JP4100996B2 - WEIGHT ESTIMATION METHOD, WEIGHT ESTIMATION DEVICE, INTERFERENCE RELEASE DEVICE AND RECEPTOR HAVING THE SAME - Google Patents

Description

【００１２】
但し、ｋは整数であり、離散化された時間を意味している。擬似雑音の電力は、擬似受信信号４２５のＳＮ比と前記デジタル複素ベースバンド信号３１３のＳＮ比とが同じになるようにあらかじめ調整される。
【００１３】
重み計算器４２７は、端末＃０の擬似送信信号４２８と擬似受信信号４２５を用いて、重み１０４を統計的に計算する。
重み計算器４２７内の自己相関行列計算器４２９は、擬似受信信号４２５から４次の正方行列である自己相関行列を計算する。自己相関行列をＲ_xx、統計計算に用いるサンプル数をＮ_sa、ｘ［ｋ］の複素共役をｘ^*［ｋ］とすると、自己相関行列は次式のように計算される。
【００１４】
【数２】

【００１５】
相互相関ベクトル計算器４３０は、端末＃０の擬似送信信号４２８と擬似受信信号４２５とから、４次の列ベクトルである相互相関ベクトルを計算する。相互相関ベクトルをＲ_xdとすると、相互相関ベクトルは次式のように計算される。
【００１６】
【数３】

【００１７】
連立１次方程式計算器４３１は、自己相関行列と相互相関ベクトルとを用いて、重みを未知数とする連立１次方程式を満足する重みを計算する。アンテナ素子ｅに対応する重みをｗ_eとし、これをｅ行目の要素にもつ４次の列ベクトルをＷとする。連立１次方程式計算器は、方程式 Ｒ_xx・Ｗ＝Ｒ_xd を満足するＷを計算する。
以上で述べた重み推定器４２０の重み推定方法はＳＭＩ法（逆行列演算法）と呼ばれる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
図１４に示す従来方式の重み推定器４２０では、統計処理を行って重みを算出しているため、計算量が極めて大きいという問題がある。また、重みを高精度に算出するためには、統計に用いるサンプル数を増大させる必要があり、さらに計算量が大きくなるという問題がある。また、一般に良く用いられるＲＬＳ（Recursive Least Square：再帰最小二乗）法をＳＭＩ法の代わりに用いると、さらに計算量が増大する。
【００１９】
本発明の目的は、統計的手法を用いることなくアダプティブアレーアンテナに対応する重みの計算を行い、計算量を低減することができる重み推定方法並びに重み推定装置及びそれを備えた干渉除去装置と受信機を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、１つまたは複数の送信機から送信された信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアダプティブアレーアンテナに対応したデジタル複素ベースバンド信号に基づいて、各送信機の複素インパルス応答を推定して、該複素インパルス応答を用いて前記アダプティブアレーアンテナに対応する重みを推定する重み推定方法において、
各送信機の前記自己相関行列を計算するステップと、希望送信機、希望パスに関する相互相関ベクトルを発生させるステップと、前記相互相関ベクトルと前記自己相関行列から、希望端末、希望パスに関する重みを計算するステップと、を実行し、
前記自己相関行列計算のステップでは、雑音の自己相関行列を計算し、ある送信機の自己相関行列を計算し、全送信機の自己相関行列を計算し、これらと雑音の自己相関行列を全て加算し、自己相関行列を計算し、
雑音の自己相関行列を計算する際には、アンテナ素子ｅの参照電力対雑音電力比の逆数をｅ行ｅ列に持ち、対角成分以外として０を持つ自己相関行列を計算することを特徴とする。
【００２１】
本発明は、前記相互相関ベクトル発生のステップでは、アンテナ素子ｅの希望送信機の複素インパルス応答の希望パスの遅延時間の値の複素共役をｅ行目に持つ希望送信機、希望パスに関する相互相関ベクトルを発生することを特徴とする。
【００２３】
本発明は、送信機の自己相関行列を計算する際には、アンテナ素子ｐの複素インパルス応答と、アンテナ素子ｑの複素インパルス応答との相互相関関数の原点の値をｐ行ｑ列に持つ自己相関行列を計算することを特徴とする。
【００２５】
本発明は、雑音の自己相関行列を計算する際には、アンテナ素子ｅの参照電力対雑音電力比の逆数と、あらかじめ設定された微小正値とを比較して、大きな方の値をｅ行ｅ列に持ち、対角成分以外として０を持つ自己相関行列を計算することを特徴とする。
【００２６】
本発明は、１つまたは複数の送信機から送信された信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアダプティブアレーアンテナに対応したデジタル複素ベースバンド信号に基づいて、各送信機の複素インパルス応答を推定して、該複素インパルス応答を用いて前記アダプティブアレーアンテナに対応する重みを推定する重み推定装置において、
各送信機の前記自己相関行列を計算する自己相関行列計算手段と、希望送信機、希望パスに関する相互相関ベクトルを発生させる相互相関ベクトル発生手段と、前記相互相関ベクトルと前記自己相関行列から、希望端末、希望パスに関する重みを計算する連立１次方程式計算手段と、を備え、
前記自己相関行列計算手段は、雑音の自己相関行列を計算する雑音用自己相関行列計算手段と、ある送信機の自己相関行列を計算する送信機用自己相関行列計算手段と、を備え、全送信機の自己相関行列を計算し、これらと雑音の自己相関行列を全て加算し、自己相関行列を計算し、
前記雑音用自己相関行列計算手段は、アンテナ素子ｅの参照電力対雑音電力比の逆数をｅ行ｅ列に持ち、対角成分以外として０を持つ自己相関行列を計算することを特徴とする。
【００２７】
また、本発明は、前記相互相関ベクトル発生手段が、アンテナ素子ｅの希望端末の複素インパルス応答の希望パスの遅延時間の値の複素共役をｅ行目に持つ希望端末、希望パスに関する相互相関ベクトルを発生することを特徴とする。
【００２９】
また、本発明は、前記端末用自己相関行列計算手段が、アンテナ素子ｐの複素インパルス応答と、アンテナ素子ｑの複素インパルス応答との相互相関関数の原点の値をｐ行ｑ列に持つ自己相関行列を計算することを特徴とする。
【００３１】
また、本発明は、前記雑音用自己相関行列計算手段が、アンテナ素子ｅの参照電力対雑音電力比の逆数と、あらかじめ設定された微小正値とを比較して、大きな方の値をｅ行ｅ列に持ち、対角成分以外として０を持つ自己相関行列を計算することを特徴とする。
【００３２】
ここで、前記重み推定装置は干渉除去装置や受信機に備えることができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００３４】
＜第１実施形態＞
まず、本発明の第１実施形態について詳細を述べる。
送信機については、図１２に示す従来方式の送信機と同じである。送信信号、はトラフィックチャネル２０１とパイロットチャネル２０２から構成される。トラフィックチャネルはデータを運ぶためのものであり、パイロットチャネルは複素インパルス応答を測定するためのものである。
【００３５】
ＱＰＳＫ信号発生器２０３では、データを元にＱＰＳＫベースバンド信号を発生する。ＱＰＳＫシンボル長をＴ_sとする。Ｗａｌｓｈ関数発生器２０４では、その端末に割り当てられたＷａｌｓｈ関数２１０を発生する。Ｗａｌｓｈ関数のチップ長をＴ_c、周期をＰ_wとすると、Ｔ_s＝Ｔ_c・Ｐ_wである。本実施形態ではＰ_w＝６４である。乗算器２０５ではＷａｌｓｈ関数をＱＰＳＫ信号に乗算する事によって、スペクトラムを拡散し、トラフィックチャネル２０１を生成する。加算器２０６では、一定値であり十分に減衰されたパイロットチャネル２０２を加算する。擬似雑音系列発生器２０７では、その端末に割り当てられた擬似雑音系列２０９を発生する。擬似雑音系列のチップ長は、Ｗａｌｓｈ関数のチップ長Ｔ_cと等しい。擬似雑音系列の周期Ｐ_pは、Ｗａｌｓｈ関数の周期の整数倍である。本実施形態ではＰ_p＝２５６である。乗算器２０８では擬似雑音系列を乗算する事により、再度スペクトラム拡散を行い、送信ベースバンド信号を生成する。この後、図示していないが、帯域制限、Ｄ／Ａ変換、直交変調、アップコンバート等行い送信する。
【００３６】
Ｗａｌｓｈ関数のｎ番目の値をｗ_n、擬似雑音系列のｘ番目の値（複素数）をｃ_x、ＱＰＳＫシンボルのｋ番目の値（複素数）をｄ_k、パイロットチャネルの値（一定値）をｐ、δ（ｔ）をディラックのデルタ関数とすると、送信ベースバンド信号Ｓ（ｔ）は次のように表される。
【００３７】
【数４】

【００３８】
受信機の概要については図１３に示す従来方式の受信機と同じであり、詳しい説明は省略する。
【００３９】
図１に、第１実施形態の干渉除去器の詳細図を示す。簡単のため従来例と同じく、ある希望端末＃τ（本例ではτ＝０）に関する信号処理部分のみを取り上げる。第１実施形態の干渉除去器３１４ａは、図１４に示す従来方式の干渉除去器３１４ｃとは、重み推定器１２０の部分が大きく異なる。一般的に説明を行うために、以下ではアンテナ素子の数をＮ_eleと表す。本実施形態ではＮ_ele＝４である。まず重み推定器について述べ、その後それ以外の部分について述べる。
【００４０】
重み推定器１２０は、図１４の従来の重み推定器４２０と同等の機能を有する。すなわち、複素インパルス応答推定器１０１にて測定した複素インパルス応答１０２を用いて重み（複素数）１０４を推定する。この際、従来と同じく、希望端末＃τからの希望パスの成分を信号成分Ｓ、希望端末＃τからであっても希望のパス以外の成分や、希望端末＃τ以外からの信号の合計を干渉成分Ｉ、雑音成分をＮとしたときの、希望信号推定値（複素数）３１５のＳＩＮＲが最大となることを目標として推定する。希望パスについては、候補となるパスのうち最大電力をもつパスが複素インパルス応答推定器１０１にて希望パスとして選択される。これについては以下でも詳細を述べるが、以下の説明では、希望端末＃τ（＝０）から到来する直接波１３１や反射波１３２などの信号のうち、最大電力をもつ直接波１３１を希望パスとして選択している。また本発明の重み推定器１２０は、図１４の従来の重み推定器４２０と比べて、計算量が大幅に削減されている。推定した重みは端末＃τとの通信に用いる。この重みを用いた時のアレーアンテナの指向性は概ねアンテナビームパターン１０８のように端末＃τ（＝０）からの希望パスである直接波１３１の到来方向に強い指向性を持ち、その他のパス（例えば反射波１３２）やその他の端末からの干渉信号の到来方向にヌルの指向性を持ったものとなる。
【００４１】
端末＃Ｔ用の自己相関行列計算器１２１は、複素インパルス応答１０２を元に、端末＃Ｔからの信号の自己相関行列を計算する。この行列はＮ_ele次の正方行列である。詳細には、アンテナ素子ｐに対応する複素インパルス応答と、アンテナ素子ｑに対応する複素インパルス応答との相互相関関数の原点の値をｐ行ｑ列の値として計算する。
【００４２】
ただし、関数Ａ［ｋ］とＢ［ｋ］の相互相関関数Ｒ_AB［ｋ］を、
【数５】

としている。
【００４３】
よって原点の値Ｒ_AB［０］は、
【数６】

となる。
【００４４】
端末＃Ｔ、アンテナ素子ｅに対応する複素インパルス応答をｈ^T _e［ｋ］とすると、端末＃Ｔからの信号の自己相関行列Ｒ^T _xxは次のように表される。
【数７】

【００４５】
雑音用の自己相関行列計算器１２２は、雑音の自己相関行列を計算する。この行列はＮ_ele次の対角行列である。詳細には、アンテナ素子ｅに対応する参照信号対雑音電力比（実数）ＤＮ_eの逆数をｅ行ｅ列に配置する。参照信号対雑音電力比の計算方法については後述する。参照信号対雑音電力比は、図１４の従来方式においては、擬似送信信号発生器４２１において発生させる擬似送信信号４２２の電力と、擬似受信信号発生器４２３において加算させる擬似雑音の電力との比に相当するものである。雑音の自己相関行列をＲ^Noise _xxとすると、次のように表される。
【００４６】
【数８】

【００４７】
相互相関ベクトル発生器１２３は、複素インパルス応答１０２を元に、Ｎ_ele次の列ベクトルである相互相関ベクトル１２６を計算する。詳細には、アンテナ素子ｅに対応する希望端末＃τの複素インパルス応答１０２で、希望パスの遅延時間κτの時点の値の複素共役を、ｅ行目の値として配置する。希望パスの遅延時間κτの決定方法は後述する。希望端末＃τに対応する相互相関ベクトルをＲτ_xdとすると、次のように表される。
【００４８】
【数９】

【００４９】
行列加算器１２４は、雑音の自己相関行列と、通信中の端末からの信号の自己相関行列全て（ここでは＃０、＃１、＃２）を加算し、自己相関行列１２７を計算する。通信中の端末については、上位プロトコルから適時通知してもらう。自己相関行列をＲ_xxとすると、次のように表される。
【００５０】
【数１０】

【００５１】
連立１次方程式計算器１２５は、自己相関行列１２７と希望端末＃τに対応する相互相関ベクトル１２６を用いて、希望端末＃τに対応する重みを未知数とする連立１次方程式を満足するように重み１０４を計算する。ただし、自己相関行列１２７の行列式の値があらかじめ設定しておいた固定値Δｍｉｎに満たない場合、計算された重みは連立１次方程式を満足しない場合もある。またある固定値以上であったとしても、デジタル信号処理によって計算を行うため、まるめ誤差が発生し、誤差程度の範囲で満足しない場合もある。これを言い換えると、連立１次方程式の左辺と右辺の差があらかじめ設定しておいた固定値Δｅｒｒ以下になるような条件を満たす重みを１組計算するということもできる。
【００５２】
連立１次方程式計算器１２５の構成を図２に示す。自己相関行列計算器１２８で計算された自己相関行列１２７は、連立１次方程式計算器１２５の逆行列計算器１２０１で逆行列を求める。この逆行列と相互相関ベクトル発生器１２３で計算された相互相関ベクトル１２６とを乗算器１２０２で乗算しセレクタ１２０４に入力する。また、セレクタ１２０４には、逆行列計算器１２０１から、行列式の値が小さすぎて（あらかじめ設定しておいた固定値Δｍｉｎより小さくて）逆行列が計算できないことを示す例外フラグと例外時重み発生器１２０３で発生させた重みが入力されている。セレクタ１２０４は例外フラグが立っている場合、例外時重み発生器１２０３で発生させた重みを選択し、立っていない場合、乗算器１２０２の結果を選択する。こうして、セレクタ１２０４から重み１０４が出力される。例外時重み発生器１２０３は、例外時の重みを計算する。例えば、各アンテナ素子からの複素ベースバンド信号のうち最大のＳＩＮＲを持つものを希望信号推定値３１５とするように重みを計算する。この計算方法を式で表すと次式のようになる。ただし例外時のアンテナ素子ｅに対応する重みをｗｅｘτ_eとする。
【００５３】
【数１１】

【００５４】
連立１次方程式の左辺は、自己相関行列の右から、アンテナ素子ｅに対応する重みをｅ行目にもつＮ_ele次の重み列ベクトルを掛けたものである。右辺は相互相関ベクトルである。希望端末＃τ、アンテナ素子ｅに対応する重みをｗτ_eとすると、重み列ベクトルＷτ、連立１次方程式は、次のように表される。
【００５５】
【数１２】

【００５６】
以上の手順で計算された重み１０４を用いて、指向性形成器１０３は、端末＃τ用にＳＩＮＲが最大化された希望信号推定値（複素数）３１５を生成する。詳細には、全てのアンテナ素子からのデジタル複素ベースバンド信号３１３に、それぞれ対応する重みを乗算し、これらの積を全て加算する。アンテナ素子ｅからのデジタル複素ベースバンド信号をｙ_e（ｔ）とすると、希望信号推定値ｚτ（ｔ）は、次のように表される。
【００５７】
【数１３】

【００５８】
複素インパルス応答推定器１０１は、デジタル複素ベースバンド信号３１３を逆拡散及び同期加算することによって、通信中の端末（ここでは＃０、＃１、＃２）との間の伝搬路の複素インパルス応答１０２を推定する。構成を図３に示す。
通信中の端末それぞれに対して、逆拡散器５０１にて、逆拡散及び同期加算を行う。これによって、デジタル複素ベースバンド信号３１３のサンプリング周期Ｔ_saと同じサンプリング周期を持つ複素インパルス応答５０２が得られる。これらを整形器５０３で適切に処理し、チップ長Ｔ_cをサンプリング周期とする複素インパルス応答１０２を生成する。またこの際、相互相関ベクトル発生器１２３が必要としている希望パスの遅延時間κτも求める。
【００５９】
端末＃Ｔ用の逆拡散器５０１を図４に示す。アンテナ素子分の逆拡散器６０１から構成される。アンテナ素子ｅからのデジタル複素ベースバンド信号３１３は、対応する逆拡散器６０１に入り、端末＃Ｔの送信機においてパイロット信号の拡散を行った擬似雑音系列２０９に対応する整合炉波器６１１を通る。この結果、擬似雑音系列の周期時間Ｐ_p・Ｔ_c毎にトラフィック信号が未だ十分抑圧されていない複素インパルス応答６１２が出力される。これを擬似雑音系列の周期時間毎に分配器６１３で重ね合わせてゆき、積分器６１４によって同期的に加算してゆくと、トラフィック信号が抑圧された複素インパルス応答６１５が得られる。
【００６０】
図５はこの処理を概念的に表したものである。デジタル複素ベースバンド信号３１３のオーバーサンプリング数をＮ_os（＝Ｔ_c／Ｔ_sa）とすると、擬似乱数系列の周期時間Ｐ_p・Ｔ_cの間にはＮ_os・Ｐ_p個のサンプルが存在するので、積分器６１４はこの数だけ存在する。Ｎ_os・Ｐ_p個の積分器６１４の出力を順にｇ^T _e（０・Ｔ_sa）、ｇ^T _e（１・Ｔ_sa）、ｇ^T _e（２・Ｔ_sa）、．．．、ｇ^T _e（（Ｎ_os・Ｐ_p−１）・Ｔ_sa）とすると、端末＃Ｔ、アンテナ素子ｅに対応する複素インパルス応答ｇ^T _e（ｎ・Ｔ_sa）ができる。
整形器５０３は複素インパルス応答５０２を利用可能な形に整形する。
【００６１】
図６はこの処理を概念的に表したものである。上の応答が処理前、下が処理後である。図中の１３１、１３２で示される個所のインパルス応答のレベルが高くなっているが、これはそれぞれ直接波、遅延波の信号成分に相当する。処理内容については、まず、最大電力を持つパス８０１を探す。次に最大電力を持つパスのチップタイミング８０４でチップ長毎に複素インパルス応答５０２を間引いてゆく。更に、間引いた値が雑音電力レベルに満たなければ、これを切り捨て、値を０とする。また、最大電力を持つパスの遅延時間を希望パスの遅延時間とする。以上を式で表すと次のようになる。
雑音レベル（実数）をＮ_eとすると、次式で表される各パスの電力σ^T（ｎ・Ｔ_sa）を計算し、σ^T（ｎ・Ｔ_sa）を最大にするｎ＝ｎ^T _max（パスの遅延時間８０２）を求める。
【００６２】
【数１４】

【００６３】
整形器５０３処理後の複素インパルス応答ｈ^T _e（ｋ・Ｔ_c＋ｔ０^T）（符号１０２）は以下のように表される。
【００６４】
【数１５】

【００６５】
ここでｔ０^Tは最大電力を持つパスのチップタイミング８０４である。また、ＴＨはあらかじめ設定された閾値であり、本実施形態ではＴＨ＝Ｎ_ele（＝４）である。このようにして計算したｈ^T _e（ｋ・Ｔ_c＋ｔ０^T）を複素インパルス応答ｈ^T _e［ｋ］（符号１０２）として出力する。
最大電力を持つパスの遅延時間κ^T（パスの遅延時間８０３）は以下のように表される。
【００６６】
【数１６】

【００６７】
全端末の最大電力を持つパスの遅延時間κ^T（Ｔ＝０、１、２）のうち、端末＃τに対応する重みを計算するために、遅延時間κτ（τ＝０）を希望パスの遅延時間として相互相関ベクトル発生器１２３に渡す。
雑音レベルの求め方については後述する。
【００６８】
ダウンコンバート部３１２の構成を図７に示す。アンテナからの信号３１８は、各アンテナ素子用のダウンコンバート部９０１に入力され、増幅、周波数変換、Ａ／Ｄ変換、フィルタリング等が行われ、デジタル複素ベースバンド信号３１３として出力される。ダウンコンバート部９０１の中にはフィルタや、固定利得の増幅器のような固定利得を持つものと、ＡＧＣ増幅器のような可変利得を持つものがある。各アンテナ素子毎の可変利得を持つものの総利得は雑音推定器１０５に渡される。
雑音推定器１０５は、複素インパルス応答推定器１０１で用いられる雑音電力レベル１０６と、雑音用自己相関行列計算器１２２で用いられる参照信号対雑音電力比１０７を計算する。
【００６９】
複素インパルス応答推定器１０１で用いられるあるアンテナ素子に対応する雑音電力レベルは、対応するダウンコンバート部９０１の可変利得部の総利得とあらかじめ設定された定数の積として計算される。
あらかじめ設定された定数は、適当な端末＃Ｔの送信器のＲＦ出力の信号を減衰器を介して有線にて対応するアンテナ素子のアンテナ入力に入力し、デジタル複素ベースバンド信号３１３のトラフィックチャネルと雑音電力の比が１となるように減衰器を調整した場合、この時（設定時）の可変利得部の総利得の逆数と、（設定時の）複素インパルス応答の最大電力を持つパスの値の絶対値の二乗の積として算出する。
【００７０】
ダウンコンバート部９０１の可変利得部の総利得をＧ^v _e、設定時の総利得をＧ０^v _e、設定時複素インパルス応答の最大電力を持つパスの遅延時間をｎ０^T _maxとすると、あらかじめ設定された定数Ｎ０_e、雑音電力レベルＮ_e、設定時複素インパルス応答の最大電力を持つパスの値Ａ０_eは次のように表される。
【００７１】
【数１７】

【００７２】
重み推定器１２０で用いられるあるアンテナ素子に対応する参照信号対雑音電力比は、対応するダウンコンバート部９０１の可変利得部の総利得の逆数とあらかじめ設定された定数の積として計算される。
あらかじめ設定された定数は、先に述べた設定時の可変利得部の総利得と、（設定時の）複素インパルス応答１０２の最大電力を持つパスの値の絶対値の二乗の逆数の積として算出する。
あらかじめ設定された定数ＤＮ０_e、参照信号対雑音電力比ＤＮ_eは次のように表される。
【００７３】
【数１８】

【００７４】
従来方式と本実施形態の重み計算器の計算量を比較した図を図８、図９に示す。図８はアンテナ素子数Ｎ_ele＝４の場合、図９は７の場合である。従来方式の重み計算アルゴリズムとしては、ＳＭＩ法とＲＬＳ法を取り上げた。有効パス数Ｌとは、全ての端末からの複素インパルス応答のうち、閾値ＴＨを超えたパスの数である。Ｌ＝１２の一例は、通信中の端末数が６端末で、各端末からのパスの数が２パスの場合に相当する。Ｌ＝４の一例は、２端末から２パスずつの場合に相当する。このような状況において、ある１端末に対する重みを計算する場合の計算量が縦軸である。ただし、複素数の加減乗除算、実数の加減乗除算すべてを計算量１としている。横軸はＳＭＩ法、ＲＬＳ法のアルゴリズムを実行する際、統計計算に必要となるサンプル数Ｎ_saである。
【００７５】
本実施形態は統計計算を行わないため、サンプル数という概念が無く、従ってグラフは横軸と平行な一定値となる。従来方式において、ＳＭＩ法や、ＲＬＳ法のサンプル数については、アレーアンテナの素子数の２倍以上とするのが一般的である。すなわちアンテナ素子数が、４、７のとき、それぞれ、８、１４以上としている。よって図８及び図９のグラフより、本発明によっておよそ６割以上計算量が削減されていることがわかる。
【００７６】
第１実施形態を説明する際、端末＃０、＃１、＃２が存在し、このうち端末＃０と通信を行うことを仮定していたが、図１５のように、端末＃６しか存在しない環境で、この端末＃６と通信を行うことも可能である。この場合は以下のような動作になる。複素インパルス応答推定器１０１は端末＃６との間の複素インパルス応答を推定し出力する。複素インパルス応答推定器１０１が最大３端末分の複素インパルス応答を出力することができるなら、残りの出力からは何も出力されない。図示されない上位層は端末＃６が存在していることを認識し、端末＃６と通信を行うために、端末＃６用の重みを重み推定器１２０に計算するように指示する。端末用自己相関行列計算器１２１は端末＃６用の自己相関行列を計算する。重み推定器がハードウエアのみで構成されており、考慮できる最大の端末が３個であり、端末用自己相関行列計算器１２１が３個備えられているならば、端末＃６用以外の２個の端末用自己相関行列計算器１２１は全ての要素が０である行列を出力する。ソフトウエアで処理しているならば、端末＃６用の自己相関行列のみしか計算しないことも可能である。自己相関行列計算器１２８が自己相関行列を計算する際用いる式[数１０]の第２項はＴ＝＃６に関して加算するのみである。このような場合、重み推定器１２０は、端末＃６からの希望パスの成分を信号成分Ｓ、それ以外のパスの成分を干渉成分Ｉ、雑音成分をＮとしたときの希望信号推定値３１５のＳＩＮＲ比を最大にすることを目標として重みを計算していることになる。計算した重みを用いたときのアレーアンテナの指向性は、例えば、反射波１３２の電力が最大で、これが希望パスとなる場合、概ね図１５のアンテナビームパターン１０８のように、反射波の到来方向に強い指向性を持ち、その他のパス（例えば直接波１３１）からの干渉信号の到来方向にヌルを持ったものとなる。
【００７７】
＜第２実施形態＞
本発明の第２実施形態について詳細を述べる。
本発明の第２実施形態は第１実施形態とほとんど同じである。異なる点は雑音用の自己相関行列計算器１２２である。第１実施形態において、伝搬路の状態が非常に良好な場合、アンテナ入力３１８に入力される受信信号の電力が大きくなるため、ＡＧＣが働き、ダウンコンバート部３１２の可変利得部の総利得９０２が小さくなり、従って、参照信号対雑音電力比の逆数が非常に小さくなる。自己相関行列計算器１２２はデジタル信号処理を行っており量子化誤差が存在するため、参照信号対雑音電力比の逆数がこれより小さな値になると切り捨てられて０となる場合がある。このような場合で、さらに、希望端末からの信号に遅延波がなく、希望端末以外の端末からの干渉波が無いような好条件が重なった場合、自己相関行列１２７の行列式があらかじめ与えられた設定値に満たなくなる場合がある。すると、連立１次方程式計算器１２５で採用される計算アルゴリズムによっては、計算される重み１０４が必ずしも最適な値とならず、絶好の通信条件を生かすことが出来なくなる恐れがある。以上のような事を防ぐために、第２実施形態ではあらかじめ微小な正の値を設定し、参照信号対雑音電力比の逆数がこれより小さくなった場合、この微小正値を代わりに用いる。
アンテナ素子ｅに対応する微小正値をε_eとすると、雑音用の自己相関行列のｅ行ｅ列の値Ｒ^Noise _xx（ｅ）は以下のように表される。
【００７８】
【数１９】

【００７９】
＜第３実施形態＞
本発明の第３実施形態について詳細を述べる。
第１実施形態の干渉除去器（図１の３１４ａ）は、説明を簡略化するため、ある端末＃τの最大電力を持つパスに関する重み１０４だけを計算し、対応する希望信号推定値３１５を出力していた。第３実施形態は基本的には第１実施形態と同じであるが、より現実的な例である。第３実施形態の干渉除去器３１４ｂを図１０に示す。受信機は端末＃３、＃７、＃９を認識している。その内端末＃３、＃９と通信を行っている。端末＃７はさらに他の端末と通信しており、その際使用している電波が、端末＃３、＃９との通信の干渉となるため、干渉除去の対象としている。
【００８０】
第３実施形態は、２フィンガーのレイク受信機となっている。すなわち、端末＃３、＃９との通信においてそれぞれ、最大電力パスと第二電力パスに関して対応する希望信号推定値１２１１を算出し、これらを最大比合成器１２１２にてパスタイミングを調節した後、最大比合成を行い希望信号推定値１２１３として出力する。
【００８１】
重み推定器１２２０は、全ての希望端末の最大電力パスと第二電力パス用の重み１０４を計算する。
重み推定器の詳細図を図１１に示す。例として、希望端末＃３、＃９それぞれの最大電力パスの遅延時間が３１、９１、第二電力パスの遅延時間が３５、９８であるとする。これらの値は複素インパルス応答推定器１０１で推定される。これらの値が希望パスの遅延時間として重み推定器１２２０に渡される。重み推定器では、希望端末、希望パスに対応する相互相関ベクトル１２６を相互相関ベクトル発生器１２３で発生する。先の値を例とすると、希望端末＝＃３、希望パス＝最大電力パスについて発生させる場合、τ＝３、κ³＝３１というパラメーターを相互相関ベクトル発生器に与える。また、全端末は＃３、＃７、＃９であるというパラメーターを自己相関行列発生器１２８に与え、自己相関行列１２７を計算する。連立１次方程式計算器１２５では、希望端末＝＃３、希望パス＝最大電力パスについての相互相関ベクトル１２６と自己相関行列１２７から、対応する希望端末、希望パスの重みを計算する。同様の方法で、全ての希望端末の最大電力パスと第二電力パス用の重み１０４を計算する。
【００８２】
＜第４実施形態＞
本発明の第４実施形態について詳細を述べる。
第４実施形態は、通信の品質をあらかじめ推定するための通信シミュレーターであり、第１の実施形態と同じ機能がソフトウエアで構成されている。このソフトウエアを汎用計算器上で動作させる。このように本発明の重みの計算方法の実現手段は、ハードウエアに限定されない。
【００８３】
＜第５実施形態＞
本発明の第５実施形態について詳細を述べる。
第５実施形態は、地上波デジタル放送の受信機である。放送の受信機であるため、通信は行わず、受信するのみである。第１実施形態ではある端末からの信号を受信していたが、第５実施形態では図１６で示すように放送局１６０２から送信される信号を受信する。図１８で示すように受信機１６０１は第１の実施形態と同じく、複数のアンテナ素子から構成されるアダプティブアレーアンテナ３１１を搭載している。また同じく、複素インパルス応答推定器、重み推定器、指向性形成器を備える。そして第５実施形態では、指向性形成器から出力される希望信号推定値をＯＦＤＭ復調器１８０１に入力する。地上波デジタル放送の変調方式はＯＦＤＭ方式であり、受信信号をもとに放送局１６０２との間の複素インパルス応答を推定することができる。従って、第１実施形態が端末＃６と通信していた図１５に示す状況とおなじように、重み推定器で重みを計算することができる。また、同じように、受信機は直接波１３１や反射波１３２の内から最大の電力を持つパスを希望パスとして選択し、他のパスの成分を干渉とみなし、ＳＩＮＲを最大化するようにアダプティブアレーを制御する。ＯＦＤＭ方式は直接波のほかに反射波などの遅延波が存在する環境においても受信特性がよいが、アダプティブアレーアンテナを用いて受信することによって、さらに受信特性が良くなる。これによって、アダプティブアレーアンテナを用いていない受信機では受信できなかったエリアでも、受信が可能となる。
【００８４】
このように本発明は通信分野に限定されない。また、受信機が受信する信号を送信する送信機を備えているのは第１から第４実施形態のように端末に限らず、本実施形態のように放送局であることもあるし、また通信分野においては基地局であることもあり、特定されない。
【００８５】
＜第６実施形態＞
本発明の第６実施形態について詳細を述べる。
第６実施形態も、第５実施形態と同じく、地上波デジタル放送の受信機である。第６実施形態と異なる点は、放送の電波が主局１６０２から送信されると共に、この電波が中継局１６０３で中継されて送信される。このとき同じ周波数で中継されている。ＯＦＤＭ方式を用いると、同じ周波数で中継しても受信機で問題なく受信可能となり、地上波デジタル放送ではこのような中継方式も予定されている。このような状況で第５実施例とまったく同じ受信機１６０１で受信する。受信機中の複素インパルス応答推定器は複素インパルス応答を推定するが、このときあたかも１個の送信機から送信されているかのごとく複素インパルス応答が推定される。実際には図１７のように主局１６０２と中継局１６０３が存在するが、図１６のように中継局が存在せず、中継局からの電波が主局からの電波の反射波のように解釈される。またはこの逆で、主局が存在せず、主局からの電波が中継局からの電波の反射波のように解釈される。この解釈の違いは複素インパルス応答の時間の基準をどことみなすかに依存するだけの話であり、たいした違いではない。どちらにせよ受信機は同じように最大電力を持つパスを捕捉し、その他のパスを干渉とみなし、ＳＩＮＲ比が最大になるようにアダプティブアレーアンテナを制御する。図１７は、主局からの直接波１３１や図示されない反射波、中継局からの直接波１７１や図示されない反射波のうちから、最大電力をもつ主局からの直接波１３１を補足している様子を示している。
【００８６】
このように、複素インパルス応答推定器や重み推定器の認識している送信機（端末、基地局、放送局等）は実際の物理的な送信機を反映したものではない場合もある。
【００８７】
【発明の効果】
本発明によれば、各端末の複素インパルス応答に基づいて計算された自己相関行列と希望端末、希望パスに関する相互相関ベクトルとから、希望端末、希望パスに関する重みを代数的に計算するので、統計的手法を用いることがなく、計算量を大幅に削減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態の干渉除去器を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態の連立１次方程式計算器を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１実施形態の複素インパルス応答推定器を示すブロック図である。
【図４】本発明の第１実施形態の端末＃Ｔ用逆拡散器を示すブロック図である。
【図５】本発明の第１実施形態の同期加算処理の概念図である。
【図６】本発明の第１実施形態の整形器の処理の概念図である。
【図７】本発明の第１実施形態のダウンコンバート部を示すブロック図である。
【図８】アンテナ素子数が４の場合の重み計算器の計算量を示す特性図である。
【図９】アンテナ素子数が７の場合の重み計算器の計算量を示す特性図である。
【図１０】本発明の第３実施形態の干渉除去器を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第３実施形態の重み推定器を示すブロック図である。
【図１２】デジタル無線通信の送信機を示すブロック図である。
【図１３】デジタル無線通信の受信機を示すブロック図である。
【図１４】従来方式の干渉除去器を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第１実施形態の干渉除去器を示すブロック図であり、通信相手が端末＃６のみの場合である。
【図１６】本発明の第５実施形態の受信環境を示すブロック図である。
【図１７】本発明の第６実施形態の受信環境を示すブロック図である。
【図１８】本発明の第５、６実施形態である地上波デジタル放送の受信機を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０１ 複素インパルス応答推定器
１０２ 複素インパルス応答
１０３ 指向性形成器
１０４ 重み
１０５ 雑音推定器
１０６ 雑音電力レベル
１０７ 参照信号対雑音電力比
１０８ アンテナビームパターン
１２０ 重み推定器
１２１ 端末用自己相関行列計算器
１２２ 雑音用自己相関行列計算器
１２３ 相互相関ベクトル発生器
１２４ 行列加算器
１２５ 連立１次方程式計算器
１２６ 相互相関ベクトル
１２８ 自己相関行列計算器
１３１ 直接波
１３２ 反射波
２０１ トラフィックチャネル
２０２ パイロットチャネル
２０３ ＱＰＳＫ信号発生器
２０４ Ｗａｌｓｈ関数発生器
２０５ 乗算器
２０６ 加算器
２０７ 擬似雑音系列発生器
２０８ 乗算器
２０９ 擬似雑音系列
２１０ Ｗａｌｓｈ関数
３００ 端末＃０
３０１ 端末＃１
３０２ 端末＃２
３１１ アレーアンテナ
３１２ ダウンコンバート部
３１３ デジタル複素ベースバンド信号
３１４ 干渉除去器
３１５ 希望信号推定値
３１６ 逆拡散器
３１７ 判定器
４２０ 重み推定器
４２１ 擬似送信信号発生器
４２２ 擬似送信信号
４２３ 擬似受信信号発生器
４２４ 雑音加算器
４２５ 擬似受信信号
４２６ フィルタ
４２７ 重み計算器
４２８ 擬似送信信号
４２９ 自己相関行列計算器
４３０ 相互相関ベクトル計算器
４３１ 連立１次方程式計算器
５０１ 逆拡散器
５０２ 整形前の複素インパルス応答
５０３ 整形器
６０１ アンテナ素子ｅ用逆拡散器
６１１ 整合炉波器
６１２ 同期加算前のインパルス応答
６１３ 分配器
６１４ 積分器
６１５ 同期加算後のインパルス応答
８０１ 最大電力を持つパス
８０２ 最大電力を持つパスの遅延時間
８０３ 最大電力を持つパスの遅延時間
８０４ チップタイミング
９０１ アンテナ素子ｅ用ダウンコンバート部
９０２ 可変処理部の総利得
１２０１ 逆行列計算器
１２０２ 乗算器
１２０３ 例外時重み発生器
１２０４ セレクタ
１２１１ 希望信号推定値
１２１２ 最大比合成器
１２１３ 希望信号推定値
１２２０ 重み推定器
１６０１ 地上波デジタル放送受信機
１６０２ 放送局（主局）
１６０３ 放送局（中継局）
１８０１ ＯＦＤＭ復調器
１８０２ 干渉除去器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
TECHNICAL FIELD The present invention relates to an adaptive array antenna type interference cancellation apparatus used in a digital radio communication system, and more particularly to a weight estimation method, a weight estimation apparatus, and an interference cancellation apparatus including the weight estimation method for calculating antenna weights in an adaptive array antenna system. And the receiver.
[0002]
[Prior art]
In a digital wireless communication system, there is an adaptive array antenna system that controls the directivity of an array antenna and suppresses delay waves and interference waves as a system that reduces frequency selective fading and reduces interference. As a method for controlling an adaptive array antenna, “Beamforming Method Using Suppressed Pilot Signal”, IEICE Transactions Vol. J81-B-1 No. 11 pp. 661 (issued in 1998/11) is a method (hereinafter referred to as a conventional method). In this method, the impulse response of the propagation path is measured using a pilot signal included in the transmission signal, the weight of the adaptive array antenna is calculated based on this, and the directivity is controlled.
[0003]
A specific example of the conventional method will be described.
FIG. 12 shows a conventional transmitter. The QPSK signal generator 203 generates a QPSK baseband signal based on the data. The Walsh function generator 204 generates a Walsh function assigned to the terminal. The multiplier 205 spreads the spectrum by multiplying the QPSK signal by the Walsh function. The adder 206 has a constant value and adds a sufficiently attenuated pilot signal. The receiver uses this pilot signal to estimate the impulse response of the propagation path to the transmitter. The pseudo noise sequence generator 207 generates a pseudo noise sequence assigned to the terminal. Multiplier 208 multiplies the pseudo-noise sequence and performs spread spectrum again. Although not shown, the output signal of the multiplier 208 is subjected to processing such as D / A conversion, band limitation, and up-conversion, and is transmitted.
[0004]
FIG. 13 shows a conventional receiver. Signals from three terminals 300 to 302 each having the transmitter are received by an array antenna 311 having four antenna elements. The received signal is converted into a digital complex baseband signal 313 through a down-conversion unit 312 including an RF, IF, down-conversion, LPF, A / D converter, and the like, and input to the interference canceller 314. In the interference canceller 314, a signal-to-interference ratio SINR (Signal-TO-Interference) between the power of a desired signal from a terminal and the total of other delayed waves, noise, and interference power from other terminals. Perform signal processing so that plus Noise power Ratio is maximized. This process is performed for all three terminals in communication, and the result is output as a desired signal estimated value (complex number) 315. These signals are despread in the despreader 316 by the Walsh function and pseudo-noise sequence corresponding to each terminal, and the determination unit 317 performs bit determination.
[0005]
FIG. 14 is a detailed view of the conventional interference canceler. For simplicity, only the signal processing part for terminal # 0 is taken up. Four digital complex baseband signals 313 corresponding to the four antenna elements are input to the interference canceller 314c. Since these signals include a pilot signal, the complex impulse response estimator 101 uses the pseudo-noise sequence corresponding to each of the terminals # 0, # 1, and # 2 in communication to perform despread processing and synchronization. By performing the addition process, the complex impulse response 102 of the propagation path with each terminal is estimated.
[0006]
The directivity former 103 multiplies weights (complex numbers) 104 corresponding to the four digital complex baseband signals, adds all the results, and outputs a desired signal estimated value 315. When the weight for terminal # 0 as described below is used, the directivity of array antenna 311 is generally strong in the direction of arrival of the desired wave from terminal # 0 as in antenna beam pattern 108, and terminal # 1. , The direction of arrival of the interference wave from # 2 has null directivity.
[0007]
The weight estimator 420 estimates the weight 104 using the complex impulse response 102 measured by the complex impulse response estimator 101. At this time, the target signal estimation value 315 is estimated with the goal of maximizing the SINR for terminal # 0. In general, in order to perform such estimation, the transmission signal of terminal # 0 is required in addition to the reception signal, but this is impossible. Therefore, the weight estimator 420 simulates the actual communication environment. As a result, not only the received signal but also the transmitted signal can be obtained in a pseudo manner, and the weight can be calculated based on this.
[0008]
The pseudo transmission signal generator 421 generates a pseudo transmission signal (complex number) 422 corresponding to the transmission signals from the three terminals in communication by the internal random QPSK signal generator.
The pseudo reception signal generator 423 reproduces an actual communication environment according to the complex impulse response 102 and generates a pseudo reception signal (complex number) 425 for four antenna elements based on the pseudo transmission signals for three terminals.
[0009]
In the filter 426, the complex impulse response 102 corresponding to the corresponding terminal #T and the antenna element e is set as a tap coefficient. By inputting the pseudo transmission signal 422 of the terminal #T to this, a signal from the terminal #T received by the antenna element e is output. This signal is added for three terminals, and pseudo noise is further added by the noise adder 424, thereby generating a pseudo received signal 425 corresponding to the antenna element e.
[0010]
The pseudo transmission signal 422 of the terminal #T is d^T[K], the complex impulse response 102 corresponding to the terminal #T and the antenna element e is h^T _e[K], the pseudo noise corresponding to the antenna element e, and the pseudo received signal are each n_e[K], x_eAssuming [k], the pseudo received signal 425 is expressed as follows.
[0011]
[Expression 1]

[0012]
However, k is an integer and means a discretized time. The power of the pseudo noise is adjusted in advance so that the SN ratio of the pseudo received signal 425 and the SN ratio of the digital complex baseband signal 313 are the same.
[0013]
The weight calculator 427 statistically calculates the weight 104 using the pseudo transmission signal 428 and the pseudo reception signal 425 of the terminal # 0.
An autocorrelation matrix calculator 429 in the weight calculator 427 calculates an autocorrelation matrix that is a fourth-order square matrix from the pseudo received signal 425. Autocorrelation matrix R_xx, The number of samples used for statistical calculation is N_sa, X [k] is a complex conjugate of x^*If [k], the autocorrelation matrix is calculated as follows:
[0014]
[Expression 2]

[0015]
Cross-correlation vector calculator 430 calculates a cross-correlation vector that is a fourth-order column vector from pseudo-transmit signal 428 and pseudo-received signal 425 of terminal # 0. Let the cross-correlation vector be R_xdThen, the cross-correlation vector is calculated as follows:
[0016]
[Equation 3]

[0017]
The simultaneous linear equation calculator 431 uses the autocorrelation matrix and the cross-correlation vector to calculate weights that satisfy the simultaneous linear equations with unknown weights. The weight corresponding to the antenna element e is w_eAnd W is a quaternary column vector having this as an element of the e-th row. The simultaneous linear equation calculator calculates the equation R_xx・ W = R_xd  W satisfying is calculated.
The weight estimation method of the weight estimator 420 described above is called an SMI method (inverse matrix calculation method).
[0018]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional weight estimator 420 shown in FIG. 14, since the weight is calculated by performing statistical processing, there is a problem that the calculation amount is extremely large. In addition, in order to calculate the weight with high accuracy, it is necessary to increase the number of samples used for statistics, and there is a problem that the amount of calculation is further increased. In addition, when the commonly used RLS (Recursive Least Square) method is used instead of the SMI method, the amount of calculation further increases.
[0019]
An object of the present invention is to calculate a weight corresponding to an adaptive array antenna without using a statistical method, and to reduce the amount of calculation, a weight estimation method, a weight estimation device, an interference cancellation device including the same, and a reception Is to provide a machine.
[0020]
[Means for Solving the Problems]
  The present invention estimates the complex impulse response of each transmitter based on a digital complex baseband signal corresponding to an adaptive array antenna composed of a plurality of antenna elements that receive signals transmitted from one or a plurality of transmitters. In the weight estimation method for estimating a weight corresponding to the adaptive array antenna using the complex impulse response,
  Calculating the autocorrelation matrix for each transmitter; generating a cross-correlation vector for the desired transmitter and desired path; and calculating a weight for the desired terminal and desired path from the cross-correlation vector and the autocorrelation matrix. Steps to doTheRun,
  In the autocorrelation matrix calculation step, the noise autocorrelation matrix is calculated, the autocorrelation matrix of a certain transmitter is calculated, the autocorrelation matrix of all transmitters is calculated, and all of these and the noise autocorrelation matrix are added. Calculate the autocorrelation matrix,
When calculating the autocorrelation matrix of noise, an autocorrelation matrix having the reciprocal of the reference power-to-noise power ratio of the antenna element e in e rows and e columns and having 0 other than the diagonal component is calculated.It is characterized by that.
[0021]
  In the cross-correlation vector generation step, the present invention relates to a desired transmitter having a complex conjugate of the delay time value of the desired path of the complex impulse response of the desired transmitter of the antenna element e in the e-th row, and a cross-correlation for the desired path. A vector is generated.
[0023]
  When calculating the autocorrelation matrix of the transmitter, the present invention has a self-correlation function having the origin value of the cross-correlation function between the complex impulse response of the antenna element p and the complex impulse response of the antenna element q in p rows and q columns. It is characterized by calculating a correlation matrix.
[0025]
  In calculating the noise autocorrelation matrix, the present invention calculates the reciprocal of the reference power-to-noise power ratio of the antenna element e.,Preset small positive valueAndbigOne ofAn autocorrelation matrix having values in e rows and e columns and having 0 other than the diagonal component is calculated.
[0026]
  The present invention estimates the complex impulse response of each transmitter based on a digital complex baseband signal corresponding to an adaptive array antenna composed of a plurality of antenna elements that receive signals transmitted from one or a plurality of transmitters. In the weight estimation apparatus that estimates the weight corresponding to the adaptive array antenna using the complex impulse response,
  From the autocorrelation matrix calculating means for calculating the autocorrelation matrix of each transmitter, the desired transmitter, a crosscorrelation vector generating means for generating a crosscorrelation vector relating to the desired path, and the desired from the crosscorrelation vector and the autocorrelation matrix Simultaneous linear equation calculation means for calculating weights related to terminals and desired paths;ThePrepared,
The autocorrelation matrix calculating means includes a noise autocorrelation matrix calculating means for calculating an autocorrelation matrix of noise, and a transmitter autocorrelation matrix calculating means for calculating an autocorrelation matrix of a certain transmitter. Calculate the autocorrelation matrix of the machine, add all these and the noise autocorrelation matrix, calculate the autocorrelation matrix,
The noise autocorrelation matrix calculating means calculates an autocorrelation matrix having the reciprocal of the reference power-to-noise power ratio of the antenna element e in e rows and e columns and having 0 other than the diagonal component.It is characterized by that.
[0027]
  In the present invention, the cross-correlation vector generating means includes a cross-correlation vector relating to a desired terminal having a complex conjugate of the delay time value of the desired path of the complex impulse response of the desired terminal of the antenna element e in the e-th row. It is characterized by generating.
[0029]
  In the present invention, the autocorrelation matrix calculating means for a terminal has an autocorrelation having a value of an origin of a cross-correlation function between the complex impulse response of the antenna element p and the complex impulse response of the antenna element q in p rows and q columns. It is characterized by calculating a matrix.
[0031]
  Further, according to the present invention, the noise autocorrelation matrix calculating means is configured such that the reciprocal of the reference power to noise power ratio of the antenna element e,Preset small positive valueAndbigOne ofAn autocorrelation matrix having values in e rows and e columns and having 0 other than the diagonal component is calculated.
[0032]
  here,SaidThe weight estimation device can be provided in an interference canceller or a receiver.
[0033]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0034]
<First Embodiment>
First, the details of the first embodiment of the present invention will be described.
The transmitter is the same as the conventional transmitter shown in FIG. The transmission signal includes a traffic channel 201 and a pilot channel 202. The traffic channel is for carrying data and the pilot channel is for measuring the complex impulse response.
[0035]
The QPSK signal generator 203 generates a QPSK baseband signal based on the data. Set QPSK symbol length to T_sAnd The Walsh function generator 204 generates a Walsh function 210 assigned to the terminal. The chip length of the Walsh function is T_c, The period is P_wThen T_s= T_c・ P_wIt is. In this embodiment, P_w= 64. The multiplier 205 multiplies the QPSK signal by the Walsh function to spread the spectrum and generate the traffic channel 201. The adder 206 adds the pilot channel 202 having a constant value and sufficiently attenuated. The pseudo noise sequence generator 207 generates a pseudo noise sequence 209 assigned to the terminal. The chip length of the pseudo noise sequence is the chip length T of the Walsh function._cIs equal to Pseudo noise sequence period P_pIs an integer multiple of the period of the Walsh function. In this embodiment, P_p= 256. Multiplier 208 multiplies the pseudo-noise sequence to perform spread spectrum again to generate a transmission baseband signal. Thereafter, although not shown in the figure, transmission is performed after band limitation, D / A conversion, orthogonal modulation, up-conversion, and the like.
[0036]
Set the nth value of the Walsh function to w_n, The x-th value (complex number) of the pseudo-noise sequence is c_x, The kth value (complex number) of the QPSK symbol is d_kWhen the pilot channel value (constant value) is p and δ (t) is Dirac's delta function, the transmission baseband signal S (t) is expressed as follows.
[0037]
[Expression 4]

[0038]
The outline of the receiver is the same as that of the conventional receiver shown in FIG. 13, and detailed description thereof is omitted.
[0039]
FIG. 1 shows a detailed view of the interference canceller of the first embodiment. For the sake of simplicity, only the signal processing part related to a desired terminal # τ (in this example, τ = 0) is taken up as in the conventional example. The interference canceller 314a of the first embodiment is significantly different from the conventional interference canceller 314c shown in FIG. For general explanation, the number of antenna elements is expressed as N in the following._eleIt expresses. In this embodiment, N_ele= 4. First, the weight estimator is described, and then the other parts are described.
[0040]
The weight estimator 120 has a function equivalent to that of the conventional weight estimator 420 of FIG. That is, the weight (complex number) 104 is estimated using the complex impulse response 102 measured by the complex impulse response estimator 101. At this time, as in the conventional case, the component of the desired path from the desired terminal # τ is the signal component S, the component other than the desired path even from the desired terminal # τ, and the total of the signals from other than the desired terminal # τ. The target signal estimation value (complex number) 315 is estimated to have the maximum SINR when the interference component I and the noise component are N. As for the desired path, the complex impulse response estimator 101 selects the path having the maximum power among the candidate paths as the desired path. Although this will be described in detail below, in the following description, the direct wave 131 having the maximum power among the signals such as the direct wave 131 and the reflected wave 132 arriving from the desired terminal # τ (= 0) is used as the desired path. Selected. Further, the weight estimator 120 of the present invention has a greatly reduced amount of calculation compared to the conventional weight estimator 420 of FIG. The estimated weight is used for communication with terminal # τ. The directivity of the array antenna when this weight is used has a strong directivity in the direction of arrival of the direct wave 131 that is a desired path from the terminal # τ (= 0) as in the antenna beam pattern 108, and other paths. (For example, the reflected wave 132) and the arrival direction of interference signals from other terminals have null directivity.
[0041]
The autocorrelation matrix calculator 121 for the terminal #T calculates the autocorrelation matrix of the signal from the terminal #T based on the complex impulse response 102. This matrix is N_eleThe following square matrix. Specifically, the origin value of the cross-correlation function between the complex impulse response corresponding to the antenna element p and the complex impulse response corresponding to the antenna element q is calculated as a value of p rows and q columns.
[0042]
However, the cross-correlation function R of the functions A [k] and B [k]_AB[K]
[Equation 5]

It is said.
[0043]
Therefore, the origin value R_AB[0] is
[Formula 6]

It becomes.
[0044]
Complex impulse response corresponding to terminal #T and antenna element e is h^T _e[K], the autocorrelation matrix R of the signal from the terminal #T^T _xxIs expressed as:
[Expression 7]

[0045]
The noise autocorrelation matrix calculator 122 calculates a noise autocorrelation matrix. This matrix is N_eleThe following diagonal matrix. Specifically, the reference signal-to-noise power ratio (real number) DN corresponding to the antenna element e_eIs arranged in e rows and e columns. A method for calculating the reference signal-to-noise power ratio will be described later. The reference signal-to-noise power ratio is the ratio of the power of the pseudo transmission signal 422 generated by the pseudo transmission signal generator 421 and the power of the pseudo noise added by the pseudo reception signal generator 423 in the conventional method of FIG. It is equivalent. Let the noise autocorrelation matrix be R^Noise _xxThen, it is expressed as follows.
[0046]
[Equation 8]

[0047]
The cross correlation vector generator 123 generates N N based on the complex impulse response 102._eleThe next column vector, the cross correlation vector 126, is calculated. Specifically, in the complex impulse response 102 of the desired terminal # τ corresponding to the antenna element e, the complex conjugate of the value at the time of the delay time κτ of the desired path is arranged as the value of the e-th row. A method for determining the delay time κτ of the desired path will be described later. The cross correlation vector corresponding to the desired terminal # τ is Rτ_xdThen, it is expressed as follows.
[0048]
[Equation 9]

[0049]
Matrix adder 124 adds the autocorrelation matrix of noise and all the autocorrelation matrices (herein, # 0, # 1, # 2) of signals from the communicating terminal, and calculates autocorrelation matrix 127. The terminal in communication is notified from the host protocol in a timely manner. Autocorrelation matrix R_xxThen, it is expressed as follows.
[0050]
[Expression 10]

[0051]
The simultaneous linear equation calculator 125 uses the autocorrelation matrix 127 and the cross-correlation vector 126 corresponding to the desired terminal # τ so as to satisfy the simultaneous linear equations having the weight corresponding to the desired terminal # τ as an unknown quantity. The weight 104 is calculated. However, when the value of the determinant of the autocorrelation matrix 127 is less than the preset fixed value Δmin, the calculated weight may not satisfy the simultaneous linear equations. Even if the value is greater than a certain fixed value, the calculation is performed by digital signal processing, so that a rounding error occurs and the error may not be satisfied within a range. In other words, a set of weights satisfying a condition such that the difference between the left side and the right side of the simultaneous linear equations is not more than a preset fixed value Δerr can be calculated.
[0052]
The configuration of the simultaneous linear equation calculator 125 is shown in FIG. The autocorrelation matrix 127 calculated by the autocorrelation matrix calculator 128 obtains an inverse matrix by the inverse matrix calculator 1201 of the simultaneous linear equation calculator 125. The inverse matrix and the cross correlation vector 126 calculated by the cross correlation vector generator 123 are multiplied by a multiplier 1202 and input to the selector 1204. The selector 1204 also receives an exception flag and exception weight indicating that the inverse matrix cannot be calculated from the inverse matrix calculator 1201 because the value of the determinant is too small (smaller than a preset fixed value Δmin). The weight generated by the generator 1203 is input. The selector 1204 selects the weight generated by the exception weight generator 1203 when the exception flag is set, and selects the result of the multiplier 1202 when the exception flag is not set. In this way, the weight 104 is output from the selector 1204. The exception weight generator 1203 calculates the exception weight. For example, the weight is calculated so that the complex baseband signal from each antenna element has the maximum SINR as the desired signal estimated value 315. This calculation method is expressed by the following equation. However, the weight corresponding to the antenna element e at the time of exception is set to wexτ_eAnd
[0053]
## EQU11 ##

[0054]
The left-hand side of the simultaneous linear equations is N with the weight corresponding to the antenna element e in the e-th row from the right of the autocorrelation matrix._eleMultiply by the next weight column vector. The right side is a cross correlation vector. Desired terminal # τ, weight corresponding to antenna element e wτ_eThen, the weight column vector Wτ and the simultaneous linear equations are expressed as follows.
[0055]
[Expression 12]

[0056]
Using the weights 104 calculated in the above procedure, directivity former 103 generates desired signal estimation value (complex number) 315 in which SINR is maximized for terminal # τ. Specifically, the digital complex baseband signals 313 from all antenna elements are multiplied by their corresponding weights, and all these products are added. Digital complex baseband signal from antenna element e is y_eAssuming (t), the desired signal estimated value zτ (t) is expressed as follows.
[0057]
[Formula 13]

[0058]
The complex impulse response estimator 101 performs despreading and synchronous addition of the digital complex baseband signal 313, thereby performing a complex impulse response of a propagation path with a communicating terminal (here, # 0, # 1, # 2). 102 is estimated. The configuration is shown in FIG.
A despreader 501 performs despreading and synchronous addition for each terminal in communication. As a result, the sampling period T of the digital complex baseband signal 313 is obtained._saA complex impulse response 502 having the same sampling period is obtained. These are processed appropriately by the shaper 503, and the chip length T_cIs generated as a sampling period. At this time, the delay time κτ of the desired path required by the cross correlation vector generator 123 is also obtained.
[0059]
FIG. 4 shows a despreader 501 for terminal #T. It comprises a despreader 601 corresponding to the antenna element. The digital complex baseband signal 313 from the antenna element e enters the corresponding despreader 601 and passes through the matching furnace 611 corresponding to the pseudo noise sequence 209 obtained by spreading the pilot signal at the transmitter of the terminal #T. . As a result, the period time P of the pseudo noise sequence_p・ T_cEvery time, a complex impulse response 612 in which the traffic signal is not sufficiently suppressed is output. When this is overlapped by the distributor 613 every periodic time of the pseudo noise sequence and is added synchronously by the integrator 614, a complex impulse response 615 in which the traffic signal is suppressed is obtained.
[0060]
FIG. 5 conceptually shows this process. The oversampling number of the digital complex baseband signal 313 is N_os(= T_c/ T_sa), The period time P of the pseudo random number sequence_p・ T_cN between_os・ P_pThere are as many integrators 614 as there are samples. N_os・ P_pThe outputs of the integrators 614 are sequentially changed to g^T _e(0 · T_sa), G^T _e(1T_sa), G^T _e(2.T_sa),. . . , G^T _e((N_os・ P_p-1) T_sa), The complex impulse response g corresponding to the terminal #T and the antenna element e^T _e(N · T_sa) Is possible.
A shaper 503 shapes the complex impulse response 502 into a usable form.
[0061]
FIG. 6 conceptually shows this processing. The top response is before processing and the bottom is after processing. The impulse response levels indicated by 131 and 132 in the figure are high, which correspond to the direct wave and delayed wave signal components, respectively. Regarding processing contents, first, a path 801 having the maximum power is searched. Next, the complex impulse response 502 is thinned out for each chip length at the chip timing 804 of the path having the maximum power. Further, if the thinned value does not reach the noise power level, it is discarded and the value is set to zero. The delay time of the path having the maximum power is set as the delay time of the desired path. The above is expressed by the following formula.
Noise level (real number) is N_eThen, the power σ of each path expressed by the following equation^T(N · T_sa) And σ^T(N · T_sa) Is maximized n = n^T _max(Path delay time 802) is obtained.
[0062]
[Expression 14]

[0063]
Complex impulse response h after processing by the shaper 503^T _e(KT_c+ T0^T) (Reference numeral 102) is expressed as follows.
[0064]
[Expression 15]

[0065]
Where t0^TIs the chip timing 804 of the path with the maximum power. Further, TH is a preset threshold value, and TH = N in this embodiment._ele(= 4). H calculated in this way^T _e(KT_c+ T0^T) Complex impulse response h^T _e[K] (reference numeral 102) is output.
Delay time κ of path with maximum power^T(Path delay time 803) is expressed as follows.
[0066]
[Expression 16]

[0067]
Delay time κ of the path with maximum power of all terminals^TIn order to calculate the weight corresponding to the terminal # τ among (T = 0, 1, 2), the delay time κτ (τ = 0) is passed to the cross-correlation vector generator 123 as the delay time of the desired path.
A method for obtaining the noise level will be described later.
[0068]
The configuration of the down-conversion unit 312 is shown in FIG. A signal 318 from the antenna is input to the down-converter 901 for each antenna element, subjected to amplification, frequency conversion, A / D conversion, filtering, and the like, and output as a digital complex baseband signal 313. Some down-converters 901 have a fixed gain such as a filter or a fixed gain amplifier, and some have a variable gain such as an AGC amplifier. The total gain of the variable gain for each antenna element is passed to the noise estimator 105.
The noise estimator 105 calculates the noise power level 106 used in the complex impulse response estimator 101 and the reference signal-to-noise power ratio 107 used in the noise autocorrelation matrix calculator 122.
[0069]
The noise power level corresponding to an antenna element used in the complex impulse response estimator 101 is calculated as the product of the total gain of the variable gain section of the corresponding down-converting section 901 and a preset constant.
The preset constant is obtained by inputting the RF output signal of the transmitter of the appropriate terminal #T to the antenna input of the corresponding antenna element via the attenuator, and the traffic channel of the digital complex baseband signal 313. When adjusting the attenuator so that the noise power ratio is 1, the value of the path having the maximum power of the complex impulse response (at the time of setting) and the reciprocal of the total gain of the variable gain section at this time (at the time of setting) Is calculated as the product of the square of the absolute value of.
[0070]
The total gain of the variable gain unit of the down-conversion unit 901 is G^v _e, The total gain at the time of setting is G0^v _eThe delay time of the path with the maximum power of the complex impulse response at the time of setting is n0^T _maxThen, the preset constant N0_e, Noise power level N_eThe value A0 of the path with the maximum power of the complex impulse response at the time of setting_eIs expressed as:
[0071]
[Expression 17]

[0072]
The reference signal-to-noise power ratio corresponding to an antenna element used in the weight estimator 120 is calculated as a product of the reciprocal of the total gain of the variable gain unit of the corresponding down-conversion unit 901 and a preset constant.
The preset constant is calculated as the product of the total gain of the variable gain section at the time of setting described above and the reciprocal of the square of the absolute value of the path value having the maximum power of the complex impulse response 102 (at the time of setting). To do.
Preset constant DN0_e, Reference signal to noise power ratio DN_eIs expressed as:
[0073]
[Formula 18]

[0074]
FIGS. 8 and 9 show a comparison of the calculation amounts of the conventional method and the weight calculator of the present embodiment. FIG. 8 shows the number N of antenna elements._eleFIG. 9 shows the case of 7 when = 4. The SMI method and the RLS method are taken up as conventional weight calculation algorithms. The number L of effective paths is the number of paths that exceed the threshold TH among complex impulse responses from all terminals. An example of L = 12 corresponds to the case where the number of terminals in communication is six and the number of paths from each terminal is two. An example of L = 4 corresponds to the case of 2 passes from 2 terminals. In such a situation, the vertical axis represents the amount of calculation when calculating the weight for a certain terminal. However, the complex amount of addition / subtraction / multiplication and the real number of addition / subtraction / multiplication / division are all defined as the calculation amount 1. The horizontal axis indicates the number of samples N required for statistical calculation when executing the algorithm of SMI method and RLS method._saIt is.
[0075]
Since this embodiment does not perform statistical calculation, there is no concept of the number of samples, so the graph has a constant value parallel to the horizontal axis. In the conventional method, the number of samples in the SMI method or the RLS method is generally set to be twice or more the number of elements of the array antenna. That is, when the number of antenna elements is 4 and 7, respectively, the number is 8 or 14 or more. Therefore, it can be seen from the graphs of FIGS. 8 and 9 that the calculation amount is reduced by approximately 60% or more according to the present invention.
[0076]
In the description of the first embodiment, it is assumed that terminals # 0, # 1, and # 2 exist, of which communication is performed with terminal # 0, but only terminal # 6 exists as shown in FIG. It is also possible to communicate with this terminal # 6 in an environment that does not. In this case, the following operation is performed. The complex impulse response estimator 101 estimates and outputs a complex impulse response with the terminal # 6. If the complex impulse response estimator 101 can output a complex impulse response for a maximum of three terminals, nothing is output from the remaining outputs. An upper layer not shown recognizes that terminal # 6 exists and instructs weight estimator 120 to calculate a weight for terminal # 6 in order to communicate with terminal # 6. The terminal autocorrelation matrix calculator 121 calculates an autocorrelation matrix for terminal # 6. If the weight estimator is configured only by hardware, the maximum number of terminals that can be considered is three, and if three terminal autocorrelation matrix calculators 121 are provided, two terminals other than for terminal # 6 are used. The terminal autocorrelation matrix calculator 121 outputs a matrix in which all elements are zero. If processing is performed by software, it is possible to calculate only the autocorrelation matrix for terminal # 6. The second term of equation [10] used when the autocorrelation matrix calculator 128 calculates the autocorrelation matrix is only added for T = # 6. In such a case, the weight estimator 120 calculates the desired signal estimated value 315 when the desired path component from the terminal # 6 is the signal component S, the other path components are the interference component I, and the noise component is N. The weight is calculated with the goal of maximizing the SINR ratio. The directivity of the array antenna when the calculated weight is used is, for example, when the power of the reflected wave 132 is the maximum and this is the desired path, the arrival direction of the reflected wave is approximately like the antenna beam pattern 108 in FIG. And has a null in the direction of arrival of interference signals from other paths (for example, the direct wave 131).
[0077]
Second Embodiment
Details of the second embodiment of the present invention will be described.
The second embodiment of the present invention is almost the same as the first embodiment. The difference is an autocorrelation matrix calculator 122 for noise. In the first embodiment, when the state of the propagation path is very good, the power of the received signal input to the antenna input 318 increases, so that AGC works and the total gain 902 of the variable gain unit of the down-conversion unit 312 is Therefore, the reciprocal of the reference signal to noise power ratio is very small. Since the autocorrelation matrix calculator 122 performs digital signal processing and there is a quantization error, if the reciprocal of the reference signal-to-noise power ratio becomes smaller than this, it may be rounded down to zero. In such a case, if a favorable condition such that there is no delayed wave in the signal from the desired terminal and no interference wave from a terminal other than the desired terminal overlaps, the determinant of the autocorrelation matrix 127 is given in advance. The set value may not be met. Then, depending on the calculation algorithm employed by the simultaneous linear equation calculator 125, the calculated weight 104 may not necessarily be an optimal value, and it may not be possible to make use of the best communication conditions. In order to prevent the above, in the second embodiment, a small positive value is set in advance, and when the reciprocal of the reference signal-to-noise power ratio becomes smaller than this, this small positive value is used instead.
A small positive value corresponding to the antenna element e is expressed as ε_eThen, the value R of e row and e column of the noise autocorrelation matrix^Noise _xx(E) is expressed as follows.
[0078]
[Equation 19]

[0079]
<Third Embodiment>
Details of the third embodiment of the present invention will be described.
In order to simplify the description, the interference canceller (314a in FIG. 1) of the first embodiment calculates only the weight 104 related to the path having the maximum power of a certain terminal # τ and outputs the corresponding desired signal estimation value 315. Was. The third embodiment is basically the same as the first embodiment, but is a more realistic example. An interference canceller 314b of the third embodiment is shown in FIG. The receiver recognizes terminals # 3, # 7, and # 9. Communication is performed with terminals # 3 and # 9. The terminal # 7 is communicating with another terminal, and the radio wave used at that time becomes an interference of communication with the terminals # 3 and # 9, so that the terminal # 7 is targeted for interference removal.
[0080]
The third embodiment is a two-finger rake receiver. That is, in communication with the terminals # 3 and # 9, after calculating the desired signal estimation value 1211 corresponding to the maximum power path and the second power path, and adjusting the path timing by the maximum ratio combiner 1212, The maximum ratio synthesis is performed and the desired signal estimated value 1213 is output.
[0081]
The weight estimator 1220 calculates the weights 104 for the maximum power path and the second power path of all desired terminals.
A detailed view of the weight estimator is shown in FIG. As an example, it is assumed that the delay times of the maximum power paths of the desired terminals # 3 and # 9 are 31 and 91 and the delay times of the second power path are 35 and 98, respectively. These values are estimated by the complex impulse response estimator 101. These values are passed to the weight estimator 1220 as the delay time of the desired path. In the weight estimator, the cross-correlation vector 126 corresponding to the desired terminal and the desired path is generated by the cross-correlation vector generator 123. Taking the previous value as an example, if the desired terminal = # 3 and the desired path = maximum power path, τ = 3, κ^Three= 31 is given to the cross-correlation vector generator. Also, all the terminals give parameters of # 3, # 7, and # 9 to the autocorrelation matrix generator 128, and calculate the autocorrelation matrix 127. The simultaneous linear equation calculator 125 calculates the weight of the desired terminal and the desired path from the cross-correlation vector 126 and the autocorrelation matrix 127 for the desired terminal = # 3 and the desired path = maximum power path. In the same manner, the weights 104 for the maximum power path and the second power path of all desired terminals are calculated.
[0082]
<Fourth embodiment>
Details of the fourth embodiment of the present invention will be described.
The fourth embodiment is a communication simulator for estimating communication quality in advance, and the same functions as those of the first embodiment are configured by software. This software is run on a general purpose computer. Thus, the means for realizing the weight calculation method of the present invention is not limited to hardware.
[0083]
<Fifth Embodiment>
Details of the fifth embodiment of the present invention will be described.
The fifth embodiment is a receiver for digital terrestrial broadcasting. Since it is a broadcast receiver, communication is not performed, but only reception. In the first embodiment, a signal from a certain terminal is received, but in the fifth embodiment, a signal transmitted from the broadcast station 1602 is received as shown in FIG. As shown in FIG. 18, the receiver 1601 is equipped with an adaptive array antenna 311 composed of a plurality of antenna elements, as in the first embodiment. Similarly, a complex impulse response estimator, a weight estimator, and a directivity former are provided. In the fifth embodiment, the desired signal estimation value output from the directivity former is input to the OFDM demodulator 1801. The modulation method of terrestrial digital broadcasting is the OFDM method, and a complex impulse response with the broadcasting station 1602 can be estimated based on the received signal. Therefore, the weight can be calculated by the weight estimator as in the situation shown in FIG. 15 in which the first embodiment communicates with the terminal # 6. Similarly, the receiver selects the path having the maximum power from the direct wave 131 and the reflected wave 132 as a desired path, considers the components of the other paths as interference, and adaptively maximizes the SINR. Control the array. The OFDM method has good reception characteristics even in an environment where there is a delayed wave such as a reflected wave in addition to the direct wave, but reception characteristics are further improved by receiving using an adaptive array antenna. As a result, reception is possible even in an area that could not be received by a receiver that does not use an adaptive array antenna.
[0084]
Thus, the present invention is not limited to the communication field. Also, it is not limited to a terminal as in the first to fourth embodiments that includes a transmitter that transmits a signal received by a receiver, but may be a broadcasting station as in this embodiment. Since it is a base station in the communication field, it is not specified.
[0085]
<Sixth Embodiment>
The sixth embodiment of the present invention will be described in detail.
The sixth embodiment is also a terrestrial digital broadcast receiver as in the fifth embodiment. The difference from the sixth embodiment is that a broadcast radio wave is transmitted from the main station 1602, and this radio wave is relayed and transmitted by the relay station 1603. At this time, it is relayed at the same frequency. If the OFDM system is used, even if relaying at the same frequency, the receiver can receive without problems, and such a relay system is also planned for terrestrial digital broadcasting. In this situation, the signal is received by the same receiver 1601 as in the fifth embodiment. The complex impulse response estimator in the receiver estimates the complex impulse response, and at this time, the complex impulse response is estimated as if it is transmitted from one transmitter. Actually, there are a main station 1602 and a relay station 1603 as shown in FIG. 17, but there is no relay station as shown in FIG. 16, and radio waves from the relay station are interpreted as reflected waves of radio waves from the main station. Is done. Or, conversely, the main station does not exist, and the radio wave from the main station is interpreted as the reflected wave of the radio wave from the relay station. This difference in interpretation depends only on where the time reference for the complex impulse response is considered, and is not a significant difference. In any case, the receiver similarly captures the path having the maximum power, regards the other paths as interference, and controls the adaptive array antenna so that the SINR ratio is maximized. FIG. 17 supplements the direct wave 131 from the main station having the maximum power among the direct wave 131 from the main station and the reflected wave (not shown), the direct wave 171 from the relay station and the reflected wave (not shown). Is shown.
[0086]
Thus, the transmitter (terminal, base station, broadcast station, etc.) recognized by the complex impulse response estimator or the weight estimator may not reflect an actual physical transmitter.
[0087]
【The invention's effect】
According to the present invention, the weight for the desired terminal and the desired path is algebraically calculated from the autocorrelation matrix calculated based on the complex impulse response of each terminal and the cross correlation vector for the desired terminal and the desired path. It is possible to greatly reduce the amount of calculation without using a conventional method.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an interference canceller according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a simultaneous linear equation calculator according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a complex impulse response estimator according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram illustrating a despreader for terminal #T according to the first embodiment of this invention.
FIG. 5 is a conceptual diagram of synchronous addition processing according to the first embodiment of this invention.
FIG. 6 is a conceptual diagram of processing performed by the shaper according to the first embodiment of this invention.
FIG. 7 is a block diagram illustrating a down-conversion unit according to the first embodiment of this invention.
FIG. 8 is a characteristic diagram showing a calculation amount of a weight calculator when the number of antenna elements is four.
FIG. 9 is a characteristic diagram showing a calculation amount of a weight calculator when the number of antenna elements is seven.
FIG. 10 is a block diagram showing an interference canceller according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing a weight estimator according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram illustrating a transmitter for digital wireless communication.
FIG. 13 is a block diagram illustrating a receiver for digital wireless communication.
FIG. 14 is a block diagram showing a conventional interference canceller.
FIG. 15 is a block diagram showing an interference canceller according to the first embodiment of the present invention, in which the communication partner is only the terminal # 6.
FIG. 16 is a block diagram showing a reception environment according to the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a block diagram showing a reception environment according to the sixth embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a block diagram showing a receiver for digital terrestrial broadcasting according to fifth and sixth embodiments of the present invention.
[Explanation of symbols]
101 Complex Impulse Response Estimator
102 Complex impulse response
103 Directional shaper
104 weight
105 Noise estimator
106 Noise power level
107 Reference signal to noise power ratio
108 Antenna beam pattern
120 weight estimator
121 Autocorrelation matrix calculator for terminal
122 Autocorrelation matrix calculator for noise
123 Cross-correlation vector generator
124 matrix adder
125 simultaneous linear equation calculator
126 Cross correlation vector
128 autocorrelation matrix calculator
131 Direct wave
132 Reflected wave
201 traffic channel
202 Pilot channel
203 QPSK signal generator
204 Walsh function generator
205 multiplier
206 Adder
207 Pseudo-noise sequence generator
208 multiplier
209 Pseudo-noise sequence
210 Walsh function
300 Terminal # 0
301 Terminal # 1
302 terminal # 2
311 Array antenna
312 Down-conversion section
313 Digital complex baseband signal
314 Interference canceller
315 Desired signal estimate
316 Despreader
317 judgment device
420 Weight Estimator
421 pseudo transmission signal generator
422 Pseudo transmission signal
423 pseudo reception signal generator
424 Noise adder
425 Pseudo received signal
426 filter
427 Weight calculator
428 pseudo transmission signal
429 autocorrelation matrix calculator
430 cross-correlation vector calculator
431 simultaneous linear equation calculator
501 Despreader
502 Complex impulse response before shaping
503 Shaper
601 Despreader for antenna element e
611 Matched Furnace
612 Impulse response before synchronous addition
613 distributor
614 integrator
615 Impulse response after synchronous addition
801 Path with maximum power
802 Delay time of path with maximum power
803 Delay time of path with maximum power
804 chip timing
901 Down-converter for antenna element e
902 Total gain of variable processing section
1201 Inverse matrix calculator
1202 multiplier
1203 Exceptional weight generator
1204 selector
1211 Desired signal estimate
1212 Maximum ratio combiner
1213 Desired signal estimate
1220 Weight estimator
1601 Terrestrial digital broadcast receiver
1602 Broadcasting station (main station)
1603 Broadcasting station (relay station)
1801 OFDM demodulator
1802 Interference canceller

Claims (10)

Based on a digital complex baseband signal corresponding to an adaptive array antenna composed of a plurality of antenna elements that receive signals transmitted from one or a plurality of transmitters, a complex impulse response of each transmitter is estimated, and the complex In a weight estimation method for estimating a weight corresponding to the adaptive array antenna using an impulse response,
Calculating the autocorrelation matrix for each transmitter;
Generating a cross-correlation vector for the desired transmitter, desired path;
Calculating a weight for a desired terminal and a desired path from the cross-correlation vector and the autocorrelation matrix ;
The execution,
In the autocorrelation matrix calculation step, the noise autocorrelation matrix is calculated, the autocorrelation matrix of a certain transmitter is calculated, the autocorrelation matrix of all transmitters is calculated, and all of these and the noise autocorrelation matrix are added. Calculate the autocorrelation matrix,
When calculating the autocorrelation matrix of noise, the autocorrelation matrix having the reciprocal of the reference power-to-noise power ratio of the antenna element e in e rows and e columns and having 0 other than the diagonal component is calculated. To estimate the weight.   In the step of generating the cross-correlation vector, a cross-correlation vector relating to the desired transmitter having the complex conjugate of the delay time value of the desired path of the complex impulse response of the desired transmitter of the antenna element e and the desired path is generated. The weight estimation method according to claim 1, wherein: When calculating the autocorrelation matrix of the transmitter, calculate the autocorrelation matrix having the origin value of the cross-correlation function between the complex impulse response of the antenna element p and the complex impulse response of the antenna element q in p rows and q columns. The weight estimation method according to claim 1 or 2 , characterized in that: In calculating the noise autocorrelation matrix and the inverse of the reference noise power ratio of the antenna elements e, by comparing the micro-positive, which are set in advance, has a value of larger one in e row e row , claim 1, 2 or 3 weight estimating method, wherein the calculating the autocorrelation matrix with 0 as the non-diagonal components. Based on a digital complex baseband signal corresponding to an adaptive array antenna composed of a plurality of antenna elements that receive signals transmitted from one or a plurality of transmitters, a complex impulse response of each transmitter is estimated, and the complex In a weight estimation apparatus that estimates a weight corresponding to the adaptive array antenna using an impulse response,
Autocorrelation matrix calculating means for calculating the autocorrelation matrix of each transmitter;
Cross-correlation vector generating means for generating a cross-correlation vector for a desired transmitter and a desired path;
Simultaneous linear equation calculation means for calculating a weight for a desired terminal and a desired path from the cross-correlation vector and the autocorrelation matrix ;
With
The autocorrelation matrix calculating means includes
A noise autocorrelation matrix calculating means for calculating a noise autocorrelation matrix;
A transmitter autocorrelation matrix calculating means for calculating an autocorrelation matrix of a transmitter;
With
Calculate the autocorrelation matrix of all transmitters, add all of these with the noise autocorrelation matrix, calculate the autocorrelation matrix,
The noise autocorrelation matrix calculation means calculates an autocorrelation matrix having an inverse of the reference power-to-noise power ratio of the antenna element e in e rows and e columns and having 0 as a component other than a diagonal component. Estimating device. The cross-correlation vector generating means generates a cross-correlation vector relating to a desired transmitter having a complex conjugate of a delay time value of a desired path of a complex impulse response of the desired transmitter of the antenna element e and the desired path. The weight estimation apparatus according to claim 5 . The transmitter autocorrelation matrix calculating means calculates an autocorrelation matrix having the origin value of the cross-correlation function between the complex impulse response of the antenna element p and the complex impulse response of the antenna element q in p rows and q columns. 7. The weight estimation apparatus according to claim 5 or 6, wherein: Said noise for autocorrelation matrix calculation means, and the inverse of the reference noise power ratio of the antenna elements e, by comparing the micro-positive, which are set in advance, has a value of larger one in e row e row pairs The weight estimation apparatus according to claim 5, 6 or 7 , wherein an autocorrelation matrix having 0 as a component other than a corner component is calculated. An interference cancellation apparatus comprising the weight estimation apparatus according to claim 5 . A receiver comprising the weight estimation device according to claim 5 .

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