JP4110896B2 - Radar equipment - Google Patents

Description

【０００７】
【数２】

【０００８】
ここで逆合成開口レーダの基本原理を説明する。画像データは目標のレンジ方向×クロスレンジ方向の二次元画像で表され、パルス圧縮技術を用いて目標をレンジ方向に圧縮し、目標の運動により発生するドップラ周波数の違いに着目してクロスレンジ方向に圧縮する。
【０００９】
しかしながら、この逆合成開口レーダでは目標の運動を利用するので、ビデオ信号は異なったレンジビンに移動する。そのため、このビデオ信号のレンジビン移動を補正する必要がある。
【００１０】
さらに、発生するドップラ周波数には画像の劣化の原因となる周波数のオフセット成分及び一次成分を除去する必要がある。そこで、良好な目標の画像を得るために、これら誤差要因に対し、目標距離追尾処理器７及びレンジマイグレーション補正器８でレンジビン移動の補正を行い、また、ドップラヒストリー検出器９及び位相補償器１０で周波数のオフセット成分及び一次成分を除去する。
【００１１】
以下、これらの補正処理を重点的に説明する。
レンジ圧縮器５に入力されたビデオ信号はＡ／Ｄ変換され、送信機１で周波数変調を施した位相情報を参照して、レーダ信号処理の分野で一般的に用いられるマッチドフィルタ方式等によりパルス圧縮される。次に、このパルス圧縮された受信信号は、合成開口時間に基づき切り出され、一旦パルスヒット方向×レンジ方向の二次元メモリ６に格納される。
【００１２】
この合成開口時間は、パルスヒット数とＰＲＩを乗算したものであり、１枚のレーダ画像を得るために必要な受信信号を収集する時間である。この二次元メモリ６に格納された受信信号は、レンジ圧縮器５で高分解能化されたことにより、複数のレンジビンに広がってしまう（図１３（ａ）参照）。
【００１３】
ここで、このビデオ信号は、図に示すように目標の運動により異なったレンジビンに移動し、同じレンジビンに存在するよう補正する必要が生じる（図１３（ｂ）参照）。この目標の運動とは、ロール、ピッチ、ヨー等の動揺運動と進行方向への並進運動が合成されたものである。
【００１４】
そのため、レンジマイグレーション補正器８では、目標距離追尾処理器７で検出された目標の速度データから各パルス毎の目標距離変化（以下レンジマイグレーション補正量と称す）を算出し、レンジビン方向にビデオ信号を移動させている。
【００１５】
目標距離追尾処理器７では、レンジマイグレーション補正器８へ出力する目標の速度データを次のように推定している。まず、複数のレンジビンに広がったビデオ信号から最も反射電力の大きいレンジビンを検出し、その距離を算出する（図１４（ｃ）参照）。
【００１６】
図１４（ａ）〜図１４（ｃ）を用いて、レーダ装置で検出できる目標の距離は安定して変化しないことを説明すると、図１４（ａ）では散乱点のうち比較的反射電力の大きい点をＡ〜Ｄ点とし、それら散乱点のレンジ圧縮後のビデオ信号は図１４（ｂ）のように複数のレンジビンに広がっている。
【００１７】
また、これらの散乱点の振幅レベルは時間と共に変化するので、振幅が最大点となる散乱点も時間と共に変化する。通常レーダ装置では、目標距離を検出する時は、振幅が最大点となるレンジビンを検出し、目標距離を算出する。
【００１８】
図１４（ｃ）中のグラフでは、各散乱点Ａ〜Ｄ点のパルスヒット毎の距離を点線で示しているが、振幅最大点がＤ→Ａ→Ｂ→Ａ→Ｃと変化したとすると、振幅最大点の距離、言い換えればレーダ装置で検出した目標の距離は実線で示される。
【００１９】
以上のように、この距離は図１４（ｂ）に示すように複数の反射点の散乱により安定な変化はしない。そのため、最小二乗法、カルマンフィルター等の処理を用いて平滑化することにより距離変化量を推定している。
【００２０】
次に、画像データの性能劣化の要因となるドップラ周波数のオフセット成分及び一次成分の除去方法を図１５を用いて以下に説明する。まず、ドップラヒストリー検出器９では、目標距離追尾処理器７で得られた反射電力の最大点であるレンジビンのビデオ信号を切り出す（図１５（ａ）参照）。
【００２１】
そして、このビデオ信号をある時間間隔でフーリエ変換し、ドップラ周波数を算出する（図１５（ｂ）参照）。この処理を時間方向にずらしながら行うことにより、目標のドップラヒストリーを算出し、目標の各パルスヒット毎の速度データを推定する。
【００２２】
次に、位相補償器１０では、上記速度データを入力し、再び周波数に変換して積分することにより、パルスヒット毎の位相補償量を算出し、レンジマイグレーション補正器８から出力されるビデオ信号と複素乗算することにより位相補償処理を行う。そして、クロスレンジ圧縮器１１では、このビデオ信号を入力し、パルスヒット方向に周波数分析することによってクロスレンジ方向に圧縮する。
【００２３】
以上のように、従来のレーダ信号処理器は、目標をレンジ圧縮器５でレンジ方向に圧縮し、クロスレンジ圧縮器１１でクロスレンジ方向に圧縮することによって二次元の画像データが得ることができる。また、画像の劣化の原因となるレンジビンのずれは目標距離追尾処理器７及びレンジマイグレーション補正処理器８で補正し、また、ドップラ周波数のオフセット成分及び一次成分はドップラヒストリー検出器９及び位相補償器１０で除去することにより、良好な画像データを得ることができる。
【００２４】
従来のレーダ装置では、“数１”及び“数２”よりレンジ圧縮器で行われるＡ／Ｄ変換は送信機で発生するチャープ信号の帯域幅よりも高い周波数でサンプリングする必要があるが、Ａ／Ｄコンバーター、メモリ等の部品の性能によりＡ／Ｄサンプリング周波数に限界があり、チャープ信号を無限に大きくすることはできず、さらなるレンジ分解能の向上を期待できない問題があった。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来の画像データを生成するレーダ装置においては、目標形状を画像として取り扱うために、画像の分解能向上が恒常的な課題であり、目標を認識・識別できることが最終課題である。
【００２６】
この発明によるレーダ装置は、かかる課題を解決するために行われたもので、チャープ信号の代わりにＡ／Ｄサンプリング周波数の制約を受けることのない一定の周波数である送信パルス信号を発生させ、この送信パルス信号をパルス毎にステップ状に周波数を変化させ、それらの受信信号を処理することによりレンジ分解能を向上させるレーダ装置を得ることを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
第１の発明のレーダ装置は、目標からのドップラ周波数により当該目標の形状を画像化するレーダ装置において、周波数をステップ状に変化させた送信信号を送出する送信機と、上記送信機からの送信信号を放射して得られる目標からの反射波を受信し、その受信信号をパルス圧縮処理するレンジ圧縮器とを備えたものである。
【００２８】
また、上記送信機からの送信信号の周波数ステップ幅（＝Δfとする）とし、パルスヒット数をＮとすると、周波数帯域幅はＮ×Δｆと表わされるものでも良い。
【００２９】
なお、送信信号の周波数を変化させて、上記レンジ圧縮器で受信される目標の位相の変化量を求めることにより目標を分離するものでも良い。
【００３０】
さらに、レンジ圧縮器でパルス圧縮処理されて二次元メモリから出力される受信信号を処理して距離データを算出する目標距離追尾処理器と、上記目標距離追尾処理器からの目標までの距離データを入力し上記送信信号のパルス繰返し周期を制御するＰＲＦ設定器を具備し、送信信号と受信信号が重ならないようにするものでも良い。
【００３１】
第2の発明のレーダ装置は、送信信号は複数パルス分は同一周波数で送出され、レンジ圧縮器の前段に、同一周波数の上記送信信号に対応した受信信号においてクラッタを抑圧するＭＴＩ処理器を設けたものである。
【００３２】
なお、送信信号の複数パルス分として２あるいは３のパルスで処理することも良い。
【００３３】
第３の発明のレーダ装置は、レンジ圧縮でパルス圧縮処理された受信信号をレンジ方向×パルスヒット方向として格納する二次元メモリから出力される受信信号を、パルス毎に算出したレンジマイグレーション補正量に基づき補正するレンジマイグレーション補正器と、レンジマイグレーション補正処理で補正された受信信号から速度データを算出するドップラヒストリー検出器とを具備し、ドップラヒストリー検出器で算出した速度データを入力し、レンジマイグレーション補正量を算出する第２のレンジマイグレーション補正器を設けたものである。
【００３４】
第４の発明のレーダ装置は、目標のドップラヒストリを推定するデータを最適に切り出す基準点抽出器を設けたものである。
【００３５】
第５の発明のレーダ装置は、受信信号を周波数分析し、目標をクロスレンジ方向に圧縮するクロスレンジ圧縮器と、目標を全ての方向から見た画像データを格納する辞書データとを具備し、クロスレンジ圧縮後の画像データを入力し、辞書データと比較照合することにより識別を行う認識識別処理器を設けたものでもある。
【００３６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１を示す構成図であり、１〜１１は従来技術の説明と同一のものである。図において、１２はステップ状に変化させた周波数を用いて送信信号を発生させる送信機、１３は受信機４から出力されるビデオ信号をフーリエ変換することによりレンジ方向に高分解能化するレンジ圧縮器、１４はパルス繰返し周期を制御するＰＲＦ設定器である。
【００３７】
ここでは、チャープ信号の代わりにＡ／Ｄサンプリング周波数の制約を受けることのない一定の周波数である送信パルス信号を発生させ、この送信パルス信号をパルス毎にステップ状に周波数を変化させ、それらの受信信号を処理することによりレンジ分解能を向上させることが目的である。
【００３８】
最初に送信機１２の動作について説明する。
図２（ｂ）におけるこの発明のレーダ装置の送信方式に示す通りステップ状に変化させた周波数を用いて送信信号を発生させる。各パルスの時間間隔をＰＲＩとし、各パルスの周波数間隔を周波数ステップ幅（＝Δfとする）とし、パルスヒット数をＮとすると、レンジ圧縮処理周期はＮ×ＰＲＩと表わされ、周波数帯域幅はＮ×Δｆと表わされる。
【００３９】
実際の逆合成開口レーダの動作を具体的に考えてみると、代表的なレーダパラメータとして、レンジ圧縮処理周期は２msec、周波数帯域幅は２００MHz、パルスヒット数を２００とすると、ＰＲＩは２／２００＝０．０１msec、周波数ステップ幅＝２００／２００＝1MHzとなる。おおよそこの程度のパラメータを用いて周波数をステップさせながら、パルスを繰返し送信する。
【００４０】
次に、レンジ圧縮器１３の動作について説明する。受信機４に入力される受信信号は、送信機１２で発生した送信信号を基に位相検波しビデオ信号に変換される。このビデオ信号は図３に示す通り、パルスヒット毎の位相情報が目標のレンジによって異なるため、これら位相の変化を求めることにより目標をレンジ方向に分離することができる。
【００４１】
図３では、送信周波数をｆ0〜ｆ3と変化させた場合、目標１の位相は０，９０，１８０，２７０degと変化するが、目標２の位相は０，１３５，２７０，４５degと変化する。図より、二つの目標のレンジを各々Ｒ１、Ｒ２とし、位相の変化量を各々Δφ１、Δφ２とすると、Δφ１及びΔφ２は、“数３”及び“数４”で表わされる。
【００４２】
【数３】

【００４３】
【数４】

【００４４】
レンジ圧縮器１３では、これら位相の変化量を求めることにより二つの目標を分離することができ、一般的には位相の変化量を求めるにはＦＦＴ等のフーリエ変換を用いられる。レンジ圧縮器１３は、Ｎパルスヒット数分入力され、これらのビデオ信号はΔfで変化する送信周波数に対応したデータである。
【００４５】
これらをフーリエ変換することによってレンジ方向に圧縮できるが、これらの結果は、時間軸の信号、すなわち、レーダでは距離方向の信号となる。ここで、距離方向の分解能Δｘは“数５”で表わされ、目標を分離できる視野（距離の折り返し）Ｘは“数６”で表わされる。
【００４６】
【数５】

【００４７】
【数６】

【００４８】
ここで、具体的に得られるレンジ分解能Δｘと視野Ｘを計算してみる。前述のパラメータを用いると、Δｘ＝０．７５ｍ、Ｘ＝１５０ｍとなり、逆合成開口レーダで必要とされる性能を達成することができる。また、ビデオ信号の瞬時ドップラ周波数は、従来のレーダ装置の場合はチャープ帯域Ｂに相当する値であるが、この発明のレーダ装置の場合はチャープ信号を送信しないため、ほとんど０である。厳密には目標の動揺により発生するドップラ成分であり、送信のためのパラメータはＡ／Ｄ変換時のサンプリング周波数に依存しない。
【００４９】
さらに、レンジ分解能Δｘを向上するためには最終的に送信周波数帯域をひろげればよいため、パルスヒット数Ｎを大きくすれば達成できるが、そのためにはレンジ分解能Δｘを向上することが必要であり、Ａ／Ｄ変換時のサンプリング周波数の限界からの制約を受ける。レンジ圧縮器１３で目標をレンジ方向に圧縮した後、二次元メモリ以降の処理は従来のレーダ装置と同一であり、クロスレンジ圧縮１１でパルスヒット方向にＦＦＴすることにより目標の画像データが得られる。
【００５０】
しかしながら、従来のレーダではＰＲＩが約２msecであったが、この発明のレーダではＰＲＩが約０．０１msecであり、ＰＲＦ設定器１４はこのＰＲＩの違いによる問題を解決するために具備されたもので、以下に問題と解決方法を説明する。
【００５１】
ＰＲＩの違いによって発生する問題を図４（ａ）を用いて説明すると、従来のレーダ装置ではレンジアンビギュイティがない、いわゆるＬ−ＰＲＦのレーダ方式であり、前述のＰＲＩが２msecの場合、目標を探知できる距離は３００kmの範囲である。
【００５２】
その範囲では、送信信号と受信信号が時間的に重ならず、ブラインド部分が存在しないが、この発明のレーダ装置では、ＰＲＩが０．０１msecの場合、目標を探知できる距離は１．５kmとなり、それ以上の距離にある目標だと、送信信号と受信信号が時間的に重なるところが発生し、ブラインド部分は存在することになる。この問題を解決するために、“数７”に示すようなタイミングで送信信号を発生させればよい。
【００５３】
目標距離は目標距離追尾処理器７から出力され、ＰＲＦ設定器１４で“数７”に基づき送信信号と受信信号が時間的に重ならないようにＰＲＩを設定する。また、送信機１２では、図４（ｂ）に示す通り送信信号の周波数と受信信号の周波数が複数パルス分ずれているため、受信機４で位相検波する際、受信信号の周波数に対応した送信信号を受信機４に送出する必要がある。具体的な手段としては、例えば送信機１２で送受切換器２に送出するための系と受信機４に送出するための系の２系統具備すればよい。
【００５４】
【数７】

【００５５】
以上によれば、所定の送信帯域幅をステップ状に周波数を変化させてパルス信号を送信する送信機を備えることにより、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周波数の制約条件がなくなるため、送信帯域幅を幅広く設定することができレンジ分解能を向上できるという効果がある。
【００５６】
実施の形態２．
図５はこの発明の実施の形態２を示す構成図であり、１〜１１は従来技術の説明と、１２〜１４は実施の形態１の説明と同じものであり、１５はクラッタを除去するためのＭＴＩ処理器である。
【００５７】
ここでは実施の形態１の目的に加えて、送信周波数をパルス毎に変化させているところを２パルス分は同一の周波数にしてステップ状に変化させ、それらの受信信号を減算することによりクラッタを抑圧するＭＴＩ機能を持ったレーダ装置を得ることが目的である。
【００５８】
実施の形態１で説明したとおり、この発明ではＰＲＩがおよそ０．０１msecと短くなり、レンジアンビギュイティが発生する。この場合、図６に示すように受信ゲートには直前の送信パルスによるクラッタの反射電力が大きくなり、受信信号を検出することが困難になる。そのため、クラッタの除去が必要になる。そこで、受信機の後段にＭＴＩ処理器１５を設けた。以下動作について説明する。
【００５９】
まず、ＭＴＩ処理器１５では、通常のパルスキャンセラを行なうが、この発明のレーダ装置では、送信機１２で発生する送信パルスは周波数がステップ状に異なるため、受信信号をパルス間で減算してもクラッタが抑圧されない。
【００６０】
そこで、送信機１２で送信パルスの送信周波数を図７のように変化させる。
図では２パルスキャンセラを想定しているが、その場合は２パルス分同じ周波数を設定し、それを組にしてステップ状に周波数を変化させる。３パルスキャンセラの場合は３パルス分同じ周波数を設定し、それを組にしてステップ状に周波数を変化させる。
【００６１】
ＭＴＩ処理器１５では、連続した２パルス分のビデオ信号の周波数は同一であり、その次のパルスの周波数は異なるので、通常のパルスキャンセルように連続して入力したビデオ信号を減算するのではなく、周波数が同じもののみ減算する。
【００６２】
なお、レンジ圧縮器１３の後段にＭＴＩ処理器を設けてもクラッタ抑圧することができるが、この発明のレーダの場合、受信機４からのビデオ信号の出力レートは、レンジ圧縮器１３からの出力レートより早いので（具体的には、前述のパラメータでは従来のレーダ装置は２msec、この発明のレーダ装置では０．０１msec）、ＭＴＩ抑圧効果を考えた場合、受信機４の後段にＭＴＩ処理器１５を設けた。
【００６３】
以上によれば、送信周波数をステップ状に変化させてパルス信号を送信する場合、パルス繰返し周期が短くなりクラッタの影響を受け易くなるため、ＭＴＩ処理器を具備してパルスキャンセラすることによりクラッタを抑圧することができるという効果がある。
【００６４】
実施の形態３．
図８はこの発明の実施の形態３を示す構成図であり、１〜１１は従来技術の説明と、１２〜１４は実施の形態１の説明と、１５は実施の形態２の説明と同じものであり、１６はドップラヒストリー検出器９で推定した目標物の速度データを入力して、レンジマイグレーション補正処理を行う第２のレンジマイグレーション補正処理器である。
【００６５】
ここでは実施の形態１及び２の目的に加えて、レンジマイグレーション補正処理器に入力される速度データを、距離追尾処理で推定した結果ではなくドップラヒストリー検出器から推定した結果を用いて算出することにより結像性能が向上することが目的である。
【００６６】
次に動作について説明する。
第２のレンジマイグレーション補正処理器１６はレンジマイグレーション補正処理器８と同一のものであるが、実施の形態２と比較して異なる点は、目標距離追尾処理器７から算出された速度データを用いるのではなく、ドップラヒストリー検出器９から算出された速度データを用いる。
【００６７】
この発明のレーダ装置において、処理の流れを考えると主に画像データを算出する系と、目標物の移動を補正するための速度データを算出する系とに分かれている。従来の技術及び実施の形態１〜２では、画像データを算出する過程で、上記速度データを並行して算出していたが、実施の形態３では、まず速度データをドップラヒストリー検出器９で算出した後、その速度データを用いて、レンジマイグレーション補正処理及び位相補償処理を行い、画像データを算出する。
【００６８】
以上の処理を行う理由として、目標距離追尾処理器７で算出した速度データよりドップラヒストリー検出器９で算出した速度データのほうが精度が高く、その速度データを用いて補正処理を行ったほうがより鮮明な画像データを得ることができるためである。
【００６９】
通常の逆合成開口レーダを想定した場合、目標距離追尾処理器７で速度を推定する時、レンジビン幅が約１ｍ、データ収集時間が１msecなので、速度誤差は約１ｍ／ｓであるが、ドップラヒストリー検出器９で速度を推定する時、周波数分解能４Ｈｚ、波長０．０３ｍであるので、速度誤差は約０．０６ｍ／ｓとなりドップラヒストリー検出器９で得られた速度のほうが精度が良い。
【００７０】
従って、ドップラヒストリー検出器９で算出された速度データを第２のレンジマイグレーション補正処理器１８に入力して補正することにより、より鮮明な画像データを得ることができる。
【００７１】
以上によれば、レンジマイグレーション補正において、距離追尾処理結果で得られる速度データよりドップラヒストリー検出器で得られる速度データを用いて補正する第２のレンジマイグレーション補正器を具備することにより、補正精度を向上させ、鮮明な画像を得ることができるという効果がある。
【００７２】
実施の形態４．
図９はこの発明の実施の形態４を示す構成図である。１〜１１は従来技術の説明と、１２〜１４は実施の形態１の説明と、１５は実施の形態２の説明と、１６は実施の形態３の説明と同じものであり、１７はドップラヒストリー検出器９で目標のドップラヒストリを推定する際、処理に用いるデータを最適に切り出す基準点抽出器である。
【００７３】
ここでは実施の形態１〜３の目的に加えて、目標物のドップラヒストリーを推定する際、最適なレンジビンのビデオ信号を切り出すことによりドップラ追尾精度を向上することが目的である。
【００７４】
次に動作について説明する。
ドップラヒストリー検出器９で目標のドップラヒストリを推定する際、図１４（ａ）に示す複数の孤立反射点Ａ〜Ｄのうちのいずれかの点におけるレンジマイグレーション後のビデオデータを切り出して処理を行う。
【００７５】
従来のレーダ装置では、目標距離追尾処理器７において検出された孤立点のうち、最初のパルスヒットで検出された振幅最大の孤立点に着目し、その孤立点のレンジマイグレーション後のビデオデータを切り出してドップラ追尾処理を行っていた（図１４（ａ）におけるＤ点）。
【００７６】
その場合、その孤立点が図１４（ｂ）に示すように初めのパルスヒット分だけ安定し、それ以後振幅値が低ければ、精度のよいドップラ追尾を行うことができない。そのため、基準点検出器１７では図１３（ｃ）に示すように全レンジビンについてレンジマイグレーション補正処理後のビデオ信号をパルスヒット方向に振幅加算し、その中で振幅値が最大の孤立反射点を検出し、そのビデオ信号を切り出し、ドップラヒストリー検出器９に出力する。
【００７７】
以上の処理を行うことにより、複数の孤立反射点の中で振幅最大値の孤立反射点を選ぶことにより、最も安定した孤立反射点によるドップラ追尾処理を行うことができる。
【００７８】
以上によれば、ドップラヒストリー検出において、振幅値が比較的安定している孤立点を選択する基準点検出器を具備することによりドップラヒストリー検出精度を向上させ、鮮明な画像を得ることができるという効果がある。
【００７９】
実施の形態５．
図１０はこの発明の実施の形態５を示す構成図であり、１〜１１は従来技術の説明と、１２〜１４は実施の形態１の説明と、１５は実施の形態２の説明と、１６は実施の形態３の説明と、１７は実施の形態４の説明と同じものであり、１８は目標の画像をあらかじめデータベースとして格納された辞書データ、１９はこのデータベースとクロスレンジ圧縮１３で出力された画像データを比較・照合することにより目標の認識・識別を行う認識識別処理器である。
【００８０】
ここでは実施の形態１〜４の目的に加えて、得られた目標の画像から認識・識別処理を行なうために予めデータベースとして格納していた辞書データと比較照合することによって目標を識別することが目的である。
【００８１】
次に動作について説明する。
逆合成開口レーダでは、目標の画像を得られることができるが、その画像の見え方は電波の照射方向だけでなく、目標の動きに依存する。また、この画像は、レンジ方向×クロスレンジ方向の二次元で目標の反射電力の強弱を数値で表わしたものである。
【００８２】
従って、上方から見える場合もあるので、辞書データ１３には二次元の数値データとして表わされた画像を、目標を中心とした半球状の全ての方向毎に格納しておく必要がある。例えば、水平方向に10°毎、垂直方向に10°毎の方向から見た画像を格納するならば、合計360°/10°×90°/10°＝324枚の二次元画像の数値データを格納することになる。
【００８３】
そして、認識識別処理器１９で上記すべての辞書データ１８とクロスレンジ圧縮器１１から出力される画像データを比較・照合するが、前処理として拡大・縮小、並行・回転移動、反転等が必要となる。これら一般的な処理は通常画像処理で用いている処理を用いることとし、ここでは特に逆合成開口レーダで必要な前処理を説明する。
【００８４】
逆合成開口レーダで得られる二次元画像は、レンジ方向×クロスレンジ方向であるが、レンジ方向の分解能は送信帯域幅で決定され、Ｃ／（Ｎ×Δｆ）／２［ｍ］となる（ただし、Ｃは光速、Ｎはパルスヒット数、Δfは周波数ステップ幅）。
【００８５】
クロスレンジ方向の分解能は通常λ／（２×θ）とあらわされ、λは波長、θは合成開口時間中に目標が回転した角度であり、クロスレンジ方向の分解能はθに依存するため、レンジ方向とクロスレンジ方向の分解能が同じになることは少ない。
【００８６】
この時、画像は横長になったり、縦長になったりするので、二次元の方向の分解能を同じにするためのリサンプリング処理が必要になる。リサンプリング処理の数式を“数８”に示す。式中、レンジ分解能をｒ、クロスレンジ分解能をｓとし、例えばレンジ方向の分解能を合わせることを条件とした式である。
【００８７】
【数８】

【００８８】
また、リサンプリング後の画像データと辞書データとのマッチング処理は図１１及び“数９”に従って実行される。式中Ｐ，Ｑは辞書データの画素数、Ｓ，Ｔは画像データの画素数である。この式で択られたマッチング結果が大きいほど、辞書データと一致していることになり、該当する目標と認識識別できる。
【００８９】
【数９】

【００９０】
以上によれば、あらかじめ目標の画像をデータベースとして格納した辞書データとクロスレンジ圧縮された後に得られる画像データを比較することにより目標の認識識別を行なうことができるという効果がある。
【００９１】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、画像の分解能向上が可能に成りなり、目標を自動的に認識・識別できるレーダ装置が実現可能に成る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施形態１を示すレーダ装置の構成図である。
【図２】 この発明の実施形態１及び従来のレーダ装置における送信方式を表わす図である。
【図３】 この発明の実施形態１で実施されるレンジ圧縮処理の基本原理図である。
【図４】 この発明の実施形態１及び従来のレーダ装置における送信パルスと受信信号を表わす図である。
【図５】 この発明の実施形態２を示すレーダ装置の構成図である。
【図６】 この発明の実施形態２における送信パルスと受信信号を表わす図である。
【図７】 この発明の実施形態２における送信方式を表わす図である。
【図８】 この発明の実施形態３を示すレーダ装置の構成図である。
【図９】 この発明の実施形態４を示すレーダ装置の構成図である。
【図１０】 この発明の実施形態５を示すレーダ装置の構成図である。
【図１１】 この発明の実施形態５におけるマッチング処理を説明する図である。
【図１２】 従来のレーダ装置の構成図である。
【図１３】 従来のレーダ装置にレンジマイグレーション補正処理を説明する図であり、またこの発明の実施形態４の基準点抽出器を説明する図である。
【図１４】 従来のレーダ装置における目標の孤立点とその距離変化を説明する図である。
【図１５】 従来のレーダ装置におけるドップラヒストリーを説明する図である。
【符号の説明】
１ 従来のレーダ装置の送信機、 ２ 送受切換器、 ３ 送受信アンテナ、４ 受信機、 ５ 従来のレーダ装置のレンジ圧縮器、 ６ 二次元メモリ、７ 目標距離追尾処理器、 ８ レンジマイグレーション補正器、 ９ ドップラヒストリー検出器、 １０ 位相補償器、 １１ クロスレンジ圧縮器、 １２ この発明のレーダ装置の送信機、 １３ この発明のレーダ装置のレンジ圧縮器、 １４ ＰＲＦ設定器、 １５ ＭＴＩ処理器、 １６ 第２のレンジマイグレーション補正器、 １７ 基準点抽出器、 １８ 辞書データ、 １９認識識別処理器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a radar apparatus capable of acquiring a target shape as image data.
[0002]
[Prior art]
FIG. 12 shows a conventional radar apparatus, which is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2001-141821.
In the figure, 1 is a transmitter that generates a chirp signal by performing frequency modulation and then generates a transmission signal at a constant pulse repetition period, 2 is a transmission / reception switch for switching a transmission / reception circuit, and 3 is directed to a transmission pulse signal toward a target. A transmitting / receiving antenna 4 that radiates and receives a reflected signal from a target 4 refers to a reference signal output from a transmitter 1, amplifies and phase-detects a received signal input via a transmission / reception switch 2, and a video signal 5 is a range compressor for pulse-compressing the video signal, 6 is a two-dimensional memory for storing the pulse-compressed video signal in two dimensions in the pulse hit direction × range direction, and 7 is target velocity data. Target distance tracking processor for detecting each pulse hit, 8 is a range migration corrector for removing the video signal distance shift accompanying the target motion, and 9 is a Doppler After calculating the history, a Doppler history detector for calculating target speed data from the Doppler history, 10 is a phase compensator for phase compensating the video signal output from the range migration corrector 8 using the target speed data, Reference numeral 11 denotes a cross range compressor that performs FFT on the video signal output from the phase compensator in the pulse hit direction and compresses the target in the cross range direction, and the obtained image data is output to a display or the like.
[0003]
Next, the operation will be described.
The transmitter 1 generates a chirp signal by frequency modulation, generates a transmission pulse signal at a constant pulse repetition period, and outputs it to the antenna 3 via the transmission / reception switch 2. FIG. 2A shows a transmission system performed by the transmitter 1.
2A, the transmission center frequency is fc, the chirp band is B, and the transmission pulse is transmitted at a constant pulse repetition period (hereinafter referred to as PRI).
[0004]
The transmitter 1 also outputs a reference signal used for phase detection and reception timing adjustment performed by the receiver 4 to the receiver 4. The transmission / reception antenna 3 radiates the input transmission pulse signal to the target, receives a reflected wave from the target, and outputs it to the receiver 4 as a reception signal via the transmission / reception switch 2. The receiver 4 amplifies and phase-detects the received signal using the reference signal output from the transmitter 1, converts the received signal into a video signal, and outputs the video signal to the range compressor 5.
[0005]
The video signal is A / D converted by the range compressor 5, and thereafter, target image data can be obtained by performing inverse synthetic aperture radar processing. The relationship between the sampling frequency of the A / D conversion performed by the range compression 5 and the bandwidth of the chirp signal generated by the transmitter 1 is expressed by “Equation 1” from the sampling theorem. The range resolution Δx is expressed by “Equation 2”.
[0006]
[Expression 1]

[0007]
[Expression 2]

[0008]
Here, the basic principle of inverse synthetic aperture radar will be described. The image data is represented as a two-dimensional image of the target range direction x cross range direction. The target is compressed in the range direction using pulse compression technology, and the cross range direction is focused on the difference in Doppler frequency generated by the target motion. Compress to
[0009]
However, since this inverse synthetic aperture radar uses target motion, the video signal moves to a different range bin. Therefore, it is necessary to correct the range bin movement of this video signal.
[0010]
Furthermore, it is necessary to remove the offset component and the primary component of the frequency that cause image degradation from the generated Doppler frequency. Therefore, in order to obtain a good target image, the range bin movement is corrected by the target distance tracking processor 7 and the range migration corrector 8 for these error factors, and the Doppler history detector 9 and the phase compensator 10 are corrected. To remove the frequency offset component and the primary component.
[0011]
Hereinafter, these correction processes will be described mainly.
The video signal input to the range compressor 5 is A / D converted, and is pulsed by a matched filter method or the like generally used in the field of radar signal processing with reference to phase information frequency-modulated by the transmitter 1. Compressed. Next, the pulse-compressed received signal is cut out based on the synthetic aperture time, and is temporarily stored in the two-dimensional memory 6 in the pulse hit direction × range direction.
[0012]
This synthetic aperture time is obtained by multiplying the number of pulse hits and PRI, and is a time for collecting a received signal necessary for obtaining one radar image. The received signal stored in the two-dimensional memory 6 is spread over a plurality of range bins by the resolution being increased by the range compressor 5 (see FIG. 13A).
[0013]
Here, as shown in the figure, the video signal moves to a different range bin depending on the target motion, and needs to be corrected so as to exist in the same range bin (see FIG. 13B). This target motion is a combination of a swing motion such as roll, pitch, yaw and a translation motion in the traveling direction.
[0014]
Therefore, the range migration corrector 8 calculates a target distance change (hereinafter referred to as a range migration correction amount) for each pulse from the target speed data detected by the target distance tracking processor 7 and outputs a video signal in the range bin direction. It is moved.
[0015]
The target distance tracking processor 7 estimates target speed data to be output to the range migration corrector 8 as follows. First, a range bin having the largest reflected power is detected from video signals spread over a plurality of range bins, and the distance is calculated (see FIG. 14C).
[0016]
Referring to FIGS. 14A to 14C, it will be explained that the target distance that can be detected by the radar apparatus does not change stably. In FIG. 14A, the reflected power is relatively large among the scattering points. The points are A to D, and the video signal after the range compression of these scattering points is spread over a plurality of range bins as shown in FIG.
[0017]
In addition, since the amplitude level of these scattering points changes with time, the scattering point at which the amplitude is the maximum also changes with time. In a normal radar apparatus, when detecting a target distance, a range bin having a maximum amplitude is detected and the target distance is calculated.
[0018]
In the graph in FIG. 14C, the distance for each pulse hit at each of the scattering points A to D is indicated by a dotted line. If the maximum amplitude point changes from D → A → B → A → C, The distance of the maximum amplitude point, in other words, the target distance detected by the radar apparatus is indicated by a solid line.
[0019]
As described above, this distance does not change stably due to scattering of a plurality of reflection points as shown in FIG. Therefore, the distance change amount is estimated by performing smoothing using a process such as a least square method or a Kalman filter.
[0020]
Next, a method for removing the offset component and the primary component of the Doppler frequency that cause the performance degradation of the image data will be described with reference to FIG. First, the Doppler history detector 9 cuts out a range bin video signal that is the maximum point of the reflected power obtained by the target distance tracking processor 7 (see FIG. 15A).
[0021]
Then, the video signal is Fourier-transformed at a certain time interval to calculate the Doppler frequency (see FIG. 15B). By performing this process while shifting in the time direction, a target Doppler history is calculated, and velocity data for each target pulse hit is estimated.
[0022]
Next, in the phase compensator 10, the speed data is input, converted into a frequency again and integrated to calculate a phase compensation amount for each pulse hit, and the video signal output from the range migration corrector 8 Phase compensation processing is performed by complex multiplication. The cross range compressor 11 receives this video signal and compresses it in the cross range direction by performing frequency analysis in the pulse hit direction.
[0023]
As described above, the conventional radar signal processor can obtain two-dimensional image data by compressing the target in the range direction by the range compressor 5 and compressing the target in the cross range direction by the cross range compressor 11. . Further, the range bin shift that causes image degradation is corrected by the target distance tracking processor 7 and the range migration correction processor 8, and the Doppler frequency offset component and the primary component are the Doppler history detector 9 and the phase compensator. By removing the image at 10, good image data can be obtained.
[0024]
In the conventional radar apparatus, the A / D conversion performed by the range compressor from “Equation 1” and “Equation 2” needs to be sampled at a frequency higher than the bandwidth of the chirp signal generated by the transmitter. The A / D sampling frequency is limited due to the performance of components such as the / D converter and memory, and the chirp signal cannot be increased indefinitely, and further improvement in range resolution cannot be expected.
[0025]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional radar apparatus that generates image data as described above, in order to handle the target shape as an image, improvement of the resolution of the image is a constant problem, and the final problem is that the target can be recognized and identified.
[0026]
The radar apparatus according to the present invention has been made to solve such a problem. Instead of the chirp signal, the radar apparatus generates a transmission pulse signal having a constant frequency that is not subject to the restriction of the A / D sampling frequency. An object of the present invention is to obtain a radar apparatus that improves the range resolution by changing the frequency of the transmission pulse signal stepwise for each pulse and processing those reception signals.
[0027]
[Means for Solving the Problems]
A radar apparatus according to a first aspect of the present invention is a radar apparatus that images the shape of a target using a Doppler frequency from the target, a transmitter that transmits a transmission signal whose frequency is changed in steps, and a transmission from the transmitter. A range compressor that receives a reflected wave from a target obtained by radiating a signal and performs pulse compression processing on the received signal is provided.
[0028]
Further, if the frequency step width (= Δf) of the transmission signal from the transmitter is set and the number of pulse hits is N, the frequency bandwidth may be expressed as N × Δf.
[0029]
The target may be separated by changing the frequency of the transmission signal and obtaining the amount of change in the target phase received by the range compressor.
[0030]
Further, a target distance tracking processor that calculates a distance data by processing a reception signal that is pulse-compressed by a range compressor and output from a two-dimensional memory, and distance data from the target distance tracking processor to the target. A PRF setting device that inputs and controls the pulse repetition period of the transmission signal may be provided so that the transmission signal and the reception signal do not overlap.
[0031]
In the radar apparatus according to the second aspect of the invention, the transmission signal is transmitted for a plurality of pulses at the same frequency, and an MTI processor for suppressing clutter in the reception signal corresponding to the transmission signal of the same frequency is provided at the preceding stage of the range compressor. It is a thing.
[0032]
It is also possible to process with two or three pulses as a plurality of pulses of the transmission signal.
[0033]
According to a third aspect of the present invention, a radar signal stored in a two-dimensional memory that stores a received signal that has been subjected to pulse compression processing by range compression as a range direction × pulse hit direction is used as a range migration correction amount calculated for each pulse. A range migration corrector that performs correction based on the signal and a Doppler history detector that calculates speed data from the received signal corrected by the range migration correction process. A second range migration corrector for calculating the amount is provided.
[0034]
A radar apparatus according to a fourth aspect of the present invention is provided with a reference point extractor that optimally extracts data for estimating a target Doppler history.
[0035]
A radar apparatus according to a fifth aspect of the present invention includes a cross-range compressor that frequency-analyzes a received signal and compresses the target in the cross-range direction, and dictionary data that stores image data in which the target is viewed from all directions, It is also provided with a recognition / identification processor that performs identification by inputting image data after cross-range compression and comparing it with dictionary data.
[0036]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing Embodiment 1 of the present invention. Reference numerals 1 to 11 are the same as those described in the prior art. In the figure, 12 is a transmitter that generates a transmission signal using a frequency that is changed in a stepwise manner, and 13 is a range compressor that increases the resolution in the range direction by Fourier-transforming the video signal output from the receiver 4. , 14 is a PRF setter for controlling the pulse repetition period.
[0037]
Here, instead of the chirp signal, a transmission pulse signal having a constant frequency that is not restricted by the A / D sampling frequency is generated, and the frequency of the transmission pulse signal is changed stepwise for each pulse. The purpose is to improve the range resolution by processing the received signal.
[0038]
First, the operation of the transmitter 12 will be described.
As shown in the transmission method of the radar apparatus of the present invention in FIG. 2 (b), a transmission signal is generated using the frequency changed stepwise. If the time interval of each pulse is PRI, the frequency interval of each pulse is the frequency step width (= Δf), and the number of pulse hits is N, the range compression processing cycle is expressed as N × PRI, and the frequency bandwidth Is represented as N × Δf.
[0039]
Considering the actual operation of inverse synthetic aperture radar in concrete terms, as a typical radar parameter, if the range compression processing period is 2 msec, the frequency bandwidth is 200 MHz, and the number of pulse hits is 200, the PRI is 2/200. = 0.01 msec, frequency step width = 200/200 = 1 MHz. The pulse is repeatedly transmitted while stepping the frequency using approximately this parameter.
[0040]
Next, the operation of the range compressor 13 will be described. The reception signal input to the receiver 4 is phase-detected based on the transmission signal generated by the transmitter 12 and converted into a video signal. In this video signal, as shown in FIG. 3, since the phase information for each pulse hit differs depending on the target range, the target can be separated in the range direction by obtaining these phase changes.
[0041]
In FIG. 3, when the transmission frequency is changed from f0 to f3, the phase of the target 1 changes to 0, 90, 180, and 270 deg, but the phase of the target 2 changes to 0, 135, 270, and 45 deg. From the figure, if the two target ranges are R1 and R2, respectively, and the phase change amounts are Δφ1 and Δφ2, respectively, Δφ1 and Δφ2 are expressed by “Equation 3” and “Equation 4”.
[0042]
[Equation 3]

[0043]
[Expression 4]

[0044]
The range compressor 13 can separate these two targets by determining the amount of phase change. Generally, Fourier transform such as FFT is used to determine the amount of phase change. The range compressor 13 is inputted by the number of N pulse hits, and these video signals are data corresponding to the transmission frequency that changes by Δf.
[0045]
These can be compressed in the range direction by Fourier transform, but these results are time-axis signals, that is, signals in the distance direction in the radar. Here, the resolution Δx in the distance direction is expressed by “Equation 5”, and the field of view (distance folding) X capable of separating the target is expressed by “Equation 6”.
[0046]
[Equation 5]

[0047]
[Formula 6]

[0048]
Here, a specific range resolution Δx and field of view X will be calculated. When the above parameters are used, Δx = 0.75 m and X = 150 m, and the performance required for the inverse synthetic aperture radar can be achieved. The instantaneous Doppler frequency of the video signal is a value corresponding to the chirp band B in the case of the conventional radar apparatus, but is almost 0 because the chirp signal is not transmitted in the radar apparatus of the present invention. Strictly speaking, it is a Doppler component generated by target fluctuation, and the parameter for transmission does not depend on the sampling frequency at the time of A / D conversion.
[0049]
Furthermore, in order to improve the range resolution Δx, it is only necessary to finally widen the transmission frequency band. Therefore, this can be achieved by increasing the number of pulse hits N. To that end, it is necessary to improve the range resolution Δx. , Subject to restrictions from the limit of sampling frequency during A / D conversion. After the target is compressed in the range direction by the range compressor 13, the processing after the two-dimensional memory is the same as the conventional radar apparatus, and the target image data is obtained by performing FFT in the pulse hit direction by the cross range compression 11. .
[0050]
However, in the conventional radar, the PRI is about 2 msec. However, in the radar of the present invention, the PRI is about 0.01 msec, and the PRF setter 14 is provided to solve the problem due to the difference in the PRI. The problem and solution will be described below.
[0051]
The problem caused by the difference in PRI will be described with reference to FIG. 4A. In the conventional radar apparatus, there is no range ambiguity, which is a so-called L-PRF radar system, and when the above-mentioned PRI is 2 msec, The distance that can be detected is in the range of 300 km.
[0052]
In that range, the transmission signal and the reception signal do not overlap in time and there is no blind part, but in the radar apparatus of the present invention, when the PRI is 0.01 msec, the distance at which the target can be detected is 1.5 km, If the target is longer than that, the transmission signal and the reception signal will overlap in time, and there will be a blind part. In order to solve this problem, a transmission signal may be generated at a timing as shown in “Expression 7”.
[0053]
The target distance is output from the target distance tracking processor 7, and the PRI is set by the PRF setter 14 so that the transmission signal and the reception signal do not overlap in time based on “Equation 7”. Further, in the transmitter 12, as shown in FIG. 4B, the frequency of the transmission signal and the frequency of the reception signal are shifted by a plurality of pulses. Therefore, when phase detection is performed by the receiver 4, transmission corresponding to the frequency of the reception signal is performed. It is necessary to send a signal to the receiver 4. As specific means, for example, two systems of a system for transmitting to the transmission / reception switch 2 by the transmitter 12 and a system for transmitting to the receiver 4 may be provided.
[0054]
[Expression 7]

[0055]
According to the above, by providing a transmitter that transmits a pulse signal by changing the frequency of a predetermined transmission bandwidth stepwise, there is no restriction on the sampling frequency of A / D conversion, so the transmission bandwidth can be widened. The range resolution can be improved.
[0056]
Embodiment 2. FIG.
FIG. 5 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention, in which 1 to 11 are the same as those of the prior art, 12 to 14 are the same as those of the first embodiment, and 15 is for removing clutter. This is an MTI processor.
[0057]
Here, in addition to the purpose of the first embodiment, the transmission frequency is changed for each pulse, the two pulses are made the same frequency and changed in steps, and the clutter is subtracted by subtracting those received signals. The object is to obtain a radar apparatus having an MTI function to suppress.
[0058]
As described in the first embodiment, in the present invention, the PRI is shortened to about 0.01 msec, and range ambiguity is generated. In this case, as shown in FIG. 6, the reflected power of the clutter due to the immediately preceding transmission pulse increases at the reception gate, making it difficult to detect the received signal. Therefore, it is necessary to remove clutter. Therefore, the MTI processor 15 is provided at the subsequent stage of the receiver. The operation will be described below.
[0059]
First, the MTI processor 15 performs normal pulse scan cera. However, in the radar apparatus of the present invention, since the transmission pulses generated by the transmitter 12 differ in frequency in steps, even if the received signal is subtracted between the pulses. Clutter is not suppressed.
[0060]
Therefore, the transmitter 12 changes the transmission frequency of the transmission pulse as shown in FIG.
In the figure, a two pulse scan cera is assumed. In this case, the same frequency is set for two pulses, and the frequency is changed stepwise as a set. In the case of a 3-pulse scan cera, the same frequency is set for 3 pulses, and the frequency is changed stepwise by combining the same frequencies.
[0061]
In the MTI processor 15, since the frequency of the video signal for two consecutive pulses is the same and the frequency of the next pulse is different, the video signal that is continuously input is not subtracted so as to cancel a normal pulse. Subtract only those with the same frequency.
[0062]
Although the clutter can be suppressed even if the MTI processor is provided at the subsequent stage of the range compressor 13, in the case of the radar of the present invention, the output rate of the video signal from the receiver 4 is the output from the range compressor 13. Since it is faster than the rate (specifically, in the above-mentioned parameters, the conventional radar apparatus is 2 msec, and the radar apparatus of the present invention is 0.01 msec). Was provided.
[0063]
According to the above, when transmitting a pulse signal by changing the transmission frequency stepwise, the pulse repetition period becomes short and it is easy to be affected by clutter. There is an effect that it can be suppressed.
[0064]
Embodiment 3 FIG.
FIG. 8 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention, in which 1 to 11 are the same as the description of the prior art, 12 to 14 are the description of the first embodiment, and 15 is the same as the description of the second embodiment. Reference numeral 16 denotes a second range migration correction processor that inputs the speed data of the target estimated by the Doppler history detector 9 and performs range migration correction processing.
[0065]
Here, in addition to the objects of the first and second embodiments, the velocity data input to the range migration correction processor is calculated using the result estimated from the Doppler history detector instead of the result estimated by the distance tracking process. The objective is to improve the imaging performance.
[0066]
Next, the operation will be described.
The second range migration correction processor 16 is the same as the range migration correction processor 8 except that the speed data calculated from the target distance tracking processor 7 is different from the second embodiment. Instead, the velocity data calculated from the Doppler history detector 9 is used.
[0067]
In the radar apparatus according to the present invention, the processing flow is mainly divided into a system for calculating image data and a system for calculating speed data for correcting the movement of the target. In the conventional technique and the first and second embodiments, the speed data is calculated in parallel in the process of calculating the image data. In the third embodiment, first, the speed data is calculated by the Doppler history detector 9. After that, using the speed data, range migration correction processing and phase compensation processing are performed to calculate image data.
[0068]
The reason why the above processing is performed is that the speed data calculated by the Doppler history detector 9 is more accurate than the speed data calculated by the target distance tracking processor 7, and the correction processing using the speed data is clearer. This is because accurate image data can be obtained.
[0069]
Assuming a normal inverse synthetic aperture radar, when the target distance tracking processor 7 estimates the speed, the range bin width is about 1 m and the data collection time is 1 msec, so the speed error is about 1 m / s, but the Doppler history When the speed is estimated by the detector 9, since the frequency resolution is 4 Hz and the wavelength is 0.03 m, the speed error is about 0.06 m / s, and the speed obtained by the Doppler history detector 9 is more accurate.
[0070]
Therefore, clearer image data can be obtained by inputting the velocity data calculated by the Doppler history detector 9 to the second range migration correction processor 18 for correction.
[0071]
According to the above, in the range migration correction, the correction accuracy is improved by providing the second range migration corrector that corrects the speed data obtained by the Doppler history detector from the speed data obtained by the distance tracking processing result. There is an effect that a clear image can be obtained.
[0072]
Embodiment 4 FIG.
FIG. 9 is a block diagram showing Embodiment 4 of the present invention. 1 to 11 are the same as the description of the prior art, 12 to 14 are the description of the first embodiment, 15 is the description of the second embodiment, 16 is the same as the description of the third embodiment, and 17 is the Doppler history. When the target Doppler history is estimated by the detector 9, it is a reference point extractor that optimally cuts out data used for processing.
[0073]
Here, in addition to the objects of the first to third embodiments, the object is to improve the Doppler tracking accuracy by cutting out the optimal range bin video signal when estimating the Doppler history of the target.
[0074]
Next, the operation will be described.
When the target Doppler history is estimated by the Doppler history detector 9, the video data after the range migration at any one of the plurality of isolated reflection points A to D shown in FIG. .
[0075]
In the conventional radar apparatus, attention is paid to the isolated point with the maximum amplitude detected by the first pulse hit among the isolated points detected by the target distance tracking processor 7, and the video data after the range migration of the isolated point is cut out. Doppler tracking processing was performed (point D in FIG. 14A).
[0076]
In that case, if the isolated point is stabilized by the first pulse hit as shown in FIG. 14B and the amplitude value is low thereafter, accurate Doppler tracking cannot be performed. Therefore, the reference point detector 17 adds the amplitude of the video signal after the range migration correction processing for all the range bins in the pulse hit direction as shown in FIG. 13C, and detects the isolated reflection point having the maximum amplitude value among them. The video signal is cut out and output to the Doppler history detector 9.
[0077]
By performing the above processing, the Doppler tracking process using the most stable isolated reflection point can be performed by selecting the isolated reflection point having the maximum amplitude value from among the plurality of isolated reflection points.
[0078]
According to the above, in Doppler history detection, the Doppler history detection accuracy can be improved and a clear image can be obtained by providing the reference point detector for selecting an isolated point whose amplitude value is relatively stable. effective.
[0079]
Embodiment 5. FIG.
FIG. 10 is a block diagram showing a fifth embodiment of the present invention, in which 1-11 are descriptions of the prior art, 12-14 are descriptions of the first embodiment, 15 are descriptions of the second embodiment, Is the same as the description of the third embodiment, 17 is the same as the description of the fourth embodiment, 18 is dictionary data in which target images are stored in advance as a database, 19 is output by this database and the cross-range compression 13. It is a recognition / identification processor for recognizing and identifying a target by comparing and collating the obtained image data.
[0080]
Here, in addition to the purposes of the first to fourth embodiments, the target can be identified by comparing and collating with dictionary data stored in advance as a database in order to perform recognition / identification processing from the obtained target image. Is the purpose.
[0081]
Next, the operation will be described.
The inverse synthetic aperture radar can obtain a target image, but the appearance of the image depends not only on the direction of radio wave irradiation but also on the movement of the target. In addition, this image is a two-dimensional range direction × cross range direction that represents the strength of the target reflected power numerically.
[0082]
Accordingly, since the image may be seen from above, it is necessary to store an image represented as two-dimensional numerical data in the dictionary data 13 for every direction of the hemisphere centered on the target. For example, if storing images viewed every 10 ° in the horizontal direction and every 10 ° in the vertical direction, a total of 360 ° / 10 ° x 90 ° / 10 ° = 324 two-dimensional image numerical data Will be stored.
[0083]
The recognition / identification processor 19 compares and collates all of the dictionary data 18 and the image data output from the cross-range compressor 11. However, enlargement / reduction, parallel / rotational movement, inversion, etc. are necessary as preprocessing. Become. As these general processes, processes normally used in image processing are used, and here, pre-processing particularly necessary for inverse synthetic aperture radar will be described.
[0084]
The two-dimensional image obtained by the inverse synthetic aperture radar is in the range direction × cross range direction, but the resolution in the range direction is determined by the transmission bandwidth and becomes C / (N × Δf) / 2 [m] (however, , C is the speed of light, N is the number of pulse hits, and Δf is the frequency step width).
[0085]
The resolution in the cross range direction is usually expressed as λ / (2 × θ), where λ is the wavelength, θ is the angle that the target rotates during the synthetic aperture time, and the resolution in the cross range direction depends on θ. The direction and cross-range resolutions are rarely the same.
[0086]
At this time, since the image becomes horizontally long or vertically long, resampling processing is required to make the resolution in the two-dimensional direction the same. The mathematical formula for the resampling process is shown in “Equation 8”. In the equation, the range resolution is r, the cross range resolution is s, and for example, the condition is that the resolution in the range direction is matched.
[0087]
[Equation 8]

[0088]
Also, the matching process between the resampled image data and the dictionary data is executed according to FIG. 11 and “Equation 9”. In the equation, P and Q are the number of pixels of the dictionary data, and S and T are the number of pixels of the image data. The larger the matching result selected by this equation is, the more consistent the dictionary data is, and the target can be recognized and identified.
[0089]
[Equation 9]

[0090]
According to the above, it is possible to recognize and identify the target by comparing the dictionary data in which the target image is stored in advance as a database with the image data obtained after the cross range compression.
[0091]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the resolution of an image can be improved, and a radar apparatus that can automatically recognize and identify a target can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a radar apparatus showing a first embodiment of the invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a transmission method in Embodiment 1 of the present invention and a conventional radar apparatus.
FIG. 3 is a basic principle diagram of a range compression process performed in Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating transmission pulses and reception signals in the first embodiment of the present invention and a conventional radar apparatus.
FIG. 5 is a configuration diagram of a radar apparatus showing Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing transmission pulses and reception signals in Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a transmission method in Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 8 is a configuration diagram of a radar apparatus showing Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 9 is a configuration diagram of a radar apparatus showing Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 10 is a configuration diagram of a radar apparatus showing Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 11 is a diagram illustrating matching processing according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 12 is a configuration diagram of a conventional radar apparatus.
FIG. 13 is a diagram for explaining range migration correction processing in a conventional radar apparatus, and a diagram for explaining a reference point extractor according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a diagram for explaining a target isolated point and its distance change in a conventional radar apparatus.
FIG. 15 is a diagram for explaining Doppler history in a conventional radar apparatus.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Transmitter of conventional radar apparatus, 2 Transmission / reception switcher, 3 Transmitting / receiving antenna, 4 Receiver, 5 Range compressor of conventional radar apparatus, 6 Two-dimensional memory, 7 Target distance tracking processor, 8 Range migration corrector, 9 Doppler history detector, 10 phase compensator, 11 cross range compressor, 12 transmitter of the radar apparatus of the present invention, 13 range compressor of the radar apparatus of the present invention, 14 PRF setter, 15 MTI processor, 16 2 range migration correctors, 17 reference point extractors, 18 dictionary data, 19 recognition identification processors.

Claims (7)

In the radar apparatus that images the shape of the target by the Doppler frequency from the target,
Rutotomoni frequency bandwidth by changing the frequency stepwise is represented by the pulse hits N × frequency step width Delta] f, a transmitter for transmitting a transmission signal at the transmission pulse repetition period of the high rate,
A range compressor that receives a reflected wave from a target obtained by radiating a transmission signal from the transmitter, and performs pulse compression processing on the received signal;
A target distance tracking processor that calculates distance data by processing a received signal that is pulse-compressed by the range compressor and output from a two-dimensional memory;
Enter the distance data to the target from the target distance tracking processor above,
A PRF setter that controls the pulse repetition period of the transmission signal so that the transmission signal and the reception signal do not overlap in time so that (2 × target distance / light speed / transmission pulse repetition period) does not become an integer value ;
A radar apparatus comprising: 2. The radar apparatus according to claim 1 , wherein the target is separated by changing a frequency of the transmission signal and obtaining a change amount of the target phase received by the range compressor. A plurality of pulses of the transmission signal are transmitted at the same frequency, and an MTI processor for suppressing clutter in a reception signal corresponding to the transmission signal of the same frequency is provided in front of the range compressor. The radar apparatus according to claim 1 or 2 . 4. The radar apparatus according to claim 3 , wherein processing is performed with 2 or 3 pulses as a plurality of pulses of the transmission signal. A range migration corrector that corrects a received signal output from a two-dimensional memory that stores a received signal that has been subjected to pulse compression processing by the range compressor as a range direction × pulse hit direction based on a range migration correction amount calculated for each pulse. And a Doppler history detector that calculates velocity data from the received signal corrected by the range migration correction processor, and inputs the velocity data calculated by the Doppler history detector to calculate a range migration correction amount. The radar apparatus according to claim 1 , further comprising a second range migration corrector. 6. The radar apparatus according to claim 5, further comprising a reference point extractor for extracting data for estimating a target Doppler history. Frequency analysis of the received signal after passing through the phase compensator from the above range migration correction processor, a cross range compressor that compresses the target in the cross range direction, and dictionary data that stores image data of the target viewed from all directions The radar apparatus according to claim 6, further comprising: a recognition / identification processor that performs identification by inputting the image data after the cross range compression and comparing the image data with the dictionary data.

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