JP4173874B2 - 昇圧コンバータ - Google Patents

Description

この開示は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関すると共に、更に特に、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ、及びそのような昇圧コンバータのための制御器に関するものである。

本願は、２００４年６月９日に出願されると共に、その技術が参照されることによりここに組み込まれた米国の仮特許出願60/578,372号に対する優先権を主張する。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力ＤＣ電圧を出力ＤＣ電圧に変換するために使用されることができる。昇圧コンバータは、入力ＤＣ電圧をより高電圧の出力ＤＣ電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータの一種である。そのような昇圧コンバータは、バッテリソースから電力を得る携帯用電子機器を含む様々な電子機器において利用されることができる。通常、入力電圧がバッテリーの放電、または負荷電流変動のために異なる一方、出力電圧は規定値まで調整される。昇圧コンバータの出力電圧は、１つ以上のスイッチの状態を制御する制御器によって制御されることができる。

スイッチに供給された制御信号の一種は、スイッチの状態を制御するためにＰＷＭ信号のデューティサイクルが変化するパルス幅変調された（ＰＷＭ）信号である。ＰＷＭ制御信号を利用する昇圧コンバータにおいて、昇圧コンバータの接続されたインダクタンスコイル内の電流リップルは、ＰＷＭ制御信号のデューティサイクル（Ｄ）によって変わる。インダクタンスコイルの電流リップルは、“Ｄ＝０．５”の場合に最大であると共に、デューティサイクルが“Ｄ＞０．５”か“Ｄ＜０．５”のいずれかであるときに減少する。そのような昇圧コンバータを設計している間、最も悪い場合のインダクタンスコイルの電流リップルの限界が考慮されるべきである。これは、インダクタンスコイルがコアを飽和させずにピーク電流を維持することを必要とする。ＰＷＭ制御信号によって制御された昇圧コンバータに関して、入力電圧が“Ｖ_ＩＮ＝Ｖ_ＯＵＴ／２”であるとき、そのインダクタンスコイルは、“Ｄ＝０．５”の時に発生するピーク電流に合わせた大きさで作られなければならない。他の入力電圧に関して、ピーク電流は更に小さくなり、従って、インダクタンスコイルは十分に活用されないことになる。同様の不十分な活用は、電源スイッチ、及び出力電圧を円滑にすると共に入力電圧をフィルタ処理する出力と入力のフィルタコンデンサを含む昇圧コンバータの構成部品の全てに影響を及ぼす。これら全ては、コスト、サイズ、及び昇圧コンバータの効率に否定的な影響を及ぼす。他の種類の制御信号、例えばその周波数を変えるパルス周波数変調（ＰＦＭ）は、ＰＷＭ制御信号によって制御された昇圧コンバータと類似した問題を有する。

本発明は、入力ＤＣ電圧を出力ＤＣ電圧に変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが、少なくとも１つのスイッチと、前記少なくとも１つのスイッチに接続されたインダクタンスコイルと、制御信号を供給可能な制御器とを備え、前記少なくとも１つのスイッチが、オン時間間隔の間オン状態に入るために、第１の状態において前記制御信号に応答し、前記オン時間間隔が、入力ＤＣ電圧、及び定数に基づいていることを特徴とする。

主張された対象の実施例の特徴、及び利点は、以下の詳細な説明の進行、及び同等の符号が同等の物を描写する図面の参照によって明白になる。

以下の詳細な説明は、実施形態、多くの代替案、改良例、及び変形例に対して生成された参照と共に進行することが、当業者によって認識されることになる。従って、主張された対象が広く見られるということが望まれる。

図１Ａは、実施例と一致している昇圧コンバータ１００を備える電子機器１９０を説明する。電子機器１９０は、サーバコンピュータ、デスクトップコンピュータ、ラップトップコンピュータ、携帯電話、携帯情報機器、動力工具等を含むがそれに限定されない、あらゆる種類の電子機器である。電子機器１９０は、ＤＣ電源１８０のような、あらゆる種類の電源から電力を得ることができる。ＤＣ電源は、例えばＡＣ／ＤＣアダプタ、ＤＣ“シガレット”タイプアダプタ（カーシガレットアダプタ）、バッテリ、または充電式バッテリのような、あらゆる種類の電源である。充電式バッテリは、リチウムイオン、ニッケル−カドミウム、ニッケル水素バッテリ等のような、あらゆる種類の充電式バッテリを含む。昇圧コンバータ１００は、ＤＣ入力電圧“Ｖ_ＩＮ”を受け取ると共に、負荷１７０に、入力電圧“Ｖ_ＩＮ”より大きい出力ＤＣ電圧“Ｖ_ＯＵＴ”を供給することができる。

図１Ｂは、図１の昇圧コンバータ１００の更に詳細な一実施例の昇圧コンバータ１００ａのブロック図を説明する。一般的に、昇圧コンバータ１００ａは、入力ＤＣ電圧“Ｖ_ＩＮ”を受け取ると共に、“Ｖ_ＩＮ”より大きい所望の出力ＤＣ電圧“Ｖ_ＯＵＴ”を供給する。昇圧コンバータ１００ａは、一般的にインダクタンスコイル１１２、メインスイッチＳＷ２及び電流検知回路１１３、同期スイッチＳＷ１ １０９、整流ダイオード１１０、及び出力コンデンサ１１１を備えることができる。回路１１３に埋め込まれたスイッチＳＷ１ １０９、及び電流検知回路は、いくつかの実施例においては省略されることができる。ここで使用されるように、“回路”は、例えば、ハードウェアに組み込まれている回路、プログラム可能な回路、状態機械回路（state machine circuitry）、及び／またはプログラム可能な回路によって実行される命令を格納するファームウェアを、個々に、またはあらゆる組み合わせで備えることができる。

スイッチＳＷ２は、経路１１５を通して、“ドライバ（drivers）＆ブレークビフォアメーク（ＢＢＭ：break before make）回路１１６”によってオン状態及びオフ状態に駆動されることができ、一方スイッチＳＷ１ １０９は、経路１１４を通して、同じ回路１１６によって駆動されることができる。回路１１６は、ＳＷ１、及びＳＷ２が同時に導通するのを回避するために、ＢＢＭ回路を備えることができる。スイッチＳＷ２がオン状態に駆動されるとき、インダクタンスコイル１１２を流れる電流は、直線的に傾き“Ｖ_ＩＮ／Ｌ”で増加する。電流傾斜の振幅は、ＳＷ２の導通時間に比例することができる。ＳＷ２がターンオフされた後で、電流は、ダイオード１１０、またはスイッチＳＷ１ １０９を通じて出力ライン１０３に供給されることができる。フィードバック回路１０８は、スイッチＳＷ１ １０９がオフであるときには直接出力ライン１０３から、またはスイッチＳＷ１がオンであるときにはノード１２８から、出力電圧“Ｖ_ＯＵＴ”を監視することができると共に、比較器１０７にフィードバック情報、例えば、経路１３０上の電圧“Ｖｆｂ”を供給することができる。このフィードバック情報は、ループ安定性を保証するために、出力電流成分を電圧成分のそばに埋め込むことができる。

比較器１０７は、フィードバック回路１０８からの経路１３０上のフィードバック電圧“Ｖｆｂ”を、経路１０２に加えられたセット電圧“Ｖ_ＳＥＴ”と比較すると共に、比較器１０７の出力に接続される経路１０６によって、制御論理回路１２１に“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”信号を供給することができる。“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”信号は、従って出力電圧“Ｖ_ＯＵＴ”とセット電圧“Ｖ_ＳＥＴ”との間の差異を表すことができる。

入力電圧“Ｖ_ＩＮ”を表す信号は、経路１２４によって電圧制御されたｔ_ＯＮ発生器回路１２５に適用されることができる。電圧制御されたｔ_ＯＮ発生器回路１２５は、入力電圧“Ｖ_ＩＮ”、及び定数に基づいた継続時間“ｔ_ＯＮ”を有するパルスを出力することができる。特に、ｔ_ＯＮ継続時間は、“Ｋ”が定数の値である以下の方程式（１）によって与えられたように、入力電圧と逆比例することができる。

ｔ_ＯＮ＝Ｋ／Ｖ_ＩＮ ・・・（１）

一実施例において、“Ｋ”は、“０．５８×１０^−６”である。方程式（１）に基づいた“Ｖ_ＩＮ”から“ｔ_ＯＮ”への変換は、アナログ手段またはデジタル手段のいずれによってでも実現されることができる。“ｔ_ＯＮ”パルスは、経路１２２を通して制御論理回路１２１から発する“ＴＯＮ＿ＳＴＡＲＴ”信号によって始動されることができる。制御論理回路１２１は、もし、比較器１０７によって供給された“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”信号が、フィードバック電圧“Ｖｆｂ”はセット電圧“Ｖ_ＳＥＴ”より小さいことを示す場合、“ＴＯＮ＿ＳＴＡＲＴ”信号を生成することができる。“ｔ_ＯＮ”パルスは、経路１２３によって制御論理回路１２１に送信されることができる。“ｔ_ＯＮ”パルスの間、制御論理回路１２１は、“ＳＷ２＿ＯＮ”信号をドライバ１１６に対する経路１２７上にアサートすることができる。それに応答して、ドライバ１１６は、スイッチＳＷ２をオン状態で駆動することができる。その場合に、これは、“Ｖ_ＩＮ”からインダクタンスコイル１１２、ノード１２８、及びＳＷ２を通して流れる電流の増加の原因となることができる。電流の勾配は、そのような状態の間、“Ｖ_ＩＮ／Ｌ”である。

インダクタンスコイル１１２における電流リップルは、ＳＷ２がオン状態であるとき、従って以下の方程式（２）によって定義されることができる。

ΔＩ_Ｌ＝（Ｖ_ＩＮ／Ｌ）×ｔ_ＯＮ ・・・（２）

電流の振幅は、従って、“ｔ_ＯＮ”及び上昇電流の勾配に比例して増大する。方程式（１）において定義されたように、“ｔ_ＯＮ”が変数であるので、方程式（２）は、“ｔ_ＯＮ”の値を方程式（１）から方程式（２）に代入する方程式（３）において詳述されたように書き直されることができる。

ΔＩ_Ｌ＝（Ｖ_ＩＮ／Ｌ）×（Ｋ／Ｖ_ＩＮ）＝Ｋ／Ｌ ・・・（３）

方程式（３）によって観察され得るように、Ｋ及びＬが定数であるので、電流リップル“ΔＩ_Ｌ”は一定である。有利に、この特徴は、インダクタンスコイル１１２及び、１１３内のスイッチＳＷ２の電流容量を完全に使用する昇圧コンバータ１００の最適設計を可能にする。従って、昇圧コンバータ１００のインダクタンスコイル１１２、及び他の構成部品が従来技術の実施例のように特大である必要はない。従って、昇圧コンバータ１００の効率は、増加されることができる。構成部品のサイズは、そのようなスペースにプレミアムを有する環境におけるスペースを節約するために、同様に減少されることができる。構成部品のコストは、同様に、従来技術の特大の構成部品より少なくすることができる。

“ｔ_ＯＮ”が経過したとき、制御論理回路１２１は、“ＳＷ２＿ＯＮ”信号を非アクティブ状態に切り替えることができる。それに応答して、スイッチＳＷ２はターンオフすることができる。“ｔ_ＯＮ”が経過したとき、制御論理回路１２１は、同様に、経路１０５上に“ＴＯＦＦ＿ＳＴＡＲＴ”命令を出力することができる。経路１０５上の“ＴＯＦＦ＿ＳＴＡＲＴ”命令は、電圧制御されたｔ_ＯＦＦ発生器回路１０１を始動することができる。電圧制御されたｔ_ＯＦＦ発生器回路１０１は、経路１２９を通してｔ_ＯＦＦパルスを制御論理回路１２１に出力することができる。“ｔ_ＯＦＦ”の間、制御論理回路１２１は、その場合に経路１２６によってドライバ１１６に供給されることができる“ＳＷ１＿ＯＮ”信号をアサートすることができる。それに応答して、ドライバ１１６は、スイッチＳＷ１ １０９をオン状態で駆動することができる。

インダクタンスコイル１１２に蓄積されるエネルギーは、“ｔ_ＯＦＦ”の時間間隔の間に、出力ライン１０３に対して消散されることができ、出力コンデンサ１１１を再充電すると共に、“Ｖ_ＯＵＴ”に接続された負荷（図示せず）に電力を供給する。ＳＷ２、及びＳＷ１の同時の導通を回避するために、非常に短い時間の間、これらの２つのスイッチは、回路１１６に埋め込まれることができるＢＢＭ回路によってオフ状態に維持されることができる。インダクタンスコイル１１２からの電流は、このＢＢＭの時間間隔の間に、ダイオード１１０を通じて出力ライン１０３へ流れることができる。

もし、“ｔ_ＯＮ”が経過すると共に“ＴＯＦＦ＿ＳＴＡＲＴ”信号が生成されるとき、経路１０６上の“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”信号が、フィードバック電圧“Ｖｆｂ”はセット電圧“Ｖ_ＳＥＴ”より大きいことを示す場合、制御論理回路１２１は、“ＴＯＦＦ＿ＡＣＣＥＬ”信号をインアクティブ状態に維持することができる。この場合、“ｔ_ＯＦＦ”パルスの継続時間は、以下の方程式（４）に対応することになる。

ｔ_ＯＦＦ＝Ｋ／（（Ｖ_ＳＥＴ×Ｄ）−Ｖ_ＩＮ） ・・・（４）

ここで、Ｄはフィードバック係数であり、フィードバック係数＝“Ｖ_ＯＵＴ／Ｖｆｂ”である。

一方、もし、経路１０６上の信号“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”が、フィードバック電圧“Ｖｆｂ”は“ｔ_ＯＮ”経過後のいつでもセット電圧未満であることを示す場合、制御論理回路１２１は、“ＴＯＦＦ＿ＡＣＣＥＬ”信号をアクティブ状態にすることができる。この場合、“ｔ_ＯＦＦ”は加速されることになると共に、方程式（４）によって示されたものより更に短い継続時間を有することになる。

“ｔ_ＯＦＦ”が経過したとき、制御論理回路１２１は、“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”信号を当てにすることができる。もし、経路１０６上の“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”信号が、経路１３０上のフィードバック電圧“Ｖｆｂ”はセット電圧“Ｖ_ＳＥＴ”より小さいことを示す場合、その場合に、制御論理回路１２１は、“ＴＯＮ＿ＳＴＡＲＴ”命令を即座に出力することができ、新しいサイクルを開始する。もし、経路１０６上の信号“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”が、出力電圧はセット電圧“Ｖ_ＳＥＴ”より大きいことを示す場合、制御論理回路１２１は、“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”が状態を変更するまで待つことができると共に、その場合に、“ＴＯＮ＿ＳＴＡＲＴ”命令を出力することができる。このように、経路１０３上の出力電圧“Ｖ_ＯＵＴ”は調整されることができる。同様に、この方法は、負荷が非常に小さいと共に、コンデンサ１１１が、スイッチング周期より更に長い時間の範囲で出力電圧を維持することができるとき、パルスを読み飛ばすことによって、低負荷電流で高い効率を維持する効果を提供する。

“ＳＷ２＆電流検知回路１１３”に埋め込まれた電流検知回路は、過電流状態から電力用構成部品を保護することができる。電流検知回路は、経路１１７によって、比較器１１９にインダクタンスコイル電流を表す信号を供給することができる。経路１１７上の電流信号は、その場合に比較器１１９によって、経路１１８からのプリセットされた電流限界信号“ＯＶＣ＿ｌｉｍ”と比較されることができる。インダクタンスコイル電流がプリセットされた限界値を越えるとき、経路１２０を通じた比較器１１８からの出力信号は、アクティブ状態となることができる。経路１２０上の過電流信号がアクティブ状態であるとき、制御論理回路１２１は、“ＳＷ２＿ＯＮ”信号のアサートをやめることができる。これは、ＳＷ２スイッチをオフ状態にさせると共に、電圧制御されたｔ_ＯＦＦ発生器回路１０１を始動することができる。それと同時に、経路１２０上の過電流信号は、電圧制御されたｔ_ＯＮ発生器回路１２５をリセットすることができる。“ｔ_ＯＦＦ”が経過した後で、制御論理回路１２１は、“ｔ_ＯＮ”を誘発することによって新しいサイクルを開始することができる。

当業者は、上述の回路１０１、回路１２１、回路１２５、回路１０８、回路１１６、及び回路１１３、及び比較器１０７、比較器１１９の機能は、アナログ回路、デジタル回路、またはそのような回路の組み合わせを用いて実現し得るということを認識することになる。例えば、比較器１０７、及び比較器１１９は、アナログ数値または／及びデジタル数値の比較器であるとして理解されるべきである。同様に、電圧制御されたタイミング発生器回路１０１とタイミング発生器回路１２５、及びフィードバック回路１０８は、プログラマブルカウンター、ゲート、Ａ／Ｄコンバータ等を使用するだけでなく、アナログ回路も用いて造られる。更に、電圧制御されたタイミング発生器回路１０１、１２５、及び制御論理回路１２１は、その機能性が同じである限り、１つの制御器、または現存する他のパーティション（partitions）に統合されることができる。それでもなお、スイッチ、及び電流検知回路は、完全に、もしくは部分的に同じ集積回路に統合されることができる。ここで使用されるように、“集積回路”は、例えば、半導体集積回路チップのような、半導体素子、及び／またはマイクロ電子デバイスを意味する。

図１Ｃは、更に図１Ｂの昇圧コンバータ１００ａの実施例の動作を詳述するタイミングダイアグラムである。制御論理回路１２１への様々な入力信号、及び出力信号はいずれ説明される。“ｔ１”と“ｔ２”との間の時間間隔の間に、電圧制御されたｔ_ＯＮ発生器回路１２５は、方程式（１）または“ｔ_ＯＮ＝Ｋ／Ｖ_ＩＮ”によって与えられた入力電圧“Ｖ_ＩＮ”及び定数Ｋに基づいた継続時間の“ＴＯＮ＿ＩＮ”パルスを供給することができる。それに応答して、“ＳＷ２＿ＯＮ”信号は、スイッチＳＷ２をオン状態に切り替えるために、アサートされることができる。インダクタンスコイル１１２におけるインダクタンスコイル電流は、時刻“ｔ１”と時刻“ｔ２”との間のこの時間間隔の間に上昇を始めることができる。この時間間隔の間のインダクタンスコイル電流の変化“ΔＩ_Ｌ”または電流リップルは、方程式（３）または“ΔＩ_Ｌ＝（Ｖ_ＩＮ／Ｌ）×（Ｋ／Ｖ_ＩＮ）＝Ｋ／Ｌ”によって与えられる。

時刻“ｔ２”と時刻“ｔ３”との間で、電圧制御されたｔ_ＯＦＦ発生器回路１０１は、“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”信号が“Ｖｆｂ”は“Ｖ_ＳＥＴ”より大きいということを示しているので、方程式（４）において詳述された式または“ｔ_ＯＦＦ＝Ｋ／（（Ｖ_ＳＥＴ×Ｄ）−Ｖ_ＩＮ）”と同じ長さの“ＴＯＦＦ＿ＩＮ”パルスを供給することができる。この時間間隔の間、スイッチＳＷ１はオンであると共にＳＷ２はオフであることができ、かつインダクタンスコイル電流は下降を始めることができる。時刻“ｔ３”において、“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”信号が“Ｖｆｂ”は“Ｖ_ＳＥＴ”より小さいということを示し、従って、この時に“ＴＯＮ＿ＳＴＡＲＴ”命令が即座に出力され、新しいサイクルを開始する。もし、時刻“ｔ４”と時刻“ｔ５”との間の時間間隔の間に示されたように、“Ｖｆｂ”が“Ｖ_ＳＥＴ”より小さい場合、“Ｋ／（（Ｖ_ＳＥＴ×Ｄ）−Ｖ_ＩＮ）より小さい加速された“Ｔｏｆｆ”が発生する（“ＴＯＦＦ＿ＡＣＣＥＬ”がアサートされる）。

図１Ｄは、更に図１Ｂの昇圧コンバータ１００ａの実施例の動作、及び重い負荷状態と軽い負荷状態との対比動作を詳述するタイミングダイアグラムである。一般的に、プロット１８０は、軽い負荷状態の間の時間経過に対するインダクタンスコイル１１２のインダクタンスコイル電流のプロットであり、プロット１８２は、重い負荷状態の間の時間経過に対するインダクタンスコイル１１２のインダクタンスコイル電流のプロットである。比較器１０７によって供給された“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”信号は、軽い負荷状態及び重い負荷状態の指示を与えられることができる。“Ｖｆｂ”が“Ｖ_ＳＥＴ”より小さいとき、これは、重い負荷状態を表すことができると共に、“Ｖｆｂ”が“Ｖ_ＳＥＴ”より大きいとき、これは、軽い負荷状態を表すことができる。

プロット１８０の時刻“ｔ１”と時刻“ｔ２”との間で、インダクタンスコイル電流は、“Ｋ／Ｖ_ＩＮ”に等しい“ｔ_ＯＮ”時間間隔の間に上昇することができる。プロット１８０の時刻“ｔ２”と時刻“ｔ３”との間で、インダクタンスコイル電流は、“ｔ_ＯＦＦ”時間間隔の間に下降することができる。プロット１８０の時刻“ｔ２”と時刻“ｔ３”との間の“ｔ_ＯＦＦ”時間間隔は、方程式（４）、または“ｔ_ＯＦＦ＝Ｋ／（（Ｖ_ＳＥＴ×Ｄ）−Ｖ_ＩＮ）”に等しくなることができる。時刻“ｔ３”におけるこの時間間隔の終了において、“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”信号によって示されたように、負荷状態はまだ軽い負荷状態である。この時刻“ｔ３”において、インダクタンスコイル電流はゼロである。インダクタンスコイル電流がゼロに達するとき、逆電流はより高い出力の電圧源からより低い入力の電圧源“Ｖ_ＩＮ”へ、高電位側スイッチＳＷ１及びインダクタンスコイル１１２を通して流れることができる。そのような逆電流の流れを回避するために、制御論理回路２０１は、プロット１８０の時刻“ｔ３”と時刻“ｔ４”との間の時間間隔の間、高電位側スイッチＳＷ１を開く。制御論理回路２０１は、プロット１８０の時刻“ｔ３”と時刻“ｔ４”との間、“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”が状態変化する（“Ｖｆｂ”＜“Ｖ_ＳＥＴ”の時）まで、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２の両方をオフ状態に維持することができると共に、その場合に時刻“ｔ４”において次の“Ｔ＿ＯＮ”サイクルを始めることができる。プロット１８０の時刻“ｔ３”と時刻“ｔ４”との間のスイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２のオープン状態は、スキップ状態としてここに参照されることができる。有利に、従って、制御論理回路２０１は、方程式（４）または“ｔ_ＯＦＦ＝Ｋ／（（Ｖ_ＳＥＴ×Ｄ）−Ｖ_ＩＮ）”で定義された時間間隔の終了に基づいて、ゼロ電流インダクタンスコイル状態（zero current inductor condition）が到達されるとき（時刻“ｔ３”）を予測することができる。

一方、プロット１８２は、更に重い負荷状態の下での動作を説明する。“Ｖｆｂ”が“Ｖ_ＳＥＴ”より小さいとき、そのような更に重い負荷状態は、“ＶＯＵＴ＿ＬＯＷ”信号によって示されることができる。プロット１８２の時刻“ｔ２”と時刻“ｔ３”との間の時間間隔の間、“ｔ_ＯＦＦ”時間間隔は、“Ｋ／（（Ｖ_ＳＥＴ×Ｄ）−Ｖ_ＩＮ）”より小さい。従って、プロット１８２における“ｔ_ＯＦＦ”期間は、プロット１８０のそれと比較して短くされる。プロット１８２の時刻“ｔ３”と時刻“ｔ５”において、インダクタンスコイル電流の谷間はゼロより大きいと共に、この場合に、ゼロ電流インダクタンスコイル状態（zero current inductor condition）の発生が到達されないときを予測するためのオフ時間間隔の予測式は“Ｋ／（（Ｖ_ＳＥＴ×Ｄ）−Ｖ_ＩＮ）”に等しい。従って、この場合において、高電位側スイッチ及び低電位側スイッチのオフ状態またはスキップ状態は到達されない。

図２Ａは、別の実施例と一致している別の昇圧コンバータ１００ｂのブロック図である。充電電流源１、及び放電電流源２は、インダクタンスコイルＬ１を流れる電流をシミュレートする、ノード“Ｖｃａｐ”における電圧波形を生成することができる。“Ｖｃａｐ”電圧は、高電位側スイッチ２０４、及び低電位側スイッチ２０６を駆動する適切なパルスを生成するために、フィードバック比較器Ｃｏｍｐ３の出力電圧と共に、制御論理回路２０１を始動することができる。

図２Ｂは、連続的な電流モード（ＣＣＭ）において動作する図２Ａの昇圧コンバータ１００ｂの動作を説明するタイミングダイアグラムである。プロット“ｆｂ”は、抵抗器Ｒ２及び抵抗器Ｒ３を備える抵抗分割器によって縮小された出力電圧“Ｖ_ＯＵＴ”を表すプロットである。“ｆｂ”プロットは、比較器Ｃｏｍｐ３に対する１つの入力である。プロット“Ｖ_ＯＵＴ＿１”は、“ｆｂ”プロットを基準電圧と比較する比較器Ｃｏｍｐ３の出力を表すプロットである。この“Ｖ_ＯＵＴ＿１”電圧は、“Ｖ_ＯＵＴ”が基準電圧未満であるかどうかを制御論理回路２０１に通知するために、制御論理回路２０１に供給されることができる。“Ｖｃａｐ”は、高電位側スイッチ駆動信号“ｐｄｒ”と低電位側スイッチ駆動信号“ｎｄｒ”の周波数を制御するために比較器Ｃｏｍｐ１と比較器Ｃｏｍｐ２の両方に入力されることができる、内部のコンデンサＣ１の電圧波形を表すプロットである。

“Ｏ＿ｄｅｔｅｃｔ１”プロットは、“Ｖｃａｐ”プロットと高い方のしきい値“ｈｉｇｈＴＨ”との比較に基づいて、比較器Ｃｏｍｐ２から出力されることができる。“Ｖｃａｐ”が“ｈｉｇｈＴＨ”より高くなるときはいつでも、“Ｏ＿ｄｅｔｅｃｔ１”プロットは、ロー（low）信号を制御論理回路２０１に送信することができる。それに応答して、高電位側スイッチ２０４を駆動する“ｐｄｒ”駆動信号は、高電位側スイッチ２０４をオフ状態で駆動するためにロー（low）状態になることができると共に、低電位側スイッチ駆動信号“ｎｄｒ”は、低電位側スイッチ２０６をオン状態で駆動するためにハイ（high）状態になることができる。インダクタンスコイルＬ１のインダクタンスコイル電流は、その場合に上昇を始めることができる。

“Ｏ＿ｄｅｔｅｃｔ２”プロットは、“Ｖｃａｐ”プロットと低い方のしきい値“ｌｏｗＴＨ”との比較に基づいて、比較器Ｃｏｍｐ１から出力されることができる。“Ｖｃａｐ”が“ｌｏｗＴＨ”より低くなるときはいつでも、“Ｏ＿ｄｅｔｅｃｔ２”プロットは、ロー（low）信号を制御論理回路２０１に送信することができる。それに応答して、“ｐｄｒ”駆動信号は、高電位側スイッチ２０４をオン状態で駆動するためにハイ（high）状態になることができると共に、低電位側スイッチ駆動信号“ｎｄｒ”は、低電位側スイッチ２０６をオフ状態で駆動するためにロー（low）状態になることができる。インダクタンスコイル電流は、その場合に下降することができる。

図２Ｃは、不連続の電流モード（ＤＣＭ）において動作する図２Ａの昇圧コンバータ１００ｂの動作を説明する別のタイミングダイアグラムである。図２Ｃのプロットは、図２ｂに関して詳述されると共に、明瞭にするためにあらゆる反復的説明がここでは省略される、比較器Ｃｏｍｐ１、比較器Ｃｏｍｐ２、及び比較器Ｃｏｍｐ３に対する様々な入力及び出力、“Ｖｃａｐ”電圧、高電位側駆動信号“ｐｄｒ”と低電位側駆動信号“ｎｄｒ”、及びインダクタンスコイルＬ１を流れるインダクタンスコイル電流を表す。図２ＣのＤＣＭにおいて、“Ｏ＿ｄｅｔｅｃｔ１”信号は、“Ｖｃａｐ”が“ｈｉｇｈＴＨ”信号より高くなる時はいつでも、先と同様に制御論理回路２０１にロー（low）信号を送信する。それに応答して、高電位側駆動信号“ｐｄｒ”と低電位側駆動信号“ｎｄｒ”の両方は、ＤＣＭモードにおいてロー（low）状態になる。

図３は、図２の電流源１を説明する。この電流源は、制御論理回路２０１によりスイッチ３０２に供給されるスイッチング信号“ｉｖｉｎ＿ｏｎ”によって制御されることができる。スイッチ３０２が開いているとき、電流源Ｉ２はコンデンサＣ１から分離される。スイッチ３０２が閉じられるとき、電流源Ｉ２はコンデンサＣ１に接続される。部分的にスイッチ５０２の切り替え位置に依存して、コンデンサＣ１は、充電されることもできるし、または放電されることもできる。

図４は、図３の電流源の一実施例の回路図である。抵抗器Ｒ６及び抵抗器Ｒ５によって形成された電圧分割器（分圧器）は、入力電圧“Ｖｉｎ”を、より小さい電圧レベル“Ｖｉｎ＿ｄ＝（Ｒ５／（Ｒ５＋Ｒ６））×Ｖｉｎ”に縮小することができる。オペアンプ４０４、及びトランジスタ４１０によって形成された電圧フォロアは、抵抗器Ｒ４ａを横断する“Ｖｉｎ＿ｄ”電圧を複製することができる。その場合に、これは、抵抗器Ｒ４ａと、トランジスタ４１０、トランジスタ４０８、及びトランジスタ４０６を流れる電流“Ｉ_Ｒ４ａ”に帰着する。トランジスタ４０８、トランジスタ４０６、トランジスタ４１２、及びトランジスタ４１４によって形成されたカレントミラーは、その場合に、電流“Ｉ_Ｒ４ａ”を（Ｒ６＋Ｒ５）／Ｒ５の比率でスイッチ３０２に対して反映させる。スイッチ３０２を流れる最終的な電流は、図３における電流源Ｉ２によって供給された、“Ｉ２＝Ｖｉｎ／Ｒ４ａ”によって与えられる電流レベルを表すことができる。

図５は、図２の放電電流源２の図である。放電電流源２は、スイッチ５０２と、複数の電流消費装置（current sinks）Ｉ１、電流消費装置Ｉ２、電流消費装置Ｉ３、及び電流消費装置Ｉ４を備えることができる。電流消費装置Ｉ３は、セット電圧“Ｖ_ＳＥＴ”と比例する電流消費装置である。電流消費装置Ｉ４は、例えば、ある場合にはＩ３より７倍大きい、Ｉ３を超える数値の電流消費装置である。スイッチ５０２の切り替え位置は、複数のソースからの複数の制御信号に応答することができる。制御信号は、制御論理回路２０１からの“ｉ１Ｘ＿ｏｎ”信号、電流検知回路６の比較器Ｃｏｍｐ４から出力する“ｏｖｃｌ”信号、及びフィードバック回路５の比較器Ｃｏｍｐ３から出力する“ｖｏｕｔ＿１”信号を含むことができる。図２及び図５で説明されたように、スイッチ５０２の切り替え位置は、以下の表１において詳述される、“ｉ１Ｘ＿ｏｎ”、“ｏｖｃｌ”、及び“ｖｏｕｔ＿１”の状態に応じて、スイッチ切り替え位置１、スイッチ切り替え位置２、スイッチ切り替え位置３、またはスイッチ切り替え位置４にすることができる。

図６は、図５の切替可能な電流消費装置の一つの可能性がある実施例を描写する。図４からの抵抗器Ｒ４ａと図６からの抵抗器Ｒ４ｂとは一致させられることができる。オペアンプ６０２、及びトランジスタ６０８により形成された電圧フォロアは、抵抗器Ｒ４ｂを横断する“Ｖset”電圧を複製することができ、電流“Ｉ_Ｒ４ｂ＝Ｖset／Ｒ４ｂ”に帰着する。カレントミラーの２個のセット（トランジスタ６０４，６０６，６１０，６１２，６１４，６１６，６１８，６２０，６２２，６２４）を使用することで、Ｉ_Ｒ４ｂはスイッチ５０２の切り替え位置１及び切り替え位置２に対して反映されることができる。スイッチ５０２の切り替え位置１、及び切り替え位置２の電流レベルＩ３、及び電流レベルＩ４は、方程式（４ａ）、及び方程式（４ｂ）によって決定されることができる。

Ｉ_３＝Ｉ_Ｒ４ｂ×Ｄ ・・・（３）
Ｉ_４＝７×Ｉ_３ ・・・（４）

図７は、図２の昇圧コンバータが図４及び図６にも関連する連続的な電流モードにおいて動作しているときの高電位側スイッチ２０４、及び低電位側スイッチ２０６の駆動パルスだけでなく、ノード“Ｖｃａｐ”における電圧波形も説明する。オン時間“ｔ_ＯＮ”は、定電流源によって、“Ｖｉｎ＿ｄ／Ｒ４ａ”に等しい値に決定されることができる。一方、オフの時間“ｔ_ＯＦＦ”は、一定の放電電流源によって、“−（Ｖｓｅｔ−Ｖｉｎ）／Ｒ４ｂ”に等しい値に決定されることができる。もし、ノード“Ｖｃａｐ”におけるコンデンサＣ１の値が“Ｃ”であると共に、電圧の振れ幅の値が１［Ｖ］に等しい場合、方程式（５）、及び方程式（６）として書くことができる。

ｔ_ＯＮ＝Ｒ４ａ×Ｃ／Ｖｉｎ＿ｄ ・・・（５）
ｔ_ＯＦＦ＝Ｒ４ｂ×Ｃ／（Ｖｓｅｔ−Ｖｉｎ＿ｄ） ・・・（６）

もし、“Ｒ４ａ＝Ｒ４ｂ”の場合、デューティサイクルＤは、昇圧コンバータに関して良く知られた方程式である“Ｄ＝ｔ_ＯＮ／（ｔ_ＯＮ＋ｔ_ＯＦＦ）＝（Ｖｓｅｔ−Ｖｉｎ＿ｄ）／Ｖｓｅｔ”として与えられる。

図８は、図２のコンバータが図４及び図６にも関連する不連続の電流モードまたはスキップモードにおいて動作しているときの“ｎｄｒ”駆動パルス及び“ｐｄｒ”駆動パルスだけでなく、ノード“Ｖｃａｐ”における電圧波形も示す。不連続の電流モードにおいて、より高い出力電圧からより低い入力電圧へ逆電流が流れることを回避するためにインダクタンスコイル電流がほとんどゼロに低下するとき、高電位側スイッチ２０４は、ターンオフされることができる。そのような逆電流は、負荷の強い電流引き込みが出力電圧レベルを迅速に減少させるので、より重い負荷状態の下では発生しない。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータに対する制御器は、インダクタンスコイル電流が不連続の電流モードにおいてゼロに近づくと共に、制御器の不連続の電流モード動作の間に高電位側スイッチを通じて出力ＤＣ電圧から入力ＤＣ電圧へ逆電流が流れることを回避するために、高電位側スイッチ及び低電位側スイッチの両方が開かれるときを予測可能である。制御器は、インダクタンスコイル電流が、方程式（４）に基づく時間間隔の終了に応えてゼロに近づくことを予測することができる。

図９は、図２のフィードバック制御回路５を説明する。高電位側スイッチ２０４がターンオンされるとき、単極型双投スイッチであるスイッチ９０２は、抵抗器Ｒ２、Ｒ３を備えるフィードバック分割器９０４をノード“ＬＸ”に接続することができ、それによって、出力電圧が高電位側スイッチ２０４のオン抵抗Ｒｏｎを横断する電圧降下より小さいことを検知する。高電位側スイッチ２０４がターンオフされるとき、スイッチ９０２は、フィードバック分割器９０４を“Ｖｏｕｔ”に接続することができる。有利に、このフィードバック制御は、出力電流成分によって合計された電圧帰還信号を供給することができ、コンバータの効率を下げるであろうインダクタンスコイルＬ１を流れる電流レベルを検知するためのあらゆる電流検知抵抗の必要性なしに、良いループ安定性を保証する。

図１０は、過電流保護に関係がある電圧及び電流の波形を説明する。過電流保護は、低電位側スイッチ２０６（例えば、ＮＭＯＳトランジスタ“ＭＮ＿ｐｏｗｌ”）のオン時間の間に出力電流を検出することによって達成されることができる。もし、検出された電流が電流のしきい値を越える場合、過電流信号（ＯＣ）がアクティブ状態にされる。その場合に、これは、切替可能な電流消費装置のスイッチ５０２を、（表１を参照して）切り替え位置４に切り替えることができると共に、低電位側スイッチ２０６は、高電位側スイッチ２０４のターンオンと同時にオフに切り替えられることができる。このように、過電流は、高電位側スイッチ２０４を通して出力に放電されることができる。

切り替え位置４にしたスイッチ５０２を備える切替可能な電流消費装置２は、放電サイクルの継続時間を決定することができる。この電流は、任意に選択されるかもしれないが、しかしその値は比較的小さいべきで、その場合には１倍の電流消費装置（1X current sink）である。放電サイクルの終りに、インダクタンスコイル電流（すなわち、出力電流）は、電流のしきい値以下になった可能性がある。その場合に、昇圧コンバータの正常な規定サイクルは、再開することができると共に、電流検知は、その後の低電位側スイッチ２０６のオンサイクルの間繰り返される。

図１１は、図２の電流検知回路６の一実施例を描写する。出力電流は、それがオンであるとき、出力ＮＭＯＳ（ＭＮ＿ｐｏｗ１）または低電位側スイッチを流れる電流を複製するＭＯＳＦＥＴ（ＭＮ＿ｐｏｗ２）を用いて検知されることができる。トランジスタＭＮ＿ｐｏｗ２は、出力ＮＭＯＳ（ＭＮ＿ｐｏｗ１）に対して実質的に小さな面積比を有している。ＭＮ＿ｐｏｗ２に、ＭＮ＿ｐｏｗ１のオン時間の間と同じゲート電圧、及びドレイン−ソース電圧を適用することによって、その電流は、トランジスタＭＮ＿ｐｏｗ１の実際の出力電流と比例することができる。トランジスタＭＮ＿ｐｏｗ１がターンオンされるとき、そのドレーン−ソース電圧は、スイッチＳＷ１、及び演算増幅器ＯＰＡｍｐ１電圧フォロアを使用するトランジスタＭＮ＿ｐｏｗ２のドレーン‐ソース上で複製されることができる。トランジスタＭＮ＿ｐｏｗ２に対するゲートドライブは、トランジスタＭＮ＿ｐｏｗ１のゲートドライブ電圧に等しい固定電圧に結合されることができる。検知された電流は、抵抗器Ｒ１に反映されることができる。Ｒ１を横断して生じる電圧は、その場合に出力電流を表すことができる。

Ｒ１を横断する電圧を、比較器Ｃｏｍｐ４（図２Ａ参照）における基準電圧“ｒｅｆ２”と比較することによって、その場合に、過電流状態が検出されることができる。抵抗器Ｒ１を横断する電圧が“ｒｅｆ２”電圧を越えるとき、過電流信号“ｏｖｃｌ”はアクティブ状態にされることができる。その場合に、図１０に関して示されたように、これは放電サイクルを誘発することができる。

要するに、一実施例は、入力ＤＣ電圧を出力ＤＣ電圧に変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータを備えることができる。ＤＣ／ＤＣコンバータは、少なくとも１つのスイッチと、少なくとも１つのスイッチに接続されたインダクタンスコイルと、制御信号を供給可能である制御器とを備えることができる。少なくとも１つのスイッチは、オン時間間隔の間オン状態に入るために、第１の状態において制御信号に応答することができると共に、オン時間間隔は、入力ＤＣ電圧、及び定数に基づいている。

別の実施例は、入力ＤＣ電圧を出力ＤＣ電圧に変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータを備える電子機器を有することができる。ＤＣ／ＤＣコンバータは、少なくとも１つのスイッチと、少なくとも１つのスイッチに接続されたインダクタンスコイルと、制御信号を供給可能である制御器とを備えることができる。少なくとも１つのスイッチは、オン時間間隔の間オン状態に入るために、第１の状態において制御信号に応答することができると共に、オン時間間隔は、入力ＤＣ電圧、及び定数に基づいている。

更にもう一つの実施例は、方法を備えることができる。方法は、ＤＣ／ＤＣコンバータの少なくとも１つのスイッチに対して制御信号を供給する処理と、第１の状態において制御信号を供給する処理と、ＤＣ／ＤＣコンバータに対する入力ＤＣ電圧、及び定数に基づいてオン時間間隔を制御する処理とを有し、少なくとも１つのスイッチは、オン時間間隔の間オン状態に入るために、第１の状態において制御信号に応答する。

更にもう一つの実施例において、入力ＤＣ電圧を、入力ＤＣ電圧より更に高い出力ＤＣ電圧に変換するための昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータが提供される。昇圧コンバータは、高電位側スイッチ及び低電位側スイッチと、高電位側スイッチ及び低電位側スイッチに接続されたインダクタンスコイルと、オン状態時間の間に、高電位側スイッチ及び低電位側スイッチの状態を、高電位側スイッチをオフ、低電位側スイッチをオンにするように制御可能な制御器とを備えることができる。低電位側スイッチは、入力ＤＣ電圧、及び定数に基づくオン時間間隔に対するオン状態時間の間オン状態を維持することができる。制御器は、更に、オフ状態時間の間に、高電位側スイッチ及び低電位側スイッチの状態を、高電位側スイッチをオン、低電位側スイッチをオフにするように制御可能である。制御器は、更に、インダクタンスコイルを流れる電流レベルがゼロに達すると共に、高電位側スイッチを通じて出力ＤＣ電圧から入力ＤＣ電圧へ逆電流が流れることを回避するために、スキップ状態の間に、高電位側スイッチ及び低電位側スイッチの状態を、高電位側スイッチをオフ、低電位側スイッチをオフに切り替えるように制御するときを予測可能である。

ここに使用された用語、及び表現は、制限ではなく記述の用語として使用され、そしてそのような用語、及び表現の使用において、示されると共に述べられた特徴（或いは、それの部分）に相当するあらゆるものを除外することに意図はなく、様々な変更が請求項の範囲内で可能であることが認識される。他の変更、変形、及びこれに代るものが同様に可能である。従って、請求項は、全てのそのような同等物をカバーすることを意図している。

実施例と一致している昇圧コンバータを備える電子機器の簡略化したブロック図である。 図１Ａの昇圧コンバータの実施例のブロック図である。 図１Ｂの実施例のタイミングダイアグラムである。 重い負荷状態及び軽い負荷状態の下での動作を対比する、図１Ｂの実施例の別のタイミングダイアグラムである。 図１Ａの昇圧コンバータの別の実施例のブロック図である。 連続的な電流モードにおいて動作する図２Ａの昇圧コンバータに関するタイミングダイアグラムである。 不連続の電流モードにおいて動作する図２Ａの昇圧コンバータに関するタイミングダイアグラムである。 図２Ａの電圧制御された電流源の回路図である。 図３の電圧制御された電流源の一つの可能性がある実施例の回路図である。 図２Ａの電圧制御された切替可能な電流消費装置の回路図である。 図５の電圧制御された切替可能な電流消費装置１の可能性がある実施例の回路図である。 連続的な電流モードにおける図２Ａの“Ｖｃａｐ”、“ｎｄｒ”、及び“ｐｄｒ”に関する波形のプロットである。 不連続の電流モードにおける図２Ａの“Ｖｃａｐ”、“ｎｄｒ”、及び“ｐｄｒ”に関する波形のプロットである。 図２Ａのフィードバック制御回路の一実施例の回路図である。 図２Ａのいくつかの構成部品の電圧及び電流を説明する波形のプロットである。 図２Ａの電流検知回路の一実施例の回路図である。

符号の説明

１：充電電流源
２：放電電流源
５：フィードバック回路
６：電流検知回路
１００：昇圧コンバータ
１００ａ：昇圧コンバータ
１００ｂ：昇圧コンバータ
１０１：ｔ_ＯＦＦ発生器回路
１０２、１０５、１０６、１１４、１１５、１１７、１１８、１２０、１２２、１２３、１２４、１２６、１２７、１２９、１３０：経路
１０３：出力ライン
１０７、１１８、１１９：比較器
１０８：フィードバック回路
１０９：同期スイッチＳＷ１
１１０：整流ダイオード
１１１：出力コンデンサ
１１２：インダクタンスコイル
１１３：メインスイッチＳＷ２及び電流検知回路
１１６：ドライバ（drivers）＆ブレークビフォアメーク回路
１２１：制御論理回路
１２５：ｔ_ＯＮ発生器回路
１２８：ノード
１７０：負荷
１８０：ＤＣ電源
１９０：電子機器
２０１：制御論理回路
２０４：高電位側スイッチ
２０６：低電位側スイッチ
３０２、５０２、９０２：スイッチ
４０４：オペアンプ
４１０：トランジスタ
４０６、４０８、４１２、４１４：トランジスタ
６０２：オペアンプ
６０４、６０６、６０８、６１０、６１２、６１４、６１６、６１８、６２０、６２２、６２４：トランジスタ
９０４：フィードバック分割器
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４ａ、Ｒ４ｂ、Ｒ５、Ｒ６：抵抗器
Ｃｏｍｐ１、Ｃｏｍｐ２、Ｃｏｍｐ３、Ｃｏｍｐ４：比較器
ｐｄｒ：高電位側スイッチ駆動信号
ｎｄｒ：低電位側スイッチ駆動信号
Ｃ１：コンデンサ
Ｌ１：インダクタンスコイル
Ｉ２：電流源
Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４：電流消費装置
ＭＮ＿ｐｏｗ１、ＭＮ＿ｐｏｗ２：トランジスタ
ＳＷ１：スイッチ
ＯＰＡｍｐ１：演算増幅器

Claims (23)

1. 入力ＤＣ電圧を出力ＤＣ電圧に変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータが、
   高電位側スイッチ及び低電位側スイッチと、
   前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチに接続されたインダクタンスコイルと、
   第１の状態及び第２の状態において制御信号を供給可能な制御器とを備え、
   オン時間間隔の間、前記低電位側スイッチがオン状態に入り、前記高電位側スイッチがオフ状態に入るように、前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチが、前記第１の状態において前記制御信号に応答し、
   オフ時間間隔の間、前記低電位側スイッチがオフ状態に入り、前記高電位側スイッチがオン状態に入るように、前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチが、前記第２の状態において前記制御信号に応答し、
   前記オン時間間隔が、前記入力ＤＣ電圧、及び定数に基づいていると共に、
   前記オフ時間間隔が、前記出力ＤＣ電圧を表す信号が前記セット電圧より大きいとき、“Ｋ”を“（（Ｖ _ＳＥＴ ×Ｄ）−Ｖ _ＩＮ ）”で割ったものに等しく、
   前記オフ時間間隔が、前記出力ＤＣ電圧を表す信号が前記セット電圧より小さいとき、“Ｋ”を“（（Ｖ _ＳＥＴ ×Ｄ）−Ｖ _ＩＮ ）”で割ったものより小さく、
   ここで、“Ｋ”は前記定数の値であり、“Ｖ _ＳＥＴ ”は前記セット電圧の値であり、“Ｄ”は前記出力電圧を前記出力電圧を表す前記信号で割ったものに等しいフィードバック係数であり、“Ｖ _ＩＮ ”は前記入力ＤＣ電圧の値である
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記オン時間間隔“Ｔ＿ＯＮ”が、“Ｔ＿ＯＮ＝Ｋ／Ｖ_ＩＮ”で与えられ、ここで、“Ｔ＿ＯＮ”は、前記オン時間間隔の長さであり、“Ｋ”は前記定数の値であり、“Ｖ_ＩＮ”は前記入力ＤＣ電圧の値である
   ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記オン時間間隔の間に前記インダクタンスコイルを流れる電流レベルの変化の値に等しい電流リップルは、“ΔＩ_Ｌ＝Ｋ／Ｌ”で与えられ、ここで、“ΔＩ_Ｌ”は前記電流リップルの値であり、“Ｋ”は前記定数の値であり、“Ｌ”は前記インダクタンスコイルの値である
   ことを特徴とする請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 入力ＤＣ電圧を出力ＤＣ電圧に変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータを備える電子機器であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータが、
   高電位側スイッチ及び低電位側スイッチと、
   前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチに接続されたインダクタンスコイルと、
   第１の状態及び第２の状態において制御信号を供給可能な制御器とを備え、
   オン時間間隔の間、前記低電位側スイッチがオン状態に入り、前記高電位側スイッチがオフ状態に入るように、前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチが、前記第１の状態において前記制御信号に応答し、
   オフ時間間隔の間、前記低電位側スイッチがオフ状態に入り、前記高電位側スイッチがオン状態に入るように、前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチが、前記第２の状態において前記制御信号に応答し、
   前記オン時間間隔が、前記入力ＤＣ電圧、及び定数に基づいていると共に、
   前記オフ時間間隔が、前記出力ＤＣ電圧を表す信号が前記セット電圧より大きいとき、“Ｋ”を“（（Ｖ _ＳＥＴ ×Ｄ）−Ｖ _ＩＮ ）”で割ったものに等しく、
   前記オフ時間間隔が、前記出力ＤＣ電圧を表す信号が前記セット電圧より小さいとき、“Ｋ”を“（（Ｖ _ＳＥＴ ×Ｄ）−Ｖ _ＩＮ ）”で割ったものより小さく、
   ここで、“Ｋ”は前記定数の値であり、“Ｖ _ＳＥＴ ”は前記セット電圧の値であり、“Ｄ”は前記出力電圧を前記出力電圧を表す前記信号で割ったものに等しいフィードバック係数であり、“Ｖ _ＩＮ ”は前記入力ＤＣ電圧の値である
   ことを特徴とする電子機器。
5. 前記オン時間間隔“Ｔ＿ＯＮ”が、“Ｔ＿ＯＮ＝Ｋ／Ｖ_ＩＮ”で与えられ、ここで、“Ｔ＿ＯＮ”は、前記オン時間間隔の長さであり、“Ｋ”は前記定数の値であり、“Ｖ_ＩＮ”は前記入力ＤＣ電圧の値である
   ことを特徴とする請求項４に記載の電子機器。
6. 前記オン時間間隔の間に前記インダクタンスコイルを流れる電流レベルの変化の値に等しい電流リップルは、“ΔＩ_Ｌ＝Ｋ／Ｌ”で与えられ、ここで、“ΔＩ_Ｌ”は前記電流リップルの値であり、“Ｋ”は前記定数の値であり、“Ｌ”は前記インダクタンスコイルの値である
   ことを特徴とする請求項５に記載の電子機器。
7. 高電位側スイッチ及び低電位側スイッチと、前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチに接続されたインダクタンスコイルとを備えるＤＣ／ＤＣコンバータを制御するための方法であって、
   前記方法が、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチに制御信号を供給する処理と、
   第１の状態において前記制御信号を供給する処理と、
   オン時間間隔を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに対する入力ＤＣ電圧、及び定数に基づいて制御する処理と、
   第２の状態において前記制御信号を供給する処理と、を有し、
   オン時間間隔の間、前記低電位側スイッチがオン状態に入り、前記高電位側スイッチがオフ状態に入るように、前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチが、前記第１の状態において前記制御信号に応答し、
   オフ時間間隔の間、前記低電位側スイッチがオフ状態に入り、前記高電位側スイッチがオン状態に入るように、前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチが、前記第２の状態において前記制御信号に応答し、
   前記オフ時間間隔が、前記出力ＤＣ電圧を表す信号が前記セット電圧より大きいとき、“Ｋ”を“（（Ｖ _ＳＥＴ ×Ｄ）−Ｖ _ＩＮ ）”で割ったものに等しく、
   前記オフ時間間隔が、前記出力ＤＣ電圧を表す信号が前記セット電圧より小さいとき、“Ｋ”を“（（Ｖ _ＳＥＴ ×Ｄ）−Ｖ _ＩＮ ）”で割ったものより小さく、
   ここで、“Ｋ”は前記定数の値であり、“Ｖ _ＳＥＴ ”は前記セット電圧の値であり、“Ｄ”は前記出力電圧を前記出力電圧を表す前記信号で割ったものに等しいフィードバック係数であり、“Ｖ _ＩＮ ”は前記入力ＤＣ電圧の値である
   ことを特徴とする方法。
8. 前記オン時間間隔“Ｔ＿ＯＮ”が、“Ｔ＿ＯＮ＝Ｋ／Ｖ_ＩＮ”で与えられ、ここで、“Ｔ＿ＯＮ”は、前記オン時間間隔の長さであり、“Ｋ”は前記定数の値であり、“Ｖ_ＩＮ”は前記入力ＤＣ電圧の値である
   ことを特徴とする請求項７に記載の方法。
9. 前記オン時間間隔の間に前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインダクタンスコイルを流れる電流レベルの変化の値に等しい電流リップルは、“ΔＩ_Ｌ＝Ｋ／Ｌ”で与えられ、ここで、“ΔＩ_Ｌ”は前記電流リップルの値であり、“Ｋ”は前記定数の値であり、“Ｌ”は前記インダクタンスコイルの値である
   ことを特徴とする請求項８に記載の方法。
10. 入力ＤＣ電圧を、前記入力ＤＣ電圧よりも高い出力ＤＣ電圧に変換するための昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータが、
    高電位側スイッチ及び低電位側スイッチと、
    前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチに接続されたインダクタンスコイルと、
    オン状態時間の間に、前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチの状態を、前記高電位側スイッチをオフにし、前記低電位側スイッチをオンにし、前記入力ＤＣ電圧、及び定数に基づくオン時間間隔に対する前記オン状態時間の間、前記低電位側スイッチをオン状態に維持するように制御可能な制御器とを備え、
    前記制御器が、更に、オフ状態時間の間に、前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチの状態を、前記高電位側スイッチをオンにし、前記低電位側スイッチをオフにするように制御可能であり、
    前記制御器が、更に、前記インダクタンスコイルを流れる電流レベルがゼロに達すると共に、前記高電位側スイッチを通じて前記出力ＤＣ電圧から前記入力ＤＣ電圧へ逆電流が流れることを回避するために、スキップ状態の間に、前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチの状態を、前記高電位側スイッチをオフ、前記低電位側スイッチをオフに切り替えるように制御するときを予測可能である
    ことを特徴とする昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
11. 前記第１のスイッチ状態の間の低電位側スイッチの前記オン時間間隔の持続時間が、“Ｔ＿ＯＮ＝Ｋ／Ｖ_ＩＮ”で与えられ、ここで、“Ｔ＿ＯＮ”は、前記オン時間間隔の長さであり、“Ｋ”は前記定数の値であり、“Ｖ_ＩＮ”は前記入力ＤＣ電圧の値である
    ことを特徴とする請求項１０に記載の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
12. 前記オン時間間隔の間に前記インダクタンスコイルを流れる電流レベルの変化の値に等しい電流リップルは、“ΔＩ_Ｌ＝Ｋ／Ｌ”で与えられ、ここで、“ΔＩ_Ｌ”は前記電流リップルの値であり、“Ｋ”は前記定数の値であり、“Ｌ”は前記インダクタンスコイルの値である
    ことを特徴とする請求項１１に記載の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
13. 前記制御器が、前記オフ状態時間の持続時間が“Ｋ”を“（（Ｖ_ＳＥＴ×Ｄ）−Ｖ_ＩＮ）”で割ったものに等しいとき、前記インダクタンスコイルを流れる前記電流レベルが前記オフ状態時間の終わりにゼロに達することを予測し、ここで、“Ｋ”は前記定数の値であり、“Ｖ_ＳＥＴ”はセット電圧の値であり、“Ｄ”は前記出力電圧を前記出力電圧を表す信号で割ったものに等しいフィードバック係数であり、“Ｖ_ＩＮ”は前記入力ＤＣ電圧の値である
    ことを特徴とする請求項１０に記載の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
14. 前記制御器が、前記オフ状態時間が終了した後、前記出力電圧を表す前記信号が“Ｖ_ＳＥＴ”より小さくなるまで、前記高電位側スイッチ及び前記低電位側スイッチを前記スキップ状態に維持する
    ことを特徴とする請求項１３に記載の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
15. 前記インダクタンスコイルを流れる電流レベルを検知可能なフィードバック回路を更に備え、
    前記フィードバック回路が、スイッチと比較器とを備え、
    前記スイッチが、前記高電位側スイッチがオンのとき、前記オフ状態時間の間に、前記高電位側スイッチを前記比較器の入力に接続し、
    前記比較器が、前記高電位側スイッチの電圧降下より小さい前記出力電圧に基づく電圧レベルを基準電圧レベルと比較して、前記インダクタンスコイルを流れる前記電流レベルを表す出力信号を供給する
    ことを特徴とする請求項１０に記載の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
16. 前記出力ＤＣ電圧を監視すると共に、前記出力ＤＣ電圧を示すフィードバック信号を生成するために、前記インダクタンスコイルに接続されたフィードバック回路を更に備え、
    前記フィードバック信号が、前記制御器を制御するように設定される
    ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
17. 前記フィードバック信号、第１のパルス信号、及び第２のパルス信号を受信すると共に、前記フィードバック信号、前記第１のパルス信号、及び前記第２のパルス信号に従って、前記制御信号を生成するために、前記フィードバック回路に接続された制御論理回路を更に備える
    ことを特徴とする請求項１６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
18. 前記第１のパルス信号が、第１の持続時間を有し、
    前記第１の持続時間が、前記入力ＤＣ電圧、及び前記定数によって決定される
    ことを特徴とする請求項１７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
19. 前記第２のパルス信号が、第２の持続時間を有し、
    前記第２の持続時間が、前記フィードバック信号によって決定される
    ことを特徴とする請求項１７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
20. 前記出力ＤＣ電圧を監視すると共に、前記出力ＤＣ電圧を示すフィードバック信号を生成するために、前記インダクタンスコイルに接続されたフィードバック回路を更に備え、
    前記フィードバック信号が、前記制御器を制御するように設定される
    ことを特徴とする請求項４に記載の電子機器。
21. 前記フィードバック信号、第１のパルス信号、及び第２のパルス信号を受信すると共に、前記フィードバック信号、前記第１のパルス信号、及び前記第２のパルス信号に従って、前記制御信号を生成するために、前記フィードバック回路に接続された制御論理回路を更に備える
    ことを特徴とする請求項２０に記載の電子機器。
22. 前記第１のパルス信号が、第１の持続時間を有し、
    前記第１の持続時間が、前記入力ＤＣ電圧、及び前記定数によって決定される
    ことを特徴とする請求項２１に記載の電子機器。
23. 前記第２のパルス信号が、第２の持続時間を有し、
    前記第２の持続時間が、前記フィードバック信号によって決定される
    ことを特徴とする請求項２１に記載の電子機器。

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