JP4040410B2

JP4040410B2 - Array antenna device

Info

Publication number: JP4040410B2
Application number: JP2002283667A
Authority: JP
Inventors: 昌孝大塚; 善彦小西; 滋牧野
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-09-27
Filing date: 2002-09-27
Publication date: 2008-01-30
Anticipated expiration: 2022-09-27
Also published as: JP2004120591A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば、通信やレーダにおいて複数の放射素子を配置してビーム走査を行うアンテナ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の技術について説明する。
図８は、第１の従来例であり、例えば、特開平５−３０８２２３号に掲載されているアレーアンテナ装置である。
図中、１は高い周波数で動作する放射素子、２は低い周波数で動作する放射素子、３は高い周波数で動作する放射素子１の配置間隔ｄ１とｄ２、４は低い周波数で動作する放射素子２の配置間隔Ｄ１とＤ２である。
【０００３】
次に、このアレーアンテナ装置の動作について説明する。
放射素子１それぞれには、その励振位相を変化させる位相制御手段が接続しており、それぞれの放射素子１に所定の励振位相を与えることで、所望の方向にビームを形成する。放射素子２にも、放射素子１とは異なる位相制御手段が接続しており、同様にビーム形成を行う。
なお、位相制御手段の他に振幅制御手段が接続することもある。この従来例は、動作周波数の異なるアレーアンテナ装置を、同一共平面上に構成したことを特徴としている。
【０００４】
このように規則的に放射素子を配置したアレーアンテナ装置では、放射素子の配置間隔を広くすると、所望方向とは別の方向に、完全な共相条件が発生し、大きな不要放射、すなわちグレーティングローブが発生することが知られている。通常は、このグレーティングローブを避けるために配置間隔を狭くする。アレーアンテナ装置の鉛直方向からより離れた方向にビームを走査するほど、この配置間隔は狭くする必要があり、その間隔は０．５〜１．０波長以下となる。
【０００５】
また、このように放射素子を間隔１．０波長以下で配置したアレーアンテナでは、ビームの利得は、放射素子が配置されている総面積（以下アンテナ面積）の波長比に概ね比例する。従って、所望の利得を実現するに当っては、動作帯域中の最大波長となる最低周波数において、必要なアンテナ面積が定まる。一方、グレーティングローブを抑圧できる放射素子配置間隔は、動作帯域中の最小波長となる最高周波数により定まる。
【０００６】
次に、他の従来技術について説明する。
図９は、第２の従来例であり、例えば特表平１−５０３６６９号に掲載されているアレーアンテナ装置の部分図である。
図中、５は放射素子、６は放射素子が配列される同心円を表している。
【０００７】
次に、このアレーアンテナ装置の動作について説明する。
本例においても、前記の第１の従来例同様、各放射素子５にその励振位相を変化させる位相制御手段が接続しており、それぞれの放射素子５に所定の励振位相を与えることで、所望の方向にビームを形成する。
【０００８】
本第２の従来例では、放射素子として数波長の開口径を有するホーンアンテナ等を想定しており、そのため放射素子の配置間隔は１．０波長以上となる。そのため、グレーティングローブ、またはそれに準じる大きなサイドローブ等の不要放射を発生する。本例では、放射素子を同心円上に配置することで、完全なグレーティングローブが出現することを防止している。これは、同心円配列が一種の不等間隔配列であり、所望のビーム方向以外では、完全な共相条件が発生しないためである。ただし、これでもグレーティングローブに準じる大きな不要放射が発生する。本例では、各同心円６ごとの放射素子５の大きさを変えて、素子パターンを異ならせることで、さらにこの不要放射の低減を図っている。
なお、このように放射素子が大きな間隔で配置された場合、アレーアンテナ装置の利得はアンテナ面積ではなく、全放射素子の利得の加算に概ね等しくなる。例えば、全てが同じ放射素子であれば、アレーアンテナ装置の利得は放射素子数に比例する。
【０００９】
【特許文献１】
特表平１−５０３６６９号公報
【特許文献２】
特開平５−３０８２２３号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のアレーアンテナ装置は以上のように構成されていたが、次のような課題があった。まず、第１の従来例では、放射素子の間隔が１．０波長以下となるため、放射素子数が増加する。特に動作帯域が広い場合、所望の利得を得るアンテナ面積は動作帯域中の最大波長から定まるのに対し、放射素子間隔は最小波長から定まるため、放射素子数の増加の割合はおびただしいものとなる。アレーアンテナ装置において、放射素子数の増加は、それに接続する位相制御手段や振幅制御手段の増加を伴い、アレーアンテナ装置の製造コスト増加という課題を発生する。
【００１１】
所望の利得を得、かつ放射素子数を低減する方法としては、アンテナ面積は大きくなるが、従来例２のように放射素子の間隔を大きくする方法がある。従来例１より不要放射が大きくなるが、アレーアンテナ装置の利得が全放射素子の利得の加算に等しくなるため、利得の高い放射素子を用いれば、素子数を低減することが可能である。しかしながら、放射素子の利得にも上限があるため放射素子数の低減にも限界がある。また、この関係が明らかになっていない。特に所望のビーム走査範囲を指定したときに、最も適した放射素子の放射特性や、その配置間隔については明らかにされておらず、最小放射素子数を実現するのが困難であった。
【００１２】
上記のような理由により、従来の技術では、最小放射素子数、すなわち最も製造コストが安価なアレーアンテナ装置を実現するのが困難であった。
【００１３】
この発明は、所望のビーム走査範囲と利得を与えた場合に、従来装置より放射素子数を削減し、製造コストを低減したアレーアンテナ装置を得ることを目的とする。
【００１４】
また、より薄型のアレーアンテナ装置を得ることを目的とする。
【００１５】
また、不要放射を低減し、かつ全周方向で一様な放射特性を実現するアレーアンテナ装置を得ることを目的とする。
【００１６】
また、複数の素子アンテナからなる放射素子を用いることで、より厚みの薄いアレーアンテナ装置を得ることを目的とする。
【００１７】
また、１個の給電された素子アンテナと、上記給電された素子アンテナに近接して設置された複数の非給電素子により放射素子を構成することで、より損失の少ないアレーアンテナ装置を得ることを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
この発明は、平面上に複数の放射素子を配置したアレーアンテナ装置において、上記平面の鉛直方向を概ね放射パターンのピークとし、上記鉛直方向から所定の離角α°で放射パターンの振幅レベルが上記鉛直方向の振幅レベルから概ね４．３デシベル［ｄＢ］低下する、２次関数形状の放射特性を有する放射素子を用いたことを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１におけるアレーアンテナ装置の放射素子の配置を示したアンテナ平面（ｘｙ平面）を示す図である。
また、図２は、アレーアンテナ装置のビーム走査領域を示す図である。
図３は、理想的な放射素子の放射特性を示す図である。
図４は、本実施の形態における１放射素子の放射特性を示す図である。
図３，図４において、横軸はビーム幅を示す角度（角度幅）であり、縦軸は放射素子の放射レベルであり、太い実線は放射特性を示している。ちなみに、図３，図４の太い実線で示す放射特性は、図１，図２に示すｚ軸を含む全ての面で成立しているものであり、すなわち、ｚ軸に対して回転対称な放射特性であるものとする。
これらの図中、１０は配置された同一径の円形の複数の放射素子（又は開口）、１１は放射素子１０の直径または等価的な直径ｄであり波長単位で表現されている。１２は放射素子１０を配置する同心円、１３は座標、１４はビーム走査領域である。
【００２０】
次に、本装置の動作について説明する。
放射素子１０は、各同心円１２に均等間隔で配置されているが、不均等間隔でもよい。各同心円の半径は、規則的に変化してもよいし、不規則に変化してもよい。各々の放射素子１０には移相器等の位相制御手段が接続しており、各放射素子１０に所定の励振位相を与えることで所望方向にビームを形成する。本装置では、放射素子１０の配置間隔が離れており（どの程度離すかは実施の形態３で述べる）、アレーアンテナ装置全体の利得は、「素子利得×素子数」に概ね等しい。
【００２１】
このアレーアンテナ装置で、図２に示すように鉛直方向であるｚ方向から、離角α°の円錐領域（ビーム走査領域１４）において、ビーム走査する場合を考える。このビーム走査領域１４において所定値以上の利得を得ようとする場合、放射素子数をなるべく少なくするには、放射素子１０の放射特性がビーム走査領域１４においてなるべく高い利得を持つ必要がある。
【００２２】
放射素子１０の最も理想的な放射特性は、図３に示したように、ビーム走査領域１４において一様な放射レベルを有し、その他の領域には放射しないものである。このとき、ビーム走査領域１４における放射素子１０の最小利得は理論上最大になる。しかしながら、図３のような放射特性を実現するには、放射素子１０の大きさが無限で、かつ、放射素子１０の開口における振幅・位相分布が複雑なものになる。また、図３の放射特性に近いものも、放射素子１０の大きさが極めて大きくなり、開口振幅・位相分布が複雑になる。従って、図３の理想的な放射特性もしくはこれに近い放射特性を有する放射素子１０の実現は、困難であり現実的ではない。
【００２３】
通常実現できる放射素子１０の放射特性は、図４に示すような２次関数形状（ｚ軸に対象な放射線をｚ軸を中心に回転させた回転体形状、吊り鐘形状、半卵形形状、半カプセル形状、回転半楕円形状）のものである。このような放射特性は、素子アンテナ１個もしくは複数個の簡単な合成で実現できる。このような２次関数形状の放射特性において、ビーム走査領域１４における最小利得を最大にする条件は以下のように求まる。
【００２４】
放射素子１０は、ｚ軸に対称な放射特性を有するので、その等価的な開口は同じくｚ軸に対称な円形と想定できる（ただし、実際の放射素子１０が円形開口であると限定するものではない）。この等価的な円形開口の直径を波長単位で表現し、ｄ１１とした場合、その放射特性のビーム幅Θ°（ピーク利得からレベルが３ｄＢ低減する角度幅）は、次式で表される。
【００２５】
【数１】

【００２６】
ここで、ｋ＝５８．４４である。また、ピーク利得をＧ₀［ｄＢ］とすると、等価開口直径ｄ１１とは、以下の関係式で表される。
【００２７】
【数２】

【００２８】
また、ビーム走査領域１４の端であるｚ軸からの離角α°（以後ビーム走査域α°）における利得、すなわちビーム走査領域における最小利得をＧ［ｄＢ］とすると、図４の放射特性は、２次関数形状であることから次式で表される。
【００２９】
【数３】

【００３０】
式（１）〜（３）よりビーム走査域α°は、次式で表される。
【００３１】
【数４】

【００３２】
αが実数になる条件は、当然であるがＧ＜Ｇ₀である。ビーム走査領域最小利得Ｇを与えたときにビーム走査領域１４が最大になる条件、すなわちビーム走査域α°が最大になる条件は、式（４）をｄ１１で微分し、以下のようになる。
【００３３】
【数５】

【００３４】
【数６】

【００３５】
すなわち、式（６）の等価開口直径ｄ１１を与えたとき、ビーム走査領域最小利得がＧとなる、最大のビーム走査域α°が実現される。一方、このビーム走査域α°において、ビーム走査領域最小利得が上述のＧを超えることはない。Ｇを越えるビーム走査領域最小利得が存在するなら、Ｇを与えたときに、より大きなビーム走査域α°が存在することになるからである。従って、式（６）は、ビーム走査域α°において最大のビーム走査領域最小利得Ｇを与える条件でもある。式（６）の対数を取ったものと、式（２）より次式を得る。
【００３６】
【数７】

【００３７】
すなわち、ビーム走査域α°において、ピーク利得から概ね４．３［ｄＢ］レベルが低下するような２次関数形状の放射特性を与えたとき、ビーム走査域α°（ビーム走査領域１４）におけるビーム走査領域最小利得が最大になる。例えば、式（３）に示す２次関数を用いることが望ましいが、式（３）の定数等は変更してもよい。
【００３８】
従って、ビーム走査域α°においてピーク利得から概ね４．３［ｄＢ］レベルが低下するような２次関数形状の放射特性を有する放射素子を用いれば、ビーム走査領域１４における所定の利得を達成できる、最小素子数のアレーアンテナ装置を実現できる。すなわち、アンテナ平面の鉛直方向を概ね放射パターンのピークとし、上記鉛直方向から所定の離角α°で放射パターンの振幅レベルが上記鉛直方向の振幅レベルから概ね４．３デシベル［ｄＢ］低下する、２次関数形状の放射特性を有する放射素子を用いることにより、最も製造コストが安価なアレーアンテナ装置を実現するという効果を有する。
【００３９】
実施の形態２．
ここでは、アレーアンテナ装置の具体的な実施例を示し、上記実施の形態１の効果を明らかにする。まずは従来技術による例を示す。
図５は、第１の従来例に示されるような、グレーティングローブを完全に抑圧する狭い素子間隔で放射素子１０を配列したアレーアンテナ装置である。
図中、１５は放射素子１０の配列格子の高さｈ、１６は放射素子１０を配置する開口である。他の番号は前述のものと同じである。
【００４０】
図５のアレーアンテナ装置では放射素子１０を正三角形格子上に配置している。図２のように、ｚ軸に対して回転対称な領域をビーム走査する場合、グレーティングローブを完全に抑圧する配置としては、正三角形格子が最も素子間隔が広くなることが知られている。
【００４１】
比帯域４％、ビーム走査域α°＝２５°において、２２［ｄＢｉ］の利得を得るアレーアンテナ装置を考える。比帯域４％なので最低周波数の波長をλ₁とすると、最高周波数の波長λ₂は、λ₂＝０．９６λ₁になる。ビーム走査したときに利得が最小になるのはα°＝２５°であるので、この方向からアレーアンテナ装置を見たときに、最低周波数で所望利得を達成できるだけの開口面積Ｓが必要である。その面積Ｓは、最低周波数波長λ₁を用いて次の式で表されることが知られている。
【００４２】
【数８】

【００４３】
ここで、ｇは所望利得を真数で表したものである。α°＝２５°、ｇ＝１０^22/10より、
【００４４】
【数９】

【００４５】
になる。
【００４６】
一方、グレーティングローブを抑圧する放射素子間隔は、最高周波数の波長λ₂から求まり、正三角形の高さｈは次式で指定されることが知られている。
【００４７】
【数１０】

【００４８】
βは係数で、１未満にすることでグレーティングローブを抑圧できる。β＝０．９とすると、λ₂＝０．９６λ₁、α°＝２５°より、ｈ＝０．６０７λ₁となる。正三角形の底辺は概ね１．１５ｈであるから放射素子１０一個の占有面積は、ｈ・１．１５ｈ＝０．４２４λ₁ ²となる。従って、開口１６に配置される放射素子１０の数は、
【００４９】
【数１１】

【００５０】
個になる。
【００５１】
次に、本実施の形態を示す。
ビーム走査域α°内の最小利得Ｇが最大になる放射素子１０において、実施の形態１の式（４），（６）から以下の関係が導かれる。
【００５２】
【数１２】

【００５３】
α°＝２５°より、本実施の形態で用いる放射素子１０のビーム走査領域最小利得は、
【００５４】
【数１３】

【００５５】
になる。本実施の形態では、アレーアンテナ装置全体の利得は、「素子利得×素子数」になるから、２２−８．６＝１３．４［ｄＢ］を放射素子数で稼ぐことになる。すなわち、
【００５６】
【数１４】

【００５７】
個（１０^1.34個＝２１．８７７個、即ち、約２２個）が必要な放射素子数である。
【００５８】
以上より、従来の実施例では放射素子数が３３個になるのに対し、本実施の形態によればこれが２２個となり、放射素子数を２／３に低減できることが明らかになった。すなわち、アレーアンテナ装置の製造コストをより安価にする効果が示された。動作周波数帯域が広がれば、この効果はさらに顕著になる。
【００５９】
実施の形態３．
本実施の形態３も図１を使用して説明する。
ここでは、放射素子１０の望ましい配置間隔について明らかにする。
【００６０】
前述の式（３），（７）より、ビーム走査域α°とビーム幅Θの関係は、次式で表される。
【００６１】
【数１５】

【００６２】
さらに、式（１）と（１１）より、
【００６３】
【数１６】

【００６４】
である。すなわち、ビーム走査領域最小利得を最大にする放射素子１０の等価開口直径ｄ１１は波長単位で式（１２）で表される。例えば、ビーム走査域α°＝１７．５°であれば、等価開口直径ｄ１１は概ね２波長となる。ここで、放射素子１０の等価開口直径ｄが概ね３５／αであるということは、隣り合う放射素子の中央（中心）が概ね３５／α波長以上の間隔になるように、複数の放射素子を配置することを意味する。
【００６５】
放射素子１０の物理的な開口直径が式（１２）で表される値より小さい場合でも、式（１２）の等価開口直径と同等な放射特性を得ることは可能である。上記の等価直径２波長の放射特性なら八木アンテナやショートバックファイアアンテナで実現可能であり、これらの開口直径は２波長より小さくなる。これらのアンテナは高さがあり、立体的な構成により、上記特性を得ている。従って、このようなアンテナを放射素子１０として用いれば、物理的には、式（１２）の間隔以下で放射素子１０を配置することも可能である。
【００６６】
しかしながら、そのように狭い間隔で放射素子１０を配置した場合、放射素子間の相互結合により、アレー状態における放射素子１０の利得は、単体時のそれより劣化する。これは次のように、受信時の状況を考えることで定性的に概ね説明できる。単体時には、式（１２）の開口直径に相当する面積に到来する電波を吸収できるが、式（１２）より狭い間隔で配置すると、放射素子の担当面積が互いに重なり、隣の放射素子に本来自分が吸収できるはずの電波を奪われる。このため、単体時より利得が劣化する。ちなみにアンテナの放射特性は送受とも同じであるから、受信時のみならず送信時も利得は同様に劣化する。
【００６７】
従って、式（１２）以上の間隔で放射素子１０を配置すれば、上記のような利得劣化を回避でき、最小素子数、すなわち最も製造コストが安価なアレーアンテナ装置を実現することができる。
【００６８】
さらに、前述の八木アンテナやショートバックファイアアンテナのように、高さで利得を稼ぐ放射素子を使用しなくてすむ。すなわち、式（１２）の開口面積を有する平面状の放射素子を採用できるので、より薄型のアレーアンテナ装置を得るという効果を有する。
【００６９】
実施の形態４．
本実施の形態４も図１を使用して説明する。
ここでは、不要放射を抑圧できる、放射素子１０の望ましい配置について明らかにする。
【００７０】
前述の実施の形態１〜３では、放射素子１０の利得がビーム走査域α°内で最大化され、所定の間隔以上で配置されていれば、アレーアンテナ装置における所望の利得が、最小放射素子数で達成できることを明らかにした。これらにおいて、所望の利得を達成するという点では放射素子の配置形状については制限がない。例えば、図５のような正三角配列にしても、素子間隔が広いことによりグレーティングローブは発生するが、所望の利得は維持される。
【００７１】
しかしながら、不要放射をなるべく抑圧することが望ましい場合も多々存在する。そこで、本実施の形態では図１のように、放射素子を同心円上に配置する。グレーティングローブは、所望方向とは別の方向で、全ての放射素子の位相が完全に同相となる現象であり、図２のような規則的な配置においてのみ生じるものである。図１の同心円配列は、一種の不規則配列であり、所望方向以外では、完全な同相関係（＝グレーティングローブ）が発生しない。従って、不要放射レベルのより低いアレーアンテナ装置を得るという効果を得る。
【００７２】
さらに、同心円状の配置であることから、アレーアンテナ装置全体は概ねｚ軸に対して対称な形状となる。このため、全周どの方向にビーム走査しても概ね一様な放射特性を得る。例えばビーム走査角α°において、いかなる周方向でも概ね同一のビーム幅を有するビームを形成することができるという効果を有する。
【００７３】
実施の形態５．
図６は、実施の形態５における、放射素子１０の構成図である。
図中、１７はマイクロストリップアンテナなどの平面状の素子アンテナ、１８は複数の素子アンテナ１７を接続する給電線、１９は給電点である。他の番号は前述のものと同じである。
【００７４】
実施の形態３では、式（１２）により、ビーム走査域α°内の最小利得を最大化した放射素子１０の等価開口直径ｄを明らかにした。ビーム走査域α°が小さいと、等価開口直径ｄは大きくなり、１波長以上になることもある。このような等価開口の放射特性を実現する放射素子としては、実施の形態３で上げた八木アンテナやショートバックファイアアンテナ、その他にホーンアンテナ等が上げられる。しかしながらこれらのアンテナは、高さ、厚みが大きく、薄型のアレーアンテナ装置を実現するのが困難であるという課題があった。
【００７５】
一方、薄型アンテナとしてはマイクロストリップアンテナ等が上げられるが、これらのアンテナ寸法は一般に１波長以下であり、所望の放射特性を得ることができない場合もある。そこで、本実施の形態では、図６のようにマイクロストリップアンテナのような小さな素子アンテナ１７を給電線１８で接続し、サブアレーを形成してこれを放射素子１０とする。サブアレーでは給電点１９より供給された電力を、給電線１８により複数の素子アンテナ１７に分配し、複数の素子アンテナ１７全体で放射を行うことにより素子アンテナ１７単体より大きな放射開口を形成し、放射素子１０の所望の特性を実現する。これにより、所望の放射特性を有して、かつ、薄型の放射素子１０を実現することができる。すなわち、より厚みの薄いアレーアンテナ装置を得るという効果を有する。
【００７６】
実施の形態６．
図７は、実施の形態６における、放射素子１０の構成図である。
図７（ａ）は正面図、（ｂ）は断面図である。
図中、２０は素子アンテナ１７の近傍に配置され、直接給電されていない非給電素子であり、２１は素子アンテナ１７や非給電素子２０を支える誘電体基板、２２はグランド導体である。他の番号は、前述のものと同じである。
なお、図７（ａ）正面図では、誘電体基板２１やグランド導体２２は省略している。
【００７７】
実施の形態５（図６）のサブアレー形式の放射素子１０では、給電線１８において伝送損失が生じるため、利得が低下する場合がある。そこで、本実施の形態では、１個の素子アンテナ１７のみを給電し、給電線を廃するもしくは短縮することで上記伝送損失を防いでいる。
【００７８】
素子アンテナ１７から放射された電波は、近接する複数の非給電素子２０に結合し、そこから再放射される。複数の非給電素子は素子アンテナ１７より広い面積に展開しているため、全体として、素子アンテナ１７単体より広い開口を有する放射素子１０を実現できる。これにより、所望の放射特性を有して、かつ、より損失の少ないアレーアンテナ装置を得ることができる。
【００７９】
また、本実施の形態６の構成においても、八木アンテナやショートバックファイアアンテナ、ホーンアンテナ等に比べて、より薄型のアレーアンテナ装置を得ることができることは言うまでもない。
【００８０】
また、以上の実施の形態１〜６では、必要に応じて送信時や受信時の説明を使い分けたが、アンテナは送受可逆であり、送信、受信のいずれでも同じ効果を得ることは言うまでもない。
【００８１】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、所望のビーム走査範囲と利得を与えた場合に、従来装置より放射素子数を削減し、製造コストを低減したアレーアンテナ装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１におけるアレーアンテナ装置の放射素子の配置を示したアンテナ平面（ｘｙ平面）を示す図である。
【図２】アレーアンテナ装置のビーム走査領域を示す図である。
【図３】理想的な放射素子の放射特性を示す図である。
【図４】実施の形態１における１放射素子の放射特性を示す図である。
【図５】第１の従来例に示されるような、グレーティングローブを完全に抑圧する狭い素子間隔で放射素子１０を配列したアレーアンテナ装置である。
【図６】実施の形態５における、放射素子１０の構成図である。
【図７】実施の形態６における、放射素子１０の構成図である。
【図８】第１の従来例であり、例えば特開平５−３０８２２３号に掲載されているアレーアンテナ装置である。
【図９】第２の従来例であり、例えば特表平１−５０３６６９号に掲載されているアレーアンテナ装置の部分図である。
【符号の説明】
１０放射素子、１１直径ｄ、１２同心円、１３座標、１４ビーム走査領域、１５高さｈ、１６開口、１７素子アンテナ、１８給電線、１９給電点。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an antenna device that performs beam scanning by arranging a plurality of radiating elements in communication or radar, for example.
[0002]
[Prior art]
Hereinafter, a conventional technique will be described.
FIG. 8 shows a first conventional example, for example, an array antenna apparatus described in Japanese Patent Laid-Open No. 5-308223.
In the figure, 1 is a radiating element that operates at a high frequency, 2 is a radiating element that operates at a low frequency, 3 is an arrangement interval d1 and d2 of the radiating element 1 that operates at a high frequency, and 4 is a radiating element 2 that operates at a low frequency. Arrangement intervals D1 and D2.
[0003]
Next, the operation of this array antenna apparatus will be described.
Each radiating element 1 is connected to a phase control means for changing its excitation phase, and a predetermined excitation phase is given to each radiating element 1 to form a beam in a desired direction. The radiating element 2 is also connected to phase control means different from that of the radiating element 1 and performs beam forming in the same manner.
In addition to the phase control means, an amplitude control means may be connected. This conventional example is characterized in that array antenna devices having different operating frequencies are configured on the same coplanar surface.
[0004]
In the array antenna apparatus in which the radiating elements are regularly arranged in this way, if the arrangement interval of the radiating elements is widened, a complete common phase condition is generated in a direction different from the desired direction, and a large unnecessary radiation, that is, a grating lobe is generated. Is known to occur. Usually, the arrangement interval is narrowed to avoid the grating lobe. As the beam is scanned in a direction further away from the vertical direction of the array antenna device, the interval between the arrangements needs to be narrowed, and the interval becomes 0.5 to 1.0 wavelength or less.
[0005]
Further, in the array antenna in which the radiating elements are arranged at intervals of 1.0 wavelength or less in this way, the beam gain is approximately proportional to the wavelength ratio of the total area (hereinafter referred to as antenna area) where the radiating elements are arranged. Therefore, in realizing a desired gain, a necessary antenna area is determined at the lowest frequency that is the maximum wavelength in the operating band. On the other hand, the radiating element arrangement interval capable of suppressing the grating lobe is determined by the maximum frequency that is the minimum wavelength in the operating band.
[0006]
Next, another conventional technique will be described.
FIG. 9 shows a second conventional example, which is a partial view of an array antenna apparatus described in, for example, Japanese translations of PCT publication No. 1-503669.
In the figure, 5 represents a radiating element, and 6 represents a concentric circle in which the radiating elements are arranged.
[0007]
Next, the operation of this array antenna apparatus will be described.
Also in this example, as in the first conventional example, the phase control means for changing the excitation phase is connected to each radiating element 5, and a desired excitation phase is given to each radiating element 5 by applying a desired excitation phase. A beam is formed in the direction of.
[0008]
In the second conventional example, a horn antenna or the like having an aperture diameter of several wavelengths is assumed as the radiating element. Therefore, the arrangement interval of the radiating elements is 1.0 wavelength or more. Therefore, unnecessary radiation such as a grating lobe or a large side lobe according to the grating lobe is generated. In this example, by arranging the radiating elements on concentric circles, it is possible to prevent a complete grating lobe from appearing. This is because the concentric arrangement is a kind of unequal interval arrangement, and a perfect co-phase condition does not occur except in a desired beam direction. However, even in this case, large unnecessary radiation is generated in accordance with the grating lobe. In this example, the unnecessary radiation is further reduced by changing the size of the radiating element 5 for each concentric circle 6 and changing the element pattern.
When the radiating elements are arranged at a large interval in this way, the gain of the array antenna apparatus is not equal to the antenna area, but is approximately equal to the addition of the gains of all the radiating elements. For example, if all the radiating elements are the same, the gain of the array antenna apparatus is proportional to the number of radiating elements.
[0009]
[Patent Document 1]
JP-T-1-503669 [Patent Document 2]
JP-A-5-308223
[Problems to be solved by the invention]
The conventional array antenna apparatus is configured as described above, but has the following problems. First, in the first conventional example, since the spacing between the radiating elements is 1.0 wavelength or less, the number of radiating elements increases. In particular, when the operating band is wide, the antenna area for obtaining a desired gain is determined from the maximum wavelength in the operating band, whereas the interval between the radiating elements is determined from the minimum wavelength. Therefore, the rate of increase in the number of radiating elements is enormous. In the array antenna apparatus, an increase in the number of radiating elements is accompanied by an increase in the phase control means and the amplitude control means connected thereto, which causes a problem that the manufacturing cost of the array antenna apparatus increases.
[0011]
As a method of obtaining a desired gain and reducing the number of radiating elements, there is a method of increasing the spacing between the radiating elements as in Conventional Example 2, although the antenna area increases. Although unnecessary radiation is larger than that in Conventional Example 1, the gain of the array antenna device is equal to the sum of the gains of all the radiating elements. Therefore, if a radiating element having a high gain is used, the number of elements can be reduced. However, since the gain of the radiating element also has an upper limit, there is a limit in reducing the number of radiating elements. Also, this relationship is not clear. In particular, when a desired beam scanning range is specified, the most suitable radiation characteristics of the radiating elements and their arrangement intervals are not clarified, and it is difficult to realize the minimum number of radiating elements.
[0012]
For the reasons described above, it has been difficult to realize an array antenna apparatus having the minimum number of radiating elements, that is, the lowest manufacturing cost, with the conventional technique.
[0013]
An object of the present invention is to obtain an array antenna apparatus in which the number of radiating elements is reduced compared to the conventional apparatus and the manufacturing cost is reduced when a desired beam scanning range and gain are given.
[0014]
It is another object of the present invention to obtain a thinner array antenna device.
[0015]
It is another object of the present invention to obtain an array antenna device that reduces unnecessary radiation and realizes uniform radiation characteristics in the entire circumferential direction.
[0016]
It is another object of the present invention to obtain a thinner array antenna device by using a radiating element including a plurality of element antennas.
[0017]
Further, by forming a radiating element by one fed element antenna and a plurality of non-fed elements installed in the vicinity of the fed element antenna, an array antenna apparatus with less loss can be obtained. Objective.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, in an array antenna apparatus in which a plurality of radiating elements are arranged on a plane, the vertical direction of the plane is generally the peak of the radiation pattern, and the amplitude level of the radiation pattern is a predetermined separation angle α ° from the vertical direction. It is characterized by using a radiating element having a radiation characteristic of a quadratic function shape, which is approximately 4.3 dB [dB] lower than the amplitude level in the vertical direction.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a diagram showing an antenna plane (xy plane) showing the arrangement of radiating elements of the array antenna apparatus in the first embodiment.
FIG. 2 is a diagram showing a beam scanning region of the array antenna apparatus.
FIG. 3 is a diagram illustrating the radiation characteristics of an ideal radiation element.
FIG. 4 is a diagram showing a radiation characteristic of one radiation element in the present embodiment.
3 and 4, the horizontal axis represents an angle (angle width) indicating the beam width, the vertical axis represents the radiation level of the radiating element, and the thick solid line represents the radiation characteristic. Incidentally, the radiation characteristics indicated by the thick solid lines in FIGS. 3 and 4 are established on all surfaces including the z axis shown in FIGS. 1 and 2, that is, radiation that is rotationally symmetric with respect to the z axis. It shall be a characteristic.
In these drawings, 10 is a plurality of circular radiating elements (or openings) having the same diameter and 11 is the diameter or equivalent diameter d of the radiating element 10 and is expressed in wavelength units. 12 is a concentric circle in which the radiating element 10 is arranged, 13 is a coordinate, and 14 is a beam scanning region.
[0020]
Next, the operation of this apparatus will be described.
The radiating elements 10 are arranged at equal intervals in the concentric circles 12, but may be unequal intervals. The radius of each concentric circle may change regularly or may change irregularly. Each radiating element 10 is connected to phase control means such as a phase shifter, and a beam is formed in a desired direction by applying a predetermined excitation phase to each radiating element 10. In this apparatus, the arrangement intervals of the radiating elements 10 are separated (how much they are separated will be described in Embodiment 3), and the gain of the entire array antenna apparatus is approximately equal to “element gain × number of elements”.
[0021]
Consider a case in which this array antenna apparatus performs beam scanning in a conical region (beam scanning region 14) having a separation angle α ° from the z direction which is the vertical direction as shown in FIG. In order to obtain a gain of a predetermined value or more in the beam scanning region 14, the radiation characteristic of the radiating element 10 needs to have a gain as high as possible in the beam scanning region 14 in order to reduce the number of radiating elements as much as possible.
[0022]
As shown in FIG. 3, the most ideal radiation characteristic of the radiating element 10 has a uniform radiation level in the beam scanning region 14 and does not radiate to other regions. At this time, the minimum gain of the radiating element 10 in the beam scanning region 14 is theoretically maximized. However, in order to realize the radiation characteristics as shown in FIG. 3, the size of the radiation element 10 is infinite, and the amplitude / phase distribution in the opening of the radiation element 10 is complicated. In addition, those close to the radiation characteristics shown in FIG. 3 are extremely large in size of the radiation element 10 and the aperture amplitude / phase distribution is complicated. Therefore, realization of the radiation element 10 having the ideal radiation characteristic shown in FIG. 3 or a radiation characteristic close thereto is difficult and impractical.
[0023]
The radiation characteristic of the radiating element 10 that can be normally realized is a quadratic function shape as shown in FIG. 4 (rotating body shape in which the target radiation is rotated around the z axis, a hanging bell shape, a semi-oval shape, Semi-capsule shape, rotating semi-elliptical shape). Such radiation characteristics can be realized by a simple synthesis of one or more element antennas. In such a quadratic function-shaped radiation characteristic, the condition for maximizing the minimum gain in the beam scanning region 14 is determined as follows.
[0024]
Since the radiating element 10 has a radiating characteristic symmetric with respect to the z axis, the equivalent opening can be assumed to be a circular shape that is also symmetric with respect to the z axis (however, the actual radiating element 10 is not limited to a circular opening). Absent). When the equivalent circular aperture diameter is expressed in wavelength units and d11, the beam width Θ ° of the radiation characteristic (angle width at which the level is reduced by 3 dB from the peak gain) is expressed by the following equation.
[0025]
[Expression 1]

[0026]
Here, k = 58.44. When the peak gain is G ₀ [dB], the equivalent aperture diameter d11 is expressed by the following relational expression.
[0027]
[Expression 2]

[0028]
Further, assuming that the gain at a separation angle α ° (hereinafter referred to as beam scanning region α °) from the z-axis which is the end of the beam scanning region 14, that is, the minimum gain in the beam scanning region is G [dB], the radiation characteristic of FIG. Since it is a quadratic function shape, it is expressed by the following equation.
[0029]
[Equation 3]

[0030]
From equations (1) to (3), the beam scanning area α ° is expressed by the following equation.
[0031]
[Expression 4]

[0032]
The condition for α to be a real number is naturally G <G ₀ . The condition that the beam scanning area 14 becomes maximum when the beam scanning area minimum gain G is given, that is, the condition that the beam scanning area α ° becomes maximum, is obtained by differentiating equation (4) by d11 as follows.
[0033]
[Equation 5]

[0034]
[Formula 6]

[0035]
That is, when the equivalent aperture diameter d11 of Expression (6) is given, the maximum beam scanning area α ° in which the minimum beam scanning area gain is G is realized. On the other hand, in this beam scanning area α °, the beam scanning area minimum gain does not exceed G described above. This is because if there is a minimum beam scanning area gain exceeding G, a larger beam scanning area α ° exists when G is given. Therefore, Expression (6) is also a condition that gives the maximum beam scanning region minimum gain G in the beam scanning region α °. The following equation is obtained from the logarithm of equation (6) and equation (2).
[0036]
[Expression 7]

[0037]
That is, when a radiation characteristic having a quadratic function shape that reduces the level of about 4.3 [dB] from the peak gain in the beam scanning region α ° is given, the beam in the beam scanning region α ° (beam scanning region 14) is given. The scanning area minimum gain is maximized. For example, it is desirable to use a quadratic function shown in Expression (3), but the constants in Expression (3) may be changed.
[0038]
Therefore, a predetermined gain in the beam scanning region 14 can be achieved by using a radiation element having a radiation function having a quadratic function shape such that the level of 4.3 [dB] is lowered from the peak gain in the beam scanning region α °. An array antenna device with the minimum number of elements can be realized. That is, the vertical direction of the antenna plane is approximately the peak of the radiation pattern, and the amplitude level of the radiation pattern is decreased by approximately 4.3 dB [dB] from the amplitude level in the vertical direction at a predetermined separation angle α ° from the vertical direction. By using a radiating element having a quadratic function-shaped radiation characteristic, there is an effect of realizing an array antenna apparatus with the lowest manufacturing cost.
[0039]
Embodiment 2. FIG.
Here, a specific example of the array antenna apparatus will be shown, and the effect of the first embodiment will be clarified. First, an example according to the prior art will be shown.
FIG. 5 shows an array antenna apparatus in which the radiating elements 10 are arranged at a narrow element interval that completely suppresses the grating lobe as shown in the first conventional example.
In the figure, 15 is the height h of the array grid of the radiating

elements

10, and 16 is an opening for arranging the radiating elements 10. Other numbers are the same as described above.
[0040]
In the array antenna apparatus of FIG. 5, the radiating elements 10 are arranged on an equilateral triangular lattice. As shown in FIG. 2, when beam scanning is performed on a region that is rotationally symmetric with respect to the z-axis, it is known that an equilateral triangular lattice has the widest element spacing as an arrangement for completely suppressing the grating lobe.
[0041]
Consider an array antenna apparatus that obtains a gain of 22 [dBi] in a ratio band of 4% and a beam scanning range α ° = 25 °. Since the ratio band is 4%, if the wavelength of the lowest frequency is λ ₁ , the wavelength λ _{2 of the} highest frequency is λ ₂ = 0.96λ ₁ . When the beam is scanned, the gain is minimized by α ° = 25 °. Therefore, when the array antenna apparatus is viewed from this direction, an opening area S that can achieve a desired gain at the lowest frequency is required. It is known that the area S is expressed by the following equation using the lowest frequency wavelength λ ₁ .
[0042]
[Equation 8]

[0043]
Here, g represents the desired gain as a true number. From α ° = 25 °, g = 10 ^22/10 ,
[0044]
[Equation 9]

[0045]
become.
[0046]
On the other hand, it is known that the spacing between the radiating elements for suppressing the grating lobe is obtained from the wavelength λ _{2 of the} highest frequency, and the height h of the equilateral triangle is specified by the following equation.
[0047]
[Expression 10]

[0048]
β is a coefficient, and the grating lobe can be suppressed by setting it to less than 1. If β = 0.9, then λ ₂ = 0.96λ ₁ and α ° = 25 °, so h = 0.607λ ₁ . Since the base of the equilateral triangle is approximately 1.15h, the occupation area of one radiating element 10 is h · 1.15h = 0.424λ ₁ ² . Therefore, the number of radiating elements 10 arranged in the opening 16 is
[0049]
## EQU11 ##

[0050]
Become a piece.
[0051]
Next, this embodiment will be described.
In the radiating element 10 in which the minimum gain G within the beam scanning region α ° is maximized, the following relationships are derived from the equations (4) and (6) of the first embodiment.
[0052]
[Expression 12]

[0053]
From α ° = 25 °, the beam scanning region minimum gain of the radiating element 10 used in the present embodiment is
[0054]
[Formula 13]

[0055]
become. In this embodiment, since the gain of the entire array antenna apparatus is “element gain × number of elements”, 22−8.6 = 13.4 [dB] is earned by the number of radiating elements. That is,
[0056]
[Expression 14]

[0057]
Pieces (10 ^1.34 pieces = 21.877 pieces, i.e., about 22) is the number of radiating elements required.
[0058]
As described above, the number of radiating elements is 33 in the conventional example, whereas it is 22 according to the present embodiment, and the number of radiating elements can be reduced to 2/3. That is, the effect of making the manufacturing cost of the array antenna device cheaper was shown. This effect becomes even more pronounced as the operating frequency band increases.
[0059]
Embodiment 3 FIG.
The third embodiment will also be described with reference to FIG.
Here, a desirable arrangement interval of the radiating element 10 will be clarified.
[0060]
From the above equations (3) and (7), the relationship between the beam scanning area α ° and the beam width Θ is expressed by the following equation.
[0061]
[Expression 15]

[0062]
Furthermore, from equations (1) and (11),
[0063]
[Expression 16]

[0064]
It is. That is, the equivalent aperture diameter d11 of the radiating element 10 that maximizes the beam scanning region minimum gain is expressed by the equation (12) in wavelength units. For example, if the beam scanning area α ° = 17.5 °, the equivalent aperture diameter d11 is approximately two wavelengths. Here, that the equivalent aperture diameter d of the radiating element 10 is approximately 35 / α means that the plurality of radiating elements are arranged so that the center (center) of adjacent radiating elements is at an interval of approximately 35 / α wavelength or more. It means to arrange.
[0065]
Even when the physical aperture diameter of the radiating element 10 is smaller than the value expressed by the equation (12), it is possible to obtain a radiation characteristic equivalent to the equivalent aperture diameter of the equation (12). The above-mentioned radiation characteristics with an equivalent diameter of two wavelengths can be realized with a Yagi antenna or a short backfire antenna, and the aperture diameter of these is smaller than two wavelengths. These antennas have a height and have the above characteristics due to a three-dimensional configuration. Therefore, if such an antenna is used as the radiating element 10, it is also possible to physically arrange the radiating element 10 within the interval of the expression (12).
[0066]
However, when the radiating elements 10 are arranged at such a narrow interval, the gain of the radiating elements 10 in the array state is deteriorated from that of the single element due to mutual coupling between the radiating elements. This can be roughly explained qualitatively by considering the situation at the time of reception as follows. When used alone, it can absorb radio waves arriving at an area corresponding to the aperture diameter of Equation (12), but if it is arranged at a smaller interval than Equation (12), the responsible areas of the radiating elements overlap each other, and the adjacent radiating elements are inherently Is deprived of radio waves that should be able to absorb. For this reason, the gain is deteriorated as compared with the single unit. Incidentally, since the radiation characteristics of the antenna are the same for both transmission and reception, the gain is similarly deteriorated not only during reception but also during transmission.
[0067]
Therefore, if the radiating elements 10 are arranged at an interval equal to or greater than the expression (12), the above-described gain degradation can be avoided, and an array antenna apparatus having the minimum number of elements, that is, the lowest manufacturing cost can be realized.
[0068]
Furthermore, there is no need to use a radiating element that gains gain at a height, such as the aforementioned Yagi antenna or short backfire antenna. That is, since a planar radiating element having an opening area of Expression (12) can be adopted, there is an effect of obtaining a thinner array antenna device.
[0069]
Embodiment 4 FIG.
The fourth embodiment will also be described with reference to FIG.
Here, a desirable arrangement of the radiating element 10 that can suppress unnecessary radiation will be clarified.
[0070]
In the first to third embodiments described above, if the gain of the radiating element 10 is maximized within the beam scanning range α ° and arranged at a predetermined interval or more, the desired gain in the array antenna device is the minimum radiating element. Clarified what can be achieved with numbers. In these, there is no restriction | limiting about the arrangement | positioning shape of a radiation element at the point of achieving a desired gain. For example, even in an equilateral triangle arrangement as shown in FIG. 5, a grating lobe is generated due to a wide element interval, but a desired gain is maintained.
[0071]
However, there are many cases where it is desirable to suppress unwanted radiation as much as possible. Therefore, in this embodiment, the radiating elements are arranged concentrically as shown in FIG. The grating lobe is a phenomenon in which all the radiating elements are in the same phase in a direction different from the desired direction, and occurs only in a regular arrangement as shown in FIG. The concentric arrangement in FIG. 1 is a kind of irregular arrangement, and a perfect in-phase relationship (= grating lobe) does not occur except in a desired direction. Therefore, an effect of obtaining an array antenna apparatus having a lower unnecessary radiation level is obtained.
[0072]
Furthermore, since the arrangement is concentric, the entire array antenna apparatus is generally symmetric with respect to the z-axis. For this reason, a substantially uniform radiation characteristic can be obtained regardless of the direction of beam scanning in all directions. For example, there is an effect that beams having substantially the same beam width can be formed in any circumferential direction at a beam scanning angle α °.
[0073]
Embodiment 5 FIG.
FIG. 6 is a configuration diagram of the radiating element 10 according to the fifth embodiment.
In the figure, 17 is a planar element antenna such as a microstrip antenna, 18 is a feed line for connecting a plurality of

element antennas

17, and 19 is a feed point. Other numbers are the same as described above.
[0074]
In the third embodiment, the equivalent aperture diameter d of the radiating element 10 in which the minimum gain within the beam scanning range α ° is maximized is clarified by Expression (12). When the beam scanning area α ° is small, the equivalent aperture diameter d becomes large and may be longer than one wavelength. As a radiating element that realizes the radiation characteristics of such an equivalent aperture, the Yagi antenna and the short backfire antenna raised in Embodiment 3 and the horn antenna can be cited. However, these antennas have a problem that it is difficult to realize a thin array antenna device because of their large height and thickness.
[0075]
On the other hand, as a thin antenna, a microstrip antenna or the like can be raised, but these antenna dimensions are generally one wavelength or less, and a desired radiation characteristic may not be obtained. Therefore, in this embodiment, a small element antenna 17 such as a microstrip antenna is connected by a feeder line 18 as shown in FIG. In the subarray, the power supplied from the feeding point 19 is distributed to the plurality of element antennas 17 by the feeder line 18 and radiated by the whole of the plurality of element antennas 17 to form a radiation opening larger than that of the element antenna 17 alone. The desired characteristics of the element 10 are realized. Thereby, the thin radiation element 10 which has a desired radiation characteristic and is thin is realizable. That is, there is an effect that an array antenna apparatus having a thinner thickness is obtained.
[0076]
Embodiment 6 FIG.
FIG. 7 is a configuration diagram of the radiating element 10 according to the sixth embodiment.
FIG. 7A is a front view, and FIG. 7B is a cross-sectional view.
In the figure, 20 is a non-feed element that is arranged near the element antenna 17 and is not directly fed, 21 is a dielectric substrate that supports the element antenna 17 and the

non-feed element

20, and 22 is a ground conductor. Other numbers are the same as described above.
In FIG. 7A, the dielectric substrate 21 and the ground conductor 22 are omitted from the front view.
[0077]
In the sub-array type radiating element 10 according to the fifth embodiment (FIG. 6), a transmission loss occurs in the feeder line 18, so that the gain may decrease. Therefore, in the present embodiment, the transmission loss is prevented by feeding only one element antenna 17 and eliminating or shortening the feeding line.
[0078]
The radio wave radiated from the element antenna 17 is coupled to a plurality of adjacent non-feed elements 20 and re-radiated therefrom. Since the plurality of non-feed elements are spread over an area larger than the element antenna 17, the radiating element 10 having an opening wider than the element antenna 17 alone can be realized as a whole. Thereby, an array antenna apparatus having desired radiation characteristics and less loss can be obtained.
[0079]
In the configuration of the sixth embodiment, it is needless to say that a thinner array antenna device can be obtained as compared with a Yagi antenna, a short backfire antenna, a horn antenna, or the like.
[0080]
Further, in the above first to sixth embodiments, the explanation at the time of transmission and reception is properly used as necessary. However, it goes without saying that the antenna is reversible between transmission and reception, and the same effect is obtained in both transmission and reception.
[0081]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, when a desired beam scanning range and gain are given, an array antenna apparatus can be obtained in which the number of radiating elements is reduced as compared with the conventional apparatus and the manufacturing cost is reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an antenna plane (xy plane) showing an arrangement of radiating elements of an array antenna apparatus according to Embodiment 1. FIG.
FIG. 2 is a diagram showing a beam scanning region of the array antenna apparatus.
FIG. 3 is a diagram showing radiation characteristics of an ideal radiation element.
FIG. 4 is a diagram showing a radiation characteristic of one radiating element in the first embodiment.
FIG. 5 is an array antenna apparatus in which radiating elements 10 are arranged at a narrow element interval that completely suppresses a grating lobe, as shown in the first conventional example.
6 is a configuration diagram of a radiating element 10 according to Embodiment 5. FIG.
7 is a configuration diagram of a radiating element 10 according to Embodiment 6. FIG.
FIG. 8 shows a first conventional example, for example, an array antenna apparatus described in Japanese Patent Laid-Open No. 5-308223.
FIG. 9 is a partial view of an array antenna apparatus according to a second conventional example, for example, published in JP-T-1-503669.
[Explanation of symbols]
10 Radiating element, 11 Diameter d, 12 Concentric circle, 13 Coordinate, 14 Beam scanning area, 15 Height h, 16 Aperture, 17 Element antenna, 18 Feed line, 19 Feed point

Claims

In the array antenna apparatus in which a plurality of radiating elements are arranged on a plane and beam forming is performed at least up to a predetermined separation angle α ° in which beam scanning is performed from the vertical direction of the plane, each of the plurality of radiating elements includes: a peak of approximately radiation pattern in the vertical direction of the upper Symbol plane, the amplitude level of the radiation pattern in the separation angle alpha ° from the vertical direction is approximately 4.3 db [dB] decreases from the vertical amplitude level, array antenna apparatus characterized and Turkey which have a radiation characteristic of the quadratic function shape.

2. The array antenna apparatus according to claim 1, wherein the plurality of radiating elements are arranged at intervals of approximately 35 / α wavelength or more.

3. The array antenna device according to claim 1, wherein the plurality of radiating elements are arranged concentrically.

4. The array antenna apparatus according to claim 1, wherein the radiating element is constituted by a subarray in which a plurality of element antennas are arranged.

4. The array antenna device according to claim 1, wherein the radiating element includes a single fed element antenna and a plurality of non-fed feeds installed in proximity to the fed element antenna. An array antenna apparatus comprising an element.