JP4192488B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
ここでは先行技術として、図２３、図２７、図２８の回路例を挙げる。
図２３は一次側の電圧共振コンバータと二次側電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータである。
図２７及び図２８は、一次側に電流共振コンバータ及び部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータである。
【０００４】
まず、先行技術となる図２３のスイッチング電源回路を説明する。
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【０００５】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、８００Ｖ耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。
【０００７】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは一次側アースに対して接地される。
【０００８】
また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧ＶQ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００９】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００１０】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮAは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入される。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮAに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮAに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００１１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば図２４に示すように、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれの巻装領域に巻装している。なお、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、それぞれ６０μmmφのリッツ線をガラ巻きにより巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のように０．５〜１ｍｍ程度のギャップＧを形成するようにしている。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態を得るようにしている。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端は共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
【００１３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ２に発生する。
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を有する。
【００１４】
並列共振回路を形成する二次巻線Ｎ2に対してはブリッジ整流ダイオードＤBRが接続される。このブリッジ整流ダイオードＤBRと平滑コンデンサＣOにより全波整流回路が形成されることで、平滑コンデンサＣOの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥOが生成される。なお、この直流出力電圧ＥOは制御回路１に対して、検出電圧として分岐して入力される。
【００１５】
制御回路１では、入力された二次側直流出力電圧ＥOのレベルを検出して、このレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流すべき直流電流である制御電流のレベルを可変する。
このようにして可変された制御電流のレベルに応じて、直交形制御トランスＰＲＴでは、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されることになる。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化するが、これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となる。
そして、上記のようにしてスイッチング周波数が可変制御されると、これに応じて、一次側並列共振回路（Ｎ1//Ｃｒ）と二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）の共振インピーダンスが変化して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝送される交番電圧レベルも変化することになる。この結果、二次巻線Ｎ2に得られた交番電圧レベルを元として生成される二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも可変されることとなる。このような動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００１６】
図２６に各部の動作波形を示す。
なお各部は次のように選定される。
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ（ターン）：６０μｍ／１３０束のリッツ線
二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ（ターン）：６０μｍ／１３０束のリッツ線
ギャップＧ＝１ｍｍ、結合係数ｋ＝０．８１
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦ
【００１７】
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1及びコレクタ電流ＩQ1により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ電流ＩQ1は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1としては、一次側電圧共振回路による電圧共振パルス電圧が得られる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ1が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1は０レベルとなる。
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１には図示するように電流Ｉ１が流れ、またそれに応じて二次巻線Ｎ２に電流Ｉ２が流れる。二次側共振電圧Ｖ２は図示するようになる。
このとき、二次側のブリッジ整流ダイオードＤBRに流れる電流ＩD0は、図示するように正負非対称となる。このため図２４に示したように一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２にはギャップＧを形成しておかなければフェライト磁心の偏磁によってフェライト磁心が飽和し、スイッチング素子Ｑ１の破壊のおそれが生ずる。
従って、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが２００Ｗの場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に流れる一次電流Ｉ１が過大である。例えば電流Ｉ１＝８Ａ（P-P）、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ電流ＩQ1＝４Ａ（P-P）である。
図２５に負荷電力Ｐｏの変動に対するＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示しているが、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は９１％程度となる。
【００１８】
なお、入力倍電圧整流回路を備えるようにし、またスイッチング素子Ｑ１の耐圧を１５００Ｖとすれば、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は９２％程度とすることができるが、この場合、平滑コンデンサＣｉが２つ必要であることや高耐圧のスイッチング素子Ｑ１及び平滑コンデンサが必要であることにより大幅なコストアップが生ずる。
【００１９】
次に一次側に電流共振コンバータ及び部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータとしての先行技術である図２７のスイッチング電源回路を説明する。
この図２７に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチングコンバータとして自励式の電流共振形コンバータを備えている。
【００２０】
この図に示す電源回路において、商用交流電源から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路系としては、図示するようにして、２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ1,Ｄ2と、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を接続することで、倍電圧整流回路を形成している。これにより、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端には、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータに対して直流入力電圧として供給される。
【００２１】
この図に示す電源回路のスイッチングコンバータは電流共振形とされ、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選定されている。
スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続される。
同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が接続される。
【００２２】
ここで、スイッチング素子Ｑ1側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB1のキャパシタンスと駆動巻線ＮB1のインダクタンスによっては直列共振回路が形成される。同様にして、スイッチング素子Ｑ2側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB2のキャパシタンスと駆動巻線ＮB2のインダクタンスによっても直列共振回路が形成される。そして、これら直列共振回路の共振周波数によって決定されるスイッチング周波数によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が自励式でスイッチング駆動されることになる。また、後述するように、ドライブトランスＰＲＴにおいては、駆動巻線ＮB1，ＮB2が互いに逆極性となる交番電圧が励起されるようになっていることから、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフするようにして、スイッチング動作を行う。
【００２３】
また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００２４】
ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために備えられる。
そして、このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起されるようになっている。
【００２５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２４と同様の構造とされ、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚にはギャップＧが形成され、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２では例えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態を得るようにしている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介して、スイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタとの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００２６】
また、この場合には、一次巻線Ｎ1の他端は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分により、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。
【００２７】
また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2よりも巻き数（ターン数）の少ない二次巻線Ｎ3が巻装されている。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接続されることで、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようになっている。
また、二次巻線Ｎ3は、センタータップを施した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2を接続することによって全波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣO2の両端に二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにされる。これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、それぞれ図示しない負荷に対して供給される。また、二次側直流出力電圧ＥO1は、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２８】
制御回路１では、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内における直列共振回路の共振条件が変化する。これは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００２９】
また、同じく一次側に電流共振コンバータ及び部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータとして、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の他の例を、図２８の回路図に示す。この図に示す電源回路は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた共振形コンバータとしての構成を採っている。
なお、この図において図２７と同一部分については同一符号を付し、共通となる構成部分については説明を省略する。
【００３０】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。従ってこの場合には、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端に整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
【００３１】
この場合、上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ソース−ドレイン間に対しては、図示する方向により、それぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
また、スイッチング素子Ｑ2のソース−ドレイン間に対しては、部分共振コンデンサＣｐを並列に接続することで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と共に並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成している。これにより、図２８に示す電源回路としても部分電圧共振動作が得られることになる。
【００３２】
この他励式である電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振ドライブ回路１１が設けられる。この発振ドライブ回路１１は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対してドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行うようにされる。
【００３３】
なお、発振ドライブ回路１１は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に追加的に巻装された低圧巻線Ｎ4と、コンデンサＣ4から成る整流回路によって得られた低圧直流電圧を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００３４】
この図に示す電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２４による説明と同様の構造を有する。つまり、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚に対してギャップを形成することで、一次側と二次側の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が得られるようにしているものである。
【００３５】
この場合の制御回路２は、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変の直流電流を生成し、フォトカプラＰＣを介して発振ドライブ回路１１に供給する。発振ドライブ回路１１では、フォトカプラＰＣを介して入力された制御回路２の出力に応じて、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００３６】
図２９は、図２７に示した電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレクタ電流ＩQ2により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ電流ＩQ2は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2としては、整流平滑電圧Ｅｉによりクランプされたレベルが得られることになる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ2が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は０レベルとなる。そして期間ＴONにおいてコレクタ電流ＩQ2が一次巻線Ｎ１Ｎ１に電流Ｉ1として流れるものとなる。
なお、ここでは図示していないが、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2と交互となるタイミングでオン／オフ動作していることから、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間電圧、及びコレクタ電流は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレクタ電流ＩQ2をほぼ１８０°移相した波形となるものである。したがって、スイッチング素子Ｑ1側がオンとなる期間ＴOFFにおける一次巻線電流Ｉ1の波形部分が、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ電流として流れるものとなる。
【００３７】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される部分共振コンデンサＣｐには、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時に正極性の部分共振電流ＩC2が流れ、スイッチング素子Ｑ1のターンオフ時（スイッチング素子Ｑ2のターンオン時）に負極性の部分共振電流ＩC2が流れるようになっており、部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
そして、このような動作波形からも分かるように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching：零電圧スイッチング)及びＺＣＳ(Zero Current Switching：零電流スイッチング）動作が得られることになって、スイッチング損失の低減が図られている。
【００３８】
また、二次巻線Ｎ2に対して接続されたブリッジ整流回路ＤBRの正極入力端子と負極入力端子との間の整流電圧Ｖ2は、図示するようにブリッジ整流回路ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通するのに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされた波形が得られる。
なお、ここでの詳しい説明は省略するが、図２８に示した電源回路についても、ほぼ同様の動作波形が得られる。
【００３９】
また、図２７に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONを図３０に示す。
この図３０に示すように、負荷電力Ｐｏが重くなって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて、スイッチング周波数ｆｓは低下するように制御され、これに応じて期間ＴONが長くなっていることが分かる。
また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には９１．８％、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗでは９２．４％となり、この負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最も高効率な状態が得られている。
【００４０】
なお、図２７に示す電源回路として、上記図２９に示す動作及び図３０に示す特性を得るのにあたっては、次のように各部を選定している。
一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
【００４１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで電源回路としては、電力変換効率はできるだけ高いことが好ましい。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、上記のように、そのコアにギャップを形成し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２を疎結合の状態としているが、これは、フェライトコアが磁気飽和状態となりにくいようにするためである。
【００４２】
しかしながら、一次側巻線と二次側巻線とを疎結合の状態にしていることから、自ずとＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上には限界がある。
図２３の回路の場合、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で負荷電力２００Ｗ程度では、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は９１％程度が限界である。また倍電圧整流回路を採用しても９２％が限界である。
交流入力電圧ＶAVが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが１２０Ｗ程度の場合は、図２８のような全波整流回路Ｄｉを用いた電源回路を採用することが考えられるが、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、９０％程度が限界であり、特に、負荷電力Ｐｏが１２０Ｗよりも高い場合には、９０％以下に低下する。
また、交流入力電圧ＶAVが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが１５０Ｗ以上の場合は、図２７のような倍電圧整流回路を用いた電源回路を採用することが考えられるが、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、９２％程度が限界である。
そしてこれら図２３，図２７，図２８の回路では、これ以上の高効率化は不可能とされる。
【００４３】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしまう。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに銅板のショートリングを設けるなどのシールド対策が必要になり、それだけ、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコストアップ及び大型化を招くことになる。
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態にある場合、ギャップＧ近傍の一次側巻線と二次側巻線とは、いわゆるフリンジ磁束による渦電流損失によって温度上昇しているために、信頼性の点で不利となる。
【００４４】
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚にギャップＧを形成するのにあたっては、例えばフェライト材のＥ型コアの中央磁脚を研磨するようにされる。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴを製造するのに、研磨工程が追加されることとなってしまうので、その分コストアップになってしまうという問題も生じる。
【００４５】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
即ち、交流入力に対して全波整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、上記直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて成るスイッチング手段と、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されている絶縁コンバータトランスと、上記内側巻線側のインダクタンス値を上記外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記内側巻線に直列であり、かつ上記外側巻線に並列に接続されたインダクタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線と一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して、二次側共振コンデンサを接続することで形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、自励発振回路又は他励発振回路により形成され、その発振出力により上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、上記直流出力電圧のレベルに応じて上記自励発振回路又は上記他励発振回路による発振周波数を制御し、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御することで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備えたスイッチング電源回路とする。
【００４６】
この場合、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされるようにする。
或いは、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記内側巻線と上記外側巻線との間に絶縁材が施されるようにする。
また、上記二次側巻線についても、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されるとともに、上記二次側巻線における内側巻線側のインダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記二次側巻線における内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻線における外側巻線に並列に接続されたインダクタンスが備えられるようにする。
そしてこの場合、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされるようにする。
或いは、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施されるようにする。
上記絶縁コンバータトランスのコアは、一対のＥ型コア或いは一対のＵ型コアで形成されるようにする。
【００４７】
また本発明は、交流入力に対して全波整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、ハーフブリッジ接続されたスイッチング素子を備えて成り、上記直流入力電圧を断続するスイッチング動作を行うスイッチング手段と、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されている絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次側巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次側巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側部分電圧共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えたスイッチング電源回路とする。
【００４８】
この場合、インダクタンスを、上記内側巻線に直列で、かつ上記外側巻線に並列に接続することで、上記内側巻線側のインダクタンス値と上記外側巻線側のインダクタンス値とを同等とする。
或いは、一次側直列共振コンデンサとして、上記内側巻線に直列接続される第１のコンデンサと、上記外側巻線に直列接続される第２のコンデンサが設けられ、上記第１のコンデンサと上記第２のコンデンサは、上記内側巻線に流れる直列共振電流と上記外側巻線に流れる直列共振電流が等しくなるように各静電容量が選定されるようにする。
また、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされる。
或いは、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記内側巻線と上記外側巻線との間に絶縁材が施されるようにする。
また、上記二次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されるとともに、上記二次側巻線における内側巻線側のインダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記二次側巻線における内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻線における外側巻線に並列に接続されたインダクタンスが備えられるようにする。
上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされる。
或いは、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施される。
また上記絶縁コンバータトランスのコアは、一対のＥ型コア、或いは一対のＵ型コアで形成される。
【００４９】
上記構成によれば、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路が形成される。
そして、一次側が電圧共振形コンバータの場合は、二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とすることができる。
さらに、直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。
また、一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、内側巻線と外側巻線による構成としている。
これにより、負荷電力が２００Ｗ以上の重負荷時の電力変換効率を向上させることができる。
【００５０】
また上記構成によれば、一次側が二石構成の電流共振形コンバータで部分電圧共振回路を備え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路が形成される。
この場合、二次側に部分電圧共振回路を備えることで、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とすることができる。
さらに、直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。
また、一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、内側巻線と外側巻線による構成としている。
これにより電力変換効率を向上させることができる。
【００５１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態〜第９の実施の形態について順次説明していく。
第１〜第４の実施の形態は、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路である。
第５〜第９の実施の形態は、一次側が二石構成の電流共振形コンバータで部分電圧共振回路を備え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路である。
【００５２】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図１に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側にも共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。
【００５３】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。平滑コンデンサＣｉは８００Ｖ耐圧である。
【００５４】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、８００Ｖ耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００５５】
スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。
【００５６】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）の一端部と接続され、エミッタは一次側アースに対して接地される。
【００５７】
また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）のリーケージインダクタンス（Ｌ1A、Ｌ1B）とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧ＶQ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【００５８】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００５９】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮAは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）との間に直列に挿入される。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）を介して共振電流検出巻線ＮAに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮAに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００６０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成される。
そして一次側の巻線としては、ボビンの外側に巻回されることになる一次巻線（以下、外側巻線）Ｎ1Aと、ボビンの内側に巻回されることになる一次巻線（以下、内側巻線）Ｎ1Bに分割されており、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻数は同数とされる。また、内側巻線Ｎ1Bには、インダクタＬ1Cが直列接続される。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例については後述するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続されている。
また外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端は共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されており、内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、インダクタＬ1Cを介して外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端と接続される。
つまり、内側巻線Ｎ1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆の逆転捲きとされているものとなる。
【００６１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ２に発生する。
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を有する。
【００６２】
二次巻線Ｎ2の巻終わり端には整流ダイオードＤO1のアノードが接続され、巻始め端は、二次側アースに接続される。また整流ダイオードＤO1のカソードに対して平滑コンデンサＣOの正極端子が接続される。平滑コンデンサＣOの負極端子は二次側アースに接続される。
このようにして、並列共振回路を形成する二次巻線Ｎ2に対しては、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣOから成る半波整流回路が形成されることで、平滑コンデンサＣOの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥOが生成される。なお、この直流出力電圧ＥOは制御回路１に対して、検出電圧として分岐して入力される。
【００６３】
制御回路１では、入力された二次側直流出力電圧ＥOのレベルを検出して、このレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流すべき直流電流である制御電流のレベルを可変する。
このようにして可変された制御電流のレベルに応じて、直交形制御トランスＰＲＴでは、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されることになる。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化するが、これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となる。
そして、上記のようにしてスイッチング周波数が可変制御されると、これに応じて、一次側並列共振回路（（Ｎ1A，Ｎ1B）//Ｃｒ）と二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）の共振インピーダンスが変化して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝送される交番電圧レベルも変化することになる。この結果、二次巻線Ｎ2に得られた交番電圧レベルを元として生成される二次側直流出力電圧ＥOのレベルも可変されることとなる。このような動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００６４】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、例えば図２又は図３に断面図として示した構造を有している。
図２は一対のＥ型コアを用いた構造例である。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアとしては、図示するようにして、２つのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の互いの磁脚の端部を対向させるようにして組み合わせることで、ＥＥ形コアを形成する。またこの場合、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２の各中央磁脚が対向する面にギャップは形成されない。
なお、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２には、例えばフェライト材を用いるようにされる。
そして本実施の形態では、上記のようにして形成されるＥＥ形コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に対して一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２を巻装するために、一次／二次分割ボビンＢを用いるようにされる。
ここで、一次側においては、まず内側巻線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述のように逆転捲きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成となる。
【００６５】
図３は一対のＵ型コアを用いた構造例である。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、そのコアとして、図３に示すように、それぞれ２本の磁脚を有するＵ型コアＣＲ１１、ＣＲ１２が組み合わされ、Ｕ−Ｕ型コアを形成するようにされる。
さらに、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対しては、図示するようにして一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ2とを互いに分割された巻装領域に巻装したボビンＢが取り付けられる。
また、上記のように形成されるＵ−Ｕ型コアの中央磁脚に対し、ギャップを形成しないようにしている。
そして一次側においては、まず内側巻線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述のように逆転捲きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成となる。
【００６６】
図２，図３のいずれの場合も、ギャップをゼロとすることで、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。
ところで、例えば先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすることで磁気飽和を抑制していた。
一方、本例においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップゼロとし、密結合としている。これは、二次側整流回路が半波整流方式とされていることによる。即ちギャップゼロとしても絶縁コンバータトランスＰＩＴのフェライト磁心が磁気飽和しないのは、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２が逆方向であり、（Ｎ1A，Ｎ1B）、Ｉ１による磁束と、Ｎ２，Ｉ２による磁束は互いにうち消しあっているからである。
【００６７】
また、一次巻線としての外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bについては、巻数は同等であるが、内側に巻装される内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Bは、外側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aより少なくなる。
そして一次電流Ｉ１は、外側巻線Ｎ1Aに流れる電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bに流れる電流Ｉ1Bに分流するが、上記漏洩インダクタンスＮ1A、Ｎ1Bの差により、そのままでは、Ｉ1B＞Ｉ1Aとなってしまう。
そこで、内側巻線Ｎ1Bに対して直列にインダクタＬ1Cを接続し、内側巻線Ｎ1B側のインダクタンス（Ｌ1B、Ｌ1C）を、外側巻線Ｎ1A側のインダクタンス（Ｌ1A）と同等となるようにし、これによって電流Ｉ1B＝電流Ｉ1Aとしている。つまりインダクタＬ1Cの値は、内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Bと、外側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aの差に応じて選定される。
【００６８】
また、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは逆転捲きとしているが、これにより内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aの間に絶縁のための層間テープを施すことを不要としている。
即ち、スイッチング素子Ｑ１がオフとなったときに、電圧ＶQ1、つまり電圧共振パルス電圧が、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端と外側巻線Ｎ1Aの巻始め端に印加されるが、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端と外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は同電位であるため、絶縁のための層間テープが不要となるものである。
【００６９】
図４に各部の動作波形を示し、また図５に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。なお、図５において実線は本例の図１の回路の場合の特性であり、破線は比較のために付記した図２３の先行技術例の特性（つまり図２５に示した特性）である。
なお各部は次のように選定される。
一次巻線の外側巻線Ｎ1A＝５０Ｔ：６０μｍ／８０束のリッツ線
一次巻線の内側巻線Ｎ1B＝５０Ｔ：６０μｍ／８０束のリッツ線
二次巻線Ｎ2＝５５Ｔ
ギャップゼロ、結合係数ｋ＝０．９５
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝５６００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝６８００ｐＦ
外側巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンスＬ1A＝１７０μＨ
内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1B＝１６５μＨ
インダクタＬ1C＝４．７μＨ
【００７０】
図４において、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1及びコレクタ電流ＩQ1により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ電流ＩQ1は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1としては、一次側電圧共振回路による電圧共振パルス電圧が得られる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ1が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1は０レベルとなる。
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）には図示するように電流Ｉ１が流れるが、この電流Ｉ１は図示するように外側巻線Ｎ1Aへの電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bへの電流Ｉ1Bに分流する。
電流Ｉ１は７．６Ａ（P-P）で、電流Ｉ1A＝電流Ｉ1B＝３．８Ａ(P-P)である。
また二次巻線Ｎ２の電流Ｉ２、二次側共振電圧Ｖ２は図示するようになる。
【００７１】
そして図５に示されるように、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時にはＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、先行技術例の９１．１％から９２．２％に向上する。
また負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には、先行技術例の９０．１％から９２．１％に向上する。
即ち本例によれば、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合であっても、入力全波整流回路による電源回路において、入力倍電圧整流回路による電源回路と同等以上のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、つまり９２％以上のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を実現できる。また、入力倍電圧整流回路の場合、平滑コンデンサＣｉやスイッチング素子Ｑ１の耐圧は１５００Ｖが必要となるが、本例の場合は耐圧８００Ｖでよく、回路構成上、有利なものとできる。
【００７２】
ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）が向上するのは、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップをゼロとしたこと、及び一次側巻線を外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bに分割して一次電流を電流Ｉ1A、Ｉ1B（Ｉ1A＝Ｉ1B）に分流させたことによるが、これには次のような理由が考えられる。
・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数が０．８から０．９５に向上したことによって漏洩磁束が低減し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の渦電流損失が低下するため。
・ギャップ周辺のフリンジ磁束によって一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の局部的な電力損失が解消されて絶縁コンバータトランスＰＩＴの銅損が低減するため。
・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の増加によって、一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２が低減したことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの銅損とスイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失が低減するため。
・一次電流が電流Ｉ1A、Ｉ1Bに分流することで一次側巻線での銅損が低減するため。
【００７３】
また本実施の形態の場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてギャップを形成しないため、製造にあたりギャップを形成するための工程は不要となるので、それだけ製造工程が簡略化され、コストダウンを図ることが可能になる。また、密結合とされることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束も低減されるので、例えば銅板によるショートリングを絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻回して施す必要もなくなる。この点でも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造工程が簡略化され、また、コストダウンが促進されることになる。
さらに、ギャップが無くなったことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題も解消され、それだけ信頼性が向上することにもなる。
【００７４】
＜第２の実施の形態＞
図６に第２の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側及び二次側の基本的な構成は図１の回路と同様であり、同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
この図６の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向が図１と異なるものとなっている。
【００７５】
この場合、外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続され、巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。
内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、インダクタＬC1を介して外側巻線Ｎ1Aの巻始め端と接続され、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。そして内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。
即ち、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向は同方向とされている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアには図７，図８に示すようにギャップは形成されない。
【００７６】
上述したように図１の回路の場合は、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bが逆転捲きとされたことにより、絶縁のための層間テープを不要としていたが、この図６の場合は、電圧共振パルス電圧が印加される内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端と、これに続いて巻装される外側巻線Ｎ1Aの巻始め端とが異なる電位となるため、図７，図８に示すように、絶縁のための層間テープＴＰを施すことが必要となる。
この図６の第２の実施の形態によっても、上記第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７７】
＜第３の実施の形態＞
図９に第３の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の構成、及び二次側の半波整流回路の構成は図１の回路と同様であり、同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
【００７８】
この例では、二次側においても二次巻線を外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割している。
即ち絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成される。
【００７９】
一次側の外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1B（及びインダクタＬ1C）の構成は図１と同様である。
二次側の巻線としては、図１０，図１１にも示すように、ボビンＢの外側に巻回されることになる外側巻線Ｎ2Aと、ボビンの内側に巻回されることになる内側巻線Ｎ2Bに分割され、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻数は同数とされる。例えば外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bは、それぞれ６０μｍ／８０束のリッツ線により同数巻装する。
【００８０】
外側巻線Ｎ2Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端はダイオードＤ01のアノード側に接続されている。また外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端は二次側アースと接続されており、内側巻線Ｎ2Bの巻始め端は、インダクタＬ2Cを介して二次側アースと接続される。
また、内側巻線Ｎ2Bには、インダクタＬ2Cが直列接続される。
インダクタＬ2Cは、一次側におけるインダクタＬ1Cと同様の目的で設けられるものである。即ち内側巻線Ｎ2Bの漏洩インダクタンスＬ2Bが、外側巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンスＬ2Aより少ないことに対応して、これを同等とするためのものであり、内側巻線Ｎ2BとインダクタＬ2Cの直列回路が外側巻線Ｎ2Aと並列接続されることで、内側巻線Ｎ2B側のインダクタンス（Ｌ2B、Ｌ2C）を、外側巻線Ｎ2A側のインダクタンス（Ｌ2A）と同等となるようにし、これによって二次側の電流Ｉ2B＝電流Ｉ2Aとするものである。
【００８１】
また、内側巻線Ｎ2BとインダクタＬ2Cの直列回路が、外側巻線Ｎ2Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ2Bと外側巻線Ｎ2Aは、巻方向が逆の逆転捲きとされているものとなる。
従って、内側巻線Ｎ2Bと外側巻線Ｎ2Aの間に絶縁のための層間テープを施すことは不要で、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造は図１０，図１１に示すようになる。
【００８２】
このように二次側の巻線についても外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割し、二次電流Ｉ２を電流Ｉ2A、Ｉ2Bに分流させるようにする（Ｉ2A＝Ｉ2B＝Ｉ２／２）ことで、二次側巻線における銅損も低減し、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を更に向上できる。
【００８３】
＜第４の実施の形態＞
図１２に第４の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の構成、及び二次側の半波整流回路の構成は図６の回路と同様である。
この図１２の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向を同方向とし、また二次側において、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向を同方向としたものである。
【００８４】
即ち一次側においては、外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続され、巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。
内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、インダクタＬC1を介して外側巻線Ｎ1Aの巻始め端と接続され、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。そして内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。このように外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向は同方向とされている。
【００８５】
また二次側においては、外側巻線Ｎ2Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はダイオードＤ01のアノード側に接続される。また外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端は二次側アースと接続されており、内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して二次側アースと接続される。
つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向は同方向とされている。
【００８６】
従ってこの場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては図１３，図１４に示すように、一次側巻線及び二次側巻線について、それぞれ外側巻線Ｎ1A、Ｎ2Aと内側巻線Ｎ1B、Ｎ2Bの間に、絶縁のための層間テープＴＰを施すことが必要となる。
この図１２の第４の実施の形態によっても、上記第３の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００８７】
＜第５の実施の形態＞
第５の実施の形態のスイッチング電源回路を図１５に示す。
この第５の実施の形態は、一次側が二石構成の自励式による電流共振形コンバータであって部分電圧共振回路を備え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路である。
【００８８】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【００８９】
この図に示す一次側の自励式による電流共振形コンバータとしては、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選定されている。
これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ハーフブリッジ結合方式によって接続されている。つまり、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、整流平滑電圧Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉの正極端子）と接続される。スイッチング素子Ｑ1のエミッタは、スイッチング素子Ｑ2のコレクタと接続され、スイッチング素子Ｑ2のエミッタは一次側アースに対して接続される。
【００９０】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。ここで、共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1の直列接続は、共振用コンデンサＣB1のキャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスによって直列共振回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波数によってスイッチング周波数が決定される。また、ベース電流制限抵抗ＲB1は、自励発振駆動回路からスイッチング素子Ｑ1のベースに流すべき駆動信号としてのベース電流レベルを調整する。
【００９１】
また、スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続される。
【００９２】
同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が接続される。
【００９３】
また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及びインダクタＬ1Cを含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分（Ｌ1A、Ｌ1B、Ｌ1C）によって並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００９４】
ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために設けられる。
このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起される巻方向によって巻装されている。
【００９５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００９６】
また、図示するように一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）の他端は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及びインダクタＬ1Cを含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分（Ｌ1A、Ｌ1B、Ｌ1C）により、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。
【００９７】
この電源回路のスイッチング動作としては、例えば次のようになる。
先ず商用交流電源ＡＣが投入されると、例えば起動抵抗Ｒｓ1，Ｒｓ2を介してスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のベースに起動のためのベース電流が供給されることになる。ここで、例えばドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1，ＮB2には、互いに逆極性の電圧が励起されることになるので、スイッチング素子Ｑ1が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そして、これら駆動巻線ＮB1，ＮB2に励起された交番電圧を源として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各自励発振駆動回路が、共振動作による自励発振動作を行う。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオン／オフするように制御される。つまりスイッチング動作を行うことになる。
そして例えばスイッチング素子Ｑ1がオンとなったときには、そのスイッチング出力として、共振電流検出巻線ＮAを介して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び直列共振コンデンサＣ1に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍で、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ2を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ＺＶＳ及びＺＣＳにより、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が継続される。また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオン／オフ動作に伴い、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時の短期間においては、部分共振コンデンサＣｐに電流が流れる。つまり、部分電圧共振動作が得られる。
【００９８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２，Ｎ３を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２、Ｎ３とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成される。
そして一次側の巻線としては、ボビンの外側に巻回されることになる外側巻線Ｎ1Aと、ボビンの内側に巻回されることになる内側巻線Ｎ1Bに分割されており、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻数は同数とされる。また、内側巻線には、インダクタＬ1Cが直列接続される。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例については後述するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介してスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点）と接続されている。
また外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振コンデンサＣ１に接続されている。
つまり、内側巻線Ｎ1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が同方向同軸捲きとされているものとなる。
【００９９】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、二次側部分電圧共振コンデンサＣ20が並列に接続される。例えば、この二次側部分電圧共振コンデンサＣ20としては、フィルムコンデンサが採用される。そして、この二次側部分電圧共振コンデンサＣ20のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによっては、二次側部分電圧共振回路が形成される。
このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されることによっては、二次側にて部分共振（電圧共振）動作が得られることになる。
つまり、図１に示す電源回路は、一次側では電流共振動作及び部分電圧共振動作が得られると共に、二次側においても部分電圧共振動作が得られる複合共振形コンバータとして構成されていることになる。
【０１００】
上記二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接続されることで全波整流回路が形成される。この全波整流回路の全波整流動作によって、平滑コンデンサＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようになっている。
この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示しない負荷に対して供給される。さらに、この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示するように制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【０１０１】
また二次側においては、さらに二次巻線Ｎ３が巻装される。この二次巻線Ｎ３はセンタータップ点が二次側アースに接続されると共に、一端はダイオードＤ01のアノードに接続され、他端はダイオードＤ02のアノードに接続される。
そしてダイオードＤ01、Ｄ02のカソードは平滑コンデンサＣ02の正極側に接続され、これによって量は整流平滑回路が形成されて、例えば低電圧の直流出力電圧Ｅ02を得るようにしている。
【０１０２】
制御回路１は二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じ、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB1、ＮB2のインダクタンスＬB1、ＬB2を可変制御する。これにより、駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。また駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ２のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。
これによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変され、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【０１０３】
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、例えば上述した図７又は図８に断面図として示した構造、即ち一対のＥ型コア又は一対のＵ型コアを有した構造とされる。
上述したように例えばフェライト材による一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２又は一対のＵ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２においては各中央磁脚が対向する面にギャップは形成されない。
そして本実施の形態では、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２により形成されるＥＥ形コア、又は一対のＵ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２により形成されるＵＵ形コアに対して一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２を巻装するために、一次／二次分割ボビンＢが用いられ、一次側においては、まず内側巻線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述のように同方向同軸捲きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成となる。
また、この場合、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bは巻方向が同方向であるため、上記第２の実施の形態で述べた場合と同様に、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの間には絶縁のための層間テープＴＰが施されるものとなる。
なお、図７，図８には示されていないが、この場合、二次側には二次巻線Ｎ３も巻装されることになる。
【０１０４】
そして絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、ギャップをゼロとすることで、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。
ところで、例えば図２７，図２８のような先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすることで磁気飽和を抑制していた。一方、本例においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップゼロとし、密結合としている。
先行技術のように絶縁コンバータトランスに１ｍｍのギャップを設ける場合、例えば直流出力電圧Ｅ01＝１３５Ｖを得るためには、二次巻線Ｎ２＝４５Ｔであり、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧は３Ｖ／Ｔであったが、本例のギャップゼロとした場合、フェライト磁心の磁束密度が上昇するため、二次巻線Ｎ２＝５５Ｔとして、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧を２．４５Ｖ／Ｔに低下させ、フェライト磁心の磁束密度を先行技術の場合と同等とすることで磁気飽和を抑制する。
【０１０５】
また例えば先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすることで、中間負荷時における異常発振を抑止していたものであるが、これに対して、本実施の形態の電源回路では、二次側に備えられる部分電圧共振回路の共振動作によって、中間負荷時に異常発振が生じないようにしている。
このようにすることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴを密結合の状態となるように構成しても、電源回路の動作上での問題は生じないことになる。
【０１０６】
また、一次側巻線としての外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bについては、巻数は同等であるが、内側に巻装される内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Bは、外側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aより少なくなる。
そして一次電流Ｉ１は、外側巻線Ｎ1Aに流れる電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bに流れる電流Ｉ1Bに分流するが、上記漏洩インダクタンスＮ1A、Ｎ1Bの差により、そのままでは、Ｉ1B＞Ｉ1Aとなってしまう。
そこで、内側巻線Ｎ1Bに対して直列にインダクタＬ1Cを接続し、内側巻線Ｎ1B側のインダクタンス（Ｌ1B、Ｌ1C）を、外側巻線Ｎ1A側のインダクタンス（Ｌ1A）と同等となるようにし、これによって電流Ｉ1B＝電流Ｉ1Aとしている。
【０１０７】
図１６に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗの際の各部の動作波形を示す。
また図１７に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。なお、図１７において実線は本例の図１５の回路の場合の特性であり、破線は比較のために付記した図２８の先行技術例の特性である。
さらに図１８は、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。
各部は次のように選定される。
一次巻線の外側巻線Ｎ1A＝２７Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線
一次巻線の内側巻線Ｎ1B＝２７Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線
二次巻線Ｎ2＝５５Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線
ギャップゼロ、結合係数ｋ＝０．９４
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．１８μＦ
一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝６８００ｐＦ
二次側部分電圧共振コンデンサＣ20＝２２００ｐＦ
外側巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンスＬ1A＝６４μＨ
内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1B＝６０μＨ
インダクタＬ1C＝４．７μＨ
【０１０８】
なお、比較のために図１７に点線で示した特性となった先行技術としての図２８の回路の定数を示すと次の通りである。
一次巻線Ｎ１＝２７Ｔ：６０μｍ／１８０束のリッツ線
二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線
ギャップ＝１．４ｍｍ、結合係数ｋ＝０．７５
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．１５μＦ
一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
【０１０９】
図１６において、スイッチング素子Ｑ2の動作はコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2、スイッチング電流ＩQ2により示される。
スイッチング素子Ｑ2は、期間ＴONにおいてオンとなり、期間ＴOFFにおいてオフとなるようにスイッチング動作を行う。そして、スイッチング素子Ｑ2に流れる電流ＩQ2は、図示するようにして、期間ＴOFFにおいては０レベルで、期間ＴONにおいては、先ず、開始時においてダンパーダイオードＤD2からスイッチング素子Ｑ2のベース→コレクタを介して負極正方向にダンパー電流が流れ、この後、コレクタ−エミッタを介して流れる波形となる。
【０１１０】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、期間ＴOFFにおいては整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のレベルでクランプされたパルスとなり、期間ＴONにおいては、０レベルとなる波形が得られる。
なお、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2に対して交互にオン／オフするタイミングでスイッチングしている。従って、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング電流及びコレクタ−エミッタ間電圧としては、上記スイッチング電流ＩQ2及びコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2と同じ波形形状とされたうえで、ほぼ１８０°移相されたものとなる。
【０１１１】
そして、この図においては一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）にスイッチング出力として流れる一次巻線電流Ｉ1が示されている。この一次巻線電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作に応じて、一次側直列共振回路（Ｃ1−（Ｎ1A、Ｎ1B））の直列共振回路の共振動作によって得られる共振電流である。
そして、この一次巻線電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1がオフでスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング電流ＩQ2としてスイッチング素子Ｑ2に流れることになる。また、スイッチング素子Ｑ2がオフでスイッチング素子Ｑ12がオンとなる期間ＴOFFにおいては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング電流としてスイッチング素子Ｑ1に流れることになる。
この一次巻線電流Ｉ1は、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bに分流する。即ち図示するように外側巻線Ｎ1Aへの電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bへの電流Ｉ1Bに分流する。
Ｉ1A＝Ｉ1B＝Ｉ１／２となる。
【０１１２】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の動作は、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2と二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2によって示される。この場合、二次巻線Ｎ2には、図示するようにして一次巻線電流Ｉ1と同じ極性の交番電流として電流Ｉ２が流れる。また、二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2は、ブリッジ整流回路ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通するのに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされた波形となる。
【０１１３】
また、小容量の二次側部分電圧共振コンデンサＣ20に流れる共振電流ＩC3も示しているが、この共振電流ＩC3は、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードがターンオン、ターンオフするタイミングで流れており、これにより二次側で部分電圧共振動作を得ているものである。そして、この共振電流ＩC3が流れる期間に対応しては、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧（Ｖ2）が反転することになるが、この反転時において、波形形状に傾斜が与えられていることが示される。
【０１１４】
そして図１７に示されるようにＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は向上される。例えば負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時にはＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、先行技術例の８９．８％から９２．５５％に２．７５％向上した。この場合、交流入力電力は４．１Ｗ低減できる。
【０１１５】
即ち本例によれば、一次側が電流共振形コンバータであって部分電圧共振回路を備え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとし、さらに絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップをゼロとし、一次側巻線を外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bに分割して一次電流Ｉ１を電流Ｉ1Aと電流Ｉ1Bに分流させる構成により、９２％以上のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を実現でき、交流入力電力を低減できる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップをゼロとすることと、一次電流Ｉ１を電流Ｉ1Aと電流Ｉ1Bに分流させることでＡＣ／ＤＣ電力変換効率が向上する理由は、第１の実施の形態の説明で述べたとおりである。
【０１１６】
また、本例の場合、一次側直列共振電流としては実際には先行技術の８．２Ａ(P-P)から５．８Ａ(P-P)に低減することになり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発熱が低下することから、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対する放熱板が不要となるなど、回路構成上、有利なものとなる。
さらに第１の実施の形態においても説明したが、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてギャップを形成しないため、製造にあたりギャップを形成するための工程は不要となるので、それだけ製造工程が簡略化され、コストダウンを図ることが可能になる。また、密結合とされることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束も低減されるので、例えば銅板によるショートリングを絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻回して施す必要もなくなる。この点でも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造工程が簡略化され、また、コストダウンが促進されることになる。
さらに、ギャップが無くなったことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題も解消され、それだけ信頼性が向上することにもなる。
【０１１７】
＜第６の実施の形態＞
図１９に第６の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側及び二次側の基本的な構成は図１５の回路と同様であり、同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
この図１９の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向が図１５と異なるものとなっている。
【０１１８】
この場合、外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介してスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点）と接続されている。
また外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振コンデンサＣ１に接続されている。
つまり、内側巻線Ｎ1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆方向の逆転捲きとされているものとなる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造は図２又は図３に示すようになり、コアにはギャップは形成されない。
【０１１９】
上述した図１５の回路の場合は、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bが巻方向が同方向されたことにより、絶縁のための層間テープを必要としていたが、この図１９の場合は、逆転捲きであることから図２又は図３に示すように、絶縁のための層間テープＴＰは不要となる。この理由は第１の実施の形態において説明したとおりである。
なお、図２，図３には示されていないが、この場合、二次側には二次巻線Ｎ３も巻装されることになる。
この図１９の第６の実施の形態によっても、上記第５の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１２０】
＜第７の実施の形態＞
図２０に第７の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の基本的な構成、及び二次側の構成は図１５の回路と同様である。
この場合は、図１５における直列共振コンデンサＣ１に相当するコンデンサとして、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bが設けられる。
【０１２１】
直列共振コンデンサＣ1Aは外側巻線Ｎ1Aに対して直列に接続され、また直列共振コンデンサＣ1Bは内側巻線Ｎ1Bに対して直列に接続される。
即ちこの場合、直列共振コンデンサＣ1Aと外側巻線Ｎ1Aによる直列回路と、直列共振コンデンサＣ1Bと内側巻線Ｎ1Bによる直列回路とが、並列に接続されるものとなる。
図１５の場合に接続されたインダクタＬ1Cは設けられない。
【０１２２】
この場合、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bの各静電容量値は、外側巻線Ｎ1Aに流れる直列共振電流Ｉ1Aと、内側巻線Ｎ1Bに流れる直列共振電流Ｉ1Bとが等しくなるように選定すればよい。
上述したように図１５の場合にインダクタＬ1Cが設けられるのは、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bでの漏洩インダクタンスの差を解消して、電流Ｉ1A＝電流Ｉ1Bとするためである。この図２０の場合は、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bの各静電容量値によって電流Ｉ1A＝電流Ｉ1Bとする。
この図２０の第７の実施の形態によっても、上記図１５の第５の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１２３】
＜第８の実施の形態＞
図２１に第８の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の構成、及び二次側の共振コンデンサＣ20及びブリッジ整流ダイオードＤBRによる全波整流回路の構成は図１５の回路と同様である。
【０１２４】
この例では、二次側においても二次巻線を外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割している。
即ち絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上述した図１３，図１４のような構造となり、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成される。
【０１２５】
一次側の外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1B（及びインダクタＬ1C）の構成は図１５と同様である。
二次側の巻線としては、図１３，図１４にも示すように、ボビンＢの外側に巻回されることになる外側巻線Ｎ2Aと、ボビンの内側に巻回されることになる内側巻線Ｎ2Bに分割され、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻数は同数とされる。
【０１２６】
そして二次側においては、外側巻線Ｎ2Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はブリッジ整流ダイオードＤBRの正極側に接続される。また外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端はブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側に接続され、内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端は、インダクタＬ2Cを介してブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側と接続される。
つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向は同方向とされている。
【０１２７】
インダクタＬ2Cは、一次側におけるインダクタＬ1Cと同様の目的で設けられるものである。即ち内側巻線Ｎ2Bの漏洩インダクタンスＬ2Bが、外側巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンスＬ2Aより少ないことに対応して、これを同等とするためのものであり、内側巻線Ｎ2BとインダクタＬ2Cの直列回路が外側巻線Ｎ2Aと並列接続されることで、内側巻線Ｎ2B側のインダクタンス（Ｌ2B、Ｌ2C）を、外側巻線Ｎ2A側のインダクタンス（Ｌ2A）と同等となるようにし、これによって二次電流Ｉ2B＝電流Ｉ2Aとするものである。
【０１２８】
この構成の場合、上記のように外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向は同方向である。また一次側における外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bも同方向である。このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては図１３，図１４に示すように、一次側巻線及び二次側巻線について、それぞれ外側巻線Ｎ1A、Ｎ2Aと内側巻線Ｎ1B、Ｎ2Bの間に、絶縁のための層間テープＴＰを施すことが必要となる。
【０１２９】
このように二次側の巻線についても外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割し、二次電流Ｉ２を電流Ｉ2A、Ｉ2Bに分流させるようにする（Ｉ2A＝Ｉ2B＝Ｉ２／２）ことで、二次側巻線における銅損も低減し、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を更に向上できる。
【０１３０】
＜第９の実施の形態＞
図２２に第９の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の基本的な構成、及び二次側の共振コンデンサＣ20及びブリッジ整流ダイオードＤBRによる全波整流回路の構成は図２１と同様である。
この図２２の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側においては、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向を逆方向とし、また二次側において、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向を逆方向としたものである。
【０１３１】
即ち一次側においては、外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介してスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点）と接続される。また外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振コンデンサＣ１に接続されている。つまり、内側巻線Ｎ1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆方向の逆転捲きとされているものとなる。
【０１３２】
二次側の巻線としては、外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はブリッジ整流ダイオードＤBRの正極側に接続される。また外側巻線Ｎ2Aの巻始め端はブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側に接続され、内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端は、インダクタＬ2Cを介してブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側と接続される。つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向も逆方向とされている。
【０１３３】
従って、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの間、及び内側巻線Ｎ2Bと外側巻線Ｎ2Aの間に絶縁のための層間テープを施すことは不要で、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造は図１０，図１１に示すようになる。
この第９の実施の形態によっても、上記第８の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１３４】
以上、各種実施の形態を説明してきたが、本発明としてのスイッチング電源回路としては、上記各実施の形態としての構成に限定されるものではなく、例えば、要部の部品素子の定数などは適宜、各種条件に応じて適切な値に変更されればよい。
また、例えば一次側スイッチングコンバータに用いられるスイッチング素子としては、各回路図に示したバイポーラトランジスタのほか、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが採用されて構わない。
また、各実施の形態ではスイッチング素子Ｑ１（又はＱ１，Ｑ２）に対して自励発振回路を設けたが、例えばスイッチング素子Ｑ１（又はＱ１，Ｑ２）をＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴで形成する場合、これに対して他励発振回路によってスイッチング動作させる構成としてもよい。
【０１３５】
【発明の効果】
以上説明から理解されるように、本発明では次の効果が得られる。
請求項１〜請求項８の発明によれば、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路において、二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とし、さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。これにより、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）を向上させることができ、入力電力を低減して省電力化を図ることができる。
さらに、一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、インダクタンス値を同等とした内側巻線と外側巻線による構成とし、一次側巻線に流れる電流、又は一次側巻線と二次側巻線の両方についての電流を分流させている。これによりＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）をさらに向上でき、特に負荷電力が２００Ｗ以上の重負荷時にも電力変換効率を向上させることができる。例えば入力倍電圧整流回路を備えるようにした回路と同等以上の電力変換効率を、入力全波整流回路の構成において実現できる。従って、平滑コンデンサは１つでよく、またスイッチング素子の耐圧も８００Ｖ程度でよいものとなるため、回路構成上、有利となり、回路規模の小型化、軽量化、低コスト化を実現できる。また二次側が半波整流回路であることも、ブリッジ整流ダイオードを備えるようにする回路に比べて回路規模の小型化、軽量化、低コスト化に有利である。
【０１３６】
請求項９〜請求項１８の発明によれば、一次側が二石構成の電流共振形コンバータで部分電圧共振回路を備え、二次側にも部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路が形成され、二次側に部分電圧共振回路を備えたことにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とし、さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。
さらに、一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、インダクタンス値を同等（直列共振電流が同等）とした内側巻線と外側巻線による構成とし、一次側巻線に流れる電流、又は一次側巻線と二次側巻線の両方についての電流を分流させている。
これにより一次側が入力全波整流方式の電流共振形コンバータとしての回路構成において、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）を向上させることができ、入力電力を低減して省電力化を図ることができる。
また一次側直列共振電流が低減され、ハーフブリッジ接続された各スイッチング素子の発熱が低減するため、これらに対する放熱板が不要になるという利点もある。
【０１３７】
また請求項１〜請求項１８に係る発明では、絶縁コンバータトランスにおいてギャップを形成しないことで、ギャップ形成のためのコアの研磨工程は省略されることになる。これにより、例えば製造工程が簡略化され、また、絶縁コンバータトランスを製造するコストも低減することができる。
さらに、上記のように絶縁コンバータトランスに巻装された一次側巻線と二次側巻線とが密結合となることによっては、絶縁コンバータトランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁コンバータトランスにショートリングを施す必要もないこととなる。そして、この点でも、コストダウンが図られ、また、回路の小型軽量化が促進されるものである。
また、絶縁コンバータトランスのギャップ近傍における局部的温度上昇は発生しないことになるために、それだけ電源回路としても信頼性が向上することになる。
また絶縁コンバータトランスのギャップがゼロであることで、一対のＥ型フェライト磁心や、一対のＵ型フェライト磁心による構成が可能であり、フェライト磁心の選定の自由度が増すため設計に有利である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２】第１、第６の実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図３】第１，第６の実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図４】第１の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図７】第２、第５、第７の実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図８】第２、第５、第７の実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図９】本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１０】第３、第９の実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１１】第２，第９の実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１２】本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１３】第４、第８の実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１４】第４，第８の実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１５】本発明の第５の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１６】第５の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図１７】第５の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図１８】第５の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図１９】本発明の第６の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２０】本発明の第７の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２１】本発明の第８の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２２】本発明の第９の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２３】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２４】先行技術としての電源回路に採用される絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図２５】先行技術の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図２６】先行技術の電源回路の動作を示す波形図である。
【図２７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２８】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図２９】先行技術の電源回路の動作を示す波形図である。
【図３０】先行技術の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｎ1A，Ｎ2A 外側巻線、Ｎ1B，Ｎ2B 内側巻線 Ｎ2 二次巻線、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ２ 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｐ 一次側部分電圧共振コンデンサ、Ｃ20二次側部分電圧共振コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
ここでは先行技術として、図２３、図２７、図２８の回路例を挙げる。
図２３は一次側の電圧共振コンバータと二次側電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータである。
図２７及び図２８は、一次側に電流共振コンバータ及び部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータである。
【０００４】
まず、先行技術となる図２３のスイッチング電源回路を説明する。
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【０００５】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、８００Ｖ耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。
【０００７】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは一次側アースに対して接地される。
【０００８】
また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧ＶQ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００９】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００１０】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮAは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入される。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮAに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮAに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００１１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば図２４に示すように、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれの巻装領域に巻装している。なお、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、それぞれ６０μmmφのリッツ線をガラ巻きにより巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のように０．５〜１ｍｍ程度のギャップＧを形成するようにしている。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態を得るようにしている。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端は共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
【００１３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ２に発生する。
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を有する。
【００１４】
並列共振回路を形成する二次巻線Ｎ2に対してはブリッジ整流ダイオードＤBRが接続される。このブリッジ整流ダイオードＤBRと平滑コンデンサＣOにより全波整流回路が形成されることで、平滑コンデンサＣOの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥOが生成される。なお、この直流出力電圧ＥOは制御回路１に対して、検出電圧として分岐して入力される。
【００１５】
制御回路１では、入力された二次側直流出力電圧ＥOのレベルを検出して、このレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流すべき直流電流である制御電流のレベルを可変する。
このようにして可変された制御電流のレベルに応じて、直交形制御トランスＰＲＴでは、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されることになる。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化するが、これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となる。
そして、上記のようにしてスイッチング周波数が可変制御されると、これに応じて、一次側並列共振回路（Ｎ1//Ｃｒ）と二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）の共振インピーダンスが変化して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝送される交番電圧レベルも変化することになる。この結果、二次巻線Ｎ2に得られた交番電圧レベルを元として生成される二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも可変されることとなる。このような動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００１６】
図２６に各部の動作波形を示す。
なお各部は次のように選定される。
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ（ターン）：６０μｍ／１３０束のリッツ線
二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ（ターン）：６０μｍ／１３０束のリッツ線
ギャップＧ＝１ｍｍ、結合係数ｋ＝０．８１
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦ
【００１７】
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1及びコレクタ電流ＩQ1により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ電流ＩQ1は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1としては、一次側電圧共振回路による電圧共振パルス電圧が得られる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ1が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1は０レベルとなる。
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１には図示するように電流Ｉ１が流れ、またそれに応じて二次巻線Ｎ２に電流Ｉ２が流れる。二次側共振電圧Ｖ２は図示するようになる。
このとき、二次側のブリッジ整流ダイオードＤBRに流れる電流ＩD0は、図示するように正負非対称となる。このため図２４に示したように一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２にはギャップＧを形成しておかなければフェライト磁心の偏磁によってフェライト磁心が飽和し、スイッチング素子Ｑ１の破壊のおそれが生ずる。
従って、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが２００Ｗの場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に流れる一次電流Ｉ１が過大である。例えば電流Ｉ１＝８Ａ（P-P）、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ電流ＩQ1＝４Ａ（P-P）である。
図２５に負荷電力Ｐｏの変動に対するＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示しているが、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は９１％程度となる。
【００１８】
なお、入力倍電圧整流回路を備えるようにし、またスイッチング素子Ｑ１の耐圧を１５００Ｖとすれば、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は９２％程度とすることができるが、この場合、平滑コンデンサＣｉが２つ必要であることや高耐圧のスイッチング素子Ｑ１及び平滑コンデンサが必要であることにより大幅なコストアップが生ずる。
【００１９】
次に一次側に電流共振コンバータ及び部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータとしての先行技術である図２７のスイッチング電源回路を説明する。
この図２７に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチングコンバータとして自励式の電流共振形コンバータを備えている。
【００２０】
この図に示す電源回路において、商用交流電源から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路系としては、図示するようにして、２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ1,Ｄ2と、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を接続することで、倍電圧整流回路を形成している。これにより、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端には、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータに対して直流入力電圧として供給される。
【００２１】
この図に示す電源回路のスイッチングコンバータは電流共振形とされ、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選定されている。
スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続される。
同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が接続される。
【００２２】
ここで、スイッチング素子Ｑ1側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB1のキャパシタンスと駆動巻線ＮB1のインダクタンスによっては直列共振回路が形成される。同様にして、スイッチング素子Ｑ2側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB2のキャパシタンスと駆動巻線ＮB2のインダクタンスによっても直列共振回路が形成される。そして、これら直列共振回路の共振周波数によって決定されるスイッチング周波数によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が自励式でスイッチング駆動されることになる。また、後述するように、ドライブトランスＰＲＴにおいては、駆動巻線ＮB1，ＮB2が互いに逆極性となる交番電圧が励起されるようになっていることから、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフするようにして、スイッチング動作を行う。
【００２３】
また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００２４】
ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために備えられる。
そして、このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起されるようになっている。
【００２５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記図２４と同様の構造とされ、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚にはギャップＧが形成され、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２では例えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態を得るようにしている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介して、スイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタとの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００２６】
また、この場合には、一次巻線Ｎ1の他端は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分により、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。
【００２７】
また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2よりも巻き数（ターン数）の少ない二次巻線Ｎ3が巻装されている。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接続されることで、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようになっている。
また、二次巻線Ｎ3は、センタータップを施した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2を接続することによって全波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣO2の両端に二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにされる。これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、それぞれ図示しない負荷に対して供給される。また、二次側直流出力電圧ＥO1は、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２８】
制御回路１では、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内における直列共振回路の共振条件が変化する。これは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００２９】
また、同じく一次側に電流共振コンバータ及び部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータとして、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の他の例を、図２８の回路図に示す。この図に示す電源回路は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた共振形コンバータとしての構成を採っている。
なお、この図において図２７と同一部分については同一符号を付し、共通となる構成部分については説明を省略する。
【００３０】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。従ってこの場合には、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端に整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
【００３１】
この場合、上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ソース−ドレイン間に対しては、図示する方向により、それぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
また、スイッチング素子Ｑ2のソース−ドレイン間に対しては、部分共振コンデンサＣｐを並列に接続することで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と共に並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成している。これにより、図２８に示す電源回路としても部分電圧共振動作が得られることになる。
【００３２】
この他励式である電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振ドライブ回路１１が設けられる。この発振ドライブ回路１１は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対してドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行うようにされる。
【００３３】
なお、発振ドライブ回路１１は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に追加的に巻装された低圧巻線Ｎ4と、コンデンサＣ4から成る整流回路によって得られた低圧直流電圧を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００３４】
この図に示す電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２４による説明と同様の構造を有する。つまり、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚に対してギャップを形成することで、一次側と二次側の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が得られるようにしているものである。
【００３５】
この場合の制御回路２は、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変の直流電流を生成し、フォトカプラＰＣを介して発振ドライブ回路１１に供給する。発振ドライブ回路１１では、フォトカプラＰＣを介して入力された制御回路２の出力に応じて、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００３６】
図２９は、図２７に示した電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレクタ電流ＩQ2により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ電流ＩQ2は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2としては、整流平滑電圧Ｅｉによりクランプされたレベルが得られることになる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ2が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は０レベルとなる。そして期間ＴONにおいてコレクタ電流ＩQ2が一次巻線Ｎ１Ｎ１に電流Ｉ1として流れるものとなる。
なお、ここでは図示していないが、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2と交互となるタイミングでオン／オフ動作していることから、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間電圧、及びコレクタ電流は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレクタ電流ＩQ2をほぼ１８０°移相した波形となるものである。したがって、スイッチング素子Ｑ1側がオンとなる期間ＴOFFにおける一次巻線電流Ｉ1の波形部分が、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ電流として流れるものとなる。
【００３７】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される部分共振コンデンサＣｐには、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時に正極性の部分共振電流ＩC2が流れ、スイッチング素子Ｑ1のターンオフ時（スイッチング素子Ｑ2のターンオン時）に負極性の部分共振電流ＩC2が流れるようになっており、部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
そして、このような動作波形からも分かるように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching：零電圧スイッチング)及びＺＣＳ(Zero Current Switching：零電流スイッチング）動作が得られることになって、スイッチング損失の低減が図られている。
【００３８】
また、二次巻線Ｎ2に対して接続されたブリッジ整流回路ＤBRの正極入力端子と負極入力端子との間の整流電圧Ｖ2は、図示するようにブリッジ整流回路ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通するのに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされた波形が得られる。
なお、ここでの詳しい説明は省略するが、図２８に示した電源回路についても、ほぼ同様の動作波形が得られる。
【００３９】
また、図２７に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONを図３０に示す。
この図３０に示すように、負荷電力Ｐｏが重くなって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて、スイッチング周波数ｆｓは低下するように制御され、これに応じて期間ＴONが長くなっていることが分かる。
また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には９１．８％、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗでは９２．４％となり、この負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最も高効率な状態が得られている。
【００４０】
なお、図２７に示す電源回路として、上記図２９に示す動作及び図３０に示す特性を得るのにあたっては、次のように各部を選定している。
一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
【００４１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで電源回路としては、電力変換効率はできるだけ高いことが好ましい。
ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、上記のように、そのコアにギャップを形成し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２を疎結合の状態としているが、これは、フェライトコアが磁気飽和状態となりにくいようにするためである。
【００４２】
しかしながら、一次側巻線と二次側巻線とを疎結合の状態にしていることから、自ずとＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）の向上には限界がある。
図２３の回路の場合、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系で負荷電力２００Ｗ程度では、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は９１％程度が限界である。また倍電圧整流回路を採用しても９２％が限界である。
交流入力電圧ＶAVが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが１２０Ｗ程度の場合は、図２８のような全波整流回路Ｄｉを用いた電源回路を採用することが考えられるが、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、９０％程度が限界であり、特に、負荷電力Ｐｏが１２０Ｗよりも高い場合には、９０％以下に低下する。
また、交流入力電圧ＶAVが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが１５０Ｗ以上の場合は、図２７のような倍電圧整流回路を用いた電源回路を採用することが考えられるが、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、９２％程度が限界である。
そしてこれら図２３，図２７，図２８の回路では、これ以上の高効率化は不可能とされる。
【００４３】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしまう。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに銅板のショートリングを設けるなどのシールド対策が必要になり、それだけ、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコストアップ及び大型化を招くことになる。
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態にある場合、ギャップＧ近傍の一次側巻線と二次側巻線とは、いわゆるフリンジ磁束による渦電流損失によって温度上昇しているために、信頼性の点で不利となる。
【００４４】
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚にギャップＧを形成するのにあたっては、例えばフェライト材のＥ型コアの中央磁脚を研磨するようにされる。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴを製造するのに、研磨工程が追加されることとなってしまうので、その分コストアップになってしまうという問題も生じる。
【００４５】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
即ち、交流入力に対して全波整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、上記直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて成るスイッチング手段と、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されている絶縁コンバータトランスと、上記内側巻線側のインダクタンス値を上記外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記内側巻線に直列であり、かつ上記外側巻線に並列に接続されたインダクタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線と一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して、二次側共振コンデンサを接続することで形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、自励発振回路又は他励発振回路により形成され、その発振出力により上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、上記直流出力電圧のレベルに応じて上記自励発振回路又は上記他励発振回路による発振周波数を制御し、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御することで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備えたスイッチング電源回路とする。
【００４６】
この場合、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされるようにする。
或いは、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記内側巻線と上記外側巻線との間に絶縁材が施されるようにする。
また、上記二次側巻線についても、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されるとともに、上記二次側巻線における内側巻線側のインダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記二次側巻線における内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻線における外側巻線に並列に接続されたインダクタンスが備えられるようにする。
そしてこの場合、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされるようにする。
或いは、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施されるようにする。
上記絶縁コンバータトランスのコアは、一対のＥ型コア或いは一対のＵ型コアで形成されるようにする。
【００４７】
また本発明は、交流入力に対して全波整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、ハーフブリッジ接続されたスイッチング素子を備えて成り、上記直流入力電圧を断続するスイッチング動作を行うスイッチング手段と、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されている絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次側巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次側巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側部分電圧共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えたスイッチング電源回路とする。
【００４８】
この場合、インダクタンスを、上記内側巻線に直列で、かつ上記外側巻線に並列に接続することで、上記内側巻線側のインダクタンス値と上記外側巻線側のインダクタンス値とを同等とする。
或いは、一次側直列共振コンデンサとして、上記内側巻線に直列接続される第１のコンデンサと、上記外側巻線に直列接続される第２のコンデンサが設けられ、上記第１のコンデンサと上記第２のコンデンサは、上記内側巻線に流れる直列共振電流と上記外側巻線に流れる直列共振電流が等しくなるように各静電容量が選定されるようにする。
また、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされる。
或いは、上記内側巻線と上記外側巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記内側巻線と上記外側巻線との間に絶縁材が施されるようにする。
また、上記二次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されるとともに、上記二次側巻線における内側巻線側のインダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記二次側巻線における内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻線における外側巻線に並列に接続されたインダクタンスが備えられるようにする。
上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が逆の逆転捲きとされる。
或いは、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施される。
また上記絶縁コンバータトランスのコアは、一対のＥ型コア、或いは一対のＵ型コアで形成される。
【００４９】
上記構成によれば、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路が形成される。
そして、一次側が電圧共振形コンバータの場合は、二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とすることができる。
さらに、直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。
また、一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、内側巻線と外側巻線による構成としている。
これにより、負荷電力が２００Ｗ以上の重負荷時の電力変換効率を向上させることができる。
【００５０】
また上記構成によれば、一次側が二石構成の電流共振形コンバータで部分電圧共振回路を備え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路が形成される。
この場合、二次側に部分電圧共振回路を備えることで、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とすることができる。
さらに、直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。
また、一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、内側巻線と外側巻線による構成としている。
これにより電力変換効率を向上させることができる。
【００５１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態〜第９の実施の形態について順次説明していく。
第１〜第４の実施の形態は、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路である。
第５〜第９の実施の形態は、一次側が二石構成の電流共振形コンバータで部分電圧共振回路を備え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路である。
【００５２】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図１に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側にも共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。
【００５３】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。平滑コンデンサＣｉは８００Ｖ耐圧である。
【００５４】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、８００Ｖ耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００５５】
スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。
【００５６】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）の一端部と接続され、エミッタは一次側アースに対して接地される。
【００５７】
また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）のリーケージインダクタンス（Ｌ1A、Ｌ1B）とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧ＶQ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【００５８】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮA、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００５９】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮAは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）との間に直列に挿入される。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）を介して共振電流検出巻線ＮAに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮAに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００６０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成される。
そして一次側の巻線としては、ボビンの外側に巻回されることになる一次巻線（以下、外側巻線）Ｎ1Aと、ボビンの内側に巻回されることになる一次巻線（以下、内側巻線）Ｎ1Bに分割されており、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻数は同数とされる。また、内側巻線Ｎ1Bには、インダクタＬ1Cが直列接続される。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例については後述するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続されている。
また外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端は共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されており、内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、インダクタＬ1Cを介して外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端と接続される。
つまり、内側巻線Ｎ1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆の逆転捲きとされているものとなる。
【００６１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ２に発生する。
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を有する。
【００６２】
二次巻線Ｎ2の巻終わり端には整流ダイオードＤO1のアノードが接続され、巻始め端は、二次側アースに接続される。また整流ダイオードＤO1のカソードに対して平滑コンデンサＣOの正極端子が接続される。平滑コンデンサＣOの負極端子は二次側アースに接続される。
このようにして、並列共振回路を形成する二次巻線Ｎ2に対しては、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣOから成る半波整流回路が形成されることで、平滑コンデンサＣOの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥOが生成される。なお、この直流出力電圧ＥOは制御回路１に対して、検出電圧として分岐して入力される。
【００６３】
制御回路１では、入力された二次側直流出力電圧ＥOのレベルを検出して、このレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流すべき直流電流である制御電流のレベルを可変する。
このようにして可変された制御電流のレベルに応じて、直交形制御トランスＰＲＴでは、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されることになる。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化するが、これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となる。
そして、上記のようにしてスイッチング周波数が可変制御されると、これに応じて、一次側並列共振回路（（Ｎ1A，Ｎ1B）//Ｃｒ）と二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）の共振インピーダンスが変化して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝送される交番電圧レベルも変化することになる。この結果、二次巻線Ｎ2に得られた交番電圧レベルを元として生成される二次側直流出力電圧ＥOのレベルも可変されることとなる。このような動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００６４】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、例えば図２又は図３に断面図として示した構造を有している。
図２は一対のＥ型コアを用いた構造例である。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアとしては、図示するようにして、２つのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の互いの磁脚の端部を対向させるようにして組み合わせることで、ＥＥ形コアを形成する。またこの場合、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２の各中央磁脚が対向する面にギャップは形成されない。
なお、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２には、例えばフェライト材を用いるようにされる。
そして本実施の形態では、上記のようにして形成されるＥＥ形コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に対して一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２を巻装するために、一次／二次分割ボビンＢを用いるようにされる。
ここで、一次側においては、まず内側巻線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述のように逆転捲きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成となる。
【００６５】
図３は一対のＵ型コアを用いた構造例である。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、そのコアとして、図３に示すように、それぞれ２本の磁脚を有するＵ型コアＣＲ１１、ＣＲ１２が組み合わされ、Ｕ−Ｕ型コアを形成するようにされる。
さらに、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対しては、図示するようにして一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ2とを互いに分割された巻装領域に巻装したボビンＢが取り付けられる。
また、上記のように形成されるＵ−Ｕ型コアの中央磁脚に対し、ギャップを形成しないようにしている。
そして一次側においては、まず内側巻線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述のように逆転捲きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成となる。
【００６６】
図２，図３のいずれの場合も、ギャップをゼロとすることで、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。
ところで、例えば先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすることで磁気飽和を抑制していた。
一方、本例においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップゼロとし、密結合としている。これは、二次側整流回路が半波整流方式とされていることによる。即ちギャップゼロとしても絶縁コンバータトランスＰＩＴのフェライト磁心が磁気飽和しないのは、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２が逆方向であり、（Ｎ1A，Ｎ1B）、Ｉ１による磁束と、Ｎ２，Ｉ２による磁束は互いにうち消しあっているからである。
【００６７】
また、一次巻線としての外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bについては、巻数は同等であるが、内側に巻装される内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Bは、外側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aより少なくなる。
そして一次電流Ｉ１は、外側巻線Ｎ1Aに流れる電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bに流れる電流Ｉ1Bに分流するが、上記漏洩インダクタンスＮ1A、Ｎ1Bの差により、そのままでは、Ｉ1B＞Ｉ1Aとなってしまう。
そこで、内側巻線Ｎ1Bに対して直列にインダクタＬ1Cを接続し、内側巻線Ｎ1B側のインダクタンス（Ｌ1B、Ｌ1C）を、外側巻線Ｎ1A側のインダクタンス（Ｌ1A）と同等となるようにし、これによって電流Ｉ1B＝電流Ｉ1Aとしている。つまりインダクタＬ1Cの値は、内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Bと、外側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aの差に応じて選定される。
【００６８】
また、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは逆転捲きとしているが、これにより内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aの間に絶縁のための層間テープを施すことを不要としている。
即ち、スイッチング素子Ｑ１がオフとなったときに、電圧ＶQ1、つまり電圧共振パルス電圧が、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端と外側巻線Ｎ1Aの巻始め端に印加されるが、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端と外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は同電位であるため、絶縁のための層間テープが不要となるものである。
【００６９】
図４に各部の動作波形を示し、また図５に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。なお、図５において実線は本例の図１の回路の場合の特性であり、破線は比較のために付記した図２３の先行技術例の特性（つまり図２５に示した特性）である。
なお各部は次のように選定される。
一次巻線の外側巻線Ｎ1A＝５０Ｔ：６０μｍ／８０束のリッツ線
一次巻線の内側巻線Ｎ1B＝５０Ｔ：６０μｍ／８０束のリッツ線
二次巻線Ｎ2＝５５Ｔ
ギャップゼロ、結合係数ｋ＝０．９５
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝５６００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝６８００ｐＦ
外側巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンスＬ1A＝１７０μＨ
内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1B＝１６５μＨ
インダクタＬ1C＝４．７μＨ
【００７０】
図４において、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1及びコレクタ電流ＩQ1により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ電流ＩQ1は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1としては、一次側電圧共振回路による電圧共振パルス電圧が得られる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ1が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ1は０レベルとなる。
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）には図示するように電流Ｉ１が流れるが、この電流Ｉ１は図示するように外側巻線Ｎ1Aへの電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bへの電流Ｉ1Bに分流する。
電流Ｉ１は７．６Ａ（P-P）で、電流Ｉ1A＝電流Ｉ1B＝３．８Ａ(P-P)である。
また二次巻線Ｎ２の電流Ｉ２、二次側共振電圧Ｖ２は図示するようになる。
【００７１】
そして図５に示されるように、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時にはＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、先行技術例の９１．１％から９２．２％に向上する。
また負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には、先行技術例の９０．１％から９２．１％に向上する。
即ち本例によれば、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合であっても、入力全波整流回路による電源回路において、入力倍電圧整流回路による電源回路と同等以上のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）、つまり９２％以上のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を実現できる。また、入力倍電圧整流回路の場合、平滑コンデンサＣｉやスイッチング素子Ｑ１の耐圧は１５００Ｖが必要となるが、本例の場合は耐圧８００Ｖでよく、回路構成上、有利なものとできる。
【００７２】
ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）が向上するのは、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップをゼロとしたこと、及び一次側巻線を外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bに分割して一次電流を電流Ｉ1A、Ｉ1B（Ｉ1A＝Ｉ1B）に分流させたことによるが、これには次のような理由が考えられる。
・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数が０．８から０．９５に向上したことによって漏洩磁束が低減し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の渦電流損失が低下するため。
・ギャップ周辺のフリンジ磁束によって一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の局部的な電力損失が解消されて絶縁コンバータトランスＰＩＴの銅損が低減するため。
・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の増加によって、一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２が低減したことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの銅損とスイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失が低減するため。
・一次電流が電流Ｉ1A、Ｉ1Bに分流することで一次側巻線での銅損が低減するため。
【００７３】
また本実施の形態の場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてギャップを形成しないため、製造にあたりギャップを形成するための工程は不要となるので、それだけ製造工程が簡略化され、コストダウンを図ることが可能になる。また、密結合とされることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束も低減されるので、例えば銅板によるショートリングを絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻回して施す必要もなくなる。この点でも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造工程が簡略化され、また、コストダウンが促進されることになる。
さらに、ギャップが無くなったことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題も解消され、それだけ信頼性が向上することにもなる。
【００７４】
＜第２の実施の形態＞
図６に第２の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側及び二次側の基本的な構成は図１の回路と同様であり、同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
この図６の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向が図１と異なるものとなっている。
【００７５】
この場合、外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続され、巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。
内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、インダクタＬC1を介して外側巻線Ｎ1Aの巻始め端と接続され、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。そして内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。
即ち、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向は同方向とされている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアには図７，図８に示すようにギャップは形成されない。
【００７６】
上述したように図１の回路の場合は、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bが逆転捲きとされたことにより、絶縁のための層間テープを不要としていたが、この図６の場合は、電圧共振パルス電圧が印加される内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端と、これに続いて巻装される外側巻線Ｎ1Aの巻始め端とが異なる電位となるため、図７，図８に示すように、絶縁のための層間テープＴＰを施すことが必要となる。
この図６の第２の実施の形態によっても、上記第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７７】
＜第３の実施の形態＞
図９に第３の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の構成、及び二次側の半波整流回路の構成は図１の回路と同様であり、同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
【００７８】
この例では、二次側においても二次巻線を外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割している。
即ち絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成される。
【００７９】
一次側の外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1B（及びインダクタＬ1C）の構成は図１と同様である。
二次側の巻線としては、図１０，図１１にも示すように、ボビンＢの外側に巻回されることになる外側巻線Ｎ2Aと、ボビンの内側に巻回されることになる内側巻線Ｎ2Bに分割され、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻数は同数とされる。例えば外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bは、それぞれ６０μｍ／８０束のリッツ線により同数巻装する。
【００８０】
外側巻線Ｎ2Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端はダイオードＤ01のアノード側に接続されている。また外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端は二次側アースと接続されており、内側巻線Ｎ2Bの巻始め端は、インダクタＬ2Cを介して二次側アースと接続される。
また、内側巻線Ｎ2Bには、インダクタＬ2Cが直列接続される。
インダクタＬ2Cは、一次側におけるインダクタＬ1Cと同様の目的で設けられるものである。即ち内側巻線Ｎ2Bの漏洩インダクタンスＬ2Bが、外側巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンスＬ2Aより少ないことに対応して、これを同等とするためのものであり、内側巻線Ｎ2BとインダクタＬ2Cの直列回路が外側巻線Ｎ2Aと並列接続されることで、内側巻線Ｎ2B側のインダクタンス（Ｌ2B、Ｌ2C）を、外側巻線Ｎ2A側のインダクタンス（Ｌ2A）と同等となるようにし、これによって二次側の電流Ｉ2B＝電流Ｉ2Aとするものである。
【００８１】
また、内側巻線Ｎ2BとインダクタＬ2Cの直列回路が、外側巻線Ｎ2Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ2Bと外側巻線Ｎ2Aは、巻方向が逆の逆転捲きとされているものとなる。
従って、内側巻線Ｎ2Bと外側巻線Ｎ2Aの間に絶縁のための層間テープを施すことは不要で、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造は図１０，図１１に示すようになる。
【００８２】
このように二次側の巻線についても外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割し、二次電流Ｉ２を電流Ｉ2A、Ｉ2Bに分流させるようにする（Ｉ2A＝Ｉ2B＝Ｉ２／２）ことで、二次側巻線における銅損も低減し、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を更に向上できる。
【００８３】
＜第４の実施の形態＞
図１２に第４の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の構成、及び二次側の半波整流回路の構成は図６の回路と同様である。
この図１２の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側において、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向を同方向とし、また二次側において、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向を同方向としたものである。
【００８４】
即ち一次側においては、外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続され、巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。
内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、インダクタＬC1を介して外側巻線Ｎ1Aの巻始め端と接続され、共振電流検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。そして内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端がスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続される。このように外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向は同方向とされている。
【００８５】
また二次側においては、外側巻線Ｎ2Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はダイオードＤ01のアノード側に接続される。また外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端は二次側アースと接続されており、内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して二次側アースと接続される。
つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向は同方向とされている。
【００８６】
従ってこの場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては図１３，図１４に示すように、一次側巻線及び二次側巻線について、それぞれ外側巻線Ｎ1A、Ｎ2Aと内側巻線Ｎ1B、Ｎ2Bの間に、絶縁のための層間テープＴＰを施すことが必要となる。
この図１２の第４の実施の形態によっても、上記第３の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００８７】
＜第５の実施の形態＞
第５の実施の形態のスイッチング電源回路を図１５に示す。
この第５の実施の形態は、一次側が二石構成の自励式による電流共振形コンバータであって部分電圧共振回路を備え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路である。
【００８８】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【００８９】
この図に示す一次側の自励式による電流共振形コンバータとしては、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選定されている。
これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ハーフブリッジ結合方式によって接続されている。つまり、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、整流平滑電圧Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉの正極端子）と接続される。スイッチング素子Ｑ1のエミッタは、スイッチング素子Ｑ2のコレクタと接続され、スイッチング素子Ｑ2のエミッタは一次側アースに対して接続される。
【００９０】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。ここで、共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1の直列接続は、共振用コンデンサＣB1のキャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスによって直列共振回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波数によってスイッチング周波数が決定される。また、ベース電流制限抵抗ＲB1は、自励発振駆動回路からスイッチング素子Ｑ1のベースに流すべき駆動信号としてのベース電流レベルを調整する。
【００９１】
また、スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続される。
【００９２】
同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が接続される。
【００９３】
また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及びインダクタＬ1Cを含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分（Ｌ1A、Ｌ1B、Ｌ1C）によって並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００９４】
ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために設けられる。
このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起される巻方向によって巻装されている。
【００９５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００９６】
また、図示するように一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）の他端は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及びインダクタＬ1Cを含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分（Ｌ1A、Ｌ1B、Ｌ1C）により、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。
【００９７】
この電源回路のスイッチング動作としては、例えば次のようになる。
先ず商用交流電源ＡＣが投入されると、例えば起動抵抗Ｒｓ1，Ｒｓ2を介してスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のベースに起動のためのベース電流が供給されることになる。ここで、例えばドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1，ＮB2には、互いに逆極性の電圧が励起されることになるので、スイッチング素子Ｑ1が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そして、これら駆動巻線ＮB1，ＮB2に励起された交番電圧を源として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各自励発振駆動回路が、共振動作による自励発振動作を行う。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオン／オフするように制御される。つまりスイッチング動作を行うことになる。
そして例えばスイッチング素子Ｑ1がオンとなったときには、そのスイッチング出力として、共振電流検出巻線ＮAを介して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び直列共振コンデンサＣ1に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍で、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ2を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ＺＶＳ及びＺＣＳにより、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が継続される。また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオン／オフ動作に伴い、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時の短期間においては、部分共振コンデンサＣｐに電流が流れる。つまり、部分電圧共振動作が得られる。
【００９８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２，Ｎ３を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２、Ｎ３とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成される。
そして一次側の巻線としては、ボビンの外側に巻回されることになる外側巻線Ｎ1Aと、ボビンの内側に巻回されることになる内側巻線Ｎ1Bに分割されており、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻数は同数とされる。また、内側巻線には、インダクタＬ1Cが直列接続される。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例については後述するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介してスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点）と接続されている。
また外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振コンデンサＣ１に接続されている。
つまり、内側巻線Ｎ1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が同方向同軸捲きとされているものとなる。
【００９９】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、二次側部分電圧共振コンデンサＣ20が並列に接続される。例えば、この二次側部分電圧共振コンデンサＣ20としては、フィルムコンデンサが採用される。そして、この二次側部分電圧共振コンデンサＣ20のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによっては、二次側部分電圧共振回路が形成される。
このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されることによっては、二次側にて部分共振（電圧共振）動作が得られることになる。
つまり、図１に示す電源回路は、一次側では電流共振動作及び部分電圧共振動作が得られると共に、二次側においても部分電圧共振動作が得られる複合共振形コンバータとして構成されていることになる。
【０１００】
上記二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接続されることで全波整流回路が形成される。この全波整流回路の全波整流動作によって、平滑コンデンサＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようになっている。
この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示しない負荷に対して供給される。さらに、この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示するように制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【０１０１】
また二次側においては、さらに二次巻線Ｎ３が巻装される。この二次巻線Ｎ３はセンタータップ点が二次側アースに接続されると共に、一端はダイオードＤ01のアノードに接続され、他端はダイオードＤ02のアノードに接続される。
そしてダイオードＤ01、Ｄ02のカソードは平滑コンデンサＣ02の正極側に接続され、これによって量は整流平滑回路が形成されて、例えば低電圧の直流出力電圧Ｅ02を得るようにしている。
【０１０２】
制御回路１は二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じ、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB1、ＮB2のインダクタンスＬB1、ＬB2を可変制御する。これにより、駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。また駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ２のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。
これによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変され、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【０１０３】
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、例えば上述した図７又は図８に断面図として示した構造、即ち一対のＥ型コア又は一対のＵ型コアを有した構造とされる。
上述したように例えばフェライト材による一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２又は一対のＵ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２においては各中央磁脚が対向する面にギャップは形成されない。
そして本実施の形態では、一対のＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２により形成されるＥＥ形コア、又は一対のＵ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２により形成されるＵＵ形コアに対して一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）及び二次巻線Ｎ２を巻装するために、一次／二次分割ボビンＢが用いられ、一次側においては、まず内側巻線Ｎ1Bが巻装され、その外周側に上述のように同方向同軸捲きにより外側巻線Ｎ1Aが巻装された構成となる。
また、この場合、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bは巻方向が同方向であるため、上記第２の実施の形態で述べた場合と同様に、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの間には絶縁のための層間テープＴＰが施されるものとなる。
なお、図７，図８には示されていないが、この場合、二次側には二次巻線Ｎ３も巻装されることになる。
【０１０４】
そして絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、ギャップをゼロとすることで、一次巻線（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。
ところで、例えば図２７，図２８のような先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすることで磁気飽和を抑制していた。一方、本例においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップゼロとし、密結合としている。
先行技術のように絶縁コンバータトランスに１ｍｍのギャップを設ける場合、例えば直流出力電圧Ｅ01＝１３５Ｖを得るためには、二次巻線Ｎ２＝４５Ｔであり、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧は３Ｖ／Ｔであったが、本例のギャップゼロとした場合、フェライト磁心の磁束密度が上昇するため、二次巻線Ｎ２＝５５Ｔとして、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧を２．４５Ｖ／Ｔに低下させ、フェライト磁心の磁束密度を先行技術の場合と同等とすることで磁気飽和を抑制する。
【０１０５】
また例えば先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすることで、中間負荷時における異常発振を抑止していたものであるが、これに対して、本実施の形態の電源回路では、二次側に備えられる部分電圧共振回路の共振動作によって、中間負荷時に異常発振が生じないようにしている。
このようにすることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴを密結合の状態となるように構成しても、電源回路の動作上での問題は生じないことになる。
【０１０６】
また、一次側巻線としての外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bについては、巻数は同等であるが、内側に巻装される内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Bは、外側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1Aより少なくなる。
そして一次電流Ｉ１は、外側巻線Ｎ1Aに流れる電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bに流れる電流Ｉ1Bに分流するが、上記漏洩インダクタンスＮ1A、Ｎ1Bの差により、そのままでは、Ｉ1B＞Ｉ1Aとなってしまう。
そこで、内側巻線Ｎ1Bに対して直列にインダクタＬ1Cを接続し、内側巻線Ｎ1B側のインダクタンス（Ｌ1B、Ｌ1C）を、外側巻線Ｎ1A側のインダクタンス（Ｌ1A）と同等となるようにし、これによって電流Ｉ1B＝電流Ｉ1Aとしている。
【０１０７】
図１６に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗの際の各部の動作波形を示す。
また図１７に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１２５Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。なお、図１７において実線は本例の図１５の回路の場合の特性であり、破線は比較のために付記した図２８の先行技術例の特性である。
さらに図１８は、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時の交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。
各部は次のように選定される。
一次巻線の外側巻線Ｎ1A＝２７Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線
一次巻線の内側巻線Ｎ1B＝２７Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線
二次巻線Ｎ2＝５５Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線
ギャップゼロ、結合係数ｋ＝０．９４
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．１８μＦ
一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝６８００ｐＦ
二次側部分電圧共振コンデンサＣ20＝２２００ｐＦ
外側巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンスＬ1A＝６４μＨ
内側巻線Ｎ1Bの漏洩インダクタンスＬ1B＝６０μＨ
インダクタＬ1C＝４．７μＨ
【０１０８】
なお、比較のために図１７に点線で示した特性となった先行技術としての図２８の回路の定数を示すと次の通りである。
一次巻線Ｎ１＝２７Ｔ：６０μｍ／１８０束のリッツ線
二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ：６０μｍ／１３０束のリッツ線
ギャップ＝１．４ｍｍ、結合係数ｋ＝０．７５
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．１５μＦ
一次側部分電圧共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
【０１０９】
図１６において、スイッチング素子Ｑ2の動作はコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2、スイッチング電流ＩQ2により示される。
スイッチング素子Ｑ2は、期間ＴONにおいてオンとなり、期間ＴOFFにおいてオフとなるようにスイッチング動作を行う。そして、スイッチング素子Ｑ2に流れる電流ＩQ2は、図示するようにして、期間ＴOFFにおいては０レベルで、期間ＴONにおいては、先ず、開始時においてダンパーダイオードＤD2からスイッチング素子Ｑ2のベース→コレクタを介して負極正方向にダンパー電流が流れ、この後、コレクタ−エミッタを介して流れる波形となる。
【０１１０】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、期間ＴOFFにおいては整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のレベルでクランプされたパルスとなり、期間ＴONにおいては、０レベルとなる波形が得られる。
なお、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2に対して交互にオン／オフするタイミングでスイッチングしている。従って、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング電流及びコレクタ−エミッタ間電圧としては、上記スイッチング電流ＩQ2及びコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2と同じ波形形状とされたうえで、ほぼ１８０°移相されたものとなる。
【０１１１】
そして、この図においては一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）にスイッチング出力として流れる一次巻線電流Ｉ1が示されている。この一次巻線電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作に応じて、一次側直列共振回路（Ｃ1−（Ｎ1A、Ｎ1B））の直列共振回路の共振動作によって得られる共振電流である。
そして、この一次巻線電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1がオフでスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング電流ＩQ2としてスイッチング素子Ｑ2に流れることになる。また、スイッチング素子Ｑ2がオフでスイッチング素子Ｑ12がオンとなる期間ＴOFFにおいては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング電流としてスイッチング素子Ｑ1に流れることになる。
この一次巻線電流Ｉ1は、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bに分流する。即ち図示するように外側巻線Ｎ1Aへの電流Ｉ1Aと内側巻線Ｎ1Bへの電流Ｉ1Bに分流する。
Ｉ1A＝Ｉ1B＝Ｉ１／２となる。
【０１１２】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の動作は、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2と二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2によって示される。この場合、二次巻線Ｎ2には、図示するようにして一次巻線電流Ｉ1と同じ極性の交番電流として電流Ｉ２が流れる。また、二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2は、ブリッジ整流回路ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通するのに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされた波形となる。
【０１１３】
また、小容量の二次側部分電圧共振コンデンサＣ20に流れる共振電流ＩC3も示しているが、この共振電流ＩC3は、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードがターンオン、ターンオフするタイミングで流れており、これにより二次側で部分電圧共振動作を得ているものである。そして、この共振電流ＩC3が流れる期間に対応しては、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧（Ｖ2）が反転することになるが、この反転時において、波形形状に傾斜が与えられていることが示される。
【０１１４】
そして図１７に示されるようにＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は向上される。例えば負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時にはＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）は、先行技術例の８９．８％から９２．５５％に２．７５％向上した。この場合、交流入力電力は４．１Ｗ低減できる。
【０１１５】
即ち本例によれば、一次側が電流共振形コンバータであって部分電圧共振回路を備え、二次側に部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとし、さらに絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップをゼロとし、一次側巻線を外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bに分割して一次電流Ｉ１を電流Ｉ1Aと電流Ｉ1Bに分流させる構成により、９２％以上のＡＣ／ＤＣ電力変換効率を実現でき、交流入力電力を低減できる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップをゼロとすることと、一次電流Ｉ１を電流Ｉ1Aと電流Ｉ1Bに分流させることでＡＣ／ＤＣ電力変換効率が向上する理由は、第１の実施の形態の説明で述べたとおりである。
【０１１６】
また、本例の場合、一次側直列共振電流としては実際には先行技術の８．２Ａ(P-P)から５．８Ａ(P-P)に低減することになり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発熱が低下することから、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対する放熱板が不要となるなど、回路構成上、有利なものとなる。
さらに第１の実施の形態においても説明したが、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてギャップを形成しないため、製造にあたりギャップを形成するための工程は不要となるので、それだけ製造工程が簡略化され、コストダウンを図ることが可能になる。また、密結合とされることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束も低減されるので、例えば銅板によるショートリングを絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻回して施す必要もなくなる。この点でも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造工程が簡略化され、また、コストダウンが促進されることになる。
さらに、ギャップが無くなったことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題も解消され、それだけ信頼性が向上することにもなる。
【０１１７】
＜第６の実施の形態＞
図１９に第６の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側及び二次側の基本的な構成は図１５の回路と同様であり、同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
この図１９の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向が図１５と異なるものとなっている。
【０１１８】
この場合、外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介してスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点）と接続されている。
また外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振コンデンサＣ１に接続されている。
つまり、内側巻線Ｎ1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、この場合、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆方向の逆転捲きとされているものとなる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造は図２又は図３に示すようになり、コアにはギャップは形成されない。
【０１１９】
上述した図１５の回路の場合は、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bが巻方向が同方向されたことにより、絶縁のための層間テープを必要としていたが、この図１９の場合は、逆転捲きであることから図２又は図３に示すように、絶縁のための層間テープＴＰは不要となる。この理由は第１の実施の形態において説明したとおりである。
なお、図２，図３には示されていないが、この場合、二次側には二次巻線Ｎ３も巻装されることになる。
この図１９の第６の実施の形態によっても、上記第５の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１２０】
＜第７の実施の形態＞
図２０に第７の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の基本的な構成、及び二次側の構成は図１５の回路と同様である。
この場合は、図１５における直列共振コンデンサＣ１に相当するコンデンサとして、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bが設けられる。
【０１２１】
直列共振コンデンサＣ1Aは外側巻線Ｎ1Aに対して直列に接続され、また直列共振コンデンサＣ1Bは内側巻線Ｎ1Bに対して直列に接続される。
即ちこの場合、直列共振コンデンサＣ1Aと外側巻線Ｎ1Aによる直列回路と、直列共振コンデンサＣ1Bと内側巻線Ｎ1Bによる直列回路とが、並列に接続されるものとなる。
図１５の場合に接続されたインダクタＬ1Cは設けられない。
【０１２２】
この場合、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bの各静電容量値は、外側巻線Ｎ1Aに流れる直列共振電流Ｉ1Aと、内側巻線Ｎ1Bに流れる直列共振電流Ｉ1Bとが等しくなるように選定すればよい。
上述したように図１５の場合にインダクタＬ1Cが設けられるのは、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bでの漏洩インダクタンスの差を解消して、電流Ｉ1A＝電流Ｉ1Bとするためである。この図２０の場合は、直列共振コンデンサＣ1A、Ｃ1Bの各静電容量値によって電流Ｉ1A＝電流Ｉ1Bとする。
この図２０の第７の実施の形態によっても、上記図１５の第５の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１２３】
＜第８の実施の形態＞
図２１に第８の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の構成、及び二次側の共振コンデンサＣ20及びブリッジ整流ダイオードＤBRによる全波整流回路の構成は図１５の回路と同様である。
【０１２４】
この例では、二次側においても二次巻線を外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割している。
即ち絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上述した図１３，図１４のような構造となり、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）及び二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）を巻装し、一次巻線（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線（Ｎ2A、Ｎ2B）とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成される。
【０１２５】
一次側の外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1B（及びインダクタＬ1C）の構成は図１５と同様である。
二次側の巻線としては、図１３，図１４にも示すように、ボビンＢの外側に巻回されることになる外側巻線Ｎ2Aと、ボビンの内側に巻回されることになる内側巻線Ｎ2Bに分割され、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻数は同数とされる。
【０１２６】
そして二次側においては、外側巻線Ｎ2Aの巻始め端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はブリッジ整流ダイオードＤBRの正極側に接続される。また外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端はブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側に接続され、内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端は、インダクタＬ2Cを介してブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側と接続される。
つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向は同方向とされている。
【０１２７】
インダクタＬ2Cは、一次側におけるインダクタＬ1Cと同様の目的で設けられるものである。即ち内側巻線Ｎ2Bの漏洩インダクタンスＬ2Bが、外側巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンスＬ2Aより少ないことに対応して、これを同等とするためのものであり、内側巻線Ｎ2BとインダクタＬ2Cの直列回路が外側巻線Ｎ2Aと並列接続されることで、内側巻線Ｎ2B側のインダクタンス（Ｌ2B、Ｌ2C）を、外側巻線Ｎ2A側のインダクタンス（Ｌ2A）と同等となるようにし、これによって二次電流Ｉ2B＝電流Ｉ2Aとするものである。
【０１２８】
この構成の場合、上記のように外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向は同方向である。また一次側における外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bも同方向である。このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては図１３，図１４に示すように、一次側巻線及び二次側巻線について、それぞれ外側巻線Ｎ1A、Ｎ2Aと内側巻線Ｎ1B、Ｎ2Bの間に、絶縁のための層間テープＴＰを施すことが必要となる。
【０１２９】
このように二次側の巻線についても外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bに分割し、二次電流Ｉ２を電流Ｉ2A、Ｉ2Bに分流させるようにする（Ｉ2A＝Ｉ2B＝Ｉ２／２）ことで、二次側巻線における銅損も低減し、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を更に向上できる。
【０１３０】
＜第９の実施の形態＞
図２２に第９の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。なお、一次側の基本的な構成、及び二次側の共振コンデンサＣ20及びブリッジ整流ダイオードＤBRによる全波整流回路の構成は図２１と同様である。
この図２２の回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側においては、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの巻方向を逆方向とし、また二次側において、外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向を逆方向としたものである。
【０１３１】
即ち一次側においては、外側巻線Ｎ1Aの巻終わり端、及び内側巻線Ｎ1Bの巻始め端は、共振電流検出巻線ＮAの直列接続を介してスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点）と接続される。また外側巻線Ｎ1Aの巻始め端は共振コンデンサＣ１に接続され、内側巻線Ｎ1Bの巻終わり端は、インダクタＬ1Cを介して共振コンデンサＣ１に接続されている。つまり、内側巻線Ｎ1BとインダクタＬ1Cの直列回路が、外側巻線Ｎ1Aに対して並列接続されて一次巻線が形成されるとともに、内側巻線Ｎ1Bと外側巻線Ｎ1Aは、巻方向が逆方向の逆転捲きとされているものとなる。
【０１３２】
二次側の巻線としては、外側巻線Ｎ2Aの巻終わり端、及び内側巻線Ｎ2Bの巻始め端はブリッジ整流ダイオードＤBRの正極側に接続される。また外側巻線Ｎ2Aの巻始め端はブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側に接続され、内側巻線Ｎ2Bの巻終わり端は、インダクタＬ2Cを介してブリッジ整流ダイオードＤBRの負極側と接続される。つまり外側巻線Ｎ2Aと内側巻線Ｎ2Bの巻方向も逆方向とされている。
【０１３３】
従って、外側巻線Ｎ1Aと内側巻線Ｎ1Bの間、及び内側巻線Ｎ2Bと外側巻線Ｎ2Aの間に絶縁のための層間テープを施すことは不要で、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造は図１０，図１１に示すようになる。
この第９の実施の形態によっても、上記第８の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１３４】
以上、各種実施の形態を説明してきたが、本発明としてのスイッチング電源回路としては、上記各実施の形態としての構成に限定されるものではなく、例えば、要部の部品素子の定数などは適宜、各種条件に応じて適切な値に変更されればよい。
また、例えば一次側スイッチングコンバータに用いられるスイッチング素子としては、各回路図に示したバイポーラトランジスタのほか、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが採用されて構わない。
また、各実施の形態ではスイッチング素子Ｑ１（又はＱ１，Ｑ２）に対して自励発振回路を設けたが、例えばスイッチング素子Ｑ１（又はＱ１，Ｑ２）をＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴで形成する場合、これに対して他励発振回路によってスイッチング動作させる構成としてもよい。
【０１３５】
【発明の効果】
以上説明から理解されるように、本発明では次の効果が得られる。
請求項１〜請求項８の発明によれば、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路において、二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とし、さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。これにより、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）を向上させることができ、入力電力を低減して省電力化を図ることができる。
さらに、一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、インダクタンス値を同等とした内側巻線と外側巻線による構成とし、一次側巻線に流れる電流、又は一次側巻線と二次側巻線の両方についての電流を分流させている。これによりＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）をさらに向上でき、特に負荷電力が２００Ｗ以上の重負荷時にも電力変換効率を向上させることができる。例えば入力倍電圧整流回路を備えるようにした回路と同等以上の電力変換効率を、入力全波整流回路の構成において実現できる。従って、平滑コンデンサは１つでよく、またスイッチング素子の耐圧も８００Ｖ程度でよいものとなるため、回路構成上、有利となり、回路規模の小型化、軽量化、低コスト化を実現できる。また二次側が半波整流回路であることも、ブリッジ整流ダイオードを備えるようにする回路に比べて回路規模の小型化、軽量化、低コスト化に有利である。
【０１３６】
請求項９〜請求項１８の発明によれば、一次側が二石構成の電流共振形コンバータで部分電圧共振回路を備え、二次側にも部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路が形成され、二次側に部分電圧共振回路を備えたことにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とし、さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。
さらに、一次側巻線、又は一次側巻線と二次側巻線の両方を、インダクタンス値を同等（直列共振電流が同等）とした内側巻線と外側巻線による構成とし、一次側巻線に流れる電流、又は一次側巻線と二次側巻線の両方についての電流を分流させている。
これにより一次側が入力全波整流方式の電流共振形コンバータとしての回路構成において、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）を向上させることができ、入力電力を低減して省電力化を図ることができる。
また一次側直列共振電流が低減され、ハーフブリッジ接続された各スイッチング素子の発熱が低減するため、これらに対する放熱板が不要になるという利点もある。
【０１３７】
また請求項１〜請求項１８に係る発明では、絶縁コンバータトランスにおいてギャップを形成しないことで、ギャップ形成のためのコアの研磨工程は省略されることになる。これにより、例えば製造工程が簡略化され、また、絶縁コンバータトランスを製造するコストも低減することができる。
さらに、上記のように絶縁コンバータトランスに巻装された一次側巻線と二次側巻線とが密結合となることによっては、絶縁コンバータトランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁コンバータトランスにショートリングを施す必要もないこととなる。そして、この点でも、コストダウンが図られ、また、回路の小型軽量化が促進されるものである。
また、絶縁コンバータトランスのギャップ近傍における局部的温度上昇は発生しないことになるために、それだけ電源回路としても信頼性が向上することになる。
また絶縁コンバータトランスのギャップがゼロであることで、一対のＥ型フェライト磁心や、一対のＵ型フェライト磁心による構成が可能であり、フェライト磁心の選定の自由度が増すため設計に有利である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２】第１、第６の実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図３】第１，第６の実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図４】第１の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図７】第２、第５、第７の実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図８】第２、第５、第７の実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図９】本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１０】第３、第９の実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１１】第２，第９の実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１２】本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１３】第４、第８の実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１４】第４，第８の実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図１５】本発明の第５の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図１６】第５の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図１７】第５の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図１８】第５の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図１９】本発明の第６の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２０】本発明の第７の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２１】本発明の第８の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２２】本発明の第９の実施の形態のスイッチング電源回路の回路図である。
【図２３】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２４】先行技術としての電源回路に採用される絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図２５】先行技術の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【図２６】先行技術の電源回路の動作を示す波形図である。
【図２７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２８】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図２９】先行技術の電源回路の動作を示す波形図である。
【図３０】先行技術の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の特性の説明図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｎ1A，Ｎ2A 外側巻線、Ｎ1B，Ｎ2B 内側巻線 Ｎ2 二次巻線、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ２ 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｐ 一次側部分電圧共振コンデンサ、Ｃ20二次側部分電圧共振コンデンサ
Claims (6)
- 交流入力に対して全波整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、
上記直流入力電圧を断続するスイッチング素子を備えて成るスイッチング手段と、
磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されている絶縁コンバータトランスと、
上記内側巻線側のインダクタンス値を上記外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記内側巻線に直列であり、かつ上記外側巻線に並列に接続されたインダクタンスと、
上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線と一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して、二次側共振コンデンサを接続することで形成される二次側共振回路と、
上記二次側共振回路に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、
自励発振回路又は他励発振回路により形成され、その発振出力により上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記直流出力電圧のレベルに応じて上記自励発振回路又は上記他励発振回路による発振周波数を制御し、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御することで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と、
を備え、
上記二次側巻線は、
巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されるとともに、
上記二次側巻線における内側巻線側のインダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記二次側巻線における内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻線における外側巻線に並列に接続されたインダクタンスを具備するスイッチング電源回路。 - 上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、
巻方向が逆の逆転捲きとされることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、
巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 交流入力に対して全波整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、
ハーフブリッジ接続されたスイッチング素子を備えて成り、上記直流入力電圧を断続するスイッチング動作を行うスイッチング手段と、
磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次側巻線及び二次側巻線を巻装し、上記一次側巻線と二次側巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次側巻線に対して伝送するとともに、上記一次側巻線は、巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されている絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次側巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次側巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
を備え、
上記二次側巻線は、
巻数が同数の内側巻線と外側巻線に分離されるとともに、
上記二次側巻線における内側巻線側のインダクタンス値を上記二次側巻線における外側巻線側のインダクタンス値と同等とするために、上記二次側巻線における内側巻線に直列であり、かつ上記二次側巻線における外側巻線に並列に接続されたインダクタンスを具備するスイッチング電源回路。 - 上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、
巻方向が逆の逆転捲きとされることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。 - 上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線は、
巻方向が同方向とされるとともに、上記二次側巻線の内側巻線と外側巻線との間に絶縁材が施されることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路。
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