JP4163019B2 - 安定化電源用デバイスおよびそれを用いるスイッチング電源装置ならびに電子機器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、たとえばビデオ用電源装置などに用いられ、入力電圧をパワートランジスタのオン抵抗で降圧させたり、スイッチングさせたりすることで所望とする電圧に安定化させて出力する安定化電源装置において、前記パワートランジスタと、その制御回路等が集積回路化されて、該安定化電源装置の主要部を構成する安定化電源用デバイスに関し、またその安定化電源用デバイスを用いるスイッチング電源装置や電子機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９は、前記ビデオ用電源装置などに用いられる一般的なスイッチング電源装置１の電気的構成を示すブロック図である。このスイッチング電源装置１は、入力端子Ｐ１、出力端子Ｐ２および接地端子Ｐ３を備える、いわゆる３端子レギュレータであり、大略的に、スイッチングを行うＩＣ２と、入力電圧Ｖｉｎを安定化して前記ＩＣ２に入力する平滑コンデンサＣ１と、前記ＩＣ２でスイッチングされた電流を平滑化するチョークコイルＬ１、還流ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ２と、平滑化された出力電圧Ｖｏを分圧して前記ＩＣ２にフィードバックする分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２とを備えて構成される。
【０００３】
前記ＩＣ２は、１番端子に入力された入力電圧Ｖｉｎをスイッチングして、２番端子から前記チョークコイルＬ１および還流ダイオードＤ１へ出力し、４番端子からフィードバックされるフィードバック電圧Ｏａｄｊに基づいて、前記スイッチングのデューティを変化することで、前記出力電圧Ｖｏを一定に維持する。また、３番端子は接地され、５番端子は前記入力電圧Ｖｉｎの立ち上がりを検出するもので、後述のようにソフトスタート制御に用いられる。
【０００４】
図１０は、前記ＩＣ２として用いられる典型的な従来技術のＩＣ１１の電気的構成を示すブロック図である。この図１０において、上述の図９に対応する部分には、同一の参照符号を付して示す。このＩＣ１１は、パワートランジスタｑ１，ｑ２と、基準電圧源１２と、エラーアンプ１３と、発振器１４と、ＰＷＭコンパレータ１５と、ＮＯＲゲート１６と、過電流検出用抵抗ｒ１１と、過電流検出回路１７と、過熱検出回路１８と、ＯＲゲート１９と、フリップフロップ２０と、定電圧回路２１と、ＯＮ／ＯＦＦ回路２２と、ソフトスタート回路２３と、ツェナダイオードｄ１１と、抵抗ｒ１２とを備えて構成される。
【０００５】
前記エラーアンプ１３は、４番端子への前記フィードバック電圧Ｏａｄｊと、基準電圧源１２で作成された内部基準電圧ＶＲＥＦとの差を増幅し、ＰＷＭコンパレータ１５は、その出力電圧値に基づいて、発振器１４からの三角波をスライスしてスイッチングパルスを作成し、ＮＯＲゲート１６を介して、Ｐ型のパワートランジスタｑ２のベースに与えることで、スイッチングが行われる。
【０００６】
前記パワートランジスタｑ２と、出力ラインに直列に介在されるＮ型のパワートランジスタｑ１とは、ダーリントン接続されており、前記ＮＯＲゲート１６からパワートランジスタｑ２のベースにローレベルが入力されることで該パワートランジスタｑ２がオンし、これによってパワートランジスタｑ１もオンし、２番端子からスイッチングパルスが出力され、チョークコイルＬ１を励磁しつつ、負荷へ供給される。これに対して、パワートランジスタｑ２のベースにハイレベルが入力されると、該パワートランジスタｑ２はオフし、これによってパワートランジスタｑ１もオフし、スイッチングパルスは出力されず、還流ダイオードＤ１を介して、前記チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギが放出される。そして、フィードバック電圧Ｏａｄｊに基づいて、前記スイッチングのデューティを変化することで、前記出力電圧Ｖｏを一定に維持する定電圧制御が行われる。
【０００７】
一方、フリップフロップ２０は、発振器１４からのパルスで毎発振周期毎にリセットされており、ＯＲゲート１９から、したがって過電流検出回路１７および過熱検出回路１８の何れからも異常出力が出力されていない間は、該フリップフロップ２０はセットされず、出力／Ｑ（／は反転であることを表す）はハイレベルとなり、ＮＯＲゲート１６は前記ＰＷＭコンパレータ１５からのスイッチングパルスを反転して、前記パワートランジスタｑ２のベースに与える。これに対して、過電流検出回路１７および過熱検出回路１８の何れかから異常出力が出力されると、フリップフロップ２０はセットされ、出力／Ｑはローレベルとなり、ＮＯＲゲート１６は前記ＰＷＭコンパレータ１５からのスイッチングパルスをマスクして、前記パワートランジスタｑ２，ｑ１のスイッチングが停止される。
【０００８】
次のスイッチング周期には、フリップフロップ２０は発振器１４からのパルスでリセットされるけれども、前記過電流検出回路１７および過熱検出回路１８からの異常出力が継続している場合には、前記スイッチングパルスはマスクされたままとなり、異常が解消していると、スイッチングが可能となる。こうして、過電流保護および過熱保護が行われる。
【０００９】
前記過電流検出用抵抗ｒ１１は、１番端子とパワートランジスタｑ１のコレクタとの間に挿入され、ＩＣ１１の内部のアルミ配線パターンから成り、前記過電流検出回路１７は、該過電流検出用抵抗ｒ１１の端子間に生じる電圧降下が予め定めるレベルであるか否かから、過電流の発生を検知する。
【００１０】
また、前記定電圧回路２１は、前記入力電圧Ｖｉｎから、前記エラーアンプ１３やＰＷＭコンパレータ１５等の内部回路に電源供給を行う。前記ＯＮ／ＯＦＦ回路２２は、抵抗ｒ１２を介して５番端子に接続され、該５番端子がローレベルとなる、すなわち入力電圧Ｖｉｎが遮断されるとパワートランジスタｑ２，ｑ１をオフさせ、該５番端子がハイレベルとなる、すなわち入力電圧Ｖｉｎが立ち上がるとパワートランジスタｑ２，ｑ１のオン駆動を可能とする。
【００１１】
前記ソフトスタート回路２３は、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを防止するために、前記入力電圧Ｖｉｎが与えられる１番端子に接続される０番端子にコンデンサを追加することで、電源投入時に、該０番端子からの定電流出力によって、接続されたコンデンサの電圧が上昇し、その電圧とエラーアンプ１３からの出力電圧と比較してパワートランジスタｑ２，ｑ１をオンさせるパルス幅を徐々に拡げてゆくことで、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを防ぐものである。そして、前記ツェナダイオードｄ１１は、前記０番端子にコンデンサを追加した場合に、該コンデンサの上限電圧をクランプするために挿入される。
【００１２】
上述のように構成されるＩＣ１１は、特開平６−１８０８０６号公報のように、集積化を目指したもので、パワートランジスタｑ２，ｑ１とともに、その制御を行う回路などのスイッチング電源装置を構成する主要部品を集積化している。一方、コストを優先して、前記ＩＣ２部分をディスクリート部品で構成したものもあり、そのような構成では、過電流検知機能を搭載しないのが一般的である。
【００１３】
【特許文献１】
特開平６−１８０８０６号公報（公開日：平成６年６月２８日）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上述のような従来技術のＩＣ１１では、アルミ配線パターンから成る過電流検出用抵抗ｒ１１のバラツキの影響が大きく、製品の電源に対する安全規格過負荷試験時に、図１１において、参照符α１からα２で示すように、安全規格である、たとえば１５Ｗを超えてしまうことになる。この１５Ｗを超える場合には、別途試験が必要となり、安全規格の試験に手間がかかり、また入力の電源容量も、本来の定格より過負荷状態まで、電源がダウンしないように、大き目に設定する必要がある。
【００１５】
本発明の目的は、試験を簡素化することができるとともに、入力電源容量をむやみに増加する必要のない安定化電源用デバイスおよびそれを用いるスイッチング電源装置ならびに電子機器を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の安定化電源用デバイスは、集積回路化され、入力電圧を予め定める電圧に安定化させて出力するために用いられる安定化電源用デバイスにおいて、過電流検出のための素子を、前記集積回路の外部に露出することを特徴とする。
【００１７】
上記の構成によれば、パワートランジスタと、そのベース電流やゲート電圧を制御する制御回路等が該パワートランジスタと一体で集積回路化されて成る安定化電源用デバイスにおいて、前記パワートランジスタと直列に接続されるなどして、過電流検出を行う素子を、従来は集積回路内に内蔵されていたのを、外部に露出する。
【００１８】
したがって、前記過電流検出のための素子を、集積回路内部のアルミ配線パターンで形成した場合などに比べて、素子バラツキが格段に小さくなり、電流検出精度を上げることができるとともに、素子の定数も任意に設定することができる。したがって、安全規格試験等に対して、試験を簡素化することができるとともに、入力電源容量をむやみに増加したりする必要がなくなり、低コスト化を図ることもできる。
【００１９】
また、本発明の安定化電源用デバイスは、集積回路化され、電源ラインに直列に介在されるパワートランジスタを制御することで、入力電圧を予め定める電圧に安定化させて出力するために用いられる安定化電源用デバイスにおいて、前記電源ラインに直列に介在される過電流検出用抵抗を、前記集積回路への外付け抵抗で実現することを特徴とする。
【００２０】
上記の構成によれば、電源ラインにパワートランジスタが直列に介在され、そのオン抵抗を変化させたり、スイッチングさせたりすることで、入力電圧を予め定める電圧に安定化させて出力する安定化電源装置に用いられる半導体デバイスであって、前記予め定める電圧を得るために、前記パワートランジスタを制御する制御回路等が該パワートランジスタと一体で集積回路化された半導体デバイスにおいて、従来は集積回路内に内蔵されていた過電流検出用抵抗を、外付けとする。
【００２１】
したがって、前記過電流検出用抵抗を集積回路内部のアルミ配線パターンで形成した場合などに比べて、抵抗値のバラツキが格段に小さくなり、電流検出精度を上げることができるとともに、抵抗値も任意に設定することができる。したがって、安全規格試験等に対して、入力電源容量をむやみに増加したりする必要がなくなり、低コスト化を図ることができる。
【００２２】
さらにまた、本発明の安定化電源用デバイスは、前記パワートランジスタを、マルチエミッタ出力のトランジスタとし、該マルチエミッタ出力の小電流側に前記過電流検出用抵抗を接続することを特徴とする。
【００２３】
上記の構成によれば、全負荷電流に対して過電流検出用抵抗が挿入されるのではなく、パワートランジスタをマルチエミッタ出力のトランジスタとして前記負荷電流を分割し、その出力の一部である小電流側の出力を外部に取出して過電流検出用抵抗を挿入するので、該過電流検出用抵抗による消費電力を削減することができる。
【００２４】
また、本発明の安定化電源用デバイスは、前記パワートランジスタを、電流センス機能付きのパワーＭＯＳＦＥＴで構成し、センス端子に前記過電流検出用抵抗を接続することを特徴とする。
【００２５】
上記の構成によれば、全負荷電流に対して過電流検出用抵抗が挿入されるのではなく、パワートランジスタを電流センス機能付きのパワーＭＯＳＦＥＴとして、負荷電流に比例した微小電流が流れるそのセンス端子を外部に取出して過電流検出用抵抗を挿入するので、該過電流検出用抵抗による消費電力を削減することができる。
【００２６】
さらにまた、本発明の安定化電源用デバイスは、前記過電流検出用抵抗の一端を、入力端子または出力端子が接続されるリード端子と共用することを特徴とする。
【００２７】
上記の構成によれば、過電流検出用抵抗を前記のように外付けするために必要となる一対のリード端子の一方を、入力端子または出力端子が接続されるリード端子と共用するので、リード端子を削減することができる。
【００２８】
また、本発明の安定化電源用デバイスは、前記過電流検出用抵抗を、可変抵抗器とすることを特徴とする。
【００２９】
上記の構成によれば、過電流検出用抵抗を前記のように外付けとして外部に露出させたことを利用し、さらに該過電流検出用抵抗を可変抵抗器で実現する。
【００３０】
したがって、抵抗値を容易に調整することができる。
【００３１】
さらにまた、本発明の安定化電源用デバイスは、前記外付けの過電流検出用抵抗と同等の温度特性を有する温度補正回路を、前記集積回路内に内蔵することを特徴とする。
【００３２】
上記の構成によれば、外付けされて外部に露出されている過電流検出用抵抗の抵抗値が温度によって変化しても、集積回路内の制御回路などでは、温度補正回路によってその抵抗値の変化が補正される。
【００３３】
したがって、温度変化に対しても、一定の電流検出精度を維持することができ、前記入力電源容量の増加をさらに抑えることができる。
【００３４】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記の安定化電源用デバイスを用いることを特徴とする。
【００３５】
上記の構成によれば、安全規格試験等に対して、入力電源容量をむやみに増加させたりする必要のない低コストなスイッチング電源装置を実現することができる。
【００３６】
さらにまた、本発明の電子機器は、前記のスイッチング電源装置を用いることを特徴とする。
【００３７】
上記の構成によれば、前記のようにビデオ用電源などにおいて、安全規格試験等に対して、入力電源容量をむやみに増加させたりする必要のない低コストな電源を搭載することができる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の第１の形態について、図１、図２および前記図１１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００３９】
図１は、本発明の実施の第１の形態のＩＣ３１の電気的構成を示すブロック図である。このＩＣ３１は、前記図９で示すスイッチング電源装置１におけるＩＣ２として用いられ、図１において、前述の図９に対応する部分には、同一の参照符号を付して示す。このＩＣ３１は、パワートランジスタＱ１，Ｑ２と、基準電圧源３２と、エラーアンプ３３と、発振器３４と、ＰＷＭコンパレータ３５と、ＮＯＲゲート３６と、過電流検出用抵抗Ｒ１１と、過電流検出回路３７と、過熱検出回路３８と、ＯＲゲート３９と、フリップフロップ４０と、定電圧回路４１と、ＯＮ／ＯＦＦ回路４２と、ソフトスタート回路４３と、ツェナダイオードＤ１１と、抵抗Ｒ１２とを備えて構成される。
【００４０】
前記エラーアンプ３３は、４番端子への前記フィードバック電圧Ｏａｄｊと、基準電圧源３２で作成された内部基準電圧ＶＲＥＦとの差を増幅し、ＰＷＭコンパレータ３５は、その出力電圧値に基づいて、発振器３４からの三角波をスライスしてスイッチングパルスを作成し、ＮＯＲゲート３６を介して、Ｐ型のパワートランジスタＱ２のベースに与えることで、スイッチングが行われる。
【００４１】
前記パワートランジスタＱ２と、出力ラインに直列に介在されるＮ型のパワートランジスタＱ１とは、ダーリントン接続されており、前記ＮＯＲゲート３６からパワートランジスタＱ２のベースにローレベルが入力されることで該パワートランジスタＱ２がオンし、これによってパワートランジスタＱ１もオンし、２番端子からスイッチングパルスが出力され、チョークコイルＬ１を励磁しつつ、負荷へ供給される。これに対して、パワートランジスタＱ２のベースにハイレベルが入力されると、該パワートランジスタＱ２はオフし、これによってパワートランジスタＱ１もオフし、スイッチングパルスは出力されず、還流ダイオードＤ１を介して、前記チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギが放出される。そして、フィードバック電圧Ｏａｄｊに基づいて、前記スイッチングのデューティを変化することで、前記出力電圧Ｖｏを一定に維持する定電圧制御が行われる。
【００４２】
一方、フリップフロップ４０は、発振器３４からのパルスで毎発振周期毎にリセットされており、ＯＲゲート３９から、したがって過電流検出回路３７および過熱検出回路３８の何れからも異常出力が出力されていない間は、該フリップフロップ４０はセットされず、出力／Ｑはハイレベルとなり、ＮＯＲゲート３６は前記ＰＷＭコンパレータ３５からのスイッチングパルスを反転して、前記パワートランジスタＱ２のベースに与える。これに対して、過電流検出回路３７および過熱検出回路３８の何れかから異常出力が出力されると、フリップフロップ４０はセットされ、出力／Ｑはローレベルとなり、ＮＯＲゲート３６は前記ＰＷＭコンパレータ３５からのスイッチングパルスをマスクして、前記パワートランジスタＱ２，Ｑ１のスイッチングが停止される。
【００４３】
次のスイッチング周期には、フリップフロップ４０は発振器３４からのパルスでリセットされるけれども、前記過電流検出回路３７および過熱検出回路３８からの異常出力が継続している場合には、前記スイッチングパルスはマスクされたままとなり、異常が解消していると、スイッチングが可能となる。こうして、過電流保護および過熱保護が行われる。
【００４４】
前記定電圧回路４１は、前記入力電圧Ｖｉｎから、前記エラーアンプ３３やＰＷＭコンパレータ３５等の内部回路に電源供給を行う。前記ＯＮ／ＯＦＦ回路４２は、抵抗Ｒ１２を介して５番端子に接続され、該５番端子がローレベルとなる、すなわち入力電圧Ｖｉｎが遮断されるとパワートランジスタＱ２，Ｑ１をオフさせ、該５番端子がハイレベルとなる、すなわち入力電圧Ｖｉｎが立ち上がるとパワートランジスタＱ２，Ｑ１のオン駆動を可能とする。
【００４５】
前記ソフトスタート回路４３は、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを防止するために、前記入力電圧Ｖｉｎが与えられる１番端子に接続される０番端子にコンデンサを追加することで、電源投入時に、該０番端子からの定電流出力によって、接続されたコンデンサの電圧が上昇し、その電圧とエラーアンプ３３からの出力電圧と比較してパワートランジスタＱ２，Ｑ１をオンさせるパルス幅を徐々に拡げてゆくことで、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを防ぐものである。そして、前記ツェナダイオードＤ１１は、前記０番端子にコンデンサを追加した場合に、該コンデンサの上限電圧をクランプするために挿入される。以上の構成は、前記図１０で示す従来のＩＣ１１と同様である。
【００４６】
注目すべきは、本発明のＩＣ３１では、前記過電流検出用抵抗Ｒ１１は、入力電圧Ｖｉｎが与えられる１番端子と接続される６番端子と、前記パワートランジスタＱ１のコレクタと接続される７番端子との間に、外付けで挿入されることである。前記過電流検出回路３７は、前記６番端子と７番端子との電圧を取込み、前記過電流検出用抵抗Ｒ１１の端子間に生じる電圧降下が予め定めるレベルであるか否かから、過電流の発生を検知する。
【００４７】
図２は、上述のように構成されるＩＣ３１の具体的な構造の一例を示す正面図である。前記図１のように構成されるＩＣチップ４４は、リードフレーム４５にダイボンドされた後、参照符▲１▼〜▲７▼を付して示す前記１〜７番の各端子に対応するリード端子４６とワイヤーボンディングされる。その後、前記６番端子および７番端子に対応するリード端子間には、チップ部品から成る前記過電流検出用抵抗Ｒ１１が搭載され、モールド樹脂４７にて気密に封止される。
【００４８】
したがって、チップ部品から成る前記過電流検出用抵抗Ｒ１１は、前記集積回路の内部アルミ配線パターンで形成した場合に比べて、素子バラツキが格段に小さくなり、電流検出精度を上げることができるとともに、素子の定数も任意に設定することができる。したがって、安全規格試験等に対して、試験を簡素化することができるとともに、入力電源容量をむやみに増加したりする必要がなくなり、低コスト化を図ることもできる。
【００４９】
前記図１１において、本発明のバラツキによる電流−電圧特性を、参照符α３で示す。安全規格である前記１５Ｗ以内に確実に抑えられており、この電流−電圧特性の試験で、別途に試験を行う必要はなく、上述のように試験を簡素化することができる。
【００５０】
本発明の実施の第２の形態について、図３に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５１】
図３は、本発明の実施の第２の形態のＩＣ５１の電気的構成を示すブロック図である。このＩＣ５１は、前述のＩＣ３１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、このＩＣ３１では、電源ラインに直列に挿入されるＰ型のパワートランジスタが、参照符Ｑ１ａで示すように、マルチエミッタ出力となっていることである。そして、パワートランジスタＱ１ａのエミッタ側に前記過電流検出用抵抗Ｒ１１が設けられ、前記パワートランジスタＱ１ａの参照符Ａで示す大電流側の端子はそのまま出力の２番端子に接続されるのに対して、参照符Ｂで示す小電流（たとえば、前記大電流側の端子Ａの１／１０００）側の端子が、前記６番端子から過電流検出用抵抗Ｒ１１の一端に接続され、過電流検出用抵抗Ｒ１１の他端に接続される前記７番端子は出力の２番端子に接続される。
【００５２】
したがって、前記パワートランジスタＱ１のように全負荷電流に対して過電流検出用抵抗Ｒ１１が挿入されるのではなく、前記負荷電流を分割し、その出力の一部である小電流側の出力を外部に取出して過電流検出用抵抗Ｒ１１を挿入するので、該過電流検出用抵抗Ｒ１１による消費電力を削減することができる。
【００５３】
本発明の実施の第３の形態について、図４に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５４】
図４は、本発明の実施の第３の形態のＩＣ６１の電気的構成を示すブロック図である。このＩＣ６１は、前述のＩＣ５１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、このＩＣ６１では、前記パワートランジスタＱ１，Ｑ２に代えて、参照符Ｑ１２で示すように、電流センス機能付きのパワーＭＯＳＦＥＴが用いられることである。そして、参照符Ｂで示すパワーＭＯＳＦＥＴＱ１２のセンス端子に前記６番端子を介して前記過電流検出用抵抗Ｒ１１の一端が接続され、該過電流検出用抵抗Ｒ１１の他端に接続される前記７番端子は出力の２番端子に接続される。前記ＮＯＲゲートからのローアクティブのスイッチングパルスは、Ｐ型のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１２のゲートに与えられる。
【００５５】
したがって、前記パワートランジスタＱ１ａと同様に、全負荷電流に対して過電流検出用抵抗Ｒ１１が挿入されるのではなく、センス端子Ｂに流れる負荷電流に比例した微小電流に対して過電流検出用抵抗Ｒ１１を挿入するので、該過電流検出用抵抗Ｒ１１による消費電力を削減することができる。
【００５６】
本発明の実施の第４の形態について、図５および図６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５７】
図５および図６は、本発明の実施の第４の形態のＩＣ７１，８１の電気的構成を示すブロック図である。これらのＩＣ７１，８１は、前述のＩＣ３１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示す。注目すべきは、これらのＩＣ７１，８１では、前記過電流検出用抵抗Ｒ１１を前記のように外付けするために必要となる一対のリード端子の一方を、入力端子または出力端子が接続されるリード端子と共用することである。
【００５８】
すなわち、図５のＩＣ７１では、前記過電流検出用抵抗Ｒ１１の一端は入力端子である１番端子に接続され、他端が前記入力電圧Ｖｉｎの入力端子となる６番端子に接続される。したがって、前記図１のＩＣ３１において、パワートランジスタＱ１のコレクタに接続されていた７番端子が省略されている。
【００５９】
これに対して、図６のＩＣ８１では、前記過電流検出用抵抗Ｒ１１はパワートランジスタＱ１のエミッタ側に挿入され、その一端は出力端子である２番端子に接続され、他端が前記出力電圧Ｖｏの出力端子となる６番端子に接続される。したがって、前記図１のＩＣ３１における７番端子が省略されている。このようにして、リード端子を削減することができる。
【００６０】
本発明の実施の第５の形態について、図７に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００６１】
図７は、本発明の実施の第５の形態のＩＣ９１の電気的構成を示すブロック図である。このＩＣ６１は、前述のＩＣ３１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、このＩＣ９１では、前記過電流検出用抵抗を、前記のように外付けとして外部に露出させたことを利用し、参照符Ｒ１１ａで示すように、半固定抵抗器などの可変抵抗器で構成することである。
【００６２】
したがって、抵抗値を容易に調整することができる。
【００６３】
本発明の実施の第６の形態について、図８に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００６４】
図８は、本発明の実施の第６の形態のＩＣ１０１の電気的構成を示すブロック図である。このＩＣ１０１は、前述のＩＣ３１に類似している。注目すべきは、このＩＣ１０１では、該ＩＣ１０１内に、外付けの前記過電流検出用抵抗Ｒ１１と同等の温度特性を有する温度補正回路１０２を内蔵していることである。前記過電流検出用抵抗Ｒ１１による検出結果は、この温度補正回路１０２で補正されて前記過電流検出回路３７に入力される。
【００６５】
したがって、過電流検出用抵抗Ｒ１１の抵抗値が温度によって変化しても、ＩＣ１０１内では、温度補正回路１０２によってその抵抗値の変化が補正されるので温度変化に対しても、一定の電流検出精度を維持することができ、前記入力電源容量の増加をさらに抑えることができる。
【００６６】
上述の説明では、入力電圧Ｖｉｎを所望とする出力電圧Ｖｏに安定化させて出力するにあたって、パワートランジスタＱ１，Ｑ１ａ，Ｑ１２をスイッチングさせるスイッチング式の電源装置について説明しているけれども、電源ラインにこれらのパワートランジスタＱ１，Ｑ１ａ，Ｑ１２が直列に介在され、そのオン抵抗を変化させるようにした降圧式の電源装置にも、本発明を適用することができる。
【００６７】
【発明の効果】
本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、パワートランジスタと、そのベース電流やゲート電圧を制御する制御回路等が該パワートランジスタと一体で集積回路化されて成る安定化電源用デバイスにおいて、前記パワートランジスタと直列に接続されるなどして、過電流検出を行う素子を、従来は集積回路内に内蔵されていたのを、外部に露出する。
【００６８】
それゆえ、前記過電流検出のための素子を、集積回路内部のアルミ配線パターンで形成した場合などに比べて、素子バラツキが格段に小さくなり、電流検出精度を上げることができるとともに、素子の定数も任意に設定することができる。これによって、安全規格試験等に対して、試験を簡素化することができるとともに、入力電源容量をむやみに増加したりする必要がなくなり、低コスト化を図ることもできる。
【００６９】
また、本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、電源ラインにパワートランジスタが直列に介在され、そのオン抵抗を変化させたり、スイッチングさせたりすることで、入力電圧を予め定める電圧に安定化させて出力する安定化電源装置に用いられる半導体デバイスであって、前記予め定める電圧を得るために、前記パワートランジスタを制御する制御回路等が該パワートランジスタと一体で集積回路化された半導体デバイスにおいて、従来は集積回路内に内蔵されていた過電流検出用抵抗を、外付けとする。
【００７０】
それゆえ、前記過電流検出用抵抗を集積回路内部のアルミ配線パターンで形成した場合などに比べて、抵抗値のバラツキが格段に小さくなり、電流検出精度を上げることができるとともに、抵抗値も任意に設定することができる。これによって、安全規格試験等に対して、入力電源容量をむやみに増加したりする必要がなくなり、低コスト化を図ることができる。
【００７１】
さらにまた、本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、全負荷電流に対して過電流検出用抵抗を挿入するのではなく、前記パワートランジスタをマルチエミッタ出力のトランジスタとして前記負荷電流を分割し、その出力の一部である小電流側の出力を外部に取出して過電流検出用抵抗を挿入する。
【００７２】
それゆえ、前記過電流検出用抵抗による消費電力を削減することができる。
【００７３】
また、本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、全負荷電流に対して過電流検出用抵抗を挿入するのではなく、パワートランジスタを電流センス機能付きのパワーＭＯＳＦＥＴとして、負荷電流に比例した微小電流が流れるそのセンス端子を外部に取出して過電流検出用抵抗を挿入する。
【００７４】
それゆえ、前記過電流検出用抵抗による消費電力を削減することができる。
【００７５】
さらにまた、本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、前記過電流検出用抵抗の一端を、入力端子または出力端子が接続されるリード端子と共用する。
【００７６】
それゆえ、リード端子を削減することができる。
【００７７】
また、本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、過電流検出用抵抗を前記のように外付けとして外部に露出させたことを利用し、前記過電流検出用抵抗を、可変抵抗器とする。
【００７８】
それゆえ、抵抗値を容易に調整することができる。
【００７９】
さらにまた、本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、前記外付けの過電流検出用抵抗と同等の温度特性を有する温度補正回路を、前記集積回路内に内蔵する。
【００８０】
それゆえ、外付けされて外部に露出されている過電流検出用抵抗の抵抗値が温度によって変化しても、集積回路内の制御回路などでは、温度補正回路によってその抵抗値の変化が補正され、一定の電流検出精度を維持することができる。これによって、前記入力電源容量の増加をさらに抑えることができる。
【００８１】
また、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記の安定化電源用デバイスを用いる。
【００８２】
それゆえ、安全規格試験等に対して、入力電源容量をむやみに増加させたりする必要のない低コストなスイッチング電源装置を実現することができる。
【００８３】
さらにまた、本発明の電子機器は、以上のように、前記のスイッチング電源装置を用いる。
【００８４】
それゆえ、前記のようにビデオ用電源などにおいて、安全規格試験等に対して、入力電源容量をむやみに増加させたりする必要のない低コストな電源を搭載することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】スイッチング電源装置に用いられる本発明の実施の第１の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示すＩＣの具体的な構造の一例を示す正面図である。
【図３】本発明の実施の第２の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施の第３の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の第４の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の第４の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の第５の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の第６の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図９】ビデオ用電源装置などに用いられる一般的なスイッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図である。
【図１０】スイッチング電源装置に用いられる典型的な従来技術のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図１１】従来技術と本発明との過電流検出用抵抗のバラツキによるスイッチング電源装置の電流−電圧特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１ スイッチング電源装置
２ ＩＣ（安定化電源用デバイス）
３１，５１，６１，７１，８１，９１，１０１ ＩＣ（安定化電源用デバイス）
３２ 基準電圧源
３３ エラーアンプ
３４ 発振器
３５ ＰＷＭコンパレータ
３６ ＮＯＲゲート
３７ 過電流検出回路
３８ 過熱検出回路
３９ ＯＲゲート
４０ フリップフロップ
４１ 定電圧回路
４２ ＯＮ／ＯＦＦ回路
４３ ソフトスタート回路
４４ ＩＣチップ
４５ リードフレーム
４６ リード端子
４７ モールド樹脂
１０２ 温度補正回路
Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｄ１ 還流ダイオード
Ｄ１１ ツェナダイオード
Ｌ１ チョークコイル
Ｑ１ Ｎ型のパワートランジスタ
Ｑ２ Ｐ型のパワートランジスタ
Ｒ１，Ｒ２ 分圧抵抗
Ｒ１１ 過電流検出用抵抗
Ｒ１１ａ 可変抵抗器
Ｒ１２ 抵抗
Ｑ１ａ マルチエミッタトランジスタ
Ｑ１２ 電流センス機能付きのパワーＭＯＳＦＥＴ
【発明の属する技術分野】
本発明は、たとえばビデオ用電源装置などに用いられ、入力電圧をパワートランジスタのオン抵抗で降圧させたり、スイッチングさせたりすることで所望とする電圧に安定化させて出力する安定化電源装置において、前記パワートランジスタと、その制御回路等が集積回路化されて、該安定化電源装置の主要部を構成する安定化電源用デバイスに関し、またその安定化電源用デバイスを用いるスイッチング電源装置や電子機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９は、前記ビデオ用電源装置などに用いられる一般的なスイッチング電源装置１の電気的構成を示すブロック図である。このスイッチング電源装置１は、入力端子Ｐ１、出力端子Ｐ２および接地端子Ｐ３を備える、いわゆる３端子レギュレータであり、大略的に、スイッチングを行うＩＣ２と、入力電圧Ｖｉｎを安定化して前記ＩＣ２に入力する平滑コンデンサＣ１と、前記ＩＣ２でスイッチングされた電流を平滑化するチョークコイルＬ１、還流ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ２と、平滑化された出力電圧Ｖｏを分圧して前記ＩＣ２にフィードバックする分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２とを備えて構成される。
【０００３】
前記ＩＣ２は、１番端子に入力された入力電圧Ｖｉｎをスイッチングして、２番端子から前記チョークコイルＬ１および還流ダイオードＤ１へ出力し、４番端子からフィードバックされるフィードバック電圧Ｏａｄｊに基づいて、前記スイッチングのデューティを変化することで、前記出力電圧Ｖｏを一定に維持する。また、３番端子は接地され、５番端子は前記入力電圧Ｖｉｎの立ち上がりを検出するもので、後述のようにソフトスタート制御に用いられる。
【０００４】
図１０は、前記ＩＣ２として用いられる典型的な従来技術のＩＣ１１の電気的構成を示すブロック図である。この図１０において、上述の図９に対応する部分には、同一の参照符号を付して示す。このＩＣ１１は、パワートランジスタｑ１，ｑ２と、基準電圧源１２と、エラーアンプ１３と、発振器１４と、ＰＷＭコンパレータ１５と、ＮＯＲゲート１６と、過電流検出用抵抗ｒ１１と、過電流検出回路１７と、過熱検出回路１８と、ＯＲゲート１９と、フリップフロップ２０と、定電圧回路２１と、ＯＮ／ＯＦＦ回路２２と、ソフトスタート回路２３と、ツェナダイオードｄ１１と、抵抗ｒ１２とを備えて構成される。
【０００５】
前記エラーアンプ１３は、４番端子への前記フィードバック電圧Ｏａｄｊと、基準電圧源１２で作成された内部基準電圧ＶＲＥＦとの差を増幅し、ＰＷＭコンパレータ１５は、その出力電圧値に基づいて、発振器１４からの三角波をスライスしてスイッチングパルスを作成し、ＮＯＲゲート１６を介して、Ｐ型のパワートランジスタｑ２のベースに与えることで、スイッチングが行われる。
【０００６】
前記パワートランジスタｑ２と、出力ラインに直列に介在されるＮ型のパワートランジスタｑ１とは、ダーリントン接続されており、前記ＮＯＲゲート１６からパワートランジスタｑ２のベースにローレベルが入力されることで該パワートランジスタｑ２がオンし、これによってパワートランジスタｑ１もオンし、２番端子からスイッチングパルスが出力され、チョークコイルＬ１を励磁しつつ、負荷へ供給される。これに対して、パワートランジスタｑ２のベースにハイレベルが入力されると、該パワートランジスタｑ２はオフし、これによってパワートランジスタｑ１もオフし、スイッチングパルスは出力されず、還流ダイオードＤ１を介して、前記チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギが放出される。そして、フィードバック電圧Ｏａｄｊに基づいて、前記スイッチングのデューティを変化することで、前記出力電圧Ｖｏを一定に維持する定電圧制御が行われる。
【０００７】
一方、フリップフロップ２０は、発振器１４からのパルスで毎発振周期毎にリセットされており、ＯＲゲート１９から、したがって過電流検出回路１７および過熱検出回路１８の何れからも異常出力が出力されていない間は、該フリップフロップ２０はセットされず、出力／Ｑ（／は反転であることを表す）はハイレベルとなり、ＮＯＲゲート１６は前記ＰＷＭコンパレータ１５からのスイッチングパルスを反転して、前記パワートランジスタｑ２のベースに与える。これに対して、過電流検出回路１７および過熱検出回路１８の何れかから異常出力が出力されると、フリップフロップ２０はセットされ、出力／Ｑはローレベルとなり、ＮＯＲゲート１６は前記ＰＷＭコンパレータ１５からのスイッチングパルスをマスクして、前記パワートランジスタｑ２，ｑ１のスイッチングが停止される。
【０００８】
次のスイッチング周期には、フリップフロップ２０は発振器１４からのパルスでリセットされるけれども、前記過電流検出回路１７および過熱検出回路１８からの異常出力が継続している場合には、前記スイッチングパルスはマスクされたままとなり、異常が解消していると、スイッチングが可能となる。こうして、過電流保護および過熱保護が行われる。
【０００９】
前記過電流検出用抵抗ｒ１１は、１番端子とパワートランジスタｑ１のコレクタとの間に挿入され、ＩＣ１１の内部のアルミ配線パターンから成り、前記過電流検出回路１７は、該過電流検出用抵抗ｒ１１の端子間に生じる電圧降下が予め定めるレベルであるか否かから、過電流の発生を検知する。
【００１０】
また、前記定電圧回路２１は、前記入力電圧Ｖｉｎから、前記エラーアンプ１３やＰＷＭコンパレータ１５等の内部回路に電源供給を行う。前記ＯＮ／ＯＦＦ回路２２は、抵抗ｒ１２を介して５番端子に接続され、該５番端子がローレベルとなる、すなわち入力電圧Ｖｉｎが遮断されるとパワートランジスタｑ２，ｑ１をオフさせ、該５番端子がハイレベルとなる、すなわち入力電圧Ｖｉｎが立ち上がるとパワートランジスタｑ２，ｑ１のオン駆動を可能とする。
【００１１】
前記ソフトスタート回路２３は、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを防止するために、前記入力電圧Ｖｉｎが与えられる１番端子に接続される０番端子にコンデンサを追加することで、電源投入時に、該０番端子からの定電流出力によって、接続されたコンデンサの電圧が上昇し、その電圧とエラーアンプ１３からの出力電圧と比較してパワートランジスタｑ２，ｑ１をオンさせるパルス幅を徐々に拡げてゆくことで、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを防ぐものである。そして、前記ツェナダイオードｄ１１は、前記０番端子にコンデンサを追加した場合に、該コンデンサの上限電圧をクランプするために挿入される。
【００１２】
上述のように構成されるＩＣ１１は、特開平６−１８０８０６号公報のように、集積化を目指したもので、パワートランジスタｑ２，ｑ１とともに、その制御を行う回路などのスイッチング電源装置を構成する主要部品を集積化している。一方、コストを優先して、前記ＩＣ２部分をディスクリート部品で構成したものもあり、そのような構成では、過電流検知機能を搭載しないのが一般的である。
【００１３】
【特許文献１】
特開平６−１８０８０６号公報（公開日：平成６年６月２８日）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上述のような従来技術のＩＣ１１では、アルミ配線パターンから成る過電流検出用抵抗ｒ１１のバラツキの影響が大きく、製品の電源に対する安全規格過負荷試験時に、図１１において、参照符α１からα２で示すように、安全規格である、たとえば１５Ｗを超えてしまうことになる。この１５Ｗを超える場合には、別途試験が必要となり、安全規格の試験に手間がかかり、また入力の電源容量も、本来の定格より過負荷状態まで、電源がダウンしないように、大き目に設定する必要がある。
【００１５】
本発明の目的は、試験を簡素化することができるとともに、入力電源容量をむやみに増加する必要のない安定化電源用デバイスおよびそれを用いるスイッチング電源装置ならびに電子機器を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の安定化電源用デバイスは、集積回路化され、入力電圧を予め定める電圧に安定化させて出力するために用いられる安定化電源用デバイスにおいて、過電流検出のための素子を、前記集積回路の外部に露出することを特徴とする。
【００１７】
上記の構成によれば、パワートランジスタと、そのベース電流やゲート電圧を制御する制御回路等が該パワートランジスタと一体で集積回路化されて成る安定化電源用デバイスにおいて、前記パワートランジスタと直列に接続されるなどして、過電流検出を行う素子を、従来は集積回路内に内蔵されていたのを、外部に露出する。
【００１８】
したがって、前記過電流検出のための素子を、集積回路内部のアルミ配線パターンで形成した場合などに比べて、素子バラツキが格段に小さくなり、電流検出精度を上げることができるとともに、素子の定数も任意に設定することができる。したがって、安全規格試験等に対して、試験を簡素化することができるとともに、入力電源容量をむやみに増加したりする必要がなくなり、低コスト化を図ることもできる。
【００１９】
また、本発明の安定化電源用デバイスは、集積回路化され、電源ラインに直列に介在されるパワートランジスタを制御することで、入力電圧を予め定める電圧に安定化させて出力するために用いられる安定化電源用デバイスにおいて、前記電源ラインに直列に介在される過電流検出用抵抗を、前記集積回路への外付け抵抗で実現することを特徴とする。
【００２０】
上記の構成によれば、電源ラインにパワートランジスタが直列に介在され、そのオン抵抗を変化させたり、スイッチングさせたりすることで、入力電圧を予め定める電圧に安定化させて出力する安定化電源装置に用いられる半導体デバイスであって、前記予め定める電圧を得るために、前記パワートランジスタを制御する制御回路等が該パワートランジスタと一体で集積回路化された半導体デバイスにおいて、従来は集積回路内に内蔵されていた過電流検出用抵抗を、外付けとする。
【００２１】
したがって、前記過電流検出用抵抗を集積回路内部のアルミ配線パターンで形成した場合などに比べて、抵抗値のバラツキが格段に小さくなり、電流検出精度を上げることができるとともに、抵抗値も任意に設定することができる。したがって、安全規格試験等に対して、入力電源容量をむやみに増加したりする必要がなくなり、低コスト化を図ることができる。
【００２２】
さらにまた、本発明の安定化電源用デバイスは、前記パワートランジスタを、マルチエミッタ出力のトランジスタとし、該マルチエミッタ出力の小電流側に前記過電流検出用抵抗を接続することを特徴とする。
【００２３】
上記の構成によれば、全負荷電流に対して過電流検出用抵抗が挿入されるのではなく、パワートランジスタをマルチエミッタ出力のトランジスタとして前記負荷電流を分割し、その出力の一部である小電流側の出力を外部に取出して過電流検出用抵抗を挿入するので、該過電流検出用抵抗による消費電力を削減することができる。
【００２４】
また、本発明の安定化電源用デバイスは、前記パワートランジスタを、電流センス機能付きのパワーＭＯＳＦＥＴで構成し、センス端子に前記過電流検出用抵抗を接続することを特徴とする。
【００２５】
上記の構成によれば、全負荷電流に対して過電流検出用抵抗が挿入されるのではなく、パワートランジスタを電流センス機能付きのパワーＭＯＳＦＥＴとして、負荷電流に比例した微小電流が流れるそのセンス端子を外部に取出して過電流検出用抵抗を挿入するので、該過電流検出用抵抗による消費電力を削減することができる。
【００２６】
さらにまた、本発明の安定化電源用デバイスは、前記過電流検出用抵抗の一端を、入力端子または出力端子が接続されるリード端子と共用することを特徴とする。
【００２７】
上記の構成によれば、過電流検出用抵抗を前記のように外付けするために必要となる一対のリード端子の一方を、入力端子または出力端子が接続されるリード端子と共用するので、リード端子を削減することができる。
【００２８】
また、本発明の安定化電源用デバイスは、前記過電流検出用抵抗を、可変抵抗器とすることを特徴とする。
【００２９】
上記の構成によれば、過電流検出用抵抗を前記のように外付けとして外部に露出させたことを利用し、さらに該過電流検出用抵抗を可変抵抗器で実現する。
【００３０】
したがって、抵抗値を容易に調整することができる。
【００３１】
さらにまた、本発明の安定化電源用デバイスは、前記外付けの過電流検出用抵抗と同等の温度特性を有する温度補正回路を、前記集積回路内に内蔵することを特徴とする。
【００３２】
上記の構成によれば、外付けされて外部に露出されている過電流検出用抵抗の抵抗値が温度によって変化しても、集積回路内の制御回路などでは、温度補正回路によってその抵抗値の変化が補正される。
【００３３】
したがって、温度変化に対しても、一定の電流検出精度を維持することができ、前記入力電源容量の増加をさらに抑えることができる。
【００３４】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記の安定化電源用デバイスを用いることを特徴とする。
【００３５】
上記の構成によれば、安全規格試験等に対して、入力電源容量をむやみに増加させたりする必要のない低コストなスイッチング電源装置を実現することができる。
【００３６】
さらにまた、本発明の電子機器は、前記のスイッチング電源装置を用いることを特徴とする。
【００３７】
上記の構成によれば、前記のようにビデオ用電源などにおいて、安全規格試験等に対して、入力電源容量をむやみに増加させたりする必要のない低コストな電源を搭載することができる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の第１の形態について、図１、図２および前記図１１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００３９】
図１は、本発明の実施の第１の形態のＩＣ３１の電気的構成を示すブロック図である。このＩＣ３１は、前記図９で示すスイッチング電源装置１におけるＩＣ２として用いられ、図１において、前述の図９に対応する部分には、同一の参照符号を付して示す。このＩＣ３１は、パワートランジスタＱ１，Ｑ２と、基準電圧源３２と、エラーアンプ３３と、発振器３４と、ＰＷＭコンパレータ３５と、ＮＯＲゲート３６と、過電流検出用抵抗Ｒ１１と、過電流検出回路３７と、過熱検出回路３８と、ＯＲゲート３９と、フリップフロップ４０と、定電圧回路４１と、ＯＮ／ＯＦＦ回路４２と、ソフトスタート回路４３と、ツェナダイオードＤ１１と、抵抗Ｒ１２とを備えて構成される。
【００４０】
前記エラーアンプ３３は、４番端子への前記フィードバック電圧Ｏａｄｊと、基準電圧源３２で作成された内部基準電圧ＶＲＥＦとの差を増幅し、ＰＷＭコンパレータ３５は、その出力電圧値に基づいて、発振器３４からの三角波をスライスしてスイッチングパルスを作成し、ＮＯＲゲート３６を介して、Ｐ型のパワートランジスタＱ２のベースに与えることで、スイッチングが行われる。
【００４１】
前記パワートランジスタＱ２と、出力ラインに直列に介在されるＮ型のパワートランジスタＱ１とは、ダーリントン接続されており、前記ＮＯＲゲート３６からパワートランジスタＱ２のベースにローレベルが入力されることで該パワートランジスタＱ２がオンし、これによってパワートランジスタＱ１もオンし、２番端子からスイッチングパルスが出力され、チョークコイルＬ１を励磁しつつ、負荷へ供給される。これに対して、パワートランジスタＱ２のベースにハイレベルが入力されると、該パワートランジスタＱ２はオフし、これによってパワートランジスタＱ１もオフし、スイッチングパルスは出力されず、還流ダイオードＤ１を介して、前記チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギが放出される。そして、フィードバック電圧Ｏａｄｊに基づいて、前記スイッチングのデューティを変化することで、前記出力電圧Ｖｏを一定に維持する定電圧制御が行われる。
【００４２】
一方、フリップフロップ４０は、発振器３４からのパルスで毎発振周期毎にリセットされており、ＯＲゲート３９から、したがって過電流検出回路３７および過熱検出回路３８の何れからも異常出力が出力されていない間は、該フリップフロップ４０はセットされず、出力／Ｑはハイレベルとなり、ＮＯＲゲート３６は前記ＰＷＭコンパレータ３５からのスイッチングパルスを反転して、前記パワートランジスタＱ２のベースに与える。これに対して、過電流検出回路３７および過熱検出回路３８の何れかから異常出力が出力されると、フリップフロップ４０はセットされ、出力／Ｑはローレベルとなり、ＮＯＲゲート３６は前記ＰＷＭコンパレータ３５からのスイッチングパルスをマスクして、前記パワートランジスタＱ２，Ｑ１のスイッチングが停止される。
【００４３】
次のスイッチング周期には、フリップフロップ４０は発振器３４からのパルスでリセットされるけれども、前記過電流検出回路３７および過熱検出回路３８からの異常出力が継続している場合には、前記スイッチングパルスはマスクされたままとなり、異常が解消していると、スイッチングが可能となる。こうして、過電流保護および過熱保護が行われる。
【００４４】
前記定電圧回路４１は、前記入力電圧Ｖｉｎから、前記エラーアンプ３３やＰＷＭコンパレータ３５等の内部回路に電源供給を行う。前記ＯＮ／ＯＦＦ回路４２は、抵抗Ｒ１２を介して５番端子に接続され、該５番端子がローレベルとなる、すなわち入力電圧Ｖｉｎが遮断されるとパワートランジスタＱ２，Ｑ１をオフさせ、該５番端子がハイレベルとなる、すなわち入力電圧Ｖｉｎが立ち上がるとパワートランジスタＱ２，Ｑ１のオン駆動を可能とする。
【００４５】
前記ソフトスタート回路４３は、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを防止するために、前記入力電圧Ｖｉｎが与えられる１番端子に接続される０番端子にコンデンサを追加することで、電源投入時に、該０番端子からの定電流出力によって、接続されたコンデンサの電圧が上昇し、その電圧とエラーアンプ３３からの出力電圧と比較してパワートランジスタＱ２，Ｑ１をオンさせるパルス幅を徐々に拡げてゆくことで、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートを防ぐものである。そして、前記ツェナダイオードＤ１１は、前記０番端子にコンデンサを追加した場合に、該コンデンサの上限電圧をクランプするために挿入される。以上の構成は、前記図１０で示す従来のＩＣ１１と同様である。
【００４６】
注目すべきは、本発明のＩＣ３１では、前記過電流検出用抵抗Ｒ１１は、入力電圧Ｖｉｎが与えられる１番端子と接続される６番端子と、前記パワートランジスタＱ１のコレクタと接続される７番端子との間に、外付けで挿入されることである。前記過電流検出回路３７は、前記６番端子と７番端子との電圧を取込み、前記過電流検出用抵抗Ｒ１１の端子間に生じる電圧降下が予め定めるレベルであるか否かから、過電流の発生を検知する。
【００４７】
図２は、上述のように構成されるＩＣ３１の具体的な構造の一例を示す正面図である。前記図１のように構成されるＩＣチップ４４は、リードフレーム４５にダイボンドされた後、参照符▲１▼〜▲７▼を付して示す前記１〜７番の各端子に対応するリード端子４６とワイヤーボンディングされる。その後、前記６番端子および７番端子に対応するリード端子間には、チップ部品から成る前記過電流検出用抵抗Ｒ１１が搭載され、モールド樹脂４７にて気密に封止される。
【００４８】
したがって、チップ部品から成る前記過電流検出用抵抗Ｒ１１は、前記集積回路の内部アルミ配線パターンで形成した場合に比べて、素子バラツキが格段に小さくなり、電流検出精度を上げることができるとともに、素子の定数も任意に設定することができる。したがって、安全規格試験等に対して、試験を簡素化することができるとともに、入力電源容量をむやみに増加したりする必要がなくなり、低コスト化を図ることもできる。
【００４９】
前記図１１において、本発明のバラツキによる電流−電圧特性を、参照符α３で示す。安全規格である前記１５Ｗ以内に確実に抑えられており、この電流−電圧特性の試験で、別途に試験を行う必要はなく、上述のように試験を簡素化することができる。
【００５０】
本発明の実施の第２の形態について、図３に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５１】
図３は、本発明の実施の第２の形態のＩＣ５１の電気的構成を示すブロック図である。このＩＣ５１は、前述のＩＣ３１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、このＩＣ３１では、電源ラインに直列に挿入されるＰ型のパワートランジスタが、参照符Ｑ１ａで示すように、マルチエミッタ出力となっていることである。そして、パワートランジスタＱ１ａのエミッタ側に前記過電流検出用抵抗Ｒ１１が設けられ、前記パワートランジスタＱ１ａの参照符Ａで示す大電流側の端子はそのまま出力の２番端子に接続されるのに対して、参照符Ｂで示す小電流（たとえば、前記大電流側の端子Ａの１／１０００）側の端子が、前記６番端子から過電流検出用抵抗Ｒ１１の一端に接続され、過電流検出用抵抗Ｒ１１の他端に接続される前記７番端子は出力の２番端子に接続される。
【００５２】
したがって、前記パワートランジスタＱ１のように全負荷電流に対して過電流検出用抵抗Ｒ１１が挿入されるのではなく、前記負荷電流を分割し、その出力の一部である小電流側の出力を外部に取出して過電流検出用抵抗Ｒ１１を挿入するので、該過電流検出用抵抗Ｒ１１による消費電力を削減することができる。
【００５３】
本発明の実施の第３の形態について、図４に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５４】
図４は、本発明の実施の第３の形態のＩＣ６１の電気的構成を示すブロック図である。このＩＣ６１は、前述のＩＣ５１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、このＩＣ６１では、前記パワートランジスタＱ１，Ｑ２に代えて、参照符Ｑ１２で示すように、電流センス機能付きのパワーＭＯＳＦＥＴが用いられることである。そして、参照符Ｂで示すパワーＭＯＳＦＥＴＱ１２のセンス端子に前記６番端子を介して前記過電流検出用抵抗Ｒ１１の一端が接続され、該過電流検出用抵抗Ｒ１１の他端に接続される前記７番端子は出力の２番端子に接続される。前記ＮＯＲゲートからのローアクティブのスイッチングパルスは、Ｐ型のパワーＭＯＳＦＥＴＱ１２のゲートに与えられる。
【００５５】
したがって、前記パワートランジスタＱ１ａと同様に、全負荷電流に対して過電流検出用抵抗Ｒ１１が挿入されるのではなく、センス端子Ｂに流れる負荷電流に比例した微小電流に対して過電流検出用抵抗Ｒ１１を挿入するので、該過電流検出用抵抗Ｒ１１による消費電力を削減することができる。
【００５６】
本発明の実施の第４の形態について、図５および図６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５７】
図５および図６は、本発明の実施の第４の形態のＩＣ７１，８１の電気的構成を示すブロック図である。これらのＩＣ７１，８１は、前述のＩＣ３１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示す。注目すべきは、これらのＩＣ７１，８１では、前記過電流検出用抵抗Ｒ１１を前記のように外付けするために必要となる一対のリード端子の一方を、入力端子または出力端子が接続されるリード端子と共用することである。
【００５８】
すなわち、図５のＩＣ７１では、前記過電流検出用抵抗Ｒ１１の一端は入力端子である１番端子に接続され、他端が前記入力電圧Ｖｉｎの入力端子となる６番端子に接続される。したがって、前記図１のＩＣ３１において、パワートランジスタＱ１のコレクタに接続されていた７番端子が省略されている。
【００５９】
これに対して、図６のＩＣ８１では、前記過電流検出用抵抗Ｒ１１はパワートランジスタＱ１のエミッタ側に挿入され、その一端は出力端子である２番端子に接続され、他端が前記出力電圧Ｖｏの出力端子となる６番端子に接続される。したがって、前記図１のＩＣ３１における７番端子が省略されている。このようにして、リード端子を削減することができる。
【００６０】
本発明の実施の第５の形態について、図７に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００６１】
図７は、本発明の実施の第５の形態のＩＣ９１の電気的構成を示すブロック図である。このＩＣ６１は、前述のＩＣ３１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、このＩＣ９１では、前記過電流検出用抵抗を、前記のように外付けとして外部に露出させたことを利用し、参照符Ｒ１１ａで示すように、半固定抵抗器などの可変抵抗器で構成することである。
【００６２】
したがって、抵抗値を容易に調整することができる。
【００６３】
本発明の実施の第６の形態について、図８に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００６４】
図８は、本発明の実施の第６の形態のＩＣ１０１の電気的構成を示すブロック図である。このＩＣ１０１は、前述のＩＣ３１に類似している。注目すべきは、このＩＣ１０１では、該ＩＣ１０１内に、外付けの前記過電流検出用抵抗Ｒ１１と同等の温度特性を有する温度補正回路１０２を内蔵していることである。前記過電流検出用抵抗Ｒ１１による検出結果は、この温度補正回路１０２で補正されて前記過電流検出回路３７に入力される。
【００６５】
したがって、過電流検出用抵抗Ｒ１１の抵抗値が温度によって変化しても、ＩＣ１０１内では、温度補正回路１０２によってその抵抗値の変化が補正されるので温度変化に対しても、一定の電流検出精度を維持することができ、前記入力電源容量の増加をさらに抑えることができる。
【００６６】
上述の説明では、入力電圧Ｖｉｎを所望とする出力電圧Ｖｏに安定化させて出力するにあたって、パワートランジスタＱ１，Ｑ１ａ，Ｑ１２をスイッチングさせるスイッチング式の電源装置について説明しているけれども、電源ラインにこれらのパワートランジスタＱ１，Ｑ１ａ，Ｑ１２が直列に介在され、そのオン抵抗を変化させるようにした降圧式の電源装置にも、本発明を適用することができる。
【００６７】
【発明の効果】
本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、パワートランジスタと、そのベース電流やゲート電圧を制御する制御回路等が該パワートランジスタと一体で集積回路化されて成る安定化電源用デバイスにおいて、前記パワートランジスタと直列に接続されるなどして、過電流検出を行う素子を、従来は集積回路内に内蔵されていたのを、外部に露出する。
【００６８】
それゆえ、前記過電流検出のための素子を、集積回路内部のアルミ配線パターンで形成した場合などに比べて、素子バラツキが格段に小さくなり、電流検出精度を上げることができるとともに、素子の定数も任意に設定することができる。これによって、安全規格試験等に対して、試験を簡素化することができるとともに、入力電源容量をむやみに増加したりする必要がなくなり、低コスト化を図ることもできる。
【００６９】
また、本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、電源ラインにパワートランジスタが直列に介在され、そのオン抵抗を変化させたり、スイッチングさせたりすることで、入力電圧を予め定める電圧に安定化させて出力する安定化電源装置に用いられる半導体デバイスであって、前記予め定める電圧を得るために、前記パワートランジスタを制御する制御回路等が該パワートランジスタと一体で集積回路化された半導体デバイスにおいて、従来は集積回路内に内蔵されていた過電流検出用抵抗を、外付けとする。
【００７０】
それゆえ、前記過電流検出用抵抗を集積回路内部のアルミ配線パターンで形成した場合などに比べて、抵抗値のバラツキが格段に小さくなり、電流検出精度を上げることができるとともに、抵抗値も任意に設定することができる。これによって、安全規格試験等に対して、入力電源容量をむやみに増加したりする必要がなくなり、低コスト化を図ることができる。
【００７１】
さらにまた、本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、全負荷電流に対して過電流検出用抵抗を挿入するのではなく、前記パワートランジスタをマルチエミッタ出力のトランジスタとして前記負荷電流を分割し、その出力の一部である小電流側の出力を外部に取出して過電流検出用抵抗を挿入する。
【００７２】
それゆえ、前記過電流検出用抵抗による消費電力を削減することができる。
【００７３】
また、本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、全負荷電流に対して過電流検出用抵抗を挿入するのではなく、パワートランジスタを電流センス機能付きのパワーＭＯＳＦＥＴとして、負荷電流に比例した微小電流が流れるそのセンス端子を外部に取出して過電流検出用抵抗を挿入する。
【００７４】
それゆえ、前記過電流検出用抵抗による消費電力を削減することができる。
【００７５】
さらにまた、本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、前記過電流検出用抵抗の一端を、入力端子または出力端子が接続されるリード端子と共用する。
【００７６】
それゆえ、リード端子を削減することができる。
【００７７】
また、本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、過電流検出用抵抗を前記のように外付けとして外部に露出させたことを利用し、前記過電流検出用抵抗を、可変抵抗器とする。
【００７８】
それゆえ、抵抗値を容易に調整することができる。
【００７９】
さらにまた、本発明の安定化電源用デバイスは、以上のように、前記外付けの過電流検出用抵抗と同等の温度特性を有する温度補正回路を、前記集積回路内に内蔵する。
【００８０】
それゆえ、外付けされて外部に露出されている過電流検出用抵抗の抵抗値が温度によって変化しても、集積回路内の制御回路などでは、温度補正回路によってその抵抗値の変化が補正され、一定の電流検出精度を維持することができる。これによって、前記入力電源容量の増加をさらに抑えることができる。
【００８１】
また、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記の安定化電源用デバイスを用いる。
【００８２】
それゆえ、安全規格試験等に対して、入力電源容量をむやみに増加させたりする必要のない低コストなスイッチング電源装置を実現することができる。
【００８３】
さらにまた、本発明の電子機器は、以上のように、前記のスイッチング電源装置を用いる。
【００８４】
それゆえ、前記のようにビデオ用電源などにおいて、安全規格試験等に対して、入力電源容量をむやみに増加させたりする必要のない低コストな電源を搭載することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】スイッチング電源装置に用いられる本発明の実施の第１の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示すＩＣの具体的な構造の一例を示す正面図である。
【図３】本発明の実施の第２の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施の第３の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の第４の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の第４の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の第５の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の第６の形態のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図９】ビデオ用電源装置などに用いられる一般的なスイッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図である。
【図１０】スイッチング電源装置に用いられる典型的な従来技術のＩＣの電気的構成を示すブロック図である。
【図１１】従来技術と本発明との過電流検出用抵抗のバラツキによるスイッチング電源装置の電流−電圧特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１ スイッチング電源装置
２ ＩＣ（安定化電源用デバイス）
３１，５１，６１，７１，８１，９１，１０１ ＩＣ（安定化電源用デバイス）
３２ 基準電圧源
３３ エラーアンプ
３４ 発振器
３５ ＰＷＭコンパレータ
３６ ＮＯＲゲート
３７ 過電流検出回路
３８ 過熱検出回路
３９ ＯＲゲート
４０ フリップフロップ
４１ 定電圧回路
４２ ＯＮ／ＯＦＦ回路
４３ ソフトスタート回路
４４ ＩＣチップ
４５ リードフレーム
４６ リード端子
４７ モールド樹脂
１０２ 温度補正回路
Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｄ１ 還流ダイオード
Ｄ１１ ツェナダイオード
Ｌ１ チョークコイル
Ｑ１ Ｎ型のパワートランジスタ
Ｑ２ Ｐ型のパワートランジスタ
Ｒ１，Ｒ２ 分圧抵抗
Ｒ１１ 過電流検出用抵抗
Ｒ１１ａ 可変抵抗器
Ｒ１２ 抵抗
Ｑ１ａ マルチエミッタトランジスタ
Ｑ１２ 電流センス機能付きのパワーＭＯＳＦＥＴ
Claims (6)
- 集積回路化され、電源ラインに直列に介在されるパワートランジスタを制御することで、入力電圧を予め定める電圧に安定化させて出力するために用いられる安定化電源用デバイスにおいて、
前記パワートランジスタを、マルチエミッタ出力のトランジスタとし、
チップ部品であり、前記マルチエミッタ出力トランジスタの２つのエミッタの間に電気的に接続される過電流検出用抵抗と、前記マルチエミッタ出力トランジスタを制御する制御回路を備えるＩＣチップとを別のチップとし、
前記過電流検出用抵抗を、前記ＩＣチップを搭載したリードフレームに接続されたリード端子とは別の２つのリード端子間に配置し、それらを一体に樹脂封止したことを特徴とする安定化電源用デバイス。 - 前記過電流検出用抵抗の一端を、入力端子または出力端子が接続されるリード端子と共用することを特徴とする請求項１に記載の安定化電源用デバイス。
- 前記過電流検出用抵抗を、可変抵抗器とすることを特徴とする請求項１に記載の安定化電源用デバイス。
- 前記過電流検出用抵抗と同等の温度特性を有する温度補正回路を、前記集積回路内に内蔵することを特徴とする請求項１に記載の安定化電源用デバイス。
- 前記請求項１〜４の何れか１項に記載の安定化電源用デバイスを用いることを特徴とするスイッチング電源装置。
- 前記請求項５記載のスイッチング電源装置を用いることを特徴とする電子機器。
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