JP4035926B2

JP4035926B2 - Lumped constant circulator and dual frequency power amplifier circuit

Info

Publication number: JP4035926B2
Application number: JP20766699A
Authority: JP
Inventors: 太郎三浦; 真長谷川; 秀典大波多
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 1999-07-22
Filing date: 1999-07-22
Publication date: 2008-01-23
Anticipated expiration: 2019-07-22
Also published as: JP2001036308A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、集中定数型サーキュレータに関し、特に、例えばデュアルバンド携帯電話端末機のような２周波数帯移動体通信機器の電力増幅器出力部に使用される集中定数型サーキュレータ及び２周波電力増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話の普及に伴って切迫してきたチャネル増加の要求を満たすため、同一の携帯電話端末機で２つの周波数を扱えるデュアルバンド電話端末機の開発が盛んになってきている。
【０００３】
一般に、携帯電話端末機に、集中定数型サーキュレータを使用すると大きなメリットが得られる。即ち、携帯電話端末機の送信機及びアンテナ間にこの種のサーキュレータを挿入してインピーダンスを整合させることにより、
（１）アンテナインピーダンスの変動と無関係に増幅器を動作させることができる、
（２）ＱＰＳＫ等のディジタルデータ転送におけるビットエラー率を低減することができる、
（３）インピーダンス整合による負荷条件最適化を行うことによって省電力化が可能となる、
等の効果が期待できる。
【０００４】
デュアルバンド動作をする集中定数サーキュレータとして、共振容量に周波数依存性を与え２つの周波数で最適容量を実現するようにしたものが、本出願人等によって提案されている(特開平１１−９７９０７号公報)。
【０００５】
図１はこの公知の３端子集中定数型サーキュレータの等価回路を示しており、図２はその伝送特性の例を示している。
【０００６】
図１において、１０は直流磁界、１１はジャイロ磁気結合された３つのインダクタ、１２は３つの入出力端子、１３は各入出力端子１２とグランドとの間に挿入された共振回路であり、通常の共振容量Ｃ_２に容量Ｃ_１及びインダクタＬ_１による直列共振回路が付加された構成となっている。この共振回路１３は周波数依存性を有する容量回路として動作し、その結果、図２に示すような特性を有するデュアルバンド集中定数型サーキュレータが実現されるのである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の集中定数型サーキュレータは、入出力端子に接続されたメインの共振回路にもう１つの共振回路を付加することによって周波数に依存して容量値の異なる容量を実現しているため、共振回路のＱ値が低下すると、これがサーキュレータの挿入損失の増大に直ちにつながってしまう。即ち、低い方の周波数では容量Ｃ_２で全体の容量が構成されるが、高い方の周波数では、容量Ｃ_１及びＣ_２とインダクタＬ_１とによって容量が構成されるため、Ｑ値の低いインダクタＬ_１の影響が大きく出て、得られる容量のＱ値が低下し挿入損失が増大してしまうのである。
【０００８】
また、前述した従来の集中定数型サーキュレータによると、同一端子の伝送特性が２周波特性を示すので、この１つの入出力端子に２つの電力増幅器が接続されることとなる。従って、このサーキュレータをデュアルバンド携帯電話端末機で使用する場合には、周波数切換えのためのダイプレクサが必要となる。
【０００９】
図３はそのようなダイプレクサを用いた従来の集中定数型サーキュレータの適用例を示している。
【００１０】
同図において、３０は従来の２周波特性集中定数型サーキュレータ、３１はその１つの入出力端子３０ａに接続されたダイプレクサ、３１ａ及び３１ｂはダイプレクサ３１を構成する低域通過フィルタ及び高域通過フィルタ、３２及び３３はダイプレクサ３１を介して入出力端子３０ａに接続された周波数Ｆ_１及びＦ_２用の電力増幅器、３４は整合抵抗、３０ｂはアンテナに接続されているサーキュレータ３０の他の入出力端子、３０ｃは整合抵抗に接続されているサーキュレータ３０の残りの入出力端子をそれぞれ示している。
【００１１】
このようなダイプレクサ３１を使用すると、低域通過フィルタ３１ａ及び高域通過フィルタ３１ｂによる挿入損失がかなり大きくなり、さらに、回路構成が複雑化する等の問題が生じる。
【００１２】
従って、本発明は従来技術の上述の問題点を解消するものであり、複数の周波数帯域で動作可能でありかつ挿入損失が小さい集中定数型サーキュレータ及び２周波電力増幅回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、サーキュレータ素子（磁気回転素子）と、このサーキュレータ素子の第１、第２及び第３の入出力端子の各々とグランドとの間にそれぞれ接続された共振容量と、サーキュレータ素子の接地端子及びグランド（筐体の接地端子）間に接続されており、あらかじめ定めた互いに異なる２つの周波数においてこの集中定数型サーキュレータの伝送方向を互いに逆とするための周波数依存性の容量回路からなる固有値調整回路とを備えており、第１の入出力端子及び第２の入出力端子に前記互いに異なる周波数の２つの信号をそれぞれ入力し、第３の入出力端子から出力信号を得るように構成した集中定数型サーキュレータが提供される。
【００１４】
同相、正相回転及び逆相回転固有ベクトルにより励振されたサーキュレータ素子の固有値をスミス図表上に写像したときの角度差が１２０°間隔（３端子サーキュレータ）に調整できればサーキュレータを構成できることに着目し、２つの必要周波数において伝送方向を逆転させるサーキュレータ条件が満たされるような固有値調整回路を接続してサーキュレータを構成している。このような動作は、サーキュレータ素子の接地端子及び筐体の接地端子間に容量が切換え又は変化できる容量回路を挿入して実現することができる。サーキュレータの入出力端子側のメイン回路に共振回路を付加するのではなく、接地端子側に固有値調整のための容量回路を接続しているため、挿入損失の増大は起こり得ないこととなる。
【００１５】
本発明によれば、さらに、あらかじめ定めた互いに異なる２つの周波数において動作する２つの電力増幅器と、２つの電力増幅器の出力端子に接続された集中定数型サーキュレータとを有する２周波電力増幅回路であって、集中定数型サーキュレータが、サーキュレータ素子と、このサーキュレータ素子の第１、第２及び第３の入出力端子の各々とグランドとの間にそれぞれ接続された共振容量と、サーキュレータ素子の接地端子及びグランド間に接続されており、互いに異なる２つの周波数において集中定数型サーキュレータの伝送方向を互いに逆とするための周波数依存性の共振容量回路からなる固有値調整回路とを備えており、サーキュレータ素子の第１の入出力端子及び第２の入出力端子に２つの電力増幅器の出力端子がそれぞれ接続されており、サーキュレータ素子の第３の入出力端子から出力信号を得るように構成した２周波電力増幅回路が提供される。このように、周波数に応じて伝送方向が逆転するサーキュレータを構成して２周波端末機の電力増幅器を別々の入出力端子に接続して使用すれば、ダイプレクサ等の切換え回路が不要となり、挿入損失の増大化及び回路構成の複雑化を避けることができる。
【００１６】
固有値調整回路が、同相励振の固有値を調整する回路であることが好ましい。
【００２０】
この周波数依存性の容量回路が、２つの共振周波数を有する二端子共振回路であることがより好ましい。この周波数依存性の容量回路が、直並列共振回路であるかもしれない。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図４（Ａ）は本発明の一実施形態としてデュアルバンド集中定数型サーキュレータの全体構造を概略的に示す分解斜視図、図４（Ｂ）はその固有値調整回路の構造を概略的に示す分解斜視図である。
【００２２】
これらの図において、４０はサーキュレータ素子（磁気回転素子）を示している。このサーキュレータ素子４０は、互いに絶縁されておりかつ互いに１２０°の角度を保って３回対称形状となるように形成された３つの駆動線路と、これら駆動線路を内部に設けて一体化されている磁性体（フェライト）ブロックと、磁性体ブロックの外側表面に形成されたシールド電極、接地電極及び入出力端子とから主として構成された周知の素子である。
【００２３】
サーキュレータ素子４０は、内部基板４１の貫通孔内に組み込まれるように構成されている。内部基板４１には、サーキュレータ素子４０の各入出力端子とグランド即ち筐体の接地端子との間に接続される共振容量Ｃ_０が設けられている。この内部基板４１は、誘電体材料で形成されており、その表面には共振容量Ｃ_０の電極４１ａ、４１ｂ及び４１ｃが形成されており、裏面にはこれに対向する接地電極が形成されている。
【００２４】
サーキュレータ素子４０及び内部基板４１の下側には、同相励振固有値調整回路４２が設けられている。本実施形態においてこの固有値調整回路４２は、同図（Ｂ）に示すように、誘電体基板４２ａを挟んで互いに対向する電極４２ｂ及び４２ｃと、誘電体基板４２ｄを挟んで互いに対向する電極４２ｃ及び接地電極４２ｅと、ダイオードスイッチ４２ｆとを備えている。誘電体基板４２ａ並びに電極４２ｂ及び４２ｃにより容量Ｃ_１が形成され、誘電体基板４２ｄ並びに電極４２ｃ及び４２ｅにより容量Ｃ_２が形成されている。容量Ｃ_１及びＣ_２は直列接続されており、ダイオードスイッチ４２ｆは容量Ｃ_２の電極４２ｃ及び接地電極４２ｅ間に接続されており、これらを短絡できるように構成されている。
【００２５】
図４において、さらに、４３はサーキュレータ素子４０の厚み方向に直流磁界を印加するための永久磁石、４４は上部ヨーク、４５は下部ヨーク、４６は端子台をそれぞれ示している。
【００２６】
図５は図４の実施形態の等価回路を示している。
【００２７】
同図において、５０は直流磁界、５１は駆動線路によって構成されジャイロ磁気結合された３つのインダクタＬ_０、５２は３つの入出力端子をそれぞれ示している。共振容量Ｃ_０は各入出力端子５２とグランドとの間に挿入されており、固有値調整回路４２はサーキュレータ素子の接地端子とグランドとの間に挿入されている。
【００２８】
ここで、集中定数型サーキュレータの基本動作を固有値理論によって説明する。
【００２９】
一般に、三開孔回路の各入出力端子に加える入力信号ａと各端子から出てくる出力信号ｂとは次に示す散乱行列Ｓによって関係付けられる。
【００３０】
【数１】

【００３１】
いま、全ての端子インピーダンスが等しい対称三開孔回路の各端子に特別な組み合わせの入力信号ａ_１、ａ_２及びａ_３、を加えると、各入出力端子からは次式に示すような振幅の等しい出力信号が現れる。
【００３２】
【数２】

【００３３】
この条件を満たす入力信号は固有ベクトルと呼ばれ、三開孔回路では３つの固有ベクトル
【外１】

があってこれらは次のように表現できる。
【００３４】
【数３】

【００３５】
この固有ベクトルのうち、
【外２】

は全ての端子に印加される信号の位相が等しいので同相励振と呼ばれ、
【外３】

は各端子に印加される信号の位相が正回転及び逆回転の三相交流に対応するので、それぞれ正相励振及び逆相励振と呼ばれる。固有ベクトルで励振した場合の反射係数(進行波と反射波との振幅比)を固有値と呼び、これも固有ベクトルに対応して３つの独立した固有値ｓ_１、ｓ_２及びｓ_３がある。いま、端子１だけに信号を加える場合を固有ベクトルで表現すると次のようになる。
【００３６】
【数４】

【００３７】
この時、各端子から現れる出力信号は、（２）及び（３）式を使って重ね合わせの原理から次のように表現できる。
【００３８】
【数５】

【００３９】
もし、各固有値が次のように調整できるとすると、
【００４０】
【数６】

各端子から得られる出力信号は、固有値を用いて次のように表される。各固有値を複素平面上のベクトルと考えると、これらは互いに１２０°の間隔に開いたベクトルである。
【００４１】
【数７】

【００４２】
端子２の出力信号は、端子１への入力がサーキュレータ作用によって端子２に現れた結果である。つまり、端子１への入力は全て端子２に現れて端子３には現れない。また、端子１の出力信号がOなのはサーキュレータが整合状態であることを示している。この入出力関係は添字を交換しても成立するから、端子２への入力は端子３に現れ、端子１には現れず、端子３への入力は端子１に現れ、端子２には現れない。このように各端子間の入出力関係が循環的に与えられることから、この素子をサーキュレータと呼ぶ。
【００４３】
（６）式で示されるような固有値関係は、磁化されたフェライトのようにテンソル透磁率を示す物質を含む回路の中で実現できる。いま、（６）式における添字２と添字３とを交換して固有値の関係を入れ替えると、端子１への入力は端子３に現れるようになって、先に示した循環の向きが反転することは自明であろう。
【００４４】
前述したように、一般的な集中定数型サーキュレータはテンソル透磁率を示すフェライトを含んだ非可逆的結合インダクタンスと固有値を調整する容量とから構成される。
【００４５】
図６はこのような一般的なサーキュレータ素子の具体的構造を示しており、図７はその等価回路を示している。
【００４６】
これらの図において、６０は磁性体板、６１は磁性体板６０と一体化された３つの駆動線路、６２は３つの共振容量Ｃ、６３はシールド電極、６４はグランド電極板、７０は直流磁界、７１は駆動線路６１によって構成されジャイロ磁気結合された３つのインダクタＬ、７２は３つの端子をそれぞれ示している。共振容量６２は各入出力端子７２とグランド電極板６４との間に挿入されている。
【００４７】
サーキュレータの各端子を固有ベクトルで励振したときのアドミッタンスをそれぞれｙ_１、ｙ_２及びｙ_３とすれば、固有値とアドミッタンスとの関係は次の式で与えられる。
【００４８】
【数８】

ただし、ｉ=１，２，３であり、ｙ_ｃは回路の特性アドミッタンスを示している。
【００４９】
（８）式は双一次変換と呼ばれ、全複素アドミッタンス空間を円の内側に写像する変換式である。アドミッタンスを（８）式によって写像した図はアドミッタンスのスミス図表と呼ばれている。固有値が（６）式の関係を満たすアドミッタンスをスミス図表上に示すと、ｙ_１、ｙ_２及びｙ_３も互いに１２０°の間隔に開くことが証明され、アドミッタンスが無損失であれば、ｙ_１、ｙ_２及びｙ_３が互いに１２０°の間隔になるように調整された素子は必ずサーキュレータ特性を示すので、これをサーキュレータ条件と呼ぶ。
【００５０】
いま、サーキュレータを各固有ベクトルで励振したときを考えると、各端子に流れ込む電流の合計は（９）式のようになる。
【００５１】
【数９】

【００５２】
この式によれば、同相励振においては全ての端子から電流が流れ込むので、電流は接地電流として信号源に戻る。一方、正相励振及び逆相励振においては流れ込んだ電流に等しい電流が各端子から流出するので、接地電流は流れない。そのため、サーキュレータ素子の接地端子とグランドとの間にアドミッタンス素子を挿入すると正相励振及び逆相励振の固有値には影響を与えず同相励振の固有値だけを変化できることが分かる。
【００５３】
上述したように、（７）式及び（８）式によれば、集中定数型サーキュレータの特性は、印加磁界及び周波数に関するインダクタンス固有値の実数と虚数(損失)とが分かれば、実際に素子を組み立てなくとも予測することができる。実用的なサーキュレータを構成する場合には、インダクタンス固有値の損失が大きい範囲ではサーキュレータを構成できないので固有値を複素数で求める必要はなく、インダクタンス固有値の角度成分が互いに１２０°の間隔に開く条件を求めることによりサーキュレータを設計することができるのである。
【００５４】
実際のサーキュレータ素子について、印加磁界一定のもとでインダクタンス固有値を測定し、サーキュレータ条件を満たすような容量を接続してアドミッタンスを計算してみる。有効直径２．５ｍｍの閉磁路形インダクタンス素子に１２５０Ｏｅの直流磁界を印加し、７ｐＦの共振容量を接続して計算したｙ_１、ｙ_２及びｙ_３の角度成分を周波数の関数として図８に示す。
【００５５】
もし、ｙ_２及びｙ_３の角度差が±１２０°であり、ｙ_２及びｙ_３に対してｙ_１の固有値も１２０°の角度を持つように調整できれば、その周波数においてサーキュレータ条件を満たすこととなる。ｙ_２及びｙ_３の角度成分の差分の計算結果を図９に示す。
【００５６】
同図より、８４０ＭＨｚにおいてｙ_２及びｙ_３の角度差が−１２０°であるのに対し、１６８０ＭＨｚでは１２０°であることが分かる。従って、ｙ_１の角度を図１０に示すようにｙ’_１に調整できれば、これらの周波数において動作するサーキュレータを構成できる可能性があることとなる。さらに、これらの周波数におけるｙ_１、ｙ_２及びｙ_３の循環方向が入れ替わっているので、このサーキュレータは周波数によって伝送方向が逆転するサーキュレータとなっている。
【００５７】
前述のように、ｙ_１のアドミッタンス固有値はサーキュレータ素子の接地端子とグランドと間にアドミッタンス素子を挿入することによりｙ_２及びｙ_３には影響を与えずに独立して設定することができる。サーキュレータ素子のアドミッタンス固有値測定においてｙ_１は図１０に示すように変化している。従って、上述のようなサーキュレータを構成するには素子の接地端子及びグランド間に適当なアドミッタンス素子を挿入して同相励振のアドミッタンスを移動させ、２つの周波数におけるサーキュレータ条件を同時に満たせばよいこととなる。
【００５８】
計算結果より求めたｙ_１の角度値は、８４０ＭＨｚ及び１６８０ＭＨｚにおいて、それぞれ１７１．３°及び１４３．４°であった。この素子を８４０ＭＨｚ及び１６８０ＭＨｚにおけるサーキュレータとして動作させるためには、ｙ_１の角度値をそれぞれ−１４３．８°及び−１５８．８°にしなければならないので、サーキュレータ素子の接地端子及びグランド間に８４０ＭＨｚ及び１６８０ＭＨｚにおいてそれぞれ４４．９°及び５７．８°の角度値を有するアドミッタンスを挿入すればよいこととなる。この値は、それぞれ２０ｍＳ及び１２．６ｍＳとなる。これらの計算結果をまとめて表１に示す。
【００５９】
【表１】

【００６０】
この操作を明示するため、２つの周波数における各アドミッタンスの関係をスミス図表上にプロットすると、それぞれ図１１（Ａ）及び（Ｂ）のようになる。線路の特性インピーダンスが５０Ωの場合、これらのアドミッタンスは周波数８４０ＭＨｚ及び１６８０ＭＨｚにおいて、それぞれ３．８ｐＦ及び１．２ｐＦの容量値に対応する。
【００６１】
挿入素子の値は周波数によって異なっているので、単一素子では上述のアドミッタンスを実現できない。従って、２周波数の電力増幅器を個別に備えてスイッチ切り替えにより周波数を変更する場合には、そのスイッチに連動させて接地容量を切り替えればよい。
【００６２】
本実施形態における固有値調整回路４２では、従って、図５に示すように、３．８ｐＦの容量値を有する容量Ｃ_１と、１．８ｐＦの容量値を有する容量Ｃ_２とが直列接続されており、ダイオードスイッチ４２ｆが容量Ｃ_２を短絡できるように構成されている。その結果、スイッチ４２ｆがオンで３．８ｐＦの容量値が、オフで１．２ｐＦの容量値が得られることとなる。
【００６３】
図１２（Ａ）は本発明の他の実施形態としてデュアルバンド集中定数型サーキュレータの全体構造を概略的に示す分解斜視図、図１２（Ｂ）はその固有値調整回路の構造を概略的に示す分解斜視図である。この実施形態は、固有値調整回路として、共振回路によりスイッチを使用しないで周波数依存性のある容量回路を構成したものである。
【００６４】
これらの図において、１２０はサーキュレータ素子（磁気回転素子）を示している。このサーキュレータ素子１２０は、互いに絶縁されておりかつ互いに１２０°の角度を保って３回対称形状となるように形成された３つの駆動線路と、これら駆動線路を内部に設けて一体化されている磁性体（フェライト）ブロックと、磁性体ブロックの外側表面に形成されたシールド電極、接地電極及び入出力端子とから主として構成された周知の素子である。
【００６５】
サーキュレータ素子１２０は、内部基板１２１の貫通孔内に組み込まれるように構成されている。内部基板１２１には、サーキュレータ素子１２０の各入出力端子とグランド即ち筐体の接地端子との間に接続される共振容量Ｃ_０が設けられている。この内部基板１２１は、誘電体材料で形成されており、その表面には共振容量Ｃ_０の電極１２１ａ、１２１ｂ及び１２１ｃが形成されており、裏面にはこれに対向する接地電極が形成されている。
【００６６】
サーキュレータ素子１２０及び内部基板１２１の下側には、同相励振固有値調整回路１２２が設けられている。本実施形態においてこの固有値調整回路１２２は、同図（Ｂ）に示すように、誘電体基板１２２ａを挟んで中央部で互いに対向する電極１２２ｂ及び１２２ｃと、誘電体基板１２２ａ及び１２２ｄを挟んで互いに対向する電極１２２ｅ及び接地電極１２２ｆと、誘電体基板１２２ｄ上に形成されたコイル導体１２２ｇとを備えている。誘電体基板１２２ａ並びに電極１２２ｂ及び１２２ｃにより容量Ｃ_１が形成され、誘電体基板１２２ａ及び１２２ｄ並びに電極１２２ｅ及び接地電極１２２ｆにより容量Ｃ_２が形成され、さらにコイル導体１２２ｇによってインダクタＬ_１が形成されている。容量Ｃ_１及びインダクタＬ_１は直列接続されており、これに容量Ｃ_２が並列接続されており、これによって直並列共振回路が構成されている。
【００６７】
図１３は図１２の実施形態の等価回路を示している。
【００６８】
同図において、１３０は直流磁界、１３１は駆動線路によって構成されジャイロ磁気結合された３つのインダクタＬ_０、１３２は３つの入出力端子をそれぞれ示している。共振容量Ｃ_０は各入出力端子１３２とグランドとの間に挿入されており、固有値調整回路１２２はサーキュレータ素子の接地端子とグランドとの間に挿入されている。
【００６９】
このような直並列共振回路を構成して、直列共振周波数をＦ_Ｓ、並列共振周波数をＦ_Ｐとした場合、図１４に示すように、Ｆ_Ｓ以下の周波数では容量性、Ｆ_ＳとＦ_Ｐとの間では誘導性、Ｆ_Ｐ以上の周波数では容量性となる。下側サーキュレータ中心周波数（Ｆ_Ｌ）と上側サーキュレータ中心周波数（Ｆ_Ｈ）との間においてＦ_ＳとＦ_Ｐとを適当に選ぶことによって、２つの動作周波数においてサーキュレータ条件を満たすような容量回路を構成することができる。
【００７０】
回路素子数は３であり必要な等価回路定数は２であるから、Ｆ_ＳとＦ_Ｐとのうち１つは自由に選定できる。しかし、これらの周波数が互いに接近していると、等価回路定数の周波数依存性が大きくなり動作周波数範囲を狭めてしまう。このような問題点を除くためには、Ｆ_Ｌ、Ｆ_Ｓ、Ｆ_Ｐ及びＦ_Ｈの関係がおおよそ等比的となることが望ましい。Ｆ_Ｌ：８４０ＭＨｚ、Ｆ_Ｈ：１６８０ＭＨｚのとき、それぞれＦ_Ｓ：１００８ＭＨｚ、Ｆ_Ｐ：１２０７ＭＨｚを選定し、その結果を用いて、Ｆ_Ｌ及びＦ_Ｈにおいて２０ｍＳ及び１２．６ｍＳというアドミッタンスを示す定数を求めると、
Ｌ_１＝３６．５ｎＨ、Ｃ_１＝O．６８ｐＦ、Ｃ_２＝O．４８ｐＦ
のようになる。
【００７１】
本実施形態によれば、固有値調整回路内にスイッチを設ける必要がないため、回路構成、さらにその操作がより簡単となる。本実施形態におけるその他の構成及び作用効果は図４の実施形態の場合と同様である。
【００７２】
図１５は、図１２の実施形態のデュアルバンド集中定数型サーキュレータについて実際に伝送特性を測定した結果を示している。
【００７３】
同図から明らかなように、このサーキュレータは、下側サーキュレータ中心周波数（Ｆ_１チャネル）と上側サーキュレータ中心周波数（Ｆ_２チャネル）とにおいて信号の伝送方向が異なっており、伝送方向が周波数に依存するサーキュレータを実現している。これまで詳述したように、
（１）要求動作周波数を選定する、
（２）選定した周波数において、回転励振におけるアドミッタンス固有値の角度差がそれぞれ１２０°及び−１２０°となる共振容量を決定する、
（３）動作周波数においてサーキュレータ条件を満たすような容量回路を決定してサーキュレータ素子の接地端子とグランドとの間に挿入する、
ことにより、要求周波数において伝送方向が異なる２周波動作のサーキュレータを構成することができる。
【００７４】
図１６は、本発明の集中定数型サーキュレータを２周波電力増幅器に適用した例を示している。
【００７５】
同図において、１６０は各実施形態で述べた集中定数型サーキュレータ、１６１はその１つの入出力端子１６０ａに接続されたスイッチ、１６２はサーキュレータの他の１つの入出力端子１６０ｂに接続されたスイッチ、１６３及び１６４はスイッチ１６１及び１６２をそれぞれ介して入出力端子１６０ａ及び１６０ｂに接続可能な整合抵抗、１６５及び１６６はスイッチ１６１及び１６２をそれぞれ介して入出力端子１６０ａ及び１６０ｂに接続可能な周波数Ｆ_１及びＦ_２用の電力増幅器、１６０ｃはアンテナに接続されているサーキュレータ１６０の残りの入出力端子をそれぞれ示している。
【００７６】
このように、サーキュレータ１６０の２つの入出力端子１６０ａ及び１６０ｂに２つの異なった周波数で動作する電力増幅器１６５及び１６６を接続し、サーキュレータ１６０の残りの入出力端子１６０ｃをアンテナに接続する。この回路において、一方の増幅器１６５が動作しているときには、他方の増幅器１６６がつながっている端子１６０ｂをスイッチ１６２によって整合抵抗１６４に接続するように構成する。図４の実施形態の場合には、サーキュレータ１６０内の固有値調整回路４２のスイッチも連動して動作させる。これにより、周波数分割フィルタを使用しないで２周波の電力増幅器を安定化できる。従って、ダイプレクサによる挿入損失が除かれるばかりでなく、回路構成が大幅に単純化される。なお、整合抵抗側のスイッチは伝送経路に挿入されていないので、伝送電力損失には関与しない。
【００７７】
図１７は、本発明の集中定数型サーキュレータを２周波電力増幅器に適用した他の例を示している。
【００７８】
同図において、１７０は各実施形態で述べた集中定数型サーキュレータ、１７５はその１つの入出力端子１７０ａに直接接続された周波数Ｆ_１用の電力増幅器、１７６はサーキュレータの他の１つの入出力端子１７０ｂに直接接続された周波数Ｆ_２用の電力増幅器、１７０ｃはアンテナに接続されているサーキュレータ１７０の残りの入出力端子をそれぞれ示している。
【００７９】
このように、サーキュレータ１７０の２つの入出力端子１７０ａ及び１７０ｂに２つの異なった周波数で動作する電力増幅器１７５及び１７６を直接的に接続し、サーキュレータ１７０の残りの入出力端子１７０ｃをアンテナに接続する。ただし、クールダウンしている側の増幅器のインピーダンスが整合インピーダンスになるよう構成する。これにより、図１６の例のようなスイッチも不要となるので、回路構成がさらに単純化される。
【００８０】
以上述べた実施形態は全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することができる。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。
【００８１】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように本発明によれば、サーキュレータ素子（磁気回転素子）と、このサーキュレータ素子の各入出力端子及びグランド間にそれぞれ接続された共振容量と、サーキュレータ素子の接地端子及びグランド（筐体の接地端子）間に接続されており、２つの必要周波数においてこの集中定数型サーキュレータ伝送方向を互いに逆とするための固有値調整回路とを備えている。
【００８２】
２つの必要周波数において伝送方向を逆転させるサーキュレータ条件が満たされるような固有値調整回路を接続してサーキュレータを構成している。このような動作は、サーキュレータ素子の接地端子及び筐体の接地端子間に容量が切換え又は変化できる容量回路を挿入して実現することができる。サーキュレータの入出力端子側のメイン回路に共振回路を付加するのではなく、接地端子側に固有値調整のための容量回路を接続しているため、挿入損失の増大は起こり得ないこととなる。このように、周波数に応じて伝送方向が逆転するサーキュレータを構成して２周波端末機の電力増幅器を別々の入出力端子に接続して使用すれば、ダイプレクサ等の切換え回路が不要となり、挿入損失の増大化及び回路構成の複雑化を避けることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は公知の３端子集中定数型サーキュレータの等価回路図である。
【図２】図１の従来の集中定数型サーキュレータの伝送特性図である。
【図３】ダイプレクサを用いた従来の集中定数型サーキュレータの適用例を示す回路図である。
【図４】本発明の一実施形態としてデュアルバンド集中定数型サーキュレータの全体構造を概略的に示す分解斜視図、及びその固有値調整回路の構造を概略的に示す分解斜視図である。
【図５】図４の実施形態の等価回路図である。
【図６】一般的なサーキュレータ素子の具体的構造を示す斜視図である。
【図７】図６のサーキュレータ素子の等価回路図である。
【図８】サーキュレータ固有値角度成分の周波数特性図である。
【図９】サーキュレータ固有値角度成分の差分の周波数特性図である。
【図１０】サーキュレータ固有値角度成分の差分データより、図４の実施形態における集中定数型サーキュレータを設計する方法を示す図である。
【図１１】図４の実施形態における集中定数型サーキュレータの中心周波数におけるスミス図表である。
【図１２】本発明の他の実施形態としてデュアルバンド集中定数型サーキュレータの全体構造を概略的に示す分解斜視図、及びその固有値調整回路の構造を概略的に示す分解斜視図である。
【図１３】図１２の実施形態の等価回路図である。
【図１４】図１２の実施形態の固有値調整回路のアドミッタンス周波数特性図である。
【図１５】図１２の実施形態のデュアルバンド集中定数型サーキュレータについて実際に伝送特性を測定した結果を示す伝送特性図である。
【図１６】本発明の集中定数型サーキュレータを２周波電力増幅器に適用した一例を示す回路図である。
【図１７】本発明の集中定数型サーキュレータを２周波電力増幅器に適用した他の例を示す回路図である。
【符号の説明】
４０、１２０サーキュレータ素子
４１、１２１内部基板
４１ａ、４１ｂ、４１ｃ、４２ｂ、４２ｃ、１２１ａ、１２１ｂ、１２１ｃ、１２２ｂ、１２２ｃ、１２２ｅ電極
４２、１２２同相励振固有値調整回路
４２ａ、４２ｄ、１２２ａ、１２２ｄ誘電体基板
４２ｅ、１２２ｆ接地電極
４２ｆダイオードスイッチ
４３、１２３永久磁石
４４、１２４上部ヨーク
４５、１２５下部ヨーク
４６、１２６端子台
５０、１３０直流磁界
５１、１３１インダクタ
５２、１３２入出力端子
１２２ｇコイル導体[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a lumped constant circulator, and more particularly to a lumped constant circulator used in a power amplifier output section of a two-frequency band mobile communication device such as a dual band mobile phone terminal. And 2 frequency power amplifier circuit About.
[0002]
[Prior art]
In order to satisfy the increasing demand for increasing channels with the spread of mobile phones, the development of dual-band phone terminals capable of handling two frequencies with the same mobile phone terminal has become active.
[0003]
In general, when a lumped constant circulator is used in a mobile phone terminal, a great advantage can be obtained. That is, by inserting this kind of circulator between the transmitter and antenna of the mobile phone terminal to match the impedance,
(1) The amplifier can be operated regardless of variations in antenna impedance.
(2) The bit error rate in digital data transfer such as QPSK can be reduced.
(3) It is possible to save power by optimizing load conditions by impedance matching.
Such effects can be expected.
[0004]
As the lumped constant circulator performing the dual band operation, the present applicant has proposed that the resonant capacitance is frequency-dependent and the optimum capacitance is realized at two frequencies (Japanese Patent Laid-Open No. 11-97907). ).
[0005]
FIG. 1 shows an equivalent circuit of this known three-terminal lumped constant circulator, and FIG. 2 shows an example of its transmission characteristics.
[0006]
In FIG. 1, 10 is a DC magnetic field, 11 is three inductors that are gyromagnetically coupled, 12 is three input / output terminals, and 13 is a resonance circuit inserted between each input / output terminal 12 and the ground. Resonance capacitance C ₂ Capacity C ₁ And inductor L ₁ The series resonance circuit by is added. The resonant circuit 13 operates as a capacitive circuit having frequency dependency, and as a result, a dual-band lumped constant circulator having characteristics as shown in FIG. 2 is realized.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, such a conventional lumped constant circulator realizes capacitors having different capacitance values depending on the frequency by adding another resonance circuit to the main resonance circuit connected to the input / output terminal. For this reason, when the Q value of the resonance circuit decreases, this immediately leads to an increase in insertion loss of the circulator. That is, at the lower frequency, the capacitance C ₂ The overall capacity is composed of the capacity C at the higher frequency. ₁ And C ₂ And inductor L ₁ Since the capacitance is constituted by the inductor L having a low Q value ₁ As a result, the Q value of the obtained capacitance decreases and the insertion loss increases.
[0008]
Further, according to the above-described conventional lumped constant circulator, since the transmission characteristic of the same terminal shows a two-frequency characteristic, two power amplifiers are connected to this one input / output terminal. Therefore, when this circulator is used in a dual-band mobile phone terminal, a diplexer for frequency switching is required.
[0009]
FIG. 3 shows an application example of a conventional lumped constant circulator using such a diplexer.
[0010]
In the figure, 30 is a conventional dual-frequency characteristic lumped constant circulator, 31 is a diplexer connected to one input /

output terminal

30a, 31a and 31b are low-pass filters and high-pass filters constituting the diplexer 31,

Reference numerals

32 and 33 denote frequencies F connected to the input / output terminal 30a via the diplexer 31. ₁ And F ₂ A power amplifier 34, a matching resistor 34, another input / output terminal 30b connected to the antenna, and a remaining input / output terminal 30c of the circulator 30 connected to the matching resistor 30c.
[0011]
When such a diplexer 31 is used, the insertion loss due to the low-pass filter 31a and the high-pass filter 31b becomes considerably large, and further problems such as a complicated circuit configuration arise.
[0012]
Accordingly, the present invention solves the above-described problems of the prior art, and is capable of operating in a plurality of frequency bands and having a low insertion loss. And 2 frequency power amplifier circuit The purpose is to provide.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, a circulator element (magnetic rotating element) and the circulator element First, second and third I / O terminal Each of ground With It is connected between the resonant capacitor connected between each, the ground terminal of the circulator element and the ground (the ground terminal of the housing), Two different predetermined ones To reverse the transmission direction of this lumped constant circulator in frequency Consists of frequency-dependent capacitance circuit Eigen value adjustment circuit The first input / output terminal and the second input / output terminal are respectively input with the two signals having different frequencies, and an output signal is obtained from the third input / output terminal. A lumped constant circulator is provided.
[0014]
Paying attention to the fact that the circulator can be constructed if the angular difference when the eigenvalues of the circulator elements excited by the in-phase, normal-phase rotation and anti-phase rotation eigenvectors are mapped onto the Smith chart can be adjusted to 120 ° intervals (3-terminal circulator). A circulator is configured by connecting an eigenvalue adjusting circuit that satisfies a circulator condition for reversing the transmission direction at two required frequencies. Such an operation can be realized by inserting a capacitance circuit capable of switching or changing the capacitance between the ground terminal of the circulator element and the ground terminal of the housing. Since a resonance circuit is not added to the main circuit on the input / output terminal side of the circulator but a capacitance circuit for adjusting the eigenvalue is connected to the ground terminal side, an increase in insertion loss cannot occur.
[0015]
According to the present invention, there is further provided a two-frequency power amplifier circuit having two power amplifiers that operate at two predetermined different frequencies and a lumped constant circulator connected to the output terminals of the two power amplifiers. The lumped constant circulator includes a circulator element, a resonance capacitor connected between each of the first, second and third input / output terminals of the circulator element and the ground, a ground terminal of the circulator element, and And an eigenvalue adjustment circuit comprising a frequency-dependent resonant capacitance circuit for reversing the transmission directions of the lumped constant circulator at two different frequencies. The output terminals of the two power amplifiers are connected to the input / output terminal 1 and the second input / output terminal, respectively. Are, third two-frequency power amplifier circuit configured to obtain an output signal from the output terminal of the circulator element is provided. In this way, if a circulator whose transmission direction is reversed according to the frequency is configured and the power amplifier of the two-frequency terminal is connected to separate input / output terminals, a switching circuit such as a diplexer becomes unnecessary, and insertion loss Increase in the number and complexity of the circuit configuration can be avoided.
[0016]
The eigenvalue adjustment circuit is preferably a circuit that adjusts the eigenvalue of the in-phase excitation.
[0020]
More preferably, the frequency-dependent capacitance circuit is a two-terminal resonance circuit having two resonance frequencies. This frequency-dependent capacitive circuit may be a series-parallel resonant circuit.
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
4A is an exploded perspective view schematically showing the overall structure of a dual-band lumped constant circulator as an embodiment of the present invention, and FIG. 4B is an exploded perspective view schematically showing the structure of its eigenvalue adjustment circuit. FIG.
[0022]
In these drawings, reference numeral 40 denotes a circulator element (magnetic rotating element). The circulator element 40 is integrated with three drive lines that are insulated from each other and formed to have a three-fold symmetry while maintaining an angle of 120 ° with each other. This is a well-known element mainly composed of a magnetic body (ferrite) block and a shield electrode, a ground electrode and an input / output terminal formed on the outer surface of the magnetic body block.
[0023]
The circulator element 40 is configured to be incorporated in the through hole of the internal substrate 41. The internal substrate 41 includes a resonant capacitor C connected between each input / output terminal of the circulator element 40 and a ground, that is, a ground terminal of the casing. ₀ Is provided. The internal substrate 41 is made of a dielectric material, and has a resonance capacitance C on its surface. ₀ Electrodes 41a, 41b, and 41c are formed, and a ground electrode is formed on the back surface thereof.
[0024]
An in-phase excitation eigenvalue adjustment circuit 42 is provided below the circulator element 40 and the internal substrate 41. In this embodiment, the eigenvalue adjustment circuit 42 includes

electrodes

42b and 42c facing each other with the dielectric substrate 42a interposed therebetween, and

electrodes

42c and 42c facing each other with the dielectric substrate 42d interposed therebetween, as shown in FIG. A ground electrode 42e and a diode switch 42f are provided. The capacitor C is formed by the dielectric substrate 42a and the

electrodes

42b and 42c. ₁ The capacitor C is formed by the dielectric substrate 42d and the

electrodes

42c and 42e. ₂ Is formed. Capacity C ₁ And C ₂ Are connected in series, and the diode switch 42f has a capacitance C ₂ The electrode 42c and the ground electrode 42e are connected so that they can be short-circuited.
[0025]
In FIG. 4, reference numeral 43 denotes a permanent magnet for applying a DC magnetic field in the thickness direction of the

circulator element

40, 44 denotes an upper yoke, 45 denotes a lower yoke, and 46 denotes a terminal block.
[0026]
FIG. 5 shows an equivalent circuit of the embodiment of FIG.
[0027]
In the figure, 50 is a DC magnetic field, 51 is a drive line, and three gyromagnetically coupled inductors L ₀ , 52 indicate three input / output terminals, respectively. Resonance capacity C ₀ Are inserted between the input / output terminals 52 and the ground, and the eigenvalue adjustment circuit 42 is inserted between the ground terminal of the circulator element and the ground.
[0028]
Here, the basic operation of the lumped constant type circulator will be described by the eigenvalue theory.
[0029]
In general, the input signal a applied to each input / output terminal of the three aperture circuit and the output signal b output from each terminal are related by a scattering matrix S shown below.
[0030]
[Expression 1]

[0031]
Now, a special combination of input signals a is applied to each terminal of a symmetrical three-hole circuit where all terminal impedances are equal. ₁ , A ₂ And a ₃ , Output signals having the same amplitude as shown in the following equation appear from the respective input / output terminals.
[0032]
[Expression 2]

[0033]
An input signal that satisfies this condition is called an eigenvector. In a three-hole circuit, there are three eigenvectors.
[Outside 1]

These can be expressed as follows.
[0034]
[Equation 3]

[0035]
Of this eigenvector,
[Outside 2]

Is called in-phase excitation because the phases of the signals applied to all terminals are equal,
[Outside 3]

Since the phase of the signal applied to each terminal corresponds to a three-phase alternating current of forward rotation and reverse rotation, they are called forward phase excitation and reverse phase excitation, respectively. A reflection coefficient (amplitude ratio between traveling wave and reflected wave) when excited by an eigenvector is called an eigenvalue, and this also corresponds to three eigenvalues s corresponding to the eigenvector. ₁ , S ₂ And s ₃ There is. Now, the case where a signal is applied only to the terminal 1 is expressed by an eigenvector as follows.
[0036]
[Expression 4]

[0037]
At this time, the output signal appearing from each terminal can be expressed as follows from the principle of superposition using equations (2) and (3).
[0038]
[Equation 5]

[0039]
If each eigenvalue can be adjusted as follows:
[0040]
[Formula 6]

The output signal obtained from each terminal is expressed as follows using eigenvalues. Considering each eigenvalue as a vector on the complex plane, these are vectors opened at 120 ° intervals.
[0041]
[Expression 7]

[0042]
The output signal at terminal 2 is the result of the input to terminal 1 appearing at terminal 2 due to the circulator action. That is, all inputs to terminal 1 appear at terminal 2 and do not appear at terminal 3. The output signal at terminal 1 is O, indicating that the circulator is in a matching state. Since this input / output relationship is established even if the subscripts are exchanged, the input to the terminal 2 appears at the terminal 3, does not appear at the terminal 1, the input to the terminal 3 appears at the terminal 1, and does not appear at the terminal 2. . Since the input / output relationship between the terminals is cyclically provided in this way, this element is called a circulator.
[0043]
The eigenvalue relationship represented by the equation (6) can be realized in a circuit including a substance that exhibits tensor permeability, such as magnetized ferrite. Now, if subscript 2 and subscript 3 in equation (6) are exchanged to change the relationship of the eigenvalues, the input to terminal 1 will appear at terminal 3 and the direction of circulation shown above will be reversed. Will be self-explanatory.
[0044]
As described above, a general lumped constant type circulator is composed of a nonreciprocal coupling inductance containing ferrite showing tensor permeability and a capacitance for adjusting an eigenvalue.
[0045]
FIG. 6 shows a specific structure of such a general circulator element, and FIG. 7 shows an equivalent circuit thereof.
[0046]
In these drawings, 60 is a magnetic plate, 61 is three drive lines integrated with the

magnetic plate

60, 62 is three resonance capacitors C, 63 is a shield electrode, 64 is a ground electrode plate, and 70 is a DC magnetic field. , 71 are three inductors L, 72 constituted by the drive line 61 and magnetically coupled to each other, and three terminals respectively. The resonance capacitor 62 is inserted between each input / output terminal 72 and the ground electrode plate 64.
[0047]
The admittance when each terminal of the circulator is excited with an eigenvector ₁ , Y ₂ And y ₃ Then, the relationship between the eigenvalue and admittance is given by the following equation.
[0048]
[Equation 8]

However, i = 1, 2, 3 and y _c Indicates the characteristic admittance of the circuit.
[0049]
Equation (8) is called a bilinear transformation, and is a transformation equation that maps the entire complex admittance space to the inside of a circle. The map of admittance according to equation (8) is called the admittance Smith chart. When an admittance whose eigenvalue satisfies the relationship of equation (6) is shown on the Smith chart, y ₁ , Y ₂ And y ₃ Are also shown to open at 120 ° intervals, and if the admittance is lossless, y ₁ , Y ₂ And y ₃ Since elements that are adjusted to have an interval of 120 ° with each other always exhibit circulator characteristics, this is called a circulator condition.
[0050]
Now, considering the case where the circulator is excited with each eigenvector, the sum of the currents flowing into each terminal is given by equation (9).
[0051]
[Equation 9]

[0052]
According to this equation, current flows from all terminals in the in-phase excitation, so that the current returns to the signal source as a ground current. On the other hand, in the normal phase excitation and the reverse phase excitation, a current equal to the flowing current flows out from each terminal, so that no ground current flows. Therefore, it can be seen that if the admittance element is inserted between the ground terminal of the circulator element and the ground, only the eigenvalues of the in-phase excitation can be changed without affecting the eigenvalues of the positive phase excitation and the negative phase excitation.
[0053]
As described above, according to Equations (7) and (8), if the characteristics of the lumped constant circulator are known from the real number and imaginary number (loss) of the inductance eigenvalue related to the applied magnetic field and frequency, the element is actually assembled. It can be predicted without it. When constructing a practical circulator, the circulator cannot be constructed in the range where the loss of the inductance eigenvalue is large. Therefore, it is not necessary to obtain the eigenvalue as a complex number, and the condition that the angle components of the inductance eigenvalue are opened at intervals of 120 ° is obtained. This makes it possible to design a circulator.
[0054]
For an actual circulator element, the inductance eigenvalue is measured under a constant applied magnetic field, and the admittance is calculated by connecting a capacitor that satisfies the circulator condition. Calculation was performed by applying a DC magnetic field of 1250 Oe to a closed magnetic circuit type inductance element having an effective diameter of 2.5 mm and connecting a resonance capacity of 7 pF. ₁ , Y ₂ And y ₃ Is shown as a function of frequency in FIG.
[0055]
If y ₂ And y ₃ Is an angle difference of ± 120 °, and y ₂ And y ₃ Against y ₁ If the eigenvalue of can be adjusted to have an angle of 120 °, the circulator condition is satisfied at that frequency. y ₂ And y ₃ FIG. 9 shows the calculation result of the difference between the angle components.
[0056]
From the figure, at 840 MHz, y ₂ And y ₃ It can be seen that the angle difference of −120 ° is 120 ° at 1680 MHz. Therefore, y ₁ The angle of y ′ as shown in FIG. ₁ If it can be adjusted to, a circulator that operates at these frequencies may be configured. Furthermore, y at these frequencies ₁ , Y ₂ And y ₃ Since this circulation direction is switched, this circulator is a circulator whose transmission direction is reversed depending on the frequency.
[0057]
As mentioned above, y ₁ The admittance eigenvalue of y is determined by inserting an admittance element between the ground terminal of the circulator element and the ground. ₂ And y ₃ Can be set independently without affecting. In measuring admittance eigenvalues of circulator elements, y ₁ Changes as shown in FIG. Therefore, in order to configure the circulator as described above, it is only necessary to insert an appropriate admittance element between the ground terminal of the element and the ground to move the admittance of the in-phase excitation and satisfy the circulator conditions at two frequencies simultaneously. .
[0058]
Y obtained from the calculation result ₁ Were 171.3 ° and 143.4 ° at 840 MHz and 1680 MHz, respectively. In order to operate this element as a circulator at 840 MHz and 1680 MHz, y ₁ Must have an angle value of -143.8 ° and -158.8 °, respectively, so that the circulator element's ground terminal and ground have angle values of 44.9 ° and 57.8 ° at 840 MHz and 1680 MHz, respectively. It is only necessary to insert an admittance. This value is 20 mS and 12.6 mS, respectively. These calculation results are summarized in Table 1.
[0059]
[Table 1]

[0060]
In order to clarify this operation, the relationship between the admittances at the two frequencies is plotted on the Smith chart as shown in FIGS. 11A and 11B, respectively. When the characteristic impedance of the line is 50Ω, these admittances correspond to capacitance values of 3.8 pF and 1.2 pF at frequencies of 840 MHz and 1680 MHz, respectively.
[0061]
Since the value of the insertion element differs depending on the frequency, the above-described admittance cannot be realized with a single element. Therefore, in the case of separately providing two-frequency power amplifiers and changing the frequency by switching the switch, the ground capacitance may be switched in conjunction with the switch.
[0062]
Therefore, in the eigenvalue adjustment circuit 42 in the present embodiment, as shown in FIG. 5, the capacitance C having a capacitance value of 3.8 pF. ₁ And a capacitance C having a capacitance value of 1.8 pF ₂ Are connected in series, and the diode switch 42f has a capacitance C ₂ Is configured to be short-circuited. As a result, a capacitance value of 3.8 pF is obtained when the switch 42f is on, and a capacitance value of 1.2 pF is obtained when the switch 42f is off.
[0063]
FIG. 12A is an exploded perspective view schematically showing the entire structure of a dual-band lumped constant circulator as another embodiment of the present invention, and FIG. 12B is an exploded view schematically showing the structure of its eigenvalue adjustment circuit. It is a perspective view. In this embodiment, as an eigenvalue adjusting circuit, a resonant circuit is used and a frequency-dependent capacitor circuit is configured without using a switch.
[0064]
In these drawings, reference numeral 120 denotes a circulator element (magnetic rotating element). The circulator element 120 is integrated with three drive lines that are insulated from each other and formed to have a three-fold symmetry while maintaining an angle of 120 ° with each other. This is a well-known element mainly composed of a magnetic body (ferrite) block and a shield electrode, a ground electrode and an input / output terminal formed on the outer surface of the magnetic body block.
[0065]
The circulator element 120 is configured to be incorporated in the through hole of the internal substrate 121. The internal substrate 121 includes a resonant capacitor C connected between each input / output terminal of the circulator element 120 and a ground, that is, a ground terminal of the casing. ₀ Is provided. The internal substrate 121 is made of a dielectric material, and has a resonance capacitance C on its surface. ₀

Electrodes

121a, 121b and 121c are formed, and a ground electrode is formed on the back surface thereof.
[0066]
An in-phase excitation eigenvalue adjustment circuit 122 is provided below the circulator element 120 and the internal substrate 121. In this embodiment, as shown in FIG. 5B, the eigenvalue adjustment circuit 122 includes

electrodes

122b and 122c facing each other at the center with the dielectric substrate 122a interposed therebetween, and each other with the

dielectric substrates

122a and 122d interposed therebetween. Opposing electrode 122e and ground electrode 122f, and coil conductor 122g formed on dielectric substrate 122d are provided. A capacitor C is formed by the dielectric substrate 122a and the

electrodes

122b and 122c. ₁ The capacitor C is formed by the

dielectric substrates

122a and 122d, the electrode 122e and the ground electrode 122f. ₂ And the inductor L by the coil conductor 122g. ₁ Is formed. Capacity C ₁ And inductor L ₁ Are connected in series and have a capacitance C ₂ Are connected in parallel to form a series-parallel resonant circuit.
[0067]
FIG. 13 shows an equivalent circuit of the embodiment of FIG.
[0068]
In the figure, 130 is a DC magnetic field, 131 is a drive line, and three gyro magnetically coupled inductors L ₀ 132 indicate three input / output terminals. Resonance capacity C ₀ Are inserted between the input / output terminals 132 and the ground, and the eigenvalue adjustment circuit 122 is inserted between the ground terminal of the circulator element and the ground.
[0069]
By constructing such a series-parallel resonance circuit, the series resonance frequency is set to F _S , The parallel resonance frequency is F _P In this case, as shown in FIG. _S Capacitance, F at the following frequencies _S And F _P Inductive, F _P Capacitance occurs at these frequencies. Lower circulator center frequency (F _L ) And upper circulator center frequency (F _H F) _S And F _P By selecting appropriately, it is possible to configure a capacitance circuit that satisfies the circulator condition at two operating frequencies.
[0070]
Since the number of circuit elements is 3 and the required equivalent circuit constant is 2, F _S And F _P Can be freely selected. However, if these frequencies are close to each other, the frequency dependence of the equivalent circuit constant increases and the operating frequency range is narrowed. To eliminate such problems, F _L , F _S , F _P And F _H It is desirable that the relationship is approximately geometric. F _L : 840MHz, F _H : 1680MHz, F _S : 1008MHz, F _P : Select 1207MHz, and use the result, F _L And F _H When the constants indicating the admittances of 20 mS and 12.6 mS are obtained in FIG.
L ₁ = 36.5 nH, C ₁ = O. 68pF, C ₂ = O. 48pF
become that way.
[0071]
According to the present embodiment, since it is not necessary to provide a switch in the eigenvalue adjustment circuit, the circuit configuration and the operation thereof are further simplified. Other configurations and operational effects in the present embodiment are the same as those in the embodiment of FIG.
[0072]
FIG. 15 shows the result of actually measuring the transmission characteristics of the dual-band lumped constant circulator of the embodiment of FIG.
[0073]
As is clear from the figure, this circulator has a lower circulator center frequency (F ₁ Channel) and upper circulator center frequency (F ₂ The transmission direction of the signal is different from that of the channel), and a circulator whose transmission direction depends on the frequency is realized. As detailed above,
(1) Select the required operating frequency.
(2) At the selected frequency, determine the resonance capacity at which the angular difference between the admittance eigenvalues in the rotation excitation is 120 ° and −120 °, respectively.
(3) A capacitance circuit that satisfies the circulator condition at the operating frequency is determined and inserted between the ground terminal of the circulator element and the ground.
Thus, it is possible to configure a circulator that operates at two frequencies with different transmission directions at the required frequency.
[0074]
FIG. 16 shows an example in which the lumped constant circulator of the present invention is applied to a two-frequency power amplifier.
[0075]
In the figure, 160 is a lumped constant type circulator described in each embodiment, 161 is a switch connected to one input /

output terminal

160a, 162 is a switch connected to another input / output terminal 160b of the circulator, 163 and 164 are matching resistors that can be connected to the input /

output terminals

160a and 160b via the

switches

161 and 162, respectively. 165 and 166 are frequencies F that can be connected to the input /

output terminals

160a and 160b via the

switches

161 and 162, respectively. ₁ And F ₂ A power amplifier 160c for each of them indicates the remaining input / output terminals of the circulator 160 connected to the antenna.
[0076]
In this way, the

power amplifiers

165 and 166 operating at two different frequencies are connected to the two input /

output terminals

160a and 160b of the circulator 160, and the remaining input / output terminal 160c of the circulator 160 is connected to the antenna. In this circuit, when one amplifier 165 is operating, the terminal 160b connected to the other amplifier 166 is connected to the matching resistor 164 by the switch 162. In the case of the embodiment of FIG. 4, the switches of the eigenvalue adjustment circuit 42 in the circulator 160 are also operated in conjunction with each other. As a result, the two-frequency power amplifier can be stabilized without using a frequency division filter. Therefore, the insertion loss due to the diplexer is not only eliminated, but the circuit configuration is greatly simplified. Since the switch on the matching resistance side is not inserted in the transmission path, it does not participate in transmission power loss.
[0077]
FIG. 17 shows another example in which the lumped constant circulator of the present invention is applied to a two-frequency power amplifier.
[0078]
In the figure, reference numeral 170 denotes a lumped constant circulator described in each embodiment, and reference numeral 175 denotes a frequency F directly connected to one input / output terminal 170a. ₁ Power amplifier 176 has a frequency F directly connected to another input / output terminal 170b of the circulator. ₂ A power amplifier 170c for each of them indicates the remaining input / output terminals of the circulator 170 connected to the antenna.
[0079]
In this manner, the

power amplifiers

175 and 176 operating at two different frequencies are directly connected to the two input /

output terminals

170a and 170b of the circulator 170, and the remaining input / output terminals 170c of the circulator 170 are connected to the antenna. . However, the impedance of the amplifier on the cool-down side is configured to be the matching impedance. As a result, the switch as in the example of FIG. 16 is not required, and the circuit configuration is further simplified.
[0080]
All the embodiments described above are illustrative of the present invention and are not intended to be limiting, and the present invention can be implemented in other various modifications and changes. Therefore, the scope of the present invention is defined only by the claims and their equivalents.
[0081]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the present invention, a circulator element (magnetic rotating element), a resonance capacitor connected between each input / output terminal and ground of the circulator element, and a ground terminal and ground ( And an eigenvalue adjustment circuit for reversing the transmission directions of the lumped constant circulators at two required frequencies.
[0082]
A circulator is configured by connecting an eigenvalue adjusting circuit that satisfies a circulator condition for reversing the transmission direction at two necessary frequencies. Such an operation can be realized by inserting a capacitance circuit capable of switching or changing the capacitance between the ground terminal of the circulator element and the ground terminal of the housing. Since a resonance circuit is not added to the main circuit on the input / output terminal side of the circulator but a capacitance circuit for adjusting the eigenvalue is connected to the ground terminal side, an increase in insertion loss cannot occur. In this way, if a circulator whose transmission direction is reversed according to the frequency is configured and the power amplifier of the two-frequency terminal is connected to separate input / output terminals, a switching circuit such as a diplexer becomes unnecessary, and insertion loss Increase in the number and complexity of the circuit configuration can be avoided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of a known three-terminal lumped constant circulator.
FIG. 2 is a transmission characteristic diagram of the conventional lumped constant circulator of FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram showing an application example of a conventional lumped constant circulator using a diplexer.
FIG. 4 is an exploded perspective view schematically showing the overall structure of a dual-band lumped constant circulator as an embodiment of the present invention, and an exploded perspective view schematically showing the structure of its eigenvalue adjustment circuit.
FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the embodiment of FIG.
FIG. 6 is a perspective view showing a specific structure of a general circulator element.
7 is an equivalent circuit diagram of the circulator element of FIG. 6. FIG.
FIG. 8 is a frequency characteristic diagram of a circulator eigenvalue angle component.
FIG. 9 is a frequency characteristic diagram of a difference between circulator eigenvalue angle components.
10 is a diagram showing a method of designing a lumped constant circulator in the embodiment of FIG. 4 from difference data of circulator eigenvalue angle components.
FIG. 11 is a Smith chart at the center frequency of the lumped constant circulator in the embodiment of FIG. 4;
FIG. 12 is an exploded perspective view schematically showing the overall structure of a dual-band lumped constant circulator as another embodiment of the present invention, and an exploded perspective view schematically showing the structure of its eigenvalue adjustment circuit.
13 is an equivalent circuit diagram of the embodiment of FIG.
14 is an admittance frequency characteristic diagram of the eigenvalue adjustment circuit of the embodiment of FIG.
15 is a transmission characteristic diagram showing results of actually measuring transmission characteristics of the dual-band lumped constant circulator of the embodiment of FIG.
FIG. 16 is a circuit diagram showing an example in which the lumped constant circulator of the present invention is applied to a two-frequency power amplifier.
FIG. 17 is a circuit diagram showing another example in which the lumped constant circulator of the present invention is applied to a two-frequency power amplifier.
[Explanation of symbols]
40, 120 Circulator element
41, 121 Internal substrate
41a, 41b, 41c, 42b, 42c, 121a, 121b, 121c, 122b, 122c, 122e Electrode
42, 122 In-phase excitation eigenvalue adjustment circuit
42a, 42d, 122a, 122d dielectric substrate
42e, 122f Ground electrode
42f Diode switch
43, 123 Permanent magnet
44, 124 Upper yoke
45, 125 Lower yoke
46, 126 terminal block
50, 130 DC magnetic field
51, 131 Inductor
52, 132 I / O terminals
122g Coil conductor

Claims

Circulator element, a first of said circulator element, a resonant capacitor connected respectively between each and the ground of the second and third output terminals, is connected between the ground terminal of the circulator element and the ground And an eigenvalue adjustment circuit comprising a frequency-dependent capacitance circuit for reversing the transmission directions of the lumped constant circulator at two different predetermined frequencies, the first input / output terminal And a lumped constant circulator configured to input the two signals having different frequencies to the second input / output terminal and obtain an output signal from the third input / output terminal .

2. The lumped constant circulator according to claim 1, wherein the eigenvalue adjusting circuit is a circuit for adjusting an eigenvalue of in-phase excitation.

3. The lumped constant circulator according to claim 1, wherein the frequency-dependent capacitance circuit is a two-terminal resonance circuit having two resonance frequencies.

The frequency dependence of the capacitance circuit, a lumped constant circulator according to claim 1 or 2, characterized in that a series-parallel resonant circuit.

A two-frequency power amplifier circuit having two power amplifiers operating at two different frequencies determined in advance and a lumped constant circulator connected to the output terminals of the two power amplifiers, wherein the lumped constant circulator A circulator element, a resonant capacitor connected between each of the first, second and third input / output terminals of the circulator element and the ground, and a connection between the ground terminal of the circulator element and the ground And an eigenvalue adjusting circuit comprising a frequency-dependent resonant capacitance circuit for reversing the transmission directions of the lumped constant circulator at two different frequencies, and The output terminals of the two power amplifiers are connected to one input / output terminal and the second input / output terminal. Respectively are connected, two-frequency power amplifier circuit, characterized by being configured to obtain an output signal from the third output terminal of the circulator element.

6. The two-frequency power amplifier circuit according to claim 5, wherein the eigenvalue adjustment circuit is a circuit for adjusting an eigenvalue of in-phase excitation .

7. The two-frequency power amplifier circuit according to claim 5, wherein the frequency-dependent capacitor circuit is a two-terminal resonant circuit having two resonant frequencies .

The two-frequency power amplifier circuit according to claim 5 or 6, wherein the frequency-dependent capacitance circuit is a series-parallel resonant circuit .