JP4228825B2 - 物理量センサ装置 - Google Patents

Description

本発明は、物理量センサの出力値をデジタル値に変換して出力する物理量センサ装置に関するものである。

近年、各種機器において多数の入力情報を総合的に判断して適切な機器動作を行うことが要求されたり、複数の機器を連動制御することが要求されるようになってきている。たとえば、車載機器であるアンチロックブレーキやエアバッグのような機器では、車両の動きの変化を検出して機器の動作を短時間で制御することが必要である。そこで、この種の機器では、車両の動きを検出する物理量センサとして加速度センサを用い、加速度センサの出力値に基づいて機器を短時間かつ適正に制御するためにマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と略称する）が用いられている。加速度センサの出力をマイコンで処理するには、加速度センサの出力値をデジタル値に変換することが要求される。

ところで、物理量センサである加速度センサ、圧力センサ、ストレンゲージなどではピエゾ抵抗素子を用いる構成が知られており、このような物理量を電気抵抗に変換する物理量センサでは出力値に周囲温度の影響による誤差を含むおそれがある。したがって、この種の物理量センサの出力値の誤差を小さくするには、周囲温度に応じて出力値を補正することが必要であって、周囲温度を検出するために温度センサが必要になる。上述のように物理量センサの出力値をデジタル値に変換する場合では、物理量センサから出力されたアナログ信号の出力値に対して温度センサの出力値による補正を行う構成と、物理量センサから出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換した後のデジタル値に対して温度センサの出力値による補正を行う構成とが考えられる。後者の構成では、物理量センサの出力値とともに温度センサの出力値もデジタル値に変換しておき、物理量センサに対応するデジタル値と温度センサに対応するデジタル値とをデジタル演算が可能な演算回路に入力して物理量センサの出力値に対する温度補正を行うことになる。

いま、物理量として加速度を検出する物理量センサ装置について後者の構成を採用した例を考えると図２８のようになる。図示例では物理量センサとして互いに直交する３方向（センサの構造により決まる３方向であって、それぞれＸ軸、Ｙ軸、Ｚ軸と呼んでいる）の加速度を検出し各方向の加速度に対応する出力値が個別に得られる３軸の加速度センサ１を用いている。この加速度センサ１はピエゾ抵抗素子のブリッジ回路を３組備える。つまり、この加速度センサ１は各ブリッジ回路ごとに出力値が得られる３出力型であって、各出力をそれぞれＡＤ変換を行うために、３個のＡＤコンバータ（ＡＤＣ）３ａ〜３ｃを設けている。さらに、周囲温度を検出するための温度センサ２の出力値をデジタル値に変換するＡＤコンバータ３ｄも設けられる。各ＡＤコンバータ３ａ〜３ｄの出力はデジタル演算が可能な演算回路４に入力され、演算回路４において加速度センサ１の各出力値が温度センサ２の出力値を用いて補正される。

上述した構成では、加速度センサ１の３個の出力値と温度センサ２の出力値とを各別にＡＤコンバータ３ａ〜３ｄに入力する構成を採用しているものであるから、４個のＡＤコンバータ３ａ〜３ｄが必要であり回路規模が大きくなるという問題が生じる。とくに、上述の構成では加速度センサ１からの出力値が１個ではなく３個の出力値が得られるから、加速度センサ１だけでも３個のＡＤコンバータ３ａ〜３ｃが必要になり、このことからも回路規模が大きくなる。また、複数個のＡＤコンバータ３ａ〜３ｄを設けると、各ＡＤコンバータ３ａ〜３ｄの構成が同じであったとしても量子化誤差にばらつきを生じる可能性があるから、上述のように複数個のＡＤコンバータ３ａ〜３ｄを用いると、各ＡＤコンバータ３ａ〜３ｄへの入力値のわずかなばらつきによって、各ＡＤコンバータ３ａ〜３ｄの出力値の最小桁に１デジットの誤差が生じる可能性がある。つまり、各ＡＤコンバータ３ａ〜３ｄへの入力が等しい場合であっても各ＡＤコンバータ３ａ〜３ｄから出力されるデジタル値が不一致になることがあり、結果的に演算回路４での演算結果に誤差を生じる可能性がある。

一方、圧電センサにより得られる３方向の出力をスイッチで切り換えて１出力とした後にＡＤコンバータに入力する技術が知られている（たとえば、特許文献１参照）。
特開２０００−９７７６１号公報

しかしながら、上述した特許文献１に記載の技術では、スイッチによって同種の物理量センサ（つまり、圧電センサ）の出力を切り換えているだけであり、温度補正を行うことについて考慮されていないものであるから、温度変化によって出力値のばらつきが大きくなる可能性がある。

本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、回路規模を比較的小さくするとともに、複数入力に対してＡＤコンバータにおいて生じる誤差要因を低減させ、しかも温度変化によるばらつきを抑制して検出精度を高めた物理量センサ装置を提供することにある。

請求項１の発明は、物理量を電気抵抗に変換する物理量センサと、前記物理量センサの周囲温度を検出する温度センサと、前記物理量センサおよび前記温度センサの出力値をデジタル値に変換するＡＤコンバータと、前記物理量センサの出力値と前記温度センサの出力値とを前記ＡＤコンバータに択一的に入力するセレクタと、前記物理量センサと前記温度センサとの各出力値に対応して前記ＡＤコンバータから出力されたデジタル値を用いて前記物理量センサの出力値に温度補正を行う演算回路とから成り、前記ＡＤコンバータは、ΣΔ変調器と、ΣΔ変調器の出力のうち量子化誤差に相当する高周波領域を除去する第１のデジタルフィルタと、第１のデジタルフィルタの出力値の移動平均を求める第２のデジタルフィルタとを備え、前記演算回路は、前記物理量センサの出力値に対応するデジタル値として前記第２のデジタルフィルタの出力値を用いるとともに、前記温度センサの出力値に対応するデジタル値として前記第１のデジタルフィルタの出力値を用いるように前記ＡＤコンバータの出力を前記セレクタと同期して選択することを特徴とする。

この構成によれば、物理量センサと温度センサとがセレクタを通して１個のＡＤコンバータを兼用するから、回路規模が比較的小さくなる上に、物理量センサと温度センサとの出力値を異なるＡＤコンバータでデジタル値に変換する場合のようなＡＤコンバータの特性のわずかなばらつきによる誤差の発生がない。しかも、物理量センサだけではなく温度センサを設け、物理量センサと温度センサとの出力値をセレクタで選択して演算回路に入力するから、度変化によるばらつきを抑制して検出精度を高めることができる。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記物理量センサは複数方向の加速度について各方向別の出力値が得られる多軸の加速度センサであって、前記セレクタでは前記物理量センサの各方向別の出力値と前記温度センサの出力値とを前記ＡＤコンバータに択一的に入力することを特徴とする。

この構成によれば、多軸の加速度センサからの複数の出力値と温度センサの出力値とをセレクタで選択してＡＤコンバータに択一的に入力するから、加速度センサの複数の出力値と温度センサの出力値とを１個のＡＤコンバータでデジタル値に変換することになり、セレクタへの入力が比較的多いにもかかわらず回路規模を比較的小さくすることができる。しかも加速度センサの複数の出力値を１個のＡＤコンバータでデジタル値に変換しているから、加速度センサの各出力値に対してＡＤコンバータの特性のわずかなばらつきを原因とするデジタル値の誤差の発生が抑制され、結果的に高精度で加速度を検出することが可能になる。

また、物理量センサの出力値に対しては移動平均を用いて瞬間的に生じる異常値の影響を抑制し、温度センサの出力値に対しては移動平均を用いないから処理時間を短くすることができる。

請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記セレクタは、前記物理量センサの出力値を前記ＡＤコンバータに入力する前に当該出力値に対応付ける前記温度センサの出力値を前記ＡＤコンバータに入力することを特徴とする。

この構成によれば、物理量センサの出力値が複数存在していても温度センサの出力値の次に得られた物理量センサの出力値を補正することができ、物理量センサの出力値が得られてから当該物理量センサを温度補正したデジタル値が得られるまでに時間遅れがほとんど生じない。

請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとは１つの集積回路に内蔵され、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間を接続する接続線を前記集積回路の外部に引き出す端子が設けられるとともに、前記端子にバイパス用のコンデンサが接続されることを特徴とする。

この構成によれば、セレクタとＡＤコンバータとの間の接続線にバイパス用のコンデンサが接続され、ＡＤコンバータに入力されるアナログ信号からノイズになる高周波成分を除去することができるから、信号対雑音比を向上させることができる。

請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４の発明において、前記セレクタを構成するスイッチ素子と前記ＡＤコンバータの入力部に設けたサンプリング用のスイッチ素子とが兼用されることを特徴とする。

この構成によれば、セレクタのスイッチ素子とＡＤコンバータのサンプリング用のスイッチ素子とを兼用するから、スイッチ素子の素子数が低減されることにより回路規模の縮小につながるとともに、信号の伝送路に挿入されるスイッチ素子の素子数が低減されることによりスイッチ素子による信号劣化が抑制される。
請求項６の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に増幅器を挿入したことを特徴とする。

この構成によれば、物理量センサおよび温度センサの出力値を増幅器により増幅してからＡＤコンバータに入力するから、ＡＤコンバータに要求する精度を低くし、ＡＤコンバータの出力ビット数を少なくして回路規模を小さくすることができる。

請求項７の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記物理量センサでは複数種類の出力値が得られ、前記物理量センサと前記セレクタとの間には各出力値別に増幅器が挿入されることを特徴とする。

この構成によれば、物理量センサから複数種類の出力値が得られる場合に、物理量センサのそれぞれ増幅器で増幅してからセレクタに入力するから、ＡＤコンバータに要求する精度を低くし、ＡＤコンバータの出力ビット数を少なくすることができる。しかも、セレクタによる選択後に増幅する場合に比較すると、増幅器への入力の切換に伴うドリフトを考慮する必要がないから、物理量センサの複数種類の出力値からセレクタによって選択した後に増幅器の出力が安定する時間を待つ必要がなく、セレクタによる選択時間を短縮することができる。その結果、物理量センサの出力値を温度センサの出力値で補正する処理時間を短縮することが可能になる。

請求項８の発明は、請求項１ないし請求項７の発明において、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記ＡＤコンバータのサンプリング周波数以上の周波数成分を除去するローパスフィルタを挿入したことを特徴とする。

この構成によれば、ローパスフィルタによって高周波の不要成分を除去することができるから、不要成分による折り返し雑音を除去することが可能になり、信号対雑音比を高めることができる。

請求項９の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記ＡＤコンバータのサンプリング周波数以上の周波数成分を除去する増幅機能付きのローパスフィルタを挿入したことを特徴とする。

この構成によれば、ローパスフィルタによって高周波の不要成分を除去することができるから、不要成分による折り返し雑音を除去することが可能になり、信号対雑音比を高めることができる。また、ローパスフィルタが増幅機能付きであるから、物理量センサおよび温度センサの出力値を増幅器により増幅してからＡＤコンバータに入力することになり、ＡＤコンバータに要求する精度を低くし、ＡＤコンバータの出力ビット数を少なくして回路規模を小さくすることができる。さらに、ローパスフィルタと増幅器との機能を１回路で実現するから、回路規模の縮小につながる。

請求項１０の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に、前記物理量センサのオフセットを補正するオフセット補正手段を挿入したことを特徴とする。

この構成によれば、ＡＤコンバータに入力される前記物理量センサの出力値について、オフセット補正手段によってオフセットを除去することができるから、ＡＤコンバータではオフセット分の精度が不要になりＡＤコンバータの出力ビット数の低減につながる。また、ＡＤコンバータの出力ビット数の低減に伴って演算回路での演算処理の処理量が低減する。

請求項１１の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記セレクタが選択した前記物理量センサと前記温度センサとの出力値を次の選択まで保持するサンプルホールド回路を挿入したことを特徴とする。

この構成によれば、ＡＤコンバータの前にサンプルホールド回路を設けてＡＤコンバータの入力値を維持するから、ＡＤコンバータにはセレクタでの選択毎に１つの入力値が与えられることになり、ＡＤコンバータの出力値の安定化を図ることができる。すなわち、セレクタの１回の選択内でＡＤコンバータの出力値が変動するのを防止するから、演算回路での演算が容易になる。

請求項１２の発明は、請求項１ないし請求項１１の発明において、前記物理量センサは複数種類の出力値が得られ、前記物理量センサの出力値別に得られる前記演算回路の複数の出力値を各別に保持する複数個の出力値保持手段が設けられて成ることを特徴とする。

この構成によれば、演算回路の出力値を出力値保持手段で保持するから、物理量センサの複数種類の出力値に対応する出力値が演算回路から時系列的に出力される場合であっても、各出力値をそれぞれ出力値保持手段に保持することによって、各出力値を同時に取り出すことが可能になる。

請求項１３の発明は、請求項１ないし請求項１２の発明において、周囲温度に対する前記温度センサの出力値の変化特性と前記物理量センサの変化特性とが相似であることを特徴とする。

この構成によれば、周囲温度に対して物理量センサの出力の変化率が大きくなる温度領域では温度センサの出力値の変化率も大きくなり、物理量センサの出力の変化率が小さくなる温度領域では温度センサの出力値の変化率も小さくなるのであって、周囲温度に対する物理量センサの変化特性に合った温度補正が可能になる。すなわち、温度補正による補正精度の向上につながる。

請求項１４の発明は、請求項１ないし請求項１３の発明において、前記セレクタに前記物理量センサおよび前記温度センサの出力値を入力する状態と前記セレクタの入力を無入力とする状態とを選択する自己診断手段が付加されていることを特徴とする。

この構成によれば、セレクタの入力を無入力とする状態を選択可能とする自己診断手段を備えることによって、セレクタが無入力であるときのＡＤコンバータあるいは演算回路の出力値を監視することで、物理量センサ以外の回路部における異常の有無を容易に検出することができる。

請求項１５の発明は、請求項１ないし請求項１４の発明において、前記物理量センサを間欠駆動する間欠駆動手段を備えることを特徴とする。

この構成によれば、間欠駆動手段を設けていることによって、物理量センサを利用していないときには駆動しないようにすることができるから、連続的に駆動する場合に比較すると、電力消費を抑制することができる。

請求項１６の発明は、請求項１ないし請求項１５の発明において、前記物理量センサでは複数種類の出力値が得られ、前記演算回路は各物理量センサの出力値別に複数個設けられていることを特徴とする。

この構成によれば、温度補正を行うための演算回路を物理量センサの出力値別に設けているから、物理量センサの各出力値に対して演算回路を時分割で用いる場合に比較すると、演算回路の入力の切換直後のドリフトの影響を考慮する必要がなく、結果的に演算の高速化が可能になる。

請求項１７の発明は、請求項１ないし請求項１６の発明において、前記物理量センサと前記温度センサを含む残りの回路部とが電源として１つの定電圧電源回路を共用していることを特徴とする。

この構成によれば、電源を別途に設ける場合に比較して回路規模が小さくなる上に、定電圧電源回路を設けていることによって、物理量センサや回路部に対する電源電圧の変動がなく安定した動作が期待でき、演算回路の出力値の精度が高くなる。

請求項１８の発明は、請求項１７の発明において、前記物理量センサは周囲温度が変化すると前記定電圧電源回路からの供給電流が変化する構成であって、前記定電圧電源回路は、前記物理量センサに供給する電流を監視する電流検知手段を有し、前記電流検知手段による検出値を前記温度センサの出力値に代えて前記セレクタに入力することを特徴とする。

この構成によれば、定電圧電源回路から物理量センサに供給する電流の監視によって周囲温度を監視するから、温度センサが不要になり、回路規模を小さくすることが可能になる。

請求項１９の発明は、請求項１７または請求項１８の発明において、前記定電圧電源回路は、前記物理量センサを除く回路部に供給する電流値に基づいて回路部の異常の有無を監視する異常検知手段を備えることを特徴とする。

この構成によれば、異常検知手段により回路部の異常の有無を監視することができるから、回路部が正常に動作していることを保証することができ、信頼性の向上が期待できる。

本発明の構成によれば、物理量センサと温度センサとがセレクタを通して１個のＡＤコンバータを兼用するから、回路規模が比較的小さくなる上に物理量センサと温度センサとの出力値を異なるＡＤコンバータでデジタル値に変換する場合ようなＡＤコンバータの特性のわずかなばらつきによる誤差の発生がないという利点がある。しかも、物理量センサだけではなく温度センサを設け、物理量センサと温度センサとの出力値をセレクタで選択して演算回路に入力するから、度変化によるばらつきを抑制して検出精度を高めることができる利点もある。また、物理量センサの出力値に対しては移動平均を用いて瞬間的に生じる異常値の影響を抑制し、温度センサの出力値に対しては移動平均を用いないから処理時間を短くすることができる。

（実施形態１）
本実施形態では、図１に示すように、物理量センサとして互いに直交する方向の加速度を検出する３軸の加速度センサ１を例示する。ただし、１軸の加速度センサや２軸の加速度センサを用いる場合も本発明の技術を適用可能であり、また物理量センサとしては加速度センサに限らず、物理量を電気抵抗に変換する物理量センサであれば、圧力センサやストレンゲージなどにも本発明の技術を適用可能である。この種の物理量センサは一般にピエゾ抵抗素子を備え、本実施形態において示す加速度センサ１ではピエゾ抵抗素子からなる３個のブリッジ回路を各方向別に備えている。また、本実施形態では、図１に示すように、１つのパッケージ１０に、３軸の加速度センサ１と、加速度センサ１の出力値に温度補正を行って出力する集積回路である信号処理部１１と、信号処理部１１において用いるデータを格納したＥＥＰＲＯＭ１２との３個のチップを収納してある。言い換えると、集積回路である信号処理部１１のパッケージ１０に加速度センサ１とＥＥＰＲＯＭ１２とを収納している。

本実施形態で用いる加速度センサ１は各方向の加速度に対応したアナログ信号の３個の出力値が得られるものであり、加速度センサ１の各出力は信号処理部１１に設けたセレクタ５に入力される。信号処理部１１には温度センサ２も設けられ、温度センサ２から得られるアナログ信号の出力値もセレクタ５に入力される。温度センサ２はたとえば図２に示す構成であって、本実施形態では温度センサ２における温度検出部にダイオードＤを用いている。本実施形態において用いる加速度センサ１の出力はピエゾ抵抗素子からなるブリッジ回路の出力であり後段のＡＤコンバータ３（後述する）への入力を差動電圧で与えるのであって、温度センサ２においても加速度センサ１と同様の形態で出力を得るように、ダイオードＤを通過する電流とは別経路で抵抗Ｒ１にも電流を流し、ダイオードＤの端子電圧と抵抗Ｒ１の端子電圧とを出力するように構成してある。

さらに具体的に説明すると、温度センサ２は、温度検出部としてのダイオードＤのカソードに抵抗Ｒ２を直列接続してダイオードＤと抵抗Ｒ２との直列回路に電流源からの電流Ｉｔ１を流しており、さらにダイオードＤを通る経路とは別に設けた抵抗Ｒ１にも電流源からの電流Ｉｔ２を流している。ダイオードＤのアノードの電位は周囲温度に応じて変動するから、ダイオードＤのアノードの電位を演算増幅器からなるボルテージフォロワＶＦ１に通して電圧Ｖｔｏ１を取り出し、また抵抗Ｒ１の両端電圧をボルテージフォロワＶＦ２に通して電圧Ｖｔｏ２を取り出している。したがって、周囲温度が変化すれば両ボルテージフォロワＶＦ１，ＶＦ２の出力電圧の差電圧Ｖｔｏ１−Ｖｔｏ２が変化するから、この差電圧Ｖｔｏ１−Ｖｔｏ２を温度センサ２の出力値として用いるのである。なお、抵抗Ｒ１，Ｒ２は適宜に設定され、抵抗Ｒ１，Ｒ２に応じて温度センサ２の出力値の範囲を調節することができる。

セレクタ５は、図３に示すように、４組の入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４を備えるとともに１組の出力端子ＯＴ１を備えるものであって、４組の入力端子と出力端子との間に挿入された複数組のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を備え、外部から与えられるタイミング信号によってスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御することにより入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４を択一的に出力端子ＯＴ１に接続するように構成されている。セレクタ５の入力端子ＩＮ１〜ＩＮ３には加速度センサ１の３出力がそれぞれ接続され、セレクタ５の入力端子ＩＮ４には温度センサ２が接続される。したがって、タイミング信号によってスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を択一的にオンにすることによって、加速度センサ１の各出力と温度センサ２の出力とがセレクタ５の出力端子ＯＴ１に順次接続されることになる。要するに、セレクタ５により加速度センサ１の各出力値と温度センサ２の出力値とを順次択一的に選択して後段に引き渡すことになる。

セレクタ５を通して選択された加速度センサ１の出力値と温度センサ２の出力値とはＡＤコンバータ３に順次入力される。本実施形態で用いるＡＤコンバータ３は、ΣΔ変調器３１と、ΣΔ変調器３１の出力のうち高周波領域を除去するフィルタ回路３２とを備える。フィルタ回路３２は図示例では２段に構成されており、初段のデジタルフィルタ３２ａはΣΔ変調器３１の出力のうち量子化誤差に相当する高周波領域を除去し、２段目のデジタルフィルタ３２ｂはデジタルフィルタ３２ａの出力値の移動平均を求める。ΣΔ変調器３１では、周知のように、サンプリング周波数を通常よりも高く設定してオーバサンプリングを行うとともに、ノイズ電力が高周波領域に偏在するように分布させるノイズシェーピングという操作を行う。すなわち、ΣΔ変調器３１の出力のうちノイズ電力が分布している高周波領域を除去すれば量子化誤差に起因するノイズを大幅に低減することができることが知られており、サンプリング周波数を高くするほど信号対雑音比が向上し、またΣΔ変調器３１の出力から高周波成分を除去するフィルタ回路３２の特性を急峻にするほど信号対雑音比が向上することが知られている。ここに、ＡＤコンバータ３の分解能は外部から入力されるリファレンス電圧によって調節可能であって、温度センサ２は補正用の情報であって要求される分解能は加速度センサ１よりも低いから、セレクタ５により温度センサ２を選択する間にはＡＤコンバータ３の分解能を落とすように電圧源１６から定電圧を入力している。

ところで、仮に加速度センサ１の出力周波数の最大値が５０Ｈｚであるとすれば、ＡＤコンバータ３のサンプリング周波数は１００Ｈｚ以上にしなければならないから、サンプリング周期は１０ｍｓ以下に設定することが要求される。ここで、加速度センサ１からの３出力と温度センサ２からの出力との４種類のアナログ値をＡＤコンバータ３に順次入力しなければならないから、各入力に均等に時間を割り当てるとすれば各入力に最大２．５ｍｓしか時間を与えることができない。一方、ＡＤコンバータ３から出力されるデジタル値の精度を高めようとすれば、サンプリング周期内において入力に割り当てる時間幅を長くするほうがよい。また、温度センサ２の出力値は加速度センサ１の出力値の補正用に用いるものであるから、加速度センサ１の出力値に比較すれば低精度であってもよいと言える。

そこで、加速度センサ１の出力値についてはフィルタ回路３２を構成する２段のデジタルフィルタ３２ａ，３２ｂの両方に通してΣΔ変調器３１の出力の高周波領域を除去するだけではなく移動平均を求めることにより、ノイズなどによって瞬間的に生じる異常値の影響を抑制しており、温度センサ２の出力値については初段のデジタルフィルタ３２ａのみを通してΣΔ変調器３１の出力のうちの高周波領域の除去のみを行っている。デジタルフィルタ３２ｂにおいて移動平均を求めるには複数個の値について平均値を求めるから比較的長い処理時間を要するが、デジタルフィルタ３２ａでは異常値の影響を抑制する機能はないものの比較的短い処理時間しか要さない。つまり、加速度センサ１の出力値を２段のデジタルフィルタ３２ａ，３２ｂに通すことによって異常値の影響を抑制した正確な値を得ることができ、温度センサ２の出力値はデジタルフィルタ３２ａのみを通すことによって短時間で処理することができる。

両デジタルフィルタ３２ａ，３２ｂの処理時間についてさらに詳述する。一般に、デジタルフィルタ３２ａは入力を受けてからデジタルフィルタ３２ａの出力が安定するまでには複数個のサンプル点が必要である。たとえば、図４のように６個目のサンプル点で出力が安定するとすれば（図の黒丸が安定したことを示す）、ΣΔ変調器３１から温度センサ２に対応する出力が得られた後にフィルタ回路３２の出力値が安定するまでの時間は、デジタルフィルタ３２ａにおいて６個のサンプル点が得られるまでの時間になる。これに対して、ΣΔ変調器３１から加速度センサ１に対応する出力が得られた後にフィルタ回路３２の出力値が確定するまでの時間は、図５（ａ）に示すように、デジタルフィルタ３２ａにおいて６個のサンプル点が得られた後にさらに移動平均を求めるのに必要な個数のサンプル点が得られるまでの時間になり（図示例では移動平均を４個のサンプル点から求めている）、図５（ｂ）のように９個目のサンプル点が得られた時点で出力値が確定することになる。このように、デジタルフィルタ３２ａのみを用いる場合に比較して両デジタルフィルタ３２ａ，３２ｂを用いる場合のほうが長い処理時間を要するのである。

しかるに、上述のようにして加速度センサ１と温度センサ２とでフィルタ回路３２の処理時間を変化させることにより、温度センサ２の出力値に対するフィルタ回路３２の処理時間を加速度センサ１の出力値に対するフィルタ回路３２の処理時間よりも短くしているのであって、結果的に加速度センサ１の３つの出力値に割り当てる時間幅を温度センサ２の出力値に割り当てる時間幅よりも長くすることが可能になっており、逆に言えば、サンプリング周期内において加速度センサ１の各出力に割り当てる時間幅を比較的大きくとることが可能になっている。すなわち、セレクタ５に与えるタイミング信号を、図６のように設定し、このようなタイミング信号を用いて加速度センサ１の３つの出力値（図６では各方向をＸ軸、Ｙ軸、Ｚ軸と記載している）と温度センサ２の出力値とをサイクリックに選択するように、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を順にオンにするのである。図６において破線で区切った区間がサンプリング周期Ｔに相当しており、サンプリング周期Ｔの中では温度センサ２の出力値をＡＤコンバータ３に最初に入力した後に、加速度センサ１の出力値をＡＤコンバータ３に入力するようにタイミングを設定してある。つまり、加速度センサ１の出力値を補正するために用いる温度センサ２の出力値を、サンプリング周期の先頭でデジタル値に変換するのである。

仮に、図７に示すように、サンプリング周期において加速度センサ１の出力値をＡＤコンバータ３に入力した後に温度センサ２の出力値をＡＤコンバータ３に入力するとすれば、初期動作においては温度センサ２の出力値が得られる前に加速度センサ１の出力値が得られるから、加速度センサ１の出力値を温度センサ２の出力値に基づいて補正した結果が得られるまでに少なくともサンプリング周期に相当する時間遅れが生じることになる。これに対して、本実施形態のように物理量センサ１の出力値をデジタル値に変換する前に温度センサ２の出力値をデジタル値に変換する構成を採用すれば、温度センサ２の出力値に対応するデジタル値が得られた後、加速度センサ１の最初の出力値に対応するデジタル値が得られた時点で加速度センサ１の出力値を補正することができる。つまり、図７に示す手順に比較すると加速度センサ１の出力値が最初に得られるまでの時間を短縮することができるのである。

フィルタ回路３２の出力はマイコンからなるデジタル回路６に入力される。デジタル回路６は、加速度センサ１の出力に対して温度センサ２の出力に基づく補正演算を行う演算回路４を備えるとともに、セレクタ５に対してタイミング信号を発生する制御信号発生回路７を備える。制御信号発生回路７はデジタル回路６の外部に設けた発振器８からのクロック信号を受けてタイミング信号を生成し、さらにクロック信号に基づいて、演算回路４での補正演算のタイミングを指示するタイミング信号と、後述するサンプルホールド回路２１へのタイミング信号とを生成する。デジタル回路６には制御信号発生回路７で生成されたタイミング信号に基づいて演算回路４に補正演算のタイミングを指示するためのステイトマシン９が設けられる。つまり、演算回路４はステイトマシン９により指示されたタイミングに応じて、デジタルフィルタ３２ａ，３２ｂから取得したデジタル値を、加速度センサ１の各出力と温度センサ２の出力とに分類して処理することになる。言い換えると、演算回路４は各デジタルフィルタ３２ａ，３２ｂの出力をセレクタ５での選択に同期して選択していることになる。

演算回路４では温度センサ２に対応するデジタルフィルタ３２ａの出力を取得したときには、デジタル回路６に付設したＥＥＰＲＯＭ１２からＲＯＭインタフェース１３を介して補正データを取得する。つまり、ＥＥＰＲＯＭ１２には温度センサ２の出力に対応したデジタルフィルタ３２ａの出力値と、加速度センサ１の出力値の補正に用いる補正データとを対応付けたテーブルが格納されており、デジタルフィルタ３２ａの出力をテーブルに照合することによって補正データを取得するのである（図８のＳＴ１）。上述したようにセレクタ５では温度センサ２の出力値をＡＤコンバータ３に入力した後に、加速度センサ１の出力値をＡＤコンバータ３によってデジタル値に変換するから、演算回路４では上述のようにして補正データを取得した後に加速度センサ１の出力値に対応するデジタル値をデジタルフィルタ３２ｂの出力として取得することになる（図８のＳＴ２）。このようにして、加速度センサ１の出力値と補正データとを取得した後に補正演算を行い（図８のＳＴ３）、補正演算の結果を出力するのである（図８のＳＴ４）。演算回路４において上述のような補正演算を行うことにより、加速度センサ１のオフセットや感度を温度特性に応じて補正することが可能になる。言い換えると、ＥＥＰＲＯＭ１２の補正データは加速度センサ１のオフセットおよび感度の温度特性に基づいて設定される。

本実施形態の信号処理部１１は、演算回路４から出力されるデジタル値をそのまま出力するほか、アナログ値に変換して出力する機能も備えており、デジタル回路６から出力されたデジタル信号はＤＡコンバータ１４を通してアナログ信号に変換される。ここで、加速度センサ１は３出力を有しているから、ＤＡコンバータ１４の出力を、加速度センサ１の各出力別のタイミングでサンプルホールド回路１５に保持し、加速度センサ１からの３個の出力値に対応するアナログ信号を個別に取り出すことができるようにしてある。すなわち、上述した制御信号発生回路７からのタイミング信号は、セレクタ５によって加速度センサ１の出力値を選択するタイミングに同期してサンプルホールド回路１５の動作タイミングを決定するのである。

さらに、本実施形態ではセレクタ５とＡＤコンバータ３との間を接続する接続線をパッケージ１０の外部に引き出す端子Ｔｍを設けてある。つまり、端子Ｔｍはセレクタ５とＡＤコンバータ３との間を接続する接続線を集積回路である信号処理部１１の外部に引き出していることになる。また、図９に示すように端子Ｔｍにはバイパス用のコンデンサＣ１，Ｃ２が接続可能になっている。このコンデンサＣ１，Ｃ２によってセレクタ５の出力のうちの高周波成分を除去することができ、ＡＤコンバータ３に入力される信号の信号対雑音比を向上させることができる。

なお、本実施形態において温度センサ２を信号処理部１１に内蔵した例を示したが、温度センサ２を信号処理部１１と別に設けるようにしてもよい。

（実施形態２）
実施形態１では、セレクタ５とＡＤコンバータ３とは別構成としているが、セレクタ５は図３に示すように４組のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を備え、その一方でＡＤコンバータ３の入力部には図１１に示すようにサンプリング用のスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２が設けられている。スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４やスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２には、ＣＭＯＳスイッチを用いており、ＣＭＯＳスイッチではオンオフの動作時に電荷の充放電が生じるから、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４，ＳＷ１，ＳＷ２を信号が通過する際には信号が劣化する可能性がある。したがって、信号経路に挿入されるスイッチ素子の個数は少ないほうがよく、またスイッチ素子の個数を減らせば回路規模の縮小にもなる。

ここで、セレクタ５とＡＤコンバータ３との接続関係からわかるように、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４とスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２とは直列に接続されており、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２はサンプリング用であるから、セレクタ５に設けたスイッチ要素Ｓ１〜Ｓ４のオンオフのタイミングを適宜に設定すればスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２を省略することが可能である。すなわち、本実施形態では図１０に示すようにＡＤコンバータ３の入力部に設けたスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２を省略し、２個１組で４組設けたセレクタ５のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の代わりに用いており、この構成により実施形態１に比較すると、２個のスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２が削減されることになり、回路規模の縮小と信号劣化の抑制とに寄与することになる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。

（実施形態３）
本実施形態は、図１２に示すように、基本的には図１に示した実施形態１の構成と同様であって、セレクタ５とＡＤコンバータ３との間にプリアンプとしての増幅器２１を挿入した点が相違する。ここに、図１２では図１における端子Ｔｍは示していないが、端子Ｔｍを適宜に設けることが可能である。以下に説明する他の実施形態でも同様である。

増幅器２１は、セレクタ５から出力される加速度センサ１の３つの出力値と温度センサ２の出力値とをそれぞれ増幅してＡＤコンバータ３に入力する。つまり、増幅器２１を設けていない構成に比較してＡＤコンバータ３の入力レベルが大きくなるのであって、増幅器２１を設ける場合と設けない場合とについてＡＤコンバータ３の出力ビット数を同じにして比較すると、増幅器２１を設ける場合のほうが分解能を大きくとることができる。逆に言えば、要求する分解能が同じであれば、増幅器２１を設けない場合に比較してＡＤコンバータ３の出力ビット数を少なくすることができ、ＡＣコンバータ３の回路規模を縮小することができるのはもちろんのこと、ＡＤコンバータ３から出力されるデジタル値の処理に要する回路（たとえば、演算回路４）の回路規模も増幅器２１を設けていない場合より縮小することができる。

なお、実施形態１において説明したように、加速度センサ１はブリッジ回路の出力であり、温度センサ２はブリッジ回路と同様の形態の出力が得られるように構成してあるから、増幅器２１の構成としては差動増幅器を用いる。差動増幅器の構成としては、１個の演算増幅器を用いた構成や、計装アンプのように複数個の演算増幅器を組み合わせた構成を採用することができる。また、出力形態は出力端が１個のもののほか２個のもの（いわゆる、全差動増幅器）を用いることができる。なお、増幅器２１の構成として、加速度センサ１の出力値のみを増幅し、温度センサ２の出力値は通過させるように構成することも可能である。この場合、増幅器２１が増幅するか通過のみを行うかの選択は、セレクタ５の動作に同期し、セレクタ５において温度センサ２の出力値が選択されたときには、増幅器２１は増幅せずにセレクタ５の出力を通過させ、セレクタ５において加速度センサ１の出力値が選択されたときには、セレクタ５の出力を増幅器２１で増幅してからＡＤコンバータ３に入力することになる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。

（実施形態４）
本実施形態は、図１３に示すように、基本的には図１に示した実施形態１の構成と同様であって、加速度センサ１の各出力をそれぞれ増幅する３個の増幅器２２ａ〜２２ｃを設けている点が相違する。実施形態３の構成と比較すると、実施形態３ではセレクタ５の後段に増幅器２１を設けているのに対して、本実施形態では、セレクタ５の前段に増幅器２２ａ〜２２ｃが設けられているのであって、実施形態３の構成とは基本的には同様に機能することになる。つまり、ＡＤコンバータ３の分解能を高めることが可能になり、あるいはＡＤコンバータ３以降の回路規模の縮小が可能になる。

さらに、本実施形態の構成では、各増幅器２２ａ〜２２ｃへの入力が切り換えられないから、セレクタ５による選択後に増幅する場合に比較すると、増幅器への入力の切換に伴うドリフトや増幅器での遅延を考慮する必要がなく、セレクタ５によって選択した後に増幅器の出力が安定する時間を待つ必要がない。その結果、セレクタ５において加速度センサ１の出力値を切り換える時間間隔を短縮することができる。

とくに、増幅器２２ａ〜２２ｃの入力に含まれる不要成分を抑制するために増幅器２２ａ〜２２ｃにフィルタとしての機能を持たせている場合には、増幅器２２ａ〜２２ｃが時定数を持つから、増幅器２２ａ〜２２ｃの入力に対する出力の応答に時間遅れが生じるのであって、セレクタ５の後段において増幅器を設ける場合には、セレクタ５によって加速度センサ１の出力値を選択する時間間隔を増幅器による時間遅れよりも長くしなければならない。このように、セレクタ５を切り換える時間間隔が長くなれば、それだけＡＤコンバータ３以降の処理に遅れが生じ、結果的に加速度センサ１の出力値を温度センサ２の出力値で補正する処理時間が長くなる。これに対して、本実施形態の構成では、セレクタ５の前段において加速度センサ１の３つの出力値をそれぞれ増幅する増幅器２２ａ〜２２ｃを設けたことによって、増幅器２２ａ〜２２ｃの遅れ時間を考慮することなくセレクタ５を切り換えることができ、加速度センサ１の出力値を温度センサ２の出力値で補正する処理に要する処理時間を実施形態３の構成よりも短縮することができる。

（実施形態５）
本実施形態は、図１４に示すように、基本的には図１に示した実施形態１の構成と同様であって、セレクタ５とＡＤコンバータ３との間にＡＤコンバータ３のサンプリング周波数以上の周波数成分を除去するローパスフィルタ２３を挿入した点が相違する。ＡＤコンバータ３の入力側にローパスフィルタ２３を設けることによって、ＡＤコンバータ３のサンプリング周波数以上の高周波成分による折り返し雑音を除去することができ、量子化雑音を低減して信号対雑音比を高め、結果的にセレクタ５からの出力値に対するＡＤコンバータ３の出力値の変換精度を高めることになる。

ローパスフィルタ２３としては、コンデンサと抵抗とを組み合わせた構成やコンデンサとインダクタとを組み合わせた構成のものを用いることができる。また、図１５に示すように、出力端が２個である差動増幅器（全差動増幅器）ＡＭＰに抵抗Ｒ１〜Ｒ４とコンデンサＣ１，Ｃ２とを組み合わせた形の増幅機構付きのローパスフィルタ２３を用いてもよい。この構成では、抵抗Ｒ２，Ｒ４とコンデンサＣ１，Ｃ２とによりカットオフ周波数が決まる。図１５に示す構成を採用することによって、実施形態３における増幅器２１と同様の機能を付加することができ、セレクタ５の出力値の増幅によるＡＤコンバータ３の出力ビット数を低減させる効果と、ＡＤコンバータ３のサンプリング周波数以上の不要成分を除去して信号対雑音比を高める効果とを併せ持つ構成を実現することができる。このように、増幅機能付きのローパスフィルタ２３を用いることによって、上述した２つの機能を比較的小規模の回路構成で実現することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。

（実施形態６）
本実施形態は、図１６に示すように、基本的には図１に示した実施形態１の構成と同様であって、セレクタ５とＡＤコンバータ３との間に加速度センサ１のオフセットを補正するオフセット補正手段を挿入した点が相違する。オフセット補正手段は、セレクタ５からの出力値に対して補正値を加減算する加減算回路２４ａと、デジタル回路６から与えられるデジタル値である補正値をアナログ値に変換するＤＡコンバータ２４ｂとを備える。ＤＡコンバータ２４ｂに与えるオフセット補正用の補正値であるデジタル値は、デジタル回路６に付設されたＥＥＰＲＯＭ１２に格納される。

しかして、電源投入時あるいは図示しない別途のスイッチによって指示したときに、デジタル回路６では温度センサ２の出力値を読み込み、ＥＥＰＲＯＭ１２から温度センサ２の出力値に対応付けた補正値を読み出してＤＡコンバータ２４に与える。この補正値はオフセットを粗く補正するものであって、補正値は比較的粗く設定されている。なお、補正値はＥＥＲＯＭ１２ではなく別途に設けたメモリに格納してもよい。オフセット補正手段による補正は電源投入時やスイッチによる指示時の補正値を電源遮断まで継続して用いるようにすればよいが、適宜の時間間隔で補正値を更新するようにしてもよい。

上述したように、ＡＤコンバータ３への入力値を粗く補正することによって、ＡＤコンバータ３への入力値のオフセットがほぼ除去されることになるから、ＡＤコンバータ３の入力ダイナミックレンジを低減することができ、結果的にＡＤコンバータ３の出力ビット数を低減することが可能になり、ＡＤコンバータ３の出力ビット数の低減に伴って演算回路４での演算処理の処理量が低減する。また、ＡＤコンバータ３への入力値からオフセットを除去していることによって、演算回路４での補正を軽減することができ、ＥＥＰＲＯＭ１２に格納する補正データのデータ量を削減することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。

（実施形態７）
本実施形態は、図１７（ａ）に示すように、図１に示した実施形態１の構成に対して、セレクタ５とＡＤコンバータ３との間にセレクタ５の出力値を次の選択まで保持するサンプルホールド回路２５を挿入したものである。サンプルホールド回路２５は、たとえば図１７（ｂ）のように構成される。図示例は、アナログスイッチＳＷ５により入力を入切し、アナログスイッチＳＷ５を通して得られた入力値を抵抗Ｒ５を通してコンデンサＣ５に蓄積する構成を有している。

この構成では、ＡＤコンバータ３の前にサンプルホールド回路２５を設けてＡＤコンバータ３の入力値を保持するから、セレクタ５での選択毎にＡＤコンバータ３には１つの入力値が与えられ、ＡＤコンバータ３の入力値が安定化される。その結果、ＡＤコンバータ３の出力値が安定になり、セレクタ５の１回の選択内でＡＤコンバータ３の出力値が変動するのを防止することができるから、演算回路で４の演算が容易になる。とくに、図１７（ｂ）に示す形態のサンプルホールド回路２５を用いると、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５とがローパスフィルタを構成するから、実施形態４と同様にＡＤコンバータ３のサンプリング周波数以上の不要成分を除去することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。

（実施形態８）
図１に示した実施形態１の構成では、演算回路４の出力値（実際にはＤＡコンバータ１４の出力値）を保持するサンプルホールド回路１５を１個だけ設けていたのに対して、本実施形態は図１８に示すように、出力値保持手段として３個のサンプルホールド回路１５ａ〜１５ｃを設けたものである。各サンプルホールド回路１５ａ〜１５ｃには、加速度センサ１の３つの出力値に対応する演算結果がそれぞれ保持される。

図１に示した実施形態１の構成のように１個のサンプルホールド回路１５に加速度センサ１３の３つの出力値に対する演算結果を保持する場合には、各出力値に対応する演算結果をサンプルホールド回路１５に順に保持し、各演算結果を用いる外部回路に対して各別の出力端から演算結果を与えることが必要であるから、デマルチプレクサないしシリアル−パラレル変換器を用いることになる。この場合、出力値は時分割で得られることになるから、平均化のためのローパスフィルタを通して演算結果を外部回路に与えることが必要になる。

これに対して、本実施形態の構成を採用することによって、サンプルホールド回路１５ａ〜１５ｃがデマルチプレクサとローパスフィルタとの機能を併せ持つことになり、しかもローパスフィルタを用いる場合よりも出力値を安定に保つことができる。また、演算回路４からは加速度センサ１の３つの出力値にそれぞれ対応した演算結果が時系列的に出力されるが、サンプルホールド回路１５ａ〜１５ｃで演算結果を保持することによって、各演算結果を同時に取り出すことが可能になる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。

（実施形態９）
本実施形態は、実施形態１において温度センサ２に用いたダイオードＤに代えてサーミスタを用いるものである。加速度センサ１には上述のようにピエゾ抵抗素子を用いているから、温度変化に対する出力値の変化は２次曲線に近い特性になる。つまり、低温部では高温部よりも変化率が大きくなる。これに対して、ダイオードＤの温度特性は、図１９（ｂ）のように、温度変化に対して温度センサ２の出力値（差電圧Ｖｔｏ１−Ｖｔｏ２）は直線的に変化する。したがって、周囲温度に対する加速度センサ１の出力値と温度センサ２の出力値との変化率が異なっている。この場合、加速度センサ１の出力値の変化率が大きい領域に対して温度センサ２の出力値に基づく補正が粗くなり、逆に加速度センサ１の出力値の変化率が小さい領域に対して温度センサ２に出力値に基づく補正が細かくなる。

本実施形態では、ダイオードＤに代えてサーミスタを用いることにより、温度センサ２の出力値の変化特性が図１９（ａ）のような変化になり、加速度センサ１の出力値の変化特性と相似になる。つまり、周囲温度の変化に対する加速度センサ１の出力値の変化率が大きい領域では、温度センサ２の出力値の変化率も大きくなるから、温度変化に対する補正値を細かく設定することができ、逆に加速度センサ１の出力値の変化率が小さい領域では、温度変化に対する補正値を粗く設定することができる。要するに、変化の大きい領域では補正データのデータ量を多くし、変化の小さい領域では補正データのデータ量を少なくするのである。その結果、周囲温度に対する加速度センサ１の変化特性に合った温度補正が可能になり、温度補正による高精度な補正が可能になる。他の構成および機能は実施形態１と同様である。

（実施形態１０）
本実施形態は、図２０に示す構成のセレクタ５を用いるものであって、他の構成は実施形態１と同様のものである。すなわち、図３に示した実施形態１に用いるセレクタ５とはスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４を設けている点が相違する。スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４は、セレクタ５の各入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４の端子間をそれぞれ短絡する状態を開放する状態とを選択するものである。すなわち、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４の短絡状態ではセレクタ５の入力が無入力になり、開放状態ではセレクタ５に加速度センサ１および温度センサ２の出力値を入力する状態になるから、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４は両状態を選択することになる。ここで、無入力状態におけるＡＤコンバータ３の出力あるいは演算回路４の出力を監視すれば、加速度センサ１および温度センサ２を除いた回路部の異常の有無を判断することができるから、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４の短絡状態では異常の有無の自己診断が可能になる。

自己診断を行うための自己診断手段は、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のほかに、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４をオンオフさせる機能と、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオン時（短絡時）におけるＡＤコンバータ３または演算回路４の出力値を、既知である正常値と比較する機能とを有している。スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフはデジタル回路６に設けた制御信号発生回路７が行い、ＡＤコンバータ３または演算回路４の出力値の監視機能はデジタル回路６に付設される。

自己診断手段の作動が指示されると、自己診断手段はスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４を一定周期で順に短絡し、短絡時におけるＡＤコンバータ３の出力値または演算回路４の出力値が既知の正常範囲内か否かを判断する。正常範囲については、ＥＥＰＲＯＭ１２またはデジタル回路６に設けた図示しないメモリに記憶させておく。ここに、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオン時においてセレクタ５の各入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４をそれぞれ無入力にするだけではなく、一定のバイアス電圧がセレクタ５から出力されるように構成してもよい。なお、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４を短絡するタイミングは以下の２種類のいずれかとする。すなわち、すべての入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４から１回ずつ入力を取り込んだ後に、次に入力を選択するまでの期間においてすべての各スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４を１回ずつ短絡するか、あるいは、各入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４から入力を取り込む前に、各入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４に対応するスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４をそれぞれ短絡する。

本実施形態の構成では、セレクタ５を無入力とする自己診断が可能であるから、加速度センサ１を除く回路部の異常の有無を容易に検出することができる。他の構成および機能は実施形態１と同様である。

（実施形態１１）
本実施形態は、図２１に示すように、図１に示した実施形態１に対して、加速度センサ１への電源供給経路にスイッチ素子ＳＷ３を挿入し、スイッチ素子ＳＷ３のオンオフをデジタル回路６に設けた制御信号発生回路７で制御することにより、加速度センサ１を間欠駆動するようにしたものである。すなわち、スイッチ素子ＳＷ３とデジタル回路６とにより間欠駆動手段を構成している。加速度センサ１はブリッジ回路を有しているから、ブリッジ回路に給電する電源経路をスイッチ素子ＳＷ３でオンオフすることによって、加速度センサ１を有効にする状態と無効にする状態とを選択することができるのである。ここで、加速度センサ１を動作させる期間は、加速度センサ１の各出力値を１回ずつセレクタ５で選択した後に次に加速度センサ１の各出力値をセレクタ５で選択するまでの期間であって、温度センサ２の出力値をセレクタ５に入力する期間には加速度センサ１への給電を停止する。

この構成によって、加速度センサ１の出力値を取り込む必要がない期間には加速度センサ１への電源供給を停止することになり、加速度センサ１に連続的に給電する場合に比較すると、電力消費を抑制することができる。

なお、間欠駆動手段はＤＡコンバータ１４を間欠駆動する構成としてもよく、この場合は加速度センサ１の出力値に対応するＤＡコンバータ１４の出力値がサンプルホールド回路１５に引き渡されてから次にＤＡコンバータ１４への入力があるまではＤＡコンバータ１４への給電を停止または低減するようにすればよい。同様に、ΣΔ変調器３１に対しても入力がないときいは給電を停止または低減することが可能である。他の構成および機能は実施形態１と同様である。

（実施形態１２）
図１に示した実施形態１では１個の演算回路４を用いて加速度センサ１の３つの出力値に対する補正演算を行っていたが、本実施形態では図２２に示すように、加速度センサ１の３つの出力値に対する補正演算をそれぞれ行う３個の演算回路４ａ〜４ｃを設けている。ただし、ＤＡコンバータ１４およびサンプルホールド回路１５は１個であるから、演算回路４ａ〜４ｃの出力を順に選択して出力するための出力インタフェース１７を付加している。

実施形態１の構成では、加速度センサ１の各出力値のうちのいずれかについて演算回路４が演算を行っている間には、加速度センサ１の別の出力値に関する演算を行うことができなかったのに対して、本実施形態では加速度センサ１の各出力値を各別の演算回路４ａ〜４ｃによって演算するから、他の出力値に対する演算が終了していない場合でも次の出力値に対する演算が可能になる。つまり、１個の演算回路４によって時分割的に演算を行う場合に比較して演算の高速化が可能になる。しかも、演算回路４ａ〜４ｃの入力の切換直後のドリフトの影響を考慮する必要がないことによっても演算の高速化が可能になる。他の構成および機能は実施形態１と同様である。

（実施形態１３）
本実施形態は、図２３に示すように、図１に示した実施形態１の構成に対して、加速度センサ１と温度センサ２を含む残りの回路部とが電源として１つの定電圧電源回路２６を共用する点で相違する。ただし、定電圧電源回路２６は、加速度センサ１への電源と他の回路部への電源とを別系統としている。ところで、実施形態１の構成では、加速度センサ１には定電圧を印加せずに電源電圧を印加し、温度センサ２には定電圧を印加する構成を想定しており、セレクタ５に加速度センサ１の出力値を入力する期間と温度センサ２の出力値を入力する期間とで印加電圧を切り換えているが、本実施形態では加速度センサ１と温度センサ２とのどちらの出力値をセレクタ５に入力するかにかかわらず定電圧電源回路２６から電源を供給している。

本実施形態の構成を採用することにより、電源の切換が不要であり、温度センサ２や回路部だけではなく加速度センサ１にも定電圧を印加していることによって、加速度センサ１の出力値が電源電圧の変動の影響を受けなくなり、演算回路４による演算結果の精度が高くなる。しかも、電源の切換が不要であるから回路規模の縮小につながる。他の構成および機能は実施形態１と同様である。

（実施形態１４）
本実施形態は、図２４に示すように、図２３に示した実施形態１３の構成に対して温度センサ２を省略するとともに、定電圧電源回路２６ａとして出力電流を検出する機能を有するものを用い、定電圧電源回路２６で検出した出力電流を温度センサ２の出力値に代えてセレクタ５に与えるようにしたものである。

定電圧電源回路２６は、たとえば図２５に示すように構成される。すなわち、定電圧電源回路２６において、定電圧を生成する定電圧発生部２６ａから加速度センサ１および回路部への電源の供給経路に電流検出用の抵抗Ｒｓを挿入してあり、抵抗Ｒｓの両端電圧を電圧増幅器２６ｂで増幅した後、ローパスフィルタ２６ｃで高周波の変動成分を除去した信号を温度センサ２の出力値と等価な出力値として用いるのである。定電圧電源回路２６からの出力電流の検出値を温度センサ２の出力値に代えて用いることができるのは、加速度センサ１としてピエゾ抵抗素子を用いており、定電圧を印加していることによって周囲温度による抵抗変化を電流変化として検出することが可能になるからである。なお、図２５では加速度センサ１と回路部との電源経路を同経路としているが、加速度センサ１と回路部との電源経路を別経路に分離し、加速度センサ１への電源経路における供給電流のみを検出する構成を採用すれば、回路部の動作電流の変化の影響を受けることなく温度の検出が可能になる。もっとも温度の検出精度は回路部の動作電流の変化の影響に比較して粗くてもよいから、回路部への供給電流を含んでいても用いることが可能である。

本実施形態の構成によれば、定電圧電源回路２６から加速度センサ１に供給する電流の監視によって周囲温度を監視するから、温度センサが不要になり回路規模を小さくすることができる。他の構成および機能は実施形態１３と同様である。

（実施形態１５）
本実施形態は、図２６に示すように、図２４に示した実施形態１４の構成とは定電圧電源回路２６からデジタル回路６に対して異常検知信号を出力する点で相違する。すなわち、定電圧電源回路２６は、図２７に示すように、加速度センサ１への電源経路とは別に加速度センサ１を除く回路部への電源回路を有し、各電源経路にそれぞれ電流検出用の抵抗Ｒｓ、Ｒｔを挿入するとともに、各抵抗Ｒｓ，Ｒｔの両端電圧をそれぞれ増幅する電圧増幅器２６ｂ，２６ｄと、各電圧増幅器２６ｂ，２６ｄの出力からそれぞれ高周波の変動成分を除去するローパスフィルタ２６ｃ，２６ｅとを備える。抵抗Ｒｓと電圧増幅器２６ｂとローパスフィルタ２６ｃとの機能は実施形態１４と同様であって、ローパスフィルタ２６ｃの出力値は温度センサ２の出力値に代えて用いられる。また、ローパスフィルタ２６ｅの出力値は回路部への供給電流に相当するから、ローパスフィルタ２６ｅの出力値が規定の正常範囲内か否かをデジタル回路６において判断することによって、回路部の異常の有無を検知することができる。つまり、抵抗Ｒｔと電圧増幅器２６ｄとローパスフィルタ２６ｅとにより異常検知手段が構成される。他の構成および機能は実施形態１４と同様である。

なお、上述した各実施形態の構成は適宜に組み合わせて用いることが可能である。

実施形態１を示すブロック図である。 同上に用いる温度センサの回路図である。 同上に用いるセレクタの回路図である。 同上に用いるデジタルフィルタの動作説明図である。 同上に用いるデジタルフィルタの動作説明図である。 同上の動作説明図である。 比較例の動作説明図である。 同上に用いる演算回路の動作説明図である。 同上の要部回路図である。 実施形態２を示す要部回路図である。 比較例を示す回路図である。 実施形態３を示すブロック図である。 実施形態４を示すブロック図である。 実施形態５を示すブロック図である。 同上の要部回路図である。 実施形態６を示すブロック図である。 （ａ）は実施形態７を示すブロック図、（ｂ）は同上の要部回路図である。 実施形態８を示すブロック図である。 （ａ）は実施形態９を示す動作説明図、（ｂ）は比較例の動作説明図である。 実施形態１０の要部回路図である。 実施形態１１を示すブロック図である。 実施形態１２を示すブロック図である。 実施形態１３を示すブロック図である。 実施形態１４を示すブロック図である。 同上に用いる定電圧電源回路を示すブロック図である。 実施形態１５を示すブロック図である。 同上に用いる定電圧電源回路を示すブロック図である。 従来例を示すブロック図である。

符号の説明

１ 物理量センサ
２ 温度センサ
３ ＡＤコンバータ
４ 演算回路
４ａ〜４ｃ 演算回路
５ セレクタ
６ デジタル回路
１０ パッケージ
１１ 信号処理部
１２ ＥＥＰＲＯＭ
１５ａ〜１５ｃ サンプルホールド回路
２１ 増幅器
２２ａ〜２２ｃ 増幅器
２３ ローパスフィルタ
２４ａ 加減算回路
２４ｂ ＤＡコンバータ２４ｂ
２５ サンプルホールド回路
２６ 定電圧電源回路
２６ｂ 電圧増幅器
２６ｃ ローパスフィルタ
２６ｄ 電圧増幅器
２６ｅ ローパスフィルタ
３１ ΣΔ変調器
３２ａ （第１の）デジタルフィルタ
３２ｂ （第２の）デジタルフィルタ
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｒｓ 抵抗
Ｒｔ 抵抗
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ素子
Ｓ１１〜Ｓ１４ スイッチ素子
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ素子
ＳＷ３ スイッチ素子

Claims (19)

1. 物理量を電気抵抗に変換する物理量センサと、前記物理量センサの周囲温度を検出する温度センサと、前記物理量センサおよび前記温度センサの出力値をデジタル値に変換するＡＤコンバータと、前記物理量センサの出力値と前記温度センサの出力値とを前記ＡＤコンバータに択一的に入力するセレクタと、前記物理量センサと前記温度センサとの各出力値に対応して前記ＡＤコンバータから出力されたデジタル値を用いて前記物理量センサの出力値に温度補正を行う演算回路とから成り、前記ＡＤコンバータは、ΣΔ変調器と、ΣΔ変調器の出力のうち量子化誤差に相当する高周波領域を除去する第１のデジタルフィルタと、第１のデジタルフィルタの出力値の移動平均を求める第２のデジタルフィルタとを備え、前記演算回路は、前記物理量センサの出力値に対応するデジタル値として前記第２のデジタルフィルタの出力値を用いるとともに、前記温度センサの出力値に対応するデジタル値として前記第１のデジタルフィルタの出力値を用いるように前記ＡＤコンバータの出力を前記セレクタと同期して選択することを特徴とする物理量センサ装置。
2. 前記物理量センサは複数方向の加速度について各方向別の出力値が得られる多軸の加速度センサであって、前記セレクタでは前記物理量センサの各方向別の出力値と前記温度センサの出力値とを前記ＡＤコンバータに択一的に入力することを特徴とする請求項１記載の物理量センサ装置。
3. 前記セレクタは、前記物理量センサの出力値を前記ＡＤコンバータに入力する前に当該出力値に対応付ける前記温度センサの出力値を前記ＡＤコンバータに入力することを特徴とする請求項１または請求項２記載の物理量センサ装置。
4. 前記セレクタと前記ＡＤコンバータとは１つの集積回路に内蔵され、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間を接続する接続線を前記集積回路の外部に引き出す端子が設けられるとともに、前記端子にバイパス用のコンデンサが接続されることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
5. 前記セレクタを構成するスイッチ素子と前記ＡＤコンバータの入力部に設けたサンプリング用のスイッチ素子とが兼用されることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
6. 前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に増幅器を挿入したことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
7. 前記物理量センサは複数種類の出力値が得られ、前記物理量センサと前記セレクタとの間には各出力値別に増幅器が挿入されることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
8. 前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記ＡＤコンバータのサンプリング周波数以上の周波数成分を除去するローパスフィルタを挿入したことを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
9. 前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記ＡＤコンバータのサンプリング周波数以上の周波数成分を除去する増幅機能付きのローパスフィルタを挿入したことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
10. 前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記物理量センサのオフセットを補正するオフセット補正手段を挿入したことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
11. 前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記セレクタが選択した前記物理量センサと前記温度センサとの出力値を次の選択まで保持するサンプルホールド回路を挿入したことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
12. 前記物理量センサは複数種類の出力値が得られ、前記物理量センサの出力値別に得られる前記演算回路の複数の出力値を各別に保持する複数個の出力値保持手段が設けられて成ることを特徴とする請求項１ないし請求項１１のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
13. 周囲温度に対する前記温度センサの出力値の変化特性と前記物理量センサの変化特性とが相似であることを特徴とする請求項１ないし請求項１２のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
14. 前記セレクタに前記物理量センサおよび前記温度センサの出力値を入力する状態と前記セレクタの入力を無入力とする状態とを選択する自己診断手段が付加されていることを特徴とする請求項１ないし請求項１３のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
15. 前記物理量センサを間欠駆動する間欠駆動手段を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項１４のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
16. 前記物理量センサは複数種類の出力値が得られ、前記演算回路は各物理量センサの出力値別に複数個設けられていることを特徴とする請求項１ないし請求項１５のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
17. 前記物理量センサと前記温度センサを含む残りの回路部とが電源として１つの定電圧電源回路を共用していることを特徴とする請求項１ないし請求項１６のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。
18. 前記物理量センサは周囲温度が変化すると前記定電圧電源回路からの供給電流が変化する構成であって、前記定電圧電源回路は、前記物理量センサに供給する電流を監視する電流検知手段を有し、前記電流検知手段による検出値を前記温度センサの出力値に代えて前記セレクタに入力することを特徴とする請求項１７記載の物理量センサ装置。
19. 前記定電圧電源回路は、前記物理量センサを除く回路部に供給する電流値に基づいて回路部の異常の有無を監視する異常検知手段を備えることを特徴とする請求項１７または請求項１８記載の物理量センサ。

Images