JP4029422B2

JP4029422B2 - Power supply for driving creeping discharge elements

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Publication number: JP4029422B2
Application number: JP2001386529A
Authority: JP
Inventors: 俊介細川
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2001-12-19
Filing date: 2001-12-19
Publication date: 2008-01-09
Anticipated expiration: 2021-12-19
Also published as: JP2003189638A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、オゾナイザとして用いるための沿面放電素子、また、ゴミ焼却施設、ボイラー、焼結炉、塗装ブース、排水処理施設等からの排ガス中に含まれる窒素酸化物、硫黄酸化物、ダイオキシン、揮発性有機物、悪臭等のガス状汚染物質を除去するためのプラズマガス処理に用いる沿面放電素子、さらに、ダクト、ホッパ、サイクロンなど粒子ハンドリング装置内で帯電する粒子の除電装置として用いるための沿面放電素子や空気清浄器に用いるマイナスイオンやラジカルを供給するための沿面放電素子を駆動する高周波高電圧電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の沿面放電素子駆動用電源では特許第２７７５２５４号に記載のように、商用電源３を全波整流して電源コンデンサ９を充電のうえ、電源コンデンサ９、サイリスタ７、１１及び帰還ダイオード８、１０、昇圧トランス１２で形成されるプッシュプル回路２に沿面放電素子１４を接続し、サイリスタ７と１１を交互にオンすることで発生する過渡振動で沿面放電素子に高電圧を印加している（図１）。この時、図２の電圧波形１に示すようにプッシュプル回路の片側回路の過渡自由振動の周期Ｔ１よりも、長い時間間隔θをもってスイッチを導通せしめている。
【０００３】
しかし、過渡自由振動の周期Ｔは沿面放電素子１４の放電条件や電源コンデンサ９の充電電圧によって影響を受ける。例えば、ガス圧が低下し放電が強くなったり、商用電源の電圧の上昇によって図２の電圧波形２に示すように周期ＴはＴ１からＴ２にのびてしまう。さらに運転条件によって周期ＴがＴ２からＴ３へとのびてしまうと、当初Ｔ＜θと設定していても、Ｔ３＞θとなってしまう。
【０００４】
その場合、プッシュプル回路２の一方のアームのダイオード例えばダイオード８と他方のアームのサイリスタ１１が同時に導通状態となり、過電流が流れたりサイリスタの消弧が出来ないなど正常な動作ができず、電源が破損してしまうことがあった。
【０００５】
また、θをＴよりも十分長く設定していかなる場合にもＴ＜θとなるようにすると、出力電圧を高く設計できなくなり周波数が低下してしまい沿面放電素子に十分な電力を供給することができなかった。
【０００６】
また、一度θや電源コンデンサの充電電圧を設定し、その条件で沿面放電素子駆動用高周波高圧電源を運転していると沿面放電素子が直接接する雰囲気ガス、例えば、オゾナイザの場合には原料の酸素や空気、プラズマガス処理の場合には排ガス、除電装置の場合では粒子搬送用空気、空気清浄機では室内空気などの状態、例えば、圧力、水分、温度、微量ガス成分などの影響で放電電力が大きく変化するため、オゾン生成特性、ガス処理性能、除電性能ラジカルやマイナスイオン生成性能が変動してしまう。
【０００７】
さらに、沿面放電素子の放電電極ならびに放電電極が形成されている誘電体表面上に硝酸アンモニウムなどの塩や酢酸などの酸等の反応生成物によって固体や液体の膜が形成される場合があるが、その場合、沿面放電が阻害されコロナ放電電力が減少するため、オゾン生成特性、ガス処理性能、除電性能ラジカルやマイナスイオン生成性能が低下してまう。
【０００８】
また、沿面放電素子を駆動する従来の高周波高電圧電源では、出力が商用電源３の電圧に連動するため、変動する商用電源（通常±数パーセントの電圧変動あり）を使用する限り、沿面放電素子の放電電力も変化し、オゾン生成特性、ガス処理性能、除電性能ラジカルやマイナスイオン生成性能が安定しない。
【０００９】
これらを防止するために、交流入力電圧を図１に示すようにスライドトランスで調整したり、θを調整することで沿面放電素子に印加する電圧の周波数を変えて放電電力の変化に追随する方法も行われているが、沿面放電素子の安定な放電を確保するためには放電電力を計測しながら、あるいは、オゾン発生量をモニターしながらフィードバック制御を行う必要があった。
【００１０】
さらに、沿面放電素子は非線形性の高い放電負荷であるため、一定の電源コンデンサの充電電圧で運転していると、ある閾値を越えると自身で発生する熱（放電損や誘電体損のため）で温度上昇し冷却が不十分となり、放電電力が一層大きくなると同時に発生する熱も増加するという悪循環になり沿面放電素子駆動用電源が供給する電力が増大してしまうため、沿面放電素子駆動用電源が過電流で破損したり、沿面放電素子が過熱で破損することがあった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
この発明の目的は、沿面放電素子のオゾン生成特性、ガス処理性能、除電性能ラジカルやマイナスイオン生成性能を最大限引き出すと同時に安定な稼働を可能とするための沿面放電素子駆動用電源を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明の沿面放電素子駆動用電源を電源コンデンサ、スイッチング素子及び昇圧トランスからなる共振型インバータ回路で構成するとともに、該電源コンデンサをスイッチングレギュレータを用いて充電するものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図３に示す如く、この発明による沿面放電素子駆動用電源は、電源コンデンサ３３とＩＧＢＴやＦＥＴなどのスイッチング素子３４、３６、３８、４０をブリッジ接続したスイッチングユニット４２と昇圧トランス４４から形成される共振型インバータ３１で高周波高電圧を生成するとともに、該電源コンデンサ３３の充電をスイッチングレギュレータ２０を用いて充電するものである。
【００１４】
共振型インバータ３１は電源コンデンサ３３とスイッチング素子３４、４０ならびに昇圧トランス４４および沿面放電素子４７よりなるＬＣ共振回路を形成し、スイッチング素子３４、４０にゲート制御部３２よりゲート信号を供給してオンさせるとＬＣ共振により沿面放電素子に高電圧が発生することになる。この時、インバータ電流はスイッチング素子の正方向に流れるが電圧がピーク値のところで反転し、スイッチング素子３４、４０に内蔵もしくは外付けに並列接続されたダイオード（図示していない）を通して逆方向に流れる。その結果、図４に示す如く、時間間隔δに対応する電圧波形Ａの正の半波が生成される。
【００１５】
同様に、共振型インバータ３１は電源コンデンサ３３とスイッチング素子３６、３８ならびに昇圧トランス４４および沿面放電素子４７よりなるＬＣ共振回路を形成することで図４の電圧波形Ａの負の半端が生成される。
【００１６】
この時、スイッチング素子３４、４０に内蔵もしくは外付けに並列接続されたダイオードがオフして逆回復する前に、スイッチング素子３６、３８がオンすると短絡状態となりスイッチング素子（内蔵もしくは外付けダイオードを含めて）に過電流や逆電流が流れて破損しまう。
【００１７】
そのため、インバータ電流の流れない無電流期間ｔ１ｒをおいてダイオードの逆回復を確保したうえで他方のアームののスイッチング素子をターンオンするように制御する必要がある。
【００１８】
沿面放電が発生していない間は沿面放電素子４７の等価回路を示す図５においてスイッチ５３がオフ、スイッチ５５が表面抵抗５４側に入っていると考えると、表面抵抗５４は非常に高い値であるので、ＬＣ共振は幾何学的静電容量５０で定まりその周期ｔ₁は次式で表現できる。
【００１９】
【数１】

【００２０】
ここでｋは昇圧トランス４４の昇圧比（巻数比）、Ｃ₀は電源コンデンサ３３の静電容量、ＬはＬＣ共振回路全体のインダクタンス（昇圧トランスと配線など）の１次側換算値である。
【００２１】
しかしながら、共振型インバータ３１の電源コンデンサ３３の充電電圧をスイッチングレギュレータ２０の設定電圧Ｖｃｓ及び／又は設定電流Ｉｃｓを上げて沿面放電を発生させると、沿面放電素子４７は図５の等価回路においてスイッチ５３がオン、スイッチ５５が放電抵抗５７側に入いる。この場合、放電容量５６と放電抵抗５７は放電強度に依存するという非常に大きい非線形性を示す。放電容量５６が幾何学的静電容量５０に加算される結果、ＬＣ共振の周期は図４の電圧波形Ｂに対応するｔ２のように長くなってしまう。
【００２２】
さらに、共振型インバータ３１の電源コンデンサ３３の充電電圧を上げていくと、周期はｔ２からｔ３へと一層大きくなる。
【００２３】
沿面放電素子４７は、沿面放電の開始電圧、及び放電強度が雰囲気ガスの状況に大きな影響を受けるため、共振型インバータ３１の電源コンデンサ３３の充電を、その充電電圧Ｖｃ又は／及び充電電流Ｉｃをスイッチングレギュレータ２０を用いて制限することで沿面放電の強度を限定することが可能となる。
【００２４】
すなわち、電源コンデンサ３３の充電電圧Ｖｃや充電電流Ｉｃを制限すると共振インバー３１で沿面放電素子への放電電力の供給が制限できる。何とならば共振インバータ３１から沿面放電素子４７へ供給される放電電力の最大値はＶｃとＩｃの積で決まってしまい、１サイクル当たりの放電電力Ｊｍａｘは次式で定まる。
【００２５】
【数２】

【００２６】
ここでｆは共振型インバータ３１の運転周波数である。
【００２７】
通常、沿面放電素子の放電が発生しにくい場合はスイッチングレギュレータから一定電流Ｉｃを供給すると、沿面放電素子でのエネルギー消費が小さいため充電電圧Ｖｃが高くなってくるので放電強度が強まる。この時、Ｖｃの最大値を設定しておけば沿面放電素子に印加される電圧は最大２ｋＶｃ（Ｃ０＞＞）ｋ²Ｃｇの場合）で定まる値以上にはならない。その結果、印加電圧に依存する放電容量５６や放電抵抗５７も一定値以内に収まり、ＬＣ共振周期の最大値ｔmaxも
【００２８】
【数３】

【００２９】
以内となる（Ｃ_d：放電容量５６の静電容量）。
【００３０】
一方、沿面放電素子の放電が発生し易い場合はスイッチングレギュレータから一定電流Ｉｃを供給すると、沿面放電素子でのエネルギー消費が大きいため電源コンデンサの充電電圧Ｖｃは一定値以上大きくならず、沿面放電素子に印加される電圧も最大２ｋＶｃで抑えられるため、沿面放電の強度がある一定以内に収まる。その結果、印加電圧に依存する放電容量５６の容量Ｃ_dや放電抵抗５７の抵抗値Ｒｄも一定値以内に収まり、ＬＣ共振周期も一定内に収まることが保証される。
【００３１】
言い換えれば、沿面放電素子を従来の電源のような一定電圧で駆動すると、ポジティブフィードバック（放電が強力になればなる程、益々放電エネルギーが大きくなる）が掛かり、電源や沿面放電素子自体の破損につながる。
【００３２】
一方、共振型インバータ３１の電源コンデンサ３３をスイッチングレギュレータ２０を用いて充電電圧Ｖｃ又は／及び充電電流Ｉｃを制限することで、沿面放電素子の暴走を防止することが可能となり、沿面放電素子及び／又は高周波高圧電源の破損を防止できる。
【００３３】
また、スイッチング素子としてＩＧＢＴやＦＥＴなどゲート制御型素子を用いる場合、ゲート制御部３２から供給するゲート信号の持続時間ｔｇ１をＬＣ共振の最低の周期、すなわち、沿面放電が発生していない低電圧駆動時の周期ｔ１よりわずかに短い値（５から２０％程度短い値）に設定しておくと良い。図４に示すように、共振型インバータの電源コンデンサの充電電圧Ｖｃ又は／及び充電電流Ｉｃを制限した場合には、いかなる放電条件においてもスイッチング素子にＬＣ共振により逆電圧が印加されている間にゲート信号が終わるため、スイッチング素子の逆回復が確保できる。
【００３４】
ＬＣ共振インバータ３１の電源コンデンサ３３をスイッチングレギュレータ２０によって充電電圧Ｖｃ又は／及び充電電流Ｉｃを制限する結果、ＬＣ共振周期の最大値ｔｍａｘは図４のｔ３となる。ここで、ｔ３は実際に沿面放電素子を駆動する環境で考えられる最も放電が発生し易い条件を想定して決定している。この時、沿面放電素子に電流を供給しない無電流期間の最小値ｔ３ｒを１μｓ以上に設定しておけば、想定条件からのずれに起因する沿面放電の不安定性が発生しても、インバータ電流の流れない無電流期間を確保することがいかなる場合にも可能となることが判明した。
【００３５】
無電流期間を確保する方法として、図４に示した電圧・電流波形のゼロクロスを検出する方法も考えられるが、電流は半サイクル当たり２回ゼロクロスするため検出機構が複雑になる。また、電圧は沿面放電素子特有の残留電圧が発生するためゼロクロス検出が難しい。この残留電圧は放電がストップした後、沿面放電素子の表面に残留する電荷が形成するもので、図５の等価回路ではスイッチ５３がオフ側に、スイッチ５５が表面抵抗５４側になったと考えて、放電容量５６に残留する電荷が高い抵抗値を有する表面抵抗５４を介して沿面放電素子の放電電極５１に現れるものと理解される。
【００３６】
また、直流コンデンサ２３の電圧ＶｄｃをＶｃより十分大きく設定しておけば電源電圧が不安定な場所でもスイッチングレギュレータ２０により電源コンデンサ３３の充電電圧Ｖｃ又は／及び充電電流Ｉｃは設定された値に制御される。
【００３７】
特に、スイッチングレギュレータ２０のキャリア周波数を共振型インバータ３１の運転周波数の２倍以上とすると、共振型インバータ３１の電源コンデンサ３３から沿面放電素子にエネルギーが供給されると次の共振半波までに該電源コンデンサ３３を充電することができるため、充電電圧Ｖｃ及び／又は充電電流Ｉｃを一定に保つことができる。
【００３８】
さらに、沿面放電素子を駆動する場合、放電開始直後の数サイクルは放電電流が定常状態に比較して大きくなる。そこで、スイッチングレギュレータ２０の起動時に規定電圧に到達するまでに２００μｓ以上の時間を掛るソフトスタート機能を具備させることで放電開始直後の数サイクルを低電圧で稼働するため、放電電流も定常状態に比較して大きくなることはない。
【００３９】
以上のように、沿面放電素子駆動用電源としてＬＣ共振型インバータ回路、該インバータの電源コンデンサをスイッチングレギュレータを用いて充電することで、定常状態における沿面放電素子の暴走とそれに伴う電源破損を防止することができ、また、沿面放電素子への電圧印加直後の高電流を防止することができる。しかしながら、突発的な異常、例えば、沿面放電素子の破損による短絡及び過電流状態（オバー状態）や、沿面放電素子の配線の断線などによる開放状態や汚れや結露に伴う過小電流状態（オープン状態）から電源を保護する必要がある。
【００４０】
次に、電源コンデンサ３３の充電電圧Ｖｃ及び／又は充電電流Ｉｃを、例えば、電圧計測ライン２９及び／又は電流計測ライン３０でモニターし、スイッチングレギュレータ２０の設定値と比較すれば沿面放電素子の放電状況を検知することができる。
【００４１】
スイッチングレギュレータ２０の充電電圧設定値Ｖｃｓ、充電電流設定値Ｉｃｓとし、実際の電源コンデンサ３３の充電電圧をＶｃｏ、充電電流をＩｃｏとした場合、沿面放電素子はほぼ一定の性能で稼働するように設定すると、スイッチングレギュレータ２０は、通常、Ｉｃｏ＝Ｉｃｓ，Ｖｃｏ＜Ｖｃｓの電流制限モードで運転される。
【００４２】
ところが、沿面放電素子の稼働環境の変化、例えば、ガス圧が上昇した場合、Ｖｃｏは大きくなって、Ｖｃｏ＝Ｖｃｓ、Ｉｃｏ＜Ｉｃｓとなって、スイッチングレギュレータ２０は電圧制限モードで運転される。
【００４３】
また、電面放電素子の汚れが酷くなった場合、Ｖｃｏ＝Ｖｃｓ、Ｉｃｏ＜＜Ｉｃｓとなる場合もある。
【００４４】
このように、電源コンデンサ３３の実際の充電電圧Ｖｃｏ及び／又は充電電流Ｉｃｏをスイッチングレギュレータ２０の設定値、Ｖｃｓ及びＩｃｓと比較することにより、沿面放電素子の放電状況、ひいては、沿面放電素子の稼働環境の変化や素子自体の汚れを検知することができる。
【００４５】
さらに検知した沿面放電素子の稼働環境の変化や素子自体の汚れの情報を沿面放電素子を用いたオゾナイザ、プラズマガス処理装置、除電装置、空気清浄器などの運転管理・制御すれば良い。
【００４６】
オバー状態は共振インバータ３１のインバータ電流を図３に示す電流検出器４３又は４５で昇圧トランス４４の１次側及び／又は２次側で、インバータ電流を検出すれば良い。
【００４７】
またオープン状態は共振型インバータ３１の電源コンデンサ３３の充電を行うスイッチングレギュレータ２０の実際の充電電流Ｉｃｏと設定値Ｉｃｓを比較したり、該スイッチングレギュレータ２０に商用電源２１から供給される１次電流（検出器は図示していない）で検出することができる。
【００４８】
これらオーバー状態やオープン状態を検出すると直ちに共振型インバータ３１のゲート制御部３２からスイッチ３４、３６、３８、４０へのゲート信号を止めて出力を停止し、電源の破損を防止すれば良い。
【００４９】
勿論本発明は図３に示した回路に留まらず、共振型インバータ３１は、例えばプッシュプル回路などいかなるものであっても良い。また、スイッチングレギュレータとしては通常降圧型パルス幅変調制方式を用いるが、昇圧型や昇降圧型を用いても良い。また、スイッチング周波数変調方式でも良い。
【００５０】
【発明の効果】
本発明は上述の通りであり、その結果、図４に示すように如何なる場合でも非線形性の大きな放電負荷である沿面放電素子に安定な駆動電圧・電流を供給できえる。
【００５１】
特に、沿面放電素子が直接接する雰囲気ガスの状態、例えば、圧力、水分、温度、微量ガス成分などが変動しても、また、沿面放電素子の放電電極ならびに放電電極が形成されている誘電体表面上に硝酸アンモニウムなどの塩や酢酸などの酸等の反応生成物によって固体や液体の膜が形成される場合でも、沿面放電素子のオゾン生成特性、ガス処理性能、除電性能ラジカルやマイナスイオン生成性能を最大限引き出すことが可能となる。
【００５２】
また、沿面放電素子特有の電圧印加直後に放電電流が定常状態に比較して大きくなる現象を防止し、過大な電流が沿面放電素子に流れることを防止できる。
【００５３】
電源コンデンサの充電電圧や充電電流の計測も可能となり沿面放電素子自他の放電状況を検知し、沿面放電素子を用いた装置電体の管理や制御に役立でることができる。
【００５４】
さらに、突発的な異常、例えば、沿面放電素子の破損による短絡及び過電流状態（オバー状態）や、沿面放電素子の配線の断線などによる開放状態や汚れや結露に伴う過小電流状態（オープン状態）から電源を保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の沿面放電素子駆動電源の回路である。
【図２】従来の沿面放電素子駆動電源の出力波形である。
【図３】この発明による沿面放電素子駆動電源の回路の一例である。
【図４】この発明の沿面放電素子駆動電源の出力波形である。
【図５】上記図３及び図４に示す沿面放電素子の等価回路である。
【符号の説明】
１直流電源
２プッシュプル回路
３商用電源
４スライドトランス
５全波整流回路
６ゲート制御回路
７、１１サイリスタ
８、１０帰還ダイオード
９電源コンデンサ
１２昇圧トランス
１３高圧配線
１４低圧配線
１５沿面放電素子
１６接地
２０スイッチングレギュレータ
２１商用電源
２２全波整流回路
２３直流コンデンサ
２４スイッチング素子（ＭｏｓＦＥＴ、ＩＧＢＴなど）
２５スナバ回路
２６チョークコイル
２７パルス幅変調制御回路
２８電流検出抵抗
２９電圧検出ライン
３０電流検出ライン
３１共振型インバータ回路
３２ゲート制御部
３３電源コンデンサ
３４、３６、３８，４０スイッチング素子
３５，３７，３９，４１スナバ回路
４２スイッチユニット
４３、４５電流検出器
４４昇圧トランス
４６高圧配線
４７沿面放電素子
４８接地
４８低圧配線
５０幾何学的容量
５１高圧端子（放電電極側）
５２低圧端子（誘電電極側）
５３、５５スイッチ
５４表面抵抗
１放電容量
５７放電抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to creeping discharge elements for use as ozonizers, as well as nitrogen oxides, sulfur oxides, dioxins, volatilization contained in exhaust gas from refuse incineration facilities, boilers, sintering furnaces, painting booths, wastewater treatment facilities, etc. Creeping discharge elements used for plasma gas treatment to remove gaseous pollutants such as volatile organic matter and offensive odors, and creeping discharge elements for use as a charge eliminating device for charged particles in particle handling devices such as ducts, hoppers and cyclones The present invention relates to a high-frequency high-voltage power source for driving a creeping discharge element for supplying negative ions and radicals used in a vacuum cleaner.
[0002]
[Prior art]
In a conventional creeping discharge element driving power source, as described in Japanese Patent No. 2775254, the commercial power source 3 is full-wave rectified to charge the power source capacitor 9, and then the power source capacitor 9, the thyristors 7, 11 and the

feedback diodes

8, 10 The creeping discharge element 14 is connected to the push-pull circuit 2 formed by the step-up transformer 12, and a high voltage is applied to the creeping discharge element by transient vibration generated by alternately turning on the thyristors 7 and 11 (FIG. 1). At this time, as shown by the voltage waveform 1 in FIG. 2, the switch is turned on at a time interval θ longer than the period T1 of the transient free vibration of the one-side circuit of the push-pull circuit.
[0003]
However, the period T of the transient free vibration is affected by the discharge condition of the creeping discharge element 14 and the charging voltage of the power supply capacitor 9. For example, the period T extends from T1 to T2 as shown by the voltage waveform 2 in FIG. Furthermore, if the cycle T extends from T2 to T3 depending on the operating conditions, T3> θ even if T <θ is initially set.
[0004]
In that case, the diode of one arm of the push-pull circuit 2, for example, the diode 8 and the thyristor 11 of the other arm are turned on at the same time, an overcurrent flows or the thyristor cannot be extinguished, and normal operation cannot be performed. Could be damaged.
[0005]
Further, if θ is set sufficiently longer than T so that T <θ in any case, the output voltage cannot be designed high, the frequency is lowered, and sufficient power is supplied to the creeping discharge element. could not.
[0006]
In addition, once the θ and the charging voltage of the power supply capacitor are set and the high-frequency high-voltage power supply for driving the creeping discharge element is operated under the conditions, an atmospheric gas that directly contacts the creeping discharge element, for example, oxygen in the case of an ozonizer In the case of gas treatment, exhaust gas in the case of plasma gas treatment, air for particle transportation in the case of a static eliminator, indoor air in the case of an air cleaner, for example, the discharge power is affected by pressure, moisture, temperature, trace gas components, etc. Since it changes greatly, ozone generation characteristics, gas processing performance, static elimination performance radicals and negative ion generation performance will fluctuate.
[0007]
Furthermore, a solid or liquid film may be formed by a reaction product such as a salt such as ammonium nitrate or an acid such as acetic acid on the discharge electrode of the creeping discharge element and the dielectric surface on which the discharge electrode is formed. In this case, creeping discharge is inhibited and corona discharge power is reduced, so that ozone generation characteristics, gas treatment performance, static elimination performance radicals and negative ion generation performance are degraded.
[0008]
Further, in the conventional high-frequency high-voltage power supply that drives the creeping discharge element, the output is linked to the voltage of the commercial power supply 3, so that the creeping discharge element is used as long as the changing commercial power supply (usually ±± several percent voltage fluctuation) is used. The discharge power also changes, and the ozone generation characteristics, gas processing performance, static elimination performance radicals and negative ion generation performance are not stable.
[0009]
In order to prevent these, a method for adjusting the AC input voltage with a slide transformer as shown in FIG. 1 or changing the frequency of the voltage applied to the creeping discharge element by adjusting θ to follow the change in the discharge power However, in order to ensure a stable discharge of the creeping discharge element, it is necessary to perform feedback control while measuring the discharge power or monitoring the amount of ozone generated.
[0010]
Furthermore, creeping discharge elements are discharge loads with high non-linearity, so when operating at a constant power supply capacitor charge voltage, the heat generated by itself when a certain threshold is exceeded (due to discharge loss and dielectric loss) As the temperature rises, the cooling becomes insufficient, the discharge power increases further, and at the same time the generated heat also increases, the power supplied by the creeping discharge element driving power supply increases, so the creeping discharge element driving power supply increases. May be damaged by overcurrent, or the creeping discharge element may be damaged by overheating.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to provide a power source for driving a creeping discharge element for making the ozone generation characteristics, gas treatment performance, static elimination performance radical and negative ion generation performance of the creeping discharge element to the maximum and at the same time enabling stable operation. That is.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The power source for driving a creeping discharge element according to the present invention is constituted by a resonant inverter circuit including a power supply capacitor, a switching element and a step-up transformer, and the power supply capacitor is charged using a switching regulator.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
As shown in FIG. 3, the creeping discharge element driving power source according to the present invention is formed by a switching unit 42 and a step-up transformer 44 in which a power supply capacitor 33 and

switching elements

34, 36, 38, 40 such as IGBT and FET are bridge-connected. The resonant inverter 31 generates a high frequency high voltage and charges the power supply capacitor 33 using the switching regulator 20.
[0014]
The resonant inverter 31 forms an LC resonant circuit including a power supply capacitor 33,

switching elements

34, 40, a step-up transformer 44, and a creeping discharge element 47, and a gate signal is supplied to the

switching elements

34, 40 from the gate control unit 32 to turn on. If it does, a high voltage will generate | occur | produce in a creeping discharge element by LC resonance. At this time, the inverter current flows in the forward direction of the switching element, but reverses when the voltage reaches its peak value, and flows in the reverse direction through a diode (not shown) connected in parallel to the

switching elements

34 and 40 or externally. . As a result, as shown in FIG. 4, a positive half wave of the voltage waveform A corresponding to the time interval δ is generated.
[0015]
Similarly, the resonance type inverter 31 forms an LC resonance circuit composed of the power supply capacitor 33, the

switching elements

36 and 38, the step-up transformer 44, and the creeping discharge element 47, thereby generating the negative half of the voltage waveform A in FIG. .
[0016]
At this time, the

switching elements

36 and 38 are turned on before the diodes connected in parallel to the

switching elements

34 and 40 or externally connected in parallel are turned off and reversely recovered, and the switching elements (including the built-in or external diodes are included). Overcurrent) or reverse current will flow and break.
[0017]
For this reason, it is necessary to control the switching element of the other arm to be turned on after ensuring the reverse recovery of the diode after a non-current period t1r in which no inverter current flows.
[0018]
When the creeping discharge is not occurring, in FIG. 5 showing an equivalent circuit of the creeping discharge element 47, assuming that the switch 53 is off and the switch 55 is on the surface resistance 54 side, the surface resistance 54 has a very high value. Therefore, the LC resonance is determined by the geometric capacitance 50, and the period t ₁ can be expressed by the following equation.
[0019]
[Expression 1]

[0020]
Here, k is the step-up ratio (turn ratio) of the step-up transformer 44, C ₀ is the capacitance of the power supply capacitor 33, and L is the primary side converted value of the inductance (step-up transformer and wiring, etc.) of the entire LC resonance circuit.
[0021]
However, if the charging voltage of the power supply capacitor 33 of the resonant inverter 31 is increased by increasing the set voltage Vcs and / or the set current Ics of the switching regulator 20 to generate creeping discharge, the creeping discharge element 47 is switched to the switch 53 in the equivalent circuit of FIG. Is ON, and the switch 55 enters the discharge resistor 57 side. In this case, the discharge capacity 56 and the discharge resistance 57 exhibit a very large nonlinearity that depends on the discharge intensity. As a result of the discharge capacitance 56 being added to the geometric capacitance 50, the period of the LC resonance becomes long as t2 corresponding to the voltage waveform B in FIG.
[0022]
Furthermore, when the charging voltage of the power supply capacitor 33 of the resonance type inverter 31 is increased, the cycle becomes larger from t2 to t3.
[0023]
The creeping discharge element 47 is charged with the charging voltage Vc or / and the charging current Ic for charging the power supply capacitor 33 of the resonant inverter 31 because the creeping discharge start voltage and the discharge intensity are greatly affected by the state of the atmospheric gas. By limiting using the switching regulator 20, it becomes possible to limit the intensity | strength of creeping discharge.
[0024]
That is, when the charging voltage Vc and the charging current Ic of the power supply capacitor 33 are limited, the supply of discharge power to the creeping discharge element can be limited by the resonance invar 31. The maximum value of the discharge power supplied from the resonant inverter 31 to the creeping discharge element 47 is determined by the product of Vc and Ic, and the discharge power Jmax per cycle is determined by the following equation.
[0025]
[Expression 2]

[0026]
Here, f is the operating frequency of the resonant inverter 31.
[0027]
Normally, when the discharge of the creeping discharge element is difficult to occur, if the constant current Ic is supplied from the switching regulator, the energy consumption in the creeping discharge element is small and the charging voltage Vc becomes high, so that the discharge intensity is increased. At this time, if the maximum value of Vc is set, the voltage applied to the creeping discharge element does not exceed a value determined by a maximum of 2 kVc (C0 >>) k ² Cg). As a result, the discharge capacity 56 and the discharge resistance 57 depending on the applied voltage are also within a certain value, and the maximum value tmax of the LC resonance period is also
[Equation 3]

[0029]
(C _d : electrostatic capacity of the discharge capacity 56).
[0030]
On the other hand, if the discharge of the creeping discharge element is likely to occur, if the constant current Ic is supplied from the switching regulator, the energy consumption in the creeping discharge element is large, and the charging voltage Vc of the power supply capacitor does not increase beyond a certain value. Since the voltage applied to is also suppressed at a maximum of 2 kVc, the strength of creeping discharge falls within a certain range. As a result, the resistance value Rd of the capacitance C _d and discharge resistor 57 of the discharge capacity 56 which depends on the applied voltage falls within a predetermined value, even LC resonance period is guaranteed that within a certain.
[0031]
In other words, if the creeping discharge element is driven at a constant voltage as in a conventional power supply, positive feedback (the stronger the discharge, the greater the discharge energy) is applied, which may damage the power supply or the creeping discharge element itself. Connected.
[0032]
On the other hand, by limiting the charging voltage Vc or / and the charging current Ic of the power source capacitor 33 of the resonance type inverter 31 using the switching regulator 20, it becomes possible to prevent the creeping discharge element from running out of control. Or damage to the high-frequency and high-voltage power supply can be prevented.
[0033]
Further, when a gate control type element such as IGBT or FET is used as the switching element, the duration tg1 of the gate signal supplied from the gate control unit 32 is set to the lowest cycle of the LC resonance, that is, low voltage driving in which creeping discharge is not generated. A value slightly shorter than the time period t1 (a value shorter by about 5 to 20%) may be set. As shown in FIG. 4, when the charging voltage Vc or / and the charging current Ic of the power capacitor of the resonant inverter is limited, the reverse voltage is applied to the switching element by LC resonance under any discharge condition. Since the gate signal ends, reverse recovery of the switching element can be ensured.
[0034]
As a result of limiting the charging voltage Vc and / or the charging current Ic of the power supply capacitor 33 of the LC resonance inverter 31 by the switching regulator 20, the maximum value tmax of the LC resonance period is t3 in FIG. Here, t3 is determined on the assumption that the discharge is most likely to occur in an environment where the creeping discharge element is actually driven. At this time, if the minimum value t3r of the non-current period during which no current is supplied to the creeping discharge element is set to 1 μs or more, even if the instability of creeping discharge due to deviation from the assumed condition occurs, the inverter current It has been found that it is possible to ensure a non-current period during which no current flows.
[0035]
As a method for ensuring the no-current period, a method of detecting the zero crossing of the voltage / current waveform shown in FIG. 4 is also conceivable, but the detection mechanism becomes complicated because the current zero crosses twice per half cycle. In addition, it is difficult to detect the zero cross because a residual voltage peculiar to the creeping discharge element is generated. This residual voltage forms a charge remaining on the surface of the creeping discharge element after the discharge is stopped. In the equivalent circuit of FIG. 5, it is considered that the switch 53 is on the off side and the switch 55 is on the surface resistance 54 side. It is understood that the electric charge remaining in the discharge capacitor 56 appears on the discharge electrode 51 of the creeping discharge element through the surface resistance 54 having a high resistance value.
[0036]
If the voltage Vdc of the DC capacitor 23 is set sufficiently higher than Vc, the charging voltage Vc and / or the charging current Ic of the power supply capacitor 33 is controlled to the set value by the switching regulator 20 even in a place where the power supply voltage is unstable. Is done.
[0037]
In particular, when the carrier frequency of the switching regulator 20 is set to be twice or more of the operating frequency of the resonant inverter 31, when energy is supplied from the power supply capacitor 33 of the resonant inverter 31 to the creeping discharge element, the energy is reduced by the next resonant half wave. Since the power supply capacitor 33 can be charged, the charging voltage Vc and / or the charging current Ic can be kept constant.
[0038]
Further, when driving a creeping discharge element, the discharge current is larger in several cycles immediately after the start of discharge than in a steady state. Therefore, by providing a soft start function that takes 200 μs or more to reach the specified voltage when the switching regulator 20 is started, several cycles immediately after the start of discharge are operated at a low voltage, so the discharge current is also compared to a steady state. And never grow.
[0039]
As described above, the LC resonance type inverter circuit is used as the power source for driving the creeping discharge element, and the power capacitor of the inverter is charged using the switching regulator, thereby preventing the creeping discharge element from running away in the steady state and accompanying power supply damage. In addition, a high current immediately after voltage application to the creeping discharge element can be prevented. However, sudden abnormalities such as short-circuit and overcurrent conditions (over-state) due to breakage of the creeping discharge element, open state due to disconnection of the wiring of the creeping discharge element, and under-current condition (open state) due to dirt or condensation Need to protect the power supply from.
[0040]
Then, the charging voltage Vc and / or the charging current Ic of the power supply capacitor 33, for example, monitored by the voltage measurement line 29 and / or

current

measurement line 30, the surface discharge element when compared with a set value of the switching regulator 20 The discharge situation can be detected.
[0041]
When the charging voltage setting value Vcs and charging current setting value Ics of the switching regulator 20 are set, the charging voltage of the actual power supply capacitor 33 is Vco, and the charging current is Ico, the creeping discharge element is set to operate with substantially constant performance. Then, the switching regulator 20 is normally operated in a current limiting mode of Ico = Ics, Vco <Vcs.
[0042]
However, when the operating environment of the creeping discharge element changes, for example, when the gas pressure rises, Vco increases and Vco = Vcs, Ico <Ics, and the switching regulator 20 is operated in the voltage limiting mode.
[0043]
In addition, when the electric surface discharge element becomes very dirty, Vco = Vcs and Ico << Ics.
[0044]
Thus, by comparing the actual charging voltage Vco and / or the charging current Ico of the power supply capacitor 33 with the set values of the switching regulator 20, Vcs and Ics, the discharge state of the creeping discharge element, and consequently the operation of the creeping discharge element. It is possible to detect environmental changes and contamination of the element itself.
[0045]
Furthermore, the detected operation environment of the creeping discharge element and information on the contamination of the element itself may be managed and controlled by an ozonizer, a plasma gas processing apparatus, a static eliminator, an air cleaner, etc. using the creeping discharge element.
[0046]
In the over state, the inverter current of the resonant inverter 31 may be detected on the primary side and / or the secondary side of the step-up transformer 44 by the

current detector

43 or 45 shown in FIG.
[0047]
In the open state, the actual charging current Ico of the switching regulator 20 that charges the power supply capacitor 33 of the resonant inverter 31 is compared with the set value Ics, or the primary current (from the commercial power supply 21 to the switching regulator 20 ( The detector is not shown).
[0048]
As soon as these over and open states are detected, the gate signal from the gate control unit 32 of the resonance type inverter 31 to the

switches

34, 36, 38, and 40 is stopped to stop the output, thereby preventing the power supply from being damaged.
[0049]
Of course, the present invention is not limited to the circuit shown in FIG. 3, and the resonant inverter 31 may be any type such as a push-pull circuit. As the switching regulator, a step-down pulse width modulation system is usually used, but a step-up type or a step-up / step-down type may be used. Also, a switching frequency modulation method may be used.
[0050]
【The invention's effect】
The present invention is as described above. As a result, as shown in FIG. 4, a stable driving voltage / current can be supplied to a creeping discharge element which is a discharge load having a large nonlinearity in any case.
[0051]
In particular, even if the state of the atmospheric gas that the creeping discharge element is in direct contact with, for example, pressure, moisture, temperature, trace gas components, etc. fluctuate, the discharge electrode of the creeping discharge element and the dielectric surface on which the discharge electrode is formed Even when a solid or liquid film is formed on a reaction product such as a salt such as ammonium nitrate or an acid such as acetic acid, the ozone generation characteristics, gas treatment performance, static elimination performance, and radical and negative ion generation performance of the creeping discharge element can be achieved. It is possible to draw out as much as possible.
[0052]
In addition, it is possible to prevent a phenomenon in which the discharge current is increased as compared with a steady state immediately after application of a voltage specific to the creeping discharge element, and to prevent an excessive current from flowing through the creeping discharge element.
[0053]
The charging voltage and charging current of the power supply capacitor can also be measured, and the discharge state of the creeping discharge element itself can be detected, which can be useful for the management and control of the device body using the creeping discharge element.
[0054]
Furthermore, sudden abnormalities such as short-circuit and overcurrent conditions (over-state) due to breakage of the creeping discharge element, open state due to disconnection of the wiring of the creeping discharge element, and under-current condition (open state) due to dirt or condensation Can protect the power supply from.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit of a conventional creeping discharge element driving power source.
FIG. 2 is an output waveform of a conventional creeping discharge element driving power source.
FIG. 3 is an example of a circuit of a creeping discharge element driving power source according to the present invention.
FIG. 4 is an output waveform of a creeping discharge element driving power source according to the present invention.
FIG. 5 is an equivalent circuit of the creeping discharge element shown in FIGS. 3 and 4;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply 2 Push-pull circuit 3 Commercial power supply 4 Slide transformer 5 Full wave rectifier circuit 6 Gate control circuit 7, 11

Thyristor

8, 10 Feedback diode 9 Power supply capacitor 12 Boost transformer 13 High voltage wiring 14 Low voltage wiring 15 Creeping discharge element 16 Ground 20 Switching regulator 21 Commercial power supply 22 Full-wave rectifier circuit 23 DC capacitor 24 Switching element (MosFET, IGBT, etc.)
25 Snubber circuit 26 Choke coil 27 Pulse width modulation control circuit 28 Current detection resistor 29 Voltage detection line 30 Current detection line 31 Resonance type inverter circuit 32 Gate control unit 33

Power supply capacitors

34, 36, 38, 40

Switching elements

35, 37, 39 , 41 Snubber circuit 42

Switch unit

43, 45 Current detector 44 Step-up transformer 46 High-voltage wiring 47 Creeping discharge element 48 Ground 48 Low-voltage wiring 50 Geometric capacitance 51 High-voltage terminal (discharge electrode side)
52 Low voltage terminal (dielectric electrode side)
53, 55 Switch 54 Surface resistance 1 Discharge capacity 57 Discharge resistance

Claims

In a high-frequency high-voltage power source for driving a creeping discharge element, the high-frequency high-voltage power source is a series resonant inverter (31) comprising a power supply capacitor (33), a switching element (34, 36, 38, 40) and a step-up transformer (44). The drive signal for turning on the switching element (34, 36, 38, 40) for each set period is used to set the frequency of the series resonant inverter (31), and the power supply capacitor (33) The series resonant inverter (31), which becomes longer as the discharge power increases, by charging the battery in the voltage limit mode or the current limit mode using the switching regulator (20) and limiting the discharge power of the creeping discharge element (47). The maximum value (tmax) of the resonance period is limited, and the series generated by the drive signal of the series resonance inverter ( 31 ) A creeping discharge element driving power source characterized by securing a time of 1 μs or more from when the inverter current due to resonance becomes 0 until the inverter current due to series resonance starts by the next drive signal .

2. The creeping discharge element driving power source according to claim 1 , wherein a carrier frequency of the switching regulator is set to be twice or more an operating frequency of the series resonance inverter .

The power supply for driving a creeping discharge element according to claim 1 or 2 , further comprising a soft start circuit that requires a time of 200 µs or more for the output voltage or current of the switching regulator (20) to reach a set value at startup. .

When the current of the primary resonance and / or secondary resonance inverter (31) of the step-up transformer (44) reaches a peak current of a certain level or more, the creeping discharge element is determined to be in a short circuit or overcurrent state , the surface discharge element driving power source according to claim 1, wherein the oscillation immediately characterized by stopping the series resonant inverter (31).

If the charging current from the switching regulator (20) to the supply capacitor (33) becomes below a predetermined level, determined surface discharge element is opened or under-discharge state, the oscillation of the series resonant inverter (31) 5. The creeping discharge element driving power source according to claim 1, wherein the creeping discharge element driving power source is stopped.