【００４５】
このようにトランジスタ２１のコレクタに定電流源７２を接続すれば、トランジスタ２１には常に電流が流れており、これに伴なって、トランジスタ２も常に電流が流れる。このことは、トランジスタ２のベース・エミッタ間に存在する容量成分が常に充電状態となっており、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正負いずれかの電圧に変化する際に帰還電流を俊敏に切り換えることができることを意味する。
【００４６】
＜第１２実施形態＞
図１４に示すように、第１２実施形態では、第１１実施形態の定電流源７２を抵抗７３に変更したものである。このようにしても、上記第１１実施形態と同様の効果が得られる。
【００４７】
＜他の実施形態＞
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれ、さらに、下記以外にも要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の近接センサを示す図
【図２】第１実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図３】ＬＣ並列回路の振幅電圧の時間変化を示した図
【図４】第２実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図５】第３実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図６】第４実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図７】第５実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図８】第６実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図９】第７実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１０】第８実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１１】第９実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１２】第１０実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１３】第１１実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１４】第１２実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１５】従来の近接センサの発振回路の回路図
【図１６】（ａ）検出体の検出コイルに対する距離と検出コイルのエネルギー損失の関係を示した図
（ｂ）検出体の検出コイルに対する距離とＬＣ並列回路の発振振幅の関係を示した図
【符号の説明】
１…ＬＣ並列回路（検出回路）
２…電流帰還トランジスタ
４…抵抗対
５…差動増幅回路（差動増幅手段）
１１…検出コイル（検出素子）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a detection sensor that operates based on a change in the oscillation state of an oscillation circuit.
[0002]
[Prior art]
For example, a proximity sensor shown in FIG. 15 is conventionally used as a proximity sensor for detecting the approach of a metal detection object. In this method, a high-frequency current is passed through the detection coil by the LC parallel circuit 100 including the detection coil 101 and the capacitor 102, and the approach of the detected object is detected from the oscillation amplitude of the LC parallel circuit 100.
[0003]
Specifically, as shown in FIGS. 16A and 16B, when the detection body is located away from the detection coil 101, the magnetic energy of the detection coil 101 is not absorbed by the detection body. The oscillation amplitude is in saturation. As the detected object approaches the detection coil 101, the energy loss of the detection coil 101 increases, and the oscillation amplitude gradually decreases. Therefore, the detected object is detected when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 100 is reduced to a predetermined value.
[0004]
By the way, it is ideal that the oscillation amplitude characteristic of the LC parallel circuit 100 with respect to the distance from the detection coil 101 to the object to be detected is symmetrical with FIG. 16A as shown in FIG. Therefore, a so-called linear correction is performed to linearly correct this non-linear characteristic, and the amplitude value is converted onto this straight line and taken out as an output.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above configuration, since the positive feedback current i20 supplied from the transistor 105 is supplied in proportion to the oscillation amplitude, the amplitude characteristic does not become the characteristic shown in FIG. The characteristics shown in ▼ are obtained. Therefore, the process for correcting the oscillation amplitude characteristic to a straight line is complicated, and it is difficult to make it linear accurately. Therefore, highly accurate detection cannot be performed. In addition, since the positive feedback current i20 increases as the oscillation amplitude increases, there is a problem that it is necessary to widen the range of the power supply voltage.
[0006]
Further, in the above circuit configuration, since the positive feedback current i20 increases with the oscillation amplitude, the difference from the current flowing from the constant current source 104 is not constant. Therefore, when the positive feedback current i20 changes due to a change in the power supply voltage or a change in characteristics due to the temperature of the transistor, the effect appears in the oscillation amplitude, and the above-mentioned oscillation amplitude characteristic becomes more complicated and linear correction is performed. Becomes even more difficult.
[0007]
The present invention has been completed based on the above situation, and can supply a constant positive feedback current to the oscillation circuit regardless of fluctuations in the oscillation amplitude, An object of the present invention is to provide a detection sensor that is not affected by temperature characteristics.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
As means for achieving the above object, the invention of claim 1 has an oscillation circuit provided with a detection circuit, and the oscillation circuit according to a distance from a detection element constituting the detection circuit to a detected object. In the detection sensor for detecting the approach of the detected object based on the fluctuation of the oscillation amplitude of the PNP type, the oscillation circuit is connected in an emitter follower type to a power source and supplies a feedback current to the detection circuit Current feedback transistor and two circuit elements connected in series with each other, and the base of the current feedback transistor is connected to a connection point of the circuit elements, and the current feedback transistor is connected to the current feedback transistor according to a shared voltage of these circuit elements. Base voltage supply means for providing a base potential; and the base voltage supply means according to the amplitude voltage based on a comparison between the amplitude voltage of the detection circuit and a reference voltage Changing the base potential by varying the current flowing through the circuit element, thereby The feedback current flowing through the detection circuit is a binary value that is different when the amplitude voltage of the detection circuit is higher than the reference voltage and when the amplitude voltage is lower than the reference voltage, and Differential amplification means for causing a feedback current flowing through the detection circuit to be a predetermined current larger than that when the amplitude voltage is lower than the reference voltage when the amplitude voltage of the detection circuit is higher than the reference voltage; It is characterized by the provision.
[0009]
According to a second aspect of the present invention, there is provided an oscillation circuit including a detection circuit, and the oscillation amplitude of the oscillation circuit varies depending on a distance from a detection element constituting the detection circuit to a detected object. In the detection sensor for detecting the approach of an object to be detected, the oscillation circuit is connected in series with an NPN-type current feedback transistor connected in an emitter-follower type to a power source and supplying a feedback current to the detection circuit. Base voltage supply means comprising two circuit elements, wherein a base of the current feedback transistor is connected to a connection point of the circuit elements, and a base potential is applied to the current feedback transistor according to a shared voltage of the circuit elements; Based on the comparison between the amplitude voltage of the detection circuit and the reference voltage, the current flowing through the circuit element of the base voltage supply means is varied according to the amplitude voltage. Changing the base potential between, thereby The feedback current flowing through the detection circuit is a binary value that is different when the amplitude voltage of the detection circuit is higher than the reference voltage and when the amplitude voltage is lower than the reference voltage, and Differential amplification means for causing a feedback current flowing through the detection circuit to be a predetermined current larger than that when the amplitude voltage is higher than the reference voltage when the amplitude voltage of the detection circuit is lower than the reference voltage; It is characterized by the provision.
[0010]
The invention of claim 3 is characterized in that, in the invention of claim 1 or claim 2, the two circuit elements constituting the base voltage supply means are both resistive elements.
[0011]
The invention of claim 4 is characterized in that, in the invention of claim 1 or claim 2, the two circuit elements constituting the base voltage supply means are a constant current source and a resistance element.
[0012]
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided an oscillation circuit including a detection circuit, and the oscillation amplitude of the oscillation circuit varies depending on a distance from a detection element constituting the detection circuit to a detection target. In the detection sensor for detecting the approach of the detected object, the oscillation circuit is connected to a power source in an emitter follower type and supplies a feedback current to the detection unit, a PNP type current feedback transistor, the current feedback transistor, Based on the comparison of the amplitude voltage of the transistor connected to the current mirror and the amplitude voltage of the detection circuit and a reference voltage, according to the amplitude voltage The transistor By changing the flowing current, the base potential is changed. The feedback current flowing through the detection circuit is a binary value that is different when the amplitude voltage of the detection circuit is higher than the reference voltage and when the amplitude voltage is lower than the reference voltage, and Differential amplification means for causing a feedback current flowing through the detection circuit to be a predetermined current larger than that when the amplitude voltage is lower than the reference voltage when the amplitude voltage of the detection circuit is higher than the reference voltage; It is characterized by the provision.
[0013]
According to a sixth aspect of the present invention, there is provided an oscillation circuit including a detection circuit, and the oscillation amplitude of the oscillation circuit varies depending on a distance from a detection element constituting the detection circuit to a detected object. In the detection sensor for detecting the approach of the detected object, the oscillation circuit is connected in an emitter-follower type to a power source and supplies an NPN-type current feedback transistor for supplying a feedback current to the detection unit, and the current feedback transistor, Based on the comparison of the amplitude voltage of the transistor connected to the current mirror and the amplitude voltage of the detection circuit and a reference voltage, according to the amplitude voltage The transistor The base potential is changed by changing the current flowing through the The feedback current flowing through the detection circuit is a binary value that is different when the amplitude voltage of the detection circuit is higher than the reference voltage and when the amplitude voltage is lower than the reference voltage, and Differential amplification means for causing a feedback current flowing through the detection circuit to be a predetermined current larger than that when the amplitude voltage is higher than the reference voltage when the amplitude voltage of the detection circuit is lower than the reference voltage; It is characterized by the provision.
[0014]
The invention of claim 7 is characterized in that, in the invention of claim 5 or 6, a constant current source is connected in series to the transistor.
[0015]
[Action and effect of the invention]
For example, the operation and effect when the present invention is applied to a proximity sensor having an LC parallel circuit (detection circuit) in an oscillation circuit will be described. A current is supplied to the LC parallel circuit through a current feedback transistor connected in an emitter-follower type, and the current is controlled by the base potential of the current feedback transistor. The base potential is controlled by a base voltage supply means that changes according to the shared voltage of the two circuit elements. Then, the differential amplifying unit changes the base potential by changing the current flowing through the circuit element of the base voltage supply unit based on the comparison between the amplitude voltage of the LC parallel circuit and the reference voltage. Then, the current feedback transistor controls the feedback current flowing in the LC parallel circuit to be a predetermined current larger when the amplitude voltage is higher than the reference voltage than when the amplitude voltage is lower than the reference voltage. Alternatively, the feedback current flowing in the LC parallel circuit is controlled such that when the amplitude voltage is lower than the reference voltage, the predetermined current is larger than when the amplitude voltage is higher than the reference voltage.
As a result, a predetermined feedback current can be supplied to the LC parallel circuit, so that the oscillation amplitude characteristic can be brought close to ideal. Further, since the feedback current does not increase unnecessarily as the oscillation amplitude increases, it is not necessary to unnecessarily widen the voltage range of the power supply voltage.
In addition to the above, the present invention can also be applied to a detection sensor that includes a CR circuit in the detection circuit and detects the approach of the detection object based on the fact that the amplitude voltage varies with the change in capacitance.
[0016]
Since the difference in feedback current between when the amplitude voltage is higher than the reference voltage and when the amplitude voltage is lower can be controlled to be constant, the oscillation amplitude can be maintained even if there is a change in transistor characteristics due to fluctuations in power supply voltage or temperature. Can be made constant.
[0017]
Furthermore, since there is generally a capacitance component between the base and emitter of the transistor and a delay occurs until the capacitance component is charged, the transistor must always be operated in order to operate the oscillation circuit at high frequency. It needs to be in an operating state. In this respect, in the present invention, the base potential is applied by the base voltage supply means, and the current feedback transistor can always be in an operating state, so that the present invention can also be applied to an oscillation circuit that performs high-frequency oscillation.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
<First Embodiment>
An embodiment of the detection sensor according to the present invention will be described with reference to FIG.
The detection sensor of the present embodiment includes an oscillation circuit 10 and a determination circuit 20 that takes in the amplitude voltage of the oscillation circuit 10 and detects the detected object A from the amplitude voltage. The oscillation circuit 10 is provided with an LC parallel circuit 1 (corresponding to a detection circuit) composed of a detection coil 11 (corresponding to a detection element) and a capacitor 12, which will be described later. An alternating current is passed through the coil 11 and an alternating magnetic field is generated. As a result, the magnetic energy of the detection coil 11 is absorbed by the detection target A as the detection target A approaches, and the discrimination circuit 20 detects the detection based on the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 that decreases accordingly. The approach of the body A is detected.
[0019]
FIG. 2 shows a circuit configuration of the oscillation circuit 10. The LC parallel circuit 1 is connected to the collector of a PNP transistor 2 connected in an emitter follower type with respect to the power supply line Vcc, and a current from the power supply line Vcc flowing through the resistor 3 flows from the emitter to the collector. Thus, current is supplied to the LC parallel circuit 1. The base of the transistor 2 is connected to an intermediate connection point of the resistor pair 4 including the

resistors

41 and 42 connected in series with each other.
[0020]
On the other hand, the base of an NPN transistor 51 is connected to the connection point between the LC parallel circuit 1 and the collector of the transistor 2. This transistor 51 constitutes a differential amplifier circuit 5 together with an NPN transistor 52 and a constant current source 53, the collector of the transistor 51 is connected to the intermediate connection point of the resistor pair 4, and the base of the other transistor 52 Is connected to the ground line. Thus, when the amplitude voltage of the LC oscillation circuit 1 is a positive voltage, a current i0 (that is, a current i0 from the constant current source 53) flows through the collector of the transistor 51, and when the amplitude voltage is a negative voltage, the collector Current is prevented from flowing through.
[0021]
Next, the operation of the above configuration will be described.
First, when a current flows from the collector of the transistor 2 to the LC parallel circuit 1, charges are accumulated in the capacitor 12. When the potential of the capacitor 12 increases, a current flows downward in the detection coil 11, and when the capacitor 12 is fully charged, the capacitor 12 is charged in the reverse direction by the current flowing downward in the detection coil 11. . When the potential is reversed, an upward current flows through the detection coil 11 again. Therefore, the output voltage of the LC parallel circuit 1 fluctuates in an alternating manner, and accordingly, a current flows in the detection coil 11 in an alternating manner.
[0022]
Here, when the capacitor 12 starts to accumulate electric charges and the voltage of the LC parallel circuit 1 increases, a positive voltage is input to the base of the transistor 51 of the differential amplifier circuit 5, so that the constant current i 0 is applied to the collector of the transistor 51. Flows. This constant current i0 flows through the resistor 4 and the voltage shared by the resistor pair 4 changes accordingly. That is, as the voltage applied to the resistor 41 increases, the voltage applied to the resistor 42 decreases, and the base potential of the transistor 2 is lowered as the voltage applied to the resistor 42 decreases. Then, the emitter potential of the transistor 2 is lowered and the voltage applied to the resistor 3 is increased, whereby the emitter current is increased and the current supplied from the collector to the LC parallel circuit 1 is increased. At this time, since a constant current i0 flows through the collector of the transistor 51, a positive feedback current having a predetermined current value flows through the LC parallel circuit 1.
[0023]
When the capacitor 12 of the LC parallel circuit 1 is charged in the opposite direction, the amplitude voltage gradually decreases and eventually becomes a negative voltage. Then, since a negative voltage is input to the base of the transistor 51 of the differential amplifier circuit 5, no current flows through the collector of the transistor 51, and accordingly, the shared voltage of the resistor pair 4 changes. That is, the voltage applied to the resistor 41 decreases, the voltage applied to the resistor 42 increases, and the base potential of the transistor 2 is raised as the voltage applied to the resistor 42 increases. Then, the emitter potential of the transistor 2 is raised, and the voltage applied to the resistor 3 is decreased, whereby the emitter current is decreased and the positive feedback current supplied from the collector to the LC oscillation circuit 1 is decreased.
[0024]
The positive feedback current when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a positive voltage is

(Vcc: power supply voltage VBE: base-emitter voltage of transistor 2 R1: resistance value of resistor 3 R2: resistance value of resistor 41 R3: resistance value of resistor 42)
And
The positive feedback current when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a negative voltage is

It becomes.
Here, the amplitude of the positive feedback current (difference between the two positive feedback currents) is

It becomes.
Therefore, the amplitude voltage V1 of the LC parallel circuit 1 is

(G: conductance of LC parallel circuit 1)
It becomes.
[0025]
As described above, according to the present embodiment, the positive feedback current supplied to the LC parallel circuit 1 is set to a binary value, and the amplitude of the positive feedback current becomes a constant value according to the equation (3). is there. As a result, the oscillation amplitude characteristic of the LC parallel circuit 1 can be brought close to ideal. Further, since the feedback current does not increase according to the amplitude voltage, it is not necessary to unnecessarily widen the range of the power supply voltage Vcc.
The amplitude of the positive feedback current does not include the terms of the power supply voltage Vcc and the base-emitter voltage VBE of the transistor 2 from the equation (3). This means that it is always constant regardless of the variation of the power supply voltage Vcc and the change in characteristics due to the temperature of the transistor. Therefore, as shown in the equation (4), the amplitude voltage V1 of the LC parallel circuit 1 is kept constant, so that the amplitude characteristic of the oscillation amplitude can be kept constant (see FIG. 3).
[0026]
Second Embodiment
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 4, and the same parts as those in the first embodiment will be denoted by the same reference numerals and redundant description will be omitted.
In the oscillation circuit 10 of the present embodiment, the base potential supply means includes a constant current source 61 and a resistor 62, the constant current source 61 is connected to the power supply line Vcc, and the resistor 62 is connected to the ground line. Yes.
The operation is as follows. When the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a positive voltage, the current i0 is supplied from the constant current source 61 to the collector of the transistor 51. Therefore, the current flowing through the resistor 62 is the current I2 of the constant current source 61. A current I2 -i0 obtained by subtracting the current i0 of the constant current source 53 from the current flows. On the other hand, when the amplitude voltage is a negative voltage, all of the current I2 from the constant current source 61 is supplied to the resistor 62, whereby the constant current source 61 and the resistor 62 are connected in accordance with the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1. The shared voltage fluctuates.
Here, when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a positive voltage, the emitter current Ie1 of the transistor 2 is

(Vcc: power supply voltage VBE: base-emitter voltage of transistor 2 I2: current supplied from constant current source 61 R1: resistance value of resistor 3 R3: resistance value of resistor 62)
The emitter current Ie2 when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a negative voltage is

It becomes.
Note that the emitter current and the collector current in the transistor 3 have substantially the same current value. Therefore, the amplitude of the positive feedback current supplied to the LC parallel circuit 1 from the above equations (5) and (6) (the difference between the binary positive feedback currents) is

And a constant value.
Even with such a configuration, the same effect as in the first embodiment can be obtained.
[0027]
<Third Embodiment>
As shown in FIG. 5, the third embodiment is obtained by replacing the arrangement of the constant current source 61 and the resistor 62 in the second embodiment.
When the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a positive voltage, the current i0 (that is, the current i0 of the constant current source 53) is supplied to the collector of the transistor 51 via the resistor 62, and the constant current source 61 is supplied to the resistor 62. Current I3 and the combined current I3 + i0 of the constant current source 53 current i0 flow. On the other hand, when the amplitude voltage of the LC oscillation circuit 1 is a negative voltage, the current I3 of the constant current source 61 flows through the resistor 62. As a result, the shared voltage between the constant current source 61 and the resistor 62 varies.
Here, when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a positive voltage, the emitter current Ie1 is

(VBE: Base-emitter voltage of transistor 2 I3: Supply current of constant current source 61 R1: Resistance value of resistor 3 R2: Resistance value of resistor 62)
And
The emitter current Ie2 of the transistor 3 when the amplitude voltage is a negative voltage is

It becomes.
Here, in the transistor 3, the emitter current and the collector current have substantially the same current value. Therefore, from the above formulas (8) and (9), the amplitude of the positive feedback current flowing in the LC parallel circuit 1 (the difference between the binary positive feedback currents) is

And a constant value.
Even if it does in this way, the effect similar to 1st Embodiment can be acquired.
[0028]
<Fourth embodiment>
As shown in FIG. 6, in the fourth embodiment, the base of the diode-connected PNP transistor 21 and the base of the transistor 2 are connected to form a current mirror circuit, and the collector of the transistor 21 is connected to the collector of the transistor 21. Is different from the first embodiment in that the collector of the transistor 51 is connected.
With such a configuration, when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a positive voltage, a current i0 flows from the collector of the transistor 51. Then, since the current i0 flows through the transistor 21 and the current i0 also flows through the collector of the transistor 2, the current i0 is supplied as a positive feedback current.
On the other hand, when the amplitude voltage is a negative voltage, no current flows through the collector of the transistor 51. Therefore, since no current flows through the

transistors

2 and 21, no positive feedback current is supplied to the LC parallel circuit 1.
Even with such a configuration, the same effect as in the first embodiment can be obtained.
[0029]
<Fifth Embodiment>
As shown in FIG. 7, this embodiment has a configuration in which a constant current source 72 is connected to the collector of the transistor 21 in the fourth embodiment.
[0030]
With such a configuration, when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a positive voltage, a current i 0 flows through the collector of the transistor 51. As a result, a combined current i1 + i0 of the current of the constant current source 72 and the current i0 flowing through the collector of the transistor 51 flows through the transistor 21, and a current i1 + i0 of the same amount as the current flowing through the transistor 21 flows through the transistor 2. This is supplied to the LC parallel circuit 1.
On the other hand, when the amplitude voltage is a negative voltage, no current flows through the collector of the transistor 51. Therefore, the current i1 of the constant current source 72 flows through the transistor 21 and this current i1 also flows between the emitter and collector of the transistor 2.
[0031]
When the constant current source 72 is connected to the collector of the transistor 21 in this way, a current always flows through the transistor 21 and a current always flows through the transistor 2. This is because the capacitance component existing between the base and emitter of the transistor 2 is always in a charged state, and the positive feedback current is quickly switched when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 changes to either positive or negative voltage. Means that you can.
[0032]
<Sixth Embodiment>
As shown in FIG. 8, in this embodiment, the constant current source 72 of the fifth embodiment is changed to a resistor 73. Even with such a configuration, the same effects as those of the fifth embodiment can be obtained.
[0033]
<Seventh embodiment>
A seventh embodiment of the proximity sensor according to the present invention will be described with reference to FIG.
This embodiment is different from the first embodiment in that the feedback current of the LC parallel circuit 1 in the oscillation circuit 10 is supplied by the NPN transistor 2.
In the circuit configuration, the emitter of the transistor 2 is connected to the power supply line -Vcc via the resistor 3, and the collector is connected to the LC parallel circuit 1. The base of the transistor 2 is connected to an intermediate connection point of a resistor pair 4 (corresponding to a base potential supply means) composed of

resistors

41 and 42 connected in series with each other.
[0034]
On the other hand, the base of a PNP transistor 51 is connected to the connection point between the LC parallel circuit 1 and the transistor 2, and the transistor 51, together with the PNP transistor 52 and the constant current source 53, is connected to the differential amplifier circuit 5. Is configured. The collector of the transistor 51 is connected to the intermediate connection point of the resistor pair 4, and the base of one transistor 52 is connected to the ground line. Thus, when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a negative voltage, a current i0 (that is, a current i0 from the constant current source 53) flows through the collector of the transistor 51, and when the amplitude voltage is a positive voltage, the collector Current is prevented from flowing through.
[0035]
Next, the operation of the above configuration will be described.
First, when a current flows from the LC parallel circuit 1 to the collector of the transistor 2, charges are accumulated in the capacitor 12. When the potential of the capacitor 12 decreases, a current flows downward in the detection coil 11, and when the capacitor 12 is fully charged, the capacitor 12 is charged in the reverse direction by the current flowing downward in the detection coil 11. . When the potential is reversed, an upward current flows through the detection coil 11 again. Therefore, the output voltage of the LC parallel circuit 1 fluctuates in an alternating manner, and accordingly, a current flows in the detection coil 11 in an alternating manner.
[0036]
Here, when electric charges start to accumulate in the capacitor 12 and the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 becomes a negative voltage, the negative voltage is similarly input to the base of the transistor 51 of the differential amplifier circuit 5. A current i0 flows through the collector. This current i0 flows to the power supply line -Vcc via the resistor 41, and the voltage shared by the resistor pair 4 changes accordingly. That is, the voltage applied to the resistor 41 increases, the voltage applied to the resistor 42 decreases, and the base potential of the transistor 2 is raised as the voltage applied to the resistor 41 increases. Then, the emitter potential of the transistor 2 is raised and the voltage applied to the resistor 3 is increased, whereby the emitter current is increased and the current flowing from the LC parallel circuit 1 to the collector is increased. At this time, since the current i0 from the constant current source flows through the collector of the transistor 51, a feedback current having a predetermined current value flows through the LC parallel circuit 1.
[0037]
When the capacitor 12 of the LC parallel circuit 1 is charged in the opposite direction, the amplitude voltage gradually increases and eventually becomes a positive voltage. Then, since a positive voltage is input to the base of the transistor 51 of the differential amplifier circuit 5, no current flows through the collector of the transistor 51, and accordingly, the voltage shared by the resistor pair 4 changes. That is, the voltage applied to the resistor 41 decreases, the voltage applied to the resistor 42 increases, and the base potential of the transistor 2 is pulled down as the voltage applied to the resistor 41 decreases. Then, the emitter potential of the transistor 2 is lowered, and the voltage applied to the resistor 3 is decreased, whereby the emitter current is decreased and the feedback current flowing through the LC oscillation circuit 1 is decreased. At this time, since a predetermined current flows through the resistor 41, a feedback current having a predetermined current value flows through the LC parallel circuit 1.
Thus, the feedback current flows more when the amplitude voltage is a negative voltage than when the amplitude voltage is a positive voltage.
[0038]
As described above, according to the present embodiment, the feedback current supplied to the LC parallel circuit 1 is set to a binary value, whereby the amplitude of the positive feedback current becomes a constant value and the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1. Therefore, the same effect as the first embodiment can be obtained.
[0039]
<Eighth Embodiment>
In the eighth embodiment, as shown in FIG. 10, the base potential supply means includes a constant current source 61 and a resistor 62, the constant current source 61 is connected to the ground line, and the resistor 62 is connected to the power supply line -Vcc. This is different from the seventh embodiment.
In the operation, when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a negative voltage, a combined current I 2 + i 0 of the current I 2 from the constant current source 61 and the collector current i 0 of the transistor 51 flows through the resistor 62. On the other hand, when the amplitude voltage is a positive voltage, only the current I 2 from the constant current source 61 is supplied to the resistor 62.
Therefore, the voltage applied to the resistor 62 is higher when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is negative than when it is positive, and a binary predetermined current flows through the LC parallel circuit 1. . As a result, the emitter potential of the transistor 2 takes two states, and the feedback current also takes a binary state.
Thus, in this embodiment, the feedback current takes a binary state, so that the amplitude of the feedback current is constant and the amplitude of the output voltage of the LC parallel circuit 1 is also constant. Thereby, the effect similar to 7th Embodiment is acquired.
[0040]
<Ninth Embodiment>
As shown in FIG. 11, the ninth embodiment is obtained by replacing the arrangement of the constant current source 61 and the resistor 62 in the eighth embodiment.
Here, when the amplitude voltage of the LC oscillation circuit 1 is a negative voltage, since the collector current i0 of the transistor 51 flows into the constant current source 61, a current of I3 -i0 flows through the resistor 62. On the other hand, when the amplitude voltage is a positive voltage, only the current I 3 from the constant current source 61 flows through the resistor 62. Therefore, a predetermined applied voltage is generated in the resistor 62 when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a negative voltage and when it is a positive voltage, and the applied voltage is a voltage with a negative amplitude voltage. Is lower than when the voltage is positive. Accordingly, a predetermined applied voltage is generated in the constant current source 61 when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a negative voltage and when the amplitude voltage is a positive voltage, respectively, and the applied voltage is The amplitude voltage is higher when the voltage is negative than when the voltage is positive. As a result, the emitter potential of the transistor 2 is also interlocked with the applied voltage of the constant current source 61, and the current value of the feedback current eventually takes a binary state.
As described above, in the present embodiment, since the feedback current takes a binary state, the amplitude of the feedback current becomes constant. Therefore, the amplitude of the output voltage of the LC parallel circuit 1 becomes constant. Thereby, the effect similar to 7th Embodiment is acquired.
[0041]
<Tenth embodiment>
A tenth embodiment according to the present invention will be described with reference to FIG. The oscillation circuit 10 of the present embodiment is formed by connecting the base of a diode-connected NPN transistor 21 and the base of a transistor 2 to form a current mirror circuit. This is different from the seventh embodiment in that the collector is connected.
[0042]
Here, when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a negative voltage, a current i 0 flows through the collector of the transistor 51. Then, the current i0 flows through the transistor 21 and the current i0 also flows through the collector of the transistor 2. Therefore, the current i0 is supplied to the LC parallel circuit 1 as a feedback current.
On the other hand, when the amplitude voltage is a positive voltage, no current flows through the collector of the transistor 51. Therefore, no current flows through the

transistors

2 and 21, so no feedback current is supplied.
Therefore, even with such a configuration, the same effect as in the seventh embodiment can be obtained.
[0043]
<Eleventh embodiment>
As shown in FIG. 13, the eleventh embodiment of the present invention has a configuration in which a constant current source 72 is connected to the collector of the transistor 21 in the tenth embodiment.
[0044]
With such a configuration, when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 is a negative voltage, a current i 0 flows through the collector of the transistor 51. As a result, a combined current i1 + i0 of the current of the constant current source 72 and the current i0 flowing through the collector of the transistor 51 flows through the transistor 21, and a current i1 + i0 of the same amount as the current flowing through the transistor 21 flows through the transistor 2. This is supplied as a feedback current of the LC parallel circuit 1.
On the other hand, when the amplitude voltage is a positive voltage, no current flows through the collector of the transistor 51. Therefore, the current i1 of the constant current source 72 flows through the transistor 21 and this current i1 also flows between the emitter and collector of the transistor 2. Accordingly, i1 flows through the LC parallel circuit 1 as a feedback current.
[0045]
When the constant current source 72 is connected to the collector of the transistor 21 in this way, a current always flows through the transistor 21, and accordingly, a current also flows through the transistor 2. This means that the capacitance component existing between the base and emitter of the transistor 2 is always in a charged state, and the feedback current is quickly switched when the amplitude voltage of the LC parallel circuit 1 changes to either positive or negative voltage. Means you can.
[0046]
<Twelfth embodiment>
As shown in FIG. 14, in the twelfth embodiment, the constant current source 72 of the eleventh embodiment is changed to a resistor 73. Even if it does in this way, the effect similar to the said 11th Embodiment is acquired.
[0047]
<Other embodiments>
The present invention is not limited to the embodiments described with reference to the above description and drawings. For example, the following embodiments are also included in the technical scope of the present invention, and further, within the scope not departing from the gist of the invention other than the following. Various modifications can be made.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a proximity sensor according to the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of an oscillation circuit of the proximity sensor according to the first embodiment.
FIG. 3 is a diagram showing the time change of the amplitude voltage of the LC parallel circuit.
FIG. 4 is a circuit diagram of an oscillation circuit of a proximity sensor according to a second embodiment.
FIG. 5 is a circuit diagram of an oscillation circuit of a proximity sensor according to a third embodiment.
FIG. 6 is a circuit diagram of an oscillation circuit of a proximity sensor according to a fourth embodiment.
FIG. 7 is a circuit diagram of an oscillation circuit of a proximity sensor according to a fifth embodiment.
FIG. 8 is a circuit diagram of an oscillation circuit of a proximity sensor according to a sixth embodiment.
FIG. 9 is a circuit diagram of an oscillation circuit of a proximity sensor according to a seventh embodiment.
FIG. 10 is a circuit diagram of an oscillation circuit of a proximity sensor according to an eighth embodiment.
FIG. 11 is a circuit diagram of an oscillation circuit of a proximity sensor according to a ninth embodiment.
FIG. 12 is a circuit diagram of an oscillation circuit of a proximity sensor according to a tenth embodiment.
FIG. 13 is a circuit diagram of an oscillation circuit of a proximity sensor according to an eleventh embodiment.
FIG. 14 is a circuit diagram of an oscillation circuit of a proximity sensor according to a twelfth embodiment.
FIG. 15 is a circuit diagram of an oscillation circuit of a conventional proximity sensor.
FIG. 16A is a diagram showing the relationship between the distance of the detection body to the detection coil and the energy loss of the detection coil;
(B) The figure which showed the relationship between the distance with respect to the detection coil of a detection body, and the oscillation amplitude of LC parallel circuit
[Explanation of symbols]
1 ... LC parallel circuit (detection circuit)
2 ... Current feedback transistor
4 ... Resistance pair
5 ... Differential amplification circuit (differential amplification means)
11 ... Detection coil (detection element)

Claims

An oscillation circuit having a detection circuit is provided, and the approach of the detected object is detected based on the fluctuation of the oscillation amplitude of the oscillation circuit in accordance with the distance from the detection element constituting the detection circuit to the detected object. In the detection sensor to
The oscillation circuit is
A PNP-type current feedback transistor connected to an emitter follower type with respect to a power source and supplying a feedback current to the detection circuit;
A base voltage comprising two circuit elements connected in series to each other, the base of the current feedback transistor being connected to a connection point of the circuit elements, and providing a base potential to the current feedback transistor according to a shared voltage of these circuit elements Supply means;
Based on a comparison between the amplitude voltage of the detection circuit and a reference voltage, the base potential is changed by changing the current flowing through the circuit element of the base voltage supply means according to the amplitude voltage, thereby causing the detection circuit to The feedback current that flows is a binary value that is different when the amplitude voltage of the detection circuit is higher than the reference voltage and when the amplitude voltage is lower than the reference voltage, and the amplitude voltage of the detection circuit is higher than the reference voltage. And a differential amplifying means for causing a feedback current flowing through the detection circuit to be a predetermined current larger than that when the amplitude voltage is lower than the reference voltage when high.

An oscillation circuit having a detection circuit is provided, and the approach of the detected object is detected based on the fluctuation of the oscillation amplitude of the oscillation circuit in accordance with the distance from the detection element constituting the detection circuit to the detected object. In the detection sensor to
The oscillation circuit is
An NPN-type current feedback transistor connected in an emitter-follower type to a power supply and supplying a feedback current to the detection circuit;
A base voltage comprising two circuit elements connected in series to each other, the base of the current feedback transistor being connected to a connection point of the circuit elements, and providing a base potential to the current feedback transistor according to a shared voltage of these circuit elements Supply means;
Based on a comparison between the amplitude voltage of the detection circuit and a reference voltage, the base potential is changed by changing the current flowing through the circuit element of the base voltage supply means according to the amplitude voltage, thereby causing the detection circuit to The feedback current that flows is a binary value that is different when the amplitude voltage of the detection circuit is higher than the reference voltage and when the amplitude voltage is lower than the reference voltage, and the amplitude voltage of the detection circuit is higher than the reference voltage. And a differential amplifying means for causing a feedback current flowing through the detection circuit to be a predetermined current larger than that when the amplitude voltage is higher than the reference voltage when low.

The detection circuit according to claim 1 or 2, wherein the two circuit elements constituting the base voltage supply means are both resistive elements.

3. The detection sensor according to claim 1, wherein the two circuit elements constituting the base voltage supply means are a constant current source and a resistance element.

An oscillation circuit having a detection circuit is provided, and the approach of the detected object is detected based on the fluctuation of the oscillation amplitude of the oscillation circuit in accordance with the distance from the detection element constituting the detection circuit to the detected object. In the detection sensor to
The oscillation circuit is
A PNP-type current feedback transistor connected to an emitter follower type with respect to a power source and supplying a feedback current to the detection unit;
A transistor that is current-mirror connected to the current feedback transistor;
Based on a comparison between the amplitude voltage of the detection circuit and a reference voltage, the base potential is changed by changing the current flowing through the transistor according to the amplitude voltage, and thereby the feedback current flowing through the detection circuit is detected by the detection circuit. When the amplitude voltage of the circuit is higher than the reference voltage and when the amplitude voltage is lower than the reference voltage, the detection circuit has two different values and the detection circuit has an amplitude voltage higher than the reference voltage. And a differential amplifying unit configured to make the flowing feedback current a predetermined current larger than that when the amplitude voltage is lower than the reference voltage.

An oscillation circuit having a detection circuit is provided, and the approach of the detected object is detected based on the fluctuation of the oscillation amplitude of the oscillation circuit in accordance with the distance from the detection element constituting the detection circuit to the detected object. In the detection sensor to
The oscillation circuit is
An NPN-type current feedback transistor connected to an emitter follower type with respect to a power source and supplying a feedback current to the detection unit;
A transistor that is current-mirror connected to the current feedback transistor;
Based on a comparison between the amplitude voltage of the detection circuit and a reference voltage, the base potential is changed by changing the current flowing through the transistor according to the amplitude voltage, and thereby the feedback current flowing through the detection circuit is detected by the detection circuit. When the amplitude voltage of the circuit is higher than the reference voltage and when the amplitude voltage is lower than the reference voltage, the detection circuit has two different values and the detection circuit has an amplitude voltage lower than the reference voltage. A detection sensor comprising: a differential amplifying unit configured to cause a flowing feedback current to be a predetermined current larger than when the amplitude voltage is higher than the reference voltage.

The detection sensor according to claim 5 or 6, wherein a constant current source is connected in series to the transistor.