JP4224168B2 - 基地局装置及びピーク電力抑圧方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車電話・携帯電話等のセルラーシステムの基地局装置及びピーク電力抑圧方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、需要が急増している自動車電話・携帯電話等のセルラーシステムは、各セルの中央に基地局を設置し、基地局とセル内にある１又は複数の通信端末とが多元接続にて同時に無線通信を行うシステムである。
【０００３】
多元接続の一つであるＣＤＭＡ（符号分割多元接続）方式は、送信側において、変調された情報データに対して拡散符号を乗算することにより広帯域に拡散した信号を送信し、受信側において、送信側と同じ拡散符号を送信側と同じタイミングで受信信号に乗算して逆拡散を行い情報データを復調する方式である。ＣＤＭＡ方式は、同一の周波数帯を各ユーザが同時に利用できるため、チャネル容量の増大を図ることができ、セルラーシステムにおいて注目されている。
【０００４】
しかし、ＣＤＭＡ方式は、同一の周波数帯を各ユーザが同時に利用するため、基地局は複数の信号を多重して送信することとなり、ピーク時の送信振幅が平均振幅に比べて非常に高くなってしまう問題がある。ピーク時にも送信信号を歪ませないためには、動作線形領域が大きい増幅器を使用しなければならず、高電位の電源を必要とし、装置の大型化を招く。
【０００５】
そこで、この問題を回避すべく、従来からピーク時の送信振幅を抑圧する方法が検討されている。従来のピーク時の送信振幅を抑圧できる基地局として、特開平１０−１２６３０９号公報に記載されているものがある。
【０００６】
図４は、従来の基地局の構成を示すブロック図である。なお、以下の説明では、一次変調にＱＰＳＫ変調を用いた場合を例として説明する。また、基地局は、現在、３ユーザ（Ａ〜Ｃ）と無線通信を行っているものとする。
【０００７】
図４において、変調部１は、ユーザＡに向けて送信する送信信号Ａに対してＱＰＳＫ変調を行い、変調後の信号の同相成分及び直交成分を拡散部４に出力する。同様に、変調部２は、ユーザＢに向けて送信する送信信号Ｂに対してＱＰＳＫ変調を行い、変調後の信号の同相成分及び直交成分を拡散部５に出力する。変調部３は、ユーザＣに向けて送信する送信信号Ｃに対してＱＰＳＫ変調を行い、変調後の信号の同相成分及び直交成分を拡散部６に出力する。
【０００８】
拡散部４は、ＱＰＳＫ変調された送信信号Ａに対して固有の拡散符号を乗算する拡散処理を行い、拡散後の信号を多重部７に出力する。同様に、拡散部５は、ＱＰＳＫ変調された送信信号Ｂに対して固有の拡散符号を乗算する拡散処理を行い、拡散後の信号を多重部７に出力する。拡散部６は、ＱＰＳＫ変調された送信信号Ｃに対して固有の拡散符号を乗算する拡散処理を行い、拡散後の信号を多重部７に出力する。
【０００９】
多重部７は、拡散部４〜６から出力された拡散信号を同相成分と直交成分に分けて各々加算し、同相成分の信号を補間部８及び遅延部１３に出力し、直交成分の信号を補間部９及び遅延部１４に出力する。
【００１０】
補間部８、９は、それぞれ、サンプリングレートをＭ（Ｍは自然数）倍に上げ、信号が無いサンプリング点に零を挿入する零内挿補間を行う。
【００１１】
フィルタ１０は、補間部８から出力された補間後の信号に対し、フィルタ係数メモリ１２に予め設定されたフィルタ係数を用いて帯域制限をかけ、帯域制限後の信号を振幅制御部１３に出力する。同様に、フィルタ１１は、補間部９から出力された補間後の信号に対し、フィルタ係数メモリ１２に予め設定されたフィルタ係数を用いて帯域制限をかけ、帯域制限後の信号を振幅制御部１４に出力する。
【００１２】
振幅制御部１３は、フィルタ１０にて帯域制限された信号の振幅値を測定し、測定値が予め設定された許容振幅値より大きい場合、減衰部１７における送信信号の同相成分の減衰量を制御する。同様に、振幅制御部１４は、フィルタ１１にて帯域制限された信号の振幅値を測定し、測定値が予め設定された許容振幅値より大きい場合、減衰部１８における送信信号の直交成分の減衰量を制御する。
【００１３】
遅延部１５は、補間部８、フィルタ１０及び振幅制御部１３にて行われる一連の減衰量演算処理の所要時間と等しい時間だけ、多重部７から出力された同相成分の信号を遅延させて減衰部１７に出力する。同様に、遅延部１６は、補間部９、フィルタ１１及び振幅制御部１４にて行われる一連の減衰量演算処理の所要時間と等しい時間だけ、多重部７から出力された直交成分の信号を遅延させて減衰部１８に出力する。
【００１４】
減衰部１７は、振幅制御部１３の制御に基づいて送信信号の同相成分の振幅を減衰する。同様に、減衰部１８は、振幅制御部１４の制御に基づいて送信信号の直交成分の振幅を減衰する。
【００１５】
補間部１９、２０は、それぞれ、サンプリングレートをＭ（Ｍは自然数）倍に上げ、信号が無いサンプリング点に零を挿入する零内挿補間を行う。
【００１６】
フィルタ２１は、補間部１９から出力された補間後の信号に対し、フィルタ係数メモリ１２に予め設定されたフィルタ係数を用いて帯域制限をかけ、帯域制限後の信号をＤ／Ａ変換部２３に出力する。同様に、フィルタ２２は、補間部２０から出力された補間後の信号に対し、フィルタ係数メモリ１２に予め設定されたフィルタ係数を用いて帯域制限をかけ、帯域制限後の信号をＤ／Ａ変換部２４に出力する。
【００１７】
Ｄ／Ａ変換部２３は、フィルタ２１から出力されたディジタルの同相成分の送信信号をアナログ信号に変換する。同様に、Ｄ／Ａ変換部２４は、フィルタ２２から出力されたディジタルの直交成分の送信信号をアナログ信号に変換する。
【００１８】
このように、従来の基地局は、フィルタ演算にて帯域制限された信号の振幅値を測定し、測定値が予め設定された許容振幅値より大きい場合、送信信号の減衰量を制御することにより、ピーク時の送信振幅を抑圧している。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、フィルタ演算は、通過周波数域において劣化をなくし、かつ、阻止域において非常に大きな抑圧特性を得るために長いタップ長を必要とする。上記従来の基地局は、１成分あたりフィルタ演算回路を２個必要とし、例えば、ＱＰＳＫ変調の場合、フィルタ演算回路を４個必要とする。
【００２０】
すなわち、上記従来の基地局は、ピーク時の送信振幅を抑圧するためにフィルタ演算回路を増加しなければならず、回路規模が増大し、消費電力が増加してしまうという問題を有する。
【００２１】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、フィルタ演算回路の数を増加させず、ピーク時の送信振幅を抑圧することができる基地局装置及びピーク電力抑圧方法を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明の骨子は、送信信号の振幅が許容振幅値を超えた場合に補正係数を算出し、フィルタ演算後の送信信号から、補正係数にフィルタ係数を乗算した補正値を減算することである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の態様に係る基地局装置は、多重送信信号の信号点がないサンプリング点に信号を挿入する補間を行う補間手段と、メモリに保存されたフィルタ係数を用いて補間後の信号の帯域制限を行うフィルタリング手段と、帯域制限後の信号の振幅の軌跡である包絡線を算出する包絡線算出手段と、前記包絡線が許容値を超えた場合、前記許容値と前記包絡線との比である補正係数を算出し、前記補正係数に前記フィルタ係数を乗算して補正値を算出し、前記帯域制限後の信号から前記補正値を減算することにより前記帯域制限後の信号を補正する補正手段と、を具備する構成を採る。
【００２５】
本発明の第２の態様は、第１の態様に係る基地局装置において、補正手段は、補間において挿入された信号を補正する場合、前記挿入された信号の前後の信号の中で振幅が大きい方の信号について補正係数を算出する構成を採る。
【００２６】
これらの構成により、ピーク時の送信振幅を抑圧することができるので、動作線形領域が小さい増幅器にて信号を歪ませずに送信でき、装置の小型化を図ることができる。さらに、フィルタ演算回路の数を増加させないので、回路規模を増大させる必要がなく、また、消費電力の低減を図ることができる。
【００２７】
本発明の第３の態様は、第２の態様に係る基地局装置において、補正手段は、前記挿入された信号の前後の信号における振幅の差が閾値より小さい場合、前記各挿入された信号の補正係数をそれぞれ算出して平均化する構成を採る。
【００２８】
この構成により、第２の態様よりもさらに精度良くピーク時の送信振幅を抑圧することができる。
【００３０】
本発明の第４の態様に係るピーク電力抑圧方法は、多重送信信号の信号点がないサンプリング点に信号を挿入する補間を行う工程と、メモリに保存されたフィルタ係数を用いて補間後の信号の帯域制限を行う工程と、帯域制限後の信号の振幅の軌跡である包絡線を算出する工程と、前記包絡線が許容値を超えた場合、前記許容値と前記包絡線との比である補正係数を算出する工程と、前記補正係数に前記フィルタ係数を乗算して補正値を算出する工程と、前記帯域制限後の信号から前記補正値を減算する工程と、を行う方法を採る。
【００３１】
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明では、一次変調にＱＰＳＫ変調を用いた場合を例として説明する。また、基地局は、現在、３ユーザ（Ａ〜Ｃ）と無線通信を行っているものとする。
【００３２】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る基地局の構成を示すブロック図である。
【００３３】
図１において、変調部１０１は、ユーザＡに向けて送信する送信信号Ａに対してＱＰＳＫ変調を行い、変調後の信号の同相成分及び直交成分を拡散部１０４に出力する。同様に、変調部１０２は、ユーザＢに向けて送信する送信信号Ｂに対してＱＰＳＫ変調を行い、変調後の信号の同相成分及び直交成分を拡散部１０５に出力する。変調部１０３は、ユーザＣに向けて送信する送信信号Ｃに対してＱＰＳＫ変調を行い、変調後の信号の同相成分及び直交成分を拡散部１０６に出力する。
【００３４】
拡散部１０４は、ＱＰＳＫ変調された送信信号Ａに対して固有の拡散符号を乗算する拡散処理を行い、拡散後の信号を多重部１０７に出力する。同様に、拡散部１０５は、ＱＰＳＫ変調された送信信号Ｂに対して固有の拡散符号を乗算する拡散処理を行い、拡散後の信号を多重部１０７に出力する。拡散部１０６は、ＱＰＳＫ変調された送信信号Ｃに対して固有の拡散符号を乗算する拡散処理を行い、拡散後の信号を多重部１０７に出力する。
【００３５】
多重部１０７は、拡散部１０４〜１０６から出力された拡散信号を同相成分と直交成分に分けて各々加算し、同相成分の信号を補間部１０８に出力し、直交成分の信号を補間部１０９に出力する。
【００３６】
補間部１０８、１０９は、それぞれ、サンプリングレートをＭ（Ｍは自然数）倍に上げ、信号が無いサンプリング点に零を挿入する零内挿補間を行う。例えば、４倍にサンプリングレートを上げる場合、補間部１０８、１０９は、元のサンプリング点の間に３個の零を挿入する。
【００３７】
フィルタ１１０は、補間部１０８から出力された補間後の信号に対し、フィルタ係数メモリ１１２に予め設定されたフィルタ係数を用いて帯域制限をかけ、帯域制限後の信号を包絡線算出部１１３、補正係数算出部１１４及び遅延部１１７に出力する。同様に、フィルタ１１１は、補間部１０９から出力された補間後の信号に対し、フィルタ係数メモリ１１２に予め設定されたフィルタ係数を用いて帯域制限をかけ、帯域制限後の信号を包絡線算出部１１３、補正係数算出部１１４及び遅延部１１８に出力する。
【００３８】
包絡線算出部１１３は、フィルタ１１０から出力された同相成分の自乗とフィルタ１１１から出力された直交成分の自乗との和の平方根である送信信号の振幅を算出して補正係数算出部１１４に出力する。なお、算出された送信信号の振幅の軌跡が包絡線である。
【００３９】
補正係数算出部１１４は、包絡線算出部１１３にて算出された送信信号の振幅と予め設定された許容振幅値との大小比較を行い、送信信号の振幅が許容振幅値を超えた場合、後述する補正係数を算出して乗算部１１５及び乗算部１１６に出力する。また、補正係数算出部１１４は、送信信号の振幅が許容振幅値を超えない場合、補正係数として零を乗算部１１５及び乗算部１１６に出力する。
【００４０】
乗算部１１５は、補正係数算出部１１４から出力された補正係数と、フィルタ係数メモリ１１２に設定されたフィルタ係数とを乗算することにより、後述する同相成分の補正値を算出して減算部１１９に出力する。同様に、乗算部１１６は、補正係数算出部１１４から出力された補正係数と、フィルタ係数メモリ１１２に設定されたフィルタ係数とを乗算することにより、後述する直交成分の補正値を算出して減算部１２０に出力する。
【００４１】
遅延部１１７は、包絡線算出部１１３、補正係数算出部１１４及び乗算部１１５にて行われる一連の補性処理の所要時間と等しい時間だけ、フィルタ１１０から出力された帯域制限後の信号を遅延させて減算部１１９に出力する。同様に、遅延部１１８は、包絡線算出部１１３、補正係数算出部１１４及び乗算部１１６にて行われる一連の補性処理の所要時間と等しい時間だけ、フィルタ１１１から出力された帯域制限後の信号を遅延させて減算部１２０に出力する。
【００４２】
減算部１１９は、遅延部１１７の出力信号から、乗算部１１５にて算出された補正値を減算して送信信号の振幅を低減する。同様に、減算部１２０は、遅延部１１８の出力信号から、乗算部１１６にて算出された補正値を減算して送信信号の振幅を低減する。
【００４３】
Ｄ／Ａ変換部１２１は、減算部１１９から出力されたディジタルの同相成分の送信信号をアナログ信号に変換する。同様に、Ｄ／Ａ変換部１２２は、減算部１２０から出力されたディジタルの直交成分の送信信号をアナログ信号に変換する。
【００４４】
次に、補正係数算出部１１４にて行われる補正係数の算出処理について、図２の信号点配置図を参照して説明する。
【００４５】
図２において、入力信号をｄ(ｎ)、ｄ(ｎ＋１)、…で表し、挿入される信号をｙ(ｋ)、ｙ(ｋ＋１)、…で表す。図２は、２倍のオーバーサンプリングのフィルタを例として示しているので、各入力信号の間に挿入される信号は１つである。そして、入力信号ｄと挿入される信号ｙとを合わせたものがフィルタ出力となり、実線で示されたフィルタ出力を結ぶ軌跡は補正前の包絡線となる。
【００４６】
図２において、包絡線が、ｄ(ｎ＋１)とｄ(ｎ＋２)との間のｙ(ｋ＋１)において、半径ｒで表された許容振幅値を超えている。従って、基地局は、ｙ(ｋ＋１)がｙ'(ｋ＋１)になるように入力信号ｄの補正を行う。
【００４７】
補正係数算出部１１４は、まず、時刻ｋの前後の入力信号ｄ(ｎ＋１)、ｄ(ｎ＋２)の振幅値を調べ、振幅値が大きい方を補正対象として選択する。これは、振幅値が大きい入力信号を補正した方が、フィルタ出力の包絡線を効果的に修正できるからである。従って、補正係数算出部１１４は入力信号ｄ(ｎ＋１)を補正対象として選択する。
【００４８】
そして、補正係数算出部１１４は、包絡線が許容振幅値を超えないように、選択した入力信号ｄ(ｎ＋１)をｄ'(ｎ＋１)に補正するため、以下に示す手順により補正係数を計算する。
【００４９】
ｙ(ｋ＋１)の同相成分をｙi(ｋ＋１)、ｙ(ｋ＋１)の直交成分をｙq(ｋ＋１)とするとｙ(ｋ＋１)の包絡線ｙe(ｋ＋１)は、以下に示す式（１）となる。
【数１】
【００５０】
補正係数算出部１１４は、包絡線ｙe(ｋ＋１)を包絡線算出部１１３から、ｄ(ｎ＋１)の同相成分ｄi(ｎ＋１)をフィルタ１１０から、ｄ(ｎ＋１)の直交成分ｄq(ｎ＋１)をフィルタ１１１からそれぞれ入力し、ｄ'(ｎ＋１)の同相成分ｄi'(ｎ＋１)を以下の式（２）で計算し、ｄ'(ｎ＋１)の直交成分ｄq'(ｎ＋１)を以下の式（３）で計算する。
【数２】
【数３】
補正係数は、入力信号と振幅を抑圧した後の信号との差分であるから、補正係数算出部１１４は、ｄ'(ｎ＋１)の同相成分の補正係数δi(ｎ＋１)を以下の式（４）で計算し、ｄ'(ｎ＋１)の直交成分の補正係数δq(ｎ＋１)を以下の式（５）で計算する。
【数４】
【数５】
補正係数算出部１１４は、δi(ｎ＋１)を乗算部１１５に出力し、δq(ｎ＋１)を乗算部１１６に出力する。なお、補正後の包絡線は、図２において破線で示される。
【００５１】
次に、乗算部１１５、乗算部１１６にて行われる補正値の算出処理について説明する。
【００５２】
フィルタのタップ長をＪとすると、乗算部１１５は、以下の式（６）に示すように、補正係数算出部１１４から入力したδi(ｎ＋１)に、フィルタ係数メモリ１１２に設定された各フィルタ係数ｈ(ｊ)（ｊは整数であり、０≦ｊ≦Ｊ）を乗算してΣ演算することにより、同相成分の補正値Δi(ｋ＋１)を計算する。同様に、乗算部１１６は、以下の式（７）に示すように、補正係数算出部１１４から入力したδq(ｎ＋１)に、フィルタ係数メモリ１１２に設定された各フィルタ係数ｈ(ｊ)を乗算してΣ演算することにより、同相成分の補正値Δq(ｋ＋１)を計算する。
【数６】
【数７】
乗算部１１５は、Δi(ｋ＋１)を減算部１１９に出力する。また、乗算部１１６は、Δi(ｋ＋１)を減算部１２０に出力する。
【００５３】
そして、減算部１１９及び減算部１２０にて、それぞれフィルタ出力から補正値を減算することにより、ｙ(ｋ＋１)がｙ'(ｋ＋１)に補正される。
【００５４】
次に、上記構成の基地局における送信信号の流れについて説明する。
各ユーザに対する送信信号は、変調部１０１〜１０３にてそれぞれ変調され、拡散部１０４〜１０６にてそれぞれ拡散処理された後、多重部１０７にて多重される。
【００５５】
多重された送信信号の同相成分は、補間部１０８にて信号がない部分に零が挿入され、フィルタ１１０にてフィルタ係数に基づき帯域制限される。同様に、多重された送信信号の直交成分は、補間部１０９にて信号がない部分に零が挿入され、フィルタ１１１にてフィルタ係数に基づき帯域制限される
【００５６】
そして、包絡線算出部１１３にて、フィルタ１１０及びフィルタ１１１の出力から包絡線が算出され、補正係数算出部１１４にて、包絡線と許容振幅値との大小関係により、補正が必要か否かが判断される。
【００５７】
包絡線が許容振幅値より大きく、補正が必要と判断された場合、補正係数算出部１１４にて、入力信号と振幅を抑圧した後の信号との差分である補正係数が算出され、乗算器１１５及び乗算器１１６にて、補正係数にフィルタ係数が乗算されて補正値が算出される。
【００５８】
フィルタ１１０にて帯域制限された送信信号の同相成分は、遅延部１１７を通過して遅延した後、減算部１１９にて乗算器１１５から出力された補正値を減算されることにより補正される。同様に、フィルタ１１１にて帯域制限された送信信号の直交成分は、遅延部１１８を通過して遅延した後、減算部１２０にて乗算器１１６から出力された補正値を減算されることにより補正される。
【００５９】
補正後の送信信号の同相成分及び直交成分は、Ｄ／Ａ変換部１２０及びＤ／Ａ変換部１２１にて、それぞれアナログ信号に変換される。
【００６０】
このように、送信信号の振幅が許容振幅値を超えた場合に補正係数を算出し、フィルタ演算後の送信信号から、補正係数にフィルタ係数を乗算した補正値を減算することにより、フィルタ演算回路の数を増加させずにピーク時の送信振幅を抑圧することができる。
【００６１】
（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２に係る基地局の構成を示すブロック図である。なお、図３において、図１と同様の構成については、図１と同一の符号を付して説明を省略する。図３に示す基地局は、図１に示す基地局に対して、乗算部２０１、２０２及び平均化部２０３、２０４を追加した構成を採る。
【００６２】
補正係数算出部１１４は、包絡線算出部１１３にて算出された送信信号の振幅が許容振幅値を超えた場合、その時刻の前後の送信信号における振幅の差分を計算し、差分の絶対値と予め設定された閾値との大小比較を行い、差分の絶対値が閾値を超えない場合、各送信信号に対する補正係数を計算し、同相成分の補正係数を乗算部１１５と乗算部２０１に出力し、直交成分の補正係数を乗算部１１６と乗算部２０２に出力する。
【００６３】
なお、補正係数算出部１１４は、送信信号の振幅が許容振幅値を超えない場合、あるいは、差分の絶対値が閾値を超える場合には、実施の形態１と同様に、補正係数を乗算部１１５及び乗算部１１６に出力する。
【００６４】
乗算部２０１は、補正係数算出部１１４から出力された補正係数と、フィルタ係数メモリ１１２に設定されたフィルタ係数とを乗算することにより、同相成分の補正値を算出する。同様に、乗算部２０２は、補正係数算出部１１４から出力された補正係数と、フィルタ係数メモリ１１２に設定されたフィルタ係数とを乗算することにより、直交成分の補正値を算出する。
【００６５】
そして、乗算部１１５及び乗算部２０１は、算出した同相成分の補正値を平均化部２０３に出力する。また、乗算部１１６及び乗算部２０２は、算出した直交成分の補正値を平均化部２０４に出力する。
【００６６】
平均化部２０３は、乗算部１１５及び乗算部２０１から入力した同相成分の補正値を平均化して減算部１１９に出力する。同様に、平均化部２０４は、乗算部１１６及び乗算部２０２から入力した直交成分の補正値を平均化して減算部１２０に出力する。
【００６７】
このように、許容振幅値を超えた送信信号の前後の送信信号における振幅の差が小さい場合に、各送信信号について補正係数を計算し、計算した補正係数に基づいてピーク時の送信振幅を抑圧することにより、実施の形態１より精度良くピーク時の送信振幅を抑圧することができる。
【００６８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の基地局装置及びピーク電力抑圧方法によれば、ピーク時の送信振幅を抑圧することができるので、動作線形領域が小さい増幅器にて信号を歪ませずに送信でき、装置の小型化を図ることができる。さらに、フィルタ演算回路の数を増加させないので、回路規模を増大させる必要がなく、また、消費電力の低減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る基地局の構成を示すブロック図
【図２】上記実施の形態に係る基地局の補正係数算出処理を説明するための信号点配置図
【図３】本発明の実施の形態２に係る基地局の構成を示すブロック図
【図４】従来の基地局の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１０８、１０９ 補間部
１１０、１１１ フィルタ
１１２ フィルタ係数メモリ
１１３ 包絡線算出部
１１４ 補正係数算出部
１１５、１１６ 乗算部
１１９、１２０ 減算部
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車電話・携帯電話等のセルラーシステムの基地局装置及びピーク電力抑圧方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、需要が急増している自動車電話・携帯電話等のセルラーシステムは、各セルの中央に基地局を設置し、基地局とセル内にある１又は複数の通信端末とが多元接続にて同時に無線通信を行うシステムである。
【０００３】
多元接続の一つであるＣＤＭＡ（符号分割多元接続）方式は、送信側において、変調された情報データに対して拡散符号を乗算することにより広帯域に拡散した信号を送信し、受信側において、送信側と同じ拡散符号を送信側と同じタイミングで受信信号に乗算して逆拡散を行い情報データを復調する方式である。ＣＤＭＡ方式は、同一の周波数帯を各ユーザが同時に利用できるため、チャネル容量の増大を図ることができ、セルラーシステムにおいて注目されている。
【０００４】
しかし、ＣＤＭＡ方式は、同一の周波数帯を各ユーザが同時に利用するため、基地局は複数の信号を多重して送信することとなり、ピーク時の送信振幅が平均振幅に比べて非常に高くなってしまう問題がある。ピーク時にも送信信号を歪ませないためには、動作線形領域が大きい増幅器を使用しなければならず、高電位の電源を必要とし、装置の大型化を招く。
【０００５】
そこで、この問題を回避すべく、従来からピーク時の送信振幅を抑圧する方法が検討されている。従来のピーク時の送信振幅を抑圧できる基地局として、特開平１０−１２６３０９号公報に記載されているものがある。
【０００６】
図４は、従来の基地局の構成を示すブロック図である。なお、以下の説明では、一次変調にＱＰＳＫ変調を用いた場合を例として説明する。また、基地局は、現在、３ユーザ（Ａ〜Ｃ）と無線通信を行っているものとする。
【０００７】
図４において、変調部１は、ユーザＡに向けて送信する送信信号Ａに対してＱＰＳＫ変調を行い、変調後の信号の同相成分及び直交成分を拡散部４に出力する。同様に、変調部２は、ユーザＢに向けて送信する送信信号Ｂに対してＱＰＳＫ変調を行い、変調後の信号の同相成分及び直交成分を拡散部５に出力する。変調部３は、ユーザＣに向けて送信する送信信号Ｃに対してＱＰＳＫ変調を行い、変調後の信号の同相成分及び直交成分を拡散部６に出力する。
【０００８】
拡散部４は、ＱＰＳＫ変調された送信信号Ａに対して固有の拡散符号を乗算する拡散処理を行い、拡散後の信号を多重部７に出力する。同様に、拡散部５は、ＱＰＳＫ変調された送信信号Ｂに対して固有の拡散符号を乗算する拡散処理を行い、拡散後の信号を多重部７に出力する。拡散部６は、ＱＰＳＫ変調された送信信号Ｃに対して固有の拡散符号を乗算する拡散処理を行い、拡散後の信号を多重部７に出力する。
【０００９】
多重部７は、拡散部４〜６から出力された拡散信号を同相成分と直交成分に分けて各々加算し、同相成分の信号を補間部８及び遅延部１３に出力し、直交成分の信号を補間部９及び遅延部１４に出力する。
【００１０】
補間部８、９は、それぞれ、サンプリングレートをＭ（Ｍは自然数）倍に上げ、信号が無いサンプリング点に零を挿入する零内挿補間を行う。
【００１１】
フィルタ１０は、補間部８から出力された補間後の信号に対し、フィルタ係数メモリ１２に予め設定されたフィルタ係数を用いて帯域制限をかけ、帯域制限後の信号を振幅制御部１３に出力する。同様に、フィルタ１１は、補間部９から出力された補間後の信号に対し、フィルタ係数メモリ１２に予め設定されたフィルタ係数を用いて帯域制限をかけ、帯域制限後の信号を振幅制御部１４に出力する。
【００１２】
振幅制御部１３は、フィルタ１０にて帯域制限された信号の振幅値を測定し、測定値が予め設定された許容振幅値より大きい場合、減衰部１７における送信信号の同相成分の減衰量を制御する。同様に、振幅制御部１４は、フィルタ１１にて帯域制限された信号の振幅値を測定し、測定値が予め設定された許容振幅値より大きい場合、減衰部１８における送信信号の直交成分の減衰量を制御する。
【００１３】
遅延部１５は、補間部８、フィルタ１０及び振幅制御部１３にて行われる一連の減衰量演算処理の所要時間と等しい時間だけ、多重部７から出力された同相成分の信号を遅延させて減衰部１７に出力する。同様に、遅延部１６は、補間部９、フィルタ１１及び振幅制御部１４にて行われる一連の減衰量演算処理の所要時間と等しい時間だけ、多重部７から出力された直交成分の信号を遅延させて減衰部１８に出力する。
【００１４】
減衰部１７は、振幅制御部１３の制御に基づいて送信信号の同相成分の振幅を減衰する。同様に、減衰部１８は、振幅制御部１４の制御に基づいて送信信号の直交成分の振幅を減衰する。
【００１５】
補間部１９、２０は、それぞれ、サンプリングレートをＭ（Ｍは自然数）倍に上げ、信号が無いサンプリング点に零を挿入する零内挿補間を行う。
【００１６】
フィルタ２１は、補間部１９から出力された補間後の信号に対し、フィルタ係数メモリ１２に予め設定されたフィルタ係数を用いて帯域制限をかけ、帯域制限後の信号をＤ／Ａ変換部２３に出力する。同様に、フィルタ２２は、補間部２０から出力された補間後の信号に対し、フィルタ係数メモリ１２に予め設定されたフィルタ係数を用いて帯域制限をかけ、帯域制限後の信号をＤ／Ａ変換部２４に出力する。
【００１７】
Ｄ／Ａ変換部２３は、フィルタ２１から出力されたディジタルの同相成分の送信信号をアナログ信号に変換する。同様に、Ｄ／Ａ変換部２４は、フィルタ２２から出力されたディジタルの直交成分の送信信号をアナログ信号に変換する。
【００１８】
このように、従来の基地局は、フィルタ演算にて帯域制限された信号の振幅値を測定し、測定値が予め設定された許容振幅値より大きい場合、送信信号の減衰量を制御することにより、ピーク時の送信振幅を抑圧している。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、フィルタ演算は、通過周波数域において劣化をなくし、かつ、阻止域において非常に大きな抑圧特性を得るために長いタップ長を必要とする。上記従来の基地局は、１成分あたりフィルタ演算回路を２個必要とし、例えば、ＱＰＳＫ変調の場合、フィルタ演算回路を４個必要とする。
【００２０】
すなわち、上記従来の基地局は、ピーク時の送信振幅を抑圧するためにフィルタ演算回路を増加しなければならず、回路規模が増大し、消費電力が増加してしまうという問題を有する。
【００２１】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、フィルタ演算回路の数を増加させず、ピーク時の送信振幅を抑圧することができる基地局装置及びピーク電力抑圧方法を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明の骨子は、送信信号の振幅が許容振幅値を超えた場合に補正係数を算出し、フィルタ演算後の送信信号から、補正係数にフィルタ係数を乗算した補正値を減算することである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の態様に係る基地局装置は、多重送信信号の信号点がないサンプリング点に信号を挿入する補間を行う補間手段と、メモリに保存されたフィルタ係数を用いて補間後の信号の帯域制限を行うフィルタリング手段と、帯域制限後の信号の振幅の軌跡である包絡線を算出する包絡線算出手段と、前記包絡線が許容値を超えた場合、前記許容値と前記包絡線との比である補正係数を算出し、前記補正係数に前記フィルタ係数を乗算して補正値を算出し、前記帯域制限後の信号から前記補正値を減算することにより前記帯域制限後の信号を補正する補正手段と、を具備する構成を採る。
【００２５】
本発明の第２の態様は、第１の態様に係る基地局装置において、補正手段は、補間において挿入された信号を補正する場合、前記挿入された信号の前後の信号の中で振幅が大きい方の信号について補正係数を算出する構成を採る。
【００２６】
これらの構成により、ピーク時の送信振幅を抑圧することができるので、動作線形領域が小さい増幅器にて信号を歪ませずに送信でき、装置の小型化を図ることができる。さらに、フィルタ演算回路の数を増加させないので、回路規模を増大させる必要がなく、また、消費電力の低減を図ることができる。
【００２７】
本発明の第３の態様は、第２の態様に係る基地局装置において、補正手段は、前記挿入された信号の前後の信号における振幅の差が閾値より小さい場合、前記各挿入された信号の補正係数をそれぞれ算出して平均化する構成を採る。
【００２８】
この構成により、第２の態様よりもさらに精度良くピーク時の送信振幅を抑圧することができる。
【００３０】
本発明の第４の態様に係るピーク電力抑圧方法は、多重送信信号の信号点がないサンプリング点に信号を挿入する補間を行う工程と、メモリに保存されたフィルタ係数を用いて補間後の信号の帯域制限を行う工程と、帯域制限後の信号の振幅の軌跡である包絡線を算出する工程と、前記包絡線が許容値を超えた場合、前記許容値と前記包絡線との比である補正係数を算出する工程と、前記補正係数に前記フィルタ係数を乗算して補正値を算出する工程と、前記帯域制限後の信号から前記補正値を減算する工程と、を行う方法を採る。
【００３１】
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明では、一次変調にＱＰＳＫ変調を用いた場合を例として説明する。また、基地局は、現在、３ユーザ（Ａ〜Ｃ）と無線通信を行っているものとする。
【００３２】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る基地局の構成を示すブロック図である。
【００３３】
図１において、変調部１０１は、ユーザＡに向けて送信する送信信号Ａに対してＱＰＳＫ変調を行い、変調後の信号の同相成分及び直交成分を拡散部１０４に出力する。同様に、変調部１０２は、ユーザＢに向けて送信する送信信号Ｂに対してＱＰＳＫ変調を行い、変調後の信号の同相成分及び直交成分を拡散部１０５に出力する。変調部１０３は、ユーザＣに向けて送信する送信信号Ｃに対してＱＰＳＫ変調を行い、変調後の信号の同相成分及び直交成分を拡散部１０６に出力する。
【００３４】
拡散部１０４は、ＱＰＳＫ変調された送信信号Ａに対して固有の拡散符号を乗算する拡散処理を行い、拡散後の信号を多重部１０７に出力する。同様に、拡散部１０５は、ＱＰＳＫ変調された送信信号Ｂに対して固有の拡散符号を乗算する拡散処理を行い、拡散後の信号を多重部１０７に出力する。拡散部１０６は、ＱＰＳＫ変調された送信信号Ｃに対して固有の拡散符号を乗算する拡散処理を行い、拡散後の信号を多重部１０７に出力する。
【００３５】
多重部１０７は、拡散部１０４〜１０６から出力された拡散信号を同相成分と直交成分に分けて各々加算し、同相成分の信号を補間部１０８に出力し、直交成分の信号を補間部１０９に出力する。
【００３６】
補間部１０８、１０９は、それぞれ、サンプリングレートをＭ（Ｍは自然数）倍に上げ、信号が無いサンプリング点に零を挿入する零内挿補間を行う。例えば、４倍にサンプリングレートを上げる場合、補間部１０８、１０９は、元のサンプリング点の間に３個の零を挿入する。
【００３７】
フィルタ１１０は、補間部１０８から出力された補間後の信号に対し、フィルタ係数メモリ１１２に予め設定されたフィルタ係数を用いて帯域制限をかけ、帯域制限後の信号を包絡線算出部１１３、補正係数算出部１１４及び遅延部１１７に出力する。同様に、フィルタ１１１は、補間部１０９から出力された補間後の信号に対し、フィルタ係数メモリ１１２に予め設定されたフィルタ係数を用いて帯域制限をかけ、帯域制限後の信号を包絡線算出部１１３、補正係数算出部１１４及び遅延部１１８に出力する。
【００３８】
包絡線算出部１１３は、フィルタ１１０から出力された同相成分の自乗とフィルタ１１１から出力された直交成分の自乗との和の平方根である送信信号の振幅を算出して補正係数算出部１１４に出力する。なお、算出された送信信号の振幅の軌跡が包絡線である。
【００３９】
補正係数算出部１１４は、包絡線算出部１１３にて算出された送信信号の振幅と予め設定された許容振幅値との大小比較を行い、送信信号の振幅が許容振幅値を超えた場合、後述する補正係数を算出して乗算部１１５及び乗算部１１６に出力する。また、補正係数算出部１１４は、送信信号の振幅が許容振幅値を超えない場合、補正係数として零を乗算部１１５及び乗算部１１６に出力する。
【００４０】
乗算部１１５は、補正係数算出部１１４から出力された補正係数と、フィルタ係数メモリ１１２に設定されたフィルタ係数とを乗算することにより、後述する同相成分の補正値を算出して減算部１１９に出力する。同様に、乗算部１１６は、補正係数算出部１１４から出力された補正係数と、フィルタ係数メモリ１１２に設定されたフィルタ係数とを乗算することにより、後述する直交成分の補正値を算出して減算部１２０に出力する。
【００４１】
遅延部１１７は、包絡線算出部１１３、補正係数算出部１１４及び乗算部１１５にて行われる一連の補性処理の所要時間と等しい時間だけ、フィルタ１１０から出力された帯域制限後の信号を遅延させて減算部１１９に出力する。同様に、遅延部１１８は、包絡線算出部１１３、補正係数算出部１１４及び乗算部１１６にて行われる一連の補性処理の所要時間と等しい時間だけ、フィルタ１１１から出力された帯域制限後の信号を遅延させて減算部１２０に出力する。
【００４２】
減算部１１９は、遅延部１１７の出力信号から、乗算部１１５にて算出された補正値を減算して送信信号の振幅を低減する。同様に、減算部１２０は、遅延部１１８の出力信号から、乗算部１１６にて算出された補正値を減算して送信信号の振幅を低減する。
【００４３】
Ｄ／Ａ変換部１２１は、減算部１１９から出力されたディジタルの同相成分の送信信号をアナログ信号に変換する。同様に、Ｄ／Ａ変換部１２２は、減算部１２０から出力されたディジタルの直交成分の送信信号をアナログ信号に変換する。
【００４４】
次に、補正係数算出部１１４にて行われる補正係数の算出処理について、図２の信号点配置図を参照して説明する。
【００４５】
図２において、入力信号をｄ(ｎ)、ｄ(ｎ＋１)、…で表し、挿入される信号をｙ(ｋ)、ｙ(ｋ＋１)、…で表す。図２は、２倍のオーバーサンプリングのフィルタを例として示しているので、各入力信号の間に挿入される信号は１つである。そして、入力信号ｄと挿入される信号ｙとを合わせたものがフィルタ出力となり、実線で示されたフィルタ出力を結ぶ軌跡は補正前の包絡線となる。
【００４６】
図２において、包絡線が、ｄ(ｎ＋１)とｄ(ｎ＋２)との間のｙ(ｋ＋１)において、半径ｒで表された許容振幅値を超えている。従って、基地局は、ｙ(ｋ＋１)がｙ'(ｋ＋１)になるように入力信号ｄの補正を行う。
【００４７】
補正係数算出部１１４は、まず、時刻ｋの前後の入力信号ｄ(ｎ＋１)、ｄ(ｎ＋２)の振幅値を調べ、振幅値が大きい方を補正対象として選択する。これは、振幅値が大きい入力信号を補正した方が、フィルタ出力の包絡線を効果的に修正できるからである。従って、補正係数算出部１１４は入力信号ｄ(ｎ＋１)を補正対象として選択する。
【００４８】
そして、補正係数算出部１１４は、包絡線が許容振幅値を超えないように、選択した入力信号ｄ(ｎ＋１)をｄ'(ｎ＋１)に補正するため、以下に示す手順により補正係数を計算する。
【００４９】
ｙ(ｋ＋１)の同相成分をｙi(ｋ＋１)、ｙ(ｋ＋１)の直交成分をｙq(ｋ＋１)とするとｙ(ｋ＋１)の包絡線ｙe(ｋ＋１)は、以下に示す式（１）となる。
【数１】
補正係数算出部１１４は、包絡線ｙe(ｋ＋１)を包絡線算出部１１３から、ｄ(ｎ＋１)の同相成分ｄi(ｎ＋１)をフィルタ１１０から、ｄ(ｎ＋１)の直交成分ｄq(ｎ＋１)をフィルタ１１１からそれぞれ入力し、ｄ'(ｎ＋１)の同相成分ｄi'(ｎ＋１)を以下の式（２）で計算し、ｄ'(ｎ＋１)の直交成分ｄq'(ｎ＋１)を以下の式（３）で計算する。
【数２】
【数４】
【００５１】
次に、乗算部１１５、乗算部１１６にて行われる補正値の算出処理について説明する。
【００５２】
フィルタのタップ長をＪとすると、乗算部１１５は、以下の式（６）に示すように、補正係数算出部１１４から入力したδi(ｎ＋１)に、フィルタ係数メモリ１１２に設定された各フィルタ係数ｈ(ｊ)（ｊは整数であり、０≦ｊ≦Ｊ）を乗算してΣ演算することにより、同相成分の補正値Δi(ｋ＋１)を計算する。同様に、乗算部１１６は、以下の式（７）に示すように、補正係数算出部１１４から入力したδq(ｎ＋１)に、フィルタ係数メモリ１１２に設定された各フィルタ係数ｈ(ｊ)を乗算してΣ演算することにより、同相成分の補正値Δq(ｋ＋１)を計算する。
【数６】
【００５３】
そして、減算部１１９及び減算部１２０にて、それぞれフィルタ出力から補正値を減算することにより、ｙ(ｋ＋１)がｙ'(ｋ＋１)に補正される。
【００５４】
次に、上記構成の基地局における送信信号の流れについて説明する。
各ユーザに対する送信信号は、変調部１０１〜１０３にてそれぞれ変調され、拡散部１０４〜１０６にてそれぞれ拡散処理された後、多重部１０７にて多重される。
【００５５】
多重された送信信号の同相成分は、補間部１０８にて信号がない部分に零が挿入され、フィルタ１１０にてフィルタ係数に基づき帯域制限される。同様に、多重された送信信号の直交成分は、補間部１０９にて信号がない部分に零が挿入され、フィルタ１１１にてフィルタ係数に基づき帯域制限される
【００５６】
そして、包絡線算出部１１３にて、フィルタ１１０及びフィルタ１１１の出力から包絡線が算出され、補正係数算出部１１４にて、包絡線と許容振幅値との大小関係により、補正が必要か否かが判断される。
【００５７】
包絡線が許容振幅値より大きく、補正が必要と判断された場合、補正係数算出部１１４にて、入力信号と振幅を抑圧した後の信号との差分である補正係数が算出され、乗算器１１５及び乗算器１１６にて、補正係数にフィルタ係数が乗算されて補正値が算出される。
【００５８】
フィルタ１１０にて帯域制限された送信信号の同相成分は、遅延部１１７を通過して遅延した後、減算部１１９にて乗算器１１５から出力された補正値を減算されることにより補正される。同様に、フィルタ１１１にて帯域制限された送信信号の直交成分は、遅延部１１８を通過して遅延した後、減算部１２０にて乗算器１１６から出力された補正値を減算されることにより補正される。
【００５９】
補正後の送信信号の同相成分及び直交成分は、Ｄ／Ａ変換部１２０及びＤ／Ａ変換部１２１にて、それぞれアナログ信号に変換される。
【００６０】
このように、送信信号の振幅が許容振幅値を超えた場合に補正係数を算出し、フィルタ演算後の送信信号から、補正係数にフィルタ係数を乗算した補正値を減算することにより、フィルタ演算回路の数を増加させずにピーク時の送信振幅を抑圧することができる。
【００６１】
（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２に係る基地局の構成を示すブロック図である。なお、図３において、図１と同様の構成については、図１と同一の符号を付して説明を省略する。図３に示す基地局は、図１に示す基地局に対して、乗算部２０１、２０２及び平均化部２０３、２０４を追加した構成を採る。
【００６２】
補正係数算出部１１４は、包絡線算出部１１３にて算出された送信信号の振幅が許容振幅値を超えた場合、その時刻の前後の送信信号における振幅の差分を計算し、差分の絶対値と予め設定された閾値との大小比較を行い、差分の絶対値が閾値を超えない場合、各送信信号に対する補正係数を計算し、同相成分の補正係数を乗算部１１５と乗算部２０１に出力し、直交成分の補正係数を乗算部１１６と乗算部２０２に出力する。
【００６３】
なお、補正係数算出部１１４は、送信信号の振幅が許容振幅値を超えない場合、あるいは、差分の絶対値が閾値を超える場合には、実施の形態１と同様に、補正係数を乗算部１１５及び乗算部１１６に出力する。
【００６４】
乗算部２０１は、補正係数算出部１１４から出力された補正係数と、フィルタ係数メモリ１１２に設定されたフィルタ係数とを乗算することにより、同相成分の補正値を算出する。同様に、乗算部２０２は、補正係数算出部１１４から出力された補正係数と、フィルタ係数メモリ１１２に設定されたフィルタ係数とを乗算することにより、直交成分の補正値を算出する。
【００６５】
そして、乗算部１１５及び乗算部２０１は、算出した同相成分の補正値を平均化部２０３に出力する。また、乗算部１１６及び乗算部２０２は、算出した直交成分の補正値を平均化部２０４に出力する。
【００６６】
平均化部２０３は、乗算部１１５及び乗算部２０１から入力した同相成分の補正値を平均化して減算部１１９に出力する。同様に、平均化部２０４は、乗算部１１６及び乗算部２０２から入力した直交成分の補正値を平均化して減算部１２０に出力する。
【００６７】
このように、許容振幅値を超えた送信信号の前後の送信信号における振幅の差が小さい場合に、各送信信号について補正係数を計算し、計算した補正係数に基づいてピーク時の送信振幅を抑圧することにより、実施の形態１より精度良くピーク時の送信振幅を抑圧することができる。
【００６８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の基地局装置及びピーク電力抑圧方法によれば、ピーク時の送信振幅を抑圧することができるので、動作線形領域が小さい増幅器にて信号を歪ませずに送信でき、装置の小型化を図ることができる。さらに、フィルタ演算回路の数を増加させないので、回路規模を増大させる必要がなく、また、消費電力の低減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る基地局の構成を示すブロック図
【図２】上記実施の形態に係る基地局の補正係数算出処理を説明するための信号点配置図
【図３】本発明の実施の形態２に係る基地局の構成を示すブロック図
【図４】従来の基地局の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１０８、１０９ 補間部
１１０、１１１ フィルタ
１１２ フィルタ係数メモリ
１１３ 包絡線算出部
１１４ 補正係数算出部
１１５、１１６ 乗算部
１１９、１２０ 減算部
Claims (4)
- 多重送信信号の信号点がないサンプリング点に信号を挿入する補間を行う補間手段と、メモリに保存されたフィルタ係数を用いて補間後の信号の帯域制限を行うフィルタリング手段と、帯域制限後の信号の振幅の軌跡である包絡線を算出する包絡線算出手段と、前記包絡線が許容値を超えた場合、前記許容値と前記包絡線との比である補正係数を算出し、前記補正係数に前記フィルタ係数を乗算して補正値を算出し、前記帯域制限後の信号から前記補正値を減算することにより前記帯域制限後の信号を補正する補正手段と、を具備する基地局装置。
- 補正手段は、補間において挿入された信号を補正する場合、前記挿入された信号の前後の信号の中で振幅が大きい方の信号について補正係数を算出する請求項１記載の基地局装置。
- 補正手段は、前記挿入された信号の前後の信号における振幅の差が閾値より小さい場合、前記各挿入された信号の補正係数をそれぞれ算出して平均化する請求項２記載の基地局装置。
- 多重送信信号の信号点がないサンプリング点に信号を挿入する補間を行う工程と、メモリに保存されたフィルタ係数を用いて補間後の信号の帯域制限を行う工程と、帯域制限後の信号の振幅の軌跡である包絡線を算出する工程と、前記包絡線が許容値を超えた場合、前記許容値と前記包絡線との比である補正係数を算出する工程と、前記補正係数に前記フィルタ係数を乗算して補正値を算出する工程と、前記帯域制限後の信号から前記補正値を減算する工程と、を行うピーク電力抑圧方法。
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| AU36804/00A AU3680400A (en) | 1999-04-23 | 2000-04-18 | Base station device and method of suppressing peak current |
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