JP4093769B2

JP4093769B2 - Regenerative circuit in high voltage pulse generator.

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Publication number: JP4093769B2
Application number: JP2002047868A
Authority: JP
Inventors: 康文川筋; 豊治井上
Original assignee: Gigaphoton Inc
Current assignee: Gigaphoton Inc
Priority date: 2002-02-25
Filing date: 2002-02-25
Publication date: 2008-06-04
Anticipated expiration: 2022-02-25
Also published as: JP2003250279A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、露光用ガスレーザ装置等に使用される高電圧発生装置において、インピーダンス不整合によって生ずる反射エネルギーを、次のパルス発生のためのエネルギーとして利用するための回生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体集積回路の微細化、高集積化につれて、その製造用の投影露光装置においては解像力の向上が要請されている。このため、露光用光源から放出される露光光の短波長化が進められており、半導体露光用光源として、従来の水銀ランプから波長２４８ｎｍのＫｒＦエキシマレーザ装置が用いられている。さらに、次世代の半導体露光用光源として、波長１９３ｎｍのＡｒＦエキシマレーザ装置及び波長１５７ｎｍのフッ素（Ｆ₂）レーザ装置等の紫外線を放出するガスレーザ装置が有力である。
ＫｒＦエキシマレーザ装置においては、フッ素（Ｆ₂）ガス、クリプトン（Ｋｒ）ガス及びバッファーガスとしてのネオン（Ｎｅ）等の希ガスからなる混合ガス、ＡｒＦエキシマレーザ装置においては、フッ素（Ｆ₂）ガス、アルゴン（Ａｒ）ガス及びバッファーガスとしてのネオン（Ｎｅ）等の希ガスからなる混合ガス、フッ素（Ｆ₂）レーザ装置においては、フッ素（Ｆ₂）ガス及びバッファーガスとしてヘリウム（Ｈｅ）等の希ガスからなる混合ガスであるレーザガスが数百ｋＰａで封入されたレーザチェンバの内部で放電を発生させることにより、レーザ媒質であるレーザガスが励起される。
【０００３】
レーザチェンバ内部には、レーザガスを励起するための一対の主放電電極が、レーザ発振方向に垂直な方向に所定の距離だけ離間して対向配置されている。
この一対の主放電電極には高電圧パルスが印加され、主放電電極間にかかる電圧がある値（ブレークダウン電圧）に到達すると、主放電電極間のレーザガスが絶縁破壊されて主放電が開始し、この主放電によりレーザ媒質が励起される。
よって、このような露光用ガスレーザ装置は主放電の繰返しによるパルス発振を行い、放出するレーザ光はパルス光となる。現状、露光に用いられているレーザ装置のレーザパルスの繰返し周波数は２ｋＨｚ程度であるが、近年、スループットの増大、露光量のバラツキの減少のため、繰返し周波数４ｋＨｚ以上が要請されている。
【０００４】
上記した露光用ガスレーザ装置において、上記したようにレーザチェンバ内で放電を発生させレーザガスを励起させるための高電圧パルス発生装置（以下では放電回路ということもある）の例を図１０に示す。
図１０の放電回路は、可飽和リアクトルからなる３個の磁気スイッチＳＲ１、ＳＲ２、ＳＲ３を用いた２段の磁気パルス圧縮回路からなる。磁気スイッチＳＲ１はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子である固体スイッチＳＷでのスイッチングロスの低減用の磁気スイッチであり、通常、磁気アシストとも呼ばれる（以下では磁気アシストという）。
第１の磁気スイッチＳＲ２と第２の磁気スイッチＳＲ３により２段の磁気パルス圧縮回路を構成している。
図１０に従って回路の構成と動作を以下に説明する。
まず、高電圧電源ＨＶの電圧が所定の値Ｖinに調整され、主コンデンサＣ０が充電される。このとき、固体スイッチＳＷはｏｆｆになっている。主コンデンサＣ０の充電が完了し、固体スイッチＳＷがｏｎとなったとき、固体スイッチＳＷ両端にかかる電圧は主に磁気アシストＳＲ１の両端にかかる。
磁気アシストＳＲ１の両端にかかる主コンデンサＣ０の充電電圧Ｖ０の時間積分値が磁気アシストＳＲ１の特性で決まる限界値に達すると、磁気アシストＳＲ１が飽和して磁気スイッチがＯＮとなり、主コンデンサＣ０、磁気アシストＳＲ１、インダクタンスＬＬ、昇圧トランスＴｒ１の１次側、固体スイッチＳＷのループに電流が流れる。同時に、昇圧トランスＴｒ１の２次側、コンデンサＣ１のループに電流が流れ、主コンデンサＣ０に蓄えられた電荷が移行してコンデンサＣ１に充電される。
なお、ここでは、回路ループのインダクタンスと主コンデンサＣ０の寄生インダクタンスを合成したものをインダクタンスＬＬとして表している。
【０００５】
この後、コンデンサＣ１における電圧Ｖ１の時間積分値が磁気スイッチＳＲ２の特性で決まる限界値に達すると、磁気スイッチＳＲ２が飽和して磁気スイッチが入り、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２、磁気スイッチＳＲ３のループに電流が流れ、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷が移行してコンデンサＣ２に充電される。
さらにこの後、コンデンサＣ２における電圧Ｖ２の時間積分値が磁気スイッチＳＲ３の特性で決まる限界値に達すると、磁気スイッチＳＲ３が飽和して磁気スイッチが入り、コンデンサＣ２、ピーキングコンデンサＣｐ、磁気スイッチＳＲ３のループに電流が流れ、コンデンサＣ２に蓄えられた電荷が移行してピーキングコンデンサＣｐが充電される。
【０００６】
予備電離のためのコロナ放電は、第１電極１１が挿入されている誘電体チューブ１２と第２電極１３とが接触している個所を基点として誘電体チューブ１２の外周面に発生するが、ピーキングコンデンサＣｐの充電が進むにつれてその電圧Ｖｐが上昇し、Ｖｐが所定の電圧になるとコロナ予備電離部の誘電体チューブ１２表面にコロナ放電が発生する。このコロナ放電によって誘電体チューブ１２の表面に紫外線６が発生し、主放電電極Ｅ、Ｅ間のレーザ媒質であるレーザガス２が予備電離される。
ピーキングコンデンサＣｐの充電がさらに進むにつれて、ピーキングコンデンサＣｐの電圧Ｖｐが上昇し、この電圧Ｖｐがある値（ブレークダウン電圧）Ｖｂに達すると、主放電電極Ｅ、Ｅ間のレーザガスが絶縁破壊されて主放電が開始し、この主放電によりレーザ媒質が励起され、レーザ光が発生する。
このような放電動作が固体スイッチＳＷのスイッチング動作、高電圧電源動作によって繰り返し行なわれることにより、所定の繰り返し周波数でのパルスレーザ発振が行われる。
ここで、磁気スイッチＳＲ２、ＳＲ３及びコンデンサＣ１、Ｃ２で構成される各段の容量移行型回路のインダクタンスを後段に行くにつれて小さくなるように設定することにより、各段を流れる電流パルスのパルス幅が順次狭くなるようなパルス圧縮動作が行われ、主放電電極Ｅ、Ｅ間に短パルスの強い放電が実現される。
【０００７】
上記放電回路は、以下の問題点を有している。
図１１に図１０に放電回路におけるコンデンサＣ２にかかる電圧Ｖ２、ピーキングコンデンサＣｐにかかる電圧Ｖｐの電圧波形を示す。
一般に放電励起式のガスレーザ装置の場合、主放電電極Ｅ，Ｅ間の放電インピーダンスとピーキングコンデンサＣｐとの間には、放電インピーダンスが小さいため、インピーダンス不整合が発生し、反射エネルギーが磁気パルス圧縮回路を逆方向へ進行し、また順方向へ進行する振動が発生する。
すなわち、図１０の放電回路において放電後、インピーダンス不整合により図１１に示すように電圧の振動が発生して、ピーキングコンデンサＣｐの電圧Ｖｐが反転して逆電圧が発生し、Ｃｐ→ＳＲ３→Ｃ２のループに電流が流れ、コンデンサＣ２に逆電圧が発生する。
そして、同様にＣ２→ＳＲ２→Ｃ１のループに電流が流れ、コンデンサＣ１に逆電圧が発生する。その後またコンデンサＣ１にかかる電圧が反転して、コンデンサＣ１→コンデンサＣ２、コンデンサＣ２→ピーキングコンデンサＣｐという順方向に電流が流れる。以上のように、電流が電源装置内の磁気パルス圧縮回路内にて振動する。
【０００８】
また、図１１に示すように、ピーキングコンデンサＣｐの前段のコンデンサ（図１０の場合、Ｃ２）からピーキングコンデンサＣｐへの充電途中に主放電電極Ｅ，Ｅ間の放電が開始することが多いので、ピーキングコンデンサＣｐの前段のコンデンサ（図１０の場合、Ｃ２）に残留した電荷が主放電電極Ｅ，Ｅ間を流れ、ピーキングコンデンサＣｐの前段のコンデンサ（図１０の場合、Ｃ２）に逆電圧が発生する。
このとき発生した電荷が反射エネルギーとして、上記したインピーダンス不整合時のときと同様、磁気パルス圧縮回路を逆方向へ進行し、また順方向へ進行する振動が発生する。
上記振動により、主放電発生後、短時間内に主放電電極Ｅ，Ｅ間に電圧が印加され、主放電に悪影響を及ぼす問題があった。
【０００９】
上記したような反射エネルギーの磁気パルス圧縮回路を介した振動の問題を回避するために、様々な回路構成が提案されている。
図１２は、逆電圧により発生した電荷を抵抗にて処理する回路を有するガスレーザ装置の放電回路の構成例である。
図１２においては、図１０の回路構成のコンデンサＣ１と並列にダイオードＤ１と抵抗Ｒとからなる直列回路を接続したものである。図１２に示した矢印の向きは、コンデンサＣ１に逆電圧が発生したときの電流の流れる方向を示す。このように、図３に示す回路においては、逆電圧が発生したとき流れる電流を抵抗Ｒにて消費してしまうことで、主放電後短時間内に主放電電極Ｅ，Ｅ間に電圧が印加されることを防止する。
一方、主放電電極間Ｅ，Ｅで放電を発生させるため固体スイッチＳＷを閉じて主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１へ電荷を移行する際は、電流は矢印の向きと反対、すなわち、ダイオードＤ１の逆方向に流れる。よって、電流はダイオードＤ１と抵抗Ｒとからなる直列回路へは流れず、抵抗Ｒにより消費されることはない。
しかしながら、逆電圧により生じた電流を抵抗にて処理するので、抵抗における発熱が発生し、レーザ装置からの発熱量が増大することになる。よって、大掛かりな冷却構造が必要となり、装置が大型化してしまうという問題点があった。また、逆電圧により生じた電流を熱として消費するので、レーザ全体の消費電流が大きくなるという問題があった。
【００１０】
上記した問題点を回避するために、図１２の回路構成のように逆電圧が発生したとき流れる電流を抵抗にて消費するのではなく、次のパルス発生のためのエネルギーとして回生する回路がいくつか提案されている。
図１３、図１４にエネルギー回生用の回生回路構成を有するガスレーザ装置の放電回路の構成例を示す。
図１３の回路構成においては、昇圧トランスＴＲ１の一次側に中間タップを設け、中間タップにはインダクタンスＬＬ、磁気アシストＳＲ１、主コンデンサＣ０の直列回路を配置し、一次巻線の一端に固体スイッチＳＷを、他端にダイオードＤ２を設ける。
図１３の回路構成において、固体スイッチＳＷは、例えば、主コンデンサＣ０に充電された電荷がコンデンサＣ１に移行し終わった時点で開かれる。放電後、パルス幅を伸長しながら移行してくる反射エネルギーはコンデンサＣ１に逆電圧が発生するようコンデンサＣ１に充電される。固体スイッチＳＷがｏｆｆ状態であるので、コンデンサＣ１に逆電圧が発生したときの電流は、昇圧トランスＴＲ１を介して図１０の矢印方向に流れ、主コンデンサＣ０を順方向に充電するよう逆移行する。このようにして、反射エネルギーは主コンデンサＣ０に回生される。
なお、主放電電極間Ｅ，Ｅで放電を発生させるため固体スイッチＳＷをｏｎして主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１へ電荷を移行する際は、ダイオードＤ２の逆方向側へ電圧がかかるので、電流はダイオードＤ２を流れることなく、昇圧トランスＴＲ１を介して、コンデンサＣ１へ移行する。
【００１１】
また、図１４の回路構成においては、主コンデンサＣ０に並列にインダクタンスＬ１、ダイオードＤ２とからなる直列回路が並列に接続されている。
図１４の回路構成において、固体スイッチＳＷは、例えば、反射エネルギーが、主コンデンサＣ０を逆充電が終了した時点でＯＦＦとなる。
ＯＦＦのタイミングは、主コンデンサＣ０が順方向に再充電するまでの期間である。その間は磁気アシストＳＲ１が飽和しないので、固体スイッチＳＷの方向へは流れない。
放電後パルス幅を伸長しながら移行してくる反射エネルギーはコンデンサＣ０に逆電圧が発生するようコンデンサＣ０に充電される。固体スイッチＳＷがｏｆｆ状態であるので、コンデンサＣ０に逆電圧が発生したときの電流は、インダクタンスＬ１、ダイオードＤ３とからなる直列回路を図１４の矢印方向に流れ、主コンデンサＣ０を順方向に充電する。このようにして反射エネルギーは主コンデンサＣ０に回生される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
図１３、図１４に例示した回生回路を含む回路構成においては、図１２に示したように電流を消費するものではなく、反射エネルギーを回生しているので、大掛かりな冷却構造も不要で装置が大型化することはない。また、反射エネルギーを熱として消費せず、再度有効利用しているので、レーザ全体の消費電流が小さくなる。
しかしながら、図１３、図１４に例示した回生回路を含む回路構成においては、以下のような問題がある。
上記したように主コンデンサＣ０の電荷は昇圧トランスＴＲ１を介してコンデンサＣ１へ移行するが、そのときの昇圧トランスＴＲ１の巻数比は、主コンデンサＣ０の電荷が完全にコンデンサＣ１に移行するように設定されている。
一方、ピーキングコンデンサＣｐへの充電時間をできるだけ短くして、主放電電極Ｅ、Ｅへの印加電圧の立ち上がりを早くして放電開始電圧を大きくするために、磁気パルス圧縮回路へ入力される初期パルスの幅はできるだけ短いことが好ましい。すなわち、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行速度はできるだけ早いことが好ましい。ここで昇圧トランスＴＲ１の１次側、２次側の各々の巻数が多いほど上記移行速度は遅くなるので、両巻数とも最小となるように設定される。
【００１３】
このように設定された巻数比の場合、反射エネルギーとしてコンデンサＣ１から主コンデンサＣ０に電荷が移行する際にコンデンサＣ１の電荷が全て主コンデンサＣ０に移行せず、一部残留電荷がコンデンサＣ１に存在する。
すなわち、図１４の場合、順方向、逆方向両方の移行が１００％行われるように昇圧トランスＴＲ１の巻数比を規定することが困難であり、どうしてもコンデンサＣ１に残留電荷が存在することになる。
【００１４】
図１３においては、パルス発生時と回生時では、使用される昇圧トランスＴＲ１の１次側巻線の巻数は異なるが、２次側が共通である。回生時に用いられる１次側巻線と２次側巻線の最適な巻数比において、必要最小限の巻数である２次側に対応した１次側の巻数は自然数とはならない場合が多い。そのため回生時の１次側、２次側巻数を自然数とするには、２次側の巻数が多くなることになる。そうすると、パルス発生時の主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行速度が遅くなってしまう。
【００１５】
本発明は上記従来技術の問題点を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、負荷インピーダンス不整合により生ずる反射エネルギーを残留電荷なく主コンデンサに回生することができ、回生効率を向上させることが可能な高電圧パルス発生装置の回生回路を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明においては、回生回路を構成するに当たり、反転エネルギーの回生を従来のように昇圧トランスを介して行うのではなく、回生用トランスを新たに設け、この回生用トランスを介して反転エネルギーの回生を行う。
また、上記回生回路中に磁気スイッチを設け、反転エネルギーによる電荷がコンデンサＣ１に充電されたとき、上記磁気スイッチを導通させ、コンデンサＣ１に充電された電荷を主コンデンサＣ０に移行させ、反転エネルギーの回生を行う。
すなわち、本発明においては、以下のようにして前記課題を解決する。
（１）充電器と、この充電器により高電圧に充電される主コンデンサと、可飽和リアクトルからなる磁気アシストと、スイッチ手段とが昇圧トランスの１次側に直列に接続され、上記昇圧トランスの２次側に磁気パルス圧縮回路が接続され、上記スイッチ手段を制御するコントローラとを備えた高電圧パルス発生装置の回生回路において、該回生回路に、１次側巻線が昇圧トランスの２次側巻線と並列に接続され、２次側巻線とダイオードの直列回路が、上記主コンデンサに接続された、負荷側からの反射エネルギーを主コンデンサに回生する回生トランスを設ける。そして、上記コントローラにより、反射エネルギー回生時に主コンデンサへと流れる回生電流が発生する前に上記スイッチ手段をオフ状態にする。
（２）上記（１）において、回生トランスの１次巻線もしくは２次側巻線に直列に磁気スイッチを接続する。
（３）上記（２）において、上記昇圧トランスの１次側に直列に接続された可飽和リアクトルからなる磁気アシストと、上記回生トランスに直列に接続された磁気スイッチを共通化する。
（４）上記（１）（２）（３）において、反射エネルギーの回生時に、上記昇圧トランスの２次側に残留電荷が存在しないように上記回生用トランスの巻数比を定める。
上記（１）のように構成することにより、回生トランスの巻数、巻数比を昇圧トランスとは独立して設定することができる。このため、一部残留電荷がコンデンサＣ１に存在しないように、回生トランスの巻数、巻数比を設定することが可能となる。
また上記（２）のように、回生回路中に磁気スイッチを設けることにより、キックバック時にコンデンサＣ１に充電された電荷をほぼ１００％、主コンデンサＣ０に移行させることが可能となる。
さらに、上記（３）のように、昇圧トランスの１次側に直列に接続された可飽和リアクトルからなる磁気アシストと、上記回生トランスに直列に接続された磁気スイッチを共通化することにより、磁気スイッチの数を少なくすることができ、装置の小型化を図ることができるとともに、コストを低減化することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の第１の実施例の回生回路を有するガスレーザ装置の高電圧パルス発生装置（放電回路）の構成例を示し、また、図２に図１における主コンデンサＣ０、コンデンサＣ１、Ｃ２、ピーキングコンデンサＣｐにかかる電圧Ｖ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖｐの電圧波形並びに主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１へ電荷が移行するときの電流波形を示す。
図１に示す高電圧パルス発生装置は、前記図１０に示した回路において、回生トランスＴｒ２、ダイオードＤ４、可飽和リアクトルから構成される磁気スイッチＳＲ４からなる回生回路を追加したものである。
回生トランスＴｒ２の１次側はコンデンサＣ１と並列に接続され、回生トランスＴＲ２の２次側には、ダイオードＤ４と磁気スイッチＳＲ４が直列に接続され、この２次側とダイオードＤ４と磁気スイッチＳＲ４とからなる直列回路は、主コンデンサＣ０に直列に接続される。
【００１８】
図１に示す回路は次のように動作する。
図２に示すように、固体スイッチＳＷがｏｎされてから磁気アシストＳＲ１が飽和されるまでの時間（図２における磁気アシスト時間Ｔ）が経過した時点で、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１に電荷の移行が開始し電流も流れる（同図の一点鎖線の電流波形参照）。
そして、電圧パルスは前記したように、磁気パルス圧縮回路によりパルス圧縮されながら移行して、ピーキングコンデンサＣｐが充電される。このときのコンデンサＣ１、Ｃ２、ピーキングコンデンサＣｐの電圧波形を図２のＶ１，Ｖ２，Ｖｐに示す。
ピーキングコンデンサＣｐの充電途中で放電が開始され（同図の”放電開始”）、以下、先の述べたように反射エネルギーとして、逆方向に電流が移行する。すなわち、図２に示すように電圧パルスが磁気パルス圧縮回路を逆行することにより、パルス伸長されながら移行する。このときのコンデンサＣ２、Ｃ１、コンデンサＣ０の電圧波形を図２のＶ２ｋｂ，Ｖ１ｋｂ，Ｖ０ｋｂに示す（図２の破線）。
なお、上記反射エネルギーによりコンデンサＣ１，Ｃ２に充電される電圧を以下では、キックバック電圧と言い、上記反射エネルギーが逆方向に移行する現象をキックバックという。このキックバック電圧は、パルス圧縮をする際にコンデンサＣ１，Ｃ２に充電される電圧の最大１／２である。
また、上記図２の動作において、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１に電荷の移行させるため、少なくとも期間Ａは固体スイッチＳＷがｏｎ状態である必要がある。また、回生動作時には、回生回路を介して主コンデンサＣ０に電荷する必要があり、その間固体スイッチＳＷはｏｆｆでなければならないので、少なくとも期間Ｂの間に固体スイッチＳＷをオフ状態とする必要がある。
【００１９】
ここで、上記回生回路が無い場合、図２に破線で示すように、主コンデンサＣ０は初期充電時（固体スイッチＳＷがｏｎ時）と逆極性となるように充電される〔図２のＶ０ｋｂ（回生回路無し）参照〕。
一方、図１に示すように回生回路を設けた場合には、次のように動作する。
反射エネルギーによりコンデンサＣ１が逆方向に充電されたとき、固体スイッチＳＷはｏｆｆ状態であり、コンデンサＣ１に充電された電圧（キックバック電圧）は、回生トランスＴｒ２の２次側に発生し、この電圧は回生トランスＴｒ４の２次側に設けられたダイオードＤ４、磁気スイッチＳＲ４、主コンデンサＣ０の直列回路に印加される。
このため、図２に示すように、主コンデンサＣ０は初期充電時（固体スイッチＳＷがｏｎ時）と同極性となるように充電される。すなわち、反射エネルギーが主コンデンサＣ０に回生される〔図２のＶ０ｋｂ（回生回路有り）参照〕。
本実施例においては、上述したように、反射エネルギーの回生のための回生トランスＴｒ２を昇圧トランスＴｒ１とは別途設けたので、回生時の回路動作に昇圧トランスＴｒ１は介在しない。したがって、回生トランスの巻数を１次側、２次側とも大きく取ることができ、また、巻数比を自由に設定することができるので、一部残留電荷がコンデンサＣ１に存在しないように、巻数比を精密に規定することが可能となる。
また、当然ながら昇圧トランスＴＲ１の巻数比および巻数を変更しなくともよいので、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行速度はできるだけ早くなるように、昇圧トランスＴＲ１の巻数比および巻数を設定することが可能となる。
【００２０】
上記のように回生トランスＴｒ２を昇圧トランスＴｒ１とは別途設けることにより、回生トランスの巻数、巻数比を昇圧トランスＴｒ１とは独立して設定でき、コンデンサＣ１の残留電圧を前記図１３に示した回路に比べ減少させることができるが、上記回生回路に磁気スイッチＳＲ４を設けることにより、一層、残留電圧を小さくすることができる。
以下、上記磁気スイッチＳＲ４の作用について説明する。
放電後、パルス幅を伸長しながら移行してくる反射エネルギーにより、コンデンサＣ１が図２のＶ１ｋｂに示すように逆電圧に充電される。このとき、固体スイッチＳＷはｏｆｆ状態であり、コンデンサＣ１に充電された電圧（キックバック電圧）は、回生トランスＴｒ２の２次側に発生し、この電圧は、前記したように、回生トランスＴｒ４の２次側に設けられたダイオードＤ４、磁気スイッチＳＲ４、主コンデンサＣ０の直列回路に印加される。
上記磁気スイッチＳＲ４のＶｔ積（磁気スイッチが飽和するまでに印加される電圧（Ｖ）×時間（ｔ）の積分値）は、上記キックバック電圧により磁気スイッチＳＲ２が再度飽和し、コンデンサＣ１→コンデンサＣ２というように順方向に再度移行しないように、上記磁気スイッチＳＲ２が飽和する前に飽和するような値に設定される。
また、上記Ｖｔ積は、キックバック電圧が印加されたときに直ちに飽和せず、キックバック電圧により、少なくともコンデンサＣ１がピーク値まで充電された後に飽和するような値に設定されている。
すなわち、磁気スイッチＳＲ４のＶｔ積は、回生トランスＴｒ２の２次側に換算した上記磁気スイッチＳＲ２のＶｔ積より小さく、上記回生トランスＴｒ２の飽和までのＶｔ積より小さい。
【００２１】
このため、キックバック電圧によりコンデンサＣ１が充電されると、磁気スイッチＳＲ２が飽和する前に、回生回路の磁気スイッチＳＲ４が飽和して導通状態となる。
これにより、コンデンサＣ１に充電されたキックバック電圧による電荷は、回生トランスＴｒ２の２次側、ダイオードＤ４、磁気スイッチＳＲ４、主コンデンサＣ０の回路を介して放電し、主コンデンサＣ０が充電される。
すなわち、回生電流が、回生トランスＴＲ２を介して図１の矢印方向に流れ、主コンデンサＣ０を順方向に充電するよう逆移行する。このようにして反射エネルギーは主コンデンサＣ０に回生される。
その際、上記磁気スイッチＳＲ４のインダクタンスにより、主コンデンサＣ０の電圧とコンデンサＣ１の電圧と等しくなった後も電流が流れ続け、コンデンサＣ１に充電された電荷の殆どが主コンデンサＣ０に移行する。
また、磁気スイッチＳＲ４の漏れ電流等により、上記エネルギーの転送が１００パーセントにならず、コンデンサＣ１にわずかな電荷が残ることがあるが、上記回生トランスＴｒ２の１次側と２次側の巻数比を調整することにより、コンデンサＣ１の残留電荷をほぼ０とすることができる。
なお、主放電電極間Ｅ，Ｅで放電を発生させるため固体スイッチＳＷをｏｎして主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１へ電荷を移行する際は、ダイオードＤ４に逆方向側への電圧がかかるので、電流は回生トランスＴｒ１側へ流れることなく、昇圧トランスＴＲ１を介して、コンデンサＣ１へ移行する。
上記のように回生トランスＴｒ２の２次側巻線に直列にダイオードＤ４と磁気スイッチＳＲ４を接続することにより、コンデンサＣ１に充電された電荷を主コンデンサＣ０にほぼ１００％移行させることができる。
なお、上記例では、磁気スイッチＳＲ４を回生トランスＴｒ２の２次側に設けたが、磁気スイッチＳＲ４を回生トランスＴｒ２の１次側に設けてもよい。
【００２２】
ところで、倍電圧方式の充電回路を用いた放電励起レーザ用高電圧パルス電源において、前記反射エネルギーを電源側に回生するため、回生用のトランスと該トランスの一次側にコンデンサを並列に接続した回生回路を設け、反射エネルギーを該コンデンサに充電して電源側に回生するパルス充電回路が提案されている（特開平５−３２７０８９号公報参照）。
そこで、上記磁気スイッチを設けた場合の効果について、上記特開平５−３２７０８９号公報に記載される回生回路を図１に示した電圧移行型の磁気パルス圧縮回路に適用した場合と、図１に示した回生回路とを対比して説明する。
図３は前記特開平５−３２７０８９号公報に記載される回生回路を電圧移行型の磁気圧縮回路に適用した場合の回路構成を示す図である。
図３に示す回生回路では、上記磁気スイッチＳＲ４が設けられておらず、回生トランスＴｒ２の１次側巻線に並列にコンデンサＣＲが接続されている。
このため、前記キックバック電圧によりコンデンサＣ１が充電されるとき、コンデンサＣＲには、コンデンサＣ１の充電電圧に等しい電圧が充電される。
そして、上記コンデンサＣＲに充電された電荷が、主コンデンサＣ０に移行し、コンデンサＣ１には電荷が残留する。この残留した電荷は、前記したように磁気圧縮回路内で振動し、放電に悪影響を及ぼす。
仮に、コンデンサＣＲとＣ１の容量が等しいとすると、コンデンサＣＲに充電される電荷はキックバックにより生ずる電荷の１／２であり、１／２の電荷が回生されずに残留電荷としてコンデンサＣ１に残ることになる。
【００２３】
これに対し、図１に示した回生回路においては、コンデンサＣ１に並列にコンデンサＣＲが接続されておらず、また、回生回路中に回生電流方向に逆励磁される磁気スイッチＳＲ４が設けられている。このため、キックバックにより生じた反転電荷は、コンデンサＣ２からコンデンサＣ１に全て転送された後、回生トランスＴｒ２を介して、コンデンサＣ１から主コンデンサＣ０にほぼ１００％移行する。このため、コンデンサＣ１の残留電荷量を図３の回生回路に比べ、大きく減らすことができる。
【００２４】
なお、上記特開平５−３２７０８９号公報に記載されるようにＬＣ反転型回路においては、上記残留電荷は振動せず回路内に留まるが、上記電圧移行型の磁気パルス圧縮回路に上記公報に記載される回生回路を適用した場合には、上記のように残留した電荷が磁気圧縮回路内で振動することになる。
また、上記図３では、回生トランスＴｒ２の１次側に並列にコンデンサＣＲを設けた場合について説明したが、このコンデンサＣＲを設けない場合でも、回生トランスＴｒ１を介してコンデンサＣ１に並列に主コンデンサＣ０が接続されることになるので、コンデンサＣ１には残留電荷が残り，残留した電荷が磁気パルス圧縮回路内で振動する。
【００２５】
図４、図５に、図１に示した本実施例の回生回路と、図３に示した回生回路の回生時のタイムチャートを示す。図４、図５において、Ｖ０，Ｖ１，Ｖ２，Ｖｃｐはそれぞれ主コンデンサＣ０、コンデンサＣ１，Ｃ２、ピーキングコンデンサＣｐの電圧を示し、図５のＶｃｒは図３のコンデンサＣＲに充電される電圧を示す。
本実施例の回生回路においては、以下に説明するように、キックバックにより電荷の殆どが主コンデンサＣ０に回生され、前記した残留電荷による振動が発生しない。
すなわち、図４に示すように、時点ｔ１で主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１に電荷の移行が開始し、電圧パルスは前記したように、磁気パルス圧縮回路によりパルス圧縮されながらコンデンサＣ２，ピーキングコンデンサＣｐに移行して（図４のｔ２，ｔ３）、ピーキングコンデンサＣｐが充電される。
ピーキングコンデンサＣｐの充電途中で放電が開始され（図４のｔ４）、以下、先の述べたように反射エネルギーとして、逆方向に電流が移行する。つまり、ピーキングコンデンサＣｐに逆方向に充電された電荷が、コンデンサＣ２，Ｃ１に移行する（図４のｔ５，ｔ６）。
上記キックバックにより、コンデンサＣ１が充電されると、前記した回生回路の磁気スイッチＳＲ４が導通し、コンデンサＣ１に充電された電荷は、回生トランスＴｒ１を介して、主コンデンサＣ０に移行し、同図に示すように、主コンデンサＣ０が充電され、時点ｔ７でコンデンサＣ１の電荷がほぼ１００％、主コンデンサＣ０に移行する。
【００２６】
一方、図３に示した回生回路においては、コンデンサＣ１に残留電荷が残るため、以下に説明するように、コンデンサＣ１の残留電荷により振動が発生し、放電に悪影響を与える。
すなわち、図５に示すように、時点ｔ１で主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１に電荷の移行が開始し、電圧パルスは前記したように、磁気パルス圧縮回路によりパルス圧縮されながらコンデンサＣ２，ピーキングコンデンサＣｐに移行して（図５のｔ２，ｔ３）、ピーキングコンデンサＣｐが充電される。
ピーキングコンデンサＣｐの充電途中で放電が開始され（図５のｔ４）、以下、先の述べたように反射エネルギーとして、逆方向に電流が移行する。つまり、ピーキングコンデンサＣｐに逆方向に充電された電荷が、コンデンサＣ２，Ｃ１に移行する（図５のｔ５，ｔ６）。
上記キックバックにより、コンデンサＣ２の電荷が、コンデンサＣ１，ＣＲに同時に移行するが、コンデンサＣ１には電荷が残るため、この残留電荷により、再び、電圧パルスの順方向の移行が始まり（図５のｔ６，ｔ７以降）、図５に示すように、この順方向の移行とキックバックによる振動が発生し、負荷に複数回電圧が印加される。
一方、コンデンサＣＲに充電された電荷は回生トランスＴｒ２を介して、主コンデンサＣ０に移行する。
なお、図１においては、磁気アシストＳＲ４を回生トランスＴＲ２の二次側に設けているが、磁気アシストＳＲ４を回生トランスＴＲ２の一次側に設けてもよい。
【００２７】
図１では、回生回路中に磁気スイッチＳＲ４を設けた場合について説明したが、上記磁気スイッチＳＲ４と、主コンデンサＣ０に接続された磁気スイッチＳＲ１を兼用してもよい。
図６に、磁気アシストＳＲ１を上記磁気スイッチとして動作させるようにした本発明の第２の実施例の回路構成を示す。
本実施例では図６に示すように、回生トランスＴｒ２の２次側に接続されたダイオードＤ４のカソード側を、磁気アシストＳＲ１と昇圧トランスＴｒ１の１次側巻線の接続点に接続する。
上記構成とすることにより、回生時、主コンデンサＣ０の充電電流は、同図の矢印に示すように流れる。
すなわち、磁気アシストＳＲ１を介して上記充電電流が流れるので、磁気アシストＳＲ１のＶｔ積を前記した磁気スイッチＳＲ４と同様な値に設定することにより、前記した磁気スイッチＳＲ４と同様な機能を磁気アシストＳＲ１が果たすことができる。
なお、磁気アシストＳＲ１のＶｔ積は、磁気圧縮動作によりある程度規定されるので自由に値に設定することはできないが、回生トランスＴｒ２の巻数比等を調整することにより、前記した磁気スイッチとして動作させることが可能である。
上記図１、図６においては、ダイオードＤ４を回生トランスＴＲ２の二次側に設けているが、ダイオードを回生トランスＴＲ２の一次側および二次側の両側に設けてもよい。このような構成することにより、回生トランスＴＲ２のコアの体積を半分にすることができる。
【００２８】
ところで、先に述べたように、上記回生動作を行わせるためには、図２において、時点（Ｃ）までには固体スイッチＳＷはｏｆｆ状態になっていなければならず、また、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１まで電荷が移行する間は固体スイッチＳＷはｏｎ状態でなければならない。
すなわち、図２において、固体スイッチＳＷがｏｎした時点（時点（Ａ））から時点（Ｂ）までは固体スイッチＳＷはｏｎ状態でなければならない。
上記をまとめると、図２における期間Ａの間は固体スイッチＳＷはｏｎ状態であって、期間Ｂのいずれかの時点でｏｆｆ状態とならなければならない。
【００２９】
ところで、露光用光源として用いられるガスレーザ装置においては、レーザ出力エネルギーが一定であることが要請され、出力エネルギー一定化制御が行われる。
上記のような制御を行う放電回路１ａを含む露光用ガスレーザ装置１は、例えば図７に示すようにコントローラ２、モニタモジュール３、ビームスプリッタ４を有する。
露光用ガスレーザ装置１から放出されたレーザ光の一部はビームスプリッタ４により取り出され、レーザ出力エネルギーを測定するモニタモジュール３に導光される。モニタモジュール３はレーザ出力エネルギーを測定し、測定結果をコントローラ２に送信する。コントローラ２はレーザ出力エネルギーが一定となるように、図７に示す放電回路（高電圧パルス発生装置）の高電圧電源ＨＶの電圧を調整する。すなわち、各レーザパルス毎に高電圧電源ＨＶの電圧、すなわち、主コンデンサＣ０の電圧Ｖ０は変動し、これによりレーザ出力エネルギーが一定となる。
【００３０】
前記磁気アシストＳＲ１の磁気アシスト時間は、可飽和リアクトルである磁気スイッチのＶｔ積が一定であるので、上記のようにＶ０が変動すると、Ｖｔ積が一定となるように磁気アシスト時間Ｔも変動する。このため、図２における期間Ａの長さも変動することになる。
上記したように固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆ制御は、期間Ａ、Ｂに対応して行う必要があるが、このとき上記した磁気アシスト時間Ｔの変動に起因する期間Ａの変動を考慮する必要がある。また、期間ＢもＡと同じように電圧の関数となっているので考慮する必要がある。
【００３１】
次に、上記期間Ａ、期間Ｂに応じて、固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆを制御することができる制御装置に構成について説明する。
図８に固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆ制御を行うための制御装置の第１の構成例を示す。図８におけるコントローラは図７のコントローラ２と同等のものであり、モニタモジュール３から送信されるレーザ出力エネルギーの測定結果のデータを受信する。
コントローラ２は受信したレーザ出力エネルギーデータに基づき、充電電圧値演算部２ａにより次回の放電のための主コンデンサＣ０への充電電圧を演算して決定する。
そして、主コンデンサＣ０への充電電圧が、この決定した電圧値となるように高電圧電源ＨＶに充電電圧値調整指令を送信して、高電圧電源ＨＶを制御する。同時にコントローラ２は充電電圧値演算部２ａにおいて決定した主コンデンサＣ０の充電電圧値データをスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに送る。スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、受信した充電電圧値データ及び予めスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに記憶されている磁気アシストＳＲ１のＶｔ積に基づき磁気アシスト時間Ｔを算出して、期間Ａの長さを求める。
すなわち、図２における電流パルス幅Ｔｉは回路定数の値からほぼ一定に定まり、予めスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに記憶されている。スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、上記算出した磁気アシスト時間Ｔと予め記憶されている電流パルス幅Ｔｉの和より期間Ａの長さを求める。
また、期間Ｂは、上記充電電圧値データと磁気パルス圧縮回路の回路定数により定まる。そこで、例えば、予め上記電圧値と期間Ｂの関係を求めおき、記憶回路等に記憶しておく。そして、該記憶装置から上記充電電圧値データに対応した期間Ｂを読み出す。
【００３２】
ｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、設定された繰返し周波数に基づいて、固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆの周波数を制御するが、上記のように求めた期間Ａ及びＢに基づき、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点（図２における時点（Ａ））を起点として、期間Ａ経過後、期間Ｂ終了以前（図２における時点（Ｂ）から時点（Ｃ）の間）に固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信する。
なお、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｎする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号を図２における時点（Ｂ）より遅れて送信することが望ましい。また、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｆｆする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号は、時点（Ｃ）より先だって送信することが望ましい。
以上のような構成、制御により回生動作が行われる間、固体スイッチSWを確実にｏｆｆとすることができる。
【００３３】
図９に固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆ制御を行うための制御装置の第２の構成例を示す。
図９に示す制御装置の構成例は図８に示す第１の構成例の変形例であり、相違点は、第１の構成例においてはコントローラ２の充電電圧値演算部１ａからの主コンデンサＣ０の充電電圧値データを用いて磁気アシスト時間Ｔを計算していたのに対し、第２の構成例においては、直接主コンデンサＣ０の電圧値を電圧検出器Ｖｓで検出して、この検出データを用いて磁気アシスト時間Ｔを計算する。
すなわち、電圧検出器Ｖｓは、計測した主コンデンサＣ０の充電電圧値データをスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに送信する。スイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、前記したように、受信した充電電圧値データ及び予めスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂに記憶されている磁気アシストＳＲ１のＶｔ積に基づき期間Ａの長さを求めるとともに、前記したように期間Ｂを求める。
【００３４】
ｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部２ｂは、繰返し周波数に基づいて、固体スイッチＳＷのｏｎ−ｏｆｆの周波数を制御するが、上記のように算出した期間Ａと期間Ｂとに基づき、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点（図２における時点（Ａ））を起点として、期間Ａ経過後、期間Ｂ終了以前（図２における時点（Ｂ）から時点（Ｃ）の間）に固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信する。
なお、第１の構成例のときと同様、固体スイッチＳＷにｏｎ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｎする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号は図２における時点（Ｂ）より遅れて送信することが望ましい。また、固体スイッチＳＷにｏｆｆ信号を送信した時点と固体スイッチＳＷが実際にｏｆｆする時点のずれやずれの変動（ジッタ）を考慮して、ｏｆｆ信号は、時点（Ｃ）より先だって送信することが望ましい。
以上のような制御装置に用いて制御することにより、回生動作が行われる間、固体スイッチＳＷを確実にｏｆｆとすることができる。
【００３５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明においては以下の効果を得ることができる。
（１）負荷のインピーダンスの違いによる反転電荷（反射エネルギー）を、熱として消費するのではなく、主コンデンサＣ０へ回生するので、熱として消費する場合と異なり、大掛かりな冷却構造も不要で装置が大型化せず、またレーザ全体の消費電流が小さくなる。
（２）また、この回生動作を行うに当たり、本発明においては、反射エネルギーの回生に個別に回生トランスＴＲ２を設けたので、回生時の回路動作に昇圧トランスＴＲ１は介在せず、回生トランスの巻数、巻数比を昇圧トランスとは独立して設定することができる。
このため、回生トランスの巻数を１次側、２次側とも大きく取って、一部残留電荷がコンデンサＣ１に存在しないように、巻数比を精密に規定することが可能となる。
また、当然ながら昇圧トランスＴＲ１の巻数比および巻数を変更しなくともよいので、主コンデンサＣ０からコンデンサＣ１への電荷の移行速度はできるだけ早くなるように、昇圧トランスＴＲ１の巻数比および巻数を設定することが可能となる。
（３）回生回路中に磁気スイッチを設けることにより、キックバック時にコンデンサＣ１に充電された電荷をほぼ１００％、主コンデンサＣ０に移行させることができる。
したがって、コンデンサＣ１の残留電荷の発生を押さえることができ、主放電電極への悪影響回避と、回生効率の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の回生回路を有する高電圧パルス発生装置の構成を示す図である。
【図２】図１に示す回生回路の動作を説明するタイムチャートである。
【図３】本発明の回生回路との作用を比較するため回生トランスを有する回生回路の構成例を示す図である。
【図４】第１の実施例の回生回路の回生時のタイムチャートを示す図である。
【図５】図３に示した回生回路の回生時のタイムチャートを示す図である。
【図６】本発明の第２の実施例の回生回路の構成を示す図である。
【図７】露光用ガスレーザ装置の制御系の構成例を示す図である。
【図８】高電圧パルス発生装置の固体スイッチの制御を行うための制御装置の構成例（１）を示す図である。
【図９】高電圧パルス発生装置の固体スイッチの制御を行うための制御装置の構成例（２）を示す図である。
【図１０】高電圧パルス発生装置の構成例を示す図である。
【図１１】図１０において、コンデンサＣ２にかかる電圧、ピーキングコンデンサＣｐにかかる電圧の波形を示す図である。
【図１２】逆電圧により発生した電荷を抵抗にて処理する回路を有するガスレーザ装置の放電回路の構成例を示す図である。
【図１３】エネルギー回生用の回生回路構成を有する高電圧発生装置の構成例（１）を示す図である。
【図１４】エネルギー回生用の回生回路構成を有する高電圧発生装置の構成例（２）を示す図である。
【符号の説明】
ＳＲ１磁気アシスト
ＳＲ２、ＳＲ３磁気スイッチ
ＳＲ４磁気スイッチ
ＳＷ固体スイッチ
Ｃ０主コンデンサ
Ｔｒ１昇圧トランス
Ｃ１，Ｃ２コンデンサ
Ｃｐピーキングコンデンサ
Ｅ主放電電極
Ｔｒ２回生トランス
Ｄ４ダイオード
Ｖｓ電圧検出器
１露光用ガスレーザ装置
１ａ放電回路
２コントローラ
２ａ充電電圧値演算部
２ｂスイッチｏｎ−ｏｆｆタイミング制御部
３モニタモジュール
４ビームスプリッタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a regenerative circuit for using reflected energy generated by impedance mismatch as energy for generating the next pulse in a high voltage generator used in an exposure gas laser device or the like.
[0002]
[Prior art]
With the miniaturization and high integration of semiconductor integrated circuits, improvement in resolving power is demanded in the projection exposure apparatus for production. For this reason, the wavelength of the exposure light emitted from the exposure light source is being shortened, and a KrF excimer laser device having a wavelength of 248 nm from a conventional mercury lamp is used as a light source for semiconductor exposure. Furthermore, as a next-generation light source for semiconductor exposure, an ArF excimer laser device having a wavelength of 193 nm and fluorine (F) having a wavelength of 157 nm are used. ₂ ) Gas laser devices that emit ultraviolet rays, such as laser devices, are promising.
In the KrF excimer laser device, fluorine (F ₂ ) Gas, krypton (Kr) gas, and mixed gas composed of noble gas such as neon (Ne) as buffer gas, and in an ArF excimer laser device, fluorine (F ₂ ) Gas, argon (Ar) gas, and mixed gas composed of noble gas such as neon (Ne) as buffer gas, fluorine (F ₂ ) In laser equipment, fluorine (F ₂ ) A laser gas, which is a mixed gas composed of a rare gas such as helium (He) as a gas and a buffer gas, generates a discharge inside a laser chamber sealed at several hundred kPa, thereby exciting the laser gas as a laser medium. .
[0003]
Inside the laser chamber, a pair of main discharge electrodes for exciting the laser gas are disposed facing each other at a predetermined distance in a direction perpendicular to the laser oscillation direction.
A high voltage pulse is applied to the pair of main discharge electrodes, and when the voltage applied between the main discharge electrodes reaches a certain value (breakdown voltage), the laser gas between the main discharge electrodes breaks down and main discharge starts. The laser medium is excited by this main discharge.
Therefore, such an exposure gas laser apparatus performs pulse oscillation by repeating main discharge, and the emitted laser light becomes pulse light. At present, the repetition frequency of the laser pulse of the laser apparatus used for exposure is about 2 kHz. However, in recent years, a repetition frequency of 4 kHz or more has been demanded in order to increase the throughput and decrease the variation in exposure amount.
[0004]
FIG. 10 shows an example of a high voltage pulse generator (hereinafter sometimes referred to as a discharge circuit) for generating a discharge in the laser chamber and exciting the laser gas in the gas laser apparatus for exposure as described above.
The discharge circuit of FIG. 10 is composed of a two-stage magnetic pulse compression circuit using three magnetic switches SR1, SR2 and SR3 composed of saturable reactors. The magnetic switch SR1 is a magnetic switch for reducing a switching loss in the solid-state switch SW which is a semiconductor switching element such as an IGBT, and is usually called magnetic assist (hereinafter referred to as magnetic assist).
The first magnetic switch SR2 and the second magnetic switch SR3 constitute a two-stage magnetic pulse compression circuit.
The circuit configuration and operation will be described below with reference to FIG.
First, the voltage of the high voltage power supply HV is adjusted to a predetermined value Vin, and the main capacitor C0 is charged. At this time, the solid switch SW is turned off. When the charging of the main capacitor C0 is completed and the solid switch SW is turned on, the voltage applied to both ends of the solid switch SW is mainly applied to both ends of the magnetic assist SR1.
When the time integral value of the charging voltage V0 of the main capacitor C0 applied to both ends of the magnetic assist SR1 reaches a limit value determined by the characteristics of the magnetic assist SR1, the magnetic assist SR1 is saturated and the magnetic switch is turned on, and the main capacitor C0, magnetic A current flows through the loop of the assist SR1, the inductance LL, the primary side of the step-up transformer Tr1, and the solid switch SW. At the same time, a current flows through the secondary side of the step-up transformer Tr1 and the loop of the capacitor C1, and the charge stored in the main capacitor C0 is transferred and charged to the capacitor C1.
Here, a combination of the inductance of the circuit loop and the parasitic inductance of the main capacitor C0 is represented as an inductance LL.
[0005]
Thereafter, when the time integral value of the voltage V1 in the capacitor C1 reaches a limit value determined by the characteristics of the magnetic switch SR2, the magnetic switch SR2 is saturated and the magnetic switch enters, and the capacitor C1, the capacitor C2, and the magnetic switch SR3 enter the loop. A current flows, and the charge stored in the capacitor C1 is transferred to charge the capacitor C2.
Thereafter, when the time integral value of the voltage V2 in the capacitor C2 reaches a limit value determined by the characteristics of the magnetic switch SR3, the magnetic switch SR3 is saturated and the magnetic switch is turned on, and the capacitors C2, the peaking capacitor Cp, and the magnetic switch SR3 A current flows through the loop, and the charge stored in the capacitor C2 is transferred to charge the peaking capacitor Cp.
[0006]
Corona discharge for preionization occurs on the outer peripheral surface of the dielectric tube 12 starting from the point where the dielectric tube 12 in which the first electrode 11 is inserted and the second electrode 13 are in contact with each other. As the charging of the capacitor Cp proceeds, the voltage Vp increases. When Vp reaches a predetermined voltage, corona discharge is generated on the surface of the dielectric tube 12 in the corona preionization part. By this corona discharge, ultraviolet rays 6 are generated on the surface of the dielectric tube 12, and the laser gas 2 as the laser medium between the main discharge electrodes E and E is preionized.
As the charging of the peaking capacitor Cp further proceeds, the voltage Vp of the peaking capacitor Cp increases. When this voltage Vp reaches a certain value (breakdown voltage) Vb, the laser gas between the main discharge electrodes E and E is broken down. The main discharge starts, the laser medium is excited by this main discharge, and laser light is generated.
Such a discharge operation is repeatedly performed by the switching operation of the solid switch SW and the high-voltage power supply operation, whereby pulse laser oscillation at a predetermined repetition frequency is performed.
Here, the pulse width of the current pulse flowing through each stage is set by setting the inductance of the capacity transfer type circuit of each stage composed of the magnetic switches SR2 and SR3 and the capacitors C1 and C2 to be smaller as it goes to the subsequent stage. The pulse compression operation is performed so as to be narrowed sequentially, and a strong discharge with a short pulse is realized between the main discharge electrodes E and E.
[0007]
The discharge circuit has the following problems.
FIG. 11 shows voltage waveforms of the voltage V2 applied to the capacitor C2 and the voltage Vp applied to the peaking capacitor Cp in FIG.
In general, in the case of a discharge excitation type gas laser device, since the discharge impedance is small between the discharge impedance between the main discharge electrodes E and E and the peaking capacitor Cp, impedance mismatch occurs, and the reflected energy is reflected by the magnetic pulse compression circuit. Oscillates in the reverse direction and in the forward direction.
That is, after discharge in the discharge circuit of FIG. 10, voltage oscillation occurs as shown in FIG. 11 due to impedance mismatch, the voltage Vp of the peaking capacitor Cp is inverted and a reverse voltage is generated, and Cp → SR3 → C2 A current flows through the loop and a reverse voltage is generated in the capacitor C2.
Similarly, a current flows through a loop of C2 → SR2 → C1, and a reverse voltage is generated in the capacitor C1. Thereafter, the voltage applied to the capacitor C1 is reversed, and a current flows in the forward direction of the capacitor C1 → the capacitor C2 and the capacitor C2 → the peaking capacitor Cp. As described above, the current oscillates in the magnetic pulse compression circuit in the power supply device.
[0008]
Further, as shown in FIG. 11, since the discharge between the main discharge electrodes E and E often starts during the charging from the capacitor in the previous stage of the peaking capacitor Cp (C2 in the case of FIG. 10) to the peaking capacitor Cp. The charge remaining in the capacitor before the peaking capacitor Cp (C2 in the case of FIG. 10) flows between the main discharge electrodes E and E, and a reverse voltage is generated in the capacitor before the peaking capacitor Cp (C2 in the case of FIG. 10). To do.
The charges generated at this time are reflected as reflected energy, and as in the case of the impedance mismatch described above, the magnetic pulse compression circuit travels in the reverse direction and vibrations travel in the forward direction are generated.
Due to the vibration, a voltage is applied between the main discharge electrodes E and E within a short time after the occurrence of the main discharge, which has a problem of adversely affecting the main discharge.
[0009]
In order to avoid the problem of vibration through the magnetic pulse compression circuit having the reflected energy as described above, various circuit configurations have been proposed.
FIG. 12 is a configuration example of a discharge circuit of a gas laser device having a circuit that processes a charge generated by a reverse voltage with a resistor.
In FIG. 12, a series circuit composed of a diode D1 and a resistor R is connected in parallel with the capacitor C1 having the circuit configuration of FIG. The direction of the arrow shown in FIG. 12 indicates the direction of current flow when a reverse voltage is generated in the capacitor C1. In this manner, in the circuit shown in FIG. 3, the current flowing when the reverse voltage is generated is consumed by the resistor R, so that a voltage is applied between the main discharge electrodes E and E within a short time after the main discharge. To prevent it.
On the other hand, when the solid switch SW is closed to transfer electric charge from the main capacitor C0 to the capacitor C1 in order to generate a discharge between the main discharge electrodes E and E, the current is opposite to the direction of the arrow, that is, the reverse direction of the diode D1. Flowing into. Therefore, the current does not flow to the series circuit composed of the diode D1 and the resistor R, and is not consumed by the resistor R.
However, since the current generated by the reverse voltage is processed by the resistor, heat is generated in the resistor, and the amount of heat generated from the laser device increases. Therefore, there is a problem that a large cooling structure is required and the apparatus becomes large. In addition, since the current generated by the reverse voltage is consumed as heat, there is a problem that the current consumption of the entire laser increases.
[0010]
In order to avoid the above problems, the current that flows when the reverse voltage is generated is not consumed by the resistor as in the circuit configuration of FIG. Or has been proposed.
FIG. 13 and FIG. 14 show a configuration example of a discharge circuit of a gas laser device having a regeneration circuit configuration for energy regeneration.
In the circuit configuration of FIG. 13, an intermediate tap is provided on the primary side of the step-up transformer TR1, a series circuit of an inductance LL, a magnetic assist SR1, and a main capacitor C0 is disposed on the intermediate tap, and a solid switch SW is provided at one end of the primary winding. The diode D2 is provided at the other end.
In the circuit configuration of FIG. 13, the solid state switch SW is opened, for example, when the charge charged in the main capacitor C0 has been transferred to the capacitor C1. After discharging, the reflected energy transferred while extending the pulse width is charged in the capacitor C1 so that a reverse voltage is generated in the capacitor C1. Since the solid switch SW is in the off state, the current when the reverse voltage is generated in the capacitor C1 flows in the direction of the arrow in FIG. 10 via the step-up transformer TR1, and reversely shifts so as to charge the main capacitor C0 in the forward direction. . In this way, the reflected energy is regenerated in the main capacitor C0.
When the solid switch SW is turned on to transfer electric charge from the main capacitor C0 to the capacitor C1 in order to generate a discharge between the main discharge electrodes E and E, a voltage is applied to the reverse side of the diode D2, so that the current is The flow proceeds to the capacitor C1 through the step-up transformer TR1 without flowing through the diode D2.
[0011]
In the circuit configuration of FIG. 14, a series circuit including an inductance L1 and a diode D2 is connected in parallel to the main capacitor C0.
In the circuit configuration of FIG. 14, for example, the solid state switch SW is turned off when the reverse energy of the main capacitor C <b> 0 is finished.
The OFF timing is a period until the main capacitor C0 is recharged in the forward direction. During that time, the magnetic assist SR1 does not saturate and does not flow in the direction of the solid switch SW.
The reflected energy transferred while extending the pulse width after the discharge is charged to the capacitor C0 so that a reverse voltage is generated in the capacitor C0. Since the solid switch SW is in the off state, the current when the reverse voltage is generated in the capacitor C0 flows through the series circuit including the inductance L1 and the diode D3 in the direction of the arrow in FIG. 14, and charges the main capacitor C0 in the forward direction. To do. In this way, the reflected energy is regenerated in the main capacitor C0.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
In the circuit configuration including the regenerative circuit illustrated in FIGS. 13 and 14, the current is not consumed as shown in FIG. 12, and the reflected energy is regenerated. There is no increase in size. Further, since the reflected energy is not consumed as heat but is effectively used again, the current consumption of the entire laser is reduced.
However, the circuit configuration including the regenerative circuit illustrated in FIGS. 13 and 14 has the following problems.
As described above, the charge of the main capacitor C0 is transferred to the capacitor C1 via the step-up transformer TR1, and the turn ratio of the step-up transformer TR1 is set so that the charge of the main capacitor C0 is completely transferred to the capacitor C1. Has been.
On the other hand, in order to shorten the charging time to the peaking capacitor Cp as much as possible, to accelerate the rise of the applied voltage to the main discharge electrodes E, E and to increase the discharge start voltage, the initial pulse input to the magnetic pulse compression circuit Is preferably as short as possible. That is, the charge transfer rate from the main capacitor C0 to the capacitor C1 is preferably as fast as possible. Here, as the number of turns on the primary side and the secondary side of the step-up transformer TR1 increases, the transition speed becomes slower. Therefore, both the numbers of turns are set to be minimum.
[0013]
In the case of the turn ratio set in this way, when the charge is transferred as reflected energy from the capacitor C1 to the main capacitor C0, all the charge of the capacitor C1 does not transfer to the main capacitor C0, and some residual charge exists in the capacitor C1. To do.
That is, in the case of FIG. 14, it is difficult to define the turns ratio of the step-up transformer TR1 so that both forward and reverse transitions are performed 100%, and there is inevitably residual charge in the capacitor C1.
[0014]
In FIG. 13, the number of turns of the primary side winding of the step-up transformer TR1 used differs between the time of pulse generation and the time of regeneration, but the secondary side is common. In the optimal turns ratio between the primary side winding and the secondary side winding used at the time of regeneration, the number of turns on the primary side corresponding to the secondary side, which is the minimum required number, is often not a natural number. Therefore, in order to make the primary side and the secondary side winding number at the time of regeneration into a natural number, the secondary side winding number increases. If it does so, the transfer speed of the electric charge from the main capacitor | condenser C0 to the capacitor | condenser C1 at the time of a pulse generation will become slow.
[0015]
The present invention has been made to solve the above-described problems of the prior art, and an object of the present invention is to regenerate reflected energy caused by load impedance mismatch to a main capacitor without residual charge, and to regenerate efficiency. It is an object of the present invention to provide a regeneration circuit for a high voltage pulse generator capable of improving the above.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
In the present invention, when configuring the regenerative circuit, regenerative energy is not regenerated through a step-up transformer as in the prior art, but a regenerative transformer is newly provided, and regenerative energy is regenerated through this regenerative transformer. I do.
In addition, a magnetic switch is provided in the regenerative circuit, and when the charge due to the reversal energy is charged in the capacitor C1, the magnetic switch is turned on, and the charge charged in the capacitor C1 is transferred to the main capacitor C0. Regenerate.
That is, in the present invention, the above-described problem is solved as follows.
(1) A charger, a main capacitor charged to a high voltage by the charger, a magnetic assist composed of a saturable reactor, and a switch means are connected in series to the primary side of the step-up transformer. In a regenerative circuit of a high voltage pulse generator having a magnetic pulse compression circuit connected to the secondary side and a controller for controlling the switch means, the primary side winding is connected to the secondary side of the step-up transformer. A regenerative transformer for regenerating reflected energy from the load side to the main capacitor, which is connected in parallel with the winding and is connected to the main capacitor, is provided in the series circuit of the secondary winding and the diode. Then, the switch means is turned off by the controller before the regenerative current flowing to the main capacitor is generated when the reflected energy is regenerated.
(2) In the above (1), a magnetic switch is connected in series with the primary winding or secondary winding of the regenerative transformer.
(3) In the above (2), a magnetic assist composed of a saturable reactor connected in series to the primary side of the step-up transformer and a magnetic switch connected in series to the regenerative transformer are shared.
(4) In the above (1), (2), and (3), the turn ratio of the regenerative transformer is determined so that there is no residual charge on the secondary side of the step-up transformer when the reflected energy is regenerated.
By configuring as in (1) above, the number of turns and the turn ratio of the regenerative transformer can be set independently of the step-up transformer. For this reason, it is possible to set the number of turns and the turn ratio of the regenerative transformer so that some residual charges do not exist in the capacitor C1.
Further, as described in (2) above, by providing a magnetic switch in the regenerative circuit, it is possible to transfer almost 100% of the charge charged in the capacitor C1 during kickback to the main capacitor C0.
Furthermore, as described in (3) above, by using a common magnetic assist composed of a saturable reactor connected in series to the primary side of the step-up transformer and a magnetic switch connected in series to the regenerative transformer, The number of switches can be reduced, the apparatus can be miniaturized, and the cost can be reduced.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a configuration example of a high voltage pulse generator (discharge circuit) of a gas laser apparatus having a regenerative circuit according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 2 shows a main capacitor C0, capacitors C1, C2 in FIG. The voltage waveforms of voltages V0, V1, V2, and Vp applied to the peaking capacitor Cp and the current waveform when the charge is transferred from the main capacitor C0 to the capacitor C1 are shown.
The high voltage pulse generator shown in FIG. 1 is obtained by adding a regenerative circuit including a magnetic switch SR4 including a regenerative transformer Tr2, a diode D4, and a saturable reactor to the circuit shown in FIG.
The primary side of the regenerative transformer Tr2 is connected in parallel with the capacitor C1, and the secondary side of the regenerative transformer TR2 is connected in series with a diode D4 and a magnetic switch SR4. The secondary side, the diode D4 and the magnetic switch SR4, Is connected in series to the main capacitor C0.
[0018]
The circuit shown in FIG. 1 operates as follows.
As shown in FIG. 2, when a time from when the solid switch SW is turned on until the magnetic assist SR1 is saturated (magnetic assist time T in FIG. 2) elapses, the charge is transferred from the main capacitor C0 to the capacitor C1. Starts and current flows (refer to the current waveform in the dashed line in the figure).
As described above, the voltage pulse shifts while being compressed by the magnetic pulse compression circuit, and the peaking capacitor Cp is charged. The voltage waveforms of the capacitors C1, C2 and the peaking capacitor Cp at this time are shown as V1, V2, Vp in FIG.
Discharging is started during the charging of the peaking capacitor Cp (“discharge start” in the figure), and the current then shifts in the opposite direction as reflected energy as described above. That is, as shown in FIG. 2, the voltage pulse reverses through the magnetic pulse compression circuit and shifts while being expanded. The voltage waveforms of the capacitors C2, C1 and C0 at this time are indicated by V2kb, V1kb, V0kb in FIG. 2 (broken lines in FIG. 2).
Hereinafter, the voltage charged in the capacitors C1 and C2 by the reflected energy is referred to as a kickback voltage, and the phenomenon in which the reflected energy shifts in the opposite direction is referred to as kickback. This kickback voltage is a maximum of ½ of the voltage charged in the capacitors C1 and C2 when performing pulse compression.
Further, in the operation of FIG. 2, the solid switch SW needs to be in the on state at least during the period A in order to transfer the charge from the main capacitor C0 to the capacitor C1. Further, during the regenerative operation, it is necessary to charge the main capacitor C0 through the regenerative circuit, and during that time, the solid switch SW must be off. Therefore, it is necessary to turn off the solid switch SW at least during the period B. .
[0019]
Here, when there is no regenerative circuit, the main capacitor C0 is charged so as to have a polarity opposite to that at the time of initial charging (when the solid state switch SW is turned on) [V0kb in FIG. Refer to “No regenerative circuit”].
On the other hand, when a regenerative circuit is provided as shown in FIG. 1, it operates as follows.
When the capacitor C1 is charged in the reverse direction due to the reflected energy, the solid switch SW is in the off state, and the voltage charged to the capacitor C1 (kickback voltage) is generated on the secondary side of the regenerative transformer Tr2, and this voltage Is applied to a series circuit of a diode D4, a magnetic switch SR4, and a main capacitor C0 provided on the secondary side of the regenerative transformer Tr4.
For this reason, as shown in FIG. 2, the main capacitor C0 is charged so as to have the same polarity as at the time of initial charging (when the solid switch SW is on). That is, the reflected energy is regenerated in the main capacitor C0 [see V0 kb (with regenerative circuit) in FIG. 2].
In this embodiment, as described above, the regenerative transformer Tr2 for regenerating reflected energy is provided separately from the step-up transformer Tr1, so that the step-up transformer Tr1 does not intervene in the circuit operation during regeneration. Therefore, the number of turns of the regenerative transformer can be made large on both the primary side and the secondary side, and the turn ratio can be set freely. Therefore, the turn ratio can be set so that some residual charges do not exist in the capacitor C1. Can be precisely defined.
Of course, since it is not necessary to change the turns ratio and the number of turns of the step-up transformer TR1, the turn ratio and the number of turns of the step-up transformer TR1 are set so that the charge transfer speed from the main capacitor C0 to the capacitor C1 is as fast as possible. It becomes possible.
[0020]
By providing the regenerative transformer Tr2 separately from the step-up transformer Tr1 as described above, the number of turns and the turn ratio of the regenerative transformer can be set independently from the step-up transformer Tr1, and the residual voltage of the capacitor C1 is set to the circuit shown in FIG. The residual voltage can be further reduced by providing the regenerative circuit with the magnetic switch SR4.
Hereinafter, the operation of the magnetic switch SR4 will be described.
The capacitor C1 is charged to a reverse voltage as indicated by V1kb in FIG. 2 by the reflected energy that shifts while extending the pulse width after the discharge. At this time, the solid switch SW is in the off state, and the voltage (kickback voltage) charged in the capacitor C1 is generated on the secondary side of the regenerative transformer Tr2, and this voltage is applied to the regenerative transformer Tr4 as described above. It is applied to a series circuit of a diode D4, a magnetic switch SR4, and a main capacitor C0 provided on the secondary side.
The Vt product of the magnetic switch SR4 (the integrated value of voltage (V) × time (t) applied until the magnetic switch is saturated) is saturated again by the kickback voltage, and the capacitor C1 → the capacitor The value is set so that the magnetic switch SR2 saturates before saturating so as not to shift again in the forward direction, such as C2.
The Vt product is set to a value that does not immediately saturate when the kickback voltage is applied, but saturates at least after the capacitor C1 is charged to the peak value by the kickback voltage.
That is, the Vt product of the magnetic switch SR4 is smaller than the Vt product of the magnetic switch SR2 converted to the secondary side of the regenerative transformer Tr2, and smaller than the Vt product until the regenerative transformer Tr2 is saturated.
[0021]
For this reason, when the capacitor C1 is charged by the kickback voltage, the magnetic switch SR4 of the regenerative circuit is saturated and becomes conductive before the magnetic switch SR2 is saturated.
Thereby, the electric charge due to the kickback voltage charged in the capacitor C1 is discharged through the secondary side of the regenerative transformer Tr2, the diode D4, the magnetic switch SR4, and the main capacitor C0, and the main capacitor C0 is charged.
That is, the regenerative current flows in the direction of the arrow in FIG. 1 via the regenerative transformer TR2, and reversely transitions so as to charge the main capacitor C0 in the forward direction. In this way, the reflected energy is regenerated in the main capacitor C0.
At this time, due to the inductance of the magnetic switch SR4, the current continues to flow even after the voltage of the main capacitor C0 becomes equal to the voltage of the capacitor C1, and most of the electric charge charged in the capacitor C1 is transferred to the main capacitor C0.
Further, due to the leakage current of the magnetic switch SR4 or the like, the transfer of the energy does not become 100%, and a slight charge may remain in the capacitor C1, but the primary and secondary turns ratio of the regenerative transformer Tr2 Is adjusted, the residual charge of the capacitor C1 can be made substantially zero.
Note that when the solid switch SW is turned on to transfer electric charge from the main capacitor C0 to the capacitor C1 in order to generate a discharge between the main discharge electrodes E and E, a voltage in the reverse direction is applied to the diode D4. Does not flow toward the regenerative transformer Tr1 but moves to the capacitor C1 via the step-up transformer TR1.
By connecting the diode D4 and the magnetic switch SR4 in series with the secondary winding of the regenerative transformer Tr2 as described above, the charge charged in the capacitor C1 can be transferred to the main capacitor C0 by almost 100%.
In the above example, the magnetic switch SR4 is provided on the secondary side of the regenerative transformer Tr2, but the magnetic switch SR4 may be provided on the primary side of the regenerative transformer Tr2.
[0022]
By the way, in a high-voltage pulse power supply for a discharge excitation laser using a voltage doubler charging circuit, the regenerative energy is regenerated to the power supply side, so that a regenerative transformer and a regenerator connected in parallel to a primary side of the transformer are used. A pulse charging circuit has been proposed in which a circuit is provided, and the reflected energy is charged in the capacitor and regenerated on the power supply side (see Japanese Patent Laid-Open No. 5-327089).
Therefore, with respect to the effect when the magnetic switch is provided, the case where the regenerative circuit described in Japanese Patent Laid-Open No. 5-327089 is applied to the voltage transfer type magnetic pulse compression circuit shown in FIG. A description will be given in comparison with the regenerative circuit shown.
FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration when the regenerative circuit described in Japanese Patent Laid-Open No. 5-327089 is applied to a voltage transfer type magnetic compression circuit.
In the regenerative circuit shown in FIG. 3, the magnetic switch SR4 is not provided, and a capacitor CR is connected in parallel to the primary winding of the regenerative transformer Tr2.
Therefore, when the capacitor C1 is charged with the kickback voltage, the capacitor CR is charged with a voltage equal to the charging voltage of the capacitor C1.
Then, the charge charged in the capacitor CR shifts to the main capacitor C0, and the charge remains in the capacitor C1. This residual charge vibrates in the magnetic compression circuit as described above and adversely affects the discharge.
If the capacitors CR and C1 have the same capacity, the charge charged in the capacitor CR is ½ of the charge generated by kickback, and ½ charge is not regenerated and remains in the capacitor C1 as residual charge. It will be.
[0023]
On the other hand, in the regenerative circuit shown in FIG. 1, the capacitor CR is not connected in parallel to the capacitor C1, and a magnetic switch SR4 that is reversely excited in the direction of the regenerative current is provided in the regenerative circuit. . For this reason, the inversion charge generated by the kickback is transferred from the capacitor C2 to the capacitor C1 and then transferred almost 100% from the capacitor C1 to the main capacitor C0 via the regenerative transformer Tr2. For this reason, the residual charge amount of the capacitor C1 can be greatly reduced as compared with the regenerative circuit of FIG.
[0024]
As described in JP-A-5-327089, in the LC inversion type circuit, the residual charge does not oscillate and remains in the circuit, but the voltage transfer type magnetic pulse compression circuit is described in the above gazette. When the regenerative circuit to be applied is applied, the remaining charge as described above vibrates in the magnetic compression circuit.
In FIG. 3, the case where the capacitor CR is provided in parallel on the primary side of the regenerative transformer Tr2 has been described. However, even when this capacitor CR is not provided, the main capacitor is connected in parallel to the capacitor C1 via the regenerative transformer Tr1. Since C0 is connected, the residual charge remains in the capacitor C1, and the residual charge vibrates in the magnetic pulse compression circuit.
[0025]
4 and 5 show time charts at the time of regeneration of the regeneration circuit of the present embodiment shown in FIG. 1 and the regeneration circuit shown in FIG. 4 and 5, V0, V1, V2, and Vcp indicate the voltages of the main capacitor C0, the capacitors C1 and C2, and the peaking capacitor Cp, respectively, and Vcr in FIG. 5 indicates the voltage charged in the capacitor CR in FIG. .
In the regenerative circuit of this embodiment, as will be described below, most of the electric charge is regenerated to the main capacitor C0 by kickback, and vibration due to the residual electric charge does not occur.
That is, as shown in FIG. 4, the transfer of charge from the main capacitor C0 to the capacitor C1 starts at time t1, and the voltage pulse is applied to the capacitor C2 and the peaking capacitor Cp while being compressed by the magnetic pulse compression circuit as described above. After shifting (t2 and t3 in FIG. 4), the peaking capacitor Cp is charged.
Discharging is started in the middle of charging the peaking capacitor Cp (t4 in FIG. 4), and then the current shifts in the reverse direction as reflected energy as described above. That is, the charge charged in the reverse direction to the peaking capacitor Cp shifts to the capacitors C2 and C1 (t5 and t6 in FIG. 4).
When the capacitor C1 is charged by the kickback, the magnetic switch SR4 of the regenerative circuit is turned on, and the charge charged in the capacitor C1 is transferred to the main capacitor C0 via the regenerative transformer Tr1. As shown, the main capacitor C0 is charged, and at time t7, the charge of the capacitor C1 is almost 100% and shifts to the main capacitor C0.
[0026]
On the other hand, in the regenerative circuit shown in FIG. 3, since the residual charge remains in the capacitor C1, as described below, vibration is generated by the residual charge of the capacitor C1, which adversely affects the discharge.
That is, as shown in FIG. 5, the transfer of charge from the main capacitor C0 to the capacitor C1 starts at time t1, and the voltage pulse is applied to the capacitor C2 and the peaking capacitor Cp while being compressed by the magnetic pulse compression circuit as described above. After shifting (t2 and t3 in FIG. 5), the peaking capacitor Cp is charged.
Discharging is started in the middle of charging the peaking capacitor Cp (t4 in FIG. 5), and then the current shifts in the reverse direction as reflected energy as described above. That is, the charge charged in the reverse direction to the peaking capacitor Cp shifts to the capacitors C2 and C1 (t5 and t6 in FIG. 5).
Due to the kickback, the charge of the capacitor C2 is simultaneously transferred to the capacitors C1 and CR. However, since the charge remains in the capacitor C1, the forward transfer of the voltage pulse starts again due to this residual charge (see FIG. 5). After t6 and t7), as shown in FIG. 5, this forward transition and vibration due to kickback occur, and a voltage is applied to the load multiple times.
On the other hand, the electric charge charged in the capacitor CR is transferred to the main capacitor C0 via the regenerative transformer Tr2.
In FIG. 1, the magnetic assist SR4 is provided on the secondary side of the regenerative transformer TR2, but the magnetic assist SR4 may be provided on the primary side of the regenerative transformer TR2.
[0027]
Although the case where the magnetic switch SR4 is provided in the regenerative circuit has been described with reference to FIG. 1, the magnetic switch SR4 and the magnetic switch SR1 connected to the main capacitor C0 may be combined.
FIG. 6 shows a circuit configuration of a second embodiment of the present invention in which the magnetic assist SR1 is operated as the magnetic switch.
In this embodiment, as shown in FIG. 6, the cathode side of the diode D4 connected to the secondary side of the regenerative transformer Tr2 is connected to the connection point between the magnetic assist SR1 and the primary winding of the step-up transformer Tr1.
With the above configuration, during regeneration, the charging current of the main capacitor C0 flows as shown by the arrow in the figure.
That is, since the charging current flows through the magnetic assist SR1, by setting the Vt product of the magnetic assist SR1 to a value similar to that of the magnetic switch SR4, the same function as that of the magnetic switch SR4 is achieved. Can fulfill.
The Vt product of the magnetic assist SR1 is regulated to some extent by the magnetic compression operation and cannot be set freely. However, the magnetic switch SR1 is operated by adjusting the turn ratio of the regenerative transformer Tr2 and the like. It is possible.
In FIG. 1 and FIG. 6, the diode D4 is provided on the secondary side of the regenerative transformer TR2, but the diode may be provided on both the primary side and the secondary side of the regenerative transformer TR2. With this configuration, the volume of the core of the regenerative transformer TR2 can be halved.
[0028]
By the way, as described above, in order to perform the regenerative operation, in FIG. 2, the solid switch SW must be in the off state by the time (C), and from the main capacitor C0. While the charge is transferred to the capacitor C1, the solid switch SW must be in the on state.
That is, in FIG. 2, the solid switch SW must be in the on state from the time (time (A)) when the solid switch SW is turned on to the time (B).
In summary, the solid-state switch SW is in the on state during the period A in FIG. 2 and must be in the off state at any point in the period B.
[0029]
By the way, in a gas laser device used as an exposure light source, it is required that laser output energy be constant, and output energy stabilization control is performed.
The exposure gas laser apparatus 1 including the discharge circuit 1a that performs the control as described above includes a controller 2, a monitor module 3, and a beam splitter 4 as shown in FIG.
Part of the laser light emitted from the exposure gas laser device 1 is extracted by the beam splitter 4 and guided to the monitor module 3 for measuring the laser output energy. The monitor module 3 measures the laser output energy and transmits the measurement result to the controller 2. The controller 2 adjusts the voltage of the high voltage power supply HV of the discharge circuit (high voltage pulse generator) shown in FIG. 7 so that the laser output energy is constant. That is, for each laser pulse, the voltage of the high voltage power supply HV, that is, the voltage V0 of the main capacitor C0 varies, and the laser output energy becomes constant.
[0030]
Since the magnetic assist time of the magnetic assist SR1 is constant in the Vt product of the magnetic switch that is a saturable reactor, when V0 varies as described above, the magnetic assist time T also varies so that the Vt product becomes constant. . For this reason, the length of the period A in FIG. 2 also varies.
As described above, the on-off control of the solid-state switch SW needs to be performed corresponding to the periods A and B. At this time, it is necessary to consider the fluctuation of the period A caused by the fluctuation of the magnetic assist time T described above. is there. Further, since the period B is a function of voltage as in the case of A, it is necessary to consider it.
[0031]
Next, the configuration of the control device that can control the on-off of the solid state switch SW according to the period A and the period B will be described.
FIG. 8 shows a first configuration example of a control device for performing on-off control of the solid-state switch SW. The controller in FIG. 8 is equivalent to the controller 2 in FIG. 7, and receives data on the measurement result of the laser output energy transmitted from the monitor module 3.
Based on the received laser output energy data, the controller 2 calculates and determines the charging voltage to the main capacitor C0 for the next discharge by the charging voltage value calculation unit 2a.
Then, a charging voltage value adjustment command is transmitted to the high voltage power supply HV so that the charging voltage to the main capacitor C0 becomes the determined voltage value, thereby controlling the high voltage power supply HV. At the same time, the controller 2 sends the charging voltage value data of the main capacitor C0 determined by the charging voltage value calculation unit 2a to the switch on-off timing control unit 2b. The switch on-off timing control unit 2b calculates the magnetic assist time T based on the received charging voltage value data and the Vt product of the magnetic assist SR1 stored in the switch on-off timing control unit 2b in advance, and the period A Find the length of.
That is, the current pulse width Ti in FIG. 2 is determined almost constant from the value of the circuit constant and is stored in advance in the switch on-off timing control unit 2b. The switch on-off timing control unit 2b obtains the length of the period A from the sum of the calculated magnetic assist time T and the current pulse width Ti stored in advance.
The period B is determined by the charging voltage value data and the circuit constants of the magnetic pulse compression circuit. Therefore, for example, the relationship between the voltage value and the period B is obtained in advance and stored in a storage circuit or the like. Then, the period B corresponding to the charging voltage value data is read from the storage device.
[0032]
The on-off timing control unit 2b controls the on-off frequency of the solid-state switch SW based on the set repetition frequency. The on-off timing control unit 2b turns on the solid-state switch SW based on the periods A and B obtained as described above. Starting from the time when the signal is transmitted (time (A) in FIG. 2), after the lapse of the period A and before the end of the period B (between the time (B) and the time (C) in FIG. 2), Send.
Note that the off signal is transmitted with a delay from the time (B) in FIG. 2 in consideration of the difference between the time when the on signal is transmitted to the solid switch SW and the time when the solid switch SW is actually turned on. It is desirable to do. Further, the off signal may be transmitted prior to the time point (C) in consideration of the difference between the time point when the off signal is transmitted to the solid state switch SW and the time point when the solid state switch SW is actually turned off. desirable.
While the regenerative operation is performed by the configuration and control as described above, the solid switch SW can be reliably turned off.
[0033]
FIG. 9 shows a second configuration example of a control device for performing on-off control of the solid-state switch SW.
The configuration example of the control device shown in FIG. 9 is a modification of the first configuration example shown in FIG. 8, and the difference is that in the first configuration example, the main capacitor C0 from the charging voltage value calculation unit 1a of the controller 2 is different. In the second configuration example, the voltage value of the main capacitor C0 is directly detected by the voltage detector Vs, and this detection data is calculated using the charging voltage value data. To calculate the magnetic assist time T.
That is, the voltage detector Vs transmits the measured charging voltage value data of the main capacitor C0 to the switch on-off timing control unit 2b. As described above, the switch on-off timing control unit 2b determines the length of the period A based on the received charging voltage value data and the Vt product of the magnetic assist SR1 stored in the switch on-off timing control unit 2b in advance. In addition, the period B is obtained as described above.
[0034]
The on-off timing control unit 2b controls the on-off frequency of the solid-state switch SW based on the repetition frequency. The on-signal is sent to the solid-state switch SW based on the period A and the period B calculated as described above. Is sent to the solid state switch SW before the end of the period B (from the time (B) to the time (C) in FIG. 2) after the time period A has elapsed (time (A) in FIG. 2). Send.
As in the case of the first configuration example, the off signal is calculated in consideration of a shift between the time when the on signal is transmitted to the solid-state switch SW and the time when the solid-state switch SW is actually turned on. It is desirable to transmit after the point (B) in FIG. Further, the off signal may be transmitted prior to the time point (C) in consideration of the difference between the time point when the off signal is transmitted to the solid state switch SW and the time point when the solid state switch SW is actually turned off. desirable.
By controlling using the control device as described above, the solid-state switch SW can be reliably turned off while the regenerative operation is performed.
[0035]
【The invention's effect】
As described above, the following effects can be obtained in the present invention.
(1) Since the reverse charge (reflected energy) due to the difference in load impedance is not consumed as heat but regenerated to the main capacitor C0, unlike the case where it is consumed as heat, a large cooling structure is not required and the apparatus It does not increase in size, and the current consumption of the entire laser is reduced.
(2) In performing this regenerative operation, in the present invention, since the regenerative transformer TR2 is individually provided for the regeneration of the reflected energy, the step-up transformer TR1 is not interposed in the circuit operation during regenerative operation, and the number of turns of the regenerative transformer The turn ratio can be set independently of the step-up transformer.
For this reason, the number of turns of the regenerative transformer can be made large on both the primary side and the secondary side, and the turn ratio can be precisely defined so that some residual charge does not exist in the capacitor C1.
Of course, since it is not necessary to change the turns ratio and the number of turns of the step-up transformer TR1, the turn ratio and the number of turns of the step-up transformer TR1 are set so that the charge transfer speed from the main capacitor C0 to the capacitor C1 is as fast as possible. It becomes possible.
(3) By providing a magnetic switch in the regenerative circuit, it is possible to transfer almost 100% of the charge charged in the capacitor C1 during kickback to the main capacitor C0.
Therefore, it is possible to suppress the generation of residual charges in the capacitor C1, and to avoid adverse effects on the main discharge electrode and improve the regeneration efficiency.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a high voltage pulse generator having a regenerative circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a time chart for explaining the operation of the regenerative circuit shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of a regenerative circuit having a regenerative transformer in order to compare the operation with the regenerative circuit of the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating a time chart during regeneration of the regeneration circuit according to the first embodiment;
FIG. 5 is a diagram showing a time chart during regeneration of the regeneration circuit shown in FIG. 3;
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a regenerative circuit according to a second exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a configuration example of a control system of the gas laser apparatus for exposure.
FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example (1) of a control device for controlling a solid-state switch of a high-voltage pulse generator.
FIG. 9 is a diagram showing a configuration example (2) of the control device for controlling the solid state switch of the high voltage pulse generator.
FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a high voltage pulse generator.
FIG. 11 is a diagram illustrating waveforms of a voltage applied to a capacitor C2 and a voltage applied to a peaking capacitor Cp in FIG.
FIG. 12 is a diagram showing a configuration example of a discharge circuit of a gas laser device having a circuit for processing charges generated by a reverse voltage with a resistor.
FIG. 13 is a diagram showing a configuration example (1) of a high-voltage generator having a regeneration circuit configuration for energy regeneration.
FIG. 14 is a diagram showing a configuration example (2) of a high voltage generator having a regeneration circuit configuration for energy regeneration.
[Explanation of symbols]
SR1 Magnetic assist
SR2, SR3 magnetic switch
SR4 magnetic switch
SW Solid switch
C0 main capacitor
Tr1 step-up transformer
C1, C2 capacitors
Cp peaking capacitor
E Main discharge electrode
Tr2 regeneration transformer
D4 diode
Vs voltage detector
1 Gas laser equipment for exposure
1a Discharge circuit
2 Controller
2a Charge voltage value calculator
2b switch on-off timing controller
3 Monitor module
4 Beam splitter

Claims

A charger, a main capacitor charged to a high voltage by the charger, a magnetic assist composed of the main capacitor, a saturable reactor, and a switch means are connected in series to the primary side of the step-up transformer,
A regenerative circuit in a high-voltage pulse generator comprising a magnetic pulse compression circuit connected to the secondary side of the step-up transformer and a controller for controlling the switch means;
The regenerative circuit is
The primary side winding is connected in parallel with the first stage capacitor of the magnetic pulse compression circuit connected to the secondary side winding of the step-up transformer, and the secondary side winding and diode series circuit is connected to the main capacitor. A regenerative transformer that regenerates the reflected energy from the load side to the main capacitor
The regenerative circuit in a high voltage pulse generator, wherein the controller has a function of turning off the switch means before a regenerative current flowing to the main capacitor is generated during reflection energy regeneration.

2. A regenerative circuit in a high voltage pulse generator according to claim 1, wherein a magnetic switch is connected in series to the primary winding or secondary side winding of the regenerative transformer.

3. The high voltage pulse generation according to claim 2, wherein a magnetic assist comprising a saturable reactor connected in series to the primary side of the step-up transformer and a magnetic switch connected in series to the regenerative transformer are shared. Regenerative circuit in the device.

4. A high turn ratio according to claim 1, wherein the regenerative transformer turns ratio is determined so that the residual charge is minimized on the secondary side of the step-up transformer when the reflected energy is regenerated. Regenerative circuit in a voltage pulse generator.