JP4055587B2

JP4055587B2 - OFDM demodulation method and OFDM demodulation apparatus

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Publication number: JP4055587B2
Application number: JP2003017429A
Authority: JP
Inventors: 徳祥鈴木
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2003-01-27
Filing date: 2003-01-27
Publication date: 2008-03-05
Anticipated expiration: 2023-01-27
Also published as: JP2004229198A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＯＦＤＭ復調方法及びＯＦＤＭ復調装置に関する。本発明は遅延波の影響の大きい場所でのＯＦＤＭ受信に特に有効である。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＯＦＤＭ変調方式において、遅延波の重畳による直交性の崩れを防止する為、有効シンボルの前に、ガードインターバルとよばれる波形を付加している。このガードインターバルは、例えば有効シンボルの末尾１／４を付加し、１シンボルを５／４倍として、ガードインターバル長以下の遅延時間の遅延波に対しては復調時に影響を受けないようにするものである。この際、有効シンボル長の「ウインドウ」をかけることより、有効シンボル長分の波形が復調に用いられる。
【０００３】
しかしマルチパスの影響によりガードインターバルを越える遅延時間差を持つ遅延波が到来すると、誤り率が大きく劣化するという問題がある。このような場合、ガードインターバル長を大きくとる必要が有るが、これは通信の冗長さを増すこととなり、通信効率を落とす結果となる。
【０００４】
ところでＯＦＤＭにおいては、例えばＮ本のキャリアの帯域を使用する場合でもガードバンド等のヌルキャリアを多数有することが多い。そこで出願人は特願２００１−２９８０７８を基礎とする特願２００２−２８１８６８において、ヌルキャリアを有するＯＦＤＭ通信において、より短いシンボル長から有効キャリアを全て復調できることに着目し、遅延波による波形歪みの生じている信号部分を用いずに、有効キャリアを分離復調することで、ガードインターバルを越える遅延時間差を持つ遅延波が到来するマルチパスの影響下でも誤り率が大きく劣化しない復調方法及び復調装置を開示した。本発明者らはこれを投稿し、発表した。
【０００５】
【非特許文献１】
N. Suzuki, et al., IEICE Trans. Fundamentals, Vol. E85-A, No. 12 Dec. 2002, p.2859
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明はそれを更に発展させ、計算量を抑制することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決する為、請求項１に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるＯＦＤＭ変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するＯＦＤＭ復調方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｍ＜Ｎ）の使用シンボル部分を決定する工程と、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点とＮ−Ｍ個の０とのＮ個の複素ディジタル信号を入力してＮ点高速フーリエ変換を用いて整合フィルタを形成し、Ｌ本のサブキャリアを分離する工程と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉成分除去工程を有することを特徴とする。
【０００８】
また、請求項２に記載の手段によれば、請求項１のＯＦＤＭ復調方法において、干渉成分は、仮判定したＬ個のシンボルとＮ−Ｌ個のヌルシンボルとのＮ個の複素ディジタル信号をＮ点逆高速フーリエ変換し、その結果から前記使用シンボル部分Ｍ点に相当するＭ点を選び、他のＮ−Ｍ個を０に置き換えたのちＮ点高速フーリエ変換してサブキャリアに相当するＬ個を選択し、前記仮判定したＬ個のシンボルとの差から求めることを特徴とする。
【０００９】
また、請求項３に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるＯＦＤＭ変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するＯＦＤＭ復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号とＮ−Ｍ個の０とのＮ個の複素ディジタル信号を入力してＮ点高速フーリエ変換を用いて整合フィルタを形成し、Ｌ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める干渉成分推定部と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とする。
【００１０】
また、請求項４に記載の手段によれば、請求項３のＯＦＤＭ復調装置において、干渉成分推定部は、仮判定したＬ個のシンボルにＮ−Ｌ個のヌルシンボルを付加するヌルキャリア挿入器と、ヌルキャリア挿入器の出力するＮ個の複素ディジタル信号をＮ点逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換器と、逆高速フーリエ変換器の出力から、前記使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号に相当するＭ点を選び、他のＮ−Ｍ個を０に置き換える有効シンボル区間抽出ウインドウ器と、有効シンボル区間抽出ウインドウ器の出力するＮ個の複素ディジタル信号をＮ点高速フーリエ変換する高速フーリエ変換器と、高速フーリエ変換器の出力からサブキャリアに相当するＬ個を選択するキャリア選択器と、キャリア選択器の出力するＬ個の複素ディジタル信号と、前記仮判定したＬ個のシンボルとの差を求める減算器とからなることを特徴とする。
【００１１】
【作用及び発明の効果】
本願発明のＯＦＤＭ復調方法、ＯＦＤＭ復調装置は、１有効シンボル長のＮ個の複素ディジタル信号を用いず、Ｎ−Ｍ個の欠けた、Ｍ個の複素ディジタル信号を用いてヌルキャリアでないＬ本のサブキャリアの複素信号を計算する。ここで整合フィルタは、１有効シンボル長の各サブキャリアの波形との相互相関演算をするのではなく、当該一部欠けた時間軸上の信号波形と、各サブキャリアの同じく一部欠けた波形と相互相関演算をすることにより周波数軸上の信号を概算する働きをする。即ち、Ｌ本の各サブキャリアの１有効シンボル長から一部欠けた時間軸上の波形に対応するＬ個の整合フィルタを１個の行列演算により実現する。まずこれについて説明する。尚、欠けた部分を有効シンボル長の先頭として説明する。
【００１２】
Ｎ点フーリエ逆変換、Ｎ点フーリエ変換を用いるＯＦＤＭ通信方式において、Ｎ点フーリエ変換を行列ＦとおくとＮ点フーリエ逆変換の行列は（１／Ｎ）Ｆ^*とおくことができる。ただし、行列Ｆ^*は行列Ｆの共役転置行列を示し、且つＮ点フーリエ変換の行列Ｆは対称行列であって、行列Ｆのｋ＋１行ｎ＋１列は次の通りである。
【数１】

【００１３】
以下、煩雑さを避けるため、行列の定数倍、ベクトルの定数倍については適宜省略し、例えばＮ点フーリエ逆変換の行列を単にＦ^*などと示す。送信側において、Ｎ個のサブキャリアの複素信号（ヌルキャリアに対応するものは０）をＸ(k)（ｋは０からＮ−１までの整数）とおくと、有効シンボル長の離散波形ｘ(n)（ｎは０からＮ−１までの整数）は次の通りとなる。
【数２】

【００１４】
ここで、Ｎ点フーリエ逆変換の行列Ｆ^*の要素を、第１列、第２列、第ｎ＋１列ごとに縦ベクトルｆ₀、ｆ₁、…、ｆ_N-1とおくと、各縦ベクトルｆ₀、ｆ₁、…、ｆ_N-1に対応する横ベクトル^tｆ₀、^tｆ₁、…、^tｆ_N-1は、各々第０、第１、第Ｎ−１のサブキャリアの波形になっている。Ｎ点フーリエ逆変換の行列Ｆ^*の共役転置行列Ｆは、当該横ベクトル^tｆ₀、^tｆ₁、…、^tｆ_N-1の複素共役を第１行、第２行、…、第Ｎ−１行に有するものである。有効シンボル長の離散波形ｘ(n)（ｎは０からＮ−１までの整数）をＮ点フーリエ変換の行列Ｆの右から乗ずることは、Ｎ本のサブキャリアの整合フィルタを形成することと同様である。
【００１５】
ここにおいて、本願においては、有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けた、Ｍ個の複素ディジタル信号に整合フィルタの処理を施す。これは各横ベクトル^tｆ₀、^tｆ₁、…、^tｆ_N-1の複素共役について、左からＮ−Ｍ個の欠けたＭ次の横ベクトルを乗ずることで達成できることは明らかである。そこで本願発明においては、Ｎ点フーリエ変換の行列Ｆを用い、有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けたＭ個の複素ディジタル信号の先頭にＮ−Ｍ個の０を加えたＮ次のベクトルとしてＮ点フーリエ変換の行列Ｆの右から乗じて、必要なＬ本のサブキャリア番号に対応する複素信号を取り出す。
【００１６】
１有効シンボル長のＮ個の複素ディジタル信号からなるベクトルをＮ点フーリエ変換の行列Ｆの右から乗じた場合は、各キャリア間の干渉が生じず、得られるＮ個の複素信号はヌルキャリアを含めたＮ本のサブキャリアのシンボルである。しかし、本願は有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けたＭ個の複素ディジタル信号に対して整合フィルタ処理を施しているので、各サブキャリア間の直交性がくずれるため、出力されるＬ個の複素信号はキャリア間干渉を有する。そこで次のようにしてキャリア間干渉を除去していく。
【００１７】
まず、整合フィルタの出力であるＬ本のサブキャリア番号に対応する複素信号をＬ次のベクトルＸ₀で示す。まず、仮判定により、Ｌ次のベクトルＸ₀からＬ次のベクトルＸ₁を仮判定する。即ち、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭその他の変調方式に適合した信号点を示す複素信号のいずれかに当てはめる。この時、Ｌ次のベクトルＸ₀はキャリア間干渉を有するのでＬ次のベクトルＸ₁は送信されたＬ本のサブキャリアの複素信号とは一部異なっている可能性が高い。そこで仮判定されたＬ次のベクトルＸ₁から、ヌルキャリア番号の位置を０とおいたＮ次のベクトルを構成し、当該Ｎ次のベクトルが送受信された上、Ｎ個の時間軸上の複素ディジタル信号先頭のＮ−Ｍ個を０と置き換えてＮ点フーリエ変換した後、変換後のＮ個の複素信号のうち、Ｌ本のサブキャリアに対応するＬ個の複素信号を選択する。これは行列Ｒを用いてＲＸ₁とおくことができる。
【００１８】
前記仮判定されたＬ次のベクトルＸ₁に対し、Ｌ次のベクトルＲＸ₁がえられたので、これらに差があれば、その差ＲＸ₁−Ｘ₁は、上記整合フィルタの出力Ｘ₀の有するキャリア間干渉成分である可能性が高い。そこで、整合フィルタの出力Ｘ₀から、ＲＸ₁−Ｘ₁を減じ、その結果をもとにＬ次のベクトルＸ₂を仮判定する。仮判定されたＬ次のベクトルＸ₂は、一段前の仮判定されたＬ次のベクトルＸ₁よりもキャリア間干渉が減っていることが下記実施例のシミュレーションで確かめられている。そこで同様に、仮判定されたＬ次のベクトルＸ₂から、ヌルキャリア番号の位置を０とおいたＮ次のベクトルを構成し、当該Ｎ次のベクトルが送受信された上、Ｎ個の時間軸上の複素ディジタル信号先頭のＮ−Ｍ個を０と置き換えてＮ点フーリエ変換して出力ＲＸ₂を求め、整合フィルタの出力Ｘ₀からＲＸ₂−Ｘ₂を減じ、その結果をもとにＬ次のベクトルＸ₃を仮判定する。このように、Ｌ本のサブキャリアの複素信号を順次仮判定し、整合フィルタにおけるキャリア間干渉を見積もってＬ個の複素信号をＬ本のサブキャリアの複素信号に近づけていくことができる。
【００１９】
本願発明の復調方法又は復調方式は、ヌルキャリアでないＬ本のサブキャリアの複素信号は常に正確に得られるものではないが、後述する通り、通信方式として十分有効性のあるエラービットレートに押えることができる。これは復調に用いる時間軸上のシンボル長を短くすることができることを意味し、ガードインターバルを越える遅延波が到来しても、当該遅延波にあわせた、本来の有効シンボル長よりも短い時間軸上の離散波形からヌルキャリアでないＬ本のサブキャリアの複素信号を得ることが可能となる。
【００２０】
上記の通り、Ｌ次のベクトルＸ₁から、ヌルキャリア番号の位置を０とおいたＮ次のベクトルを構成し、当該Ｎ次のベクトルが送受信された上、Ｎ個の時間軸上の複素ディジタル信号先頭のＮ−Ｍ個を０と置き換えてＮ点フーリエ変換してＬ本のサブキャリアに対応するＬ個の複素信号を選択することは、予め行列Ｒを求めておき、行列Ｒを用いてＲＸ₁と計算することと等価である。
【００２１】
本発明は非特許文献１における、整合フィルタの行列演算を高速フーリエ変換に置き換えたもの（請求項１、請求項３）、更には各段の干渉成分除去部の行列演算を高速フーリエ逆変換と高速フーリエ変換に置き換えたもの（請求項２、請求項４）であり、非特許文献１の技術に比較し、格段に計算速度が向上したものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明は遅延波の電力が小さい場合はそのまま有効であるが、遅延波の電力が大きい場合はプリアンブル信号の通常の復調による周波数軸上の周波数伝搬特性を解析して逐次複素信号を修正する必要がある。そこで各実施例においては当該周波数伝搬特性による複素信号を修正する部分を省略してまず説明し、シミュレーションで用いた構成は別途示すものとする。
【００２３】
〔実施例〕
図１は本願の具体的な第１の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置１００の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置１００は、直交復調部１、有効シンボル抽出部２、マルチパス伝搬環境推定部３、整合フィルタ部１０、シンボル仮判定部２０、干渉成分推定部３０、減算器４０、シンボル判定部５１及び並直列変換器（Ｐ／Ｓ）５２からなる。このうち、整合フィルタ部１０は、サンプル数調整部１１、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１２、及びキャリア選択部１３からなる。また、干渉成分推定部３０は、ヌルキャリア挿入部３１、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）３２、有効シンボル区間抽出ウインドウ部３３、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）３４、キャリア選択部３５及び減算器３６からなる。本実施例は請求項１乃至４の具体的な実施例に当たる。シンボル仮判定部２０が仮判定器に、干渉成分推定部３０が干渉成分推定器に、減算器４０が干渉成分減算器に、シンボル仮判定部２０、干渉成分推定部３０及び減算器４０を合わせたものが干渉成分除去部に当たる。また、直交復調部１が直交復調及びサンプリング部に、マルチパス伝搬環境推定部３が遅延時間差推定部に、有効シンボル抽出部２が使用シンボル抽出部に当たる。
【００２４】
以下、本実施例ではガードインターバルを有するＯＦＤＭ変調波からデータを復調するものとする。キャリア数はＮ本、うち有効キャリアをＬ本（Ｌ＜Ｎ）とする。
【００２５】
ＯＦＤＭ復調装置１００においては、受信信号が直交復調部１でいわゆる同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの信号列が形成されたのち、有効シンボル抽出部２において、シンボルタイミングと、マルチパス伝搬環境推定部３の出力する有効シンボル長に基づき、Ｍ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号が抽出される。ここでは本来抽出すべきＮ個の複素ディジタル信号のうち、先頭のＮ−Ｍ個が遅延波の前シンボルの影響を受けたものとする。次にＭ個の複素ディジタル信号が整合フィルタ部１０のサンプル数調整部１１に出力される。尚、マルチパス伝搬環境推定部３の出力する有効シンボル長はスライディング相関により所望波又は最先の到達波のガードインターバル開始位置と、遅延波又は最後の到達波のガードインターバル開始位置とを求めてその開始位置の差から求める。尚、のちに示すシミュレーションではマルチパス伝搬環境推定部３は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によりプリアンブル信号を解析し、周波数歪みを求めるものを用いる。
【００２６】
整合フィルタ部１０においては、まずサンプル数調整部１１でＭ個の複素ディジタル信号の先頭に、Ｎ−Ｍ個の０を加えてＮ個の複素信号とする。次にＦＦＴ１２により、高速フーリエ変換を行う。この出力の内、ヌルキャリアでないサブキャリア番号に対応するものが、上述の整合フィルタ部１０の出力となるものである。そこでサブキャリア選択部１３において、ヌルキャリアでないサブキャリア番号に対応するＬ個を選択する。ＯＦＤＭ復調装置１００の整合フィルタ部１０の出力であるＬ個の複素信号は、各サブキャリアに整合したフィルタ（受信波形の複素信号と各サブキャリアの波形との相互相関積分演算を行うもの）により分離したものであるが、１シンボル長での積分演算ではないので、他のサブキャリアからの干渉成分（キャリア間干渉）を含んでいる。
【００２７】
整合フィルタ部１０で分離された各サブキャリアの信号は、シンボル仮判定部２０にて仮判定が行われる。次に、ヌルキャリア挿入部３１において、Ｌ個の複素信号に対し、ヌルキャリアの番号に対応してＮ−Ｌ個の０が挿入され、Ｎ個のサブキャリア信号が形成される。これは、受信信号とは若干異なるレプリカであり、上述の通り、キャリア間干渉成分による影響が含まれている。これをＩＦＦＴ３２で逆高速フーリエ変換してＮ個の時間軸上の複素信号を得る。次にマルチパス伝搬環境推定部３の出力する有効シンボル長に基づき、有効シンボル区間抽出ウインドウ部３３で先頭のＮ−Ｍ個の複素信号を０に置換したＮ個の複素信号とする。これを高速フーリエ変換器３４で処理して周波数軸上のＮ個の複素信号を得て、キャリア選択部３５でヌルキャリアでないサブキャリア番号に対応するＬ個を選択する。この出力は、Ｌ個の複素数からなり、整合フィルタ部１０の出力とは若干異なるレプリカである。ここからＬ個の複素数であるシンボル仮判定部２０の出力を減算器３６で減算すると、Ｌ個のサブキャリア各々のキャリア間干渉成分を概算することができる。このＬ個の干渉成分を減算器４０でＬ個の複素数からなる整合フィルタ部１０の出力から減じると、整合フィルタ部１０の出力よりもより確度の高い各サブキャリアの信号が得られる。
【００２８】
確度の高くなった各サブキャリアの信号は、シンボル判定部５１、並直列変換器５２にて順に処理されても良いが、キャリア間干渉除去部を構成するシンボル仮判定部２０、干渉成分推定部３０及び減算器４０を多段に組んでより確度を高めることも可能である。この場合、第ｉ段（ｉ≧２）においては、シンボル仮判定部２０−ｉへの入力は前段である第ｉ−１段の減算器４０−（ｉ−１）の出力であり、減算器４０−ｉにおいては、整合フィルタ部１０の出力から減算器３６−ｉの出力を減じるものとする。最終段の減算器４０−lastの出力は、シンボル判定部５１、並直列変換器５２にて順に処理される。
【００２９】
図２に当該仮判定部と干渉成分推定部、キャリア間干渉減算部を１段乃至３段に組んだＯＦＤＭ復調装置のシミュレーションを示す。シミュレーション条件は。ＤＣキャリアをヌルとしたＬ＝５２のサブキャリアを用い、Ｔ_GI＝Ｔ／４、サブキャリア変調をＱＰＳＫとして、遅延波と所望波を等電力とし、ビット当り受信信号電力／雑音電力密度を30dB、移動によるドップラー周波数とシンボル長の積を0.000032とした。ここにおいて、遅延波による周波数伝搬特性が無視できないため、伝搬路の周波数特性をプリアンブル信号により解析し、シンボル仮判定部２０とヌルキャリア挿入部において、伝搬路の周波数特性で各キャリアに対応する複素信号を修正した上、周波数軸上の仮判定を行い、周波数上の複素信号とした。即ち、既知のデータ（プリアンブル）の現実の受信信号の周波数ωの成分Ｒ₀(ω)と既知のデータの周波数ωの成分Ｓ₀(ω)との比Ｒ₀(ω)／Ｓ₀(ω)により伝送路の伝達関数Ｚ(ω)を求め、任意データの受信信号の周波数成分Ｒ(ω)を伝達関数Ｚ(ω)で割ることが「搬路の周波数特性で各キャリアに対応する複素信号を修正」にあたり、こののちに周波数軸上の仮判定を行う。また、逆にヌルキャリアを挿入したのち伝達関数Ｚ(ω)を乗じてＩＦＦＴ３２に出力することが、周波数上の複素信号とすることに当たる。上述の多段の場合は各段で行う。本願発明によれば、ガードインターバルをＴ／４程度近く越える遅延波が（合計Ｔ／２）到来しても、誤り率が大きくは劣化しない復調装置とすることができることがわかる。
【００３０】
〔第１の変形例〕
図３は、図１のＯＦＤＭ復調装置１００を一部変形した、第１の変形例に係るＯＦＤＭ復調装置１１０の構成を示すブロック図である。図３のＯＦＤＭ復調装置１１０においては、図１のＯＦＤＭ復調装置１００の有効シンボル抽出部２と整合フィルタ部１０の構成を、有効シンボル区間抽出ウインドウ部１６と整合フィルタ部１５に置き換えたほかは全く同様の構成である。また、当該置き換えも、図１のＯＦＤＭ復調装置１００の有効シンボル抽出部２と、整合フィルタ部１０の構成要素であったサンプル数調整部１１とを一体化したものに留まる。このような構成の図３のＯＦＤＭ復調装置１１０も、図１のＯＦＤＭ復調装置１００と全く同一の作用を有する。図３のＯＦＤＭ復調装置１１０も本願発明に包含される。
【００３１】
〔第２の変形例〕
図４は、図３のＯＦＤＭ復調装置１１０を一部変形した、第２の変形例に係るＯＦＤＭ復調装置１２０の構成を示すブロック図である。本変形例は、図３のＯＦＤＭ復調装置１１０における減算器３６と減算器４０の順序を変更したものと言える。このため、図３のＯＦＤＭ復調装置１１０における干渉成分推定部３０から減算器３６を除いた構成の整合フィルタレプリカ生成部３９とし、その出力は減算器３７において整合フィルタ部１５の出力から減算される。この出力をシンボル仮判定値更新部４１にて、シンボル仮判定部２０の出力と加算する。こののちシンボル判定部５１にて処理される。このような構成の図４のＯＦＤＭ復調装置１２０も、図１のＯＦＤＭ復調装置１００、図３のＯＦＤＭ復調装置１１０と全く同一の作用を有する。図４のＯＦＤＭ復調装置１２０も本願発明に包含される。
【００３２】
〔第３の変形例〕
図５は、図４のＯＦＤＭ復調装置１２０を一部変形した、第３の変形例に係るＯＦＤＭ復調装置１３０の構成を示すブロック図である。本変形例は、図１、図４のＯＦＤＭ復調装置１００、１３０が周波数軸上においてキャリア間干渉を除去していたものを、時間軸上で行うとするものである。即ち、図１、図４の構成において、逐次近似していく際の基準となる信号を整合フィルタ部の出力としていたものを、図５のＯＦＤＭ復調装置１３０は、有効シンボル区間抽出ウインドウ部１６の出力とするものである。そのため、図４のＯＦＤＭ復調装置１２０の整合フィルタレプリカ生成部３９に当たる部分を２段に分け、受信信号レプリカ生成部３０１と誤差信号修正部３０２に分離する。
【００３３】
次に、図４のＯＦＤＭ復調装置１２０と同様に、シンボル仮判定部２０のによりシンボルが仮判定される。次にヌルキャリア挿入部、ＩＦＦＴ３２、有効シンボル区間抽出ウインドウ部３３からなる受信信号レプリカ生成部３０１にて、Ｍ個の複素信号からなる受信信号のレプリカが生成される。次に減算器３０３にて、有効シンボル区間抽出ウインドウ部１６の出力から受信信号レプリカ生成部３０１にて生成した受信信号のレプリカを減じると、各サブキャリアについての誤差信号のみが出力されることとなる。これをＦＦＴ３４、キャリア選択部３５からなる誤差信号修正部３０２において処理すると、誤差信号による各サブキャリアへの影響部分のみが出力できることとなる。これをシンボル仮判定値更新部４１ににてシンボル仮判定部２０の出力と加算する。こののちシンボル判定部５１にて処理される。このような構成の図５のＯＦＤＭ復調装置１３０も、図１のＯＦＤＭ復調装置１００、図３のＯＦＤＭ復調装置１１０、図４のＯＦＤＭ復調装置１２０と同様の作用を有する。図５のＯＦＤＭ復調装置１３０も本願発明に包含される。
【００３４】
上述の各実施例では、最も早い到来波と最も遅い遅延波との遅延時間差を考慮し、且つ最も早い到来波により同期が確立することを前提としているが、遅延時間差推定部の働きとして次のような遅延時間差を各構成要素に出力するとしても良い。即ち、各遅延波の強度も考慮した遅延時間差、或いは、予め定められた閾値以上の電力を持つ最も遅い遅延波と最も早い到来波との遅延時間差が挙げられる。
【００３５】
上述の各実施例では、遅延波の有効シンボル先頭或いはガードインターバル末尾から最も早い到来波の有効シンボル末尾までを使用シンボル部としたが、使用シンボル部は当該区間の内部であれば良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置１００の構成を示すブロック図。
【図２】ＯＦＤＭ復調装置１００の、遅延波と誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。
【図３】変形例に係るＯＦＤＭ復調装置１１０の構成を示すブロック図。
【図４】変形例に係るＯＦＤＭ復調装置１２０の構成を示すブロック図。
【図５】変形例に係るＯＦＤＭ復調装置１３０の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１直交復調部
２有効シンボル抽出部
３マルチパス伝搬環境推定部
１０、１５整合フィルタ部
１１サンプル数調整部
１２、３４高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）
１３、３５キャリア選択部
１６、３３有効シンボル区間抽出ウインドウ部
２０シンボル仮判定部
３０干渉成分推定部
３１ヌルキャリア挿入部
３２逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）
３６、３７、４０、３０３減算器
３９整合フィルタ出力レプリカ生成部
３０１受信信号レプリカ生成部
３０２誤差信号修正部
４１シンボル仮判定値更新部
５１シンボル判定部
５２並直列変換器（Ｐ／Ｓ）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an OFDM demodulation method and an OFDM demodulation device. The present invention is particularly effective for OFDM reception in a place where the influence of delay waves is large.
[0002]
[Prior art]
For example, in the OFDM modulation system, a waveform called a guard interval is added before an effective symbol in order to prevent the loss of orthogonality due to the superposition of delay waves. For this guard interval, for example, the last quarter of the effective symbol is added and one symbol is multiplied by 5/4 so that a delayed wave having a delay time shorter than the guard interval length is not affected during demodulation. It is. At this time, by applying a “window” of the effective symbol length, a waveform corresponding to the effective symbol length is used for demodulation.
[0003]
However, when a delay wave having a delay time difference exceeding the guard interval arrives due to the influence of multipath, there is a problem that the error rate greatly deteriorates. In such a case, it is necessary to increase the guard interval length. However, this increases communication redundancy, resulting in a decrease in communication efficiency.
[0004]
By the way, OFDM often has a large number of null carriers such as a guard band even when a band of N carriers is used. Therefore, the applicant, in Japanese Patent Application No. 2002-281868 based on Japanese Patent Application No. 2001-298078, pays attention to the fact that all effective carriers can be demodulated from a shorter symbol length in OFDM communication having a null carrier, and waveform distortion due to delay waves occurs. Disclosed are a demodulation method and a demodulation device in which the error rate is not greatly deteriorated even under the influence of multipath in which a delayed wave having a delay time difference exceeding a guard interval arrives by separating and demodulating an effective carrier without using a signal portion. did. We have posted and announced this.
[0005]
[Non-Patent Document 1]
N. Suzuki, et al., IEICE Trans. Fundamentals, Vol. E85-A, No. 12 Dec. 2002, p.2859
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to further develop it and suppress the calculation amount.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, according to the means of claim 1, the effective symbol length is T, the frequency interval between adjacent subcarriers of N is 1 / T, and NL (L <N) In the OFDM demodulation method that receives an OFDM modulated signal whose subcarrier is a null carrier and separates and demodulates each subcarrier, the delay time difference of the delayed wave is estimated, and the waveform distortion due to the delayed wave is based on the estimated delay time difference. From the effective symbol length T so as not to include the portion where the occurrence occurs, the step of determining the used symbol portion of length TM / N (M <N), and the complex digital signal orthogonally demodulated at the sampling interval T / N, Inputting N complex digital signals of the used symbol part M points and NM 0s to form a matched filter using N-point fast Fourier transform, and separating L subcarriers; L symbols are provisionally determined from the signals of the subcarriers, and the L subcarriers included in the signals of the L subcarriers separated by the matched filter from the provisionally determined L symbols One or more interferences for obtaining interference components and obtaining signals of L subcarriers with higher reliability by subtracting the interference components between the L subcarriers from the L subcarriers separated by the matched filter It has the component removal process.
[0008]
According to a second aspect of the present invention, in the OFDM demodulation method of the first aspect, the interference component includes N complex digital signals of L symbols and NL null symbols that are provisionally determined. An N-point inverse fast Fourier transform is performed, M points corresponding to the used symbol portion M point are selected from the result, and the other N−M points are replaced with 0, and then N-point fast Fourier transform is performed, and L corresponding to the subcarrier. The number is selected and obtained from a difference from the provisionally determined L symbols.
[0009]
According to the means of claim 3, the effective symbol length is T, the adjacent frequency interval of N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers are null carriers. In an OFDM demodulator that receives an OFDM modulated signal and separates and demodulates each subcarrier, an orthogonal demodulation and sampling unit that obtains N complex digital signals that are orthogonally demodulated at a sampling interval T / N, and a delay wave delay From the delay time difference estimation unit that estimates the time difference and the delay time difference of the delay time difference estimation unit, M (as symbols to be used) of the N complex digital signals so as not to include a portion in which waveform distortion due to the delay wave is generated. A use symbol extraction unit that extracts a complex digital signal of M <N), the M complex digital signals output from the use symbol extraction unit, and NM 0s N complex digital signals are input and a matched filter is formed using N-point fast Fourier transform to separate L subcarriers, and L symbols are obtained from L subcarrier signals. Interference component for obtaining an interference component between the provisional judgment unit for provisionally judging and the other subcarriers included in each signal of the L subcarriers separated by the matched filter unit from the temporarily determined L symbols. An estimator, and one or a plurality of interference component removal units each including an interference component subtractor that subtracts the interference component between L subcarriers from the L subcarrier signals output from the matched filter unit. It is characterized by.
[0010]
According to a fourth aspect of the present invention, in the OFDM demodulator according to the third aspect, the interference component estimation unit adds a NL null symbol to the temporarily determined L symbols. An inverse fast Fourier transformer that performs N-point inverse fast Fourier transform on N complex digital signals output from the null carrier inserter, and the M signals output from the used symbol extraction unit from the output of the inverse fast Fourier transformer An effective symbol interval extraction window device that selects M points corresponding to complex digital signals of N and replaces other NM signals with 0, and N complex digital signals output from the effective symbol interval extraction window device are N-point fast Fourier transforms. A fast Fourier transform to be converted, a carrier selector for selecting L corresponding to subcarriers from the output of the fast Fourier transformer, and an output of the carrier selector And the L complex digital signal which is characterized by consisting of the provisional decision was subtractor for obtaining a difference between the L symbols.
[0011]
[Operation and effect of the invention]
The OFDM demodulating method and OFDM demodulating apparatus of the present invention do not use N complex digital signals having one effective symbol length, but use N number of N complex digital signals lacking N, and L non-null carriers. Compute the subcarrier complex signal. Here, the matched filter does not perform a cross-correlation operation with the waveform of each subcarrier having one effective symbol length, but the signal waveform on the time axis that is partially missing and the waveform that is also partially missing for each subcarrier. It works to estimate the signal on the frequency axis by performing cross-correlation calculation. That is, L matched filters corresponding to waveforms on the time axis that are partially missing from one effective symbol length of each of L subcarriers are realized by one matrix operation. First, this will be described. In the following description, the missing portion is described as the head of the effective symbol length.
[0012]
In an OFDM communication system using N-point Fourier inverse transform and N-point Fourier transform, if N-point Fourier transform is defined as matrix F, the matrix of N-point Fourier inverse transform is (1 / N) F. ^* It can be said. However, the matrix F ^* Denotes a conjugate transpose matrix of the matrix F, and the matrix F of the N-point Fourier transform is a symmetric matrix, and k + 1 rows and n + 1 columns of the matrix F are as follows.
[Expression 1]

[0013]
Hereinafter, in order to avoid complexity, the constant multiplication of the matrix and the constant multiplication of the vector are omitted as appropriate. For example, an N-point inverse Fourier transform matrix is simply expressed as F ^* And so on. On the transmission side, if a complex signal of N subcarriers (0 corresponding to a null carrier) is X (k) (k is an integer from 0 to N−1), a discrete waveform x having an effective symbol length is assumed. (n) (n is an integer from 0 to N-1) is as follows.
[Expression 2]

[0014]
Here, an N-point inverse Fourier transform matrix F ^* Of the vertical vector f for each of the first column, the second column, and the (n + 1) th column. ₀ , F ₁ ... f _N-1 Then, each vertical vector f ₀ , F ₁ ... f _N-1 Horizontal vector corresponding to ^t f ₀ , ^t f ₁ ... ^t f _N-1 Are waveforms of the 0th, 1st, and (N-1) th subcarriers, respectively. N-point inverse Fourier transform matrix F ^* The conjugate transpose matrix F is the horizontal vector ^t f ₀ , ^t f ₁ ... ^t f _N-1 , In the first row, the second row,..., The (N-1) th row. Multiplying the discrete waveform x (n) (n is an integer from 0 to N-1) having an effective symbol length from the right of the matrix F of the N-point Fourier transform forms a matched filter of N subcarriers. It is the same.
[0015]
Here, in the present application, matched filter processing is performed on the M complex digital signals from which the leading NM pieces are missing from the effective symbol length. This is each horizontal vector ^t f ₀ , ^t f ₁ ... ^t f _N-1 It is clear that this complex conjugate can be achieved by multiplying NM missing Mth order transverse vectors from the left. Therefore, in the present invention, an N-order Fourier transform using an N-point Fourier transform matrix F and adding NM 0s to the beginning of M complex digital signals lacking the beginning NM from the effective symbol length. Multiplying from the right of the matrix F of the N-point Fourier transform as a vector, a complex signal corresponding to the required L subcarrier numbers is extracted.
[0016]
When a vector consisting of N complex digital signals of 1 effective symbol length is multiplied from the right of the matrix F of the N-point Fourier transform, interference between the carriers does not occur, and the obtained N complex signals have null carriers. It is a symbol of N subcarriers included. However, since the present application applies matched filter processing to the first NM missing M complex digital signals from the effective symbol length, the orthogonality between the subcarriers is broken, so that the output L The complex signals have intercarrier interference. Therefore, inter-carrier interference is removed as follows.
[0017]
First, a complex signal corresponding to L subcarrier numbers, which is an output of the matched filter, is converted into an L-order vector X ₀ It shows with. First, an L-order vector X is determined by provisional determination. ₀ To the Lth vector X ₁ Is temporarily determined. That is, it is applied to any of complex signals indicating signal points suitable for QPSK, 16QAM and other modulation methods. At this time, the Lth order vector X ₀ Has inter-carrier interference, so the Lth order vector X ₁ Is likely to be partially different from the transmitted complex signal of L subcarriers. Therefore, the Lth order vector X temporarily determined ₁ To form an Nth order vector with the null carrier number position set to 0, the Nth order vector is transmitted / received, and N-M heads of N complex digital signals on the time axis are replaced with 0. After performing N-point Fourier transform, L complex signals corresponding to L subcarriers are selected from the N complex signals after the transformation. This is done using the matrix R to RX ₁ It can be said.
[0018]
The provisionally determined Lth order vector X ₁ L-order vector RX ₁ If there is a difference between them, the difference RX ₁ -X ₁ Is the output X of the matched filter ₀ Is likely to be an inter-carrier interference component. Therefore, the output X of the matched filter ₀ To RX ₁ -X ₁ And the L-order vector X based on the result ₂ Is temporarily determined. Temporarily determined Lth order vector X ₂ Is the L-order vector X that has been provisionally determined one step before ₁ It is confirmed by the simulation of the following embodiment that the inter-carrier interference is reduced more than the above. Similarly, the Lth-order vector X that has been provisionally determined ₂ To form an Nth order vector with the null carrier number position set to 0, the Nth order vector is transmitted / received, and N-M heads of N complex digital signals on the time axis are replaced with 0. N-point Fourier transform and output RX ₂ And the output X of the matched filter ₀ To RX ₂ -X ₂ And the L-order vector X based on the result _Three Is temporarily determined. In this way, L subcarrier complex signals can be provisionally determined in order, and the intercarrier interference in the matched filter can be estimated to bring the L complex signals closer to the L subcarrier complex signals.
[0019]
The demodulating method or demodulating method of the present invention does not always obtain a complex signal of L subcarriers that are not null carriers, but as described later, the error bit rate must be sufficiently effective as a communication method. Can do. This means that the symbol length on the time axis used for demodulation can be shortened, and even when a delayed wave exceeding the guard interval arrives, the time axis is shorter than the original effective symbol length in accordance with the delayed wave. It is possible to obtain a complex signal of L subcarriers that are not null carriers from the upper discrete waveform.
[0020]
As above, L-th order vector X ₁ To form an Nth order vector with the null carrier number position set to 0, the Nth order vector is transmitted / received, and N-M heads of N complex digital signals on the time axis are replaced with 0. Selecting L complex signals corresponding to L subcarriers by performing N-point Fourier transform is to obtain a matrix R in advance and use the matrix R to perform RX ₁ Is equivalent to calculating
[0021]
In the present invention, the matrix operation of the matched filter in Non-Patent Document 1 is replaced with a fast Fourier transform (Claims 1 and 3), and further, the matrix operation of the interference component removal unit at each stage is referred to as a fast Fourier inverse transform. This is replaced with the fast Fourier transform (claims 2 and 4), and the calculation speed is significantly improved as compared with the technique of Non-Patent Document 1.
[0022]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The present invention is effective when the power of the delayed wave is small, but when the power of the delayed wave is large, it is necessary to correct the sequential complex signal by analyzing the frequency propagation characteristic on the frequency axis by the normal demodulation of the preamble signal. There is. Therefore, in each embodiment, a description will be first given by omitting a portion for correcting a complex signal based on the frequency propagation characteristic, and the configuration used in the simulation will be separately shown.
[0023]
〔Example〕
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulator 100 according to a specific first embodiment of the present application. An OFDM demodulator 100 includes an orthogonal demodulator 1, an effective symbol extractor 2, a multipath propagation environment estimator 3, a matched filter 10, a temporary symbol determiner 20, an interference component estimator 30, a subtractor 40, and a symbol determiner 51. And a parallel-serial converter (P / S) 52. Among these, the matched filter unit 10 includes a sample number adjustment unit 11, a fast Fourier transformer (FFT) 12, and a carrier selection unit 13. The interference component estimation unit 30 includes a null carrier insertion unit 31, an inverse fast Fourier transformer (IFFT) 32, an effective symbol period extraction window unit 33, a fast Fourier transformer (FFT) 34, a carrier selection unit 35, and a subtractor 36. Consists of. This embodiment corresponds to a specific embodiment of claims 1 to 4. The temporary symbol determiner 20 is combined with the temporary determiner, the interference component estimator 30 is combined with the interference component estimator, the subtractor 40 is combined with the interference component subtractor, and the temporary symbol determiner 20, the interference component estimator 30 and the subtractor 40 are combined. This hits the interference component removal unit. Further, the orthogonal demodulator 1 corresponds to the orthogonal demodulation and sampling unit, the multipath propagation environment estimation unit 3 corresponds to the delay time difference estimation unit, and the effective symbol extraction unit 2 corresponds to the used symbol extraction unit.
[0024]
Hereinafter, in this embodiment, data is demodulated from an OFDM modulated wave having a guard interval. The number of carriers is N, of which L is effective (L <N).
[0025]
In the OFDM demodulator 100, after the received signal is formed by the quadrature demodulator 1 to form a signal sequence of so-called in-phase component I and quadrature component Q, the effective symbol extraction unit 2 performs symbol timing and multipath propagation environment estimation unit 3 M (M <N) complex digital signals are extracted on the basis of the effective symbol lengths output by. Here, it is assumed that the first NM of the N complex digital signals that should be extracted are affected by the preceding symbol of the delayed wave. Next, M complex digital signals are output to the sample number adjustment unit 11 of the matched filter unit 10. The effective symbol length output from the multipath propagation environment estimation unit 3 is obtained by obtaining the guard interval start position of the desired wave or the first arrival wave and the guard interval start position of the delay wave or the last arrival wave by sliding correlation. Obtained from the difference in the starting positions. In the simulation shown later, the multipath propagation environment estimation unit 3 uses the one that analyzes the preamble signal by fast Fourier transform (FFT) and obtains the frequency distortion.
[0026]
In the matched filter unit 10, first, the sample number adjusting unit 11 adds N−M 0s to the head of the M complex digital signals to obtain N complex signals. Next, fast Fourier transform is performed by the FFT 12. Among these outputs, the output corresponding to the subcarrier number that is not the null carrier is the output of the matched filter unit 10 described above. Therefore, the subcarrier selection unit 13 selects L corresponding to subcarrier numbers that are not null carriers. The L complex signals that are output from the matched filter unit 10 of the OFDM demodulator 100 are filtered by a filter matched with each subcarrier (which performs a cross-correlation integration operation between the complex signal of the received waveform and the waveform of each subcarrier). Although it is separated, it is not an integral operation with one symbol length, and therefore includes interference components (inter-carrier interference) from other subcarriers.
[0027]
The signal of each subcarrier separated by the matched filter unit 10 is provisionally determined by the symbol temporary determination unit 20. Next, in the null carrier insertion unit 31, N−L 0s are inserted into the L complex signals corresponding to the numbers of the null carriers to form N subcarrier signals. This is a replica that is slightly different from the received signal, and includes the influence of the inter-carrier interference component as described above. This is subjected to inverse fast Fourier transform by IFFT 32 to obtain N number of complex signals on the time axis. Next, based on the effective symbol length output from the multipath propagation environment estimation unit 3, the effective symbol section extraction window unit 33 sets the N complex signals obtained by replacing the leading NM complex signals with 0. This is processed by the fast Fourier transformer 34 to obtain N complex signals on the frequency axis, and the carrier selection unit 35 selects L corresponding to subcarrier numbers that are not null carriers. This output consists of L complex numbers and is a replica slightly different from the output of the matched filter unit 10. From this, the output of the symbol tentative determination unit 20 that is L complex numbers is subtracted by the subtractor 36, whereby the inter-carrier interference component of each of the L subcarriers can be estimated. When the L interference components are subtracted from the output of the matched filter unit 10 composed of L complex numbers by the subtractor 40, a signal of each subcarrier with higher accuracy than the output of the matched filter unit 10 is obtained.
[0028]
The signal of each subcarrier with high accuracy may be processed in order by the symbol determination unit 51 and the parallel-serial converter 52, but the symbol temporary determination unit 20 and the interference component estimation unit constituting the intercarrier interference removal unit. It is also possible to increase the accuracy by combining 30 and the subtractor 40 in multiple stages. In this case, at the i-th stage (i ≧ 2), the input to the temporary symbol determination unit 20-i is the output of the subtractor 40- (i-1) at the i-1st stage, which is the previous stage, and the subtractor In 40-i, the output of the subtractor 36-i is subtracted from the output of the matched filter unit 10. The output of the subtracter 40-last at the final stage is sequentially processed by the symbol determination unit 51 and the parallel / serial converter 52.
[0029]
FIG. 2 shows a simulation of an OFDM demodulator in which the temporary determination unit, the interference component estimation unit, and the intercarrier interference subtraction unit are combined in one to three stages. What are the simulation conditions? Using L = 52 subcarriers with a DC carrier null, T _GI = T / 4, subcarrier modulation is QPSK, delay wave and desired wave are equal power, received signal power / noise power density per bit is 30 dB, and product of Doppler frequency and symbol length by movement is 0.000032. Here, since the frequency propagation characteristic due to the delay wave cannot be ignored, the frequency characteristic of the propagation path is analyzed by the preamble signal, and the symbol temporary determination unit 20 and the null carrier insertion unit correspond to each carrier with the frequency characteristic of the propagation path. After correcting the signal, provisional determination on the frequency axis was performed to obtain a complex signal on the frequency. That is, the component R of the frequency ω of the actual received signal of known data (preamble) ₀ (ω) and the component S of the known data frequency ω ₀ Ratio R to (ω) ₀ (ω) / S ₀ The transfer function Z (ω) of the transmission path is obtained from (ω), and the frequency component R (ω) of the received signal of arbitrary data is divided by the transfer function Z (ω). In this case, a temporary determination on the frequency axis is performed. On the contrary, inserting a null carrier and then multiplying it by the transfer function Z (ω) and outputting it to the IFFT 32 corresponds to a complex signal in frequency. In the case of the above-described multistage, it is performed in each stage. According to the present invention, it can be seen that a demodulator can be provided in which the error rate does not deteriorate greatly even when delayed waves that exceed the guard interval by about T / 4 (total T / 2) arrive.
[0030]
[First Modification]
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulator 110 according to a first modification obtained by partially modifying the OFDM demodulator 100 of FIG. In the OFDM demodulator 110 of FIG. 3, the configurations of the effective symbol extraction unit 2 and the matched filter unit 10 of the OFDM demodulator 100 of FIG. 1 are completely replaced with an effective symbol section extraction window unit 16 and a matched filter unit 15. It is the same composition. Also, the replacement is limited to an integration of the effective symbol extraction unit 2 of the OFDM demodulator 100 in FIG. 1 and the sample number adjustment unit 11 that is a component of the matched filter unit 10. The thus configured OFDM demodulator 110 in FIG. 3 has exactly the same operation as OFDM demodulator 100 in FIG. The OFDM demodulator 110 in FIG. 3 is also included in the present invention.
[0031]
[Second Modification]
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulator 120 according to a second modification, in which the OFDM demodulator 110 in FIG. 3 is partially modified. In this modification, it can be said that the order of the subtractor 36 and the subtractor 40 in the OFDM demodulator 110 in FIG. 3 is changed. Therefore, a matched filter replica generation unit 39 having a configuration in which the subtracter 36 is removed from the interference component estimation unit 30 in the OFDM demodulator 110 of FIG. 3 is used, and the output is subtracted from the output of the matched filter unit 15 by the subtractor 37. . This output is added to the output of the temporary symbol determination unit 20 by the temporary symbol determination value updating unit 41. After that, it is processed by the symbol determination unit 51. The OFDM demodulator 120 of FIG. 4 having such a configuration has exactly the same operation as the OFDM demodulator 100 of FIG. 1 and the OFDM demodulator 110 of FIG. 4 is also included in the present invention.
[0032]
[Third Modification]
FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM demodulator 130 according to a third modification, in which the OFDM demodulator 120 of FIG. 4 is partially modified. In this modification, the

OFDM demodulators

100 and 130 of FIGS. 1 and 4 perform the same operation on the time axis that has eliminated inter-carrier interference on the frequency axis. That is, in the configuration of FIGS. 1 and 4, the signal used as a reference for the successive approximation is used as the output of the matched filter unit. The OFDM demodulator 130 of FIG. Output. Therefore, the portion corresponding to the matched filter replica generation unit 39 of the OFDM demodulator 120 in FIG. 4 is divided into two stages, and is separated into a reception signal replica generation unit 301 and an error signal correction unit 302.
[0033]
Next, as in the OFDM demodulator 120 in FIG. 4, a symbol is provisionally determined by the symbol temporary determination unit 20. Next, a reception signal replica generation unit 301 including a null carrier insertion unit, IFFT 32, and effective symbol period extraction window unit 33 generates a reception signal replica including M complex signals. Next, when the subtracter 303 subtracts the replica of the reception signal generated by the reception signal replica generation unit 301 from the output of the effective symbol period extraction window unit 16, only the error signal for each subcarrier is output. Become. When this is processed by the error signal correction unit 302 including the FFT 34 and the carrier selection unit 35, only the portion of the error signal that affects each subcarrier can be output. This is added to the temporary symbol determination value update unit 41 and the output of the temporary symbol determination unit 20. After that, it is processed by the symbol determination unit 51. The OFDM demodulator 130 of FIG. 5 having such a configuration has the same operation as the OFDM demodulator 100 of FIG. 1, the OFDM demodulator 110 of FIG. 3, and the OFDM demodulator 120 of FIG. The OFDM demodulator 130 in FIG. 5 is also included in the present invention.
[0034]
In each of the above embodiments, it is assumed that the delay time difference between the earliest arrival wave and the latest delay wave is considered and synchronization is established by the earliest arrival wave. Such a delay time difference may be output to each component. That is, a delay time difference considering the intensity of each delay wave, or a delay time difference between the slowest delay wave having the power equal to or higher than a predetermined threshold and the earliest arrival wave.
[0035]
In each of the embodiments described above, the used symbol portion is from the head of the effective symbol of the delayed wave or the end of the guard interval to the end of the effective symbol of the earliest incoming wave.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulator 100 according to an embodiment of the present application.
2 is a simulation result diagram showing a relationship between a delayed wave and an error rate in the OFDM demodulator 100. FIG.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulator 110 according to a modification.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulator 120 according to a modification.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulator 130 according to a modified example.
[Explanation of symbols]
1 Quadrature demodulator
2 Effective symbol extractor
3 Multipath propagation environment estimation unit
10, 15 Matched filter section
11 Sample number adjustment section
12, 34 Fast Fourier Transform (FFT)
13, 35 Carrier selection part
16, 33 Effective symbol section extraction window section
20 Symbol provisional judgment part
30 Interference component estimation unit
31 Null carrier insertion part
32 Inverse Fast Fourier Transform (IFFT)
36, 37, 40, 303 Subtractor
39 Matched filter output replica generator
301 Received signal replica generator
302 Error signal correction unit
41 Symbol temporary judgment value update unit
51 Symbol determination unit
52 Parallel to serial converter (P / S)

Claims

Receive an OFDM modulated signal in which the effective symbol length is T, the frequency interval between adjacent N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers are null carriers. In the OFDM demodulation method for separate demodulation,
Use the length TM / N (M <N) from the effective symbol length T so that the delay time difference of the delay wave is estimated and the portion where the waveform distortion due to the delay wave is generated is not included based on the estimated delay time difference. Determining a symbol portion;
Matched filter using N-point fast Fourier transform by inputting N complex digital signals of M symbols used and NM 0s from the complex digital signal orthogonally demodulated at sampling interval T / N And separating the L subcarriers;
Between L subcarriers included in each signal of L subcarriers, which are provisionally determined from L subcarrier signals and which are separated from the temporarily determined L symbols by the matched filter 1 to a plurality of L subcarriers obtained by subtracting the interference component between the L subcarriers from the L subcarriers separated by the matched filter to obtain a signal of L subcarriers with higher reliability. An OFDM demodulation method comprising an interference component removal step.

The interference component is obtained by performing N-point inverse fast Fourier transform on N complex digital signals of L symbols and NL null symbols that have been provisionally determined, and based on the result, M corresponding to the used symbol portion M points. A point is selected, the other NM pieces are replaced with 0, N points are subjected to fast Fourier transform, L pieces corresponding to subcarriers are selected, and a difference from the provisionally determined L pieces of symbols is obtained. The OFDM demodulation method according to claim 1.

Receive an OFDM modulated signal in which the effective symbol length is T, the frequency interval between adjacent N subcarriers is 1 / T, and NL (L <N) subcarriers are null carriers. In an OFDM demodulator for separate demodulation,
An orthogonal demodulation and sampling unit for obtaining N complex digital signals orthogonally demodulated at a sampling interval T / N;
A delay time difference estimator for estimating a delay time difference between delay waves;
From the delay time difference of the delay time difference estimation unit, M (M <N) complex digital signals are extracted as used symbols from the N complex digital signals so as not to include a portion in which waveform distortion due to a delayed wave occurs. A used symbol extractor,
The M complex digital signals output from the used symbol extraction unit and N complex digital signals of NM 0 are input to form a matched filter using N-point fast Fourier transform, and L lines A matched filter for separating the subcarriers of
Temporary determinators that tentatively determine L symbols from L subcarrier signals and other signals included in each of the L subcarrier signals separated by the matched filter unit from the temporarily determined L symbols. An interference component estimation unit that obtains an interference component between subcarriers and an interference component subtracter that subtracts the interference component between L subcarriers from the L subcarrier signals output from the matched filter unit. An OFDM demodulator comprising one or more interference component removal units.

The interference component estimator is
A null carrier inserter for adding NL null symbols to the temporarily determined L symbols;
An inverse fast Fourier transformer that performs N-point inverse fast Fourier transform on N complex digital signals output from the null carrier inserter;
An effective symbol interval extraction window device that selects M points corresponding to the M complex digital signals output from the used symbol extraction unit from the output of the inverse fast Fourier transform and replaces the other NM signals with 0;
A fast Fourier transformer that performs N-point fast Fourier transform on N complex digital signals output from the effective symbol interval extraction window device;
A carrier selector that selects L corresponding to subcarriers from the output of the fast Fourier transform;
4. The OFDM demodulator according to claim 3, comprising: a subtractor that obtains a difference between L complex digital signals output by a carrier selector and the L symbols determined provisionally.