JP4178591B2

JP4178591B2 - Discharge lamp lighting device

Info

Publication number: JP4178591B2
Application number: JP14192298A
Authority: JP
Inventors: 浩司佐伯; 宏清家; 哲哉木谷; 芳文黒木
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1998-05-22
Filing date: 1998-05-22
Publication date: 2008-11-12
Anticipated expiration: 2018-05-22
Also published as: JPH11339986A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はインバータ回路により放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の放電灯点灯装置のブロック構成図を図２５に示す。この放電灯点灯装置は、交流電源１０をＡＣ−ＤＣ変換手段１１にて直流電圧に変換し、ＤＣ−ＤＣ変換手段１２にて前記直流電圧を所定の直流電圧に変換し、ＤＣ−ＡＣ変換手段１３にて前記直流電圧を高周波電圧に変換し、ＡＣ−ＡＣ変換手段１４にて前記高周波電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路１５に供給する構成である。ＤＣ−ＤＣ変換手段１２には少なくとも一つのスイッチング要素が具備されており、前記スイッチング要素は制御回路１から出力される信号Ｓ１にてオン・オフ制御される。ＤＣ−ＡＣ変換手段１３には少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路が具備されており、前記スイッチング要素のオン・オフの周波数は負荷回路１５の状態に応じて制御回路２にて制御され、制御回路２から出力される信号Ｓ２は駆動回路４に入力される。駆動回路４は信号Ｓ２を受けて信号Ｓ３を出力し、前記スイッチング要素は駆動回路４から出力される信号Ｓ３にて交互にオン・オフ制御される。制御回路１、制御回路２及び駆動回路４には制御電源生成回路５から各々制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）が供給され動作する。
【０００３】
図２６に具体的な従来例の回路構成を示す。ＡＣ−ＤＣ変換手段はダイオードＤ１〜Ｄ４からなる全波整流回路で構成され、フィルター回路ＦＴを介して交流電源ＡＣを直流電圧に変換する。ＤＣ−ＤＣ変換手段は雑音防止用コンデンサＣ１、平滑用コンデンサＣ２、チョッパーダイオードＤ５、スイッチング素子（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ）Ｑ１、チョッパーチョークＬ１からなる昇圧型チョッパー回路で構成される。スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ制御はチョッパー用制御回路１から出力されるオン・オフ信号Ｓ１により行われる。スイッチング素子Ｑ１がオン・オフを繰り返すことにより、高周波にて直流電圧をチョッピングし、平滑用コンデンサＣ２にて平滑して、全波整流回路の出力電圧のピーク値よりも高い直流電圧Ｖｄｃを出力する。
【０００４】
ＤＣ−ＡＣ変換手段はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３、ＤＣカット用コンデンサＣ３、共振用チョークＬ２、共振用コンデンサＣ４からなるハーフブリッジ式インバータ回路で構成され、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を交互にオン・オフすることにより、コンデンサＣ４とインダクタＬ２からなる共振回路にて高周波電力が生成される。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の発振周波数制御はインバータ用制御回路２にて行われ、負荷回路の状態に応じた発振信号Ｓ２を出力する。インバータ用制御回路２から出力される発振信号Ｓ２を受けてドライバー用制御回路４（例えばＩＲ社製ＩＲ２１１１）から出力される駆動信号Ｓ３（Ｈ），Ｓ３（Ｌ）によりスイッチング素子Ｑ２及びＱ３が交互にオン・オフ制御される。駆動信号Ｓ３（Ｈ）は高圧側スイッチング素子Ｑ２の駆動信号であり、駆動信号Ｓ３（Ｌ）は低圧側スイッチング素子Ｑ３の駆動信号である。低圧側スイッチング素子Ｑ３は制御電源であるＶｃｃを電源として、高圧側スイッチング素子Ｑ２はコンデンサＣ５を電源として駆動制御される。コンデンサＣ５はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の電位Ｖ０と制御電源ＶｃｃにダイオードＤ６を介して接続されており、低圧側スイッチング素子Ｑ３のオン時（スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の電位Ｖ０が０Ｖとなる期間）に制御電源ＶｃｃよりダイオードＤ６を介して電力供給を得て、高圧側スイッチング素子Ｑ２のオン時には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の電位Ｖ０を基準として高圧側スイッチング素子Ｑ２の駆動電源として動作する。尚、ドライバー用制御回路４にＩＲ社製ＩＲ２１１１を用いた回路構成においてはインバータ用制御回路２からドライバー用制御回路４へ入力される発振信号Ｓ２がＨｉｇｈレベルの場合、スイッチング素子Ｑ２はオン、スイッチング素子Ｑ３はオフとなり、発振信号Ｓ２がＬｏｗレベルの場合、スイッチング素子Ｑ２はオフ、スイッチング素子Ｑ３はオンとなる。
【０００５】
チョッパー出力電圧Ｖｄｃに比べ、負荷である放電灯ＬＡを点灯させる為の始動電圧が高い場合、例えば、管径が細ければ細いほど且つ管長が長ければ長いほど始動電圧は高くなるが、その場合、昇圧トランスＴ１を用いて、インバータ回路の出力をさらに昇圧した高周波電力で放電灯ＬＡを点灯させる。尚、負荷である放電灯ＬＡのフィラメント両端にはランプ点灯始動時にフィラメントを予熱するための予熱回路ｙ１，ｙ２が接続されている。
【０００６】
チョッパー用制御回路１、インバータ用制御回路２及びドライバー用制御回路４の制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は、チョッパーチョークＬ１の補助巻線、及び昇圧トランスＴ１の補助巻線から各々抵抗Ｒ４とダイオードＤ７、及び抵抗Ｒ５とダイオードＤ９を介して供給される電力を制御電源生成回路５にて各制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）に生成し、各制御回路１，２，４へ供給して、各々の制御回路１，２，４を動作させるものである。また、チョッパー用制御回路１の制御電源Ｖｃｃ１には別経路の制御電源供給手段として抵抗Ｒｓが設けられており、インバータ制御回路２の制御電源Ｖｃｃ３は制御電源生成回路５ａ（例えば三端子レギュレータ等）により安定化した電源を供給する構成となっている。
【０００７】
本回路に交流電源ＡＣが供給されると、制御電源供給手段としての抵抗Ｒｓにより最初にチョッパー用制御回路１が動作を開始し、次にドライバー用制御回路４が動作を開始し、最後に制御電源生成回路５にて安定した制御電源Ｖｃｃ３が供給された時点でインバータ制御回路２が動作を開始する。また、本回路に交流電源ＡＣの供給が停止されると、まず最初にインバータ制御回路２が動作を停止し、次にドライバー用制御回路４が動作を停止し、最後にチョッパー用制御回路１が動作を停止する。
【０００８】
次に別の従来例の放電灯点灯装置のブロック構成図を図２７に示す。基本構成は図２５の放電灯点灯装置と同じであるが、この放電灯点灯装置においては、赤外線リモートコントローラ３１（以下リモコンと呼ぶ）の操作により出力されるリモコン信号Ｓ６を受信部３２にて受信し、制御回路３にてリモコン信号Ｓ６に応じた点灯制御信号Ｓ４を生成し、この点灯制御信号Ｓ４によって制御回路２の発振動作を制御することにより所定の負荷状態をリモコン操作によって任意に変化させるものである。この構成において、従来、リモコン操作により負荷である放電灯を消灯させる制御を行う場合、制御回路２から駆動回路４へ出力される発振信号Ｓ２の出力を停止させる（Ｌｏｗレベルとする）ことにより、ＤＣ−ＡＣ変換手段１３に具備されたスイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、放電灯への電力供給を停止させる制御を行うことが一般的であった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、図２６に示す回路構成においては、交流電源ＡＣの供給開始時（以下電源ＯＮ時と称する）には以下のような問題が生じる。図２８は電源ＯＮ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１（Ｓ１）、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２（Ｓ３（Ｈ））、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３（Ｓ３（Ｌ））、インバータ制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中、ｔ１にて電源をＯＮすると、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは交流電圧の√２倍のピーク値直流電圧が出力される。ｔ２にてチョッパー用制御回路１が動作開始すると、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１はオン・オフ制御されるため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは所定の高い電圧になる。次に、ｔ３にてドライバー用制御回路４が動作開始すると、インバータ用制御回路２はまだ動作開始していないため発振信号Ｓ２はＬｏｗレベルであり、よって、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２はＬｏｗレベル、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３はＨｉｇｈレベルで保持される。次に、ｔ４にてインバータ用制御回路２が動作開始すると、発振信号Ｓ２は発振動作を開始し、それに伴って、ドライバー用制御回路４によりスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３もオン・オフ制御される。ｔ４にてインバータ回路のスイッチング動作が開始されると、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３には図２９に示すような振動波形電流Ｉｄ２，Ｉｄ３が流れ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に過大なストレスを生じる。図２９にはスイッチング動作が開始された直後（図２８のｔ４時）のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３及びドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示している。このような振動波形電流が発生する原因は、ＤＣカット用コンデンサＣ３と昇圧トランスＴ１の一次側インダクタンスの過渡状態における共振作用によるものであり、この振動波形のピーク値はチョッパー出力電圧Ｖｄｃが高いほど高くなる。このスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に流れる振動波形電流は定常時に流れている電流に比べて数倍のピーク値を有しているので、電流定格の大きいスイッチング素子を用いる必要が有り、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のコスト及びサイズが増大することになる。
【００１０】
また、図２６に示す回路構成においては、交流電源ＡＣの供給停止時（以下電源ＯＦＦ時と称する）には以下のような問題が生じる。図３０は電源ＯＦＦ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中、ｔ１にて電源ＯＦＦすると、まず最初にｔ２にてインバータ用制御回路２が動作を停止し、発振信号Ｓ２はＬｏｗレベルとなる。このとき、ドライバー用制御回路４はまだ動作しているため、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２はＬｏｗレベル、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３はＨｉｇｈレベルに保持される。その後、ｔ３でドライバー用制御回路４が、ｔ４でチョッパー用制御回路１が各々動作を停止する。
【００１１】
ここで、ｔ２にてインバータ用制御回路２が動作を停止すると、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ３には図３１に示すような振動波形電流Ｉｄ３が流れ、スイッチング素子Ｑ３に過大なストレスを生じる。図３１にはインバータ用制御回路２が動作停止した直後（図３０のｔ２時）のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３、及び各ドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示している。このような振動波形電流が発生する原因は、スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ３がオンの状態で固定されてインバータ回路のスイッチング動作を停止する際に必ずスイッチング素子Ｑ３、コンデンサＣ３，Ｃ４、インダクタＬ２、トランスＴ１からなる共振ループが形成されるためであり、オン状態で固定となるスイッチング素子Ｑ３に大きな振動波形電流が流れ、スイッチング素子Ｑ３に大きなストレスを与える。このスイッチング素子Ｑ３に流れる振動波形電流は、定常時に流れている電流に比べて数倍のピーク値を有しているので、電流定格の大きい素子を用いる必要が有り、スイッチング素子Ｑ３のコスト及びサイズが増大することになる。
【００１２】
また、図２７に示す回路構成においても、上記の問題と同様の問題が生じる。図３２はリモコン制御による放電灯の点灯制御時（以下リモコンＯＮ時と称す）からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中、ｔ１にてリモコンをＯＮ操作すると、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２はＬｏｗレベルに保持された状態から発振信号出力状態へと変化する。このとき、チョッパー用制御回路１及びドライバー用制御回路４は常に動作している状態であるため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃが高い状態にてインバータ回路のスイッチング動作が開始され、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３には図２９に示すような振動波形電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に過大なストレスを生じる。
【００１３】
また、リモコン制御による放電灯の消灯制御（以下リモコンＯＦＦ時と称す）においても上記の問題と同様の問題が生じる。図３３はリモコンＯＦＦ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中、ｔ１にてリモコンをＯＦＦ操作すると、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２は発振信号出力状態からＬｏｗレベルに保持された状態となる。このとき、チョッパー用制御回路１及びドライバー用制御回路４は常に動作している状態であるため、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２はＬｏｗレベル、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３はＨｉｇｈレベルで保持される。よって、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ３には図３１に示すような振動波形電流が流れ、スイッチング素子Ｑ３に過大なストレスを生じる。
【００１４】
本発明は上記のような課題を解決しようとするものであり、その目的とするところは、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び負荷回路への高周波電力の供給を停止する際にインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源１０を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段１１と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換手段１１の出力電圧を前記交流電源１０の交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ変換手段１２と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段１２のスイッチング要素を駆動制御するための第１の制御回路１と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段１２の出力電圧を入力とし、少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイッチング要素を駆動回路４より出力される駆動信号Ｓ３により交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段１３と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段１３のスイッチング要素のオン・オフの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号Ｓ２を出力し、その出力を前記駆動回路４を介してスイッチング要素の駆動信号Ｓ３として供給する第２の制御回路２と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段１３の出力電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路１５に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ変換手段１４とを有する放電灯点灯装置において、
前記第１及び第２の制御回路１，２と前記駆動回路４の制御電源Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２，Ｖｃｃ３は同一電源Ｖｃｃから供給され、前記負荷回路１５に高周波電力の供給を開始するときには、第２の制御回路２、駆動回路４、第１の制御回路１の順に動作開始させ、前記負荷回路１５への高周波電力の供給を停止するときには、第１又は第２の制御回路１，２の動作停止よりも先に前記駆動回路４の動作を停止させることを特徴とするものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１に本発明の一実施例のブロック構成図を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図２５に示す従来例と略同じ構成となっているが、第１の制御回路１、第２の制御回路２、及び駆動回路４の制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は同一の制御電源生成回路５から供給され、第１の制御回路１、第２の制御回路２、及び駆動回路４には各々制御電源の供給開始及び供給停止を遅延させる為の遅延手段７〜９が設けられており、電原ＯＮ時には第２の制御回路２→駆動回路４→第１の制御回路１の順に動作開始させ、また電源ＯＦＦ時には駆動回路４→第２の制御回路２→第１の制御回路１の順に動作停止させるようにしたものである。
【００１７】
図２及び図３に本実施例の具体的な回路構成を示す。基本構成は図２６に示す従来例の構成と略同じであるが、一つの制御電源生成回路５にて生成される制御電源Ｖｃｃを遅延回路７〜９を介して各制御回路（チョッパー用制御回路１、ドライバー用制御回路４、インバータ用制御回路２）に各々制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）として供給する構成となっている。なお、本実施例の制御電源生成回路５にはチョッパー回路の出力電圧Ｖｄｃを所定の制御電源電圧Ｖｃｃに変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用いているが、本発明はこれに限定されるものではない。
【００１８】
図３は図２中の遅延回路７〜９の構成を示すものである。制御電源生成回路５から制御電源電圧Ｖｃｃの供給が開始されると、遅延回路の出力（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６の時定数により上昇し、制御電源生成回路５からの制御電源電圧Ｖｃｃの供給が停止されると、遅延回路の出力は抵抗Ｒ７とコンデンサＣ６の時定数（及び各制御回路の消費電力）により下降する。この時定数を調整することにより制御回路１、制御回路２及び駆動回路４の制御電源の立ち上がり及び立ち下がりを変化させ、電原ＯＮ時には制御回路２→駆動回路４→制御回路１の順に動作開始させ、また、電源ＯＦＦ時には駆動回路４→制御回路２→制御回路１の順に動作停止させるようにしたものである。
【００１９】
図４に電源ＯＮ時の各制御電源電圧（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）の立ち上がり特性を示し、図５に電源ＯＦＦ時の各制御電源電圧（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）の立ち下がり特性を示す。図４において、電源ＯＮすると、ｔ０にて制御電源生成回路５が出力を開始し、各制御回路に供給される制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は各遅延回路にて図中に示すように上昇する。ここで、各制御回路は制御電源が動作開始電圧に達したときに動作を開始するものとすると、ｔ１にてインバータ用制御回路２、ｔ２にてドライバー用制御回路４、ｔ３にてチョッパー用制御回路１が各々動作を開始する。また、図５において、電源ＯＦＦすると、ｔ０にて制御電源生成回路５が出力を停止し、各制御回路に供給される制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は各遅延回路にて図中に示すように下降する。ここで、各制御回路は制御電源が動作停止電圧に達したときに動作を停止するものとすると、ｔ１にてドライバー用制御回路４、ｔ２にてインバータ用制御回路２、ｔ３にてチョッパー用制御回路１が各々動作を停止する。
【００２０】
図６は本実施例の電源ＯＮ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、及びチョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中ｔ１にて電源ＯＮすると、チョッパー出力電圧は交流電圧実効値の√２倍のピーク値直流電圧が出力される。ｔ２にてインバータ用制御回路２が動作開始すると、発振信号Ｓ２は発振動作を開始するが、ドライバー用制御回路４はまだ動作していないため、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２及びスイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３はＬｏｗレベルで保持される。ｔ３にてドライバー用制御回路４が動作開始すると、発振信号Ｓ２の発振動作に応じてドライバー用制御回路４のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３もオン・オフ制御され、インバータ回路のスイッチング動作が開始される。次にｔ４にてチョッパー用制御回路１が動作開始すると、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１はオン・オフ制御されるため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは所定の高い電圧になる。
【００２１】
図７にはスイッチング動作が開始された直後（図６のｔ３時）のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３及びドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示している。スイッチング動作が開始された直後ではまだチョッパー用制御回路１が動作していないため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは交流電圧実効値の√２倍のピーク値直流電圧しか出力されていない。よって、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に流れる振動波形電流は図２９に示した従来例の振動波形電流よりも大幅に低減される。
【００２２】
図８は本実施例の電源ＯＦＦ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、及びチョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中ｔ１にて電源ＯＦＦすると、まず最初にｔ２にてドライバー用制御回路４が動作停止し、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２及びＱ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３はＬｏｗレベルで保持される。その後、ｔ３でインバータ用制御回路２が動作停止し、ｔ４でチョッパー用制御回路１が動作停止する。
【００２３】
図９にはドライバー用制御回路４が動作停止し、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２及びＱ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３がＬｏｗレベルで保持された直後（図８のｔ２時）のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３及びドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示している。この場合、ドライバー用制御回路４が動作停止すると、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３はＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は共にオフとなるためインバータ回路上には共振ループが形成されず、従来例の図３１に示したような、オン状態で固定となるスイッチング素子Ｑ３に大きな振動波形電流が流れることはない。
【００２４】
なお、チョッパー用制御回路１を最後に停止させる理由としては、放電灯の点灯中（つまりインバータ回路がスイッチング動作中）にチョッパー回路が停止するとチョッパー電圧Ｖｄｃが低下し、放電灯へ供給される高周波電力が低下することにより放電灯が立消えを起こし、共振条件の変化により進相領域でのスイッチング動作が行われ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に過大なストレスが発生する可能性がある為であり、インバータ回路のスイッチング動作が停止、つまりはドライバー用制御回路４が動作停止した後であればチョッパー用制御回路１とインバータ用制御回路２の動作停止が逆になっても問題は無い。
【００２５】
（実施例２）
図１０に本発明の実施例２の回路構成を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図２に示す実施例１と同じ構成となっており、図２中の遅延回路７〜９を図１０に示す回路構成に置き換えたものである。以下、この図１０に示す遅延回路の構成について説明する。遅延回路の入力端子とグランドの間には、抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１の直列回路が接続されている。抵抗Ｒ９とＲ１０の接続点の電位はコンパレータＣＰ１の負入力端子に印加されており、コンパレータＣＰ１の正入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。コンパレータＣＰ１の出力は抵抗Ｒ１２を介して入力端子に接続されると共に、トランジスタＱ４，Ｑ６の各ベースに接続されている。トランジスタＱ４，Ｑ６，Ｑ１２の各エミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ６のコレクタは抵抗Ｒ１０とＲ１１の接続点に接続されている。トランジスタＱ４のコレクタはトランジスタＱ１２のベースに接続されると共に、抵抗Ｒ１８を介して入力端子に接続されている。トランジスタＱ１２のコレクタは抵抗Ｒ８を介してトランジスタＱ５のベースに接続されている。トランジスタＱ５のエミッタは入力端子に接続されており、コレクタは出力端子に接続されている。
【００２６】
図１０の構成においては制御電源生成回路５から出力される電源電圧ＶｃｃをコンパレータＣＰ１にて比較し、電源電圧Ｖｃｃが所定の電圧以上になると、各々の制御回路に制御電源を供給する構成となっている。電源電圧Ｖｃｃが低い場合、コンパレータＣＰ１がＨｉｇｈレベルの出力となるため、トランジスタＱ４、Ｑ６がＯＮ、トランジスタＱ１２がＯＦＦ、トランジスタＱ５がＯＦＦとなり、制御回路への制御電源供給は遮断される。電源電圧Ｖｃｃが所定電圧以上になると、コンパレータＣＰ１がＬｏｗレベルの出力となるため、トランジスタＱ４、Ｑ６がＯＦＦ、トランジスタＱ１２がＯＮ、トランジスタＱ５がＯＮとなり、制御回路への制御電源供給が開始される。また、トランジスタＱ６がＯＦＦされることによりコンパレータＣＰ１へ入力される電源電圧Ｖｃｃの分圧比が変わり、電源電圧Ｖｃｃが所定の電圧以下となった場合の各々の制御回路への制御電源の供給を遮断するタイミングを遅延させる構成となっている。この抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１の分圧比を調整することにより図１１及び図１２に示すような電源電圧Ｖｃｃの立ち上がり、及び立ち下がりに応じた各制御回路の動作開始時間、動作停止時間を設定することができ、実施例１と同様な効果を得ることが出来る。
【００２７】
（実施例３）
図１３に本発明の実施例３の回路構成を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図２に示す実施例１と同じ構成となっており、図２中の遅延回路７〜８は各制御回路を構成する制御ＩＣに具備されているものである。チョッパー用制御回路１、ドライバー用制御回路４、インバータ用制御回路２には各々専用の制御ＩＣが使用されており、例えばチョッパー用制御ＩＣにモトローラ社製ＭＣ３３２６２、ドライバー用制御ＩＣにＩＲ社製ＩＲ２１１１を用いた場合、動作開始制御電圧及び動作停止制御電圧は以下のようになっている。
【００２８】

よって、インバータ用制御ＩＣに少なくとも制御電圧８Ｖよりも低い電圧で動作開始及び動作停止するものを用いれば、簡単な構成にて実施例１と同様の効果を得ることが出来る。
【００２９】
（実施例４）
図１４に本発明の実施例４の回路構成を示し、図１５に本実施例のチョッパー用制御回路１の制御電源電圧Ｖｃｃ１の時間変化を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図１３に示す実施例３と略同じ構成となっており、図１３中のインバータ回路内にコンデンサＣ７、ダイオ一ドＤ１１，Ｄ１２からなるチョッパー用制御回路１の起動回路が追加されている。チョッパー用制御ＩＣにモトロ―ラ社製ＭＣ３３２６２を用いる場合、動作開始に必要な制御電源電圧が１３Ｖであるのに対し、一旦動作すれば低い電圧（最低８Ｖ）でも動作可能である。そこで、制御電源生成回路５から供給される制御電源電圧をチョッパー用制御ＩＣの動作開始電圧よりも低くし、インバータ回路内に設けた起動回路にてチョッパー用制御ＩＣを起動させる構成としている。インバータ回路のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が動作を開始すると、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点に一端を接続されたコンデンサＣ７は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の電圧変化に応じてダイオードＤ１１，Ｄ１２を介して充放電を繰り返す。このコンデンサＣ７とダイオードＤ１１，Ｄ１２からなる起動回路の電力供給を受けてチョッパー用制御回路１の制御電源ラインに設けられたコンデンサＣ９の電圧が上昇し、コンデンサＣ９の電圧がチョッパー用制御回路１の動作開始電圧に達するとチョッパー用制御回路１は動作を開始する。コンデンサＣ７の容量を小さくすれば起動回路からの電力供給は少なくなるため、一旦動作が開始されればチョッパー用制御回路１の制御電圧は制御電源生成回路５から供給される制御電源電圧となる。チョッパー用制御回路１の制御電源生成回路５から供給される制御電源電圧はダイオードＤ８を介して供給されるため、その他の制御回路には高い制御電圧は供給されない。また、この起動回路の構成ではスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のスイッチング動作が速い（スイッチング周波数が高い）ほどコンデンサＣ７の充放電動作が早く行われるため起動回路からの電力供給は多くなる。通常、放電灯を点灯させる場合、最初は高い周波数にてインバータ回路をスイッチングして放電灯を点灯始動させ、その後、低い周波数に移行して放電灯を点灯維持する。つまり、起動回路の消費電力は放電灯点灯中は低く抑えることができる。この構成により、実施例１と同様の効果を得ることができ、かつ放電灯点灯中の回路損失を少なくできる。
【００３０】
（実施例５）
図１６及び図１７に本発明の実施例５の回路構成を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図１４に示す実施例４と略同じ構成となっており、制御電源生成回路５から出力される制御電源ラインに電源ＯＮ／ＯＦＦに応じて各制御回路１，２，４への制御電源の供給を開始／停止する制御電源遮断回路６を設けたものである。制御電源遮断回路６は図１７に示すように構成されており、入力端子にはトランジスタＱ８のエミッタが接続され、出力端子にはトランジスタＱ８のコレクタが接続されている。トランジスタＱ８のベースは抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ７のコレクタに接続されており、トランジスタＱ７のエミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ７のベースは抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の接続点に接続されており、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の直列回路には、整流回路から出力される脈流電圧Ｓ５が印加されている。抵抗Ｒ１５の両端にはコンデンサＣ８が並列接続されている。
【００３１】
以下、この制御電源遮断回路６の動作について説明する。電源ＯＮされると整流回路の出力から脈流電圧Ｓ５が制御電源遮断回路６に入力され、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５とコンデンサＣ８にて分圧平滑されてトランジスタＱ７をオンし、抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ８のベース電流を流してトランジスタＱ８がオンすることにより、入力端子の制御電源電圧Ｖｃｃは出力端子を経て各制御回路に供給される。また、電源ＯＦＦされると脈流電圧Ｓ５が無くなるためトランジスタＱ７がオフし、トランジスタＱ８がオフすることにより、入力端子の制御電源電圧Ｖｃｃは各制御回路へ供給されなくなる。この構成により、実施例１と同様の効果を得ることができ、かつ放電灯点灯中の回路損失を少なくでき、かつ電源ＯＮ／ＯＦＦ時の各制御回路の動作開始及び動作停止を確実に且つ早急に行うことができる。
【００３２】
（実施例６）
図１８に本発明の実施例６のブロック構成図を示す。本実施例の基本構成は従来例の図２７の放電灯点灯装置と同じであるが、制御回路１、制御回路２及び駆動回路４の制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は同一の制御電源生成回路５から制御電源遮断手段６を介して供給され、制御回路１、制御回路２及び駆動回路４には各々制御電源の供給開始及び供給停止を遅延させる為の遅延手段７，９，８が設けられている。また、リモコン３１からの放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６を受信する受信部３２と、受信部３２で受信した信号を電気信号Ｓ４に変換する制御回路３が設けられており、リモコンＯＮ時には制御回路３からの信号Ｓ４により制御電源遮断手段６にて制御電源を各制御回路に供給することにより、制御回路２→駆動回路４→制御回路１の順に動作開始させ、また、リモコンＯＦＦ時には制御回路３からの信号Ｓ４により制御電源遮断手段６にて各制御回路への制御電源の供給を遮断することにより、駆動回路４→制御回路２→制御回路１（もしくは駆動回路４→制御回路１→制御回路２）の順に動作停止させるようにしたものである。
【００３３】
本実施例の具体的回路構成を図１９及び図２０に示す。回路構成は実施例４の図１４と略同一であり、リモコン３１からの信号Ｓ６を受信する受信部３２と、信号Ｓ６に応じた放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４を出力するリモコン用制御回路３と、信号Ｓ４を受けて制御電源供給を入・切する制御電源遮断手段６が追加されている。図２０に制御電源遮断手段６の回路構成を示す。制御電源遮断手段６の入力端子はトランジスタＱ１１のエミッタに接続され、出力端子はトランジスタＱ１１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１１のベースは抵抗Ｒ１７を介してトランジスタＱ１０のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１０及びＱ９のエミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ１０のベースはトランジスタＱ９のコレクタに接続されると共に、抵抗Ｒ１６を介してＶｃｃ４に接続されている。トランジスタＱ９のベースには、放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４が接続されている。
【００３４】
以下、本実施例の動作について説明する。リモコン操作により放電灯を点灯させる場合、放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４はＬｏｗレベルが出力され、トランジスタＱ９がオフ、トランジスタＱ１０がオン、トランジスタＱ１１がオンとなり、制御電源が各制御回路に供給され、放電灯の点灯動作が開始される。次に、リモコン操作により放電灯を消灯させる場合、放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４はＨｉｇｈレベルが出力され、トランジスタＱ９がオン、トランジスタＱ１０がオフ、トランジスタＱ１１がオフとなり、各制御回路への制御電源の供給を遮断され、放電灯の消灯動作が行われる。
【００３５】
図２１及び図２２に本実施例のリモコンＯＮ及びリモコンＯＦＦからのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、及びチョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示す。図２１において、ｔ０にてリモコンＯＮ操作が行われると、ｔ１でインバータ用制御回路２、ｔ２でドライバー用制御回路４、ｔ３でチョッパー用制御回路１の順に動作が開始されるため、実施例１と同様の効果を得ることができる。図２２において、ｔ０にてリモコンＯＦＦ操作が行われると、ｔ１でドライバー用制御回路４、ｔ２でインバータ用制御回路２、ｔ３でチョッパー用制御回路１の順に動作が停止されるため、実施例１と同様の効果を得ることができる。
【００３６】
なお、本回路構成におけるリモコン操作での放電灯消灯時（つまりリモコン待機状態）では、リモコン用制御回路３以外の各制御回路の制御電源は遮断されるため、リモコン待機状態での消費電力を大幅に低減することが可能となる。
【００３７】
（実施例７）
図２３に本発明の実施例７の回路構成を示す。基本構成は実施例６の図１９に示した放電灯点灯装置と略同一であるが、整流回路の出力にチョッパー用制御回路１の起動用抵抗Ｒｓを具備し、リモコン操作における放電灯消灯制御時（例えばリモコン待機状態、豆球点灯状態等）ではチョッパー用制御回路１を間欠的に動作させ、チョッパー出力電圧Ｖｄｃをある一定以上確保するようにしたものである。
【００３８】
本回路構成のリモコン用制御回路３には電源ＯＦＦ後、ある一定期間内に再度電源ＯＮすると放電灯の点灯状態を順送りに切り替える（例えば全灯→調光、調光→豆球点灯、豆球点灯→全灯となる）機能（以下、１・２スイッチ機能と称す）を具備しており、その機能は電源ＯＦＦ後、制御電源生成回路５から供給されるリモコン用制御回路３の制御電源Ｖｃｃ４が供給停止となる期間までの間に再度電源ＯＮされれば動作可能である（以下この期間を１・２スイッチ機能保持時間と称す）。なお、本回路構成においては制御電源生成回路５にＤＣ−ＤＣコンバータを用いているため、電源ＯＦＦ後チョッパー出力電圧Ｖｄｃが一定電圧以下に低下すると制御電源生成回路５からの電源供給が停止する構成となっている。ところが、実施例６の図１９のような構成においては、リモコン操作における放電灯消灯制御時（例えばリモコン待機時、豆球点灯時等）ではチョッパー用制御回路１の動作が停止しているため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは整流回路の出力電圧のピーク値しかなく、よってチョッパー回路が動作している状態（放電灯点灯時）に比べて１・２スイッチ機能保持時間が短いという問題があった。この問題を解決するためにはリモコン操作における放電灯消灯制御時においてもチョッパー回路を動作させ、チョッパー出力電圧を確保する方法があるが、この方法では放電灯消灯制御時の消費電力が増えるという問題があった。
【００３９】
本実施例は、上記の問題を解消するためのものであり、その方法としてはリモコン操作における放電灯消灯制御時には起動用抵抗Ｒｓからの電源供給によりチョッパー用制御回路１を間欠的に動作させ、チョッパー出力電圧Ｖｄｃをある一定以上確保することにより１・２スイッチ機能保持時間を確保することである。
【００４０】
図２４に本実施例における電源ＯＦＦ後の１・２スイッチ機能保持時間の差を示す。チョッパー回路が動作している場合、チョッパー出力電圧は図中Ｖｄｃ１にて出力されるため、ｔ０にて電源ＯＦＦされた場合、１・２スイッチ機能保持時間はｔ３まで保持可能である。チョッパー回路が動作停止している場合、チョッパー出力電圧は図中Ｖｄｃ３にて出力されるため、ｔ０にて電源ＯＦＦされた場合、１・２スイッチ機能保持時間はｔ１しか保持できない。そこで、本実施例のようにチョッパー回路を間欠的に動作させると、チョッパー出力電圧は図中Ｖｄｃ２のようにＶｄｃ３より高い電圧にて出力されるため、ｔ０にて電源ＯＦＦされた場合、１・２スイッチ機能保持時間はｔ１より長いｔ２まで保持可能となる。また、この構成においては放電灯消灯制御時にチョッパー回路を間欠的に動作させているため、放電灯消灯制御時の消費電力を最小限に抑えることができる。
【００４１】
【発明の効果】
本発明によれば、交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を前記交流電源の交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチング要素を駆動制御するための第１の制御回路と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイッチング要素を駆動回路より出力される駆動信号により交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素のオン・オフの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号を出力し、その出力を前記駆動回路を介してスイッチング要素の駆動信号として供給する第２の制御回路と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ変換手段とを有する放電灯点灯装置において、前記第１及び第２の制御回路と前記駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、前記負荷回路に高周波電力の供給を開始するときに、第２の制御回路、駆動回路、第１の制御回路の順に動作開始させるので、負荷回路に高周波電力を供給開始する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
【００４２】
また、請求項２の発明によれば、請求項１と同じ構成の放電灯点灯装置において、前記第１及び第２の制御回路と前記駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、前記負荷回路への高周波電力の供給を停止するときに、第１又は第２の制御回路の動作停止よりも先に駆動回路の動作を停止させるようにしたので、負荷回路への高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
【００４３】
また、請求項３の発明によれば、請求項１及び２記載の機能を両方具備するので、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び負荷回路への高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
また、請求項４の発明によれば、請求項３に記載の放電灯点灯装置において、赤外線リモートコントローラ等の遠隔操作手段からの制御信号を受信し、その信号に応じて前記負荷回路への電力供給を制御する第３の制御回路をさらに備え、前記第１、第２及び第３の制御回路と駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を開始及び停止する為に、請求項３記載の機能を具備するので、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び負荷回路に高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
【００４４】
また、請求項７の発明によれば、請求項３〜６に記載の放電灯点灯装置において、前記第１の制御回路の動作開始電源電圧が動作中の電源電圧よりも高いので、確実に第１の制御回路の動作開始を遅らせることができるという効果がある。
また、請求項８の発明によれば、請求項７記載の放電灯点灯装置において、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素の接続点の電圧変化を利用して第１の制御回路の起動に必要な電源電圧を供給するので、確実に第１の制御回路の動作開始を遅らせることができ、かつ放電灯の始動後にＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素の動作周波数を低下させることにより、回路損失を低減できるという効果がある。
【００４５】
また、請求項９の発明によれば、請求項１乃至８のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、前記駆動回路は第２の制御回路の一つの発振出力を入力して、その信号を前記ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素のオン・オフ信号に変換し、一対のスイッチング要素の各々にオン・オフ信号を出力するように構成されているので、この駆動回路が停止すれば、第２の制御回路が動作していても、ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素を共にオフさせることができ、インバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
【００４６】
また、請求項５の発明によれば、請求項４に記載の放電灯点灯装置において、遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を開始及び停止する為に、同一電源から供給される第１及び第２の制御回路及び駆動回路の制御電源供給を開始及び停止する手段を有するので、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び負荷回路に高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減でき、かつ前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を停止させた状態での消費電力を大幅に低減できるという効果がある。
【００４７】
また、請求項６の発明によれば、請求項５記載の放電灯点灯装置において、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路への高周波電力の供給を停止した場合、前記ＤＣ―ＤＣ変換手段を間欠的に動作させるので、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を停止させた状態での消費電力を大幅に低減でき、かつ前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を停止させた状態での１・２スイッチ機能保持時間を充分に確保できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１の概略構成を示すブロック回路図である。
【図２】本発明の実施例１の具体構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施例１の要部構成を示す回路図である。
【図４】本発明の実施例１の電源オン時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図５】本発明の実施例１の電源オフ時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図６】本発明の実施例１の電源オン時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図７】本発明の実施例１のインバータ動作開始時の動作を示す波形図である。
【図８】本発明の実施例１の電源オフ時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図９】本発明の実施例１のインバータ動作停止時の動作を示す波形図である。
【図１０】本発明の実施例２の要部構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施例２の電源オン時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図１２】本発明の実施例２の電源オフ時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図１３】本発明の実施例３の具体構成を示す回路図である。
【図１４】本発明の実施例４の具体構成を示す回路図である。
【図１５】本発明の実施例４の電源オン時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図１６】本発明の実施例５の具体構成を示す回路図である。
【図１７】本発明の実施例５の要部構成を示す回路図である。
【図１８】本発明の実施例６の概略構成を示すブロック回路図である。
【図１９】本発明の実施例６の具体構成を示す回路図である。
【図２０】本発明の実施例６の要部構成を示す回路図である。
【図２１】本発明の実施例６のリモコンオン時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図２２】本発明の実施例６のリモコンオフ時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図２３】本発明の実施例７の具体構成を示す回路図である。
【図２４】本発明の実施例７のチョッパー出力電圧の変化を示す説明図である。
【図２５】従来例１の概略構成を示すブロック回路図である。
【図２６】従来例１の具体構成を示す回路図である。
【図２７】従来例２の概略構成を示すブロック回路図である。
【図２８】従来例１の電源オン時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図２９】従来例１のインバータ動作開始時の動作を示す波形図である。
【図３０】従来例１の電源オフ時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図３１】従来例１のインバータ動作停止時の動作を示す波形図である。
【図３２】従来例２のリモコンオン時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図３３】従来例２のリモコンオフ時の各部の動作波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１第１の制御回路（チョッパー用制御回路）
２第２の制御回路（インバータ用制御回路）
４駆動回路（ドライバー用制御回路）
５制御電源生成回路
７遅延手段
８遅延手段
９遅延手段
１０交流電源
１１ＡＣ−ＤＣ変換手段
１２ＤＣ−ＤＣ変換手段
１３ＤＣ−ＡＣ変換手段
１４ＡＣ−ＡＣ変換手段
１５負荷回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp at high frequency by an inverter circuit.
[0002]
[Prior art]
A block diagram of a conventional discharge lamp lighting device is shown in FIG. In this discharge lamp lighting device, the AC power supply 10 is converted into a DC voltage by the AC-DC conversion means 11, the DC voltage is converted into a predetermined DC voltage by the DC-DC conversion means 12, and the DC-AC conversion means. The DC voltage is converted into a high-frequency voltage at 13, the high-frequency voltage is converted into a predetermined high-frequency voltage by the AC-AC conversion means 14, and is supplied to the load circuit 15. The DC-DC converter 12 includes at least one switching element, and the switching element is on / off controlled by a signal S1 output from the control circuit 1. The DC-AC conversion means 13 includes at least a series circuit of a pair of switching elements, and the on / off frequency of the switching elements is controlled by the control circuit 2 in accordance with the state of the load circuit 15. 2 is input to the drive circuit 4. The drive circuit 4 receives the signal S2 and outputs a signal S3. The switching element is alternately turned on / off by the signal S3 output from the drive circuit 4. The control power supply (Vcc1 to Vcc3) is supplied to the control circuit 1, the control circuit 2 and the drive circuit 4 from the control power generation circuit 5 to operate.
[0003]
FIG. 26 shows a specific conventional circuit configuration. The AC-DC converting means is constituted by a full-wave rectifier circuit composed of diodes D1 to D4, and converts the AC power supply AC into a DC voltage via the filter circuit FT. The DC-DC converting means is constituted by a step-up chopper circuit including a noise preventing capacitor C1, a smoothing capacitor C2, a chopper diode D5, a switching element (for example, MOS-FET) Q1, and a chopper choke L1. The on / off control of the switching element Q1 is performed by an on / off signal S1 output from the chopper control circuit 1. When switching element Q1 is repeatedly turned on and off, the DC voltage is chopped at a high frequency, smoothed by smoothing capacitor C2, and DC voltage Vdc higher than the peak value of the output voltage of the full-wave rectifier circuit is output. .
[0004]
The DC-AC conversion means comprises a half-bridge inverter circuit comprising switching elements Q2 and Q3, a DC cut capacitor C3, a resonance choke L2, and a resonance capacitor C4, and alternately turns on and off the switching elements Q2 and Q3. As a result, high-frequency power is generated in the resonance circuit including the capacitor C4 and the inductor L2. The oscillation frequency control of the switching elements Q2 and Q3 is performed by the inverter control circuit 2 and outputs an oscillation signal S2 corresponding to the state of the load circuit. In response to the oscillation signal S2 output from the inverter control circuit 2, the switching elements Q2 and Q3 are alternately switched by the drive signals S3 (H) and S3 (L) output from the driver control circuit 4 (for example, IR2111 manufactured by IR). ON / OFF control. The drive signal S3 (H) is a drive signal for the high-voltage side switching element Q2, and the drive signal S3 (L) is a drive signal for the low-voltage side switching element Q3. The low voltage side switching element Q3 is driven and controlled using Vcc as a power source as a power source, and the high voltage side switching element Q2 using a capacitor C5 as a power source. The capacitor C5 is connected to the potential V0 at the connection point between the switching elements Q2 and Q3 and the control power source Vcc via the diode D6. When the low-voltage side switching element Q3 is on (the potential V0 at the connection point between the switching elements Q2 and Q3 is When the high voltage side switching element Q2 is turned on when the control power supply Vcc supplies power through the diode D6 during the period of 0V), the potential V0 at the connection point of the switching elements Q2 and Q3 is used as a reference. Operates as a drive power supply. In the circuit configuration using IR 2111 manufactured by IR for the driver control circuit 4, when the oscillation signal S2 input from the inverter control circuit 2 to the driver control circuit 4 is at a high level, the switching element Q2 is turned on and switched. The element Q3 is turned off, and when the oscillation signal S2 is at a low level, the switching element Q2 is turned off and the switching element Q3 is turned on.
[0005]
When the starting voltage for lighting the discharge lamp LA as a load is higher than the chopper output voltage Vdc, for example, the thinner the tube diameter and the longer the tube length, the higher the starting voltage. Using the step-up transformer T1, the discharge lamp LA is turned on with high-frequency power obtained by further boosting the output of the inverter circuit. Note that preheating circuits y1 and y2 for preheating the filament at the start of lamp lighting are connected to both ends of the filament of the discharge lamp LA as a load.
[0006]
The control power supply (Vcc1 to Vcc3) for the chopper control circuit 1, the inverter control circuit 2 and the driver control circuit 4 is connected to the resistor R4 and the diode D7 from the auxiliary winding of the chopper choke L1 and the auxiliary winding of the step-up transformer T1, respectively. , And the power supplied through the resistor R5 and the diode D9 is generated in the control power supply generation circuit 5 to each control power supply (Vcc1 to Vcc3) and supplied to each

control circuit

1, 2, 4 for each control. The

circuits

1, 2, and 4 are operated. The control power supply Vcc1 of the chopper control circuit 1 is provided with a resistor Rs as a control power supply means for another path, and the control power supply Vcc3 of the inverter control circuit 2 is a control power supply generation circuit 5a (for example, a three-terminal regulator). Thus, a stabilized power supply is supplied.
[0007]
When the AC power supply AC is supplied to the circuit, the chopper control circuit 1 starts to operate first by the resistor Rs as the control power supply means, then the driver control circuit 4 starts the operation, and finally the control. The inverter control circuit 2 starts its operation when a stable control power supply Vcc3 is supplied by the power supply generation circuit 5. When the supply of AC power AC to the circuit is stopped, the inverter control circuit 2 stops operating first, then the driver control circuit 4 stops operating, and finally the chopper control circuit 1 stops operating. Stop operation.
[0008]
Next, FIG. 27 shows a block diagram of another conventional discharge lamp lighting device. The basic configuration is the same as that of the discharge lamp lighting device of FIG. 25, but in this discharge lamp lighting device, the receiving unit 32 receives a remote control signal S6 output by an operation of an infrared remote controller 31 (hereinafter referred to as a remote controller). Then, the control circuit 3 generates a lighting control signal S4 corresponding to the remote control signal S6, and the oscillation operation of the control circuit 2 is controlled by the lighting control signal S4, whereby the predetermined load state is arbitrarily changed by the remote control operation. Is. In this configuration, conventionally, when performing control to turn off the discharge lamp as a load by remote control operation, by stopping the output of the oscillation signal S2 output from the control circuit 2 to the drive circuit 4 (set to the low level), In general, the switching operation of the switching element provided in the DC-AC conversion means 13 is stopped, and control for stopping the power supply to the discharge lamp is performed.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the circuit configuration shown in FIG. 26, the following problems occur when the supply of the AC power supply AC is started (hereinafter referred to as power-on). FIG. 28 shows the gate voltage waveform Vgs1 (S1) of the switching element Q1 when the power is turned on, the gate voltage waveform Vgs2 (S3 (H)) of the switching element Q2, the gate voltage waveform Vgs3 (S3 (L)) of the switching element Q3, The time change of the oscillation signal S2 of the inverter control circuit 2 and the chopper output voltage waveform Vdc is shown. In the figure, when the power is turned on at t1, the chopper output voltage Vdc outputs a peak value DC voltage that is √2 times the AC voltage. When the chopper control circuit 1 starts operating at t2, the gate voltage waveform Vgs1 of the switching element Q1 is on / off controlled, so that the chopper output voltage Vdc becomes a predetermined high voltage. Next, when the driver control circuit 4 starts to operate at t3, since the inverter control circuit 2 has not yet started operation, the oscillation signal S2 is at the low level. Therefore, the switching output from the driver control circuit 4 is performed. The gate voltage waveform Vgs2 of the element Q2 is held at a low level, and the gate voltage waveform Vgs3 of the switching element Q3 is held at a high level. Next, when the inverter control circuit 2 starts operating at t4, the oscillation signal S2 starts oscillating, and accordingly, the driver control circuit 4 also turns on the gate voltage waveforms Vgs2, Vgs3 of the switching elements Q2, Q3.・ Off-controlled. When the switching operation of the inverter circuit is started at t4, vibration waveform currents Id2, Id3 as shown in FIG. 29 flow through the switching elements Q2, Q3, and an excessive stress is generated in the switching elements Q2, Q3. FIG. 29 shows waveforms of the oscillation signal S2 of the inverter control circuit 2, the gate voltages Vgs2, Vgs3, and the drain currents Id2, Id3 of the switching elements Q2, Q3 immediately after the switching operation is started (at time t4 in FIG. 28). Show. The reason why such a vibration waveform current is generated is due to the resonance action in the transient state of the primary-side inductance of the DC cut capacitor C3 and the step-up transformer T1, and the peak value of this vibration waveform increases as the chopper output voltage Vdc increases. Get higher. Since the vibration waveform current flowing through the switching elements Q2 and Q3 has a peak value several times that of the current flowing in the steady state, it is necessary to use a switching element having a large current rating. This increases the cost and size.
[0010]
In the circuit configuration shown in FIG. 26, the following problems occur when the supply of the AC power supply AC is stopped (hereinafter referred to as when the power supply is turned off). FIG. 30 shows the gate voltage waveform Vgs1 of the switching element Q1, the gate voltage waveform Vgs2 of the switching element Q2, the gate voltage waveform Vgs3 of the switching element Q3, the oscillation signal S2 of the inverter control circuit 2, and the chopper output voltage waveform Vdc when the power is turned off. It shows the time change of. In the figure, when the power is turned off at t1, first, the inverter control circuit 2 stops operating at t2, and the oscillation signal S2 becomes low level. At this time, since the driver control circuit 4 is still operating, the gate voltage waveform Vgs2 of the switching element Q2 output from the driver control circuit 4 is held at the low level, and the gate voltage waveform Vgs3 of the switching element Q3 is held at the high level. Is done. Thereafter, the driver control circuit 4 stops operating at t3, and the chopper control circuit 1 stops operating at t4.
[0011]
Here, when the operation of the inverter control circuit 2 stops at t2, a vibration waveform current Id3 as shown in FIG. 31 flows in the switching element Q3 of the inverter circuit, and an excessive stress is generated in the switching element Q3. FIG. 31 shows the oscillation signal S2 of the inverter control circuit 2 immediately after the operation of the inverter control circuit 2 stops (at time t2 in FIG. 30), the gate voltages Vgs2 and Vgs3 of the switching elements Q2 and Q3, and the drain currents Id2. , Id3 waveforms. Such vibration waveform current is generated because the switching element Q3, the capacitors C3 and C4, and the inductor are always switched when the switching element Q2 is turned off and the switching element Q3 is turned on to stop the switching operation of the inverter circuit. This is because a resonance loop composed of L2 and the transformer T1 is formed, and a large vibration waveform current flows through the switching element Q3 that is fixed in the ON state, and a large stress is applied to the switching element Q3. Since the vibration waveform current flowing through the switching element Q3 has a peak value several times as large as the current flowing in the steady state, it is necessary to use an element with a large current rating, and the cost and size of the switching element Q3. Will increase.
[0012]
In the circuit configuration shown in FIG. 27, the same problem as the above problem occurs. FIG. 32 shows the gate voltage waveform Vgs1 of the switching element Q1, the gate voltage waveform Vgs2 of the switching element Q2, the gate voltage waveform Vgs3 of the switching element Q3, and the inverter from when the discharge lamp is controlled by remote control (hereinafter referred to as remote control ON). 4 shows the time change of the oscillation signal S2 and the chopper output voltage waveform Vdc of the control circuit 2 for the control. In the figure, when the remote control is turned ON at t1, the oscillation signal S2 of the inverter control circuit 2 changes from the state held at the low level to the oscillation signal output state. At this time, since the chopper control circuit 1 and the driver control circuit 4 are always operating, the switching operation of the inverter circuit is started with the chopper output voltage Vdc being high, and the switching elements Q2, Q3 Oscillates as shown in FIG. 29 and causes excessive stress on the switching elements Q2 and Q3.
[0013]
In addition, a problem similar to the above-described problem also occurs in discharge lamp extinguishing control (hereinafter referred to as remote control OFF) by remote control. FIG. 33 shows the gate voltage waveform Vgs1 of the switching element Q1, the gate voltage waveform Vgs2 of the switching element Q2, the gate voltage waveform Vgs3 of the switching element Q3, the oscillation signal S2 of the inverter control circuit 2, and the chopper output voltage waveform Vdc when the remote control is OFF. It shows the time change of. In the figure, when the remote control is turned off at t1, the oscillation signal S2 of the inverter control circuit 2 is changed from the oscillation signal output state to the low level. At this time, since the chopper control circuit 1 and the driver control circuit 4 are always in operation, the gate voltage waveform Vgs2 of the switching element Q2 output from the driver control circuit 4 is low level, and the switching element Q3 The gate voltage waveform Vgs3 is held at a high level. Therefore, a vibration waveform current as shown in FIG. 31 flows in the switching element Q3 of the inverter circuit, and an excessive stress is generated in the switching element Q3.
[0014]
The present invention is intended to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide an inverter when starting to supply high-frequency power to the load circuit and when stopping supplying high-frequency power to the load circuit. It is to reduce the stress applied to the switching element of the circuit.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In the present invention, in order to solve the above problem, as shown in FIG. 1, AC-DC conversion means 11 for converting an AC power supply 10 into a DC voltage;
DC-DC conversion means 12 having at least one switching element for converting the output voltage of the AC-DC conversion means 11 into a predetermined DC voltage higher than the AC voltage peak value of the AC power supply 10;
A first control circuit 1 for driving and controlling the switching elements of the DC-DC converting means 12;
The output voltage of the DC-DC converting means 12 is input, and a series circuit of at least a pair of switching elements is provided, and both switching elements are alternately turned on / off by a drive signal S3 output from the drive circuit 4 to be predetermined. DC-AC conversion means 13 for converting to a high frequency voltage of
A signal S2 for controlling the on / off frequency of the switching element of the DC-AC converting means 13 according to the state of the load is output, and the output is supplied as the driving signal S3 of the switching element via the driving circuit 4. A second control circuit 2;
In the discharge lamp lighting device having the AC-AC conversion means 14 for converting the output voltage of the DC-AC conversion means 13 into a predetermined high-frequency voltage and supplying high-frequency power to the load circuit 15,
The control power supplies Vcc1, Vcc2, and Vcc3 of the first and

second control circuits

1 and 2 and the drive circuit 4 are supplied from the same power supply Vcc, and when the supply of high frequency power to the load circuit 15 is started, When the operation of the control circuit 2, the drive circuit 4, and the first control circuit 1 is started in this order and the supply of the high frequency power to the load circuit 15 is stopped, the operation of the first or

second control circuit

1 or 2 is stopped. Further, the operation of the drive circuit 4 is stopped first.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Example 1
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. The discharge lamp lighting device of the present embodiment has substantially the same configuration as the conventional example shown in FIG. 25, but the control power supply (Vcc1 to Vcc1) for the first control circuit 1, the second control circuit 2, and the drive circuit 4 is used. Vcc3) is supplied from the same control power supply generation circuit 5, and the first control circuit 1, the second control circuit 2, and the drive circuit 4 have delay means for delaying the start and stop of the supply of control power, respectively. 7 to 9 are provided. When the power source is turned on, the operation starts in the order of the second control circuit 2 → the drive circuit 4 → the first control circuit 1, and when the power source is turned off, the drive circuit 4 → the second control circuit 2 → The operation is stopped in the order of the first control circuit 1.
[0017]
2 and 3 show a specific circuit configuration of this embodiment. The basic configuration is substantially the same as the configuration of the conventional example shown in FIG. 26, but the control power supply Vcc generated by one control power supply generation circuit 5 is connected to each control circuit (control circuit for chopper) via delay circuits 7-9. 1, the driver control circuit 4 and the inverter control circuit 2) are supplied as control power sources (Vcc1 to Vcc3), respectively. The control power generation circuit 5 of this embodiment uses a DC-DC converter circuit that converts the output voltage Vdc of the chopper circuit into a predetermined control power supply voltage Vcc, but the present invention is not limited to this. Absent.
[0018]
FIG. 3 shows the configuration of the delay circuits 7 to 9 in FIG. When the supply of the control power supply voltage Vcc is started from the control power supply generation circuit 5, the output of the delay circuit (Vcc1 to Vcc3) rises due to the time constant of the resistor R6 and the capacitor C6, and the control power supply voltage from the control power supply generation circuit 5 When the supply of Vcc is stopped, the output of the delay circuit falls due to the time constant of the resistor R7 and the capacitor C6 (and the power consumption of each control circuit). By adjusting this time constant, the rise and fall of the control power supply of the control circuit 1, the control circuit 2 and the drive circuit 4 are changed. When the power source is ON, the operation starts in the order of the control circuit 2 → the drive circuit 4 → the control circuit 1. In addition, when the power is turned off, the operation is stopped in the order of the drive circuit 4 → the control circuit 2 → the control circuit 1.
[0019]
FIG. 4 shows the rising characteristics of the control power supply voltages (Vcc1 to Vcc3) when the power is turned on, and FIG. 5 shows the falling characteristics of the control power supply voltages (Vcc1 to Vcc3) when the power is turned off. In FIG. 4, when the power is turned on, the control power generation circuit 5 starts outputting at t0, and the control power (Vcc1 to Vcc3) supplied to each control circuit rises in each delay circuit as shown in the figure. . Here, assuming that each control circuit starts operating when the control power supply reaches the operation start voltage, the control circuit for inverter 2 at t1, the driver control circuit 4 at t2, and the chopper control at t3. Each circuit 1 starts operation. In FIG. 5, when the power is turned off, the control power generation circuit 5 stops outputting at t0, and the control power (Vcc1 to Vcc3) supplied to each control circuit is as shown in the figure by each delay circuit. Descend. Here, assuming that each control circuit stops operating when the control power supply reaches the operation stop voltage, the driver control circuit 4 at t1, the inverter control circuit 2 at t2, and the chopper control at t3. Each circuit 1 stops operating.
[0020]
6 shows the gate voltage waveform Vgs1 of the switching element Q1, the gate voltage waveform Vgs2 of the switching element Q2, the gate voltage waveform Vgs3 of the switching element Q3, the oscillation signal S2 of the inverter control circuit 2, and the like. The time change of the chopper output voltage waveform Vdc is shown. When the power is turned on at t1 in the figure, the chopper output voltage is a peak value DC voltage that is √2 times the AC voltage effective value. When the inverter control circuit 2 starts to operate at t2, the oscillation signal S2 starts oscillating, but the driver control circuit 4 has not yet operated, so that the switching element Q2 output from the driver control circuit 4 The gate voltage waveform Vgs2 and the gate voltage waveform Vgs3 of the switching element Q3 are held at the low level. When the driver control circuit 4 starts to operate at t3, the gate voltage waveforms Vgs2, Vgs3 of the switching elements Q2, Q3 of the driver control circuit 4 are also turned on / off according to the oscillation operation of the oscillation signal S2, and the inverter circuit Switching operation is started. Next, when the chopper control circuit 1 starts operating at t4, the gate voltage waveform Vgs1 of the switching element Q1 is on / off controlled, so that the chopper output voltage Vdc becomes a predetermined high voltage.
[0021]
FIG. 7 shows waveforms of the oscillation signal S2 of the inverter control circuit 2, the gate voltages Vgs2, Vgs3 and the drain currents Id2, Id3 of the switching elements Q2, Q3 immediately after the switching operation is started (at time t3 in FIG. 6). Show. Immediately after the switching operation is started, the chopper control circuit 1 is not yet operated, so that the chopper output voltage Vdc is output only a peak value DC voltage that is √2 times the AC voltage effective value. Therefore, the vibration waveform current flowing through each of the switching elements Q2 and Q3 is significantly reduced as compared with the vibration waveform current of the conventional example shown in FIG.
[0022]
FIG. 8 shows the gate voltage waveform Vgs1 of the switching element Q1, the gate voltage waveform Vgs2 of the switching element Q2, the gate voltage waveform Vgs3 of the switching element Q3, the oscillation signal S2 of the inverter control circuit 2, and the like. The time change of the chopper output voltage waveform Vdc is shown. When the power is turned off at t1, the driver control circuit 4 first stops operating at t2, and the gate voltage waveforms Vgs2, Vgs3 of the switching elements Q2 and Q3 output from the driver control circuit 4 are at the low level. Retained. Thereafter, the inverter control circuit 2 stops operating at t3, and the chopper control circuit 1 stops operating at t4.
[0023]
In FIG. 9, the driver control circuit 4 stops operating, and immediately after the gate voltage waveforms Vgs2, Vgs3 of the switching elements Q2 and Q3 output from the driver control circuit 4 are held at the low level (at time t2 in FIG. 8). The waveforms of the oscillation signal S2 of the inverter control circuit 2, the gate voltages Vgs2, Vgs3 of the switching elements Q2, Q3 and the drain currents Id2, Id3 are shown. In this case, when the driver control circuit 4 stops operating, the gate voltage waveforms Vgs2 and Vgs3 of the switching elements Q2 and Q3 become the low level, and the switching elements Q2 and Q3 are both turned off, so that a resonance loop is formed on the inverter circuit. However, a large vibration waveform current does not flow through the switching element Q3 which is fixed in the on state as shown in FIG.
[0024]
The reason why the chopper control circuit 1 is stopped lastly is that the chopper voltage Vdc decreases when the chopper circuit stops while the discharge lamp is lit (that is, the inverter circuit is switching), and the high frequency supplied to the discharge lamp. This is because the discharge lamp is extinguished due to the decrease in power, and the switching operation in the phase advance region is performed due to the change in the resonance condition, which may cause excessive stress in the switching elements Q2 and Q3. If the switching operation of the circuit is stopped, that is, after the driver control circuit 4 is stopped, there is no problem even if the operation stop of the chopper control circuit 1 and the inverter control circuit 2 is reversed.
[0025]
(Example 2)
FIG. 10 shows a circuit configuration of the second embodiment of the present invention. The discharge lamp lighting device of the present embodiment has the same configuration as that of the first embodiment shown in FIG. 2, and the delay circuits 7 to 9 in FIG. 2 are replaced with the circuit configuration shown in FIG. The configuration of the delay circuit shown in FIG. 10 will be described below. A series circuit of resistors R9, R10, and R11 is connected between the input terminal of the delay circuit and the ground. The potential at the connection point of the resistors R9 and R10 is applied to the negative input terminal of the comparator CP1, and the reference voltage Vref is applied to the positive input terminal of the comparator CP1. The output of the comparator CP1 is connected to the input terminal via the resistor R12, and is connected to the bases of the transistors Q4 and Q6. The emitters of the transistors Q4, Q6, and Q12 are connected to the ground. The collector of the transistor Q6 is connected to the connection point between the resistors R10 and R11. The collector of the transistor Q4 is connected to the base of the transistor Q12, and is connected to the input terminal via the resistor R18. The collector of the transistor Q12 is connected to the base of the transistor Q5 via the resistor R8. The emitter of the transistor Q5 is connected to the input terminal, and the collector is connected to the output terminal.
[0026]
In the configuration of FIG. 10, the power supply voltage Vcc output from the control power supply generation circuit 5 is compared by the comparator CP1, and when the power supply voltage Vcc exceeds a predetermined voltage, the control power is supplied to each control circuit. ing. When the power supply voltage Vcc is low, the comparator CP1 becomes a high level output, so that the transistors Q4 and Q6 are ON, the transistor Q12 is OFF and the transistor Q5 is OFF, and the control power supply to the control circuit is cut off. When the power supply voltage Vcc becomes equal to or higher than the predetermined voltage, the comparator CP1 becomes a low level output, so that the transistors Q4 and Q6 are turned off, the transistor Q12 is turned on, the transistor Q5 is turned on, and control power supply to the control circuit is started. . Further, when the transistor Q6 is turned off, the voltage dividing ratio of the power supply voltage Vcc input to the comparator CP1 changes, and the supply of control power to each control circuit is cut off when the power supply voltage Vcc falls below a predetermined voltage. It is the structure which delays the timing to perform. By adjusting the voltage dividing ratio of the resistors R9, R10, R11, the operation start time and operation stop time of each control circuit are set according to the rise and fall of the power supply voltage Vcc as shown in FIGS. Thus, the same effect as in the first embodiment can be obtained.
[0027]
(Example 3)
FIG. 13 shows a circuit configuration of the third embodiment of the present invention. The discharge lamp lighting device of the present embodiment has the same configuration as that of the first embodiment shown in FIG. 2, and the delay circuits 7 to 8 in FIG. 2 are provided in the control IC constituting each control circuit. is there. Dedicated control ICs are used for the chopper control circuit 1, the driver control circuit 4, and the inverter control circuit 2, respectively. For example, the motor control MC33262 is used as the chopper control IC, and the IR 2111 manufactured by IR is used as the driver control IC. When is used, the operation start control voltage and the operation stop control voltage are as follows.
[0028]

Therefore, if an inverter control IC that starts and stops at least at a voltage lower than the control voltage 8V is used, the same effects as those of the first embodiment can be obtained with a simple configuration.
[0029]
Example 4
FIG. 14 shows a circuit configuration of the fourth embodiment of the present invention, and FIG. 15 shows a time change of the control power supply voltage Vcc1 of the chopper control circuit 1 of the present embodiment. The discharge lamp lighting device of the present embodiment has substantially the same configuration as that of the third embodiment shown in FIG. 13, and the chopper control circuit 1 includes a capacitor C7 and diodes D11 and D12 in the inverter circuit in FIG. A startup circuit has been added. When MC33262 manufactured by Motorola Co. is used for the chopper control IC, the control power supply voltage required for starting the operation is 13V, but once it is operated, it can be operated even at a low voltage (at least 8V). Therefore, the control power supply voltage supplied from the control power supply generation circuit 5 is set lower than the operation start voltage of the chopper control IC, and the chopper control IC is started up by the starter circuit provided in the inverter circuit. When the switching elements Q2 and Q3 of the inverter circuit start operating, the capacitor C7 having one end connected to the connection point of the switching elements Q2 and Q3 is connected to the diodes D11 and D12 according to the voltage change at the connection point of the switching elements Q2 and Q3. Repeat charging and discharging. In response to the power supply of the starting circuit comprising the capacitor C7 and the diodes D11 and D12, the voltage of the capacitor C9 provided in the control power supply line of the chopper control circuit 1 rises, and the voltage of the capacitor C9 becomes the voltage of the chopper control circuit 1. When the operation start voltage is reached, the chopper control circuit 1 starts operation. If the capacitance of the capacitor C7 is reduced, the power supply from the start-up circuit is reduced. Therefore, once the operation is started, the control voltage of the chopper control circuit 1 becomes the control power supply voltage supplied from the control power supply generation circuit 5. Since the control power supply voltage supplied from the control power supply generation circuit 5 of the chopper control circuit 1 is supplied via the diode D8, a high control voltage is not supplied to the other control circuits. In this configuration of the startup circuit, the faster the switching operation of the switching elements Q2 and Q3 (the higher the switching frequency), the faster the charging / discharging operation of the capacitor C7, so the power supply from the startup circuit increases. Usually, when the discharge lamp is lit, the inverter circuit is first switched at a high frequency to start the lighting of the discharge lamp, and then the operation proceeds to a low frequency to keep the discharge lamp lit. That is, the power consumption of the starting circuit can be kept low while the discharge lamp is lit. With this configuration, the same effects as in the first embodiment can be obtained, and the circuit loss during lighting of the discharge lamp can be reduced.
[0030]
(Example 5)
16 and 17 show the circuit configuration of the fifth embodiment of the present invention. The discharge lamp lighting device of the present embodiment has substantially the same configuration as that of the fourth embodiment shown in FIG. 14, and each control circuit 1 is supplied to the control power supply line output from the control power supply generation circuit 5 in accordance with power ON / OFF. , 2 and 4 are provided with a control power cut-off circuit 6 for starting / stopping the supply of control power. The control power cut-off circuit 6 is configured as shown in FIG. 17, and the emitter of the transistor Q8 is connected to the input terminal, and the collector of the transistor Q8 is connected to the output terminal. The base of the transistor Q8 is connected to the collector of the transistor Q7 via the resistor R13, and the emitter of the transistor Q7 is connected to the ground. The base of the transistor Q7 is connected to the connection point of the resistors R14 and R15, and the pulsating voltage S5 output from the rectifier circuit is applied to the series circuit of the resistors R14 and R15. A capacitor C8 is connected in parallel across the resistor R15.
[0031]
Hereinafter, the operation of the control power cut-off circuit 6 will be described. When the power is turned on, the pulsating voltage S5 is input to the control power cut-off circuit 6 from the output of the rectifier circuit, and is divided and smoothed by the resistors R14 and R15 and the capacitor C8 to turn on the transistor Q7, and the transistor via the resistor R13. By supplying the base current of Q8 and turning on the transistor Q8, the control power supply voltage Vcc at the input terminal is supplied to each control circuit via the output terminal. When the power is turned off, the pulsating voltage S5 disappears, so that the transistor Q7 is turned off and the transistor Q8 is turned off, so that the control power supply voltage Vcc at the input terminal is not supplied to each control circuit. With this configuration, it is possible to obtain the same effects as in the first embodiment, to reduce circuit loss during lighting of the discharge lamp, and to reliably and quickly start and stop the operation of each control circuit when the power is turned on / off. Can be done.
[0032]
(Example 6)
FIG. 18 shows a block configuration diagram of Embodiment 6 of the present invention. Although the basic configuration of this embodiment is the same as that of the conventional discharge lamp lighting device of FIG. 27, the control power supply (Vcc1 to Vcc3) of the control circuit 1, the control circuit 2 and the drive circuit 4 is the same control power generation circuit 5 The control circuit 1, the control circuit 2 and the drive circuit 4 are respectively provided with delay means 7, 9 and 8 for delaying the start and stop of the supply of control power. Yes. Further, a receiving unit 32 for receiving the discharge lamp ON / OFF signal S6 from the remote controller 31 and a control circuit 3 for converting the signal received by the receiving unit 32 into an electric signal S4 are provided. The control power supply means 6 supplies the control power to each control circuit in response to the signal S4 from the control circuit 3, thereby starting the operation in the order of the control circuit 2 → the drive circuit 4 → the control circuit 1, and the control circuit 3 when the remote control is OFF. The control power supply means 6 cuts off the supply of the control power to each control circuit by the signal S4 from the drive circuit 4 → control circuit 2 → control circuit 1 (or drive circuit 4 → control circuit 1 → control circuit). The operation is stopped in the order of 2).
[0033]
Specific circuit configurations of this embodiment are shown in FIGS. The circuit configuration is substantially the same as that of FIG. 14 of the fourth embodiment. The receiving unit 32 receives the signal S6 from the remote controller 31, and the remote control circuit 3 outputs the discharge lamp ON / OFF signal S4 according to the signal S6. Then, a control power cut-off means 6 for turning on / off the control power supply in response to the signal S4 is added. FIG. 20 shows the circuit configuration of the control power shut-off means 6. The input terminal of the control power cut-off means 6 is connected to the emitter of the transistor Q11, and the output terminal is connected to the collector of the transistor Q11. The base of the transistor Q11 is connected to the collector of the transistor Q10 via a resistor R17. The emitters of the transistors Q10 and Q9 are connected to the ground. The base of the transistor Q10 is connected to the collector of the transistor Q9 and is connected to Vcc4 through the resistor R16. A discharge lamp ON / OFF signal S4 is connected to the base of the transistor Q9.
[0034]
Hereinafter, the operation of this embodiment will be described. When the discharge lamp is turned on by remote control operation, the discharge lamp ON / OFF signal S4 is output at a low level, the transistor Q9 is turned off, the transistor Q10 is turned on, the transistor Q11 is turned on, and control power is supplied to each control circuit. Then, the lighting operation of the discharge lamp is started. Next, when the discharge lamp is turned off by remote control operation, the discharge lamp ON / OFF signal S4 is output at a high level, the transistor Q9 is turned on, the transistor Q10 is turned off, and the transistor Q11 is turned off. The supply of power is cut off, and the discharge lamp is turned off.
[0035]
21 and 22 show the gate voltage waveform Vgs1 of the switching element Q1, the gate voltage waveform Vgs2 of the switching element Q2, the gate voltage waveform Vgs3 of the switching element Q3, and the inverter control circuit 2 from the remote control ON and the remote control OFF of this embodiment. The time change of the oscillation signal S2 and the chopper output voltage waveform Vdc is shown. In FIG. 21, when the remote control ON operation is performed at t0, the operation starts in the order of the inverter control circuit 2 at t1, the driver control circuit 4 at t2, and the chopper control circuit 1 at t3. The same effect can be obtained. In FIG. 22, when the remote control OFF operation is performed at t0, the operation is stopped in the order of the driver control circuit 4 at t1, the inverter control circuit 2 at t2, and the chopper control circuit 1 at t3. The same effect can be obtained.
[0036]
Note that when the discharge lamp is turned off by remote control operation in this circuit configuration (that is, in the remote control standby state), the control power supply of each control circuit other than the remote control circuit 3 is cut off, greatly increasing the power consumption in the remote control standby state. It becomes possible to reduce it.
[0037]
(Example 7)
FIG. 23 shows a circuit configuration of the seventh embodiment of the present invention. Although the basic configuration is substantially the same as that of the discharge lamp lighting device shown in FIG. 19 of the sixth embodiment, the output of the rectifier circuit is provided with the starting resistor Rs of the chopper control circuit 1, and at the time of controlling the discharge lamp extinction in remote control operation. In the remote control standby state, the bean ball lighting state, etc., the chopper control circuit 1 is operated intermittently to ensure the chopper output voltage Vdc above a certain level.
[0038]
In the control circuit 3 for remote control of this circuit configuration, when the power is turned on again within a certain period after the power is turned off, the lighting state of the discharge lamp is switched to forward (for example, all lamps → dimming, dimming → bean bulb lighting, beans bulb (Switching from lighting to all lamps) (hereinafter referred to as “1.2 switch function”). This function is the control power supply Vcc4 of the remote control circuit 3 supplied from the control power generation circuit 5 after the power is turned off. Can be operated if the power is turned on again before the supply is stopped (this period is hereinafter referred to as a “1/2 switch function holding time”). In this circuit configuration, since a DC-DC converter is used for the control power generation circuit 5, the power supply from the control power generation circuit 5 stops when the chopper output voltage Vdc drops below a certain voltage after the power is turned off. It has become. However, in the configuration as shown in FIG. 19 of the sixth embodiment, the operation of the chopper control circuit 1 is stopped at the time of discharge lamp turn-off control in the remote control operation (for example, when the remote control is on standby or when the bean ball is turned on). The chopper output voltage Vdc has only the peak value of the output voltage of the rectifier circuit. Therefore, there is a problem that the 1.2 switch function holding time is short as compared with the state where the chopper circuit is operating (when the discharge lamp is lit). To solve this problem, there is a method of operating the chopper circuit to ensure the chopper output voltage even during discharge lamp extinction control in remote control operation, but this method has the problem of increasing power consumption during discharge lamp extinction control. was there.
[0039]
The present embodiment is for solving the above-described problem. As a method for this, the control circuit for chopper 1 is operated intermittently by supplying power from the starting resistor Rs during discharge lamp extinction control in remote control operation. By securing the chopper output voltage Vdc to a certain level or more, the 1.2 switch function holding time is secured.
[0040]
FIG. 24 shows the difference in the 1.2 switch function holding time after the power is turned off in this embodiment. When the chopper circuit is operating, the chopper output voltage is output at Vdc1 in the figure. Therefore, when the power is turned off at t0, the 1.2 switch function holding time can be held until t3. When the operation of the chopper circuit is stopped, the chopper output voltage is output at Vdc3 in the figure. Therefore, when the power is turned off at t0, the 1.2 switch function holding time can only be held at t1. Therefore, when the chopper circuit is operated intermittently as in the present embodiment, the chopper output voltage is output at a voltage higher than Vdc3 as shown in Vdc2 in the figure. The two-switch function holding time can be held until t2, which is longer than t1. In this configuration, since the chopper circuit is intermittently operated during the discharge lamp extinction control, the power consumption during the discharge lamp extinction control can be minimized.
[0041]
【The invention's effect】
According to the present invention, AC-DC conversion means for converting AC power to DC voltage, and the output voltage of the AC-DC conversion means is converted to a predetermined DC voltage higher than the AC voltage peak value of the AC power supply. DC-DC conversion means having at least one switching element, a first control circuit for driving and controlling the switching element of the DC-DC conversion means, and an output voltage of the DC-DC conversion means as inputs, at least DC-AC conversion means having a series circuit of a pair of switching elements, and converting both the switching elements into a predetermined high-frequency voltage by alternately turning on and off with a drive signal output from the drive circuit, and the DC-AC A signal for controlling the on / off frequency of the switching element of the conversion means according to the state of the load is output, and the output is switched via the drive circuit. A second control circuit that supplies a driving signal for the chucking element, and an AC-AC converter that converts the output voltage of the DC-AC converter to a predetermined high-frequency voltage and supplies high-frequency power to the load circuit. In the lamp lighting device, when the control power for the first and second control circuits and the drive circuit is supplied from the same power source and the supply of the high frequency power to the load circuit is started, the second control circuit and the drive circuit Since the operation is started in the order of the first control circuit, it is possible to reduce the stress applied to the switching element of the inverter circuit when the supply of the high frequency power to the load circuit is started.
[0042]
According to a second aspect of the present invention, in the discharge lamp lighting device having the same configuration as that of the first aspect, the control power for the first and second control circuits and the drive circuit is supplied from the same power source, and the load circuit When stopping the supply of the high-frequency power to the drive circuit, the operation of the drive circuit is stopped before the stop of the operation of the first or second control circuit, so the supply of the high-frequency power to the load circuit is stopped. There is an effect that stress applied to the switching element of the inverter circuit can be reduced.
[0043]
According to the invention of claim 3, since both the functions of

claims

1 and 2 are provided, when the supply of the high frequency power to the load circuit is started and when the supply of the high frequency power to the load circuit is stopped. There is an effect that the stress applied to the switching element of the inverter circuit can be reduced.
According to a fourth aspect of the present invention, in the discharge lamp lighting device according to the third aspect, a control signal is received from a remote control means such as an infrared remote controller, and power to the load circuit is received according to the signal. A third control circuit for controlling supply; the control power for the first, second and third control circuits and the drive circuit is supplied from the same power source; In order to start and stop the supply of electric power, the function according to claim 3 is provided. Therefore, switching of the inverter circuit when starting the supply of the high frequency power to the load circuit and when stopping the supply of the high frequency power to the load circuit There is an effect that stress applied to the element can be reduced.
[0044]
  Claims7According to the invention of claim 3,~ 6In the discharge lamp lighting device described in the item 1, since the operation start power supply voltage of the first control circuit is higher than the power supply voltage during operation, there is an effect that the operation start of the first control circuit can be surely delayed. .
  Claims8According to the invention of claim7In the discharge lamp lighting device described above, the power supply voltage necessary for starting the first control circuit is supplied by using the voltage change at the connection point of the pair of switching elements provided in the DC-AC conversion means. In addition, the operation start of the first control circuit can be delayed, and the circuit loss can be reduced by lowering the operating frequency of the pair of switching elements provided in the DC-AC conversion means after the discharge lamp is started. There is.
[0045]
  Claims9According to the present invention, claims 1 to8In the discharge lamp lighting device according to any one of the above, the drive circuit inputs one oscillation output of the second control circuit and turns on a pair of switching elements provided in the DC-AC conversion means. Since it is configured to convert to an off signal and output an on / off signal to each of the pair of switching elements, if this drive circuit is stopped, the second control circuit is operated even if the second control circuit is operating. -A pair of switching elements provided in the AC conversion means can be turned off together, and the stress applied to the switching elements of the inverter circuit can be reduced.
[0046]
  Claims5According to the invention, in the discharge lamp lighting device according to claim 4, in order to start and stop the supply of the high frequency power to the load circuit by the operation of the remote control means, the first and the first supplied from the same power source. 2 has means for starting and stopping the control power supply of the control circuit and the drive circuit, so that the switching element of the inverter circuit when starting the supply of the high frequency power to the load circuit and when stopping the supply of the high frequency power to the load circuit In addition, the power consumption in a state where the supply of high frequency power to the load circuit is stopped by the operation of the remote control means can be greatly reduced.
[0047]
  Claims6According to the invention of claim5In the discharge lamp lighting device described above, when the supply of the high frequency power to the load circuit is stopped by the operation of the remote operation means, the DC-DC conversion means is operated intermittently, so that the operation of the remote operation means A 1.2 switch in which power consumption in a state in which the supply of high-frequency power to the load circuit is stopped can be significantly reduced, and the supply of high-frequency power to the load circuit is stopped by operation of the remote control means There is an effect that a sufficient function holding time can be secured.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block circuit diagram showing a schematic configuration of Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific configuration of Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration of a main part of Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 4 is a characteristic diagram showing a change in control power supply voltage when the power is turned on according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a characteristic diagram showing a change in control power supply voltage when the power is turned off according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a waveform diagram showing operation waveforms of respective units when the power is turned on according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a waveform diagram showing an operation at the start of the inverter operation of the first embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a waveform diagram showing operation waveforms of respective parts when the power is turned off according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a waveform diagram showing an operation when the inverter operation is stopped according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a main part of a second embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a characteristic diagram showing a change in control power supply voltage when the power is turned on according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a characteristic diagram showing a change in control power supply voltage when the power is turned off according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a circuit diagram showing a specific configuration of Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a specific configuration of Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 15 is a characteristic diagram showing a change in control power supply voltage when the power is turned on according to the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a circuit diagram showing a specific configuration of Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 17 is a circuit diagram showing the main configuration of Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 18 is a block circuit diagram showing a schematic configuration of a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a circuit diagram showing a specific configuration of Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 20 is a circuit diagram showing the main configuration of Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 21 is a waveform diagram showing operation waveforms of respective parts when the remote control is on according to the sixth embodiment of the present invention;
FIG. 22 is a waveform diagram showing operation waveforms of respective portions when the remote control is turned off according to the sixth embodiment of the present invention.
FIG. 23 is a circuit diagram showing a specific configuration of Embodiment 7 of the present invention.
FIG. 24 is an explanatory diagram showing a change in the chopper output voltage in Example 7 of the present invention.
25 is a block circuit diagram showing a schematic configuration of Conventional Example 1. FIG.
FIG. 26 is a circuit diagram showing a specific configuration of Conventional Example 1;
FIG. 27 is a block circuit diagram showing a schematic configuration of a second conventional example.
FIG. 28 is a waveform diagram showing operation waveforms of various parts when the power is turned on in Conventional Example 1;
FIG. 29 is a waveform chart showing an operation at the start of the inverter operation in the first conventional example.
FIG. 30 is a waveform diagram showing operation waveforms of various parts when the power is turned off in Conventional Example 1;
FIG. 31 is a waveform chart showing the operation of the conventional example 1 when the inverter operation is stopped.
FIG. 32 is a waveform diagram showing operation waveforms of various parts when the remote control is on in Conventional Example 2;
FIG. 33 is a waveform diagram showing operation waveforms of respective parts when the remote control of Conventional Example 2 is turned off.
[Explanation of symbols]
1 First control circuit (control circuit for chopper)
2 Second control circuit (control circuit for inverter)
4. Drive circuit (driver control circuit)
5 Control power generation circuit
7 Delay means
8 Delay means
9 Delay means
10 AC power supply
11 AC-DC conversion means
12 DC-DC conversion means
13 DC-AC conversion means
14 AC-AC conversion means
15 Load circuit

Claims

AC-DC conversion means for converting an AC power source into a DC voltage;
DC-DC conversion means having at least one switching element for converting the output voltage of the AC-DC conversion means into a predetermined DC voltage higher than the AC voltage peak value of the AC power supply;
A first control circuit for driving and controlling a switching element of the DC-DC converting means;
The output voltage of the DC-DC converting means is an input, and has at least a pair of switching elements in a series circuit, and both switching elements are alternately turned on / off by a drive signal output from the drive circuit, thereby being a predetermined high-frequency voltage. DC-AC conversion means for converting to
Second control for outputting a signal for controlling the on / off frequency of the switching element of the DC-AC converting means in accordance with the state of the load, and supplying the output as a drive signal for the switching element via the drive circuit Circuit,
In a discharge lamp lighting device having AC-AC conversion means for converting an output voltage of the DC-AC conversion means to a predetermined high-frequency voltage and supplying high-frequency power to a load circuit,
The control power for the first and second control circuits and the drive circuit is supplied from the same power source, and when the supply of the high frequency power to the load circuit is started, the second control circuit, the drive circuit, and the first control A discharge lamp lighting device which starts operation in the order of circuits.

AC-DC conversion means for converting an AC power source into a DC voltage;
DC-DC conversion means having at least one switching element for converting the output voltage of the AC-DC conversion means into a predetermined DC voltage higher than the AC voltage peak value of the AC power supply;
A first control circuit for driving and controlling a switching element of the DC-DC converting means;
The output voltage of the DC-DC converting means is an input, and has at least a pair of switching elements in a series circuit, and both switching elements are alternately turned on / off by a drive signal output from the drive circuit, thereby being a predetermined high-frequency voltage. DC-AC conversion means for converting to
Second control for outputting a signal for controlling the on / off frequency of the switching element of the DC-AC converting means in accordance with the state of the load, and supplying the output as a drive signal for the switching element via the drive circuit Circuit,
In a discharge lamp lighting device having AC-AC conversion means for converting an output voltage of the DC-AC conversion means to a predetermined high-frequency voltage and supplying high-frequency power to a load circuit,
The control power for the first and second control circuits and the drive circuit is supplied from the same power source, and when the supply of the high frequency power to the load circuit is stopped, the operation of the first or second control circuit is stopped. A discharge lamp lighting device characterized in that the operation of the drive circuit is stopped first.

AC-DC conversion means for converting an AC power source into a DC voltage;
DC-DC conversion means having at least one switching element for converting the output voltage of the AC-DC conversion means into a predetermined DC voltage higher than the AC voltage peak value of the AC power supply;
A first control circuit for driving and controlling a switching element of the DC-DC converting means;
The output voltage of the DC-DC converting means is an input, and has at least a pair of switching elements in a series circuit, and both switching elements are alternately turned on / off by a drive signal output from the drive circuit, thereby being a predetermined high-frequency voltage. DC-AC conversion means for converting to
Second control for outputting a signal for controlling the on / off frequency of the switching element of the DC-AC converting means in accordance with the state of the load, and supplying the output as a drive signal for the switching element via the drive circuit Circuit,
In a discharge lamp lighting device having AC-AC conversion means for converting an output voltage of the DC-AC conversion means to a predetermined high-frequency voltage and supplying high-frequency power to a load circuit,
The control power for the first and second control circuits and the drive circuit is supplied from the same power source, and when the supply of the high frequency power to the load circuit is started, the second control circuit, the drive circuit, and the first control circuit The discharge lamp lighting is characterized in that when the operation is started in this order and the supply of high-frequency power to the load circuit is stopped, the drive circuit is stopped before the first or second control circuit is stopped. apparatus.

AC-DC conversion means for converting an AC power source into a DC voltage;
DC-DC conversion means having at least one switching element for converting the output voltage of the AC-DC conversion means into a predetermined DC voltage higher than the AC voltage peak value of the AC power supply;
A first control circuit for driving and controlling a switching element of the DC-DC converting means;
The output voltage of the DC-DC converting means is an input, and has at least a pair of switching elements in a series circuit, and both switching elements are alternately turned on / off by a drive signal output from the drive circuit, thereby being a predetermined high-frequency voltage. DC-AC conversion means for converting to
Second control for outputting a signal for controlling the on / off frequency of the switching element of the DC-AC converting means in accordance with the state of the load, and supplying the output as a drive signal for the switching element via the drive circuit Circuit,
AC-AC conversion means for converting the output voltage of the DC-AC conversion means to a predetermined high-frequency voltage and supplying high-frequency power to a load circuit;
In a discharge lamp lighting device having a third control circuit that receives a control signal from a remote control means and controls power supply to the load circuit according to the signal,
When the first, second, and third control circuits and the drive circuit are supplied with the same control power supply, and the remote control means is operated to start supplying high-frequency power to the load circuit, the second control circuit When the operation of the circuit, the drive circuit, and the first control circuit is started in this order and the supply of high-frequency power to the load circuit is stopped by the operation of the remote control means, the operation of the first or second control circuit is stopped. A discharge lamp lighting device characterized in that the operation of the drive circuit is stopped first.

In order to start and stop the supply of high-frequency power to the load circuit by the operation of the remote control means, the control power supply of the first and second control circuits and the drive circuit supplied from the same power supply is started and stopped. The discharge lamp lighting device according to claim 4 , further comprising means.

6. The discharge lamp lighting device according to claim 5 , wherein when the supply of high-frequency power to the load circuit is stopped by operation of the remote control means, the DC-DC conversion means is operated intermittently. Lighting device.

The discharge lamp lighting device according to any one of claims 3 to 6, wherein an operation start power supply voltage of the first control circuit is higher than an operating power supply voltage.

According to claim 7, wherein the supplying the power supply voltage necessary for starting the DC-AC conversion means pair of the first control circuit by utilizing the voltage change at the connection point of the switching elements provided in the Discharge lamp lighting device.

The driving circuit receives one oscillation output of the second control circuit, converts the signal into an on / off signal of a pair of switching elements provided in the DC-AC conversion means, and converts the signals of the pair of switching elements. The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 8 , wherein the discharge lamp lighting device outputs to each of them.