JP4066751B2

JP4066751B2 - Piezoelectric oscillator

Info

Publication number: JP4066751B2
Application number: JP2002265000A
Authority: JP
Inventors: 富雄佐藤
Original assignee: Epson Toyocom Corp
Current assignee: Miyazaki Epson Corp
Priority date: 2002-09-11
Filing date: 2002-09-11
Publication date: 2008-03-26
Anticipated expiration: 2022-09-11
Also published as: JP2004048629A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、圧電発振器に関し、特に圧電素子の電流抑圧方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体通信機器や伝送通信機器に対する小型化、高性能化の要請に伴い、これらの機器において周波数制御デバイスとして使用される水晶発振器等の圧電発振器に対しても、小型化、安定化が強く求められている。圧電発振器は、水晶振動子等の圧電振動子に対して、周波数調整回路、周波数温度補償回路等を含む発振回路を組み合わせた構成を備えている。
圧電振動子は電気機械振動子であり、圧電振動子に流れる電流（以下、振動子電流と記す）が少ないことが経年変化等に対して高い信頼性を得ることにつながる。図１８は、従来のシリコントランジスタによるコルピッツ発振回路の一例である。圧電発振回路は、発振用トランジスタＴＲ１１のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣｂとコンデンサＣｅとの直列回路を挿入接続し、この直列回路の接続中点と発振用トランジスタＴＲ１１のエミッタとを接続すると共に、エミッタ抵抗Ｒｅを接続する。更に、発振用トランジスタＴＲ１１のベースに抵抗ＲＢ１１及び抵抗ＲＢ１２とから成るベースバイアス回路を接続すると共に、発振用トランジスタＴＲ１１のベース・接地間に圧電振動子ＸｔａｌとコンデンサＣ１１の直列回路を挿入接続し、更に、発振用トランジスタＴＲ１１のコレクタと電源電圧Ｖｃｃラインとを接続したものである。
【０００３】
また、図１９は、従来のカスケード接続されたシリコントランジスタによるコルピッツ発振回路の一例である。図１９が図１８と異なる点は、ベース接地されたトランジスタＴＲ１２をＴＲ１１とカスケードに接続した点である。この図１８、１９の定常発振時の等価回路を図２１に示し、これを並列、直列変換した等価回路を図２２に示し、この等価回路を参照して振動子電流を計算する。先ず前提条件として、定常時発振のエミッタ出力を定電圧源Ｖｅとし、エミッタ回路の抵抗Ｒｅ、コンデンサＣｅを電源の内部インピーダンスとする。更に圧電振動子は直列共振で発振しているため、そのインピーダンスを０とする。この前提条件に基づいて計算する計算式を下記に記す。
ｒ１＝Ｒπ／｛１＋（ω（Ｃｂ＋Ｃπ）Ｒπ）^２｝
ｃ１＝１／ω^２（Ｃｂ＋Ｃπ）Ｒπ・ｒ１
ｒ２＝Ｒｅ／｛１＋（ω・Ｃｅ・Ｒｅ）^２｝
ｃ２＝１／ω^２・Ｃｅ・Ｒｅ・ｒ２
Ｚ＝ｒ１＋１／ｊω・ｃ１＋ｒ２＋１／ｊω・ｃ２＝ｒ１＋ｒ２＋１／ｊω・（１／ｃ１＋１／ｃ２）
｜ｉｘ｜＝Ｖｅ／Ｚ＝Ｖｅ／［（ｒ１＋ｒ２）^２＋｛１／ω・（１／ｃ１＋１／ｃ２）｝^２］^１／２・・・・・（１）
ここで、Ｚ：水晶発振器の電圧源Ｖｃｃ端とＧＮＤ間のインピーダンス、
ｒ１、ｒ２：図２２に示す並列、直列変換による抵抗、
ｃ１、ｃ２：図２２に示す並列、直列変換によるコンデンサ、
Ｒπ：図２１に示す並列等価回路によるトランジスタの入力抵抗、
Ｃπ：図２１に示す並列等価回路によるトランジスタの接合容量、
Ｒｅ：図２１に示す並列等価回路によるトランジスタのエミッタ付加抵抗、
Ｃｅ：図２１に示す並列等価回路によるトランジスタのエミッタ付加コンデンサ
ω：角周波数（＝２πｆ）
Ｖｅ：定常エミッタ出力電圧、
ｉｘ：振動子電流
｜ｉｘ｜：振動子電流の実効値である。
【０００４】
図２３は、前記（１）式に基づいて容量Ｃｂ・振動子電流｜ｉｘ｜特性をシュミレーションして求めた結果を表す図であり、横軸にベース・エミッタ間容量Ｃｂ、縦軸に振動子電流ｉｘを示す。このときの条件として図２１に示す等価回路においてＲπ＝２６００Ω、Ｃπ＝１２ｐＦ、Ｒｅ＝１ＫΩ、Ｃｅ＝１５０ｐＦ、Ｖｅ＝２Ｖｒｍｓ、Ｆ＝１０ＭＨｚとしたものである。また、図２４は図１８に示す回路においてＲｅ＝１ＫΩ、ＲＢ１１＝ＲＢ１２＝１０ＫΩ、エミッタコンデンサＣｅが１５０ｐＦ、１８０ｐＦ、２００ｐＦである場合の、ベース・エミッタ間容量Ｃｂと振動子電流ｉｘとの関係を実測した結果を示す図であり、横軸にベース・エミッタ間容量Ｃｂ、縦軸に振動子電流ｉｘを示す。この結果から明らかなように、ベース・エミッタ間容量Ｃｂが０ｐＦから約１００ｐＦの範囲では、ベース・エミッタ間容量Ｃｂが増加すると、それに比例して振動子電流ｉｘが増加し、Ｃｂがほぼ１００ｐＦ以上の範囲においては振動子電流ｉｘはほぼ一定になる。実験結果によると、そのときの振動子電流ｉｘは最大６５００μＡを示す。
また、振動子電流の増加を抑圧する他の方法として、図２０のように、コルピッツ回路で構成される発振回路１０１と、ＡＧＣ回路１０４から構成され、発振出力をダイオード１１６、１１７で整流して発振回路１０４のベース電流を低下することによりゲインを抑圧して、その結果により振動子電流を抑圧する方法もある。しかし、本方式によった場合、電流抑圧効果は大きいが、明らかに回路が複雑となり、小型発振器に搭載するのは困難であり、コストアップにつながる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来のコルピッツ発振回路では、ベース・エミッタ間容量の増加に伴って、振動子電流が増加し、その抑圧には限界がある。また、ＡＧＣ回路による方法は、回路が複雑となり、それにより小型化が難しくコストアップの原因になっているといった問題がある。
本発明は、かかる課題に鑑み、簡単な回路構成で容易に振動子電流を抑圧する圧電発振器を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅トランジスタと、該発振用増幅トランジスタのベースとエミッタ間に接続された第１の容量と、前記発振用増幅トランジスタのエミッタと接地間に接続された第２の容量と、前記発振用増幅トランジスタのエミッタと接地間に挿入されたエミッタ抵抗と、を備えた圧電発振器であって、前記発振用増幅トランジスタのコレクタに無誘導負荷を接続すると共に、前記発振用増幅トランジスタのコレクタとエミッタ間に第３の容量を挿入し、該第３の容量が前記圧電振動子に流れる振動子電流を抑圧する素子として機能するものであることを特徴とする。
従来のコルピッツ発振回路の発振用トランジスタのコレクタに無誘導負荷を接続し、コレクタとエミッタ間をコンデンサで接続することにより、急激に振動子電流を低下させることができる。この理由は、基本的に発振用トランジスタのエミッタ出力とコレクタ出力の位相は１８０°ずれているため、お互いの信号が反転しており、この反転出力をコンデンサＣｃｅにて接続することにより、出力が抑圧される。
かかる発明によれば、発振用トランジスタのコレクタとエミッタ間をコンデンサで接続することにより出力が抑圧されるので、振動子電流を低下させると共に、負性抵抗を増加させることができる。
【０００７】
請求項２は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅トランジスタと、該発振用増幅トランジスタのベースとエミッタ間に接続された第１の容量と、前記発振用増幅トランジスタのエミッタと接地間に接続された第２の容量と、前記発振用増幅トランジスタのエミッタと接地間に挿入されたエミッタ抵抗と、を備えた圧電発振器であって、前記発振用増幅トランジスタのコレクタ側に第２のトランジスタをカスケード接続し、該カスケード接続された第２のトランジスタのコレクタに無誘導負荷を接続すると共に、該第２のトランジスタのコレクタと前記発振用増幅トランジスタのエミッタ間に第３の容量を挿入し、該第３の容量が前記圧電振動子に流れる振動子電流を抑圧する素子として機能するものであることを特徴とする。
カスケード接続の場合、１段目（本発明では発振用増幅トランジスタ）は発振回路の主要部分を担い、２段目（本発明では第２のトランジスタ）はベース接地回路である。
発振用増幅トランジスタはコレクタ・ベース間容量の帰還で高周波特性が劣化するので、カスケード接続することにより、発振用増幅トランジスタの負荷はベース接地回路の入力抵抗なので低負荷となり、コレクタ・ベース間の容量を減少させる効果が得られる。
かかる発明によれば、カスケード接続をするので、帯域幅はベース接地の遮断周波数まで確保できるので、高周波特性が優れた発振器を構成できる。
請求項３は、前記第２のトランジスタは、ベース側が容量を介して接地されていることを特徴とする。
前記請求項２でも説明した通り、第２のトランジスタはコレクタに無誘導負荷を接続し、ベースは容量を介して接地する。これにより発振回路とベース接地回路を直列に接続してカスケード接続を完成することができる。
かかる発明によれば、第２のトランジスタのベースを容量を介して接地することにより、発振用増幅トランジスタと共に、カスケード回路を構成することができる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るコルピッツ発振回路の一例である。圧電発振回路は、発振用トランジスタＴＲ１のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣｂｅとコンデンサＣｅとの直列回路を挿入接続し、この直列回路の接続中点Ａと発振用トランジスタＴＲ１のエミッタとを接続し、更に接続中点Ａと接地間との間にエミッタ抵抗Ｒｅを挿入接続する。更に、発振用トランジスタＴＲ１のベースに抵抗ＲＢ１及び抵抗ＲＢ２とから成るベースバイアス回路を接続すると共に、発振用トランジスタＴＲ１のベース・接地間に圧電振動子ＸｔａｌとコンデンサＣ１との直列回路を挿入接続し、更に、発振用トランジスタＴＲ１のコレクタと電源電圧Ｖｃｃラインとの間に抵抗Ｒｃを接続すると共に、コレクタとエミッタ間にコンデンサＣｃｅを接続したものである。
図２は本発明の第２の実施形態に係るコルピッツ発振回路の一例である。図１に示す回路と同じ構成要素には同じ符号を付し、重複する説明は省略する。図２が図１と異なる点は、ベース接地されたトランジスタＴＲ２をトランジスタＴＲ１とカスケードに接続し、トランジスタＴＲ２のコレクタとトランジスタＴＲ１のエミッタ間にコンデンサＣｃｅを挿入接続したところにある。カスケード接続の場合、トランジスタＴＲ１は発振回路の主要部分を担い、トランジスタＴＲ２はベース接地回路である。トランジスタＴＲ１はコレクタ・ベース間容量の帰還で高周波特性が劣化するので、カスケード接続することにより、トランジスタＴＲ１の負荷はベース接地回路の入力抵抗なので低負荷となり、コレクタ・ベース間の容量を減少させる効果が得られる。これにより、帯域幅はベース接地の遮断周波数まで確保できるので、高周波特性が優れた発振器を構成できる。
【００１０】
ここで、本発明の最も大きな特徴は、発振用トランジスタＴＲ１のコレクタとエミッタ間に（カスケード接続の場合は、トランジスタＴＲ２のコレクタとトランジスタＴＲ１のエミッタ間）コンデンサＣｃｅを挿入接続することにより、基本的に発振用トランジスタＴＲ１のエミッタ出力とコレクタ出力の位相が１８０°ずれているため、この両出力端をコンデンサＣｃｅにて接続することにより負帰還回路が構成され、出力が抑圧される結果、急激に振動子電流を低下させることである。但し、コンデンサＣｃｅの値はコンデンサＣｅの容量以上（Ｃｃｅ≧Ｃｅ）の値において効果が顕著に表れる。また、この抑圧現象は図２０に示すトランジスタのコレクタ電流、或いはベース電流の抑圧による利得低下に起因しないため負性抵抗は増加する傾向を示す。
ここで、図１に示す回路を等価回路で表して振動子電流の解析を行う。図３は、図１に示す第１の実施形態に係るコルピッツ発振回路の定常発振時の等価回路である。図４はこれを並列・直列変換した等価回路である。また、図５は並列・直列回路の変換式である。先ず、図４のｚ１、ｚ２、ｚ３の式を夫々求める。
ここで、ｒ１’は並列・直列変換後の直列抵抗ｒ１へ振動子の直列容量ｃ１を加える。また、ｃ１’は直列変換後の直列容量ｃ１へ周波数調整用コンデンサｃ０を直列接続する。

【００１１】
図４のコレクタ側電源ｖ３を０Ｖとしたときの等価回路を図６に示し、Ｉ’は（２）式に基づき（３）式で示すことができる。またその実効電流は（４）式で示される。

エミッタ側電源ｖ２を０Ｖとしたときの等価回路を図７に示す。そのときの振動子電流をＩ’’とすると、

これから振動子電流ｉの実効電流は（４）、（６）式の合成電流として求めることができる。
｜ｉ｜＝｜ｉ１’｜＋｜ｉ１’’｜・・・・（７）
図８は（４）、（６）、（７）式の計算結果をグラフにした図である。横軸にコンデンサｃ３の値をとり、縦軸に振動子電流を示す。特性曲線５０はエミッタ電源による振動子電流ｉ１’を表し、特性曲線５２はコレクタ電源による振動子電流ｉ１’’を表し、特性曲線５１は両者を合成した振動子電流ｉを表している。このときの条件は、Ｒπ＝３３０Ω、Ｃπ＋Ｃｂ＝４２ｐＦ、Ｒｅ＝１ＫΩ、Ｃｅ＝７５ｐＦ、Ｒ３＝３０Ω、Ｃ０＝２０ｐＦ、Ｆｒｅｑ＝１０ＭＨｚとする。これから、コンデンサｃ３が１０ｐＦを超えると急激に合成振動子電流ｉが減少するのがわかる。
【００１２】
図９は図１の第１の実施形態の各回路構成要素の定数をＲｃ＝３３０Ω、Ｃｃｅ、Ｃｂｅ可変、Ｒｅ＝１ＫΩ、Ｃｅ＝７５ｐＦ、ＲＢ１＝ＲＢ２＝１０ＫΩ、Ｃ１＝１００ｐＦ、ベース・エミッタ間容量Ｃｂｅを２０ｐＦ、４３ｐＦ、６８ｐＦとして設定した場合における容量Ｃｃｅに伴う振動子電流の実測値を横軸にコレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅ、縦軸に振動子電流をとりグラフ化した図である。この図から、コレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅが３０ｐＦ以上になると急激に振動子電流が減少し、その値はベース・エミッタ間容量Ｃｂｅが小さいほど顕著である。
図１０はベース・エミッタ間容量Ｃｂｅをパラメータ（２０ｐＦ、６８ｐＦ、１００ｐＦ）にした場合の、コレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅに対するコレクタ出力電圧Ｖｃ、エミッタ出力電圧Ｖｅの変化をグラフ化した図である。即ち、コレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅを増加することにより、コレクタ出力電圧Ｖｃ、エミッタ出力電圧Ｖｅは急激に抑圧され、それに伴って振動子電流も急激に抑圧されている。
図１１は図１の第１の実施形態のベース・エミッタ間容量Ｃｂｅをパラメータ２０ｐＦ、６８ｐＦとして、コレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅに対する振動子電流と発振回路電流の変化を示す図である。この図から、振動子電流の抑圧に対する発振回路電流の変化は僅かである。このことはトランジスタＴＲ１のベース及びコレクタ電流の抑圧による利得の低下による振動子電流の抑圧ではないことが理解できる。
図１２、図１３は図１の第１の実施形態のコレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅをパラメータ０ｐＦ、１５ｐＦ、５１ｐＦとして、周波数の変化に対する負性抵抗特性の実測結果を示す図である。図１２はベース・エミッタ間容量Ｃｂｅを２０ｐＦにした場合、図１３はベース・エミッタ間容量Ｃｂｅを４３ｐＦにした場合である。図１２、図１３に示す５５は従来のコルピッツ回路（Ｃｃｅ＝０ｐＦ）における周波数負性抵抗特性であり、Ｃｃｅの適切な付加により負性抵抗の増加が確認できる。
【００１３】
図１４は発振周波数１０ＭＨｚで負性抵抗が最大値を示すようなベース・エミッタ間容量Ｃｂｅ及びコレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅの値を設定したときの振動子電流との関係を示す図である。この図から、従来のコルピッツ回路（Ｃｃｅ＝０ｐＦ）における振動子電流の特性（実線６０）と本発明に基づく回路における振動子電流特性（実線６１）とを比較して本発明に基づく発振回路の方が振動子電流が激減していることがわかる。
図１５は発振周波数１０ＭＨｚで負性抵抗が最大値を示すようなベース・エミッタ間容量Ｃｂｅとエミッタ・グランド間容量Ｃｅｇの関係をコレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅをパラメータ（０ｐＦ、２０ｐＦ、５１ｐＦ、１００ｐＦ）にとって示した図である。この図から明らかなように、実線６２に示す従来のコルピッツ回路（Ｃｃｅ＝０ｐＦ）における特性と、実線６３に示す本発明に基づく回路における特性と比較して本発明に基づく発振回路の方がのエミッタ・グランド間容量Ｃｅｇの変化が少ない特性が得られることがわかる。
図１６は図２のカスケード接続の場合の負性抵抗特性を示す図である。この図から明らかなようにカスケード接続においてもコレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅの適切な付加に対して図１２、１３と同様に負性抵抗の増加が確認できる。
図１７は図２のカスケード接続の場合のベース・エミッタ間容量Ｃｂｅを２０ｐＦとして、コレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅに対する振動子電流と発振回路電流の変化を示す図である。Ｃｃｅ＝０ｐＦは従来のコルピッツ回路に相当し、そのときの振動子電流は１７０μＡ、回路電流１．５ｍＡ、Ｃｃｅ＝５０ｐＦで振動子電流２３０μＡ、回路電流２．３ｍＡ（最大）を示し、Ｃｃｅ＝１００ｐＦで振動子電流１００μＡ、回路電流１．９ｍＡを示す。即ち、適切なＣｃｅの値を選択することにより、振動子電流を抑圧でき、しかもそのことが回路電流の抑圧によらないことを示している。
【００１４】
【発明の効果】
以上記載のごとく請求項１の発明によれば、発振用トランジスタのコレクタとエミッタ間をコンデンサで接続することにより逆相の信号により出力が抑圧されるので、ベース電流が同時に抑圧され、その結果、振動子電流を低下させると共に、負性抵抗を増加させることができる。
また請求項２では、カスケード接続をするので、帯域幅はベース接地の遮断周波数まで確保できるので、高周波特性が優れた発振器を構成できる。
また請求項３では、第２のトランジスタのベースを容量を介して接地することにより、発振用増幅トランジスタと共に、カスケード回路を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るコルピッツ発振回路の一例を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係るコルピッツ発振回路の一例を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係るコルピッツ発振回路の定常発振時の等価回路である。
【図４】本発明のコルピッツ発振回路の定常発振時の並列・直列変換等価回路である。
【図５】本発明のコルピッツ発振回路の並列・直列回路の変換式である。
【図６】本発明の定常発振時の並列・直列変換等価回路のコレクタ側電源ｖ３をショートした時の等価回路を示す図である。
【図７】本発明の定常発振時の並列・直列変換等価回路のエミッタ側電源ｖ２をショートした時の等価回路を示す図である。
【図８】本発明の（４）、（６）、（７）式の計算結果をグラフにした図である。
【図９】本発明の第１の実施形態の各部品の定数を決定して実測した結果をグラフ化した図である。
【図１０】本発明のコレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅに対するコレクタ出力電圧、エミッタ出力電圧の変化をグラフ化した図である。
【図１１】本発明のコレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅに対する振動子電流と発振回路電流の変化を示す図である。
【図１２】本発明のコレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅをパラメータとして、周波数の変化に対する負性抵抗特性を示す図である。
【図１３】本発明のコレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅをパラメータとして、周波数の変化に対する負性抵抗特性を示す図である。
【図１４】本発明の振動子電流の実測結果を示す図である。
【図１５】本発明の１０ＭＨｚ最大負性抵抗値のＣｂｅとＣｅｇの実測結果を示す図である。
【図１６】本発明のカスケード接続時の負性抵抗の実測結果を示す図である。
【図１７】本発明の振動子電流と発振回路電流の実測結果を示す図である。
【図１８】従来のコルピッツ発振回路を表す図である。
【図１９】従来のカスケード接続されたコルピッツ発振回路を表す図である。
【図２０】従来のコルピッツ発振回路にＡＧＣ回路を付加した図である。
【図２１】従来のコルピッツ発振回路の定常発振時の等価回路である。
【図２２】従来のコルピッツ発振回路の並列・直列変換等価回路である。
【図２３】従来のコルピッツ発振回路の定常発振時の振動子電流の計算結果を表す図である。
【図２４】従来のコルピッツ発振回路の定常発振時の振動子電流の実験結果を表す図である。
【符号の説明】
ＴＲ１発振用トランジスタ、Ｃｂｅ、Ｃｅ負荷容量の一部となる容量、ＲＢ１、ＲＢ２バイアス抵抗、Ｒｅエミッタ抵抗、Ｒｃコレクタ抵抗、Ｘｔａｌ圧電振動子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a piezoelectric oscillator, and more particularly to a current suppression method for a piezoelectric element.
[0002]
[Prior art]
In recent years, with the demand for miniaturization and high performance of mobile communication devices and transmission communication devices, miniaturization and stabilization of piezoelectric oscillators such as crystal oscillators used as frequency control devices in these devices have also been reduced. There is a strong demand. The piezoelectric oscillator has a configuration in which an oscillation circuit including a frequency adjustment circuit, a frequency temperature compensation circuit, and the like is combined with a piezoelectric vibrator such as a crystal vibrator.
A piezoelectric vibrator is an electromechanical vibrator, and a small amount of current flowing through the piezoelectric vibrator (hereinafter referred to as a vibrator current) leads to high reliability with respect to secular change or the like. FIG. 18 shows an example of a Colpitts oscillation circuit using a conventional silicon transistor. In the piezoelectric oscillation circuit, a series circuit of a capacitor Cb and a capacitor Ce, which is a part of the load capacitance, is inserted and connected between the base and ground of the oscillation transistor TR11, and the connection midpoint of this series circuit and the emitter of the oscillation transistor TR11. And an emitter resistor Re are connected. Furthermore, a base bias circuit composed of a resistor RB11 and a resistor RB12 is connected to the base of the oscillation transistor TR11, and a series circuit of the piezoelectric vibrator Xtal and the capacitor C11 is inserted and connected between the base and ground of the oscillation transistor TR11. Further, the collector of the oscillation transistor TR11 is connected to the power supply voltage Vcc line.
[0003]
FIG. 19 shows an example of a Colpitts oscillation circuit using conventional cascade-connected silicon transistors. FIG. 19 is different from FIG. 18 in that the base-grounded transistor TR12 is connected in cascade with TR11. FIG. 21 shows an equivalent circuit at the time of steady oscillation of FIGS. 18 and 19, and FIG. 22 shows an equivalent circuit obtained by parallel and serial conversion. The oscillator current is calculated with reference to the equivalent circuit. First, as a precondition, the emitter output of steady-state oscillation is a constant voltage source Ve, and the resistance Re and capacitor Ce of the emitter circuit are internal impedances of the power source. Furthermore, since the piezoelectric vibrator oscillates by series resonance, its impedance is set to zero. The calculation formula to be calculated based on this precondition is described below.
r1 = Rπ / {1+ (ω (Cb + Cπ) Rπ) ² }
c1 = 1 / ω ² (Cb + Cπ) Rπ · r1
r2 = Re / {1+ (ω · Ce · Re) ² }
c2 = 1 / ω ² · Ce · Re · r2
Z = r1 + 1 / jω · c1 + r2 + 1 / jω · c2 = r1 + r2 + 1 / jω · (1 / c1 + 1 / c2)
| Ix | = Ve / Z = Ve / [(r1 + r2) ² + {1 / ω · (1 / c1 + 1 / c2)} ² ] ^1/2 (1)
Here, Z: impedance between the voltage source Vcc terminal of the crystal oscillator and GND,
r1, r2: resistance by parallel and serial conversion shown in FIG.
c1, c2: Capacitors by parallel and serial conversion shown in FIG.
Rπ: input resistance of the transistor by the parallel equivalent circuit shown in FIG.
Cπ: junction capacitance of the transistor by the parallel equivalent circuit shown in FIG.
Re: Emitter additional resistance of the transistor by the parallel equivalent circuit shown in FIG.
Ce: Emitter added capacitor of transistor by parallel equivalent circuit shown in FIG. 21: Angular frequency (= 2πf)
Ve: steady emitter output voltage,
ix: vibrator current | ix |: effective value of the vibrator current.
[0004]
FIG. 23 is a diagram showing the results obtained by simulating the capacitance Cb / oscillator current | ix | characteristics based on the above equation (1), with the horizontal axis indicating the base-emitter capacitance Cb and the vertical axis indicating the resonator. Current ix is shown. As the conditions at this time, in the equivalent circuit shown in FIG. 21, Rπ = 2600Ω, Cπ = 12 pF, Re = 1 KΩ, Ce = 150 pF, Ve = 2 Vrms, and F = 10 MHz. FIG. 24 shows the relationship between the base-emitter capacitance Cb and the transducer current ix when Re = 1 KΩ, RB11 = RB12 = 10 KΩ, and the emitter capacitor Ce is 150 pF, 180 pF, and 200 pF in the circuit shown in FIG. It is a figure which shows the result of actual measurement, the horizontal axis | shaft shows the base-emitter capacity | capacitance Cb, and the vertical axis | shaft shows the vibrator current ix. As is clear from this result, when the base-emitter capacitance Cb is in the range of 0 pF to about 100 pF, as the base-emitter capacitance Cb increases, the transducer current ix increases in proportion thereto, and Cb is almost 100 pF or more. In this range, the vibrator current ix is substantially constant. According to the experimental results, the vibrator current ix at that time shows a maximum of 6500 μA.
As another method for suppressing the increase in the oscillator current, as shown in FIG. 20, the oscillator circuit 101 includes a Colpitts circuit and the AGC circuit 104. The oscillation output is rectified by

diodes

116 and 117. There is also a method of suppressing the gain by reducing the base current of the oscillation circuit 104 and suppressing the vibrator current based on the result. However, according to this method, although the current suppression effect is large, the circuit is clearly complicated, and it is difficult to mount on a small oscillator, leading to an increase in cost.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional Colpitts oscillation circuit, the oscillator current increases as the base-emitter capacitance increases, and there is a limit to the suppression. In addition, the method using the AGC circuit has a problem that the circuit becomes complicated, which makes it difficult to reduce the size and increases the cost.
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a piezoelectric oscillator that can easily suppress a vibrator current with a simple circuit configuration.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention provides a piezoelectric vibrator having a piezoelectric element excited at a predetermined frequency, and an oscillation amplifier for exciting the piezoelectric element by passing a current through the piezoelectric element. A transistor, a first capacitor connected between a base and an emitter of the oscillation amplifying transistor, a second capacitor connected between an emitter of the oscillation amplifying transistor and the ground, and an emitter of the oscillation amplifying transistor And an emitter resistor inserted between the ground and a ground, wherein a non-inductive load is connected to the collector of the oscillation amplification transistor, and a third is connected between the collector and emitter of the oscillation amplification transistor. A capacitor is inserted, and the third capacitor functions as an element that suppresses a transducer current flowing through the piezoelectric vibrator .
By connecting a non-inductive load to the collector of the oscillation transistor of the conventional Colpitts oscillation circuit and connecting the collector and the emitter with a capacitor, the oscillator current can be drastically reduced. This is because the phase of the emitter output and the collector output of the oscillation transistor is basically 180 ° out of phase, so that the signals of each other are inverted. By connecting this inverted output with the capacitor Cce, the output is Be suppressed.
According to this invention, since the output is suppressed by connecting the collector and emitter of the oscillation transistor with the capacitor, the vibrator current can be reduced and the negative resistance can be increased.
[0007]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a piezoelectric vibrator including a piezoelectric element excited at a predetermined frequency, an oscillation amplification transistor that excites the piezoelectric element by passing a current through the piezoelectric element, and a base of the oscillation amplification transistor. A first capacitor connected between the emitters, a second capacitor connected between the emitter of the oscillation amplification transistor and the ground, an emitter resistor inserted between the emitter of the oscillation amplification transistor and the ground, And a second transistor connected in cascade to the collector side of the oscillation amplification transistor, a non-inductive load connected to the collector of the second transistor connected in cascade, and the second a third capacitor inserted collectors of the transistors and between the emitter of the oscillating amplifier transistor, the capacity of the third flow to the piezoelectric vibrator Characterized in that it is intended to function as an element for suppressing the Doko current.
In the case of the cascade connection, the first stage (in the present invention, the oscillation amplification transistor) bears the main part of the oscillation circuit, and the second stage (in the present invention, the second transistor) is the base ground circuit.
Since the oscillation amplification transistor degrades the high-frequency characteristics due to the feedback of the collector-base capacitance, the load of the oscillation amplification transistor becomes the low resistance because the load of the oscillation amplification transistor is the input resistance of the base ground circuit, and the capacitance between the collector and base The effect of reducing the is obtained.
According to this invention, since the cascade connection is used, the bandwidth can be secured up to the cutoff frequency of the grounded base, so that an oscillator having excellent high frequency characteristics can be configured.
According to a third aspect of the present invention, the base of the second transistor is grounded via a capacitor.
As described above, even claims 2, the second transistor is connected to non-inductive load to the collector, base is grounded through a capacitor. As a result, the cascade connection can be completed by connecting the oscillation circuit and the grounded base circuit in series.
According to this invention, the base of the second transistor is grounded via the capacitor, so that a cascade circuit can be configured together with the oscillation amplification transistor.
[0009]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to embodiments shown in the drawings. However, the components, types, combinations, shapes, relative arrangements, and the like described in this embodiment are merely illustrative examples and not intended to limit the scope of the present invention only unless otherwise specified. .
FIG. 1 is an example of a Colpitts oscillation circuit according to the first embodiment of the present invention. In the piezoelectric oscillation circuit, a series circuit of a capacitor Cbe and a capacitor Ce, which is a part of the load capacitance, is inserted and connected between the base and ground of the oscillation transistor TR1, and the connection midpoint A of this series circuit and the oscillation transistor TR1 are connected. The emitter is connected, and an emitter resistor Re is inserted and connected between the connection midpoint A and the ground. Further, a base bias circuit composed of a resistor RB1 and a resistor RB2 is connected to the base of the oscillation transistor TR1, and a series circuit of the piezoelectric vibrator Xtal and the capacitor C1 is inserted and connected between the base and ground of the oscillation transistor TR1. Further, a resistor Rc is connected between the collector of the oscillation transistor TR1 and the power supply voltage Vcc line, and a capacitor Cce is connected between the collector and emitter.
FIG. 2 is an example of a Colpitts oscillation circuit according to the second embodiment of the present invention. The same components as those in the circuit shown in FIG. 2 differs from FIG. 1 in that a transistor TR2 whose base is grounded is connected in cascade with the transistor TR1, and a capacitor Cce is inserted between the collector of the transistor TR2 and the emitter of the transistor TR1. In the case of cascade connection, the transistor TR1 serves as the main part of the oscillation circuit, and the transistor TR2 is a base ground circuit. Since the high-frequency characteristics of the transistor TR1 deteriorate due to the feedback of the collector-base capacitance, the load of the transistor TR1 becomes a low load because the load of the transistor TR1 is the input resistance of the base ground circuit, and the effect of reducing the collector-base capacitance is achieved. Is obtained. As a result, the bandwidth can be secured up to the cutoff frequency of the base ground, so that an oscillator having excellent high frequency characteristics can be configured.
[0010]
Here, the most significant feature of the present invention is that the capacitor Cce is basically connected between the collector and emitter of the oscillation transistor TR1 (in the case of cascade connection) between the collector of the transistor TR2 and the emitter of the transistor TR1. Since the phase of the emitter output and the collector output of the oscillation transistor TR1 is shifted by 180 °, a negative feedback circuit is formed by connecting both output terminals with the capacitor Cce, and the output is suppressed as a result. It is to reduce the vibrator current. However, the effect of the capacitor Cce is significant when the value is equal to or greater than the capacitance of the capacitor Ce (Cce ≧ Ce). Further, since this suppression phenomenon is not caused by a gain decrease due to suppression of the collector current or base current of the transistor shown in FIG. 20, the negative resistance tends to increase.
Here, the circuit shown in FIG. 1 is represented by an equivalent circuit to analyze the vibrator current. FIG. 3 is an equivalent circuit during steady oscillation of the Colpitts oscillation circuit according to the first embodiment shown in FIG. FIG. 4 is an equivalent circuit obtained by parallel / serial conversion. FIG. 5 is a conversion formula of a parallel / series circuit. First, equations for z1, z2, and z3 in FIG. 4 are obtained.
Here, r1 ′ adds the series capacitance c1 of the vibrator to the series resistance r1 after the parallel / serial conversion. Further, c1 'connects a frequency adjusting capacitor c0 in series to the series capacitance c1 after the serial conversion.

[0011]
FIG. 6 shows an equivalent circuit when the collector-side power supply v3 in FIG. 4 is set to 0 V, and I ′ can be expressed by equation (3) based on equation (2). Further, the effective current is expressed by the equation (4).

FIG. 7 shows an equivalent circuit when the emitter-side power supply v2 is 0V. If the transducer current at that time is I '',

From this, the effective current of the vibrator current i can be obtained as a combined current of the equations (4) and (6).
| I | = | i1 ′ | + | i1 ″ | (7)
FIG. 8 is a graph showing the calculation results of equations (4), (6), and (7). The horizontal axis represents the value of the capacitor c3, and the vertical axis represents the vibrator current. A characteristic curve 50 represents the vibrator current i1 ′ due to the emitter power supply, a characteristic curve 52 represents the vibrator current i1 ″ due to the collector power supply, and a characteristic curve 51 represents the vibrator current i obtained by combining the two. The conditions at this time are Rπ = 330Ω, Cπ + Cb = 42 pF, Re = 1 KΩ, Ce = 75 pF, R3 = 30Ω, C0 = 20 pF, and Freq = 10 MHz. From this, it can be seen that when the capacitor c3 exceeds 10 pF, the combined vibrator current i rapidly decreases.
[0012]
FIG. 9 shows constants of circuit components of the first embodiment of FIG. 1 with Rc = 330Ω, Cce, Cbe variable, Re = 1 KΩ, Ce = 75 pF, RB1 = RB2 = 10 KΩ, C1 = 100 pF, between base and emitter FIG. 7 is a graph showing the measured values of the transducer current associated with the capacitance Cce when the capacitance Cbe is set to 20 pF, 43 pF, and 68 pF, with the collector-emitter capacitance Cce on the horizontal axis and the transducer current on the vertical axis. From this figure, when the collector-emitter capacitance Cce becomes 30 pF or more, the vibrator current rapidly decreases, and the value becomes more remarkable as the base-emitter capacitance Cbe is smaller.
FIG. 10 is a graph showing changes in the collector output voltage Vc and the emitter output voltage Ve with respect to the collector-emitter capacitance Cce when the base-emitter capacitance Cbe is a parameter (20 pF, 68 pF, 100 pF). That is, by increasing the collector-emitter capacitance Cce, the collector output voltage Vc and the emitter output voltage Ve are abruptly suppressed, and accordingly, the vibrator current is also rapidly suppressed.
FIG. 11 is a diagram showing changes in the oscillator current and the oscillation circuit current with respect to the collector-emitter capacitance Cce, with the base-emitter capacitance Cbe of the first embodiment of FIG. 1 as parameters 20 pF and 68 pF. From this figure, the change in the oscillation circuit current with respect to the suppression of the oscillator current is slight. It can be understood that this is not suppression of the oscillator current due to a decrease in gain due to suppression of the base and collector currents of the transistor TR1.
FIGS. 12 and 13 are diagrams showing actual measurement results of negative resistance characteristics with respect to changes in frequency with the collector-emitter capacitance Cce of the first embodiment of FIG. 1 as parameters 0 pF, 15 pF, and 51 pF. 12 shows the case where the base-emitter capacitance Cbe is 20 pF, and FIG. 13 shows the case where the base-emitter capacitance Cbe is 43 pF. Reference numerals 55 shown in FIGS. 12 and 13 denote frequency negative resistance characteristics in a conventional Colpitts circuit (Cce = 0 pF), and an increase in negative resistance can be confirmed by appropriate addition of Cce.
[0013]
FIG. 14 is a diagram showing the relationship between the transducer current when the values of the base-emitter capacitance Cbe and the collector-emitter capacitance Cce are set such that the negative resistance shows the maximum value at an oscillation frequency of 10 MHz. From this figure, the characteristics of the oscillator current in the conventional Colpitts circuit (Cce = 0 pF) (solid line 60) and the oscillator current characteristics in the circuit based on the present invention (solid line 61) are compared. It can be seen that the oscillator current is drastically reduced.
FIG. 15 shows the relationship between the base-emitter capacitance Cbe and the emitter-ground capacitance Ceg at which the negative resistance shows the maximum value at an oscillation frequency of 10 MHz, and the collector-emitter capacitance Cce as a parameter (0 pF, 20 pF, 51 pF, 100 pF). FIG. As is clear from this figure, the oscillation circuit based on the present invention is more in comparison with the characteristic in the conventional Colpitts circuit (Cce = 0 pF) shown by the solid line 62 and the characteristic in the circuit based on the present invention shown by the solid line 63. It can be seen that characteristics with little change in the emitter-ground capacitance Ceg can be obtained.
FIG. 16 is a diagram showing the negative resistance characteristic in the case of the cascade connection of FIG. As is apparent from this figure, even in the cascade connection, an increase in negative resistance can be confirmed in the same manner as in FIGS. 12 and 13 with respect to appropriate addition of the collector-emitter capacitance Cce.
FIG. 17 is a diagram showing changes in the oscillator current and the oscillation circuit current with respect to the collector-emitter capacitance Cce when the base-emitter capacitance Cbe in the cascade connection of FIG. 2 is 20 pF. Cce = 0 pF corresponds to a conventional Colpitts circuit. At that time, the vibrator current is 170 μA, the circuit current is 1.5 mA, Cce = 50 pF, the vibrator current is 230 μA, and the circuit current is 2.3 mA (maximum). Cce = 100 pF Shows a vibrator current of 100 μA and a circuit current of 1.9 mA. That is, it is shown that the transducer current can be suppressed by selecting an appropriate value of Cce, and this is not due to the suppression of the circuit current.
[0014]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, since the output is suppressed by the signal having the opposite phase by connecting the collector and the emitter of the oscillation transistor with the capacitor, the base current is simultaneously suppressed. It is possible to reduce the vibrator current and increase the negative resistance.
According to the second aspect of the present invention , since the cascade connection is used, the bandwidth can be secured up to the cutoff frequency of the base ground, and thus an oscillator having excellent high frequency characteristics can be configured.
According to a third aspect of the present invention , the base of the second transistor is grounded via a capacitor, so that a cascade circuit can be configured together with the oscillation amplification transistor.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a Colpitts oscillation circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a Colpitts oscillation circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an equivalent circuit during steady oscillation of the Colpitts oscillation circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a parallel / serial conversion equivalent circuit in steady oscillation of the Colpitts oscillation circuit of the present invention.
FIG. 5 is a conversion formula of a parallel / series circuit of the Colpitts oscillation circuit of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing an equivalent circuit when the collector-side power supply v3 of the parallel / serial conversion equivalent circuit during steady oscillation of the present invention is short-circuited.
FIG. 7 is a diagram showing an equivalent circuit when the emitter-side power supply v2 of the parallel / serial conversion equivalent circuit at the time of steady oscillation according to the present invention is short-circuited.
FIG. 8 is a graph showing the calculation results of the expressions (4), (6), and (7) of the present invention.
FIG. 9 is a graph showing the results of determining and measuring constants for each component according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a graph showing changes in the collector output voltage and the emitter output voltage with respect to the collector-emitter capacitance Cce of the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing changes in the oscillator current and the oscillation circuit current with respect to the collector-emitter capacitance Cce of the present invention.
FIG. 12 is a diagram showing a negative resistance characteristic with respect to a change in frequency using the collector-emitter capacitance Cce of the present invention as a parameter.
FIG. 13 is a diagram showing a negative resistance characteristic with respect to a change in frequency using the collector-emitter capacitance Cce of the present invention as a parameter.
FIG. 14 is a diagram showing an actual measurement result of a vibrator current according to the present invention.
FIG. 15 is a diagram showing actual measurement results of Cbe and Ceg of the 10 MHz maximum negative resistance value of the present invention.
FIG. 16 is a diagram showing an actual measurement result of negative resistance at the time of cascade connection according to the present invention.
FIG. 17 is a diagram showing actual measurement results of the vibrator current and the oscillation circuit current of the present invention.
FIG. 18 is a diagram illustrating a conventional Colpitts oscillation circuit.
FIG. 19 is a diagram illustrating a conventional cascaded Colpitts oscillation circuit.
FIG. 20 is a diagram in which an AGC circuit is added to a conventional Colpitts oscillation circuit.
FIG. 21 is an equivalent circuit during steady oscillation of a conventional Colpitts oscillation circuit.
FIG. 22 is a parallel / serial conversion equivalent circuit of a conventional Colpitts oscillation circuit.
FIG. 23 is a diagram illustrating a calculation result of a vibrator current at the time of steady oscillation of a conventional Colpitts oscillation circuit.
FIG. 24 is a diagram illustrating experimental results of vibrator current during steady oscillation of a conventional Colpitts oscillation circuit.
[Explanation of symbols]
TR1 Oscillation transistor, Cbe, Ce Capacitance as part of load capacitance, RB1, RB2 Bias resistance, Re emitter resistance, Rc collector resistance, Xtal piezoelectric vibrator

Claims

A piezoelectric vibrator having a piezoelectric element excited at a predetermined frequency, an oscillation amplifying transistor that excites the piezoelectric element by passing a current through the piezoelectric element, and a base connected to the emitter of the oscillation amplifying transistor. A piezoelectric capacitor comprising: a first capacitor; a second capacitor connected between the emitter of the oscillation amplification transistor and ground; and an emitter resistor inserted between the emitter of the oscillation amplification transistor and ground. A non-inductive load is connected to the collector of the oscillation amplification transistor, and a third capacitor is inserted between the collector and emitter of the oscillation amplification transistor, and the third capacitance is connected to the piezoelectric vibrator. A piezoelectric oscillator that functions as an element that suppresses a flowing transducer current .

A piezoelectric vibrator having a piezoelectric element excited at a predetermined frequency, an oscillation amplifying transistor that excites the piezoelectric element by passing a current through the piezoelectric element, and a base connected to the emitter of the oscillation amplifying transistor. A piezoelectric capacitor comprising: a first capacitor; a second capacitor connected between the emitter of the oscillation amplification transistor and ground; and an emitter resistor inserted between the emitter of the oscillation amplification transistor and ground. Because
A second transistor is cascade-connected to the collector side of the oscillation amplification transistor, a non-inductive load is connected to the collector of the cascaded second transistor, and the collector of the second transistor and the oscillation amplification A piezoelectric oscillator, wherein a third capacitor is inserted between the emitters of a transistor, and the third capacitor functions as an element that suppresses a transducer current flowing through the piezoelectric transducer .

The piezoelectric oscillator according to claim 2 , wherein the second transistor has a base that is grounded via a capacitor.