JP4072149B2 - Distributed aperture antenna device - Google Patents
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Description
本発明は、到来する電波や音波の波源方向や電力を測定するために用いるレーダー用、ソナー用または電波通信／音波通信用の分散開口アンテナ装置に関するものである。 The present invention relates to a distributed aperture antenna apparatus for radar, sonar, or radio wave / sound wave communication used to measure the direction and power of an incoming radio wave or sound wave.
一般に、開口アンテナ（素子アンテナを多数配列して狭ビームとしたアンテナであるが、ここでは広義のアンテナをいい、電波アンテナだけでなく素子マイクロホンを配列した音波アンテナも含む）は指向性の鋭い、利得の高いアンテナとして利用されている。そして、アンテナ開口径を大きくすればするほど、よりビーム幅を狭く、利得を高くすることができることが知られている。
開口アンテナには多くの種類があるが、以下の説明ではアレイアンテナを用いたものを例として説明をおこなう。アレイアンテナもビーム幅を狭く、利得を高くするためにはアンテナ開口径を大きくする必要がある。アンテナ開口径を大きくするには、素子アンテナの数を増やさなければならない。このことはアンテナの重量やコストの増加を招く。
比較的少ない素子数で、開口径を大きくする一手法として、非特許文献１には、間隔をおいて分散配置した複数の小型アンテナの受信信号を合成すれば、等価的に大開口の受信アンテナで受信したのと同様の狭いビーム幅及び高利得が得られることが示されている。しかし、素子アンテナの間隔を半波長よりも長くすると、アンテナの指向性パターン内にグレーティングローブ（指向性の最大値が複数方向に現れる）と呼ばれるゲインの高いサイドローブが発生してしまい、ビームアンテナとしての特性が悪くなるという課題があった。このため、一般には、アレーアンテナの素子間隔の上限は半波長程度とされ、非特許文献１に開示された技術、即ち、少ない数の素子アンテナを分散配置して大開口アンテナを構成するという技術は容易には適用できないものと考えられている。
In general, an aperture antenna (an antenna in which a large number of element antennas are arranged to form a narrow beam, but here refers to an antenna in a broad sense, including not only a radio wave antenna but also a sound wave antenna in which element microphones are arranged) has a sharp directivity. It is used as a high gain antenna. It is known that the larger the antenna aperture diameter, the narrower the beam width and the higher the gain.
There are many types of aperture antennas. In the following description, an example using an array antenna will be described. The array antenna also has a narrow beam width, and it is necessary to increase the antenna aperture diameter in order to increase the gain. In order to increase the antenna aperture diameter, the number of element antennas must be increased. This increases the weight and cost of the antenna.
As a technique for increasing the aperture diameter with a relatively small number of elements, Non-Patent Document 1 discloses that a reception antenna having a large aperture is equivalently obtained by synthesizing reception signals of a plurality of small antennas distributed at intervals. It has been shown that a narrow beam width and high gain similar to those received in can be obtained. However, if the interval between the element antennas is longer than a half wavelength, a high-gain side lobe called a grating lobe (maximum directivity appears in multiple directions) is generated in the antenna directivity pattern, and the beam antenna As a result, there was a problem that the characteristics of the film deteriorated. For this reason, generally, the upper limit of the element spacing of the array antenna is about a half wavelength, and the technique disclosed in Non-Patent Document 1, that is, the technique of configuring a large aperture antenna by distributing and arranging a small number of element antennas. Is not considered easily applicable.
一方、アダプティブアンテナ（複数の素子アンテナの位相制御に加えて、それぞれの電力も制御するもの）の分野では、不要干渉波を抑圧しつつ（即ち無用のサイドローブの発生を押さえながら）所望方向にビームパターン又は感度極小パターン（以下ナル点とも言う）を形成するためのアルゴリズムとして，非特許文献２に示すＣａｐｏｎビームフォーマ（または、方向拘束付電力最小化法とも呼ぶ）が知られている。
後に詳細に説明するが、上記Ｃａｐｏｎビームフォーマには、素子の取り付け位置の誤差や、信号予測方向の誤差に対して敏感で特性が劣化しやすいという課題があり、このようなＣａｐｏｎビームフォーマの特性劣化を改善するためのアルゴリズムとして、非特許文献３や４に示すロバストアルゴリズムが報告されている。
On the other hand, in the field of adaptive antennas (which control the power of each element in addition to controlling the phase of a plurality of element antennas), while suppressing unnecessary interference waves (that is, suppressing the generation of unnecessary side lobes) As an algorithm for forming a beam pattern or a minimal sensitivity pattern (hereinafter also referred to as a null point), the Capon beamformer (or also referred to as a direction constrained power minimization method) shown in Non-Patent Document 2 is known.
As will be described in detail later, the Capon beamformer has a problem that it is sensitive to an error in an element mounting position and an error in a signal prediction direction, and its characteristics tend to deteriorate. As an algorithm for improving deterioration, a robust algorithm shown in Non-Patent Documents 3 and 4 has been reported.
アレーアンテナでは素子アンテナの数を増やさないでアンテナ開口面積を大きくするために、素子アンテナの間隔（素子アンテナの位相中心間の距離）を広げて配置するものが知られている。しかし、素子アンテナの間隔を半波長よりも長くすると、本来のビーム方向以外にグレーティングローブ（指向性の最大値が複数方向に現れる）と呼ばれるゲインの高いサイドローブが多数発生するという課題があった。グレーティングローブは目標方向の観測誤差や不要干渉波の抑圧性能の劣化を生じさせるため有害で、開口アンテナの特性としては低下する。このため、一般には、アレーアンテナの素子間隔の上限は半波長程度しかとれず、開口面積もそれなりのものしか形成できないと言う課題があった。 In order to increase the antenna aperture area without increasing the number of element antennas, an array antenna is known in which the distance between element antennas (distance between the phase centers of the element antennas) is increased. However, when the interval between the element antennas is longer than a half wavelength, there is a problem that many side lobes with high gain called grating lobes (maximum directivity appears in a plurality of directions) are generated in addition to the original beam direction. . Grating lobes are harmful because they cause observation errors in the target direction and deterioration of the performance of suppressing unwanted interference waves, and degrade the characteristics of the aperture antenna. For this reason, in general, there is a problem that the upper limit of the element spacing of the array antenna can only be about half a wavelength, and that only an appropriate opening area can be formed.
また、同様の課題は空間的に分散して配置した複数の小型アンテナの受信信号を合成する場合にも存在する。即ち、非特許文献１には、このようにして合成した等価的な大開口アンテナにより、少ない素子数で狭いビーム幅と高いアンテナ利得が得られることが示されている。しかし、この場合でも小型アンテナの間隔が半波長よりも長い場合には、上記と同様のグレーティングローブが発生する。非特許文献１には、小型アンテナの数を非常に多くし、かつそれらを完全に不規則に配置すればグレーティングローブが少なくなることが示されている。しかし理論的にはそうであっても、実際にアンテナを製作／設置する面から考えると、このようにすることは簡単ではないので、実用に供し得ないという課題があった。 A similar problem also exists when combining received signals from a plurality of small antennas arranged spatially dispersed. That is, Non-Patent Document 1 shows that an equivalent large aperture antenna synthesized in this way can provide a narrow beam width and a high antenna gain with a small number of elements. However, even in this case, if the distance between the small antennas is longer than a half wavelength, a grating lobe similar to the above is generated. Non-Patent Document 1 shows that if the number of small antennas is very large and they are arranged completely irregularly, the grating lobes are reduced. However, even in theory, there is a problem that it cannot be put to practical use because it is not easy to do this in terms of actually manufacturing / installing the antenna.
本発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、背景技術の項で説明したアダプティブアンテナの一種であるＣａｐｏｎビームフォーマ（方向拘束付電力最小化法）のビーム形成法をグレーティングローブの抑圧に応用して、少ない素子数を分散配置しグレーティングローブの少ない、分散開口アンテナ装置を実現することを目的とする。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems. The beam forming method of the Capon beamformer (direction constrained power minimization method) which is a kind of adaptive antenna described in the background section is a grating. An object of the present invention is to realize a distributed aperture antenna apparatus having a small number of grating lobes and a small number of grating lobes applied to lobe suppression.
この発明の分散開口アンテナ装置は、空間内に同一方向にビームを向けて、互いの間隔が１／２波長以上で、全て異なる間隔となるように配列した複数の指向性素子アンテナ、
前記複数の素子アンテナのそれぞれに接続され前記素子アンテナの受信信号を増幅しディジタル信号に変換する複数の受信機、
前記複数の受信機の出力から全受信機出力の共分散行列を計算する第１共分散行列計算機、
任意のビーム方向のステアリングベクトルを算出するステアリングベクトル計算機、
前記共分散行列と前記ビーム方向ステアリングベクトルとから方向拘束条件の下で出力電力を最小化する複素ウェイトを計算する複素ウェイト計算機、
前記複数の受信機の出力信号のそれぞれに前記複素ウェイトを乗ずる複数の複素乗算器、
前記複素乗算器の出力信号の総和を計算して任意のビーム方向の受信信号出力を得る総和計算手段を備えたものである。
The distributed aperture antenna apparatus of the present invention is directed to a plurality of directional element antennas arranged such that beams are directed in the same direction in a space, and are spaced apart from each other by ½ wavelength or more.
A plurality of receivers connected to each of the plurality of element antennas for amplifying the received signals of the element antennas and converting them into digital signals;
A first covariance matrix calculator for calculating a covariance matrix of all receiver outputs from the outputs of the plurality of receivers;
A steering vector calculator for calculating a steering vector in an arbitrary beam direction,
A complex weight calculator that calculates a complex weight that minimizes output power under a direction constraint condition from the covariance matrix and the beam direction steering vector;
A plurality of complex multipliers for multiplying each of the output signals of the plurality of receivers by the complex weight;
Sum total calculation means for obtaining a received signal output in an arbitrary beam direction by calculating the sum of the output signals of the complex multiplier is provided.
本発明の分散開口アンテナ装置は、直線上、または平面上または立体的に、お互いが半波長以上の不規則な間隔で任意の位置に分散配置（互いの向きは同じ）された素子アンテナの受信信号を合成して、等価的な大開口の受信アンテナに相当する狭ビーム幅で高利得の受信ビームを形成するとともに、素子アンテナの間隔が半波長より長いために生じるグレーティングローブを効果的に抑圧できる。従って、同じ開口面積のアンテナに比して素子アンテナ数が少なく、重量が軽く安価とすることができ、グレーティングローブがある場合に生じる電波到来方向の推定の曖昧さや不要干渉波の抑圧性能の劣化を防止できるという効果がある。 The distributed aperture antenna apparatus according to the present invention receives element antennas that are distributed and arranged in an arbitrary position at an irregular interval of a half wavelength or more in a straight line, a plane, or a three-dimensional manner. Combines signals to form a high-gain receive beam with a narrow beam width equivalent to an equivalent large-aperture receive antenna, and effectively suppresses grating lobes that occur because the distance between element antennas is longer than half a wavelength it can. Therefore, the number of element antennas is smaller and the weight is lighter and cheaper than antennas with the same aperture area, and there is ambiguity in estimating the direction of arrival of radio waves and degradation of unwanted interference suppression when there is a grating lobe. There is an effect that can be prevented.
実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１の分散開口アンテナ装置について説明する。図１は実施の形態１の分散開口アンテナ装置の構成を示す系統図である。図示しない線上または面上または立体空間内に互いが半波長以上の不規則な間隔で、任意の位置に分散配置した複数個の素子アンテナ１が設けられている。各素子アンテナ１は指向性を有し、それぞれのビーム指向方向は分散開口アンテナの指向させたい方向に揃えて配置される。各素子アンテナ１には各素子アンテナ１からの信号を受信しディジタル信号に変換する受信機２が接続されている。各受信機２の出力は全て１つのＣａｐｏｎビームフォーマ３に入力されている。Ｃａｐｏｎビームフォーマ３は各受信機２の出力を用いてＣａｐｏｎアルゴリズムによりビームを形成する制御装置の一種であり、その内部構成は、各受信機２の出力の共分散行列を計算する共分散行列計算機６、ビーム形成方向のステアリングベクトル計算機７、第１の共分散行列計算機６とビーム形成方向のステアリングベクトル計算機７の結果とを用いて後述するＣａｐｏｎウェイト（複素ウェイトとも言う）計算を行うＣａｐｏｎウェイト計算機８（複素ウェイト計算機ともいう）、各受信器２の出力に前記複素ウェイトを乗ずる複素乗算器４、複素乗算の結果の総和を求める総和計算器５を含んでいる。
Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, the distributed aperture antenna apparatus according to the first embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a system diagram showing the configuration of the distributed aperture antenna apparatus of the first embodiment. A plurality of element antennas 1 that are dispersedly arranged at arbitrary positions are provided on a line (not shown) or on a plane or in a three-dimensional space at irregular intervals of a half wavelength or more. Each element antenna 1 has directivity, and each beam directing direction is arranged so as to be aligned with a direction in which the distributed aperture antenna is desired to be directed . Each element antenna 1 is connected to a receiver 2 that receives a signal from each element antenna 1 and converts it into a digital signal. All outputs from the receivers 2 are input to one Capon beamformer 3. The Capon beamformer 3 is a kind of control device that forms the beam by the Capon algorithm using the output of each receiver 2, and the internal configuration thereof is a covariance matrix calculator that calculates the covariance matrix of the output of each receiver 2. 6. Capon weight calculator that performs later-described Capon weight (also referred to as complex weight) calculation using the beam forming direction steering vector calculator 7, the first covariance matrix calculator 6, and the beam forming direction steering vector calculator 7. 8 (also referred to as a complex weight calculator), a complex multiplier 4 for multiplying the output of each receiver 2 by the complex weight, and a sum calculator 5 for calculating the sum of the results of the complex multiplication.
図１の分散開口アンテナ装置の動作について説明する。
複数の素子アンテナ１に到来した電波は、それぞれ受信機２で受信されディジタル信号へ変換される。これらの受信信号はＣａｐｏｎビームフォーマ３で合成され特定の方向からの信号が強くなるように合成、即ちビーム形成される。Ｃａｐｏｎビームフォーマ３では、複素乗算機４で各受信機２の出力に複素ウェイトが乗算された後、総和計算５でこれらの総和がとられてビームが形成される。この時用いる複素ウェイトは各受信機機出力の共分散行列を求める第１の共分散行列計算機６とビーム形成方向ステアリングベクトル計算７のステアリングベクトル算出結果を用いてＣａｐｏｎウェイト計算８で計算される。
The operation of the distributed aperture antenna apparatus of FIG. 1 will be described.
Radio waves arriving at the plurality of element antennas 1 are respectively received by the receiver 2 and converted into digital signals. These received signals are synthesized by the Capon beamformer 3 and are synthesized, that is, beam-formed so that a signal from a specific direction becomes stronger. In the Capon beamformer 3, the complex multiplier 4 multiplies the output of each receiver 2 by a complex weight, and then a summation calculation 5 takes these sums to form a beam. The complex weight used at this time is calculated by the Capon weight calculation 8 using the first covariance matrix calculator 6 for obtaining the covariance matrix of each receiver output and the steering vector calculation result of the beam forming direction steering vector calculation 7.
次にＣａｐｏｎビームフォーマ３の動作について詳細に説明する。
ここで述べるＣａｐｏｎビームフォーマ３はアダプティブアンテナを形成するために用いられるアルゴリズムの一種であるということもでき、その動作は、素子アンテナ１への到来入力信号を、所望方向にビームを形成しつつ、任意の方向からの不要干渉波を抑圧できるように合成計算するものである。
今、素子アンテナ１の数をＮ個、ｎ番目の素子アンテナ１の受信信号をｘｎ(ｔ)（ｔは時間、ｎ＝１，２・・・・・Ｎ）とし、信号成分をｓｎ(ｔ)、Ｍ個の干渉成分をｕｎｉ(ｔ)（ｉ＝１，２・・・・・Ｍ）、雑音成分をｎｎ(ｔ)で表すと、ｘｎ(ｔ)は式（１）で表される。
Next, the operation of the Capon beamformer 3 will be described in detail.
The Capon beamformer 3 described here can be said to be a kind of algorithm used to form an adaptive antenna, and its operation is to form an incoming input signal to the element antenna 1 while forming a beam in a desired direction. The synthesis calculation is performed so that unnecessary interference waves from any direction can be suppressed.
Now, the number of element antennas 1 is N, the received signal of the nth element antenna 1 is x n (t) (t is time, n = 1, 2,... N), and the signal component is s n. (t), when M interference components are represented by u ni (t) (i = 1, 2,... M) and noise components are represented by n n (t), x n (t) is expressed by equation (1). ).
この時、各受信信号ｘｎ(ｔ)に対して、それぞれ複素ウェイトｗｎを乗じた後、総和をとればビーム形成した結果の出力が得られる。ここで、ｘｎ(ｔ)を要素とする入力ベクトルＸ、及びｗｎを要素とするウェイトベクトルＷを（２），（３）式で定義する。但し、記号Ｈは転置行列を表す。
従って、合成されたビーム出力ｙ(ｔ)は（４）のように書くことができる。
At this time, each received signal x n (t) is multiplied by a complex weight w n and then summed to obtain an output as a result of beam formation. Here, the input vector X and element x n (t), and the weight vector W for the w n and element (2), defined in (3) below. However, the symbol H represents a transposed matrix.
Therefore, the combined beam output y (t) can be written as (4).
また、各素子アンテナ１の出力の共分散行列Ｒｘｘを式（５）で定義する。ここで、記号Ｅ[・・]は時間平均を示すものとする。式（５）を用いて、出力電力Ｐoutは式（６）のようになる。 Further, the covariance matrix R xx of the output of each element antenna 1 is defined by Expression (5). Here, the symbol E [••] represents a time average. Using Expression (5), the output power Pout is represented by Expression (6).
ここで、図２に示すように座標系を仮定し、電波到来方向のＺ軸からの角度をθ、Ｘ軸からの水平角度をφと定義する（図に示している）。また、各素子アンテナの指向方向や方向に対する振幅・位相特性は同一であるものとする。このとき、ｎ番目の素子アンテナの位置座標を（ｘｎ，ｙｎ，ｚｎ）とおくと、この素子と基準点０との伝搬経路差ｄｎは（７）式となる。（７）式を用いて、ビーム方向θ、φのステアリングベクトルＶを（８）式で定義する。なお、λは波長である。 Here, assuming a coordinate system as shown in FIG. 2, the angle from the Z-axis of the radio wave arrival direction is defined as θ, and the horizontal angle from the X-axis is defined as φ (shown in the figure). In addition, the directionality of each element antenna and the amplitude / phase characteristics with respect to the direction are assumed to be the same. At this time, if the position coordinates of the n-th element antenna are set to (x n , y n , z n ), the propagation path difference dn between this element and the reference point 0 is expressed by equation (7). Using the equation (7), the steering vector V of the beam directions θ and φ is defined by the equation (8). Note that λ is a wavelength.
ここで、信号方向のステアリングベクトルをＶｓとすると、この方向の利得はＷＨＶｓになる。従って、信号の方向が既知である場合、観測されたＲｘｘを用いて、信号方向の利得を拘束しつつ、式（６）の出力電力が最小になるようにウェイトベクトルＷを決めれば、信号は同じ感度で受信しつつ干渉波のみを抑圧することができる。即ち、この問題は式（９）の最適化式で記述することができる。式（９）を満たす最適ウェイトベクトルＷｏｐｔは式（１０）で表すことができることが知られている。 Here, when the steering vector in the signal direction is V s , the gain in this direction is W H V s . Therefore, when the direction of the signal is known, if the weight vector W is determined so that the output power of Equation (6) is minimized using the observed R xx while constraining the gain in the signal direction, Can suppress only the interference wave while receiving with the same sensitivity. That is, this problem can be described by the optimization equation of Equation (9). It is known that the optimum weight vector W opt satisfying the equation (9) can be expressed by the equation (10).
これが標準的なＣａｐｏｎビームフォーマのアルゴリズムであり、移動体通信やソナーにおける不要干渉波の抑圧や信号方向の推定、あるいは音響イメージングにおける不要干渉波の抑圧や信号電力推定などに用いられる。なお、上記説明で、各素子アンテナの指向方向は同一であるとしたが、もしこれらに誤差がある場合には、予めこれらの誤差を測定しておき、式（１０）のウェイトベクトルから減算すれば較正できる。 This is a standard Capon beamformer algorithm, and is used for suppression of unwanted interference waves and signal direction estimation in mobile communication and sonar, or suppression of unwanted interference waves and signal power estimation in acoustic imaging. In the above explanation, the directivity directions of the element antennas are the same. However, if there is an error, these errors are measured in advance and subtracted from the weight vector of Equation (10). Can be calibrated.
ここで、式（７）及び式（８）をみると、個々の素子位置に対する制約条件がない。従って、ここで取り扱うような半波長以上の間隔で分散配置した素子アンテナに対して、このアルゴリズムを適用することができる。また、素子間距離が全くの等間隔とならぬよう多少の不規則性をもって配置すれば、信号方向とグレーティングローブ方向のステアリングベクトルに差が生じるようにできるので、グレーティングローブに対して式（９）の制約条件が満足されなくなりグレーティングローブの抑圧が可能となる。 Here, looking at Expression (7) and Expression (8), there is no constraint on the position of each element. Therefore, this algorithm can be applied to the element antennas distributed at intervals of half wavelength or more as handled here. Further, if the elements are arranged with some irregularity so that the distance between the elements is not equal, the steering vectors in the signal direction and the grating lobe direction can be made different. ) Is not satisfied, and the grating lobe can be suppressed.
実施例１．
素子アンテナを立体的に互いの間隔の最小のものが、半波長以上の間隔となるように不規則（ここで言う不規則とは、互いの間隔に同じものがないという意味であるが、一部に同じ間隔のものが混在していても良い。また各素子アンテナの指向方向は分散開口アンテナ装置の指向方向に合わせてそろえてあるものとする）に配置した場合に、Ｃａｐｏｎビームフォーマと同様のビーム形成法で得られるアンテナパターンの計算例を図３に示し、この発明の効果について説明する。
図３（ａ）は計算に使用した素子アンテナ１の配置を示し、半径１０００λの半球上に１０個の素子を不規則に配置した例である。各軸の目盛り単位は１波長であり、各素子間の距離は少なくとも１００λ程度とってある。
図３（ｂ）は図３（ａ）の配置のアンテナにおいて、従来のフーリエ変換によるビーム形成法を用いた場合の、方位及び仰角に対する出力の信号対（干渉＋雑音）電力比（以下、ＳＩＮＲという）のパターンを示す。図３（ｂ）で、入力の信号対雑音電力比は１０ｄＢ、干渉波対雑音電力比は２０ｄＢであり、ビーム形成方向は方位＝仰角＝０°である。従来のビーム形成法では、ビーム形成方向（図の中央）以外に多数のゲインの高い（０〜−１０ｄＢ）グレーティングローブが生じており、有効なビームが形成できていない。
図３（ｃ）には、図３（ａ）の配置のアンテナで、図１の構成によって得られたアンテナパターンを示す。全体にわたってグレーティングローブが抑圧（−２０〜−２５ｄＢ）され所望のビーム１００が形成されている。また、干渉方向にナル９６が形成され（２つの小さなピークの間）ており、干渉波が抑圧されてビーム指向方向で高いＳＩＮＲが得られている。
Example 1.
The element antennas are three-dimensionally irregular so that the minimum distance between them is a half wavelength or more (the irregularity here means that there is no same distance between each other. When the antennas are arranged in the same spacing, the directivity directions of the respective element antennas are aligned with the directivity direction of the distributed aperture antenna device). FIG. 3 shows a calculation example of an antenna pattern obtained by this beam forming method, and the effect of the present invention will be described.
FIG. 3A shows an arrangement of the element antennas 1 used for the calculation, and is an example in which 10 elements are irregularly arranged on a hemisphere having a radius of 1000λ. The scale unit of each axis is one wavelength, and the distance between each element is at least about 100λ.
FIG. 3B shows an output signal to (interference + noise) power ratio (hereinafter referred to as SINR) with respect to the azimuth and elevation when the conventional beam forming method using Fourier transform is used in the antenna having the arrangement shown in FIG. Pattern). In FIG. 3B, the input signal-to-noise power ratio is 10 dB, the interference wave-to-noise power ratio is 20 dB, and the beam forming direction is azimuth = elevation angle = 0 °. In the conventional beam forming method, many high (0 to -10 dB) grating lobes other than the beam forming direction (the center in the figure) are generated, and an effective beam cannot be formed.
FIG. 3C shows an antenna pattern obtained by the configuration of FIG. 1 with the antenna having the arrangement of FIG. The grating lobe is suppressed (-20 to -25 dB) throughout, and the desired beam 100 is formed. Further, a null 96 is formed in the interference direction (between two small peaks), and the interference wave is suppressed, and a high SINR is obtained in the beam pointing direction.
以上のように、実施の形態１では、半波長以上の不規則な間隔で同一方向に向けて分散配置した少数の素子アンテナ１の受信信号をＣａｐｏｎビームフォーマ３で合成することにより、通常の方法でヒームを形成したときに多数発生するグレーティングローブを抑圧することができ、その結果として、到来方向推定の曖昧さなしに、等価的な大開口のアンテナに相当する狭ビーム幅で高利得の受信ビームを形成できるという効果がある。また、一般のアダプティブアンテナと同様、到来方向が不明な不要干渉波を効果的に抑圧できるという効果もある。
なお、全ての素子アンテナが完全に不規則な間隔で配置されていなければならないと言うわけではなく、一部に間隔が同じである配置が混ざっていても、グレーティングローブの抑圧程度がそれなりに弱くなるということはあっても全体として分散開口アンテナを構成できることに変わりはない。
As described above, in the first embodiment, the Capon beamformer 3 synthesizes the reception signals of a small number of element antennas 1 that are dispersedly arranged in the same direction at irregular intervals of a half wavelength or more, thereby performing a normal method. As a result, it is possible to suppress the grating lobe that occurs when a beam is formed, and as a result, receive a high gain with a narrow beam width equivalent to an equivalent large aperture antenna without ambiguity in direction of arrival estimation. There is an effect that a beam can be formed. In addition, as with a general adaptive antenna, there is an effect that an unnecessary interference wave whose direction of arrival is unknown can be effectively suppressed.
Note that not all element antennas must be arranged at irregular intervals, and even if some of the arrangements have the same interval, the degree of suppression of the grating lobe is weak. Even so, it is still possible to construct a distributed aperture antenna as a whole.
実施の形態２．
次に、本発明の実施の形態２の分散開口アンテナ装置について説明する。この実施形態は、実施の形態１のビーム形成アルゴリズムの変化形態と言うことができる。実施の形態２の分散開口アンテナ装置の構成を示す系統図を図４に示す。図において、実施の形態１の図１中の符号と同符号は同一または相当部分を示すので、その詳細な説明は省略する。各受信機２には、各受信機の出力を用いてロバストＣａｐｏｎアルゴリズムによりビームを形成するロバストＣａｐｏｎビームフォーマ９が接続されている。ロバストＣａｐｏｎビームフォーマ９には各受信機２の出力から共分散行列を求める第１共分散行列計算機６と、ビーム方向ステアリングベクトルを出力するビーム方向ステアリングベクトル計算機７とがあり、また上記共分散行列とビーム方向ステアリングベクトルとから方向拘束条件の下で出力電力を最小化するための複素ウェイトを計算するロバスト複素ウェイト計算手段１０を備えている。また、各受信器２の出力に前記複素ウェイトを乗ずる複素乗算器４、複素乗算の結果の総和を求める総和計算器５を含んでいる。
Embodiment 2. FIG.
Next, a distributed aperture antenna apparatus according to Embodiment 2 of the present invention will be described. This embodiment can be said to be a variation of the beam forming algorithm of the first embodiment. FIG. 4 shows a system diagram showing the configuration of the distributed aperture antenna apparatus of the second embodiment. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 1 of the first embodiment indicate the same or corresponding parts, and detailed description thereof will be omitted. Each receiver 2 is connected to a robust Capon beamformer 9 that forms a beam by a robust Capon algorithm using the output of each receiver. The robust Capon beamformer 9 includes a first covariance matrix calculator 6 that obtains a covariance matrix from the output of each receiver 2, and a beam direction steering vector calculator 7 that outputs a beam direction steering vector. And a robust complex weight calculating means 10 for calculating a complex weight for minimizing the output power under the direction constraint condition from the beam direction steering vector. Further, a complex multiplier 4 for multiplying the output of each receiver 2 by the complex weight, and a sum calculator 5 for calculating the sum of the results of the complex multiplication are included.
次に図４のものの動作について説明する。受信機２の出力はロバストＣａｐｏｎビームフォーマ９で合成されビーム形成される。ロバストＣａｐｏｎビームフォーマ９では、各受信機２の出力から共分散行列を計算する第１共分散行列計算機６とビーム形成方向ステアリングベクトル計算機７の結果を用いてロバストＣａｐｏｎウェイト計算１０で複素ウェイトが計算される。複素乗算機４で各受信機２の出力に前記求めた複素ウェイトが乗算された後、総和計算５でこれらの総和がとられてビームが形成される。
その他の回路の動作及び作用は実施の形態１の図１と同様である。
Next, the operation of FIG. 4 will be described. The output of the receiver 2 is synthesized and beam-formed by a robust Capon beamformer 9. In the robust Capon beamformer 9, the complex weight is calculated by the robust Capon weight calculation 10 using the results of the first covariance matrix calculator 6 that calculates the covariance matrix from the output of each receiver 2 and the beam forming direction steering vector calculator 7. Is done. The complex multiplier 4 multiplies the output of each receiver 2 by the obtained complex weight, and then a sum calculation 5 takes these sums to form a beam.
The operation and operation of other circuits are the same as those in FIG. 1 of the first embodiment.
実施の形態１の図１に示したＣａｐｏｎビームフォーマ３では、信号方向のステアリングベクトルを計算する時に使用する素子位置や信号方向と、実際の素子位置や信号方向との間に誤差がある場合に、その結果生じたステアリングベクトル誤差により、出力のＳＩＮＲが急激に劣化するという特性がある。実施の形態２のロバストＣａｐｏｎビームフォーマ９はステアリングベクトルに対する感度を下げることにより、このようなステアリングベクトル誤差に対する脆弱性を改善するものである。
ロバストＣａｐｏｎビームフォーマとして公知の手法には、
１）共分散行列に対角加重を付加してステアリングベクトルの感度を下げる方法（例えば、非特許文献３参照）、
２）はじめに予測したステアリングベクトルとのノルム差を制約したベクトルのうち、出力が最大となるようなステアリングベクトルに置き換える方法（例えば、非特許文献４参照）がある。
この他にも、ウェイトベクトルのノルムを制約する方法、共分散行列を部分空間に展開して最適ウェイトを求める方法、置き換えるステアリングベクトルをミニマックス法を用いて求める方法などがあるが、いずれも信号ステアリングベクトルに対する感度を下げて素子位置誤差や信号方向推定誤差に対する出力ＳＩＮＲの減少を防止するという点で同様である。
In the Capon beamformer 3 shown in FIG. 1 of the first embodiment, when there is an error between the element position and signal direction used when calculating the steering vector in the signal direction and the actual element position and signal direction. The resulting steering vector error has a characteristic that the output SINR deteriorates rapidly. The robust Capon beamformer 9 of the second embodiment improves the vulnerability to such steering vector errors by lowering the sensitivity to the steering vector.
Methods known as robust Capon beamformers include:
1) A method of reducing the sensitivity of a steering vector by adding diagonal weighting to a covariance matrix (for example, see Non-Patent Document 3),
2) There is a method (for example, refer to Non-Patent Document 4) in which a vector whose output is maximized is replaced with a vector in which the norm difference from the predicted steering vector is constrained.
Other methods include constraining the norm of the weight vector, expanding the covariance matrix into a subspace to find the optimal weight, and finding the replacement steering vector using the minimax method. The same is true in that the sensitivity to the steering vector is lowered to prevent the output SINR from decreasing with respect to the element position error and the signal direction estimation error.
しかし、本実施の形態では、以下に述べるように、上記とは別の目的でロバストＣａｐｏｎビームフォーマを使用する。即ち、図３（ｃ）で示したように、実施の形態１で得られるアンテナパターンはビーム１００の幅が非常に狭くなるという性質を持つ。この性質は、この分散開口アンテナ装置を電波到来方向の測定に使用した場合には、高い角度精度が得られるため都合が良いが、例えばレーダへ適用した場合には、ビーム幅が狭すぎて空間の捜索効率が低下するという欠点となる。ところで、図１のＣａｐｏｎビームフォーマの上記の性質は、信号ステアリングベクトルのずれに対する過敏性によることは明らかである。即ち、ビーム形成方向（つまり、ビーム中心方向）から少しでもずれた方向の信号ＳＩＮＲが急激に低下するという特性は、形成されるビーム幅が非常に狭いということと等価である。従って、ロバストＣａｐｏｎビームフォーマと同様のビーム形成方法を適用し、信号ステアリングベクトルに対する感度を下げればビームの鋭さが改善される。 However, in this embodiment, as described below, a robust Capon beamformer is used for a purpose other than the above. That is, as shown in FIG. 3C, the antenna pattern obtained in the first embodiment has a property that the width of the beam 100 becomes very narrow. This property is convenient when this distributed aperture antenna device is used for measuring the direction of arrival of radio waves, because it provides high angular accuracy, but when applied to a radar, for example, the beam width is too narrow and the space is narrow. The disadvantage is that the search efficiency is reduced. By the way, it is clear that the above-described property of the Capon beamformer of FIG. 1 is due to the sensitivity to the deviation of the signal steering vector. That is, the characteristic that the signal SINR in a direction slightly deviated from the beam forming direction (that is, the beam center direction) is rapidly reduced is equivalent to the fact that the formed beam width is very narrow. Therefore, by applying a beam forming method similar to the robust Capon beamformer and reducing the sensitivity to the signal steering vector, the beam sharpness is improved.
実施例２．
図３（ａ）の素子アンテナ配列で、実施の形態２の対角加重とノルム差制約を組み合わせたロバストＣａｐｏｎビームフォーマ９を適用した場合のアンテナパターンの計算例を図５に示す。Ｃａｐｏｎビームフォーマ３を用いた場合のビーム１００に比べて、グレーティングローブがやや高いが、ビーム１０１の幅が大きく拡大している。即ち、実施の形態２の分散開口アンテナ装置によれば、実施の形態１の分散開口アンテナ装置と同様の効果を有するとともに、そのビーム幅を任意に制御することができ、例えばレーダでの空間捜索効率の低下等に影響するビーム幅の減少を防ぐことができる。
Example 2
FIG. 5 shows a calculation example of the antenna pattern when the robust Capon beamformer 9 combining the diagonal weighting and the norm difference constraint of the second embodiment is applied to the element antenna arrangement of FIG. The grating lobe is slightly higher than that of the beam 100 when the Capon beamformer 3 is used, but the width of the beam 101 is greatly enlarged. That is, according to the distributed aperture antenna apparatus of the second embodiment, the same effect as the distributed aperture antenna apparatus of the first embodiment can be obtained, and the beam width can be arbitrarily controlled. It is possible to prevent a decrease in beam width that affects a decrease in efficiency.
実施の形態３．
本発明の実施の形態３の分散開口アンテナ装置について説明する。実施の形態１の図１のものも、実施の形態２の図４のものも、共分散行列の計算６を行うのに受信機２の出力を用いていたのに対して、実施の形態３の分散開口アンテナ装置は仮想干渉方向のステアリングベクトルを用いる。図６は、実施の形態２の図４のものに本実施の形態を適用した場合の構成を示す系統図である。仮想の干渉方向のステアリングベクトルを計算する仮想干渉方向ステアリングベクトル計算機１１が設けてある。第２の共分散行列計算機６１はビーム方向ステアリングベクトルと仮想干渉方向ステアリングベクトルとから共分散行列を求めるものである。なお、図中のその他の符号は図４と同様である。
Embodiment 3 FIG.
A distributed aperture antenna apparatus according to Embodiment 3 of the present invention will be described. 1 and FIG. 4 of the second embodiment use the output of the receiver 2 to perform the covariance matrix calculation 6, while the third embodiment has the third embodiment. The distributed aperture antenna apparatus uses a steering vector in the virtual interference direction. FIG. 6 is a system diagram showing a configuration when the present embodiment is applied to the embodiment 2 of FIG. A virtual interference direction steering vector calculator 11 for calculating a steering vector in the virtual interference direction is provided. The second covariance matrix calculator 61 obtains a covariance matrix from the beam direction steering vector and the virtual interference direction steering vector. In addition, the other code | symbol in a figure is the same as that of FIG.
次に図６を用いて実施の形態３の分散開口アンテナ装置の動作について説明する。ロバストＣａｐｏｎウェイト計算１０では、実施の形態１、２で説明したような受信機２の出力を用いる方法の代りに、仮想干渉方向ステアリングベクトル計算機１１の出力結果を用いて複素ウェイトを計算し、各受信機２の出力に対する複素乗算機４に供給する。その他の回路の動作及び作用は実施の形態２と同様である。 Next, the operation of the distributed aperture antenna apparatus according to the third embodiment will be described with reference to FIG. In the robust Capon weight calculation 10, instead of using the output of the receiver 2 as described in the first and second embodiments, a complex weight is calculated using the output result of the virtual interference direction steering vector calculator 11, The output from the receiver 2 is supplied to the complex multiplier 4. Other circuit operations and operations are the same as those in the second embodiment.
図４の分散開口アンテナ装置は、アダプティブな干渉波抑圧が不要である場合、実施の形態１及び実施の形態２と同様のグレーティングローブ抑圧性能を、より少ない計算量で達成できるという効果を有する。つまり、実施の形態１の図１及び実施の形態２の図４の共分散行列計算機６は、未知の方向からの干渉波をアダプティブに抑圧するため、各受信機２の出力を用いてリアルタイムに共分散行列を計算する。しかし、干渉波が少ない、またはその方向が既知であるなどの理由でアダプティブな干渉抑圧が不要であり、グレーティングローブの抑圧のみが必要である場合には、以下に示す方法で、共分散行列の計算を簡素化することができる。即ち、式（５）の共分散行列Ｒｘｘは、信号方向と干渉波方向のステアリングベクトルを用いて以下のように書くことができる。 The distributed aperture antenna apparatus of FIG. 4 has the effect that the grating lobe suppression performance similar to that of the first and second embodiments can be achieved with a smaller amount of calculation when adaptive interference wave suppression is not required. That is, the covariance matrix calculator 6 of FIG. 1 of the first embodiment and FIG. 4 of the second embodiment adaptively suppresses the interference wave from an unknown direction, and therefore uses the output of each receiver 2 in real time. Calculate the covariance matrix. However, if adaptive interference suppression is not necessary because the interference wave is small or its direction is known, and only grating lobe suppression is required, the covariance matrix Calculation can be simplified. That is, the covariance matrix R xx of Equation (5) can be written as follows using the steering vectors in the signal direction and the interference wave direction.
ここで、Ｖｓは信号方向のステアリングベクトル、Ｖｕｉはｉ番目の干渉波方向のステアリングベクトル、Ｉは単位行列であり、Ｐｓ、Ｐｕｉ、Ｐｎはそれぞれ信号、ｉ番目の干渉波、雑音の受信電力推定値である。従って、干渉方向が既知であれば、あらかじめ式（１１）を用いて共分散行列を計算することができる。また、干渉抑圧が不要である場合には、適切な方向、電力及び数の仮想的な干渉波を仮定し、式（１１）を用いて共分散行列を計算することができる。いずれの場合も、受信機２の出力からリアルタイムに共分散行列を計算する必要がないため、ビームフォーマ９の計算量が大幅に減少する効果がある。
なお、図６では、本発明の実施の形態２の図４に示した分散開口アンテナ装置に対して仮想干渉方向ステアリングベクトル計算１１を付加した例を示しているが、実施の形態１の図１のものに対して仮想干渉方向ステアリングベクトル計算１１を付加し、図７のようにしても同様の効果があることは言うまでもない。
Here, V s is a steering vector in the signal direction, V ui is a steering vector in the i-th interference wave direction, I is a unit matrix, P s , P ui , and P n are a signal, i-th interference wave, It is an estimated value of received power of noise. Therefore, if the interference direction is known, the covariance matrix can be calculated in advance using Equation (11). When interference suppression is not necessary, a covariance matrix can be calculated using Equation (11) assuming hypothetical interference waves of an appropriate direction, power, and number. In any case, since it is not necessary to calculate the covariance matrix from the output of the receiver 2 in real time, the calculation amount of the beamformer 9 is greatly reduced.
FIG. 6 shows an example in which the virtual interference direction steering vector calculation 11 is added to the distributed aperture antenna apparatus shown in FIG. 4 according to the second embodiment of the present invention. It goes without saying that the same effect can be obtained by adding the virtual interference direction steering vector calculation 11 to those shown in FIG.
実施の形態４．
次に、本発明の実施の形態４の分散開口アンテナ装置について説明する。この実施の形態では、本実施の形態を分散配置した小型アレーアンテナの合成に適用した場合を例として説明する。即ち、実施の形態１〜実施の形態３の素子アンテナ１を分散配置する代りに、指向性を有する受信サブアレーを分散配置し、これらの受信信号を合成することで素子アンテナ１を用いた場合よりも更に狭いビーム幅で、高利得のビームを合成するものである。図８に実施の形態４の分散開口アンテナ装置の系統図を示す。図中、直線上または平面上または立体的に半波長以上の不規則な間隔で、複数個の受信サブアレー１２をその指向方向をそろえて分散配置する。各受信サブアレーのゲインは同一である。各受信サブアレー１２にはその受信ビームを形成し、その受信信号をディジタル信号で出力するサブアレー受信機１３を接続する。サブアレー受信機１３には、受信サブアレー１２のビーム指向方向を制御するビーム制御器１４と、受信サブアレーの受信信号から受信ビームを形成し受信ディジタル信号を出力するサブビームフォーマ１５とを含む。各サブアレー受信機１３の出力は、実施の形態２及び実施の形態３で示したものと同様のロバストＣａｐｏｎビームフォーマ９に接続されている。
Embodiment 4 FIG.
Next, a distributed aperture antenna apparatus according to Embodiment 4 of the present invention will be described. In this embodiment, a case will be described as an example where the present embodiment is applied to the synthesis of small array antennas arranged in a distributed manner. That is, instead of using the element antennas 1 according to the first to third embodiments in a distributed arrangement, receiving subarrays having directivity are arranged in a distributed manner and these received signals are combined to use the element antenna 1. In this case, a high-gain beam is synthesized with a narrower beam width. FIG. 8 shows a system diagram of the distributed aperture antenna apparatus of the fourth embodiment. In the figure, a plurality of receiving sub-arrays 12 are distributed and arranged in a line, on a plane, or at irregular intervals of a half wavelength or more in a three-dimensional manner. The gain of each reception subarray is the same. Each reception subarray 12 is connected to a subarray receiver 13 that forms the reception beam and outputs the reception signal as a digital signal. The subarray receiver 13 includes a beam controller 14 that controls the beam directing direction of the reception subarray 12, and a subbeamformer 15 that forms a reception beam from the reception signal of the reception subarray and outputs a reception digital signal. The output of each subarray receiver 13 is connected to a robust Capon beamformer 9 similar to that shown in the second and third embodiments.
次に、図８を用いて実施の形態４の分散開口アンテナ装置の動作について説明する。受信サブアレー１２で受信された信号は、サブアレー受信機１３の中のサブビームフォーマ１５でサブアレー毎に受信ビームが形成され、その受信信号はディジタル信号として出力される。この時、ビーム制御器１４は、各受信サブアレー１２の指向方向が同一方向となるよう、もし受信サブアレー２が機械走査型のアンテナならば受信サブアレー１２を、もし電子走査型のアンテナならばサブビームフォーマ１５を、それぞれ制御する。なお、上記説明で、各受信サブアレーの指向方向はゲインは同一であるとしたが、もしこれらに誤差がある場合には、予めこれらの誤差を測定しておき、式（１０）のウェイトベクトルから減算すれば較正できる。
各サブアレー受信機１３の出力は、実施の形態２または実施の形態３と同様のロバストＣａｐｏｎビームフォーマ９で合成され、実施の形態２または実施の形態３の場合よりも更に狭いビーム幅で高利得の受信ビームを合成する。このように構成し動作させることにより、全てを素子アンテナで構成するのに比べて、ビームフォーマの演算量が大幅に少なくて済むので、実施の形態１〜３と同様の効果を有する大規模な分散開口アンテナ装置を比較的簡単な器材構成で実現することができる。
なお、図８では、本発明の実施の形態２または実施の形態３の構成のものに対して素子アンテナ１を受信サブアレー１２で置き換えた例を示しているが、実施の形態１の図１のものの素子アンテナ１を受信サブアレー１２で置き換えて図９に示すようにしても同様の効果があることは言うまでもない。
Next, the operation of the distributed aperture antenna apparatus according to the fourth embodiment will be described with reference to FIG. A signal received by the reception subarray 12 is formed into a reception beam for each subarray by the subbeamformer 15 in the subarray receiver 13, and the reception signal is output as a digital signal. At this time, the beam controller 14 controls the receiving subarray 12 if the receiving subarray 2 is a mechanical scanning antenna, and the subbeamformer if the receiving subarray 2 is an electronic scanning antenna, so that the directing directions of the receiving subarrays 12 are the same. 15 are controlled. In the above description, the gains are the same in the directivity directions of the respective reception subarrays. However, if there are errors in these, the errors are measured in advance, and the weight vector of Expression (10) is used. You can calibrate by subtracting.
The output of each sub-array receiver 13 is synthesized by a robust Capon beamformer 9 similar to that in the second or third embodiment, and has a higher gain with a narrower beam width than in the second or third embodiment. Are combined. By configuring and operating in this way, the amount of calculation of the beamformer can be significantly reduced compared to the case where all are configured by element antennas, and thus a large-scale having the same effects as in the first to third embodiments. A distributed aperture antenna device can be realized with a relatively simple equipment configuration.
FIG. 8 shows an example in which the element antenna 1 is replaced with the reception subarray 12 in the configuration of the second embodiment or the third embodiment of the present invention, but FIG. It goes without saying that the same effect can be obtained even if the element antenna 1 is replaced with the reception subarray 12 as shown in FIG.
実施の形態５．
次に、本発明の実施の形態５の分散開口アンテナ装置について説明する。本実施の形態５のものは、分散開口アンテナが特に大開口である場合に、素子アンテナ間または受信サブアレー間の距離が極めて大きく、その間の信号の時間差が大きくなるために、使用可能な周波数帯域に制限が生じるという課題、また、各素子アンテナ１又は各受信サブアレー１２とロバストＣａｐｏｎビームフォーマ９との間の信号伝送遅延時間差が大きくなるので、ビーム形成誤差を補正する必要があるという課題の解決を図ったものである。即ち、実施の形態１〜４のものに対して、各素子アンテナ１間または各受信サブアレー１２間の電波の到来時間差及び信号伝送時間差を補正するような複数の遅延回路及び遅延位相補正回路を設けて上記課題を解消しようとするものである。図１０は、素子アンテナとして受信サブアレーを用いた場合の本発明の実施の形態５の分散開口アンテナ装置の系統図であり、図中で、上述の到来時間差及び信号伝送時間差を補正する遅延回路１６、同様の目的の遅延位相補正回路１７を備えている。なお、図中のその他の符号は図７と同様であるので詳細な説明を省略する。
Embodiment 5. FIG.
Next, a distributed aperture antenna apparatus according to Embodiment 5 of the present invention will be described. In the fifth embodiment, when the distributed aperture antenna has a particularly large aperture, the distance between the element antennas or the reception subarrays is extremely large, and the time difference between the signals becomes large. And the problem that the beam forming error needs to be corrected because the difference in signal transmission delay time between each element antenna 1 or each reception sub-array 12 and the robust Capon beamformer 9 becomes large. Is intended. That is, a plurality of delay circuits and delay phase correction circuits for correcting the difference in arrival time and signal transmission time between each element antenna 1 or each reception subarray 12 are provided for the first to fourth embodiments. Therefore, the above problem is to be solved. FIG. 10 is a system diagram of the distributed aperture antenna apparatus according to the fifth embodiment of the present invention when a reception subarray is used as an element antenna. In the figure, a delay circuit 16 that corrects the arrival time difference and the signal transmission time difference described above. A delay phase correction circuit 17 having the same purpose is provided. In addition, since the other code | symbol in a figure is the same as that of FIG. 7, detailed description is abbreviate | omitted.
次に、図１０を用いて実施の形態５の分散開口アンテナ装置の動作について説明する。遅延回路１６及び遅延位相補正回路１７は、それぞれビーム制御器１４から得られるビーム指向方向を参照しつつ、受信サブアレー１２間の電波の到来時間差及び信号伝送時間差を補正するような遅延時間補正及び遅延位相補正を行う。これらの補正を行った後、ロバストＣａｐｏｎビームフォーマ９で実施の形態４の図７の分散開口アンテナ装置と同様のビーム形成処理が行われる。 Next, the operation of the distributed aperture antenna apparatus according to the fifth embodiment will be described with reference to FIG. The delay circuit 16 and the delay phase correction circuit 17 refer to the beam directing direction obtained from the beam controller 14 and correct the delay time correction and delay so as to correct the arrival time difference and signal transmission time difference between the reception subarrays 12. Perform phase correction. After performing these corrections, the robust Capon beamformer 9 performs a beam forming process similar to that of the distributed aperture antenna apparatus of FIG. 7 of the fourth embodiment.
実施の形態４の図９のものにおいて、分散配置された複数の受信サブアレー１２の内、互いの距離が最も長いものを２つとり、その間の距離が波長に比べて非常に長い場合、この２つの受信サブアレー１２での受信時刻の差により、例えば、短パルスのような広帯域の信号を受信した時には合成後の受信パルス波形が崩れてＳ／Ｎが低下する。また、それぞれの受信サブアレー１２とロバストＣａｐｏｎビームフォーマ９との間で信号伝送の遅延時間に差がある（各受信サブアレーからロバストＣａｐｏｎビームフォーマ９までの距離も差がある可能性が高い）と、ロバストＣａｐｏｎビームフォーマ９におけるビーム形成の誤差が生じるという課題がある。
これらを防ぐためには、各サブアレー受信機１３の出力に対して式（１２）で示す時間遅延Ｔｎを与えて補正すれば良い。
In the case of FIG. 9 of the fourth embodiment, if two of the plurality of receiving subarrays 12 arranged in a distributed manner have the longest distance from each other and the distance between them is very long compared to the wavelength, this 2 Due to the difference in the reception times at the two reception subarrays 12, for example, when a wideband signal such as a short pulse is received, the combined received pulse waveform collapses and the S / N decreases. Also, there is a difference in signal transmission delay time between each receiving subarray 12 and the robust Capon beamformer 9 (there is also a high possibility that the distance from each receiving subarray to the robust Capon beamformer 9 is also different). There is a problem that an error in beam formation occurs in the robust Capon beamformer 9.
In order to prevent these, it may be corrected by applying a time delay T n shown in equation (12) to the output of each subarray receiver 13.
なお、式（１２）において、ｄｎは式（７）で示したｎ番目の受信サブアレーの伝搬経路差、ｃは光速、τｎはｎ番目の受信サブアレーの信号伝送時間である。ここで、ｄｎは電波到来方向で変化するので、遅延回路１６ではビーム制御器１４から得られるビーム指向方向を参照して式（１２）に基づいて遅延時間を決定する。但し、一般に、遅延回路が与える時間遅延は離散的な値をとることが多い。このような場合、遅延位相補正回路１７で、式（１３）で表される位相回転Φを与えると、遅延回路１６の時間量子化による位相変化を補正できる。 In the equation (12), d n is the propagation path difference of the n-th received sub-array shown in equation (7), c is the speed of light, the tau n is the signal transmission time of the n-th received sub-array. Here, d n is because changes in the radio wave arrival direction, determines the delay time based on equation (12) with reference to the beam pointing direction obtained from the delay circuit 16 in the beam controller 14. However, in general, the time delay provided by the delay circuit often takes a discrete value. In such a case, the phase change due to the time quantization of the delay circuit 16 can be corrected by giving the phase rotation Φ expressed by the equation (13) in the delay phase correction circuit 17.
なお、式（１３）において、Ｔｎ‘は、遅延回路１６がｎ番目の受信サブアレー１２に与えた遅延時間で、時間量子化単位の整数倍、ｆは周波数である。このような遅延時間及び位相の補正を行うことにより、大規模な分散開口アンテナにおいて、使用する周波数帯域の制約なしに、また、伝送遅延時間差によるビーム形成誤差なしに、実施の形態４と同様の効果が得られる。また、上記ではビーム形成方向をビーム形成方向を用いても、当然のことながら同様の効果が得られる。なお、図１０では、本発明の実施の形態４に対して遅延回路１６及び遅延位相補正回路１７を付加した例を示しているが、前述の実施の形態１〜３に対してこれらの回路を付加し、図１１に示すようにビーム形成方向ステアリングベクトル計算機７で使用するビーム形成方向を用いて同様の遅延時間補正及び遅延位相補正を行っても同様の効果があることは言うまでもない。 In Equation (13), Tn ′ is a delay time given to the nth reception subarray 12 by the delay circuit 16 and is an integer multiple of a time quantization unit, and f is a frequency. By performing such delay time and phase correction, in a large-scale distributed aperture antenna, there is no restriction on the frequency band to be used, and there is no beam forming error due to a difference in transmission delay time. An effect is obtained. Further, in the above description, the same effect can be obtained even if the beam forming direction is used as the beam forming direction. FIG. 10 shows an example in which the delay circuit 16 and the delay phase correction circuit 17 are added to the fourth embodiment of the present invention, but these circuits are added to the first to third embodiments. In addition, it goes without saying that the same effect can be obtained by performing the same delay time correction and delay phase correction using the beam forming direction used in the beam forming direction steering vector calculator 7 as shown in FIG.
この発明による分散開口アンテナ装置は、レーダやソナー、電波／音波通信への適用にとどまらず、電波天文学に用いる電波望遠鏡や、通信傍受用アンテナにも用いることができる。 The distributed aperture antenna device according to the present invention can be used not only for radar, sonar, and radio wave / sonic wave communication, but also for radio telescopes used for radio astronomy and communication interception antennas.
１ 素子アンテナ、 ２ 受信機、 ３ Ｃａｐｏｎビームフォーマ、
４ 複素乗算機、 ５ 総和計算機、 ６ 第１共分散行列計算機、
７ ビーム方向ステアリングベクトル計算機、 ８ Ｃａｐｏｎウェイト計算機、
９ ロバストＣａｐｏｎビームフォーマ、
１０ ロバストＣａｐｏｎウェイト計算機、
１１ 仮想干渉方向ステアリングベクトル計算機、 １２ 受信サブアレー、
１３ サブアレー受信機、 １４ ビーム制御器、 １５サブビームフォーマ、
１６ 遅延回路、 １７ 遅延位相補正回路 ６１ 第２の共分散行列計算機。
1 element antenna, 2 receiver, 3 Capon beamformer,
4 complex multiplier, 5 sum calculator, 6 first covariance matrix calculator,
7 Beam direction steering vector calculator, 8 Capon weight calculator,
9 Robust Capon beamformer,
10 Robust Capon weight calculator,
11 virtual interference direction steering vector calculator, 12 receiving subarray,
13 subarray receiver, 14 beam controller, 15 subbeamformer,
16 delay circuit, 17 delay phase correction circuit 61 second covariance matrix calculator.
Claims (12)
前記複数の素子アンテナのそれぞれに接続され前記素子アンテナの受信信号を増幅しディジタル信号に変換する複数の受信機、
前記複数の受信機の出力から全受信機出力の共分散行列を計算する第１共分散行列計算機、
任意のビーム方向のステアリングベクトルを算出するステアリングベクトル計算機、
前記共分散行列と前記ビーム方向ステアリングベクトルとから方向拘束条件の下で出力電力を最小化する複素ウェイトを計算する複素ウェイト計算機、
前記複数の受信機の出力信号のそれぞれに前記複素ウェイトを乗ずる複数の複素乗算器、
前記複素乗算器の出力信号の総和を計算して任意のビーム方向の受信信号出力を得る総和計算手段を備えたことを特徴とする分散開口アンテナ装置。 A plurality of directional element antennas arranged so that the beams are directed in the same direction in space and the distance between each other is ½ wavelength or more and are all different distances,
A plurality of receivers connected to each of the plurality of element antennas for amplifying the received signals of the element antennas and converting them into digital signals;
A first covariance matrix calculator for calculating a covariance matrix of all receiver outputs from the outputs of the plurality of receivers;
A steering vector calculator for calculating a steering vector in an arbitrary beam direction,
A complex weight calculator that calculates a complex weight that minimizes output power under a direction constraint condition from the covariance matrix and the beam direction steering vector;
A plurality of complex multipliers for multiplying each of the output signals of the plurality of receivers by the complex weight;
A distributed aperture antenna apparatus comprising: a sum calculating unit that calculates a sum of output signals of the complex multiplier to obtain a received signal output in an arbitrary beam direction.
前記複数の素子アンテナのそれぞれに接続され前記素子アンテナの受信信号を増幅しディジタル信号に変換する複数の受信機、
前記複数の受信機の出力から全受信機出力の共分散行列を計算する第１共分散行列計算機、
任意のビーム方向のステアリングベクトルを計算するステアリングベクトル計算機、
前記共分散行列とビーム方向ステアリングベクトルから方向拘束条件の下で、前記ビーム方向ステアリングベクトルに対する感度を下げつつ出力電力を最小化するロバスト複素ウェイトを計算するロバスト複素ウェイト計算手段、
前記複数の受信機の出力信号のそれぞれに前記ロバスト複素ウェイトを乗ずる複数の複素乗算器、
前記複素乗算器の出力信号の総和を計算して前記任意のビーム方向の受信信号出力を得る総和計算手段を備えたことを特徴とする分散開口アンテナ装置。 A plurality of directional element antennas arranged so that the beams are directed in the same direction in space and the distance between each other is ½ wavelength or more and are all different distances,
A plurality of receivers connected to each of the plurality of element antennas for amplifying the received signals of the element antennas and converting them into digital signals;
A first covariance matrix calculator for calculating a covariance matrix of all receiver outputs from the outputs of the plurality of receivers;
Steering vector calculator that calculates the steering vector in any beam direction,
Robust complex weight calculating means for calculating a robust complex weight that minimizes output power while reducing sensitivity to the beam direction steering vector under a direction constraint condition from the covariance matrix and the beam direction steering vector;
A plurality of complex multipliers for multiplying each of the output signals of the plurality of receivers by the robust complex weight;
A dispersive aperture antenna apparatus comprising: a sum calculating means for calculating a sum of output signals of the complex multiplier to obtain a received signal output in an arbitrary beam direction.
前記複数の素子アンテナのそれぞれに接続され前記素子アンテナの受信信号を増幅しディジタル信号に変換する複数の受信機、
仮想の干渉方向のステアリングベクトルを計算する仮想干渉方向ステアリングベクトル計算機、
任意のビーム方向のステアリングベクトルを計算するステアリングベクトル計算機 、
前記仮想方向ステアリングベクトルと前記ビーム方向ステアリングベクトルの共分散行列を計算する第２の共分散行列計算機、
前記共分散行列と前記ビーム方向ステアリングベクトルから方向拘束条件の下で出力電力を最小化する複素ウェイトを計算する複素ウェイト計算手段、
前記複数の受信機の出力信号のそれぞれに前記複素ウェイトを乗ずる複数の複素乗算器、
前記複素乗算器の出力信号の総和を計算して前記任意のビーム方向の受信信号出力を得る総和計算手段を備えたことを特徴とする分散開口アンテナ装置。 Towards the beam in the same direction in space, with their spacing 1/2 wavelength or more, a plurality of directional element antennas arranged so as to be all different intervals,
A plurality of receivers connected to each of the plurality of element antennas for amplifying the received signals of the element antennas and converting them into digital signals;
Virtual interference direction steering vector calculator, which calculates the steering vector of the virtual interference direction,
Steering vector calculator that calculates steering vector in any beam direction,
A second covariance matrix calculator for calculating a covariance matrix of the virtual direction steering vector and the beam direction steering vector;
Complex weight calculating means for calculating a complex weight for minimizing output power under a direction constraint condition from the covariance matrix and the beam direction steering vector;
A plurality of complex multipliers for multiplying each of the output signals of the plurality of receivers by the complex weight;
A dispersive aperture antenna apparatus comprising: a sum calculating means for calculating a sum of output signals of the complex multiplier to obtain a received signal output in an arbitrary beam direction.
前記複数の素子アンテナのそれぞれに接続され前記素子アンテナの受信信号を増幅しディジタル信号に変換する複数の受信機、
仮想の干渉方向のステアリングベクトルを計算する仮想干渉方向ステアリングベクトル計算機、
任意のビーム方向のステアリングベクトルを計算するステアリングベクトル計算機、
前記仮想方向ステアリングベクトルと前記ビーム方向ステアリングベクトルの共分散行列を計算する第２の共分散行列計算機、
前記共分散行列と前記ビーム方向ステアリングベクトルから方向拘束条件の下で前記ビーム方向ステアリングベクトルに対する感度を下げつつ出力電力を最小化するロバスト複素ウェイトを計算するロバスト複素ウェイト計算手段、
前記複数の受信機の出力信号のそれぞれに前記ロバスト複素ウェイトを乗ずる複数の複素乗算器、
前記複素乗算器の出力信号の総和を計算して前記任意のビーム方向の受信信号出力を得る総和計算手段を備えたことを特徴とする分散開口アンテナ装置。 A plurality of directional element antennas arranged so that the beams are directed in the same direction in space and the distance between each other is ½ wavelength or more and are all different distances,
A plurality of receivers connected to each of the plurality of element antennas for amplifying the received signals of the element antennas and converting them into digital signals;
Virtual interference direction steering vector calculator, which calculates the steering vector of the virtual interference direction,
Steering vector calculator that calculates the steering vector in any beam direction,
A second covariance matrix calculator for calculating a covariance matrix of the virtual direction steering vector and the beam direction steering vector;
A robust complex weight calculating means for calculating a robust complex weight that minimizes output power while reducing sensitivity to the beam direction steering vector under a direction constraint condition from the covariance matrix and the beam direction steering vector;
A plurality of complex multipliers for multiplying each of the output signals of the plurality of receivers by the robust complex weight;
A dispersive aperture antenna apparatus comprising: a sum calculating means for calculating a sum of output signals of the complex multiplier to obtain a received signal output in an arbitrary beam direction.
前記複数の受信サブアレービーム方向を制御するビーム制御器とサブビームフォーマとを有し、前記複数の受信サブアレーの受信信号をそれぞれディジタル信号に変換する複数のサブアレー受信機、
前記複数のサブアレー受信機の出力から全サブアレー受信機出力の共分散行列を計算する第１共分散行列計算機、
任意のビーム方向のステアリングベクトルを計算するステアリングベクトル計算機、
前記共分散行列とビーム方向ステアリングベクトルから方向拘束条件の下で出力電力を最小化する複素ウェイトを計算する複素ウェイト計算手段、
前記複数のサブアレー受信機の出力信号のそれぞれに前記複素ウェイトを乗ずる複数の複素乗算器、
前記複素乗算器の出力信号の総和を計算して前記任意のビーム方向の受信信号出力を得る総和計算手段を備えたことを特徴とする分散開口アンテナ装置。 A plurality of directional reception subarrays arranged such that beams are directed in the same direction in space and are spaced apart from each other by a half wavelength or more, and are all spaced apart from each other.
A plurality of sub-array receivers each having a beam controller and a sub-beamformer for controlling a plurality of reception sub-array beam directions, each of which converts a reception signal of the plurality of reception sub-arrays into a digital signal;
A first covariance matrix calculator for calculating a covariance matrix of all subarray receiver outputs from the outputs of the plurality of subarray receivers;
Steering vector calculator that calculates the steering vector in any beam direction,
Complex weight calculating means for calculating a complex weight for minimizing output power under a direction constraint condition from the covariance matrix and a beam direction steering vector;
A plurality of complex multipliers for multiplying each of the output signals of the plurality of subarray receivers by the complex weight;
A dispersive aperture antenna apparatus comprising: a sum calculating means for calculating a sum of output signals of the complex multiplier to obtain a received signal output in an arbitrary beam direction.
前記複数の受信サブアレーのビーム方向を制御するビーム制御器とサブビームフォーマとを有し、前記複数の受信サブアレーの受信信号をそれぞれディジタル信号に変換する複数のサブアレー受信機、
前記複数のサブアレー受信機の出力から全サブアレー受信機出力の共分散行列を計算する第１共分散行列計算機、
任意のビーム方向のステアリングベクトルを計算するステアリングベクトル計算機、
前記共分散行列とビーム方向ステアリングベクトルから方向拘束条件の下で、前記ビーム方向ステアリングベクトルに対する感度を下げつつ出力電力を最小化するロバスト複素ウェイトを計算するロバスト複素ウェイト計算手段、
前記複数のサブアレー受信機の出力信号のそれぞれに前記ロバスト複素ウェイトを乗ずる複数の複素乗算器、
前記複素乗算器の出力信号の総和を計算して前記任意のビーム方向の受信信号出力を得る総和計算手段を備えたことを特徴とする分散開口アンテナ装置。 A plurality of directional reception subarrays arranged such that beams are directed in the same direction in space and are spaced apart from each other by a half wavelength or more, and are all spaced apart from each other.
A plurality of sub-array receivers each having a beam controller and a sub-beamformer for controlling beam directions of the plurality of reception sub-arrays, and respectively converting received signals of the plurality of reception sub-arrays into digital signals;
A first covariance matrix calculator for calculating a covariance matrix of all subarray receiver outputs from the outputs of the plurality of subarray receivers;
Steering vector calculator that calculates the steering vector in any beam direction,
Robust complex weight calculating means for calculating a robust complex weight that minimizes output power while reducing sensitivity to the beam direction steering vector under a direction constraint condition from the covariance matrix and the beam direction steering vector;
A plurality of complex multipliers for multiplying each of the output signals of the plurality of subarray receivers by the robust complex weight;
A dispersive aperture antenna apparatus comprising: a sum calculating means for calculating a sum of output signals of the complex multiplier to obtain a received signal output in an arbitrary beam direction.
前記複数の受信サブアレーのビーム方向を制御するビーム制御器とサブビームフォーマとを有し、前記複数の受信サブアレーの受信信号をそれぞれディジタル信号に変換する複数のサブアレー受信機、
仮想の干渉方向のステアリングベクトルを計算する仮想干渉方向ステアリングベクトル計算機、
任意のビーム方向のステアリングベクトルを計算するステアリングベクトル計算機、
前記仮想方向ステアリングベクトルと前記ビーム方向ステアリングベクトルの共分散行列を計算する第２の共分散行列計算機、
前記共分散行列と前記ビーム方向ステアリングベクトルから方向拘束条件の下で出力電力を最小化する複素ウェイトを計算する複素ウェイト計算手段、
前記複数のサブアレー受信機の出力信号のそれぞれに前記複素ウェイトを乗ずる複数の複素乗算器、
前記複素乗算器の出力信号の総和を計算して前記任意のビーム方向の受信信号出力を得る総和計算手段を備えたことを特徴とする分散開口アンテナ装置。 A plurality of directional reception subarrays arranged such that beams are directed in the same direction in space and are spaced apart from each other by a half wavelength or more, and are all spaced apart from each other.
A plurality of sub-array receivers each having a beam controller and a sub-beamformer for controlling beam directions of the plurality of reception sub-arrays, and respectively converting received signals of the plurality of reception sub-arrays into digital signals;
Virtual interference direction steering vector calculator, which calculates the steering vector of the virtual interference direction,
Steering vector calculator that calculates the steering vector in any beam direction,
A second covariance matrix calculator for calculating a covariance matrix of the virtual direction steering vector and the beam direction steering vector;
Complex weight calculating means for calculating a complex weight for minimizing output power under a direction constraint condition from the covariance matrix and the beam direction steering vector;
A plurality of complex multipliers for multiplying each of the output signals of the plurality of subarray receivers by the complex weight;
A dispersive aperture antenna apparatus comprising: a sum calculating means for calculating a sum of output signals of the complex multiplier to obtain a received signal output in an arbitrary beam direction.
前記複数の受信サブアレーのビーム方向を制御するビーム制御器とサブビームフォーマとを有し、前記複数の受信サブアレーの受信信号をそれぞれディジタル信号に変換する複数のサブアレー受信機、
仮想の干渉方向のステアリングベクトルを計算する仮想干渉方向ステアリングベクトル計算機、
任意のビーム方向のステアリングベクトルを計算するステアリングベクトル計算機、
前記仮想方向ステアリングベクトルと前記ビーム方向ステアリングベクトルの共分散行列を計算する第２の共分散行列計算機、
前記共分散行列とビーム方向ステアリングベクトルから方向拘束条件の下で、前記ビーム方向ステアリングベクトルに対する感度を下げつつ出力電力を最小化するロバスト複素ウェイトを計算するロバスト複素ウェイト計算手段、
前記複数の受信機の出力信号のそれぞれに前記ロバスト複素ウェイトを乗ずる複数の複素乗算器、
前記複素乗算器の出力信号の総和を計算して前記任意のビーム方向の受信信号出力を得る総和計算手段を備えたことを特徴とする分散開口アンテナ装置。 A plurality of directional reception subarrays arranged such that beams are directed in the same direction in space and are spaced apart from each other by a half wavelength or more, and are all spaced apart from each other.
A plurality of sub-array receivers each having a beam controller and a sub-beamformer for controlling beam directions of the plurality of reception sub-arrays, and respectively converting received signals of the plurality of reception sub-arrays into digital signals;
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