JP4197812B2

JP4197812B2 - Code information reader

Info

Publication number: JP4197812B2
Application number: JP30556199A
Authority: JP
Inventors: 公成田宮; 弘志青木
Original assignee: Olympus Corp
Current assignee: Olympus Corp
Priority date: 1999-10-27
Filing date: 1999-10-27
Publication date: 2008-12-17
Anticipated expiration: 2019-10-27
Also published as: JP2001126020A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バーコード等の反射率の異なる符号で表記した情報を読み取る符号情報読取装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の符号情報読取装置１００は、図１０に示すように、バーコード等の符号２００のデータ方向にレーザビーム光を走査する光源ならびにビーム走査手段１０１と、上記符号２００からの反射光を受光して、その受光量に応じた光電流を出力するフォトセンサ１０２と、該フォトセンサ１０２からの光電流を受けてアナログ信号処理を行う、ＩＶ変換手段１０３、帯域通過フィルタ１０４、及び変化点検出手段１０５で構成されるアナログ信号処理回路１０６と、復号手段１０７で構成されるディジタル信号処理回路１０８とで実現されている。
【０００３】
ここで、図１０とあわせて、符号２００としてのバーコードの読み取り時の各信号をまとめた図１１を用いて、この符号情報読取装置１００の動作を説明する。
【０００４】
即ち、上記フォトセンサ１０２に入射した光により生じる光電流ＩＩＮは、上記ＩＶ変換手段１０３により電圧Ｖ１に変換される。この電圧Ｖ１は、符号（黒／白）２００の境界を示す信号であり、例えば、この信号の高い側を黒、低い側を白と認識し、符号２００が読み取られる。
【０００５】
上記帯域通過フィルタ１０４は、電圧Ｖ１の中からバーコードの読み出しに必要な成分だけを抜き出す。この帯域通過フィルタ１０４の出力電圧Ｖ２は、上記電圧Ｖ１が下がる時に負に、Ｖ１が上がる時に正に、それ以外の時にはＧＮＤレベルとなる。
【０００６】
上記変化点検出手段１０５は、上記電圧Ｖ２の上の最高点でＨＩＧＨ→ＬＯＷに、また、下の最高点でＬＯＷ→ＨＩＧＨとなるディジタル信号Ｖ３を生成する。
【０００７】
上記復号手段１０７は、上記変化点検出手段１０５からの入力信号Ｖ３をディジタル的に処理して読み出す符号の情報を抽出するものである。
【０００８】
なお、上記光源ならびにビーム走査手段１０１から照射されるレーザビーム光のスポット径とバーの幅との関係は、次のようになっている。
【０００９】
即ち、符号（黒）の最小幅をｄｍｉｎ、汚れの幅ｄｕｎとすると、それらの幅に対するレーザビーム光のスポット径φは、次のような式１の関係とする。
【００１０】
dmin＞φ＞dun 式１
この設定により、上記ＩＶ変換手段１０３の出力電圧Ｖ１は、バーコードの部分で一定に、汚れの部分で前者に比べ小さくなる。符号部の振幅は汚れなどの振幅に対して大きくなり、前者だけを扱い符号の読み出しが実現される。
【００１１】
また、上記帯域通過フィルタ１０４の周波数特性は、次のようなものである。即ち、上記光源ならびにビーム走査手段１０１によるレーザビーム光の走査速度がｖで、レーザビーム光のスポット径がφの時、上記ＩＶ変換手段１０３の出力Ｖ１に含まれる周波数成分は、次の式２で示される。
【００１２】
【数１】

【００１３】
この周波数に対して、上記レーザビーム光のスポット径とバーの幅の関係でも説明したように、汚れを読み出した部分の周波数ｆｕｎは高い。この関係があるため、帯域通過フィルタ１０４の周波数特性を、図１２の（Ａ）に示すよう設定すると、上記帯域通過フィルタ１０４の出力電圧Ｖ２の符号成分と汚れ成分の比が、該帯域通過フィルタ１０４の入力電圧Ｖ１の符号成分と汚れ成分の比に対して大きくなる。
【００１４】
なお、先に帯域通過フィルタ１０４の出力電圧Ｖ２の振幅において、符号成分と汚れ成分に大きな差があると説明したが、読み出し成分は読み出し距離により変化し、遠くに位置する符号２００を読む場合には、符号２００と汚れが一様に読み取り限界まで小さくなり、符号２００と汚れの識別ができないこがある。このような動作を避けるため、帯域通過フィルタ１０４の利得Ａｄｉｆを調整可能とし、図１２の（Ｂ）に示すように、
Ｖ１が大きくなるとＡｄｉｆを下げる、
Ｖ１が小さくなるとＡｄｉｆを上げる、
という制御を行い、帯域通過フィルタ１０４の入力電圧Ｖ１の振幅に依らず出力電圧Ｖ２を一定にする自動利得制御が一般的に行われている。この技術は、例えば特開平４−２３０８９号公報に開示されている。
【００１５】
また、符号情報読み取りに適した変化点検手段１０５の一つとして、図１２の（Ｃ）に“変化点検出法１”として示す、上記帯域通過フィルタ１０４の出力電圧Ｖ２とこれに遅延ｄｔを加えた信号Ｖ４とをコンパレータなどで比較する方法がる。本方法は、特開昭５１−１５４２号公報に開示されている。もう一つの方法としては、同様に図１２の（Ｃ）に“変化点検出法２”として示す、帯域通過フィルタ１０４の出力電圧Ｖ２を別の帯域通過フィルタに加えその出力Ｖ５の変化点をコンパレータなどで検出する方法があり、同方法は、特公昭５３−２２０１１号公報に開示されている。
【００１６】
このような原理に基づいて動作している符号情報読取装置１００であるが、読み出し時間を短縮する事が要求されている。上記式２に示した走査速度ｖを高く設定すれば読み出しが速くなるが、これだけの対策では、信号処理で生じる誤差が大きくなる弊害がある。特開平８−２０２８０７号公報は、この問題を解決する方法として、レーザ走査速度に連動させフィルタの通過帯域等を調整する手段を開示している。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、読み取り時間を短縮するため上記式２に示した走査速度ｖを変える場合、単にフィルタの通過帯域を調整しただけでは、信号処理回路で生じる誤差が増える。大きく通過帯域が変わると、符号２００の読み取りが不可能になる問題がある。
【００１８】
ここで、変化点検出手段１０５の動作に起因する誤差について説明する。
【００１９】
図１２の（Ｃ）を用いて説明した“変化点検出法１”で異なる周波数の入力信号を扱う場合、周波数ｆｉｎに対して入出力間位相差が９０°となるよう遅延を設定すると、図１３に示すように、コンパレータで比較すべき二つの信号間の位相差が、
入力信号の周波数＜＜ｆｉｎ位相差０°（検出不能）
入力信号の周波数＜ｆｉｎ位相差０°〜９０°
入力信号の周波数＝ｆｉｎ位相差９０°
入力信号の周波数＞ｆｉｎ位相差９０°〜１８０°
入力信号の周波数＞＞ｆｉｎ位相差１８０°（検出不能）
となる。
【００２０】
つまり、変化点検出手段１０５で生成する遅延が一定の場合、該変化点検出手段１０５の特性は信号周波数により変わり、周波数が高い場合も低い場合も、設定周波数からずれるにつれて誤差が増加する。また、誤差が大きくなる範囲を超えた周波数では、変化点の検出ができない。
【００２１】
次に、自動利得制御の過渡特性で生じる誤差について説明する。
【００２２】
符号情報を読み取る際に、光源ならびにビーム走査手段１０１は、符号２００の幅より広い領域を走査するので、ＩＶ変換手段１０３ならびに帯域通過フィルタ１０４に加わる信号は、図１４に示すように、データ領域と非データ領域を繰返す。このような性質の信号に対して自動利得制御を行うと、符号２００の読み取出し開始直後に過渡遅れｔｄが現れる。光走査速度ｖが低い場合、信号の周波数ｆｉｎが低いため、この遅れｔｄとデータ領域の比が小さく無視できるが、この遅れｔｄの間、信号は過大増幅され歪みを含んでいるため、走査速度ｖが高い場合、自動利得制御を行うことにより読み取り品質が落ちる問題がある。
【００２３】
このように、読み取り速度を上げるため、光の走査速度ｖを上げるのに合わせてフィルタの通過帯域を調整しただけでは、信号の周波数が高くなると変化点検出手段１０５及び自動利得制御で誤差が生じる問題がある。換言すれば、通過帯域の調整だけでは、設定できる光走査速度つまり読み取り速度に上限があるという問題がある。
【００２４】
本発明は、上記の点に鑑みてなされたもので、読み取り品質を劣化させることなく高速に符号の読み取りを行い得る符号情報読取装置を提供することを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明による符号化情報読取装置は、反射率の異なる符号に対してビーム光を照射して走査し、その反射光の強弱を電気信号として検出するための、帯域通過フィルタ、利得制御アンプ、及び変化点検出回路で構成される信号処理手段と、
上記信号処理手段で処理している信号を検出制御するための周波数検出手段と、
上記信号処理手段の上記利得制御アンプの出力振幅を検出するための振幅検出手段と、
外部の情報を取り込むためのＩＦ手段と、
上記周波数検出手段並びに上記ＩＦ手段の出力により、上記振幅検出手段の出力電流と、上記信号処理手段の帯域通過フィルタの通過帯域と、上記変化点検出回路の信号伝達特性と、を連動制御するコントロール手段と、
を備え、符号で表記した情報を読み取る符号情報読取装置にあって、
上記周波数検出手段は、
上記帯域通過フィルタの入力端子に接続される第１入力手段と、
上記帯域通過フィルタの出力端子に接続される第２入力手段と、
上記第１入力手段と上記第２入力手段の位相差を検出する位相進み／遅れ出手段と、
上記第１入力手段および上記第２入力手段の互いに異なる一方にそれぞれ接続される第１振幅検出手段および第２振幅検出手段と、
上記第１振幅検出手段と上記第２振幅検出手段の差を求める引き算回路と、
上記引き算回路の出力を入力とし、上記位相進み／遅れ検出手段の出力により出力信号の極性を切り替える極性制御手段と、
上記極性制御手段の出力に基準電圧を加える足し算回路と、
を備え、
上記足し世回路の出力により上記帯域通過フィルタの信号周波数を検出することを特徴とする。
【００２６】
また、本発明による符号化情報読取装置は、反射率の異なる符号に対してビーム光を照射して走査し、その反射光の強弱を電気信号として検出するための、帯域通過フィルタ、利得制御アンプ、及び変化点検出回路で構成される信号処理手段と、
上記信号処理手段の上記利得制御アンプの出力振幅を検出するための振幅検出手段と、
外部の情報を取り込むためのＩＦ手段と、
上記ＩＦ手段の出力により、上記振幅検出手段の出力電流と、上記信号処理手段の帯域通過フィルタの通過帯域と、上記変化点検出回路の信号伝達特性と、を連動制御するコントロール手段と、
を備え、符号で表記した情報を読み取る符号情報読取装置にあって、
ＣＰＵが上記変化点検出回路の出力信号の最高周波数を検出し、これに基づき、上記ＩＦ手段への入力信号が決定されることを特徴とする。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００３０】
［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る符号情報読取装置の特徴部を抜き出して示すブロック構成図である。
【００３１】
即ち、本実施の形態に係る符号情報読取装置は、図示しない光源ならびにビーム走査手段と、図示しないフォトセンサと、図示しないＩＶ変換手段と、アナログ信号処理回路１０と、周波数検出回路１１と、振幅検出回路１２と、ＩＦ回路１３と、コントロール回路１４と、図示しないディジタル信号処理回路とで実現される。ここで、図示しない光源ならびにビーム走査手段、フォトセンサ、ＩＶ変換手段、及びディジタル信号処理回路は、従来の符号情報読取装置のそれらと同様のものであり、よって、それらの説明は省略する。
【００３２】
上記アナログ信号処理回路１０は、その制御端子に加わる信号により伝達特性が制御され、上記ＩＶ変換手段の出力電圧の中からバーコードの読み出しに必要な成分だけを抜き出す帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１５と、その利得制御端子に加える信号により利得が調整できるＧＣＡＭＰ段１６及び固定利得のＡＭＰ段１７により構成される利得制御アンプ１８と、その遅延制御端子に加える信号により遅延量が調整できる全通過フィルタ（ＡＰＦ）１９及び該ＡＰＦ１９の出力と上記利得制御アンプ１８の出力とを比較するコンパレータ２０により構成される変化点検出回路２１と、から構成されている。
【００３３】
また、上記周波数検出回路１１は、上記ＢＰＦ１５の入出力から信号の周波数を検出するものである。
【００３４】
上記振幅検出回路１２は、その制御端子に加わる信号により立ち上がり時間を調整し、検出した上記利得制御アンプ１８の出力振幅を、その利得制御アンプ１８の一構成ブロックであるＧＣＡＭＰ段１６の利得制御端子に加えることで、自動利得制御を実現する。
【００３５】
上記コントロール回路１４は、スイッチＳＷ２２と、二つの定電流源２３，２４、及びアナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）２５で構成される。このコントロール回路１４は、詳細は後述するようにして、外部の動作情報を取り込む上記ＩＦ回路１３もしくは上記周波数検出回路１１の出力により、上記振幅検出回路１２、ＢＰＦ１５、並びに上記変化点検出回路２１を構成するＡＰＦ１９の各制御端子に加える信号を調整する。
【００３６】
次に、各部の動作を詳細に説明する。
【００３７】
まず、利得制御アンプ１８について説明する。
【００３８】
利得制御端子に加えられる信号により利得が調整されるＧＣＡＭＰ段１６と固定利得のＡＭＰ段１７の直列接続で実現する利得制御アンプ１８において、それぞれの利得を、次の式３のように設定する。
【００３９】
Ａ（１７）＞＞Ａ（１６）式３
但し、Ａ（ｎ）は構成要素ｎの利得、以下説明は省略。
【００４０】
次に、上記ＢＰＦ１５について説明する。
【００４１】
上記利得制御アンプ１８の前段に接続されるＢＰＦ１５の利得を、式４のように設定すると、
Ａ（１５）≦Ａ（１６）式４
上記利得制御アンプ１８の出力電圧に対してＢＰＦ１５の入出力が１／Ａ（１７）以下となる。仮に、Ａ（１７）＝５０倍、利得制御アンプ１８の出力レベルが２Ｖｐｐだとすると、ＢＰＦ１５に加わる信号が４０ｍＶｐｐもしくはそれ以下となる。このように設定すると、ＢＰＦ１５を図２に示すｇｍＣフィルタとすることができる。なお、図２は、説明のため例示する１次低域通過型フィルタであるが、ＢＰＦ１５も同じ原理に基づき構成できる。
【００４２】
即ち、図２に示すｇｍＣフィルタは、トランジスタＱ１，Ｑ２及び引き算回路２６で構成される電圧電流変換回路２７と、容量Ｃｘ及びアンプ２８で構成される積分回路２９とから構成される。ここで、制御端子にトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタが接続され、この制御端子に流れる電流をＩｃｎｔ、トランジスタＱ２のベースをＧＮＤに接続した時にトランジスタＱ１のベースに加わる信号をＶｉｎ、引き算回路２６の出力をＩｘとすると、ＩｘとＶｉｎの関係は、次の式５で表される。
【００４３】
【数２】

【００４４】
式５に示す電流が積分容量Ｃｘに流れるので、積分回路２９の周波数特性は、次の式６で表せる。
【００４５】
【数３】

【００４６】
この式６は、図２に示すフィルタの通過周波数ｆｃが、その制御端子に流れる電流Ｉｃｎｔで調整できることを示している。
【００４７】
次に、上記変化点検出回路２１について説明する。
【００４８】
上記利得制御アンプ１８の出力を入力とし、その入力の変化点をディジタル信号として出力する変化点検出回路２１は、前述したように、入力に接続されるＡＰＦ１９と、そのＡＰＦ１９の出力と入力とを比較し、ディジタル信号を出力するコンパレータ２０とで構成される。上記ＡＰＦ１９は、図３に示すように、オペアンプＯＰ１，ＯＰ２、抵抗Ｒ１〜Ｒ５、容量Ｃ１〜Ｃ３、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３、及びＳＷ制御回路３０で構成されている。オペアンプＯＰ１と抵抗Ｒ１，Ｒ２ならびにスイッチＳＷ１〜ＳＷ３により選択される容量Ｃ１〜Ｃ３は低域通過型フィルタを構成し、その入力をＶｉｎ、出力をＶｘとすると、スイッチＳＷ１のみＯＮの場合、両電圧間に、次の式７に示す関係が成立する。
【００４９】
【数４】

【００５０】
また、オペアンプＯＰ２ならびに抵抗Ｒ３〜Ｒ５は加（減）算回路を構成し、抵抗Ｒ３を次の式８に示すよう設定し、ＳＷ制御回路３０が制御電圧（ディジタル信号なので離散値）ＣＮＴと抵抗Ｒ２に並列接続する容量Ｃｘとの間に以下のような式９の関係を成立させるものであると、上記式７は以下のような式１０に書き換えられる。
【００５１】
【数５】

【００５２】
上記式１０は、利得が周波数によらず一定で、次のような式１１に示す周波数の入力が加わった時、入／出力位相差が９０°となる全通過フィルタの特性を示している。
【００５３】
【数６】

【００５４】
次に、上記振幅検出回路１２について説明する。
【００５５】
上記利得制御アンプ１８の出力振幅を検出し、検出した振幅値を上記利得制御アンプ１８を構成するＧＣＡＭＰ段１６の利得制御端子に加えることで自動利得制御を実現する振幅検出回路１２は、図４の（Ａ）に示すように、吐き出し出力電流が制御端子に流れる電流Ｉｏｕｔで決まるコンパレータ３１と、定電流源Ｉｄｌと、容量Ｃｌとから構成される。即ち、コンパレータ３１の非反転入力端子を該振幅検出回路１２の入力端子に接続し、反転入力端子及び出力端子と上記定電流源Ｉｄｌ及び容量Ｃｌの一端とを該振幅検出回路１２の出力端子に接続して構成されている。ここで、吐き出し出力電流Ｉｏｕｔと上記定電流源Ｉｄｌの値Ｉｄｌとの間に、次の式１２の関係を成立させると、
Ｉｏｕｔ＞＞Ｉｄｌ式１２
出力電圧が、入力端子に加わる信号の振幅を示すＤＣ電圧となる。この振幅検出回路１２で、出力電圧が入力電圧の振幅を示すまでの遅れ時間ｔｄは、図４の（Ｂ）に示すように、次の式１３で表せる。
【００５６】
【数７】

【００５７】
次に、上記周波数検出回路１１について説明する。
【００５８】
図５の（Ａ）に示すＢＰＦ１５の伝達特性を利用して同ＢＰＦ１５に加わる信号の周波数を検出する周波数検出回路１１は、図５の（Ｂ）に示すように、ＢＰＦ１５の入力端子及び出力端子が接続される第１入力端子及び第２入力端子の位相差を検出する位相進み／遅れ検出回路３２と、第１入力端子及び第２入力端子に加わる信号それぞれの振幅を検出する第１及び第２振幅検出回路３３，３４と、上記第２振幅検出回路３４の出力から上記第１振幅検出回路３３の出力を減じる引き算回路３５と、この引き算回路３５の出力の極性を上記位相進み／遅れ検出回路３２の出力により切り替える極性制御回路３６と、この極性制御回路３６の出力と基準電圧源３７による基準電圧とを足し合わせる足し算回路３８とから構成されている。この周波数検出回路１１の出力は、図５の（Ｃ）に示すように、次の式１４で表される。
【００５９】
Ｖｄｅｔ＝ｍ＊ｆｉｎ式１４
但し、ｍは定数。
【００６０】
次に、上記コントロール回路１４及びＩＦ回路１３につき説明する。
【００６１】
上記コントロール回路は、前述したように、スイッチＳＷ２２、二つの定電流源２３，２４、及びＡＤＣ２５から構成されている。ここで、一方の定電流源２３は上記ＢＰＦ１５の制御端子に、他方の定電流源２４は上記振幅検出回路１２の制御端子に接続され、上記ＡＤＣ２５の出力は上記変化点検出回路２１を構成するＡＰＦ１９の制御端子に接続する。スイッチＳＷ２２は、一方の入力に上記周波数検出回路１１の出力を、もう一方の入力にＩＦ回路１３の出力を接続し、上記二つの定電流源２３，２４及びＡＤＣ２５を制御する信号を切り替える。
【００６２】
以上のような構成において、まず、コントロール回路１４を構成するスイッチＳＷ２２の入力を、上記ＩＦ回路１３に接続するようにした場合の動作は、以下のようになる。
【００６３】
即ち、このスイッチＳＷ２２の設定により、上記電流源２３，２４及びＡＤＣ２５を、上記ＩＦ回路１３に加わった走査速度信号によって制御することが可能となる。例えば、図示しないＣＰＵが上記変化点検出回路２１の出力を観測し、その最短のＨＩＧＨまたはＬＯＷ期間を測定し、これをもとにＩＦ回路１３に供給される走査速度信号を決定するようにすれば良い。この時、レーザビーム光の走査速度に最適な信号処理設定に制御することができる。
【００６４】
上記式２で示したように、この符号情報読取装置の信号処理周波数ｆｉｎは光走査速度ｖに比例し、この速度信号ｖによりコントロール回路１４が定電流源２３，２４並びにＡＤＣ２５の出力を、以下のような式１５乃至式１７に示すよう制御すると、
Ｉ（２３）＝ｎ１＊ｖ＝ｎ１＊２φ＊ｆｉｎ式１５
Ｉ（２４）＝ｎ２＊ｖ＝ｎ２＊２φ＊ｆｉｎ式１６
ＡＤＯ＝ｎ３＊ｖ＝ｎ３＊２φ＊ｆｉｎ式１７
但し、ｎ１，ｎ２，ｎ３は定数
上記式１５に示す電流がＢＰＦ１５の制御端子に流れ、上記式６でＩｃｎｔと記した電流と置き換えると、上記式６が次のような式１８に変形できる。
【００６５】
【数８】

【００６６】
また、上記式１６に示す電流は、上記振幅検出回路１２の制御端子に流れるので、上記振幅検出回路１２を構成するコンパレータ３１の出力電流Ｉｏｕｔに置き換えると、上記式１６は次の式１９に変形できる。
【００６７】
【数９】

【００６８】
さらに、上記ＡＤＣ２５の出力は、上記変化点検出回路２１を構成するＡＰＦ１９の制御端子に加わるので、上記式１７の出力ＡＤＯを上記式１１のＣＮＴと置き換えると、上記式１６は次のような式２０に書き換えられる。
【００６９】
【数１０】

【００７０】
上記式１８，式１９，及び式２０は、各定数の設定により、次のような特性が実現されることを示す。
【００７１】
即ち、（１）ＢＰＦ１５の通過中心周波数ｆｃが常に信号の周波数に等しくなる。
【００７２】
（２）過渡遅れ＝自動利得制御の過渡遅れがバーコードの読み取り速度が早ければ短くなる。
【００７３】
（３）変化点検出回路２１で位相が９０度遅れる周波数が光走査速度（信号の周波数）に比例する。
【００７４】
次に、上記コントロール回路１４を構成するスイッチＳＷ２２を、上記周波数検出回路１１側に接続するように設定した場合の動作を説明する。この設定により、電流源２３，２４及びＡＤＣ２５を、上記周波数検出回路１１の出力で制御することができる。
【００７５】
即ち、上記式１４で示した周波数検出回路１１の出力により、コントロール回路１４が、定電流源２３，２４並びにＡＤＣ２５の出力を制御する場合、前述した式１５乃至式１７と同様の式２０乃至式２２が得られる。
【００７６】
Ｉ（２３）＝ｎ１１＊ｍ＊ｆｉｎ式２１
Ｉ（２４）＝ｎ１２＊ｍ＊ｆｉｎ式２２
ＡＤＯ＝ｎ１３＊ｍ＊ｆｉｎ式２３
但し、ｎ１１，ｎ１２，ｎ１３は定数
以上のように、ＩＦ回路１３に走査速度信号を供給した場合と同様の効果が得られる。
【００７７】
また、上記のように周波数検出回路１１とＩＦ回路１３とが独立に動作することも可能であるが、複合して動作させることも可能である。
【００７８】
例えば、光学的走査を、レーザビーム光を反射する回転する多面体（ポリゴン）ミラーで得ている場合、走査開始直後の速度は安定せず、時間の経過に伴い所定値に安定する傾向にある。
【００７９】
このような装置においては、走査速度が安定するまでは、ＩＦ回路１３側からの制御に基づいて制御を行い、走査速度安定後は周波数検出回路１１側からの出力に基づき制御させることも可能である。
【００８０】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態を説明する。
【００８１】
図６は、その構成を示す図で、上記第１の実施の形態と同様のものについては、図１と同じ参照番号を付してある。
【００８２】
即ち、本第２の実施の形態においては、上記第１の実施の形態の構成において、上記ＢＰＦ１５の入出力から信号の周波数を検出する周波数検出回路１１と、コントロール回路１４中のスイッチＳＷ２２とを取り除き、ＩＦ回路１３の出力のみを二つの定電流源２３，２４及びＡＤＣ２５を制御する信号として直接供給するようにしたものである。
【００８３】
また、本実施の形態においては、変化点検出回路２１と走査動作検出回路５０の出力が、別に設けられたＣＰＵ５１に入力されている。ここで、上記ＣＰＵ５１は、上記変化点検出回路２１の出力を観測し、その変化点検出回路２１の出力の最短ＨＩＧＨまたはＬＯＷ期間の２倍を信号の最高周波数の周期と判断して、ＩＦ回路１３に所定の値を供給する。但し、このＣＰＵ５１は、走査動作検出回路５０の出力（走査動作）に同期して、ＩＦ回路１３への入力を変化させ、アナログ信号処理回路１０の特性を、符号信号の存在しない期間に、切り替える。上記の動作を、図７にタイミングチャートして記載する。
【００８４】
もちろん、上記ＣＰＵ５１は、上記変化点検出回路２１の出力に関係なく、走査動作開始前に、所定の値をＩＦ回路１３に供給することも可能である。このような構成にした場合、従来の符号情報読取装置のハードウェアの変更無しに、読み取り性能を所望の仕様に変更できるシステムが達成される。
【００８５】
［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態を説明する。
【００８６】
図８は、その構成を示す図で、上記第１の実施の形態と同様のものについては、図１と同じ参照番号を付してある。
【００８７】
即ち、本第３の実施の形態においては、上記第１の実施の形態の構成において、周波数検出回路１１及びＩＦ回路１３、並びにコントロール回路１４中のスイッチＳＷ２２を取り除き、走査動作検出回路５０の出力を二つの定電流源２３，２４及びＡＤＣ２５を制御する信号として供給することで、装置内部の走査に同期して、処理設定が自動的にトグルするようにしたものである。
【００８８】
上記の動作を、図９にタイミングチャートとして記載する。
【００８９】
即ち、本第３の実施の形態では、走査動作検出回路５０の出力に同期して、予め決められた電圧をコントロール回路１４に供給し、その走査動作毎に回路特性が変化する。
【００９０】
なお、本第３の実施の形態に関しては、単純化のため、１走査毎に回路特性を変更するように設定したが、走査開始以前にその設定を決定することも可能であり、また、複数走査毎に回路特性を変更させても同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００９１】
以上実施の形態に基づいて本発明を説明したが、本発明は上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形や応用が可能である。
【００９２】
ここで、本発明の要旨をまとめると、特許請求の範囲に記載したものに加えて、更に以下のような構成を含む。
【００９３】
（１）反射率の異なる符号で表記した情報を読み取る符号情報読取装置にあって、
前記符号に対してビーム光を照射して走査し、その反射光の強弱を電気信号として検出するための、帯域通過フィルタ、利得制御アンプ、及び変化点検出回路で構成される信号処理手段と、
前記信号処理手段の利得制御アンプの出力振幅を検出するための振幅検出手段と、
外部の情報を取り込むためのＩＦ手段と、
前記ＩＦ手段の出力により、前記振幅検出手段の出力電流と、前記信号処理手段の帯域通過フィルタの通過帯域と、前記変化点検出回路の信号伝達特性とを、連動制御するコントロール手段と、
を具備することを特徴とする符号情報読取装置。
【００９４】
（２）信号処理制御用回路（ＣＰＵ）が前記変化点検出回路の出力信号の最高周波数を検出し、これに基づき、前記ＩＦ手段への入力信号が決定されることを特徴とする（１）に記載の符号情報読取装置。
【００９５】
（３）前記最高周波数は、前記変化点検出回路の出力の最短のハイまたはロー期間で判断することを特徴とする（２）に記載の符号情報読取装置。
【００９６】
（４）前記ＩＦ回路手段への入力信号の変更は、当該符号情報読取装置の走査動作に同期して実施されることを特徴とする（１）に記載の符号情報読取装置。
【００９７】
（５）前記ＩＦ回路手段への入力信号の変更は、前記符号からの反射光信号の存在しない期間に実施されることを特徴とする（１）に記載の符号情報読取装置。
【００９８】
（６）反射率の異なる符号で表記した情報を読み取る符号情報読み取り装置にあって、
前記符号に対してビーム光を照射して走査し、その反射光の強弱を電気信号として検出するための、帯域通過フィルタ、利得制御アンプ、及び変化点検出回路で構成される信号処理手段と、
前記信号処理手段の利得制御アンプの出力振幅を検出するための振幅検出手段と、
前記振幅検出手段の出力出力電流と、前記信号処理手段の帯域通過フィルタの通過帯域と、前記変化点検出回路の信号伝達特性とを、走査に同期して連動制御するコントロール手段と、
を具備することを特徴とする符号情報読取装置。
【００９９】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、アナログ信号処理回路の構成要素である帯域通過フィルタの中心周波数、変化点検出回路を構成する遅延回路、及び自動利得制御の立ち上がり特性を連動して調整することにより、読み取り品質を劣化させずに、読み取り時間と一対一に対応する光走査速度を上げることが可能な符号情報読取装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る符号情報読取装置の特徴部を抜き出して示すブロック構成図である。
【図２】帯域通過フィルタとして利用可能なｇｍＣフィルタの構成を示す図である。
【図３】全通過フィルタの構成を示す図である。
【図４】（Ａ）は振幅検出回路の構成を示す図であり、（Ｂ）は振幅検出回路の過渡特性を示す図である。
【図５】（Ａ）は帯域通過フィルタの周波数特性を示す図、（Ｂ）は周波数検出回路の構成を示す図であり、（Ｃ）は周波数検出回路の出力特性を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係る符号情報読取装置の特徴部を抜き出して示すブロック構成図である。
【図７】第２の実施の形態の動作タイミングチャートである。
【図８】本発明の第３の実施の形態に係る符号情報読取装置の特徴部を抜き出して示すブロック構成図である。
【図９】第３の実施の形態の動作タイミングチャートである。
【図１０】従来の符号情報読取装置の構成を示す図である。
【図１１】バーコードの読み出し方法を説明するための図である。
【図１２】（Ａ）は帯域通過フィルタの周波数特性を示す図、（Ｂ）は自動利得制御の概念図であり、（Ｃ）は変化点検出方法を説明するための図である。
【図１３】入力周波数の変化に対する変化点検出回路の反応を示す図である。
【図１４】自動利得制御の過渡特性を説明するための図である。
【符号の説明】
１０アナログ信号処理回路
１１周波数検出回路
１２振幅検出回路
１３ＩＦ回路
１４コントロール回路
１５帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
１６ＧＣＡＭＰ段
１７ＡＭＰ段
１８利得制御アンプ
１９全通過フィルタ（ＡＰＦ）
２０コンパレータ
２１変化点検出回路
２２スイッチＳＷ
２３，２４定電流源
２５アナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）
５０走査動作検出回路
５１ＣＰＵ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a code information reading device that reads information represented by codes having different reflectivities such as barcodes.
[0002]
[Prior art]
As shown in FIG. 10, the conventional code information reading apparatus 100 receives a light source that scans a laser beam in the data direction of a code 200 such as a bar code and beam scanning means 101, and reflected light from the code 200. A photosensor 102 that outputs a photocurrent corresponding to the amount of received light, and an IV conversion means 103, a band-pass filter 104, and a change point detection means that receive the photocurrent from the photosensor 102 and perform analog signal processing. An analog signal processing circuit 106 constituted by 105 and a digital signal processing circuit 108 constituted by decoding means 107 are realized.
[0003]
Here, in conjunction with FIG. 10, the operation of the code information reading apparatus 100 will be described with reference to FIG. 11 in which signals at the time of reading a barcode as the code 200 are summarized.
[0004]
That is, the photocurrent IIN generated by the light incident on the photosensor 102 is converted into the voltage V1 by the IV conversion means 103. The voltage V1 is a signal indicating the boundary of the code (black / white) 200. For example, the high side of the signal is recognized as black and the low side is recognized as white, and the code 200 is read.
[0005]
The band pass filter 104 extracts only the components necessary for reading the barcode from the voltage V1. The output voltage V2 of the band pass filter 104 is negative when the voltage V1 decreases, positive when V1 increases, and is at the GND level otherwise.
[0006]
The change point detection means 105 generates a digital signal V3 that changes from HIGH to LOW at the highest point above the voltage V2, and from LOW to HIGH at the lowest highest point.
[0007]
The decoding means 107 extracts code information read out by digitally processing the input signal V3 from the change point detecting means 105.
[0008]
The relationship between the spot diameter of the laser beam emitted from the light source and the beam scanning means 101 and the width of the bar is as follows.
[0009]
That is, assuming that the minimum width of the code (black) is dmin and the dirt width dun, the spot diameter φ of the laser beam light with respect to these widths has the relationship of the following equation (1).
[0010]
dmin> φ> dun Equation 1
With this setting, the output voltage V1 of the IV conversion means 103 is constant at the barcode portion and smaller than the former at the dirty portion. The amplitude of the code part becomes larger than the amplitude of dirt and the like, and only the former is handled and the code is read out.
[0011]
The frequency characteristics of the band pass filter 104 are as follows. That is, when the scanning speed of the laser beam light by the light source and the beam scanning means 101 is v and the spot diameter of the laser beam light is φ, the frequency component contained in the output V1 of the IV converting means 103 is expressed by the following equation (2). Indicated by
[0012]
[Expression 1]

[0013]
With respect to this frequency, as explained in the relationship between the spot diameter of the laser beam and the width of the bar, the frequency fun of the portion where the dirt is read out is high. Because of this relationship, when the frequency characteristics of the bandpass filter 104 are set as shown in FIG. 12A, the ratio of the sign component and the dirt component of the output voltage V2 of the bandpass filter 104 is the bandpass filter. 104 increases with respect to the ratio of the sign component and the dirt component of the input voltage V1.
[0014]
Although it has been described that there is a large difference between the code component and the stain component in the amplitude of the output voltage V2 of the band-pass filter 104, the read component changes depending on the read distance, and when reading the code 200 located far away, The reference numeral 200 and the dirt are uniformly reduced to the reading limit, and the reference numeral 200 and the dirt cannot be distinguished. In order to avoid such an operation, the gain Adif of the band pass filter 104 can be adjusted, and as shown in FIG.
Decreasing Adif when V1 increases,
When V1 becomes smaller, increase Adif.
In general, automatic gain control is performed to make the output voltage V2 constant regardless of the amplitude of the input voltage V1 of the bandpass filter 104. This technique is disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 4-23089.
[0015]
As one of the change checking means 105 suitable for reading the code information, the output voltage V2 of the band pass filter 104 shown as “change point detection method 1” in FIG. 12C and a delay dt are added thereto. There is a method of comparing the received signal V4 with a comparator or the like. This method is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 51-1542. As another method, the output voltage V2 of the bandpass filter 104, which is also shown as “change point detection method 2” in FIG. 12C, is added to another bandpass filter, and the change point of the output V5 is compared with the comparator. For example, Japanese Patent Publication No. 53-22011 discloses this method.
[0016]
The code information reading apparatus 100 operating based on such a principle is required to shorten the reading time. If the scanning speed v shown in the above equation 2 is set high, the readout becomes faster. However, with such a countermeasure, there is a problem that an error generated in signal processing increases. Japanese Patent Laid-Open No. 8-202807 discloses means for adjusting the pass band of the filter in conjunction with the laser scanning speed as a method for solving this problem.
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the scanning speed v shown in the above equation 2 is changed in order to shorten the reading time, the error generated in the signal processing circuit increases simply by adjusting the pass band of the filter. If the pass band changes greatly, there is a problem that the code 200 cannot be read.
[0018]
Here, an error caused by the operation of the change point detection unit 105 will be described.
[0019]
When the input signal having a different frequency is handled by the “change point detection method 1” described with reference to FIG. 12C, if the delay is set so that the phase difference between input and output is 90 ° with respect to the frequency fin, As shown in FIG. 13, the phase difference between the two signals to be compared by the comparator is
Input signal frequency << fin Phase difference 0 ° (undetectable)
Input signal frequency <fin phase difference 0 ° to 90 °
Input signal frequency = fin phase difference 90 °
Input signal frequency> fin phase difference 90 ° to 180 °
Input signal frequency >> fin phase difference 180 ° (undetectable)
It becomes.
[0020]
That is, when the delay generated by the change point detection unit 105 is constant, the characteristics of the change point detection unit 105 vary depending on the signal frequency, and the error increases as the frequency deviates from the set frequency, whether the frequency is high or low. Further, the change point cannot be detected at a frequency exceeding the range where the error becomes large.
[0021]
Next, errors that occur in the transient characteristics of automatic gain control will be described.
[0022]
When reading the code information, the light source and the beam scanning unit 101 scan an area wider than the width of the code 200. Therefore, the signals applied to the IV conversion unit 103 and the band pass filter 104 are, as shown in FIG. Repeat the non-data area. When automatic gain control is performed on a signal having such a property, a transient delay td appears immediately after the start of reading the code 200. When the optical scanning speed v is low, since the signal frequency fin is low, the ratio of the delay td to the data area is small and can be ignored. However, during this delay td, the signal is over-amplified and includes distortion, so the scanning speed When v is high, there is a problem that reading quality is lowered by performing automatic gain control.
[0023]
As described above, in order to increase the reading speed, only by adjusting the pass band of the filter in accordance with the increase of the light scanning speed v, an error occurs in the change point detection means 105 and automatic gain control when the signal frequency increases. There's a problem. In other words, there is a problem that there is an upper limit to the optical scanning speed that can be set, that is, the reading speed, only by adjusting the passband.
[0024]
The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a code information reading apparatus capable of reading a code at high speed without degrading the reading quality.
[0025]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above object, the encoded information reader according to the present invention has different reflectivities.SignA signal processing means composed of a band pass filter, a gain control amplifier, and a change point detection circuit for irradiating and scanning the light beam and detecting the intensity of the reflected light as an electric signal;
  Frequency detection means for detecting and controlling the signal processed by the signal processing means;
  Amplitude detecting means for detecting the output amplitude of the gain control amplifier of the signal processing means;
  IF means for capturing external information;
  Control for controlling the output current of the amplitude detection means, the pass band of the band pass filter of the signal processing means, and the signal transfer characteristics of the change point detection circuit in accordance with the outputs of the frequency detection means and the IF means. Means,
  Be equippedIn a code information reading device that reads information represented by a code,
  The frequency detection means includes
    First input means connected to the input terminal of the bandpass filter;
    Second input means connected to the output terminal of the bandpass filter;
    Phase advance / delay means for detecting a phase difference between the first input means and the second input means;
    A first amplitude detecting means and a second amplitude detecting means respectively connected to different ones of the first input means and the second input means;
    A subtraction circuit for obtaining a difference between the first amplitude detection means and the second amplitude detection means;
    Polarity control means for taking the output of the subtraction circuit as input and switching the polarity of the output signal by the output of the phase advance / lag detection means;
    An addition circuit for adding a reference voltage to the output of the polarity control means;
  With
  The signal frequency of the band pass filter is detected by the output of the addition circuit.It is characterized by that.
[0026]
  Also, the encoded information reading apparatus according to the present invention is a band-pass filter and a gain control amplifier for irradiating and scanning a beam with respect to codes having different reflectivities and detecting the intensity of the reflected light as an electric signal. , And a signal processing means composed of a change point detection circuit;
  Amplitude detecting means for detecting the output amplitude of the gain control amplifier of the signal processing means;
  IF means for capturing external information;
  Control means for interlockingly controlling the output current of the amplitude detection means, the pass band of the band pass filter of the signal processing means, and the signal transfer characteristic of the change point detection circuit by the output of the IF means,
  And a code information reader for reading information represented by a code,
  The CPU detects the highest frequency of the output signal of the change point detection circuit, and based on this, the input signal to the IF means is determined..
[0029]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0030]
[First Embodiment]
FIG. 1 is a block configuration diagram showing extracted characteristic parts of a code information reading apparatus according to a first embodiment of the present invention.
[0031]
That is, the code information reading apparatus according to the present embodiment includes a light source and beam scanning unit (not shown), a photosensor (not shown), an IV conversion unit (not shown), an analog signal processing circuit 10, a frequency detection circuit 11, and an amplitude. The detection circuit 12, the IF circuit 13, the control circuit 14, and a digital signal processing circuit (not shown) are realized. Here, the light source, the beam scanning means, the photo sensor, the IV conversion means, and the digital signal processing circuit (not shown) are the same as those of the conventional code information reading apparatus, and therefore their explanation is omitted.
[0032]
The analog signal processing circuit 10 has a band-pass filter (BPF) 15 that has a transfer characteristic controlled by a signal applied to its control terminal, and extracts only a component necessary for reading a barcode from the output voltage of the IV conversion means. A gain control amplifier 18 comprising a GCAMP stage 16 and a fixed gain AMP stage 17 whose gain can be adjusted by a signal applied to the gain control terminal, and an all-pass filter whose delay amount can be adjusted by a signal applied to the delay control terminal ( APF) 19 and a change point detection circuit 21 comprising a comparator 20 that compares the output of the APF 19 and the output of the gain control amplifier 18.
[0033]
The frequency detection circuit 11 detects a signal frequency from the input / output of the BPF 15.
[0034]
The amplitude detection circuit 12 adjusts the rise time by a signal applied to the control terminal, and the detected output amplitude of the gain control amplifier 18 is used as a gain control terminal of the GCAMP stage 16 which is a component block of the gain control amplifier 18. In addition, automatic gain control is realized.
[0035]
The control circuit 14 includes a switch SW22, two constant

current sources

23 and 24, and an analog / digital converter (ADC) 25. As will be described later in detail, the control circuit 14 controls the amplitude detection circuit 12, the BPF 15, and the change point detection circuit 21 in accordance with the output of the IF circuit 13 or the frequency detection circuit 11 that takes in external operation information. The signal applied to each control terminal of the APF 19 to be configured is adjusted.
[0036]
Next, the operation of each unit will be described in detail.
[0037]
First, the gain control amplifier 18 will be described.
[0038]
In a gain control amplifier 18 realized by a serial connection of a GCAMP stage 16 whose gain is adjusted by a signal applied to the gain control terminal and a fixed gain AMP stage 17, the respective gains are set as in the following Expression 3.
[0039]
A (17) >> A (16) Equation 3
However, A (n) is the gain of the component n, and description thereof is omitted below.
[0040]
Next, the BPF 15 will be described.
[0041]
When the gain of the BPF 15 connected to the previous stage of the gain control amplifier 18 is set as shown in Equation 4,
A (15) ≦ A (16) Equation 4
The input / output of the BPF 15 with respect to the output voltage of the gain control amplifier 18 becomes 1 / A (17) or less. If A (17) = 50 times and the output level of the gain control amplifier 18 is 2 Vpp, the signal applied to the BPF 15 is 40 mVpp or less. With this setting, the BPF 15 can be the gmC filter shown in FIG. FIG. 2 shows a first-order low-pass filter exemplified for the sake of explanation, but the BPF 15 can also be configured based on the same principle.
[0042]
That is, the gmC filter shown in FIG. 2 includes a voltage / current conversion circuit 27 including transistors Q1 and Q2 and a subtraction circuit 26, and an integration circuit 29 including a capacitor Cx and an amplifier 28. Here, the emitters of the transistors Q1 and Q2 are connected to the control terminal, the current flowing through the control terminal is Icnt, the signal applied to the base of the transistor Q1 when the base of the transistor Q2 is connected to GND, Vin, and the output of the subtraction circuit 26 If Ix is Ix, the relationship between Ix and Vin is expressed by Equation 5 below.
[0043]
[Expression 2]

[0044]
Since the current shown in Expression 5 flows through the integration capacitor Cx, the frequency characteristic of the integration circuit 29 can be expressed by Expression 6 below.
[0045]
[Equation 3]

[0046]
This equation 6 shows that the pass frequency fc of the filter shown in FIG. 2 can be adjusted by the current Icnt flowing through the control terminal.
[0047]
Next, the change point detection circuit 21 will be described.
[0048]
The change point detection circuit 21 that receives the output of the gain control amplifier 18 as an input and outputs the change point of the input as a digital signal, as described above, uses the APF 19 connected to the input and the output and input of the APF 19. The comparator 20 is configured to compare and output a digital signal. As shown in FIG. 3, the APF 19 includes operational amplifiers OP1 and OP2, resistors R1 to R5, capacitors C1 to C3, switches SW1 to SW3, and a SW control circuit 30. The operational amplifier OP1, the resistors R1 and R2, and the capacitors C1 to C3 selected by the switches SW1 to SW3 constitute a low-pass filter, and when the input is Vin and the output is Vx, both voltages are applied when only the switch SW1 is ON. In the meantime, the relationship shown in the following Expression 7 is established.
[0049]
[Expression 4]

[0050]
The operational amplifier OP2 and the resistors R3 to R5 constitute an addition (subtraction) circuit, the resistor R3 is set as shown in the following equation 8, and the SW control circuit 30 controls the control voltage (discrete value because it is a digital signal) CNT and the resistor If the relationship of the following equation 9 is established with the capacitor Cx connected in parallel to R2, the above equation 7 can be rewritten as the following equation 10.
[0051]
[Equation 5]

[0052]
The above equation 10 shows the characteristics of an all-pass filter in which the gain is constant regardless of the frequency and the input / output phase difference is 90 ° when the input of the frequency shown in the following equation 11 is added.
[0053]
[Formula 6]

[0054]
Next, the amplitude detection circuit 12 will be described.
[0055]
The amplitude detection circuit 12 that realizes automatic gain control by detecting the output amplitude of the gain control amplifier 18 and applying the detected amplitude value to the gain control terminal of the GCAMP stage 16 constituting the gain control amplifier 18 is shown in FIG. As shown in (A), the comparator 31 is determined by the current Iout through which the discharge output current flows to the control terminal, the constant current source Idl, and the capacitor Cl. That is, the non-inverting input terminal of the comparator 31 is connected to the input terminal of the amplitude detection circuit 12, and the inverting input terminal and the output terminal and one end of the constant current source Idl and the capacitor Cl are connected to the output terminal of the amplitude detection circuit 12. Connected and configured. Here, when the relationship of the following Expression 12 is established between the discharge output current Iout and the value Idl of the constant current source Idl,
Iout >> Idl Equation 12
The output voltage becomes a DC voltage indicating the amplitude of the signal applied to the input terminal. In the amplitude detection circuit 12, the delay time td until the output voltage indicates the amplitude of the input voltage can be expressed by the following equation 13 as shown in FIG.
[0056]
[Expression 7]

[0057]
Next, the frequency detection circuit 11 will be described.
[0058]
A frequency detection circuit 11 that detects the frequency of a signal applied to the BPF 15 by using the transfer characteristic of the BPF 15 shown in FIG. 5A includes an input terminal and an output terminal of the BPF 15 as shown in FIG. A phase advance / delay detection circuit 32 for detecting a phase difference between the first input terminal and the second input terminal connected to the first input terminal, and a first and a second detecting circuit for detecting the amplitude of each signal applied to the first input terminal and the second input terminal. Two

amplitude detection circuits

33 and 34, a subtraction circuit 35 for subtracting the output of the first amplitude detection circuit 33 from the output of the second amplitude detection circuit 34, and the polarity of the output of the subtraction circuit 35 for detecting the phase advance / delay The polarity control circuit 36 switches according to the output of the circuit 32, and an addition circuit 38 that adds the output of the polarity control circuit 36 and the reference voltage from the reference voltage source 37. The output of the frequency detection circuit 11 is expressed by the following expression 14 as shown in FIG.
[0059]
Vdet = m * fin Equation 14
Where m is a constant.
[0060]
Next, the control circuit 14 and the IF circuit 13 will be described.
[0061]
As described above, the control circuit includes the switch SW22, the two constant

current sources

23 and 24, and the ADC 25. Here, one constant current source 23 is connected to the control terminal of the BPF 15, the other constant current source 24 is connected to the control terminal of the amplitude detection circuit 12, and the output of the ADC 25 constitutes the change point detection circuit 21. Connect to control terminal of APF19. The switch SW22 connects the output of the frequency detection circuit 11 to one input and the output of the IF circuit 13 to the other input, and switches signals for controlling the two constant

current sources

23 and 24 and the ADC 25.
[0062]
In the configuration as described above, first, the operation when the input of the switch SW22 constituting the control circuit 14 is connected to the IF circuit 13 is as follows.
[0063]
That is, by setting the switch SW22, the

current sources

23 and 24 and the ADC 25 can be controlled by the scanning speed signal applied to the IF circuit 13. For example, a CPU (not shown) observes the output of the change point detection circuit 21, measures the shortest HIGH or LOW period, and determines the scanning speed signal supplied to the IF circuit 13 based on this. It ’s fine. At this time, it is possible to control the signal processing setting to be optimum for the scanning speed of the laser beam.
[0064]
As shown in the above equation 2, the signal processing frequency fin of this code information reader is proportional to the optical scanning speed v, and the control circuit 14 uses the speed signal v to output the constant

current sources

23 and 24 and the ADC 25 as follows. When controlled as shown in Equations 15 to 17,
I (23) = n1 * v = n1 * 2φ * fin Equation 15
I (24) = n2 * v = n2 * 2φ * fin Equation 16
ADO = n3 * v = n3 * 2φ * fin Equation 17
Where n1, n2, and n3 are constants
When the current shown in the above equation 15 flows to the control terminal of the BPF 15 and is replaced with the current indicated as Icnt in the above equation 6, the above equation 6 can be transformed into the following equation 18.
[0065]
[Equation 8]

[0066]
Further, since the current shown in the equation 16 flows to the control terminal of the amplitude detection circuit 12, the above equation 16 is transformed into the following equation 19 when replaced with the output current Iout of the comparator 31 constituting the amplitude detection circuit 12. it can.
[0067]
[Equation 9]

[0068]
Further, since the output of the ADC 25 is applied to the control terminal of the APF 19 that constitutes the change point detection circuit 21, when the output ADO of the equation 17 is replaced with the CNT of the equation 11, the equation 16 can be expressed by the following equation: 20 is rewritten.
[0069]
[Expression 10]

[0070]

Equations

18, 19, and 20 show that the following characteristics are realized by setting each constant.
[0071]
That is, (1) the passing center frequency fc of the BPF 15 is always equal to the signal frequency.
[0072]
(2) Transient delay = transient delay of automatic gain control becomes shorter if the barcode reading speed is faster.
[0073]
(3) The frequency at which the phase is delayed by 90 degrees in the change point detection circuit 21 is proportional to the optical scanning speed (signal frequency).
[0074]
Next, the operation when the switch SW22 constituting the control circuit 14 is set to be connected to the frequency detection circuit 11 side will be described. With this setting, the

current sources

23 and 24 and the ADC 25 can be controlled by the output of the frequency detection circuit 11.
[0075]
That is, when the control circuit 14 controls the outputs of the constant

current sources

23 and 24 and the ADC 25 by the output of the frequency detection circuit 11 shown in the above expression 14, the expressions 20 to 20 similar to the above expressions 15 to 17 are used. 22 is obtained.
[0076]
I (23) = n11 * m * fin Equation 21
I (24) = n12 * m * fin Equation 22
ADO = n13 * m * fin Formula 23
However, n11, n12, n13 are constants
As described above, the same effect as when the scanning speed signal is supplied to the IF circuit 13 can be obtained.
[0077]
Further, as described above, the frequency detection circuit 11 and the IF circuit 13 can operate independently, but can also be operated in combination.
[0078]
For example, when optical scanning is obtained with a rotating polyhedral (polygon) mirror that reflects laser beam light, the speed immediately after the start of scanning does not stabilize, and tends to stabilize to a predetermined value as time passes.
[0079]
In such an apparatus, control is performed based on the control from the IF circuit 13 until the scanning speed is stabilized, and control can be performed based on the output from the frequency detection circuit 11 after the scanning speed is stabilized. is there.
[0080]
[Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
[0081]
FIG. 6 is a diagram showing the configuration, and the same reference numerals as those in FIG. 1 are attached to the same components as those in the first embodiment.
[0082]
That is, in the second embodiment, in the configuration of the first embodiment, the frequency detection circuit 11 that detects the signal frequency from the input / output of the BPF 15 and the switch SW22 in the control circuit 14 are provided. In this case, only the output of the IF circuit 13 is directly supplied as a signal for controlling the two constant

current sources

23 and 24 and the ADC 25.
[0083]
In the present embodiment, the outputs of the change point detection circuit 21 and the scanning operation detection circuit 50 are input to a CPU 51 provided separately. Here, the CPU 51 observes the output of the change point detection circuit 21, determines that the shortest HIGH or LOW period of the output of the change point detection circuit 21 is the period of the highest frequency of the signal, and the IF circuit 13 is supplied with a predetermined value. However, the CPU 51 changes the input to the IF circuit 13 in synchronization with the output (scanning operation) of the scanning operation detection circuit 50, and switches the characteristics of the analog signal processing circuit 10 during a period in which no code signal exists. . The above operation will be described with reference to a timing chart in FIG.
[0084]
Of course, the CPU 51 can supply a predetermined value to the IF circuit 13 before starting the scanning operation regardless of the output of the change point detection circuit 21. With such a configuration, a system capable of changing the reading performance to a desired specification without changing the hardware of the conventional code information reading apparatus is achieved.
[0085]
[Third Embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
[0086]
FIG. 8 is a diagram showing the configuration, and the same reference numerals as those in FIG. 1 are assigned to the same components as those in the first embodiment.
[0087]
That is, in the third embodiment, in the configuration of the first embodiment, the frequency detection circuit 11, the IF circuit 13, and the switch SW22 in the control circuit 14 are removed, and the output of the scanning operation detection circuit 50 is removed. Is supplied as a signal for controlling the two constant

current sources

23 and 24 and the ADC 25, so that the processing setting is automatically toggled in synchronization with the scanning inside the apparatus.
[0088]
The above operation is described as a timing chart in FIG.
[0089]
That is, in the third embodiment, a predetermined voltage is supplied to the control circuit 14 in synchronization with the output of the scanning operation detection circuit 50, and the circuit characteristics change for each scanning operation.
[0090]
In the third embodiment, for simplification, the circuit characteristics are set to be changed for each scan. However, it is possible to determine the settings before the start of scanning. It goes without saying that the same effect can be obtained even if the circuit characteristics are changed for each scanning.
[0091]
Although the present invention has been described based on the above embodiments, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications and applications are possible within the scope of the gist of the present invention.
[0092]
Here, if the summary of this invention is summarized, in addition to what was described in the claim, the following structures are further included.
[0093]
(1) In a code information reader for reading information represented by codes having different reflectivities,
A signal processing means comprising a band-pass filter, a gain control amplifier, and a change point detection circuit for irradiating the beam with the beam light and scanning, and detecting the intensity of the reflected light as an electric signal;
Amplitude detection means for detecting the output amplitude of the gain control amplifier of the signal processing means;
IF means for capturing external information;
Control means for controlling the output current of the amplitude detection means, the pass band of the band pass filter of the signal processing means, and the signal transfer characteristic of the change point detection circuit in accordance with the output of the IF means,
The code | symbol information reader characterized by comprising.
[0094]
(2) The signal processing control circuit (CPU) detects the highest frequency of the output signal of the change point detection circuit, and based on this, the input signal to the IF means is determined (1) The code information reading device according to 1.
[0095]
(3) The code information reading device according to (2), wherein the highest frequency is determined by the shortest high or low period of the output of the change point detection circuit.
[0096]
(4) The code information reading apparatus according to (1), wherein the change of the input signal to the IF circuit means is performed in synchronization with the scanning operation of the code information reading apparatus.
[0097]
(5) The code information reading apparatus according to (1), wherein the change of the input signal to the IF circuit means is performed in a period in which no reflected light signal from the code exists.
[0098]
(6) In a code information reading device that reads information represented by codes having different reflectivities,
A signal processing means comprising a band-pass filter, a gain control amplifier, and a change point detection circuit for irradiating the beam with the beam light and scanning, and detecting the intensity of the reflected light as an electric signal;
Amplitude detection means for detecting the output amplitude of the gain control amplifier of the signal processing means;
Control means for controlling the output output current of the amplitude detection means, the pass band of the band pass filter of the signal processing means, and the signal transfer characteristic of the change point detection circuit in synchronization with scanning,
The code | symbol information reader characterized by comprising.
[0099]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the present invention, the center frequency of the band-pass filter that is a component of the analog signal processing circuit, the delay circuit that constitutes the change point detection circuit, and the rising characteristics of the automatic gain control are linked. By adjusting, it is possible to provide a code information reading apparatus capable of increasing the optical scanning speed corresponding to the reading time one-on-one without degrading the reading quality.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block configuration diagram showing an extracted characteristic portion of a code information reading apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a gmC filter that can be used as a band-pass filter.
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of an all-pass filter.
4A is a diagram illustrating a configuration of an amplitude detection circuit, and FIG. 4B is a diagram illustrating a transient characteristic of the amplitude detection circuit.
5A is a diagram illustrating the frequency characteristics of the bandpass filter, FIG. 5B is a diagram illustrating the configuration of the frequency detection circuit, and FIG. 5C is a diagram illustrating the output characteristics of the frequency detection circuit.
FIG. 6 is a block configuration diagram showing an extracted characteristic portion of a code information reading device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an operation timing chart of the second embodiment.
FIG. 8 is a block configuration diagram showing extracted characteristic parts of a code information reading apparatus according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is an operation timing chart of the third embodiment.
FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a conventional code information reading apparatus.
FIG. 11 is a diagram for explaining a barcode reading method;
12A is a diagram showing frequency characteristics of a bandpass filter, FIG. 12B is a conceptual diagram of automatic gain control, and FIG. 12C is a diagram for explaining a change point detection method;
FIG. 13 is a diagram illustrating a response of a change point detection circuit to a change in input frequency.
FIG. 14 is a diagram for explaining a transient characteristic of automatic gain control.
[Explanation of symbols]
10 Analog signal processing circuit
11 Frequency detection circuit
12 Amplitude detection circuit
13 IF circuit
14 Control circuit
15 Bandpass filter (BPF)
16 GCAMP stage
17 AMP stage
18 Gain control amplifier
19 All-pass filter (APF)
20 Comparator
21 Change point detection circuit
22 Switch SW
23, 24 Constant current source
25 Analog-digital converter (ADC)
50 Scanning operation detection circuit
51 CPU

Claims

Signal processing composed of a band-pass filter, a gain control amplifier, and a change point detection circuit for irradiating and scanning light beams with respect to codes having different reflectivities and detecting the intensity of the reflected light as an electric signal Means,
Frequency detection means for detecting and controlling the signal processed by the signal processing means;
Amplitude detecting means for detecting the output amplitude of the gain control amplifier of the signal processing means;
IF means for capturing external information;
Control for interlocking control of the output current of the amplitude detection means, the pass band of the band pass filter of the signal processing means, and the signal transfer characteristic of the change point detection circuit by the outputs of the frequency detection means and the IF means Means,
And a code information reader for reading information represented by a code,
The frequency detection means includes
First input means connected to an input terminal of the bandpass filter;
Second input means connected to the output terminal of the bandpass filter;
Phase advance / delay means for detecting a phase difference between the first input means and the second input means;
First amplitude detection means and second amplitude detection means connected to different ones of the first input means and the second input means respectively;
A subtraction circuit for obtaining a difference between the first amplitude detection means and the second amplitude detection means;
Polarity control means for taking the output of the subtraction circuit as input and switching the polarity of the output signal by the output of the phase advance / lag detection means;
An addition circuit for adding a reference voltage to the output of the polarity control means;
Comprising
A code information reading apparatus for detecting a signal frequency of the band pass filter based on an output of the addition circuit .

The gain control amplifier of the signal processing means constitutes an automatic gain control circuit in combination with the amplitude detection means whose output current is controlled by the output of the frequency detection means or the IF means, which is an input of the control means. The code information reading device according to claim 1.

Signal processing composed of a band-pass filter, a gain control amplifier, and a change point detection circuit for irradiating and scanning light beams with respect to codes having different reflectivities and detecting the intensity of the reflected light as an electric signal Means,
Amplitude detecting means for detecting the output amplitude of the gain control amplifier of the signal processing means;
IF means for capturing external information;
A control means for controlling the output current of the amplitude detection means, the pass band of the band pass filter of the signal processing means, and the signal transfer characteristic of the change point detection circuit in accordance with the output of the IF means;
And a code information reader for reading information represented by a code,
A code information reading apparatus , wherein a CPU detects a maximum frequency of an output signal of the change point detection circuit, and an input signal to the IF means is determined based on the detected frequency .

4. The code information reading apparatus according to claim 3 , wherein the highest frequency is determined by a shortest high or low period of an output of the change point detection circuit.

The change of the input signal to the IF unit, the code information reading device according to any one of claims 1 or 3, characterized in that it is carried out in synchronization with the scanning operation of the code information reading device.

The change of the input signal to the IF unit, the code information reading device according to any one of claims 1 or 3, characterized in that it is carried out in a non-existent period of the reflected light signal from the code.