JP4038348B2 - Surface acoustic wave device, circuit connected thereto, measuring method thereof, and communication device - Google Patents

Description

としたとき、（ここで、Ｇｌは外部負荷（または信号源）コンダクタンス、Ｇａは放射コンダクタンス、Ｂｔは回路との合成サセプタンス、ｂ＝Ｇｌ／Ｇａ、ａ＝Ｂｔ／Ｇａである。）、
【００１３】
【数１６】

【００１４】
の値を１／３以下とするようにｂの値を導き出し、導き出したｂの値を満たすように各電極を配置する。
【００１５】
次に、すだれ状電極と周辺回路において、該すだれ状電極の内部消散が無視し得る程小さい一方向性電極とした場合、
反射電極に加えられる電極をＰｉ、
送出電極に加えられる電力をＰｑ、
反射電極と送出電極間の幾何学的位相差をΦｍとしたとき、
Ｐｉ／Ｐｑ＝ｅｘｐ（−ｊΦｍ）
（但し、ｅｘｐは自然対数の底の累乗、ｊは虚数単位を表わす）を満たすならば、Φｍを変化させることで、従来知られている「９０°位相型」や「１２０°位相型」とは異なる幾何学的位相差でもＴＴＥを充分抑圧し、かつ、低損失の一方向性電極が得られる。
【００１６】
さらに、移相器を必要としない一方向性すだれ状電極の電極パターンを示す。λを任意の周波数の弾性表面波の波長とする。このとき、長手方向の長さを任意とする導電性薄膜電極の短手方向の長さが、各々、第１電極はλ／８、第２電極は３λ／８、第３電極はλ／８、第４電極はλ／８、第５電極はλ／８、第６電極はλ／８で、第１電極と第２電極の間隔はλ／８、第２電極と第３電極の間隔はλ／８、第３電極と第４電極の間隔はλ／４、第４電極と第５電極の間隔はλ／４、第５電極と第６電極の間隔はλ／８となっている一連の構成を１周期として配置されており、第１，第３，第５，第６電極は互いに電気的に接続され、電気的に接続された第２電極および第４電極と電気端子対をなしてすだれ状電極を構成する。該すだれ状電極の各導電性薄膜電極の短手方向の長さを変化させることで、ＴＴＥを充分抑圧し、かつ、低損失の、移相器を必要としない弾性表面波装置が得られる。
【００１７】
【作用】
かかる手法を用いれば、弾性表面波装置のＴＴＥを抑圧する装置構成条件を提供でき、周波数特性と群遅延時間特性のリップルを小さくすることが可能となる。さらに一方向性電極に関しては、低損失化とともに、移相器の削減、装置の小形化が可能となり、リップルが小さく低損失の高性能弾性表面波装置を提供することができる。
【００１８】
【実施例】
図１は本発明を用いた弾性表面波装置を模式的に示したものである。弾性表面波基板４上に、入力一方向性すだれ状電極５、及び出力電気端子１４に接続された出力双方向性すだれ状電極６および基板端面からの反射波を抑圧するための吸音材７が塗布されている。入力一方向性すだれ状電極５は２種の電極領域８，９から形成されている。入力電気端子３には移相器素子１０，１１が接続された、いわゆるグループ型一方向性電極構成が形成されている。入力電気端子３には電源１３および電源コンダクタンス１２が接続されている。また、出力電気端子１４には負荷コンダクタンス１５が接続されている。通常、弾性表面波基板４としては１２８°Ｙ−Ｘ ＬｉＮｂＯ ₃ 等が用いられ、電極は膜厚１０００〜８０００μｍのアルミニウムが用いられる。
【００１９】
グループ型一方向性電極の電極構成を図２に示す。移相器１６により与えられる電気的位相差と電極配置により生じる幾何学的位相差により、一方向へエネルギーが放射される。ここでは図４に示すように、移相回路を含めた一方向性電極を１つの回路とみなし、順方向を端子１、逆方向を端子２、電気端子を端子３として定義する。図３は内部反射型一方向性電極の構成を模式的に示す。この一方向性電極では、電極が有る部分と無い部分の弾性表面波に対する特性インピーダンスの違いによる反射（Ｍａｓｓ−Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｌｏａｄｉｎｇ， ＭＥＬ）と電気的負荷によって定まる反射（Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｅｄ Ｗａｖｅ， ＲＷ）を相殺させることにより一方向性を得ている。この場合にも、上述と同様、順方向を端子１、逆方向を端子２、電気端子を端子３として定義する。この端子の定義により、一般の（グル−プ型でない、例えば図３に示した内部反射型の一方向性電極も含んだ）一方向性電極を図４のような等価回路で表すことが可能である。図中図１と同一個所は同一符号を付けて示している。音響端子には特性インピーダンス１７を接続している。上記のような一方向性電極では回路中またはすだれ状電極内に導体損失等の内部消散を生じる。
【００２０】
上記の回路における散乱行列（Ｓ）は、
（Ｓ）（Ｓ*）＝（α） ………（数１）
が成り立つ。ここで（Ｓ），（α）は３行３列の行列である。
【００２１】
散乱行列要素が複素数の場合は、物理的には、周波数、電気端子における接続条件に制約の無い場合に相当する。式１より、以下の３つの関係式が得られる。
【００２２】
｜ｓ ₁₁ ｜ ² ＋｜ｓ ₁₂ ｜ ² ＋｜ｓ ₁₃ ｜ ² ＝α ₁₁ ………（数２）
｜ｓ ₁₃ ｜ ² ＋｜ｓ ₂₃ ｜ ² ＋｜ｓ ₃₃ ｜ ² ＝α ₃₃ ………（数３）
ｓ ₁₃ ｓ ₁₁ * ＋ｓ ₂₃ ｓ ₁₂ * ＋ｓ ₃₃ ｓ ₁₃ * ＝α ₁₃ ………（数４）
上記の式２，３，４より
｜ｓ ₁₃ ｜ ² ＝（α ₃₃ −Γ ² ）／（１＋κ） （順方向） ………（数５）
｜ｓ ₂₃ ｜ ² ＝κ（α ₃₃ −Γ ² ）／（１＋κ） （逆方向） ………（数６）
【００２３】
【数７】

【００２４】
の関係が得られる。ここで、
κ≡｜ｓ ₂₃ ｜ ² ／｜ｓ ₁₃ ｜ ² （方向性係数） ………（数８）
【００２５】
【数９】

【００２６】
ｂ≡Ｇｌ／Ｇａ ………（数１０）
ａ≡Ｂｔ／Ｇａ ………（数１１）
μ≡｜α ₁₃ ／ｓ ₁₃ ｜ ………（数１２）
θ ₁ ≡ａｒｇ（ｓ ₁₃ ² ｓ ₃₃ * ｓ ₁₁ * ） ………（数１３）
θ ₂ ≡ａｒｇ（ｓ ₃₃ ｓ ₁₃ * ） ………（数１４）
θ ₃ ≡ａｒｇ（ｓ ₁₃ ｓ ₁₁ * ） ………（数１５）
である。ここで、Ｇｌは外部負荷（または信号源）コンダクタンス、Ｇａは放射コンダクタンス、Ｂｔは回路との合成サセプタンスである。ここで式７の音響反射がＴＴＥの原因となる。
【００２７】
ＴＴＥは例えば、テレビジョン受信機等では画面のゴースト障害の原因となり、音声通信等ではエコー妨害の原因となる。テレビジョン受信機における許容ゴースト検知限は−３０〜−４０ｄＢであり、音声通信等の許容妨害検知限は−２０〜−３０ｄＢである。したがって、ＴＴＥの必要最低限の抑圧度は−２０ｄＢと規定することができる。ＴＴＥが入出力すだれ状電極間で２重に反射することから、片側のすだれ状電極での反射量は約１／３と求まる。従って、
【００２８】
【数１６】

【００２９】
の値を１／３以下とするようにｂの値を導き出し、導き出したｂの値を満たすように各電極を配置することが、機器の妨害特性上要求される、必要最低条件となる。第１実施例では上記の値を１／１０とした。以上、本実施例によれば、ＴＴＥを抑圧した良好な特性を有する弾性表面波装置が得られる。
【００３０】
すだれ状電極の主応答周波数で電気端子３における虚数部を打ち消した場合には、散乱行列要素が実数であるから、
ａ＝０ ………（数１７）
θ ₁ ＝θ ₂ ＝θ ₃ ＝０ ………（数１８）
となり、式５，６，７より下式が得られる。
【００３１】
ｓ ₁₃ ² ＝（α ₃₃ −γ ² ）／（１＋κ） （順方向） ………（数１９）
ｓ ₂₃ ² ＝κ（α ₃₃ −γ ² ）／（１＋κ） （逆方向） ………（数２０）
【００３２】
【数２１】

【００３３】
κ≡ｓ ₂₃ ² ／ｓ ₁₃ ² （方向性係数） ………（数２２）
γ≡ｓ ₃₃ ＝（ｂ−１）／（ｂ＋１） （電気反射） ………（数２３）
μ≡α ₁₃ ／ｓ ₁₃ ………（数２４）
従って、前述のように
【００３４】
【数２５】

【００３５】
の値を１／３以下とするようにｂの値を導き出し、導き出したｂの値を満たすように各電極を配置することにより音響反射を抑圧することができる。第２実施例では、中心周波数で、電気端子の虚数部を打ち消した状態で、上記の式２５の値を１／１０とした。以上、本実施例により、良好な帯域内平坦度を有する弾性表面波装置が得られた。
【００３６】
上記の場合、図５，図６に示すような比較的簡単な等価回路で表わされることを見出した。図５中図１と同一個所は同一記号で示した。図５が内部消散を並列コンダクタンスで表わした並列型等価回路、図６が内部消散を直列抵抗で表わした直列型等価回路である。図中、順方向での放射コンダクタンス１８を（κ＋１）Ｇａとし、逆方向での放射コンダクタンス１９を（κ＋１）Ｇａ／κで表わしている。また、内部消散を表わす並列コンダクタンス２０と直列抵抗ｒｕ２１をそれぞれの回路に接続している。図５の回路を用いた場合の音響反射Ｓ ₁₁ と挿入損失Ｓ ₁₃ は、
【００３７】
【数２６】

【００３８】
【数２７】

【００３９】
と表わされ、さらに、前述のｂと
ｇ≡ｇｕ／Ｇａ ………（数２８）
を用いて、
【００４０】
【数２９】

【００４１】
【数３０】

【００４２】
と表わされる。前述と同様、音響反射に関する
【００４３】
【数３１】

【００４４】
の絶対値を１／３以下とすることにより、良好な特性が得られる。また、同様に図６の回路を用いた場合、音響反射Ｓ ₁₁ と挿入損失Ｓ ₁₃ は、
【００４５】
【数３２】

【００４６】
は、
【００４７】
【数３３】

【００４８】
と表わされ、さらに、前述のｂと
ｒ≡ｒｕ・Ｇａ＝ｒｕ／Ｒａ ………（数３４）
を用いて、
【００４９】
【数３５】

【００５０】
【数３６】

【００５１】
と表わされる。前述と同様、音響反射に関する
【００５２】
【数３７】

【００５３】
の絶対値を１／３以下とするようにｂの値を導き出し、導き出したｂの値を満たすように各電極を配置することにより、良好な特性が得られる。さらに、上記の値をｄＢ単位で表わすと、
Ｐ ₁₁ ＝２０ｌｏｇ（Ｓ ₁₁ ） ………（数３８）
Ｐ ₁₃ ＝２０ｌｏｇ（Ｓ ₁₃ ） ………（数３９）
となる。
【００５４】
図７から図１２にいくつかの例に関する計算結果をしめす。図７〜図９が内部消散を並列型で表わした場合で、図７が双方向性電極（κ＝１）の場合、図８が不完全一方向性電極（κ＝０．５）の場合、図９が完全一方向性電極（κ＝０）の場合である。また、それぞれ、実線が挿入損失、破線が音響反射抑圧度を示している。全体的に、内部消散が有る場合（ｇｕ／Ｇａ＝０．５）は、損失最小点が右側（Ｇｌ／Ｇａが大きい側）に移っており、また、音響反射抑圧点は左側(Ｇｌ／Ｇａが小さい側)に移っている。また、図１０〜図１２が内部消散を直列型で表わした場合で、図１０が双方向性電極（κ＝１）の場合、図１１が不完全一方向性電極（κ＝０．５）の場合、図１２が完全一方向性電極（κ＝０）の場合である。また、それぞれ、実線が挿入損失、破線が音響反射抑圧度を示している。全体的に、内部消散が有る場合（ｒｕ・Ｇａ＝０．５）は、損失最小点が左側（Ｇｌ／Ｇａが小さい側）に移っており、また、音響反射抑圧点は右側（Ｇｌ／Ｇａが大きい側）に移っている。通常の回路（すだれ状電極を含む）では、等価回路の消散成分は、５％以上であるため、ｒ≧０．０５，ｇ≧０．０５である。従って、例えば、内部消散が図６で表わされる場合、音響反射抑圧度を最大とする条件は、式（３５）をゼロとすることにより求められ、あらゆるの方向性(０≦κ≦１）を含むｂの条件として、ｂが１．０５以上という条件が求められる。また、内部消散が図５で表わされ、完全な一方向性（κ＝０）の場合、ｂが０．９５より小さいという条件が得られる。第３実施例では、内部消散が図５で示される場合で、κ＝０（完全な一方向性）でｇ＝０．５，ｂ＝０．５として良好な音響反射特性を得た。また第４実施例では、内部消散が図６で示される場合で、κ＝０（完全な一方向性）でｒ＝０．５，ｂ＝２．０として良好な音響反射特性を得た。図１２と図９から明らかなように、内部消散を故意に増加（ｇ，ｒ、０→０．５）させる事により、音響反射抑圧領域が拡大する。それにより弾性表面波素子、周辺素子の素子値バラツキによる特性変化が少ない。以上第３，４実施例によれば装置の特性バラツキの小さい回路が得られる。
【００５５】
上記の実施例では内部消散に関するコンダクタンス（または抵抗）値は故意に挿入するため、その値は明確であるが、実際の回路では上述の例のように故意に内部消散を含めない場合でも、必然的に素子と回路に内部消散を有する。従って、良好な音響反射抑圧特性を得るためには、内部消散に関するコンダクタンス(または抵抗）値を知る必要がある。図１３は周辺回路を含むすだれ状電極のコンダクタンス周波数特性２２、図１４は周辺回路を含むすだれ状電極の抵抗周波数特性２３を示している。図のように極周波数のコンダクタンス（または抵抗）値と主応答周波数における値から内部消散に関する定数を求めることができる。以上、本実施例によれば、故意に内部消散を含めない場合でも、良好な音響反射抑圧特性を得る事ができる。
【００５６】
発明者等の検討によるとすだれ状電極の内部消散に関する係数α ₃₃ は、
【００５７】
【数４０】

【００５８】
となる事が判った。特に回路における導体損（例えば移相器損失等）が大きい場合は、１次項の寄与（１＋ｓ ₃₃ の項か１−ｓ ₃₃ の項のどちらか）が大きくなる。図５の等価回路で内部消散が表わされる場合、α ₃₃ は
【００５９】
【数４１】

【００６０】
となり、また、図６で表わされる場合は、
【００６１】
【数４２】

【００６２】
となる。このような場合、α ₃₃ は、
【００６３】
【数４３】

【００６４】
と表される。ξはＳ ₃₃ の前の符号と測定した位相誤差の補正係数の両者の意味を合わせ持つ。
【００６５】
確認の為、実験との比較を行った。実験は、Ｘ−１１２°ＬｉＴａＯ ₃ 基板上に形成した、中心周波数５３．５ＭＨｚ，開口１０００μｍ、２対１５グループの非重み付き電極を用いて行った。順方向，逆方向特性はそれぞれの方向に電極対数の少ないモニター電極を配置して測定した。測定結果を図１５に示す。内部消散行列要素α ₃₃ は、式１５を用いて求めた。得られた結果を図１６に破線で示す。大きな周波数依存性を示している。次に、式４６を用い、電気反射ｓ ₃₃ からα ₃₃ を求めた。その際、放射特性への影響が少ない、第１ゼロ点周波数（５２ＭＨｚ，５５ＭＨｚ）と第２ゼロ点周波数（５０ＭＨｚ）の３点で実験値とのフィッティングを行うことにより、定数α ₀ ，β ₁ ，ξを定めた。その結果、α ₀ ＝０．４１，β ₁ ＝０．５，ξ＝１１７°の値が求められた。図１６の実線は式２２による計算結果を示している。上記の測定結果と同様の傾向を示し、両者は良く一致している。
【００６６】
図１７は本発明の弾性表面波装置を用いたテレビジョン受信機のシステムブロックである。アンテナ２４から入力された信号は、チューナ部２５により、中間周波（ＩＦ）に変換され、本発明の弾性表面波装置２６を通過し、復調部２７により、映像信号は端子２８に、音声信号は端子２９に出力される。中間周波フィルタに本発明の弾性表面波装置２６を用いているため、群遅延時間平坦度の高い、検波のリニアリティが高いＩＦ回路が可能となる。以上、本実施例を用いれば、良好な復調性能を有するテレビジョン受信機が得られる。
【００６７】
図１８は本発明の弾性表面波装置を用いた移動通信電話器のシステムブロックである。アンテナ３０から入力された信号は、第１段の受信用分波器フィルタ３１を通過し、電圧可変発振器３２から送られた信号と混合器３３により混合され、本発明の一方向性すだれ状電極を用いた中間周波フィルタ３４により１チャネル分の信号が選択され、復調，ロジック回路３５により音声信号に変換され、音声出力端子３６に出力される。一方復調ロジック回路３５からは中間周波変換用基準信号が電圧可変発振器３２の制御回路３７に送られる。同時に音声入力端子３８から送られた音声信号は、復調，ロジック回路３５により変調回路３９に送られる。変調回路３９では電圧可変発振器４０から変調用信号を混合することにより、信号の変調を行う。さらに、変調された信号は、送信用分波器フィルタ４１を通り、アンテナより出力される。電圧可変発振器４０からは、受信用の制御回路３７にも制御信号が送られ、同期をとっている。上記中間周波フィルタ３４に低損失で群遅延時間平坦度の高い本発明の弾性表装置を用いているため、本実施例を用いると、感度の良好な、リニアリティの高い復調性能が得られ、高性能の移動通信電話器が得られる。
【００６８】
まず、一方向性電極の構成要素の配置条件を求める。
【００６９】
弾性表面波装置が一方向性である場合のＴＴＥ抑圧条件は、式３１，３７において、κ＝０を代入することにより求められる。よって、内部消散が無視し得る程小さい完全一方向性電極のＴＴＥ抑圧条件は下式４４となる。
【００７０】
ｂ＝１ ………（数４４）
（但し、Ｇｌを電源のアドミタンス、Ｇａを弾性表面波装置の電気端子のアドミタンスとして、ｂ＝Ｇｌ／Ｇａとする）
次に、弾性表面波装置の一例である、グループ型一方向性電極に関して、送出・反射電極間の幾何学的位相差がπ／２の奇数倍でない場合の完全一方向性の構成条件を散乱行列を用いた手法で導出する。
【００７１】
図１９にグループ型一方向性電極の構成図を示す。
【００７２】
本構成例は、送出電極５１，反射電極５２，ミアンダ電極５３、および電気回路５４を有して構成されている。
【００７３】
一般に、グループ型一方向性電極は、圧電性を有する基板と、該基板上に設けられた送出電極５１，反射電極５２，ミアンダ電極５３を有して構成され、さらに、図１９に示すように、送出・反射電極間に電気的位相差を与える移相器を周辺回路として必要とする。
【００７４】
弾性表面波装置の性能を発揮するために必要な素子を電気回路（移相器を含む）５４として、グループ型一方向性電極を散乱行列によって表現されるｎ端子回路の接続で示すこととし、この様子を図２０に示す。
【００７５】
図２０において、Ｓは送出電極、Ｔは反射電極、Ｕは電気回路、Ｐは送出・反射電極間の弾性表面波の伝搬路を示す。
【００７６】
図２０に示す等価回路による構成条件の導出は、以下の条件下で行なった。
【００７７】
まず、第一の条件は、送出・反射電極に関するものであり、ａ．各端子間の可逆性、ｂ．音響端子間の対称性、ｃ．散乱行列のユニタリー性を条件とした。
【００７８】
次に、第二の条件は、電気回路に関するものであり、ａ．各端子間の可逆性、ｂ．電源と端子３は整合をとることを条件とした。
【００７９】
さらに、第三の条件は、伝搬路に関するものであり、ａ．反射が存在しないこと、ｂ．伝搬損が存在しないことを条件とした。
【００８０】
さらに、第四の条件として、弾性表面波装置の構成条件を求めるために、周波数領域は、伝搬中心周波数近傍とした。
【００８１】
第三の条件のａ，ｂについては、ともに実際の弾性表面波装置を近似的に扱っているものである。
【００８２】
これらの条件を用いて、送出・反射電極間の相互作用を考慮し、グループ型一方向性電極の完全一方向性の構成条件を導出すると下式４５になる。
【００８３】
Ｐｉ／Ｐｑ＝ｅｘｐ（−ｊΦｍ） ………（数４５）
（但し、Ｐｉは、反射電極に加えられる電力、Ｐｑは、送出電極に加えられる電力、ｅｘｐは、自然対数の底の累乗、ｊは、虚数単位、Φｍは、反射電極・送出電極の幾何学的位相差を表わし、Φｍ≠（１８０・ｎ）°，ｎ：整数）
さて、図２１に本発明の第７実施例である弾性表面波フィルタの周波数特性と群遅延時間特性の一例を示す。
【００８４】
このフィルタは、ＳＴカット水晶を基板とし、該基板上にＡｌを蒸着し、膜厚０．５μｍのすだれ状電極をエッチングにより形成したものである。
【００８５】
入力電極に幾何学的位相差が４π／３で１６０対のグループ型一方向性電極、出力電極に１９０対の重み付け双方向性電極を用いている。
【００８６】
図４７に、第７実施例の構成例を示す。
【００８７】
本構成は、グループ型一方向性電極５６、双方向性電極５７、移相器素子（コイル）５８および電源を有して構成されている。
【００８８】
入力側の一方向性電極について、式４４の条件を適用することによりＴＴＥのうちでも、ＲＷが原因である成分を充分に抑圧できる。
【００８９】
その結果、図２１に示すように、信号通過帯域内にリップルが存在せず、かつ群遅延時間偏差（群遅延時間偏差のリップルである）が充分に圧された弾性表面波フィルタが実現される。
【００９０】
式４４に示された構成条件は、第７実施例で示した基板、電極構成のみならず、他のあらゆる種類の基板、一方向性電極構成に適用できる。
【００９１】
図２３に、本発明の第８実施例である弾性表面波装置の電極構成図を示す。
【００９２】
電極は、送出電極５１，反射電極５２およびミアンダ電極５３を有して構成される。
【００９３】
また、符号５５は、送出・反射電極間の幾何学的位相差を表わしている。なお、本電極は、一方向性電極１グループを示している。
【００９４】
また、λは、信号通過帯域内の中心周波数における弾性表面波の波長を示す。
【００９５】
本実施例では、送出・反射電極間の幾何学的位相差は、図中のＬを変化させることであらゆる値に設定することが可能となる。
【００９６】
式４５が示すように幾何学的位相差には特に制約条件が無く、また、送出電極・反射電極の各電極指幅は、式４５を満たす電極構造となっておれば、その値は特に問題とはならない。
【００９７】
この電極構成を弾性表面波装置電極の一部、あるいは全体に用い、式４４の条件を満たすよう各電極を配置することにより、ＴＴＥのうちでＲＷが原因である成分を抑圧することができ、信号通過帯域内のリップルの減少と群遅延時間偏差の抑圧が可能となる。
【００９８】
図２４に、本発明の第９実施例である弾性表面波装置の電極構成図を示す。
【００９９】
本実施例においても、電極は、送出電極５１、反射電極５２およびミアンダ電極５３を有して構成される。また、Ｌは、送出・反射電極間の幾何学的位相差を表わしている。
【０１００】
本電極は、一方向性電極１グループを示し、式４４の条件を満足するように導出された式４５の条件を満たすように設計したものである。
【０１０１】
式４５の条件は、送出・反射電極間の幾何学的位相差に制約条件が無いため、Ｌを適当な値とすれば、送出電極と反射電極の各アドミタンスの絶対値を異なる値にすることにより、移相器素子が一つでも、完全一方向性が実現できる。
【０１０２】
この電極構成を弾性表面波装置電極の一部、あるいは全体に用いることにより、ＴＴＥのうちで、ＲＷが原因の成分を抑圧することにより、信号通過帯域内のリップルの減少と群遅延時間偏差の抑圧を可能とし、移相器素子を１個に削減した弾性表面波装置が構成できることになる。この場合も、送出電極・反射電極の各電極指幅Ｌは、式４５を満たせば、その値はいくらであっても問題とはならない。
【０１０３】
図２５に、本発明の第１０実施例である弾性表面波装置の電極構成図を示す。
【０１０４】
本実施例においても、電極は、送出電極５１，反射電極５２およびミアンダ電極５３を有して構成される。
【０１０５】
本電極も一方向性電極１グループを示し、式４４の条件を満足するように導出された、式４５の条件を満たすように製作したもので、さらに、ＭＥＬを抑圧する構成となっている。
【０１０６】
式４５の構成条件においては、送出・反射電極間の幾何学的位相差に制約条件が存在しないため、ＭＥＬを完全に抑圧する構成とすることが可能である。
【０１０７】
また、前記実施例と同様、移相器素子が一つしか備えられなくても、完全一方向性が実現できる。
【０１０８】
この電極構成を弾性表面波装置電極の一部、あるいは全体に用いることにより、ＴＴＥの抑圧による信号通過帯域内のリップルの減少と、群遅延時間偏差の抑圧を可能とし、移相器素子を１個にまで削減した弾性表面波装置が構成できる。
【０１０９】
この場合も、式４５が示すように、幾何学的位相差に制約条件は無く、また、送出電極・反射電極の各電極指幅は、式４５を満たし、送出電極と反射電極の各アドミタンスの絶対値を異なった値に設定した電極構造で、かつＭＥＬを抑圧する構成であれば良い。
【０１１０】
図２６に、本発明の第１１実施例である弾性表面波装置の電極構成図を示す。
【０１１１】
本実施例においても、電極は、送出電極５１，反射電極５２およびミアンダ電極５３を有して構成される。
【０１１２】
第１０実施例と同様に、電極は一方向性電極１グループを示し、式４４の条件を満足するように導出された、式４５の条件を満たすように製作したもので、さらに、ＭＥＬを抑圧する構成となっている。
【０１１３】
また、第１０実施例と同様に、移相器素子が一つでも完全一方向性が実現できる。
【０１１４】
第１０実施例と第１１実施例はともに、第９実施例におけるＬの変化に対応させて、ＭＥＬの抑圧を可能にした弾性表面波装置の電極構成である。
【０１１５】
第１０実施例と第１１実施例はともに、第９実施例におけるＬに相当する幾何学的位相差に制約条件は存在せず、ＭＥＬの抑圧が可能で、かつ移相器素子を１個備えるだけで良い構成である。
【０１１６】
図２７に、本発明の第１２実施例である弾性表面波装置の電極構成図を示す。
【０１１７】
本実施例においても、電極は、送出電極５１，反射電極５２およびミアンダ電極５３を有して構成される。
【０１１８】
本電極も、一方向性電極１グループを示し、式４４の条件を満足するように導出された、式４５の条件を満たすよう構成したもので、第９実施例と同様に、ＴＴＥのうちで、ＲＷが原因である成分を抑圧でき、信号通過帯域内のリップルの減少と群遅延時間偏差の抑圧が可能となる。
【０１１９】
本電極は、送出電極と反射電極の各アドミタンスが異なり、その絶対値が等しくなるように設計されたもので、備えられる移相器素子が１個以下で、完全一方向性が実現できる構成である。
【０１２０】
この電極構成を弾性表面波装置の電極の一部、あるいは全体に用いることにより、ＴＴＥ抑圧による信号通過帯域内のリップルの減少と群遅延時間偏差の抑圧が可能で、さらに備える移相器素子を１個以下にまで削減した弾性表面波装置が得られる。
【０１２１】
この場合も、式４５が示すように、幾何学的位相差に制約条件は存在せず、また、送出電極・反射電極の各電極指幅は、式４５を満たし、送出電極と反射電極の各アドミタンスが異なり、各アドミタンスの絶対値を等しくする電極構造であれば、その値は問題ではない。
【０１２２】
図５３に、本発明の第１３実施例である弾性表面波装置の電極構成図示す。
【０１２３】
本実施例においても、電極は、送出電極５１，反射電極５２およびミアンダ電極５３を有して構成される。
【０１２４】
この電極も一方向性電極１グループを示し、式４４の条件を満足するように導出された、式４５の条件を満たすように構成したもので、さらに、ＭＥＬを抑圧する構成となっている。
【０１２５】
式４５が示す構成条件は、送出・反射電極間の幾何学的位相差に制約条件が存在しないため、ＭＥＬを完全に抑圧する構成を実現することができる。
【０１２６】
また、第１１実施例と同様に、移相器素子が一つ以下でも完全一方向性を実現できる。
【０１２７】
本電極構成を、弾性表面波装置電極の一部、あるいは全体に用いることにより、ＴＴＥの抑圧による信号通過帯域内のリップルの減少と群遅延時間偏差の抑圧を可能とし、移相器素子を１個以下に削減した弾性表面波装置が得られる。
【０１２８】
この場合も、式４５が示すように幾何学的位相差に制約条件は存在せず、また、送出電極・反射電極の各電極指幅は、式４５を満たし、送出電極と反射電極の各アドミタンスの絶対値が異なるような電極構造で、かつＭＥＬを抑圧する構成をとることができる構造であれば、各電極指幅の値は問題ではない。
【０１２９】
図２９に、本発明の第１４実施例である弾性表面波装置の電極構成図を示す。
【０１３０】
本実施例においても、電極は、送出電極５１，反射電極５２およびミアンダ電極５３を有して構成される。
【０１３１】
第１２実施例と同様に、電極は、一方向性電極１グループを示し、式４４の条件を満足するように導出された、式４５の条件を満たすように構成したもので、さらに、ＭＥＬを抑圧する構成となっている。また、前記実施例と同様、備える移相器素子が一つ以下でも完全一方向性が実現できることになる。
【０１３２】
第１３実施例と第１４実施例はともに、第１２実施例のＬの変化にあわせて、ＭＥＬ抑圧を可能にした弾性表面波装置の電極構成である。
【０１３３】
第１３実施例と第１４実施例はともに、第１２実施例のＬに相当する幾何学的位相差に制約条件は存在せず、ＭＥＬの抑圧が可能であり、移相器素子が一つ以下ですむ構成であればよい。
【０１３４】
図３０に、本発明の第１５実施例である弾性表面波装置の電極構成図を示す。
【０１３５】
本実施例は、送出電極５１，反射電極５２、ミアンダ電極５３および容量性電極パターン５９を有して構成される。
【０１３６】
この電極は、一方向性電極１グループを示し、式４４の条件を満足するように導出された、式４５の条件を満たすように構成したもので、前記実施例と同様に、ＴＴＥを抑圧し、信号通過帯域内のリップルの減少と群遅延時間偏差の抑圧が可能である。
【０１３７】
この電極は、送出電極と反射電極の各アドミタンスが異なり、絶対値が等しくなるように製作されたもので、備える移相器素子が１個以下で、完全一方向性が実現できる電極構成である。
【０１３８】
圧電性基板上に、移相器素子として図３０に示すように構成された容量性電極パターン５９を設けることで、弾性表面波装置は移相器素子を全く必要としない構成となる。
【０１３９】
このように、移相器素子として、少なくとも容量性あるいは誘導性の電極パターンのいずれか一つを前記圧電素子基板上に備える構成により、外付け移相器素子を全く必要としない弾性表面波装置を構成することができる。
【０１４０】
本電極構成を、弾性表面波装置電極の一部、あるいは全体に用いることにより、ＴＴＥの抑圧による信号通過帯域内のリップルの減少と、群遅延時間偏差の抑圧を可能とし、さらに移相器素子を必要としない弾性表面波装置が得られる。
【０１４１】
この場合にも、式４５が示すように、幾何学的位相差に制約条件は存在せず、また、送出電極・反射電極の各電極指幅は、式４５を満たし、送出電極と反射電極の各アドミタンスが異なり、絶対値が等しい電極構造であれば良い。
【０１４２】
なお、今まで述べてきたように、完全一方向性を得るために、所定の構成条件のもと、各電極を配置するとともに、さらにＭＥＬを抑圧するため、前記ミアンダ電極に空隙部を設けた構成とする弾性表面波装置も考えられる。
【０１４３】
ところで、本装置の各種応用例も考えられる。
【０１４４】
まず、上記の弾性表面波装置を、少なくとも１以上備えた弾性表面波機器も考えられる。
【０１４５】
さらに、上記の弾性表面波装置を、少なくとも１以上備え、弾性表面波装置を電気信号フィルタとして用い、該弾性表面波装置を内蔵した通信装置も考えられる。
【０１４６】
図３１に、本発明の第１６実施例である通信装置の構成図を示す。
【０１４７】
本通信装置は、フィルタ６１，アンテナ６０，ミキサ６３，ダウンコンバータＰＬＬシンセサイザ，アップコンバータＰＬＬシンセサイザ，ＩＦフィルタ，変調器，復調器，Ｔ／Ｒスイッチ，増幅器６２を有して構成される。
【０１４８】
フィルタ６１には、本発明にかかる弾性表面波装置が採用されている。
【０１４９】
ミキサ６３，ダウンコンバータＰＬＬシンセサイザ，アップコンバータＰＬＬシンセサイザ，ＩＦフィルタ，変調器，復調器，Ｔ／Ｒスイッチ，増幅器６２は、例えば、抵抗，トランジスタ，コイル，コンデンサ，各種ＣＭＯＳ，専用ＬＳＩ等にて実現できる。
【０１５０】
さて、信号は、変調器にて変調され、該変調信号とアップコンバータＰＬＬシンセサイザの信号は、ミキサ６３にてミキシングされる。該ミキシング信号は、増幅器６２にて増幅されたのち、フィルタ６１にてフィルタリングされ、Ｔ／Ｒスイッチが「Ｔ」側（ｔｒａｎｓｍｉｔ側）に接続されているとき、アンテナ６０を介して所定領域に信号は送信される。
【０１５１】
これが送信時の動作であるが、受信時の動作は、以下のようになる。
【０１５２】
アンテナ６０を介して受信された信号は、Ｔ／Ｒスイッチが「Ｒ］側（ｒｅｃｉｅｖｅ側）に接続されているとき、フィルタ６１にてフィルタリングされた後、増幅器６２にて増幅され、該増幅信号は、ダウンコンバータＰＬＬシンセサイザの出力信号とともにミキサ６３にてミキシングされるＩＦ信号となる。
【０１５３】
該ＩＦ信号は、ＩＦフィルタ透過後、復調器にて復調処理され所望の信号が得られることになる。
【０１５４】
以上が図３１に示す通信装置の動作説明である。
【０１５５】
各種の通信装置においては、製造の際、小形・軽量化が要求されるため、弾性表面波フィルタに必要な周辺素子は、可能な限りで少ないほうが良い。
【０１５６】
本発明にかかる弾性表面波フィルタを用いることにより、図３１に示される通信装置等の高性能化および移相器素子削減による小型化が実現できる。
【０１５７】
また、移相器素子を削減した場合、移相器素子のバラツキ等に対処するために必要とした諸調整を簡略化することができる。
【０１５８】
以上のように、所定の構成条件で送出電極，反射電極，ミアンダ電極等を配置することによって、ＴＴＥの抑圧ひいては、完全一方向性を実現した弾性表面波装置を実現することができ、その応用装置も各種考えられる。
【０１５９】
図３２は、本発明にかかる弾性表面波装置の第１７実施例を示したものであり、弾性表面波基板７１と、該基板上に形成された導電性薄膜電極を有して構成される。
【０１６０】
更に、本実施例において、前記導電性薄膜電極は、すだれ状送出電極７３、すだれ状反射電極７４、およびミアンダー電極７５を有して構成される。また、７６は、弾性表面波のアブソーバーである。
【０１６１】
本実施例においては、ミアンダー電極を設けた構成としているが、ミアンダー電極を必ずしも使用しなくても良い。
【０１６２】
本実施例である弾性表面波装置は、例えば、高周波電気信号のフィルターとして機能する。なお、電極指膜厚を０．０１５λ（弾性表面波の中心波長をλとする）したもので、弾性表面波エネルギー伝搬の順方向と逆方向の挿入損失の周波数特性は、例えば、図３５に示される。
【０１６３】
図３５において、横軸は弾性表面波の周波数、縦軸は減衰量を示し、下方にいくほど減衰量が多くなることを意味する。７７，７８は、それぞれ、順方向，逆方向の挿入損失の周波数特性を示す曲線である。
【０１６４】
また、電極指幅，電極指膜厚と弾性表面波エネルギーの挿入損失の周波数特性の順方向と逆方向の差である方向性との関係を、図３３，図３４に示す。
【０１６５】
この図３３，３４は、あとに説明する図３６に示すパターンにおける特性を示したものである。
【０１６６】
これにより、電極指幅および、電極指膜厚は、以下実施例に示す値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべて、それぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できることが分かる。このとき、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で変更し、電極指一本あたりの特性インピーダンスを変化させることで、方向性を図３４に示すように変化させることが可能となる。すなわち所望の方向性が得られるように弾性表面波装置を構成することが可能となることが分かる。
【０１６７】
すなわち、電極パターンの一周期の構成を考えた場合、弾性表面波エネルギーの、各電極エッジでの音響的反射を重ねあわせると、順方向と逆方向で、振幅および位相が異なり、弾性表面波の伝搬に関して方向性を有することになるからである。
【０１６８】
以下、移相器の数が削減可能なほど、高い値の方向性を与える代表的パターンについて説明していく。
【０１６９】
図３６は、本発明の弾性表面波装置の第１８実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極、７５は、ミアンダ電極を示す。
【０１７０】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図３６を参照して分かるように、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８の順に構成される。
【０１７１】
前記第１７実施例に示すように、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。このことは、本発明の全ての実施例においていえることである。例えば、一周期あたりの電極パターンの電極指幅を、図５２を参照してわかるように、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙３λ／１６、送出電極の電極指幅５λ／１６、空隙３λ／１６、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙５λ／１６、反射電極の電極指幅λ／１６、空隙５λ／１６、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙３λ／１６、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙３λ／１６の順で構成される場合も有る。
【０１７２】
図３７は、本発明にかかる弾性表面波装置の第１９実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極、７５は、ミアンダ電極を示す。
【０１７３】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき、一周期の電極パターンは、図３７を参照して分かるように、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅３λ／１６、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙λ／８の順に構成される。
【０１７４】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギ−の方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０１７５】
図３８は、本発明にかかる弾性表面波装置の第２０実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極、７５は、ミアンダ電極を示す。
【０１７６】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図３８を参照して分かるように、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅λ／４、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／４の順に構成される。
【０１７７】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０１７８】
図３９は、本発明にかかる弾性表面波装置の第２１実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極、７５は、ミアンダ電極を示す。
【０１７９】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図３９を参照して分かるように、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅５λ／１６、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙３λ／１６の順に構成される。
【０１８０】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０１８１】
図４０は、本発明にかかる弾性表面波装置の第２２実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極、７５は、ミアンダ電極を示す。
【０１８２】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図４０を参照して分かるように、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅５λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８の順に構成される。
【０１８３】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０１８４】
図４１は、本発明にかかる弾性表面波装置の第２３実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極、７５は、ミアンダ電極を示す。
【０１８５】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図４１を参照して分かるように、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅３λ／１６、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅５λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙λ／８の順に構成される。
【０１８６】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０１８７】
図４２は、本発明にかかる弾性表面波装置の第２４実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極、７５は、ミアンダ電極を示す。
【０１８８】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図４２を参照して分かるように、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅λ／４、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅５λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／４の順に構成される。
【０１８９】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギ−の方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０１９０】
図４３は、本発明にかかる弾性表面波装置の第２５実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極、７５は、ミアンダ電極を示す。
【０１９１】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図４３を参照して分かるように、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅５λ／１６、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、ミアンダ電極指幅５λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、ミアンダ電極指幅λ／８、空隙３λ／１６の順に構成される。
【０１９２】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギ−の方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０１９３】
図４４は、本発明にかかる弾性表面波装置の第２６実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極を示す。上記までの実施例とことなり、ミアンダ電極は設けていない。
【０１９４】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図４４を参照して分かるように、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、送出電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８の順に構成される。
【０１９５】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０１９６】
図４５は、本発明にかかる弾性表面波装置の第２７実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極を示す。
【０１９７】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図４５を参照して分かるように、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅３λ／１６、空隙λ／４、送出電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅λ／１６、空隙λ／８の順に構成される。
【０１９８】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０１９９】
図４６は、本発明にかかる弾性表面波装置の第２８実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極を示す。
【０２００】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図４６を参照して分かるように、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅λ／４、空隙λ／４、送出電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４の順に構成される。
【０２０１】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０２０２】
図４７は、本発明にかかる弾性表面波装置の第２９実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極を示す。
【０２０３】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図４７を参照して分かるように、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅５λ／１６、空隙λ／４、送出電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙３λ／１６の順に構成される。
【０２０４】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０２０５】
図４８は、本発明にかかる弾性表面波装置の第３０実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極を示す。
【０２０６】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図４８を参照して分かるように、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、送出電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅５λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８の順に構成される。
【０２０７】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。図４９は、本発明にかかる弾性表面波装置の第３１実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極を示す。
【０２０８】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図４９を参照して分かるように、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅３λ／１６、空隙λ／４、送出電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅５λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅λ／１６、空隙λ／８の順に構成される。
【０２０９】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０２１０】
図５０は、本発明にかかる弾性表面波装置の第３２実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極を示す。
【０２１１】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図５０を参照して分かるように、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅λ／４、空隙λ／４、送出電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅５λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４の順に構成される。
【０２１２】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０２１３】
図５１は、本発明にかかる弾性表面波装置の第３３実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極を示す。
【０２１４】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき一周期の電極パターンは、図５１を参照して分かるように、反射電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅３λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅５λ／１６、空隙λ／４、送出電極の電極指幅λ／８、空隙λ／８、反射電極の電極指幅５λ／８、空隙λ／８、送出電極の電極指幅λ／８、空隙λ／４、反射電極の電極指幅λ／８、空隙３λ／１６の順に構成される。
【０２１５】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０２１６】
図５２は、本発明の弾性表面波装置の第３４実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極、７５は、ミアンダ電極を示す。
【０２１７】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき、一周期の電極パターンは、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙３λ／１６、送出電極の電極指幅５λ／１６、空隙３λ／１６、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙５λ／１６、反射電極の電極指幅λ／１６、空隙５λ／１６、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙３λ／１６、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙３λ／１６の順に構成される。
【０２１８】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０２１９】
図５３は、本発明の弾性表面波装置の第３５実施例を示したものであり、弾性表面波基板上に配置する導電性薄膜電極のパターン図である。７３は、すだれ状送出電極、７４は、すだれ状反射電極、７５は、ミアンダ電極を示す。
【０２２０】
本実施例では、膜厚が０．０１５λの場合であり、このとき、一周期の電極パターンは、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙７λ／３２、送出電極の電極指幅４λ／１６、空隙７λ／３２、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙５λ／１６、反射電極の電極指幅λ／１６、空隙５λ／１６、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙３λ／１６、ミアンダ電極指幅λ／１６、空隙３λ／１６の順に構成される。
【０２２１】
前記実施例と同様に、各電極と空隙の並びが上記の順番であれば、電極指幅および、電極指膜厚は、これらの値に限られるものではなく、電極指幅は、各電極指の中心位置は変えず、電極指の一部、もしくはすべてをそれぞれ上記幅より
０≦電極指の増加幅＜λ／８ の範囲で一定幅広げた値、
あるいは、
０≦電極指の縮小幅＜λ／８ の範囲で一定幅縮めた値に設定することで、伝搬する弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。また、電極指膜厚についても、０．００２λ〜０．０５λの範囲で設定すれば、弾性表面波エネルギーの方向性を制御できる。
【０２２２】
図５４は、本発明の弾性表面波装置の第３６実施例を示したものである。
【０２２３】
本装置は、アンテナ７９，送受信切り替えスイッチ８０，受信用フィルタ８１，受信用増幅器８２，受信用ミキサ８３，ダウンコンバータＰＬＬシンセサイザ８４，中間周波数フィルタ８５，復調器８６を具備して構成される受信機と、アンテナ７９，送受心切り替えスイッチ８２，送信用フィルタ８８，送信用増幅器８９，送信用ミキサ９０，アップコンバータＰＬＬシンセサイザ９１，変調器９２を具備して構成される送信機とを有して構成される。
【０２２４】
アンテナ７９は、例えばパラボラアンテナ，ロット型アンテナ等を使用すればよい。
【０２２５】
送受信切り替えスイッチ８０，受信用フィルタ８１，受信用増幅器８２，受信用ミキサ８３，ダウンコンバータＰＬＬシンセサイザ８４，復調器８６，送信用フィルタ８８，送信用増幅器８９，送信用ミキサ９０，アップコンバータＰＬＬシンセサイザ９１，変調器９２等の各構成要素は、例えばＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ，各種ＣＭＯＳ，各種ＴＴＬ，トランジスタ，抵抗，コンデンサ，コイル等の電子デバイスにて実現できる。
【０２２６】
ここで前記中間周波数フィルタ８５として、本発明にかかる弾性表面波装置を使用したフィルタ装置を使用することで、移相器等の周辺素子の数を削減し、装置の小型化を実現できる。
【０２２７】
さて、本装置の動作について説明する。
【０２２８】
まず、与えられた送信信号は、変調器９２にて変調される。この変調信号と、アップコンバータＰＬＬシンセサイザ９１から送られる信号とが、送信用ミキサ９０に入力されミキシング処理され、さらに、該ミキシング処理された信号は、送信用増幅器８９にて増幅される。該増幅信号は、送信用フィルタ８８にてフィルタリングされ、今、送信側に選択されている送受信切り替えスイッチ８２を介し、アンテナ７９によって、所望方向に送信される。
【０２２９】
また、アンテナ７９にて受信された受信信号は、受信側に選択されている送受信切り替えスイッチ８２を介し、受信用フィルタ８１にてフィルタリング処理され、さらに、受信用増幅器８２にて増幅される。該増幅信号と、ダウンコンバータＰＬＬシンセサイザ８４からの出力信号が、受信用ミキサ８３に入力され、中間周波数信号が生成される。該中間周波数信号は、中間周波数フィルタ８５にて、フィルタリング処理され、最終的に、復調器８６にて復調処理され、所望の信号を得ることになる。
【０２３０】
本実施例では、図５４に示す通信装置に本発明にかかる弾性表面波装置を使用しているが、応用例は、通信装置に限らないことはいうまでもない。
【０２３１】
【発明の効果】
音響反射の抑圧により、リップルを抑圧した周波数特性および群遅延時間特性を有する弾性表面波装置とその周辺回路の新規構造を提供できる。
【０２３２】
とくに、一方向性電極においては、リップルを抑圧した周波数特性および群遅延時間特性を有し、移相器が少ないながらも低損失の新規構造を提供することができ、周辺回路の簡略化と装置の小形，高性能化を図ることができる。
【０２３３】
さらに、通信装置の高性能化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 弾性表面波装置の模式図である。
【図２】 グループ型一方向性すだれ状電極の模式図である。
【図３】 内部反射型一方向性すだれ状電極の模式図である。
【図４】 一方向性電極の一般的な等価回路図である。
【図５】 内部消散を含む並列型等価回路である。
【図６】 内部消散を含む直列型等価回路である。
【図７】 双方向性電極（κ＝１）における規格化コンダクタンスと挿入損失と音響反射の関係（並列型内部消散等価回路）である。
【図８】 不完全一方向性電極（κ＝０．５）における規格化コンダクタンスと挿入損失と音響反射の関係（並列型内部消散等価回路）である。
【図９】 完全一方向性電極（κ＝０）における規格化コンダクタンスと挿入損失と音響反射の関係（並列型内部消散等価回路）である。
【図１０】 双方向性電極（κ＝１）における規格化コンダクタンスと挿入損失と音響反射の関係（直列型内部消散等価回路）である。
【図１１】 不完全一方向性電極（κ＝０．５）における規格化コンダクタンスと挿入損失と音響反射の関係（直列型内部消散等価回路）である。
【図１２】 完全一方向性電極（κ＝０）における規格化コンダクタンスと挿入損失と音響反射の関係（直列型内部消散等価回路）である。
【図１３】 内部消散を含むすだれ状電極のコンダクタンスの周波数特性である。
【図１４】 内部消散を含むすだれ状電極の抵抗の周波数特性である。
【図１５】 一方向性電極の散乱行列要素の測定結果である。
【図１６】 一方向性電極の内部消散に関する係数の周波数特性である。
【図１７】 テレビジョン受信機のシステムブロックである。
【図１８】 移動通信用端末のシステムブロックである。
【図１９】 グループ型一方向性電極例の構成図である。
【図２０】 グループが一方向性電極を散乱行列で表わした接続図である。
【図２１】 弾性表面波フィルタの周波数特性と群遅延時間特性例である。
【図２２】 弾性表面波フィルタの構成図例である。
【図２３】 グループ型一方向性電極パターン（１）の説明図である。
【図２４】 グループ型一方向性電極パターン（２）の説明図である。
【図２５】 グループ型一方向性電極パターン（３）の説明図である。
【図２６】 グループ型一方向性電極パターン（４）の説明図である。
【図２７】 グループ型一方向性電極パターン（５）の説明図である。
【図２８】 グループ型一方向性電極パターン（６）の説明図である。
【図２９】 グループ型一方向性電極パターン（７）の説明図である。
【図３０】 グループ型一方向性電極パターン（８）の説明図である。
【図３１】 通信装置への応用例の説明図である。
【図３２】 弾性表面波装置の説明図である。
【図３３】 弾性表面波装置を使用したときの、方向性と電極指幅の関係を表したグラフである。
【図３４】 弾性表面波装置を使用したときの、方向性と電極指幅の関係を表したグラフである。
【図３５】 弾性表面波装置を使用したときの、挿入損失周波数特性である。
【図３６】 弾性表面波装置の説明図である。
【図３７】 弾性表面波装置の説明図である。
【図３８】 弾性表面波装置の説明図である。
【図３９】 弾性表面波装置の説明図である。
【図４０】 弾性表面波装置の説明図である。
【図４１】 弾性表面波装置の説明図である。
【図４２】 弾性表面波装置の説明図である。
【図４３】 弾性表面波装置の説明図である。
【図４４】 弾性表面波装置の説明図である。
【図４５】 弾性表面波装置の説明図である。
【図４６】 弾性表面波装置の説明図である。
【図４７】 弾性表面波装置の説明図である。
【図４８】 弾性表面波装置の説明図である。
【図４９】 弾性表面波装置の説明図である。
【図５０】 弾性表面波装置の説明図である。
【図５１】 弾性表面波装置の説明図である。
【図５２】 弾性表面波装置の説明図である。
【図５３】 弾性表面波装置の説明図である。
【図５４】 弾性表面波装置を使用した通信装置の構成説明図である。
【符号の説明】
１…順方向の音響端子、２…逆方向の音響端子、３…電気端子、４…弾性表面波基板、５…入力すだれ状電極、６…出力すだれ状電極、７…吸音材、８…電極領域、９…電極領域、１０，１１…移相器素子、１２…電源コンダクタンス、１３…電源、１４…出力電気端子、１５…負荷コンダクタンス、１６…移相器、１７…特性インピーダンス、１８…順方向の放射コンダクタンス、１９…逆方向の放射コンダクタンス、２０…内部消散を表わす並列コンダクタンス、２１…内部消散を表わす直列抵抗、２２…すだれ状電極のコンダクタンス周波数特性、２３…周辺回路を含むすだれ状電極の抵抗周波数特性、２４…アンテナ、２５…チューナー部、２６…弾性表面波装置、２７…復調部、２８…映像信号端子、２９…音声信号端子、３０…アンテナ、３１…受信用分波器フィルタ、３２…電圧可変発振器、３３…混合器、３４…弾性表面波装置、３５…ロジック回路、３６…音声出力端子、３７…制御回路、３８…音声入力端子、３９…変調回路、４０…電圧可変発振器、４１…送信用分波器フィルタ、５１…送出電極、５２…反射電極、５３…ミアンダ電極、５４…移相器を含む電気回路、５５…送出・反射電極間の幾何学的位相差、５６…グループ型一方向性電極、５７…双方向性電極、５８…移相器素子（コイル）、５９…容量性電極パターン、６０…アンテナ、６１…フィルタ、６２…増幅器、６３…ミキサ、７１…弾性表面波基板、７２…受波電極、７３…すだれ状送出電極、７４…すだれ状反射電極、７５…ミアンダ電極、７６…アブソーバ、７７…順方向周波数特性、７８…逆方向周波数特性、７９…アンテナ、８０…送受信切り替えスイッチ、８１…受信用フィルタ、８２…受信用増幅器、８３…受信用ミキサ、８４…ダウンコンバータＰＬＬシンセサイザ、８５…中間周波数フィルタ、８６…復調器、８７…送受心切り替えスイッチ、８８…送信用フィルタ、８９…送信用増幅器、９０…送信用ミキサ、９１…アップコンバータＰＬＬシンセサイザ、９２…変調器。[0001]
[Industrial application fields]
  The present invention relates to a surface acoustic wave device, a peripheral circuit, a measuring method thereof, and a communication device using the same.
[0002]
[Prior art]
  The surface acoustic wave device has interdigital electrodes as part of its configuration. This interdigital electrode converts an electric signal into a surface wave or a surface wave into an electric signal. Usually, a bidirectional electrode having the same transmission efficiency (or reception efficiency) in the forward direction (the direction in which the transmission or reception target is arranged) and the reverse direction is often used. On the other hand, unidirectional electrodes in which the forward transmission efficiency (or reception efficiency) is higher than that in the reverse direction are also being studied due to the demand for low loss.
[0003]
  The acoustic reflection on the forward direction side of these interdigital electrodes causes so-called multiple-transmission echo (TTE), and may cause ripples or the like in the frequency characteristics and group delay time characteristics. For this reason, it is necessary to sufficiently suppress acoustic reflection on the forward direction side of the interdigital electrode.
[0004]
  In a unidirectional electrode, the low-loss structure does not necessarily match the structure that suppresses TTE. In such a case, it is necessary to clarify the conditions for a structure having high directivity (ratio of forward and reverse transmission efficiency) and suppressing TTE as much as possible.
[0005]
  Analysis of a surface acoustic wave device is often performed by equivalent circuit calculation using an admittance matrix element or a scattering matrix element. For example, the Institute of Electrical and Electronics Engineers of Sonics and Ultrasonics Vol. 26, No. 6, pp. 426 to 428 (IEEE Transactions on Sonics and Ultrasonics, Vol. SU-26, No. 6, p. Are analyzed using a mixed matrix (P-matrix) of admittance matrix elements and scattering matrix elements. However, it is difficult to say that the relationship between the structure of the interdigital electrode and its acoustic reflection is clear.
[0006]
  In addition, regarding the acoustic reflection of the surface acoustic wave device and the interdigital electrode, only when there is no internal dissipation of the interdigital electrode, the Journal of the Japan Society of Applied Physics, Volume 22, pages 163 to 164 (Jpn. Appl. Phys. Vol. 22 (1983), p.163 to p.164). However, there is no report about the case with internal dissipation.
[0007]
  With regard to the unidirectional interdigital electrode structure, a report of a group-type unidirectional interdigital electrode is described from page 25 to page 30 of the IEICE Technical Report US75-15. In this report, interdigital electrode structures called “120 ° phase type” and “90 ° phase type” are proposed.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
  In the case where there is internal dissipation in the interdigital electrode and the peripheral circuit, it is desired to clarify the acoustic reflection suppression condition of the interdigital electrode and provide a novel structure having frequency characteristics and group delay time characteristics in which ripples are suppressed.
[0009]
  In particular, unidirectional interdigital electrodes are desired to clarify the acoustic reflection suppression conditions including low loss, and to provide a novel structure having low loss and ripple-suppressed frequency characteristics and group delay time characteristics. .
[0010]
  In addition, some unidirectional electrodes require a phase shifter to reduce loss by improving directionality, and the peripheral circuit of the surface acoustic wave device becomes complicated, or the surface acoustic wave device is large. There is a problem such as. For this reason, it is desired to provide a new structure having low-loss and low-loss characteristics with low ripple frequency characteristics and group delay time characteristics.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
  When the radiation conductance of the surface acoustic wave device is Ga and the external load (or signal source) conductance of the surface acoustic wave device is Gl, the loss of the surface acoustic wave device is minimized when Gl / Ga = 1. . Further, when there is no internal dissipation, when Gl / Ga = 1, TTE is also minimized. However, when there is internal dissipation, the TTE is not necessarily minimized when Gl / Ga = 1. Thus, as shown below, conditions for obtaining a low-loss surface acoustic wave device while sufficiently suppressing TTE were derived using a scattering matrix, and the following conditions were obtained.
[0012]
  An equivalent circuit in which the interdigital electrode and the peripheral circuit having internal dissipation are regarded as one circuit, the acoustic terminal in the forward direction of transmission or reception is the terminal 1, the acoustic terminal in the reverse direction is the terminal 2, and the electrical terminal is the terminal 3 so,
    A scattering matrix representing a unidirectional electrode (S),
    (S)Complex conjugate transpose matrix(S *),
    A matrix generated by multiplication of (S) and (S *) is (α),
    Directivity factorκ (= | S _{twenty three} ｜ ² / | S ₁₃ ｜ ² ),
    θ ₁ Arg (s ₁₃ ² s ₃₃ * s ₁₁ * ),
    θ ₂ Arg (s ₃₃ s ₁₃ * ),
    θ _Three Arg (s ₁₃ s ₁₁ * ),
    μα ₁₃ / | S ₁₃ ｜ and Γ

When(Where Gl is the external load (or signal source) conductance, Ga is the radiative conductance, Bt is the combined susceptance with the circuit, b = Gl / Ga, a = Bt / Ga).,
[0013]
[Expression 16]

[0014]
Value of 1/3 or lessThe value of b is derived so that each electrode is arranged to satisfy the derived value of b.To do.
[0015]
  Next, in the interdigital electrode and the peripheral circuit, when the unidirectional electrode is so small that the internal dissipation of the interdigital electrode is negligible,
    Pi, an electrode applied to the reflective electrode,
    Pq, the power applied to the delivery electrode
    When the geometric phase difference between the reflecting electrode and the sending electrode is Φm,
  Pi / Pq = exp (−jΦm)
  (Where exp represents the power of the base of the natural logarithm and j represents the imaginary unit). By changing Φm, the conventionally known “90 ° phase type” and “120 ° phase type” can be obtained. Sufficiently suppresses TTE even with different geometric phase differences, and a low-loss unidirectional electrode can be obtained.
[0016]
  Furthermore, the electrode pattern of the unidirectional interdigital electrode which does not require a phase shifter is shown. Let λ be the wavelength of a surface acoustic wave having an arbitrary frequency. At this time, the lengths in the short direction of the conductive thin film electrode with an arbitrary length in the longitudinal direction are respectively λ / 8 for the first electrode, 3λ / 8 for the second electrode, and λ / 8 for the third electrode. The fourth electrode is λ / 8, the fifth electrode is λ / 8, the sixth electrode is λ / 8, the distance between the first electrode and the second electrode is λ / 8, and the distance between the second electrode and the third electrode is λ / 8, the distance between the third electrode and the fourth electrode is λ / 4, the distance between the fourth electrode and the fifth electrode is λ / 4, and the distance between the fifth electrode and the sixth electrode is λ / 8. The first, third, fifth and sixth electrodes are electrically connected to each other, and form a pair of electrical terminals with the electrically connected second and fourth electrodes. A comb-shaped electrode is formed. By changing the length of each conductive thin film electrode in the short direction of the interdigital electrode, a surface acoustic wave device that sufficiently suppresses TTE and does not require a phase shifter can be obtained.
[0017]
[Action]
  By using this method, it is possible to provide a device configuration condition for suppressing the TTE of the surface acoustic wave device, and to reduce the ripple of the frequency characteristic and the group delay time characteristic. Furthermore, with regard to the unidirectional electrode, it is possible to provide a high-performance surface acoustic wave device having a small ripple and low loss, as well as a reduction in loss, a reduction in phase shifter, and a reduction in size of the device.
[0018]
【Example】
  FIG. 1 schematically shows a surface acoustic wave device using the present invention. On the surface acoustic wave substrate 4, there are an input unidirectional interdigital electrode 5, an output bidirectional interdigital electrode 6 connected to the output electrical terminal 14, and a sound absorbing material 7 for suppressing a reflected wave from the substrate end face. It has been applied. The input unidirectional interdigital electrode 5 is formed of two types of electrode regions 8 and 9. A so-called group-type unidirectional electrode configuration in which the phase shifter elements 10 and 11 are connected to the input electrical terminal 3 is formed. A power source 13 and a power source conductance 12 are connected to the input electrical terminal 3. A load conductance 15 is connected to the output electrical terminal 14. Usually, the surface acoustic wave substrate 4 is 128 ° YXLiNbO _Three Etc., and the electrode is made of aluminum having a film thickness of 1000 to 8000 μm.
[0019]
  The electrode configuration of the group type unidirectional electrode is shown in FIG. Energy is radiated in one direction by the electrical phase difference provided by the phase shifter 16 and the geometric phase difference caused by the electrode arrangement. Here, as shown in FIG. 4, the unidirectional electrode including the phase shift circuit is regarded as one circuit, the forward direction is defined as terminal 1, the reverse direction is defined as terminal 2, and the electrical terminal is defined as terminal 3. FIG. 3 schematically shows the configuration of the internal reflection type unidirectional electrode. In this unidirectional electrode, reflection (Mass-Electrical Loading, MEL) due to the difference in characteristic impedance with respect to the surface acoustic wave between the portion with and without the electrode and the reflection (Regenerated Wave, RW) determined by the electrical load are canceled out. Is getting one way. In this case as well, the forward direction is defined as terminal 1, the reverse direction as terminal 2, and the electrical terminal as terminal 3, as described above. With this terminal definition, a general unidirectional electrode (not a group type, including, for example, the internal reflection type unidirectional electrode shown in FIG. 3) can be represented by an equivalent circuit as shown in FIG. It is. In the figure, the same parts as those in FIG. A characteristic impedance 17 is connected to the acoustic terminal. The unidirectional electrode as described above causes internal dissipation such as conductor loss in the circuit or in the interdigital electrode.
[0020]
  The scattering matrix (S) in the above circuit is
  (S) (S *) = (α) (Equation 1)
Holds. Here, (S) and (α) are 3-by-3 matrices.
[0021]
  The case where the scattering matrix element is a complex number corresponds to a case where there are no restrictions on the connection conditions at the frequency and electrical terminals. From Equation 1, the following three relational expressions are obtained.
[0022]
  ｜ s ₁₁ ｜ ² + | S ₁₂ ｜ ² + | S ₁₃ ｜ ² = Α ₁₁                   ......... (Equation 2)
  ｜ s ₁₃ ｜ ² + | S _{twenty three} ｜ ² + | S ₃₃ ｜ ² = Α ₃₃                   ......... (Equation 3)
  s ₁₃ s ₁₁ * + S _{twenty three} s ₁₂ * + S ₃₃ s ₁₃ * = Α ₁₃                   ......... (Equation 4)
From the above formulas 2, 3 and 4
  ｜ s ₁₃ ｜ ² = (Α ₃₃ −Γ ² ) / (1 + κ)    (Forward) ……… (Formula 5)
  ｜ s _{twenty three} ｜ ² = Κ (α ₃₃ −Γ ² ) / (1 + κ)  (Reverse direction) ......... (Formula 6)
[0023]
[Expression 7]

[0024]
The relationship is obtained. here,
  κ≡ ｜ s _{twenty three} ｜ ² / | S ₁₃ ｜ ²                 (Direction coefficient) ......... (Equation 8)
[0025]
[Equation 9]

[0026]
  b≡Gl / Ga ……… (Equation 10)
  a≡Bt / Ga (...... 11)
  μ≡ | α ₁₃ / S ₁₃ ｜                                   ......... (Equation 12)
  θ ₁ ≡arg (s ₁₃ ² s ₃₃ * s ₁₁ * )                       ......... (Equation 13)
  θ ₂ ≡arg (s ₃₃ s ₁₃ * )                             ......... (Formula 14)
  θ _Three ≡arg (s ₁₃ s ₁₁ * )                             ......... (Equation 15)
It is. Here, Gl is an external load (or signal source) conductance, Ga is a radiation conductance, and Bt is a combined susceptance with a circuit. Here, the acoustic reflection of Equation 7 causes TTE.
[0027]
  For example, TTE causes a ghost failure of a screen in a television receiver or the like, and causes an echo disturbance in voice communication or the like. The allowable ghost detection limit in the television receiver is −30 to −40 dB, and the allowable disturbance detection limit for voice communication or the like is −20 to −30 dB. Therefore, the minimum necessary degree of suppression of TTE can be defined as -20 dB. Since TTE is doubly reflected between the input and output interdigital electrodes, the amount of reflection at one interdigital electrode can be determined to be about 1/3. Therefore,
[0028]
[Expression 16]

[0029]
Value of 1/3 or lessThe value of b is derived so that each electrode is arranged to satisfy the derived value of b.This is the minimum requirement required for the disturbance characteristics of the equipment. In the first embodiment, the above value is set to 1/10. As described above, according to the present embodiment, a surface acoustic wave device having good characteristics in which TTE is suppressed can be obtained.
[0030]
  When the imaginary part at the electrical terminal 3 is canceled at the main response frequency of the interdigital electrode, the scattering matrix element is a real number.
  a = 0 ......... (Equation 17)
  θ ₁ = Θ ₂ = Θ _Three = 0                                    ......... (Equation 18)
Thus, the following formula is obtained from the formulas 5, 6, and 7.
[0031]
  s ₁₃ ² = (Α ₃₃ −γ ² ) / (1 + κ)    (Forward) ……… (Equation 19)
  s _{twenty three} ² = Κ (α ₃₃ −γ ² ) / (1 + κ)  (Reverse direction) ......... (Equation 20)
[0032]
[Expression 21]

[0033]
  κ≡s _{twenty three} ² / S ₁₃ ²                     (Direction coefficient) ... (Equation 22)
  γ≡s ₃₃ = (B-1) / (b + 1)    (Electric reflection) ... (Equation 23)
  μ≡α ₁₃ / S ₁₃                                        ......... (Equation 24)
Therefore, as mentioned above
[0034]
[Expression 25]

[0035]
Value of 1/3 or lessThe value of b is derived so that each electrode is arranged to satisfy the derived value of b.By doing so, acoustic reflection can be suppressed. In the second embodiment, the value of Expression 25 is set to 1/10 with the imaginary part of the electrical terminal canceled at the center frequency. As described above, according to this example, a surface acoustic wave device having good in-band flatness was obtained.
[0036]
  It has been found that the above case is represented by a relatively simple equivalent circuit as shown in FIGS. In FIG. 5, the same parts as those in FIG. 1 are indicated by the same symbols. FIG. 5 is a parallel equivalent circuit in which internal dissipation is expressed by parallel conductance, and FIG. 6 is a series equivalent circuit in which internal dissipation is expressed by series resistance. In the figure, the radiation conductance 18 in the forward direction is represented by (κ + 1) Ga, and the radiation conductance 19 in the reverse direction is represented by (κ + 1) Ga / κ. A parallel conductance 20 representing internal dissipation and a series resistance ru21 are connected to each circuit. Acoustic reflection when using the circuit of FIG.S ₁₁ And insertion lossS ₁₃ Is
[0037]
[Equation 26]

[0038]
[Expression 27]

[0039]
In addition, the above b and
  g≡gu / Ga ……… (Equation 28)
Using,
[0040]
[Expression 29]

[0041]
[30]

[0042]
It is expressed as As before, regarding acoustic reflection
[0043]
[31]

[0044]
By making the absolute value of 1/3 or less, good characteristics can be obtained. Similarly, when the circuit of FIG.S ₁₁ And insertion lossS ₁₃ Is
[0045]
[Expression 32]

[0046]
Is
[0047]
[Expression 33]

[0048]
In addition, the above b and
  r≡ru · Ga = ru / Ra (Equation 34)
Using,
[0049]
[Expression 35]

[0050]
[Expression 36]

[0051]
It is expressed as As before, regarding acoustic reflection
[0052]
[Expression 37]

[0053]
The absolute value of 1/3 or lessThe value of b is derived so that each electrode is arranged to satisfy the derived value of b.By doing so, good characteristics can be obtained. Further, when the above value is expressed in dB unit,
  P ₁₁ = 20log (S ₁₁ )                             ......... (Equation 38)
  P ₁₃ = 20log (S ₁₃ )                             ......... (Equation 39)
It becomes.
[0054]
  FIG. 7 to FIG. 12 show the calculation results for some examples. FIG. 7 to FIG. 9 show the case where the internal dissipation is represented in parallel, FIG. 7 shows a case of a bidirectional electrode (κ = 1), and FIG. 8 shows a case of an incomplete unidirectional electrode (κ = 0.5). FIG. 9 shows the case of a perfectly unidirectional electrode (κ = 0). In addition, the solid line indicates the insertion loss, and the broken line indicates the acoustic reflection suppression degree. Overall, when there is internal dissipation (gu / Ga = 0.5), the minimum loss point is shifted to the right side (the side where Gl / Ga is large), and the acoustic reflection suppression point is the left side (Gl / Ga). Has moved to the smaller side). 10 to 12 show the internal dissipation in series, and FIG. 10 shows a bidirectional electrode (κ = 1), FIG. 11 shows an incomplete unidirectional electrode (κ = 0.5). In the case of FIG. 12, FIG. 12 shows a complete unidirectional electrode (κ = 0). In addition, the solid line indicates the insertion loss, and the broken line indicates the acoustic reflection suppression degree. Overall, when there is internal dissipation (ru · Ga = 0.5), the minimum loss point is shifted to the left side (the side where Gl / Ga is small), and the acoustic reflection suppression point is the right side (Gl / Ga). Has moved to the larger side). In a normal circuit (including interdigital electrodes), the dissipative component of the equivalent circuit is 5% or more, and therefore r ≧ 0.05 and g ≧ 0.05. Therefore, for example, when the internal dissipation is represented in FIG. 6, the condition for maximizing the acoustic reflection suppression degree is obtained by setting Equation (35) to zero, and any directionality (0 ≦ κ ≦ 1) can be obtained. As a condition for b to be included, a condition that b is 1.05 or more is required. Also, the internal dissipation is represented in FIG. 5, and in the case of perfect unidirectionality (κ = 0), the condition that b is smaller than 0.95 is obtained. In the third example, in the case where the internal dissipation is shown in FIG. 5, good acoustic reflection characteristics were obtained with κ = 0 (complete unidirectionality), g = 0.5, and b = 0.5. Further, in the fourth example, in the case where the internal dissipation is shown in FIG. 6, good acoustic reflection characteristics were obtained with κ = 0 (complete unidirectional), r = 0.5, and b = 2.0. As apparent from FIGS. 12 and 9, the acoustic reflection suppression region is expanded by intentionally increasing the internal dissipation (g, r, 0 → 0.5). As a result, there is little change in characteristics due to variations in the element values of the surface acoustic wave element and peripheral elements. As described above, according to the third and fourth embodiments, it is possible to obtain a circuit having a small variation in device characteristics.
[0055]
  In the above embodiment, the conductance (or resistance) value related to internal dissipation is intentionally inserted, so that the value is clear. However, in an actual circuit, even if internal dissipation is not intentionally included as in the above example, it is inevitably necessary. In particular, the elements and circuits have internal dissipation. Therefore, in order to obtain good acoustic reflection suppression characteristics, it is necessary to know the conductance (or resistance) value related to internal dissipation. FIG. 13 shows the conductance frequency characteristic 22 of the interdigital electrode including the peripheral circuit, and FIG. 14 shows the resistance frequency characteristic 23 of the interdigital electrode including the peripheral circuit. As shown in the figure, a constant relating to internal dissipation can be obtained from the conductance (or resistance) value at the pole frequency and the value at the main response frequency. As described above, according to this embodiment, it is possible to obtain a good acoustic reflection suppression characteristic even when the internal dissipation is not intentionally included.
[0056]
  According to the inventors' investigation, the coefficient for internal dissipation of interdigital electrodesα ₃₃ Is
[0057]
[Formula 40]

[0058]
I found out that In particular, when the conductor loss (such as phase shifter loss) in the circuit is large, the contribution of the first-order term (1 + s ₃₃ Or1-s ₃₃ One of the terms) becomes larger. If internal dissipation is represented by the equivalent circuit of FIG.α ₃₃ Is
[0059]
[Expression 41]

[0060]
In the case shown in FIG.
[0061]
[Expression 42]

[0062]
It becomes. In such a case,α ₃₃ Is
[0063]
[Expression 43]

[0064]
It is expressed. ξ isS ₃₃ The meanings of both the sign before and the correction coefficient of the measured phase error are combined.
[0065]
  For confirmation, comparison with the experiment was performed. Experiment is X-112 °LiTaO _Three The measurement was performed using a non-weighted electrode having a center frequency of 53.5 MHz, an opening of 1000 μm, and 2 to 15 groups formed on the substrate. The forward and reverse characteristics were measured by placing monitor electrodes with a small number of electrodes in each direction. The measurement results are shown in FIG. Internal dissipative matrix elementα ₃₃ Was determined using Equation 15. The obtained result is shown by a broken line in FIG. It shows a large frequency dependence. Next, using formula 46, electrical reflections ₃₃ Fromα ₃₃ Asked. In this case, constants are obtained by fitting the experimental values at three points of the first zero point frequency (52 MHz, 55 MHz) and the second zero point frequency (50 MHz), which have little influence on the radiation characteristics.α ₀ ,β ₁ , Ξ. as a result,α ₀ = 0.41,β ₁ = 0.5 and ξ = 117 ° were obtained. The solid line in FIG. 16 indicates the calculation result according to Equation 22. The same tendency as the above measurement results is shown, and both agree well.
[0066]
  FIG. 17 is a system block of a television receiver using the surface acoustic wave device of the present invention. The signal input from the antenna 24 is converted into an intermediate frequency (IF) by the tuner unit 25, passes through the surface acoustic wave device 26 of the present invention, the video signal is sent to the terminal 28, and the audio signal is sent to the demodulator 27. It is output to the terminal 29. Since the surface acoustic wave device 26 of the present invention is used for the intermediate frequency filter, an IF circuit with high group delay time flatness and high detection linearity is possible. As described above, if this embodiment is used, a television receiver having good demodulation performance can be obtained.
[0067]
  FIG. 18 is a system block of a mobile communication telephone using the surface acoustic wave device of the present invention. The signal input from the antenna 30 passes through the first-stage receiving duplexer filter 31 and is mixed with the signal sent from the voltage variable oscillator 32 by the mixer 33, and the unidirectional interdigital electrode of the present invention. The signal for one channel is selected by the intermediate frequency filter 34 using the signal, converted into an audio signal by the demodulation and logic circuit 35, and output to the audio output terminal 36. On the other hand, an intermediate frequency conversion reference signal is sent from the demodulation logic circuit 35 to the control circuit 37 of the voltage variable oscillator 32. At the same time, the audio signal sent from the audio input terminal 38 is sent to the modulation circuit 39 by the demodulation and logic circuit 35. The modulation circuit 39 modulates the signal by mixing the modulation signal from the voltage variable oscillator 40. Further, the modulated signal passes through the transmission duplexer filter 41 and is output from the antenna. A control signal is also sent from the voltage variable oscillator 40 to the control circuit 37 for reception, and is synchronized. Since the elastic table device of the present invention having a low loss and a high group delay time flatness is used for the intermediate frequency filter 34, when this embodiment is used, a highly sensitive demodulation performance with a high linearity can be obtained. A mobile telephone with high performance is obtained.
[0068]
  First, the arrangement conditions of the components of the unidirectional electrode are obtained.
[0069]
  The TTE suppression condition when the surface acoustic wave device is unidirectional can be obtained by substituting κ = 0 in Equations 31 and 37. Therefore, the TTE suppression condition of a perfectly unidirectional electrode that is so small that internal dissipation can be ignored is expressed by the following equation 44.
[0070]
  b = 1 (Equation 44)
(However, b = Gl / Ga where Gl is the admittance of the power source and Ga is the admittance of the electrical terminal of the surface acoustic wave device)
  Next, regarding a group-type unidirectional electrode, which is an example of a surface acoustic wave device, scattering of a completely unidirectional configuration condition when the geometric phase difference between the transmitting and reflecting electrodes is not an odd multiple of π / 2. Derived by a matrix method.
[0071]
  FIG. 19 shows a configuration diagram of a group-type unidirectional electrode.
[0072]
  This configuration example includes a sending electrode 51, a reflecting electrode 52, a meander electrode 53, and an electric circuit 54.
[0073]
  In general, a group-type unidirectional electrode includes a substrate having piezoelectricity, a sending electrode 51, a reflecting electrode 52, and a meander electrode 53 provided on the substrate, and further, as shown in FIG. A phase shifter that gives an electrical phase difference between the transmitting and reflecting electrodes is required as a peripheral circuit.
[0074]
  An element necessary for demonstrating the performance of the surface acoustic wave device is an electric circuit (including a phase shifter) 54, and a group-type unidirectional electrode is represented by an n-terminal circuit connection represented by a scattering matrix. This is shown in FIG.
[0075]
  In FIG. 20, S is a delivery electrode, T is a reflection electrode, U is an electric circuit, and P is a propagation path of a surface acoustic wave between the delivery and reflection electrodes.
[0076]
  The derivation of the configuration conditions using the equivalent circuit shown in FIG. 20 was performed under the following conditions.
[0077]
  First, the first condition relates to the transmission / reflection electrode, and a. Reversibility between terminals, b. Symmetry between acoustic terminals, c. The unitary nature of the scattering matrix was a condition.
[0078]
  Next, the second condition relates to an electric circuit, and a. Reversibility between terminals, b. The power supply and the terminal 3 are required to be matched.
[0079]
  Further, the third condition relates to the propagation path, and a. No reflections, b. The condition is that there is no propagation loss.
[0080]
  Furthermore, as a fourth condition, the frequency region is set to the vicinity of the propagation center frequency in order to obtain the configuration condition of the surface acoustic wave device.
[0081]
  As for the third condition a and b, both the actual surface acoustic wave devices are approximated.
[0082]
  Using these conditions, the interaction between the transmitting and reflecting electrodes is taken into consideration, and the completely unidirectional constituent condition of the group-type unidirectional electrode is derived as shown in Equation 45 below.
[0083]
  Pi / Pq = exp (−jΦm) (Equation 45)
  (Where Pi is the power applied to the reflective electrode, Pq is the power applied to the delivery electrode, exp is the power of the base of the natural logarithm, j is the imaginary unit, and Φm is the geometry of the reflective / send electrode) Represents a phase difference, Φm ≠ (180 · n) °, n: integer)
  FIG. 21 shows an example of frequency characteristics and group delay time characteristics of the surface acoustic wave filter according to the seventh embodiment of the present invention.
[0084]
  In this filter, ST cut quartz is used as a substrate, Al is vapor-deposited on the substrate, and an interdigital electrode having a film thickness of 0.5 μm is formed by etching.
[0085]
  160 pairs of unidirectional electrodes having a geometric phase difference of 4π / 3 are used as input electrodes, and 190 pairs of weighted bidirectional electrodes are used as output electrodes.
[0086]
  FIG. 47 shows a configuration example of the seventh embodiment.
[0087]
  This configuration includes a group type unidirectional electrode 56, a bidirectional electrode 57, a phase shifter element (coil) 58, and a power source.
[0088]
  By applying the condition of Formula 44 for the unidirectional electrode on the input side, the component caused by RW can be sufficiently suppressed even in TTE.
[0089]
  As a result, as shown in FIG. 21, a surface acoustic wave filter is realized in which no ripple exists in the signal pass band and the group delay time deviation (the ripple of the group delay time deviation) is sufficiently suppressed. .
[0090]
  The configuration conditions shown in Expression 44 can be applied not only to the substrate and electrode configuration shown in the seventh embodiment, but also to all other types of substrates and unidirectional electrode configurations.
[0091]
  FIG. 23 shows an electrode configuration diagram of a surface acoustic wave device according to an eighth embodiment of the present invention.
[0092]
  The electrodes are configured to have a delivery electrode 51, a reflection electrode 52, and a meander electrode 53.
[0093]
  Reference numeral 55 represents a geometric phase difference between the transmission and reflection electrodes. In addition, this electrode has shown 1 group of unidirectional electrodes.
[0094]
  Λ represents the wavelength of the surface acoustic wave at the center frequency in the signal pass band.
[0095]
  In this embodiment, the geometric phase difference between the transmitting and reflecting electrodes can be set to any value by changing L in the drawing.
[0096]
  As shown in Equation 45, there is no particular constraint on the geometric phase difference, and if each electrode finger width of the transmission electrode and the reflection electrode has an electrode structure satisfying Equation 45, the value is particularly problematic. It will not be.
[0097]
  By using this electrode configuration for part or all of the surface acoustic wave device electrode and arranging each electrode so as to satisfy the condition of Equation 44, the component caused by RW in TTE can be suppressed, It is possible to reduce the ripple in the signal passband and suppress the group delay time deviation.
[0098]
  FIG. 24 shows an electrode configuration diagram of a surface acoustic wave device according to a ninth embodiment of the present invention.
[0099]
  Also in the present embodiment, the electrode is configured to include the delivery electrode 51, the reflection electrode 52, and the meander electrode 53. L represents the geometric phase difference between the transmitting and reflecting electrodes.
[0100]
  This electrode represents one group of unidirectional electrodes, and is designed to satisfy the condition of Expression 45 derived so as to satisfy the condition of Expression 44.
[0101]
  The condition of Equation 45 is that there is no constraint on the geometric phase difference between the transmission electrode and the reflection electrode. Therefore, if L is set to an appropriate value, the absolute value of each admittance of the transmission electrode and the reflection electrode will be different. Thus, even with one phase shifter element, complete unidirectionality can be realized.
[0102]
  By using this electrode configuration for part or all of the surface acoustic wave device electrode, by suppressing the component caused by RW in TTE, the ripple in the signal pass band and the group delay time deviation can be reduced. The surface acoustic wave device can be configured in which suppression is possible and the number of phase shifter elements is reduced to one. Also in this case, as long as the electrode finger widths L of the transmission electrode and the reflection electrode satisfy Expression 45, any value is not a problem.
[0103]
  FIG. 25 shows an electrode configuration diagram of a surface acoustic wave device according to a tenth embodiment of the present invention.
[0104]
  Also in the present embodiment, the electrode is configured to include the sending electrode 51, the reflecting electrode 52, and the meander electrode 53.
[0105]
  This electrode also represents one group of unidirectional electrodes and is manufactured so as to satisfy the condition of Expression 45, which is derived so as to satisfy the condition of Expression 44, and further has a configuration for suppressing MEL.
[0106]
  In the configuration condition of Expression 45, since there is no constraint condition on the geometric phase difference between the transmission and reflection electrodes, it is possible to have a configuration in which MEL is completely suppressed.
[0107]
  In addition, as in the above embodiment, complete unidirectionality can be realized even if only one phase shifter element is provided.
[0108]
  By using this electrode configuration for part or all of the surface acoustic wave device electrodes, it is possible to reduce the ripple in the signal passband by suppressing the TTE and to suppress the group delay time deviation. A surface acoustic wave device that is reduced to a number can be configured.
[0109]
  Also in this case, as shown in Expression 45, there is no constraint on the geometric phase difference, and the electrode finger widths of the transmission electrode and the reflection electrode satisfy Expression 45, and the admittance of each of the transmission electrode and the reflection electrode is Any electrode structure may be used as long as the absolute value is set to a different value and the MEL is suppressed.
[0110]
  FIG. 26 shows an electrode configuration diagram of a surface acoustic wave device according to an eleventh embodiment of the present invention.
[0111]
  Also in the present embodiment, the electrode is configured to include the sending electrode 51, the reflecting electrode 52, and the meander electrode 53.
[0112]
  Similar to the tenth embodiment, the electrode represents one group of unidirectional electrodes, and is produced so as to satisfy the condition of Expression 45, which is derived so as to satisfy the condition of Expression 44, and further suppresses MEL. It is the composition to do.
[0113]
  Further, as in the tenth embodiment, complete unidirectionality can be realized even with one phase shifter element.
[0114]
  Both the tenth embodiment and the eleventh embodiment are electrode configurations of a surface acoustic wave device that enables MEL suppression in response to changes in L in the ninth embodiment.
[0115]
  In both the tenth and eleventh embodiments, there is no constraint on the geometric phase difference corresponding to L in the ninth embodiment, MEL suppression is possible, and one phase shifter element is provided. Just a good configuration.
[0116]
  FIG. 27 shows an electrode configuration diagram of a surface acoustic wave device according to a twelfth embodiment of the present invention.
[0117]
  Also in the present embodiment, the electrode is configured to include the sending electrode 51, the reflecting electrode 52, and the meander electrode 53.
[0118]
  This electrode also shows one group of unidirectional electrodes, and is configured to satisfy the condition of Expression 45 derived so as to satisfy the condition of Expression 44. Like the ninth embodiment, , The component caused by RW can be suppressed, and the ripple in the signal passband can be reduced and the group delay time deviation can be suppressed.
[0119]
  This electrode is designed so that the admittances of the sending electrode and the reflecting electrode are different and the absolute values thereof are the same, and the configuration is such that complete unidirectionality can be realized with less than one phase shifter element provided. is there.
[0120]
  By using this electrode configuration for some or all of the electrodes of the surface acoustic wave device, it is possible to reduce the ripple in the signal passband and suppress the group delay time deviation due to the TTE suppression. A surface acoustic wave device reduced to one or less can be obtained.
[0121]
  Also in this case, as shown in Expression 45, there is no constraint on the geometric phase difference, and the electrode finger widths of the transmission electrode and the reflection electrode satisfy Expression 45, and each of the transmission electrode and the reflection electrode As long as the admittances are different and the electrode structures have the same absolute value for each admittance, the values are not a problem.
[0122]
  FIG. 53 shows an electrode configuration diagram of a surface acoustic wave device according to a thirteenth embodiment of the present invention.
[0123]
  Also in the present embodiment, the electrode is configured to include the sending electrode 51, the reflecting electrode 52, and the meander electrode 53.
[0124]
  This electrode also represents one group of unidirectional electrodes, and is configured to satisfy the condition of Expression 45, which is derived so as to satisfy the condition of Expression 44, and further suppresses MEL.
[0125]
  The configuration condition represented by Equation 45 can realize a configuration in which MEL is completely suppressed because there is no constraint on the geometric phase difference between the transmission and reflection electrodes.
[0126]
  Further, as in the eleventh embodiment, complete unidirectionality can be realized even with one or less phase shifter elements.
[0127]
  By using this electrode configuration for part or all of the surface acoustic wave device electrode, it is possible to reduce the ripple in the signal passband and suppress the group delay time deviation by suppressing the TTE. A surface acoustic wave device reduced to less than the number can be obtained.
[0128]
  In this case as well, there is no constraint on the geometric phase difference as shown in Expression 45, and the electrode finger widths of the sending electrode and the reflecting electrode satisfy Expression 45, and the admittances of the sending electrode and the reflecting electrode are satisfied. As long as the electrode structure has a different absolute value and can be configured to suppress MEL, the value of each electrode finger width is not a problem.
[0129]
  FIG. 29 shows an electrode configuration diagram of a surface acoustic wave device according to a fourteenth embodiment of the present invention.
[0130]
  Also in the present embodiment, the electrode is configured to include the sending electrode 51, the reflecting electrode 52, and the meander electrode 53.
[0131]
  Similar to the twelfth embodiment, the electrode represents one group of unidirectional electrodes, and is configured to satisfy the condition of Expression 45 derived so as to satisfy the condition of Expression 44. It is configured to suppress. Further, as in the above-described embodiment, complete unidirectionality can be realized even if one or less phase shifter elements are provided.
[0132]
  Both the thirteenth and fourteenth embodiments are electrode configurations of a surface acoustic wave device that enables MEL suppression in accordance with changes in L in the twelfth embodiment.
[0133]
  In both the thirteenth and fourteenth embodiments, there is no constraint on the geometric phase difference corresponding to L in the twelfth embodiment, MEL suppression is possible, and there are one or less phase shifter elements. Any configuration is acceptable.
[0134]
  FIG. 30 shows an electrode configuration diagram of a surface acoustic wave device according to a fifteenth embodiment of the present invention.
[0135]
  The present embodiment is configured to have a delivery electrode 51, a reflection electrode 52, a meander electrode 53, and a capacitive electrode pattern 59.
[0136]
  This electrode represents one group of unidirectional electrodes, and is configured to satisfy the condition of Expression 45, which is derived so as to satisfy the condition of Expression 44. It is possible to reduce the ripple in the signal passband and suppress the group delay time deviation.
[0137]
  This electrode is manufactured so that the admittances of the sending electrode and the reflecting electrode are different and have the same absolute value, and it is an electrode configuration that can realize complete unidirectionality with less than one phase shifter element. .
[0138]
  By providing a capacitive electrode pattern 59 configured as shown in FIG. 30 as a phase shifter element on a piezoelectric substrate, the surface acoustic wave device has a configuration that does not require any phase shifter element.
[0139]
  In this way, the surface acoustic wave device does not require any external phase shifter element by providing at least one of a capacitive or inductive electrode pattern on the piezoelectric element substrate as the phase shifter element. Can be configured.
[0140]
  By using this electrode configuration for part or all of the surface acoustic wave device electrode, it is possible to reduce the ripple in the signal passband and suppress the group delay time deviation due to the suppression of TTE, and further, the phase shifter element Thus, a surface acoustic wave device that does not need to be obtained can be obtained.
[0141]
  Also in this case, as shown in Expression 45, there is no constraint on the geometric phase difference, and the electrode finger widths of the transmission electrode and the reflection electrode satisfy Expression 45, and the transmission electrode and the reflection electrode Any electrode structure that has different admittances and the same absolute value may be used.
[0142]
  As described so far, in order to obtain complete unidirectionality, each electrode is arranged under a predetermined configuration condition, and a gap is provided in the meander electrode to further suppress MEL. A surface acoustic wave device having a configuration is also conceivable.
[0143]
  By the way, various application examples of this apparatus are also conceivable.
[0144]
  First, a surface acoustic wave device provided with at least one or more of the above surface acoustic wave devices is also conceivable.
[0145]
  Further, a communication device that includes at least one of the above-described surface acoustic wave devices, uses the surface acoustic wave device as an electric signal filter, and incorporates the surface acoustic wave device is also conceivable.
[0146]
  FIG. 31 shows a configuration diagram of a communication apparatus according to the sixteenth embodiment of the present invention.
[0147]
  The communication apparatus includes a filter 61, an antenna 60, a mixer 63, a down-converter PLL synthesizer, an up-converter PLL synthesizer, an IF filter, a modulator, a demodulator, a T / R switch, and an amplifier 62.
[0148]
  The filter 61 employs the surface acoustic wave device according to the present invention.
[0149]
  The mixer 63, down-converter PLL synthesizer, up-converter PLL synthesizer, IF filter, modulator, demodulator, T / R switch, amplifier 62 are realized by resistors, transistors, coils, capacitors, various CMOSs, dedicated LSIs, etc. it can.
[0150]
  The signal is modulated by the modulator, and the modulated signal and the signal from the upconverter PLL synthesizer are mixed by the mixer 63. The mixing signal is amplified by the amplifier 62 and then filtered by the filter 61. When the T / R switch is connected to the “T” side (transmit side), a signal is transmitted to the predetermined region via the antenna 60. Is sent.
[0151]
  This is the operation during transmission, but the operation during reception is as follows.
[0152]
  When the T / R switch is connected to the “R” side (receive side), the signal received via the antenna 60 is filtered by the filter 61, then amplified by the amplifier 62, and the amplified signal Becomes an IF signal mixed by the mixer 63 together with the output signal of the down-converter PLL synthesizer.
[0153]
  The IF signal passes through the IF filter and is demodulated by a demodulator to obtain a desired signal.
[0154]
  The above is the description of the operation of the communication apparatus illustrated in FIG.
[0155]
  Since various types of communication devices are required to be small and light when manufacturing, it is preferable that the number of peripheral elements required for the surface acoustic wave filter is as small as possible.
[0156]
  By using the surface acoustic wave filter according to the present invention, it is possible to achieve high performance and downsizing by reducing the phase shifter elements of the communication device shown in FIG.
[0157]
  Further, when the number of phase shifter elements is reduced, various adjustments necessary for dealing with variations of the phase shifter elements can be simplified.
[0158]
  As described above, by arranging the transmitting electrode, the reflecting electrode, the meander electrode, and the like under a predetermined configuration condition, it is possible to realize a surface acoustic wave device that realizes the suppression of TTE and thus complete unidirectionality. Various devices are also conceivable.
[0159]
  FIG. 32 shows a surface acoustic wave device according to a seventeenth embodiment of the present invention, which comprises a surface acoustic wave substrate 71 and a conductive thin film electrode formed on the substrate.
[0160]
  Further, in the present embodiment, the conductive thin film electrode is configured to have an interdigital delivery electrode 73, an interdigital reflective electrode 74, and a meander electrode 75. Reference numeral 76 denotes a surface acoustic wave absorber.
[0161]
  In this embodiment, the meander electrode is provided. However, the meander electrode is not necessarily used.
[0162]
  The surface acoustic wave device according to this embodiment functions as, for example, a filter for high-frequency electrical signals. In addition, the electrode finger film thickness is 0.015λ (where the center wavelength of the surface acoustic wave is λ). Indicated.
[0163]
  In FIG. 35, the horizontal axis indicates the surface acoustic wave frequency, and the vertical axis indicates the amount of attenuation, which means that the amount of attenuation increases toward the bottom. 77 and 78 are curves showing the frequency characteristics of the insertion loss in the forward direction and the reverse direction, respectively.
[0164]
  Further, FIG. 33 and FIG. 34 show the relationship between the electrode finger width, the electrode finger film thickness, and the directivity that is the difference between the forward direction and the reverse direction of the frequency characteristics of the insertion loss of surface acoustic wave energy.
[0165]
  33 and 34 show characteristics in the pattern shown in FIG. 36 described later.
[0166]
  Thereby, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to the values shown in the following examples, and the electrode finger width does not change the center position of each electrode finger, and part or all of the electrode fingers. , Each from the above width
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    It can be seen that the directivity of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. At this time, the electrode finger film thickness is also changed in the range of 0.002λ to 0.05λ, and the directionality can be changed as shown in FIG. 34 by changing the characteristic impedance per electrode finger. It becomes possible. That is, it can be seen that the surface acoustic wave device can be configured so as to obtain a desired directionality.
[0167]
  That is, when considering the structure of one cycle of the electrode pattern, when acoustic reflection of surface acoustic wave energy is superimposed on each electrode edge, the amplitude and phase are different in the forward and reverse directions, and the surface acoustic wave This is because it has directionality with respect to propagation.
[0168]
  Hereinafter, a representative pattern that gives higher value directionality as the number of phase shifters can be reduced will be described.
[0169]
  FIG. 36 shows an eighteenth embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin-film electrodes arranged on the surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, 74 is an interdigital reflector electrode, and 75 is a meander electrode.
[0170]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, as can be seen with reference to FIG. 36, the electrode pattern of one cycle is the meander electrode finger width λ / 8, the gap λ / 8, and the delivery electrode. Electrode finger width 3λ / 8, gap λ / 8, meander electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, reflective electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, meander electrode finger width λ / 8, gap λ / 8, meander electrode finger width λ / 8, and gap λ / 8 are arranged in this order.
[0171]
  As shown in the seventeenth embodiment, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values as long as the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order. Do not change the center position of each electrode finger.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled. This is true for all embodiments of the present invention. For example, as can be seen with reference to FIG. 52, the electrode finger width of the electrode pattern per period is represented by meander electrode finger width λ / 16, gap 3λ / 16, delivery electrode electrode finger width 5λ / 16, gap 3λ / 16, meander electrode finger width λ / 16, gap 5λ / 16, electrode electrode width λ / 16 of reflective electrode, gap 5λ / 16, meander electrode finger width λ / 16, gap 3λ / 16, meander electrode finger width λ / 16 In some cases, the gaps are formed in the order of 3λ / 16.
[0172]
  FIG. 37 shows a nineteenth embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention and is a pattern diagram of conductive thin film electrodes arranged on the surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, 74 is an interdigital reflector electrode, and 75 is a meander electrode.
[0173]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, the electrode pattern of one cycle has a meander electrode finger width λ / 8, a gap λ / 8, and a delivery, as can be seen with reference to FIG. Electrode finger width 3λ / 8, gap λ / 8, meander electrode finger width 3λ / 16, gap λ / 4, reflective electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, meander electrode finger width λ / 8, The gap λ / 8, the meander electrode finger width λ / 16, and the gap λ / 8 are configured in this order.
[0174]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0175]
  FIG. 38 shows a twentieth embodiment of a surface acoustic wave device according to the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin film electrodes arranged on a surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, 74 is an interdigital reflector electrode, and 75 is a meander electrode.
[0176]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, as can be seen with reference to FIG. 38, the electrode pattern of one cycle is the meander electrode finger width λ / 8, the gap λ / 8, and the delivery electrode. Electrode finger width 3λ / 8, gap λ / 8, meander electrode finger width λ / 4, gap λ / 4, reflective electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, meander electrode finger width λ / 8, gap It is constructed in the order of λ / 4.
[0177]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0178]
  FIG. 39 shows a surface acoustic wave device according to a twenty-first embodiment of the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin film electrodes arranged on a surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, 74 is an interdigital reflector electrode, and 75 is a meander electrode.
[0179]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, as can be seen with reference to FIG. 39, the electrode pattern of one cycle is the meander electrode finger width λ / 8, the gap λ / 8, and the delivery electrode. Electrode finger width 3λ / 8, gap λ / 8, meander electrode finger width 5λ / 16, gap λ / 4, reflective electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, meander electrode finger width λ / 8, gap It is constructed in the order of 3λ / 16.
[0180]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0181]
  FIG. 40 shows a surface acoustic wave device according to a 22nd embodiment of the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin film electrodes arranged on a surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, 74 is an interdigital reflector electrode, and 75 is a meander electrode.
[0182]
  In the present embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, the electrode pattern of one cycle has a meander electrode finger width λ / 8, a gap λ / 8, a delivery electrode, as can be seen with reference to FIG. Electrode finger width 3λ / 8, gap λ / 8, meander electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, reflective electrode finger width λ / 8, gap λ / 8, meander electrode finger width 5λ / 8, gap The electrode electrode width λ / 8, the gap λ / 4, the meander electrode finger width λ / 8, the gap λ / 8, the meander electrode finger width λ / 8, and the gap λ / 8 are configured in this order.
[0183]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0184]
  FIG. 41 shows a twenty-third embodiment of a surface acoustic wave device according to the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin film electrodes arranged on a surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, 74 is an interdigital reflector electrode, and 75 is a meander electrode.
[0185]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, as can be seen with reference to FIG. 41, the electrode pattern of one cycle is a meander electrode finger width λ / 8, a gap λ / 8, and a delivery electrode. Electrode finger width 3λ / 8, gap λ / 8, meander electrode finger width 3λ / 16, gap λ / 4, reflective electrode finger width λ / 8, gap λ / 8, meander electrode finger width 5λ / 8, gap The electrode electrode width λ / 8, the gap λ / 4, the meander electrode finger width λ / 8, the gap λ / 8, the meander electrode finger width λ / 16, and the gap λ / 8 are configured in this order.
[0186]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0187]
  FIG. 42 shows a twenty-fourth embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin film electrodes arranged on the surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, 74 is an interdigital reflector electrode, and 75 is a meander electrode.
[0188]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, as can be seen with reference to FIG. 42, the electrode pattern of one cycle is a meander electrode finger width λ / 8, a gap λ / 8, and a delivery electrode. Electrode finger width 3λ / 8, gap λ / 8, meander electrode finger width λ / 4, gap λ / 4, reflective electrode finger width λ / 8, gap λ / 8, meander electrode finger width 5λ / 8, gap λ / 8, reflective electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, meander electrode finger width λ / 8, gap λ / 4 are arranged in this order.
[0189]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0190]
  FIG. 43 shows a surface acoustic wave device according to a twenty-fifth embodiment of the present invention and is a pattern diagram of conductive thin film electrodes arranged on a surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, 74 is an interdigital reflector electrode, and 75 is a meander electrode.
[0191]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, as can be seen with reference to FIG. 43, the electrode pattern of one cycle is a meander electrode finger width λ / 8, a gap λ / 8, and a delivery electrode. Electrode finger width 3λ / 8, gap λ / 8, meander electrode finger width 5λ / 16, gap λ / 4, reflective electrode finger width λ / 8, gap λ / 8, meander electrode finger width 5λ / 8, gap λ / 8, reflective electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, meander electrode finger width λ / 8, and gap 3λ / 16 are arranged in this order.
[0192]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0193]
  FIG. 44 shows a twenty-sixth embodiment of a surface acoustic wave device according to the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin-film electrodes arranged on a surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, and 74 is an interdigital reflector. Unlike the embodiments described above, no meander electrode is provided.
[0194]
  In the present embodiment, the film thickness is 0.015λ, and the electrode pattern of one cycle at this time is, as can be seen with reference to FIG. 44, the electrode finger width λ / 8, the gap λ / 8, Electrode finger width 3λ / 8, gap λ / 8, electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, electrode electrode of reflection electrode The width λ / 8, the gap λ / 8, the electrode finger width λ / 8 of the reflective electrode, and the gap λ / 8 are configured in this order.
[0195]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0196]
  FIG. 45 shows a twenty-seventh embodiment of a surface acoustic wave device according to the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin-film electrodes arranged on a surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, and 74 is an interdigital reflector.
[0197]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, the electrode pattern of one cycle has an electrode finger width λ / 8, a gap λ / 8, Electrode finger width 3λ / 8, gap λ / 8, reflective electrode finger width 3λ / 16, gap λ / 4, electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, electrode finger of reflection electrode The width λ / 8, the gap λ / 8, the electrode finger width λ / 16 of the reflective electrode, and the gap λ / 8 are configured in this order.
[0198]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0199]
  FIG. 46 shows a twenty-eighth embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin-film electrodes arranged on the surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, and 74 is an interdigital reflector.
[0200]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, as can be seen with reference to FIG. 46, the electrode pattern of one cycle has an electrode finger width λ / 8, a gap λ / 8, Electrode finger width 3λ / 8, gap λ / 8, reflective electrode electrode width λ / 4, gap λ / 4, electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, electrode finger of reflection electrode The width λ / 8 and the gap λ / 4 are configured in this order.
[0201]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0202]
  FIG. 47 shows a 29th embodiment of a surface acoustic wave device according to the present invention. 73 is a pattern diagram of a conductive thin film electrode disposed on a surface acoustic wave substrate. Indicates an interdigital reflector.
[0203]
  In this example, the film thickness is 0.015λ. At this time, as can be seen with reference to FIG. 47, the electrode pattern of one cycle has an electrode finger width λ / 8, a gap λ / 8, Electrode finger width 3λ / 8 for the delivery electrode, gap λ / 8, electrode finger width 5λ / 16 for the reflection electrode, gap λ / 4, electrode finger width λ / 8 for the delivery electrode, gap λ / 4, electrode finger for the reflection electrode The width λ / 8 and the gap 3λ / 16 are arranged in this order.
[0204]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0205]
  FIG. 48 shows a 30th embodiment of a surface acoustic wave device according to the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin-film electrodes arranged on a surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, and 74 is an interdigital reflector.
[0206]
  In the present embodiment, the film thickness is 0.015λ, and the electrode pattern of one cycle at this time is, as can be seen with reference to FIG. 48, the electrode finger width λ / 8, the gap λ / 8, Electrode finger width 3λ / 8, gap λ / 8, electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, electrode finger width λ / 8, gap λ / 8, electrode electrode of reflection electrode Width 5λ / 8, gap λ / 8, delivery electrode electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, reflective electrode electrode finger width λ / 8, gap λ / 8, reflective electrode electrode finger width λ / 8, It is comprised in order of the space | gap (lambda) / 8.
[0207]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled. FIG. 49 shows a surface acoustic wave device according to a thirty-first embodiment of the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin-film electrodes arranged on a surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, and 74 is an interdigital reflector.
[0208]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, the electrode pattern of one cycle has an electrode finger width λ / 8, a gap λ / 8, Electrode finger width 3λ / 8, gap λ / 8, electrode finger width 3λ / 16, gap λ / 4, electrode finger width λ / 8, gap λ / 8, electrode electrode of reflection electrode Width 5λ / 8, gap λ / 8, delivery electrode electrode finger width λ / 8, gap λ / 4, reflective electrode electrode finger width λ / 8, gap λ / 8, reflective electrode electrode finger width λ / 16, It is comprised in order of the space | gap (lambda) / 8.
[0209]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0210]
  FIG. 50 shows a thirty-second embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin-film electrodes arranged on the surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, and 74 is an interdigital reflector.
[0211]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, the electrode pattern of one cycle has an electrode finger width λ / 8, a gap λ / 8, Electrode finger width 3λ / 8 of the delivery electrode, gap λ / 8, electrode finger width λ / 4 of the reflection electrode, gap λ / 4, electrode finger width λ / 8 of the delivery electrode, gap λ / 8, electrode finger of the reflection electrode The width 5λ / 8, the gap λ / 8, the electrode finger width λ / 8 of the delivery electrode, the gap λ / 4, the electrode finger width λ / 8 of the reflective electrode, and the gap λ / 4 are configured in this order.
[0212]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0213]
  FIG. 51 shows a thirty-third embodiment of a surface acoustic wave device according to the present invention and is a pattern diagram of conductive thin film electrodes arranged on a surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, and 74 is an interdigital reflector.
[0214]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, as can be seen with reference to FIG. 51, the electrode pattern of one cycle has an electrode finger width λ / 8, a gap λ / 8, Electrode finger width 3λ / 8 for the delivery electrode, gap λ / 8, electrode finger width 5λ / 16 for the reflection electrode, gap λ / 4, electrode finger width λ / 8 for the delivery electrode, gap λ / 8, electrode finger for the reflection electrode The width 5λ / 8, the gap λ / 8, the electrode finger width λ / 8 of the delivery electrode, the gap λ / 4, the electrode finger width λ / 8 of the reflection electrode, and the gap 3λ / 16 are formed in this order.
[0215]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0216]
  FIG. 52 shows a thirty-fourth embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin-film electrodes arranged on the surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, 74 is an interdigital reflector electrode, and 75 is a meander electrode.
[0217]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, the electrode pattern of one cycle has meander electrode finger width λ / 16, gap 3λ / 16, delivery electrode electrode finger width 5λ / 16, gap. 3λ / 16, meander electrode finger width λ / 16, gap 5λ / 16, reflective electrode finger width λ / 16, gap 5λ / 16, meander electrode finger width λ / 16, gap 3λ / 16, meander electrode finger width λ / 16 and the gap 3λ / 16.
[0218]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0219]
  FIG. 53 shows a thirty-fifth embodiment of the surface acoustic wave device according to the present invention, and is a pattern diagram of conductive thin-film electrodes arranged on the surface acoustic wave substrate. 73 is an interdigital transmitter electrode, 74 is an interdigital reflector electrode, and 75 is a meander electrode.
[0220]
  In this embodiment, the film thickness is 0.015λ. At this time, the electrode pattern of one cycle has meander electrode finger width λ / 16, gap 7λ / 32, delivery electrode electrode finger width 4λ / 16, gap. 7λ / 32, meander electrode finger width λ / 16, gap 5λ / 16, reflective electrode finger width λ / 16, gap 5λ / 16, meander electrode finger width λ / 16, gap 3λ / 16, meander electrode finger width λ / 16 and the gap 3λ / 16.
[0221]
  As in the above embodiment, if the arrangement of the electrodes and the gaps is in the above order, the electrode finger width and the electrode finger film thickness are not limited to these values. The center position of the electrode finger is not changed.
    A value obtained by expanding a certain width within a range of 0 ≦ increased width of electrode finger <λ / 8,
  Or
    The directionality of the surface acoustic wave energy propagating can be controlled by setting the value to a certain width reduced within the range of 0 ≦ reduced width of electrode finger <λ / 8. Moreover, if the electrode finger film thickness is also set in the range of 0.002λ to 0.05λ, the directionality of the surface acoustic wave energy can be controlled.
[0222]
  FIG. 54 shows a thirty-sixth embodiment of a surface acoustic wave device according to the present invention.
[0223]
  The apparatus includes an antenna 79, a transmission / reception selector switch 80, a reception filter 81, a reception amplifier 82, a reception mixer 83, a down-converter PLL synthesizer 84, an intermediate frequency filter 85, and a demodulator 86. And a transmitter including an antenna 79, a transmission / reception switch 82, a transmission filter 88, a transmission amplifier 89, a transmission mixer 90, an up-converter PLL synthesizer 91, and a modulator 92. Is done.
[0224]
  As the antenna 79, for example, a parabolic antenna or a lot type antenna may be used.
[0225]
  Transmission / reception selector switch 80, reception filter 81, reception amplifier 82, reception mixer 83, downconverter PLL synthesizer 84, demodulator 86, transmission filter 88, transmission amplifier 89, transmission mixer 90, upconverter PLL synthesizer 91 Each component such as the modulator 92 can be realized by an electronic device such as a CPU, ROM, RAM, various CMOSs, various TTLs, transistors, resistors, capacitors, coils, and the like.
[0226]
  Here, by using a filter device using the surface acoustic wave device according to the present invention as the intermediate frequency filter 85, the number of peripheral elements such as a phase shifter can be reduced, and the size of the device can be reduced.
[0227]
  Now, the operation of this apparatus will be described.
[0228]
  First, the given transmission signal is modulated by the modulator 92. This modulated signal and the signal sent from the up-converter PLL synthesizer 91 are input to the transmission mixer 90 and mixed, and the mixed signal is amplified by the transmission amplifier 89. The amplified signal is filtered by the transmission filter 88 and transmitted in the desired direction by the antenna 79 via the transmission / reception changeover switch 82 currently selected on the transmission side.
[0229]
  The reception signal received by the antenna 79 is filtered by the reception filter 81 via the transmission / reception selector switch 82 selected on the reception side, and further amplified by the reception amplifier 82. The amplified signal and the output signal from the down-converter PLL synthesizer 84 are input to the reception mixer 83 to generate an intermediate frequency signal. The intermediate frequency signal is filtered by the intermediate frequency filter 85 and finally demodulated by the demodulator 86 to obtain a desired signal.
[0230]
  In the present embodiment, the surface acoustic wave device according to the present invention is used for the communication device shown in FIG. 54, but it goes without saying that the application example is not limited to the communication device.
[0231]
【The invention's effect】
  By suppressing acoustic reflection, it is possible to provide a surface acoustic wave device having a frequency characteristic and a group delay time characteristic in which ripples are suppressed, and a novel structure of its peripheral circuit.
[0232]
  In particular, a unidirectional electrode has a frequency characteristic and a group delay time characteristic with suppressed ripples, and can provide a new structure with a low loss even with a small number of phase shifters. The small size and high performance can be achieved.
[0233]
  Furthermore, the performance of the communication device can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 2 is a schematic view of a group-type unidirectional interdigital electrode.
FIG. 3 is a schematic view of an internal reflection type unidirectional interdigital electrode.
FIG. 4 is a general equivalent circuit diagram of a unidirectional electrode.
FIG. 5 is a parallel equivalent circuit including internal dissipation.
FIG. 6 is a series equivalent circuit including internal dissipation.
FIG. 7 is a relationship (parallel internal dissipation equivalent circuit) of normalized conductance, insertion loss, and acoustic reflection in a bidirectional electrode (κ = 1).
FIG. 8 is a relationship between a normalized conductance, insertion loss, and acoustic reflection (parallel internal dissipation equivalent circuit) in an incomplete unidirectional electrode (κ = 0.5).
FIG. 9 is a relationship between a normalized conductance, insertion loss, and acoustic reflection in a perfectly unidirectional electrode (κ = 0) (parallel internal dissipation equivalent circuit).
FIG. 10 is a relationship (normal internal dissipation equivalent circuit) of normalized conductance, insertion loss, and acoustic reflection in a bidirectional electrode (κ = 1).
FIG. 11 shows the relationship between normalized conductance, insertion loss, and acoustic reflection in an incomplete unidirectional electrode (κ = 0.5) (series internal dissipation equivalent circuit).
FIG. 12 is a relationship between normalized conductance, insertion loss, and acoustic reflection in a perfectly unidirectional electrode (κ = 0) (series internal dissipation equivalent circuit).
FIG. 13 is a frequency characteristic of conductance of the interdigital electrode including internal dissipation.
FIG. 14 is a frequency characteristic of the resistance of the interdigital electrode including internal dissipation.
FIG. 15 is a measurement result of a scattering matrix element of a unidirectional electrode.
FIG. 16 is a frequency characteristic of a coefficient related to internal dissipation of a unidirectional electrode.
FIG. 17 is a system block of a television receiver.
FIG. 18 is a system block of a mobile communication terminal.
FIG. 19 is a configuration diagram of an example of a group type unidirectional electrode.
FIG. 20 is a connection diagram in which a group represents a unidirectional electrode by a scattering matrix.
FIG. 21 is an example of frequency characteristics and group delay time characteristics of a surface acoustic wave filter.
FIG. 22 is a configuration diagram of a surface acoustic wave filter.
FIG. 23 is an explanatory diagram of a group-type unidirectional electrode pattern (1).
FIG. 24 is an explanatory diagram of a group-type unidirectional electrode pattern (2).
FIG. 25 is an explanatory diagram of a group-type unidirectional electrode pattern (3).
FIG. 26 is an explanatory diagram of a group-type unidirectional electrode pattern (4).
FIG. 27 is an explanatory diagram of a group-type unidirectional electrode pattern (5).
FIG. 28 is an explanatory diagram of a group-type unidirectional electrode pattern (6).
FIG. 29 is an explanatory diagram of a group-type unidirectional electrode pattern (7).
30 is an explanatory diagram of a group-type unidirectional electrode pattern (8). FIG.
FIG. 31 is an explanatory diagram of an application example to a communication device;
FIG. 32 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 33 is a graph showing the relationship between directivity and electrode finger width when a surface acoustic wave device is used.
FIG. 34 is a graph showing the relationship between directivity and electrode finger width when using a surface acoustic wave device.
FIG. 35 shows insertion loss frequency characteristics when a surface acoustic wave device is used.
FIG. 36 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 37 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 38 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 39 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 40 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 41 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 42 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 43 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 44 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 45 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 46 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 47 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 48 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 49 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 50 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 51 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 52 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 53 is an explanatory diagram of a surface acoustic wave device.
FIG. 54 is a configuration explanatory diagram of a communication device using a surface acoustic wave device.
[Explanation of symbols]
  DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Forward direction acoustic terminal, 2 ... Reverse direction acoustic terminal, 3 ... Electrical terminal, 4 ... Surface acoustic wave board, 5 ... Input interdigital electrode, 6 ... Output interdigital electrode, 7 ... Sound absorption material, 8 ... Electrode Region 9, electrode region 10, 11 phase shifter element 12 power supply conductance 13 power source 14 output electrical terminal 15 load conductance 16 phase shifter 17 characteristic impedance 18 forward Radiation conductance in direction, 19 ... Reverse radiation conductance, 20 ... Parallel conductance representing internal dissipation, 21 ... Series resistance representing internal dissipation, 22 ... Conductance frequency characteristic of interdigital electrode, 23 ... Interdigital electrode including peripheral circuit Resistance frequency characteristics, 24 ... antenna, 25 ... tuner unit, 26 ... surface acoustic wave device, 27 ... demodulation unit, 28 ... video signal terminal, 29 ... audio signal terminal, 30 ... Antenna, 31 ... Receiving duplexer filter, 32 ... Voltage variable oscillator, 33 ... Mixer, 34 ... Surface acoustic wave device, 35 ... Logic circuit, 36 ... Audio output terminal, 37 ... Control circuit, 38 ... Audio input terminal 39 ... modulation circuit, 40 ... variable voltage oscillator, 41 ... transmission duplexer filter, 51 ... transmission electrode, 52 ... reflection electrode, 53 ... meander electrode, 54 ... electric circuit including phase shifter, 55 ... Geometric phase difference between reflective electrodes, 56 ... group type unidirectional electrode, 57 ... bidirectional electrode, 58 ... phase shifter element (coil), 59 ... capacitive electrode pattern, 60 ... antenna, 61 ... filter , 62 ... amplifier, 63 ... mixer, 71 ... surface acoustic wave substrate, 72 ... receiving electrode, 73 ... interdigital transmission electrode, 74 ... interdigital reflection electrode, 75 ... meander electrode, 76 ... absorber, 77 ... forward frequency Special 78 ... Reverse frequency characteristics, 79 ... Antenna, 80 ... Transmission / reception selector switch, 81 ... Reception filter, 82 ... Reception amplifier, 83 ... Reception mixer, 84 ... Down-converter PLL synthesizer, 85 ... Intermediate frequency filter, 86 DESCRIPTION OF SYMBOLS Demodulator 87 ... Transmission / reception core switch, 88 ... Transmission filter, 89 ... Transmission amplifier, 90 ... Transmission mixer, 91 ... Upconverter PLL synthesizer, 92 ... Modulator.

Claims (9)

In a unidirectional electrode type surface acoustic wave device in which two or more interdigital electrodes are disposed on a surface acoustic wave substrate, and at least one interdigital electrode is disposed, the interdigital electrode and the interdigital electrode are connected thereto. The interleaved electrode having the internal dissipation is regarded as one circuit, and the interdigital electrode direction (where the interdigital electrode In the case of one, the scattering matrix (S) and its complex conjugate when the unidirectional electrode is represented by an equivalent circuit with the terminal 1 as the transmitting or receiving direction), the terminal 2 as the reverse direction, and the terminal 3 as the electrical terminal. A matrix generated by the multiplication of the transposed matrix (S *) is represented as (α), and the directivity coefficient κ (= | S ₂₃ | ² / | S ₁₃ | ² ), and θ ₁ is arg (s ₁₃ ² s ₃₃ ^* S ₁₁ ^* ), θ ₂ is arg ( s ₃₃ s ₁₃ ^* ), θ ₃ is arg ( s ₁₃ s ₁₁ ^* ) , μ is α ₁₃ / | s ₁₃ |, and Γ is

Where Gl is the external load (or signal source) conductance, Ga is the radiative conductance, Bt is the combined susceptance with the circuit, b = Gl / Ga, and a = Bt / Ga.

The unidirectional electrode type surface acoustic wave device characterized in that the value of b is derived so as to make the value of 1/3 or less, and each electrode is arranged so as to satisfy the derived value of b, and connected thereto circuit. However, the scattering matrix (S) is not unitary. In a unidirectional electrode type surface acoustic wave device in which two or more interdigital electrodes are disposed on a surface acoustic wave substrate, and at least one interdigital electrode having internal dissipation is disposed, In the state where the imaginary component is canceled, at the main response frequency of the interdigital electrode, the direction of the interdigital electrode opposite to the transmission or reception of the interdigital electrode having the above internal dissipation (provided that there is one interdigital electrode) The terminal of the scattering matrix (S) is a real number when the unidirectional electrode is represented by an equivalent circuit with the terminal 1 as the transmitting or receiving direction), the terminal 2 as the reverse direction, and the terminal 3 as the electrical terminal. One of 1 and 2 is selected, a matrix generated by multiplication of the transposed matrix of (S) and (S) is represented as (α), and a direction coefficient κ (= S ₂₃ ² / S ₁₃ ² ) , gamma and _{s 33 = (b-1)} / (b + 1) and then, is In, when the μ and alpha ₁₃ / s ₁₃ (here, Gl external load (or source) conductance, Ga is the radiation conductance, b = Gl / Ga.) ,

The unidirectional electrode type surface acoustic wave device is characterized in that the value of b is derived so that the value of 1 is 1/3 or less, and each electrode is arranged so as to satisfy the derived value of b. Circuit. However, the scattering matrix (S) is not unitary. 2. The unidirectional electrode surface acoustic wave device according to claim 1 and a circuit connected to the unidirectional electrode surface acoustic wave device, wherein the characteristic impedance of the unidirectional electrode surface acoustic wave device with and without the interdigital electrode is relative to the surface acoustic wave. A unidirectional electrode-type surface acoustic wave device and a circuit connected thereto, characterized in that the total sum of reflection over the interdigital transducer due to the difference between the two is almost zero near the main response frequency. 2. A unidirectional electrode surface acoustic wave device according to claim 1 and a circuit connected to the unidirectional electrode surface acoustic wave device, wherein the characteristic impedance of the unidirectional electrode surface acoustic wave device with and without the interdigital electrode is relative to the surface acoustic wave. the sum of the reflection due to the difference as a means of substantially zero in the main response frequency near to the width lambda _0/8 of the air gap between the width and the electrodes of the electrode (lambda ₀ SAW wavelength at the center frequency) and the A unidirectional electrode type surface acoustic wave device and a circuit connected thereto. In a unidirectional electrode type surface acoustic wave device in which two or more interdigital electrodes are disposed on a surface acoustic wave substrate, and at least one interdigital electrode is disposed, the interdigital electrode and the interdigital electrode are connected thereto. The interleaved electrode having the internal dissipation and the circuit connected thereto are regarded as one circuit, and the direction of the interdigital electrode where the transmission or reception is opposite (however, the interdigital electrode is In the case of one, the scattering matrix when the unidirectional electrode is represented by an equivalent circuit with the terminal 1 as the transmitting or receiving direction), the terminal 2 as the reverse direction, and the terminal 3 as the electrical terminal (S), its complex The conjugate transpose matrix is (S *), the directivity coefficient is κ (= S ₂₃ ² / S ₁₃ ² ), the radial conductance of the interdigital electrode viewed from the electrical terminal 3 is Ga, and the conductance on the power source (or load) side is Gl. When unidirectional electrode type Internal dissipation of interdigital electrodes and connected thereto by a circuit sexual surface wave device, when represented by a conductance component gu connected in parallel to the electrical terminal, the g gu / Ga, and b and Gl / Ga,
[{(Κ−1) / (κ + 1)} (b + g) +1] / (1 + b + g) (Equation 31)
A unidirectional electrode type surface acoustic wave device characterized in that the value of b is derived so that the absolute value of is 1/3 or less, and each electrode is arranged so as to satisfy the derived value of b. Circuit. However, g ≠ 0. In a unidirectional electrode type surface acoustic wave device in which two or more interdigital electrodes are disposed on a surface acoustic wave substrate, and at least one interdigital electrode is disposed, the interdigital electrode and the interdigital electrode are connected thereto. The interleaved electrode having the internal dissipation and the circuit connected thereto are regarded as one circuit, and the direction of the interdigital electrode where the transmission or reception is opposite (however, the interdigital electrode is In the case of one, the scattering matrix when the unidirectional electrode is represented by an equivalent circuit with the terminal 1 as the transmitting or receiving direction), the terminal 2 as the reverse direction, and the terminal 3 as the electrical terminal (S), its complex The conjugate transpose matrix is (S *), the directivity coefficient is κ (= S ₂₃ ² / S ₁₃ ² ), the radial conductance of the interdigital electrode viewed from the electrical terminal 3 is Ga, and the conductance on the power source (or load) side is Gl. When unidirectional electrode type Internal dissipation of interdigital electrodes and a circuit connected thereto sexual surface wave device, when represented by a resistance component ru connected in series to the electrical terminal, the r ru · Ga, and b and Gl / Ga,
{(Κ-1) / (κ + 1) + 1 / b + r} / (1 + 1 / b + r) (Equation 37)
A unidirectional electrode type surface acoustic wave device characterized in that the value of b is derived so that the absolute value of is 1/3 or less, and each electrode is arranged so as to satisfy the derived value of b. Circuit. However, r ≠ 0.   A communication apparatus using any one of the unidirectional electrode type surface acoustic wave device according to any one of claims 1 to 6 and a circuit connected thereto.   The communication apparatus according to claim 7, wherein the communication apparatus is a television receiver.   8. The communication apparatus according to claim 7, wherein the communication apparatus is a mobile communication transceiver.

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