JP4240691B2

JP4240691B2 - Constant current circuit

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Publication number: JP4240691B2
Application number: JP31097099A
Authority: JP
Inventors: 幸彦谷澤
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1999-11-01
Filing date: 1999-11-01
Publication date: 2009-03-18
Anticipated expiration: 2019-11-01
Also published as: JP2001134330A; DE10054143A1; US6316990B1; FR2801145A1; FR2801145B1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気負荷にバイポーラトランジスタを介して一定電流を流すようにした定電流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、この種の定電流回路として、特開平５−６０６２３号公報に記載されているものがある。
即ち、上記公報に記載の定電流回路は、図５に示すように、アース電位に一端が接続された電気負荷Ｌの他端にエミッタが接続されたＮＰＮ形の電流供給用トランジスタＱ１００と、アース電位を基準とした電源の高電位側ＶCCとアース電位との間に、上記高電位側ＶCCから順次直列に接続された第１の抵抗１０１、第２の抵抗１０２、第３の抵抗１０３、及び第４の抵抗１０４と、第２の抵抗１０２と第３の抵抗１０３との接続点にコレクタが接続され、第３の抵抗１０３と第４の抵抗１０４との接続点にベースが接続され、アース電位にエミッタが接続されたＮＰＮ形の第２のトランジスタＱ２００とからなり、第１の抵抗１０１と第２の抵抗１０２との接続点に電流供給用トランジスタＱ１００のベースが接続されると共に、その電流供給用トランジスタＱ１００のコレクタに、電流供給端子１０５を介して、アース電位よりも高い正の電圧ＶD が印加されるようになっている。
【０００３】
そして、この定電流回路では、電流供給用トランジスタＱ１００を介して電気負荷Ｌに一定の電流（負荷電流）Ｉが供給されることとなるが、電気負荷Ｌの抵抗値（負荷抵抗）Ｒの温度特性を補償するために、電気負荷Ｌの両端にかかる電圧Ｅが温度に応じて適切に変わるように各抵抗１０１〜１０４の抵抗値（特に第３の抵抗１０３と第４の抵抗１０４との抵抗比）を設定するようにしており、これにより、負荷電流Ｉが温度に関係なく一定となるようにしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の定電流回路では、以下の問題がある。
まず、電気負荷Ｌの抵抗温度係数をＴＣＲL とし、負荷抵抗Ｒのある基準温度Ｔtyp での値（ティピカル値）をＲtyp とし、その基準温度Ｔtyp からの温度変化分をΔＴとすると、負荷抵抗Ｒは「Ｒtyp（１＋ＴＣＲL×ΔＴ）」と表すことができ、負荷抵抗Ｒの温度特性（即ち、基準温度Ｔtyp からの温度変化に伴う負荷抵抗Ｒの変動分）は「Ｒtyp×ＴＣＲL×ΔＴ）」となる。よって、負荷抵抗Ｒのティピカル値Ｒtyp がばらつけば、その温度特性もばらつくこととなる。
【０００５】
そして、上記従来の定電流回路では、電気負荷Ｌの両端にかかる電圧Ｅが、温度に応じて、負荷抵抗Ｒの温度特性を補償可能に変わるように、各抵抗１０１〜１０４の抵抗値を設定するようにしているため、負荷抵抗Ｒのティピカル値Ｒtyp がばらついてしまうと、各抵抗１０１〜１０４の最適抵抗値が変わってしまう。
【０００６】
よって、個々の電気負荷Ｌ毎に、各抵抗１０１〜１０４の調整作業が必要となるが、このような作業は非常に困難であり事実上不可能である。
特に、上記公報に記載のように、拡散抵抗で形成された４つの歪みゲージをホイートストンブリッジ接続してなる圧力センサ素子を、電流供給対象の電気負荷Ｌとした場合、拡散抵抗の抵抗値は、製造工程の不純物拡散濃度や抵抗線幅のばらつきによって、通常、±１０〜±２０パーセント程度ばらつくため、このような圧力センサ素子に上記従来の定電流回路を適用することは困難である。
【０００７】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、電気負荷の抵抗値にばらつきがあっても、その電気負荷への負荷電流を温度に関係なく一定とすることができる定電流回路を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段、及び発明の効果】
上記目的を達成するためになされた本発明の定電流回路は、電気負荷に一定電流を流すものであり、その電気負荷の一端にコレクタが接続されて該電気負荷に電流を流す電流供給用トランジスタと、該電流供給用トランジスタのエミッタと基準電位との間に接続されて、前記電気負荷に電流供給用トランジスタを介して電流を流すための電流経路を成す抵抗温度係数がほぼ零の電流経路形成用抵抗と、電源の一方の電位側と他方の電位側との間に、前記一方の電位側から順次直列に接続された第１の抵抗、第２の抵抗、第３の抵抗、及び第４の抵抗と、前記電流供給用トランジスタと同じ種類であると共に、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗との接続点にコレクタが接続され、前記第３の抵抗と前記第４の抵抗との接続点にベースが接続され、前記電源の前記他方の電位側にエミッタが接続された第２のトランジスタとを備えており、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点に前記電流供給用トランジスタのベースが接続されている。
【０００９】
このような本発明の定電流回路では、電流供給用トランジスタを介して電気負荷に負荷電流Ｉが供給され、その負荷電流Ｉは、電流経路形成用抵抗に流れる電流Ｉ’とほぼ同じになる。そして、本発明の定電流回路によれば、前記電流経路形成用抵抗の両端にかかる電圧（延いては、その電流経路形成用抵抗に流れる電流Ｉ’）が温度変化に対してほぼ一定となるように、前記第１〜第４の抵抗の種類及び各抵抗値を設定することができ、これにより、電気負荷の抵抗値（負荷抵抗）にばらつきがあっても、その電気負荷への負荷電流Ｉを温度に関係なく一定とすることができる。
【００１０】
ここで、こうした作用及び効果を一層明確にするために、本発明の定電流回路の代表的な構成例を図１に示す。尚、図１に示す構成例では、電流経路形成用抵抗１５の一端が接続される基準電位を、アース電位（＝０Ｖ）としている。また、電源の低電位側がアース電位であり、その電源の高電位側ＶCCが、アース電位を基準とした正の電圧となっている。そして、第１の抵抗１１の一端が接続される電源の一方の電位側を、上記高電位側ＶCCとし、第４の抵抗１４の一端及び第２のトランジスタＱ２のエミッタが接続される電源の他方の電位側を、アース電位としている。また、以下の説明において、電源の高電位側ＶCCは、アース電位を基準とした電源の電圧値（即ち、電源の一方の電位側と他方の電位側との電位差）を示すことから、電源電圧ＶCCという。
【００１１】
まず、図１に示すように、本発明の代表的な構成例では、電流供給用トランジスタＱ１がＮＰＮトランジスタであり、そのコレクタが電気負荷Ｌの一端に接続されている。また、電気負荷Ｌの他端には、電流供給端子１６を介して、アース電位よりも高い正の負荷駆動用電圧ＶD が印加される。
【００１２】
そして、電流供給用トランジスタＱ１のエミッタとアース電位との間には、抵抗温度係数がほぼ零の（換言すれば、温度特性を持たない）電流経路形成用抵抗１５が接続されており、この電流経路形成用抵抗１５は、電気負荷Ｌに電流供給用トランジスタＱ１を介して電流を流すための電流経路を成している。
【００１３】
尚、こうした電流経路形成用抵抗１５としては、請求項４に記載のように、薄膜抵抗を用いることができる。つまり、通常、半導体集積回路内で形成される薄膜抵抗は、温度特性がほとんど無く抵抗温度係数が極めて零に近いからである。また、電源電圧ＶCCとアース電位との間には、電源電圧ＶCCからアース電位へと、第１の抵抗１１、第２の抵抗１２、第３の抵抗１３、及び第４の抵抗１４が、順次直列に接続されている。
【００１４】
そして、電流供給用トランジスタＱ１と同じ種類のＮＰＮトランジスタである第２のトランジスタＱ２のコレクタが、第２の抵抗１２と第３の抵抗１３との接続点に接続され、また、第２のトランジスタＱ２のベースが、第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との接続点に接続されている。そして更に、第２のトランジスタＱ２のエミッタが、アース電位に接続されている。
【００１５】
次に、このような図１の定電流回路において、各抵抗１１，１２，１３，１４，１５の抵抗値を、それぞれＲ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ，Ｒ4 ，Ｒ5 とし、電流供給用トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧をＶBE1 とし、第２のトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧をＶBE2 とする。そして、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率（ｈｆｅ）は十分に大きく、各トランジスタＱ１，Ｑ２のベース電流が無視できるものとする。
【００１６】
この場合、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との接続点の電位Ｖx は、回路の左側部分における接続関係から、下記の式２で表される。尚、式２において、Ｖy は、第２の抵抗１２と第３の抵抗１３との接続点の電位である。
【００１７】
【数２】

【００１８】
また、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率が十分に大きければ、電気負荷Ｌに流れる負荷電流Ｉと電流経路形成用抵抗１５に流れる電流Ｉ’とが等しいと見なすことができるため、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との接続点の電位Ｖx は、回路の右側部分における接続関係から、下記の式３で表される。
【００１９】
【数３】
Ｖx ＝Ｒ5・Ｉ’＋ＶBE1 ＝Ｒ5・Ｉ＋ＶBE1 …式３
そして、式２と式３から、電気負荷Ｌに流れる負荷電流Ｉは、下記の式４で表される。尚、式４の（）内は、電流経路形成用抵抗１５の両端にかかる電圧Ｖを示している。
【００２０】
【数４】

【００２１】
ここで、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２は同じ種類であり、その両トランジスタＱ１，Ｑ２のベース・エミッタ間電圧ＶBE1 ，ＶBE2 は、温度に拘わらずほぼ等しい値となるため、例えば請求項３に記載の如く、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との両抵抗、及び第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との両抵抗を、互いに同じ種類の抵抗とし、第１〜第４の抵抗１１〜１４の抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 を、式４及び式１におけるγが１となるように（即ち、式４において、温度変化による変動が大きいＶBE1 とＶBE2 とを相殺するように）設定すれば、電流経路形成用抵抗１５の両端にかかる電圧Ｖは「ＶCC×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）」となり、負荷電流Ｉは下記の式５のようになる。
【００２２】
【数５】

【００２３】
そして、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との両抵抗、及び第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との両抵抗が、互いに同じ種類の抵抗であれば、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との互いの抵抗温度係数、及び第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との互いの抵抗温度係数は、同じ値となるため、上記γ＝１の条件が温度に拘わらず成立すると共に、電流経路形成用抵抗１５の両端にかかる電圧Ｖ（＝「ＶCC×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）」）が、温度及び電気負荷Ｌの抵抗値（負荷抵抗）Ｒに拘わらず一定となる。
【００２４】
そして更に、電流経路形成用抵抗１５の抵抗温度係数はほぼ零であるため、式５からも分かるように、電気負荷Ｌに流れる負荷電流Ｉは、温度及び負荷抵抗Ｒに拘わらず一定となる。
このように本発明の定電流回路によれば、電気負荷Ｌの抵抗値Ｒにばらつきがあっても、その電気負荷Ｌへの負荷電流Ｉを温度に関係なく一定とすることができ、従来回路のような各電気負荷Ｌ毎の抵抗調整作業が一切不要となる。
【００２５】
尚、本発明の定電流回路において、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率は大きいほど良い。つまり、各トランジスタＱ１，Ｑ２の直流増幅率が大きいほど、ベース電流が無視できるほどに小さくなって、コレクタ電流とエミッタ電流とがほぼ同じ値となるため、上記式２〜式５を確実に成立させることができるからである。そして、このことから、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率は、請求項５に記載の如く５０以上であることが好ましく、１００以上であればより更に好ましい。つまり、直流増幅率が５０程度であれば、ベース電流の影響による負荷電流Ｉの誤差は２％程度となるため、問題の無い精度を得ることができ、直流増幅率が１００以上であれば、更に十分と言える。
【００２６】
また、このことから、請求項６に記載の如く、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との各々として、２つのトランジスタ素子をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタを用いれば、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率を極めて大きくすることができ、非常に有利である。
【００２７】
ところで、第１〜第４の抵抗１１〜１４の抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 は、前述したように、式４におけるγが１となるように設定することが最も好ましいのであるが、その各抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 は、請求項２に記載の如く、０．５＜γ＜１．５を満たす範囲で（即ち、式１を満たすように）設定しても十分な効果が得られる。
【００２８】
この理由について具体的に説明する。
まず一般に、集積回路の抵抗は製造ばらつきが大きく、その抵抗値のばらつきは拡散抵抗、薄膜抵抗共に±２０％程度であるが、同一チップ内での抵抗値の比率のばらつきは、線幅等にもよるが一般に±１〜２％程度以下である。よって、式１及び式４におけるγの値は、１±数％と捕らえる方が、より現実的である。
【００２９】
そして、γにどの程度の誤差が許されるかは、式４の（）内を元に概算することができる。
例えば、温度範囲（温度変化分）ΔＴ、負荷電流Ｉの変動許容値、及び「ＶCC×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）」をいくつに設定したかで結果は若干違うが、ΔＴを５０℃とし、負荷電流Ｉの変動許容値を±５％とし、「ＶCC×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）」を１．０Ｖとすると、一般に、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶBEの温度変動は約−２ｍＶ／℃であるため、式４より、
±５％＝（γ−１）×｜−２×１０^-3｜×５０／１．０×１００％
となり、０．５＜γ＜１．５である。
【００３０】
つまり、この例のように、γの値は、理想値である１に対して±５０％の範囲内であれば、式４の（）内の値の温度に対する変動を±５％程度に抑えることができ、上記目的を達成することができる。
一方、本発明の定電流回路を半導体集積回路で構成する場合、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２とを、同一形状で且つ同一方向に向けて配置するように構成すれば、その両トランジスタＱ１，Ｑ２の特性を揃えることができ有利である。
【００３１】
つまり、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との特性が同じであれば、その両トランジスタＱ１，Ｑ２のベース・エミッタ間電圧ＶBE1 ，ＶBE2 が確実にほぼ同じ値となるため、上記式２〜式５を確実に成立させることができるからである。
【００３２】
そして更に、各抵抗１１〜１５の抵抗値Ｒ1 〜Ｒ5 は、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との各々に流れる電流が、ある基準温度Ｔtyp で等しくなるように設定しておくことが望ましい。つまり、両トランジスタＱ１，Ｑ２のベース・エミッタ間電圧ＶBE1 ，ＶBE2 を同じ値にさせ易いからである。
【００３３】
また、本発明の定電流回路において、第１〜第４の抵抗１１〜１４は、前述したように、その抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 の比率のみが関係するため、抵抗温度係数が零でなくても良い。このため、第１〜第４の抵抗１１〜１４としては、温度特性が大きい拡散抵抗や所謂ベース抵抗などを用いても良い。つまり、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との抵抗温度係数が同じで、第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との抵抗温度係数が同じであれば良く、第１〜第４の抵抗１１〜１４としては、同じ種類の抵抗を用いれば良い。無論、第１〜第４の抵抗１１〜１４として、温度特性を持たない薄膜抵抗を用いることも可能である。
【００３４】
一方更に、本発明の定電流回路では、式５から分かるように、電源電圧ＶCCに比例して負荷電流Ｉが変化する、電源レシオ性を有する。このため、電源レシオ性を持った定電流源として使用することができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明が適用された実施形態の定電流回路について、図面を用いて説明する。
まず第１実施形態の定電流回路は、前述した図１の如く構成されていると共に、拡散抵抗で形成された４つの歪みゲージをホイートストンブリッジ接続してなる圧力センサ素子を、電流供給対象の電気負荷Ｌとしている。
【００３６】
そして、本第１実施形態の定電流回路は、半導体集積回路として構成されていると共に、電流経路形成用抵抗１５として、温度特性がほとんど無いＣｒ・Ｓｉ等の金属からなる薄膜抵抗を用い、他の第１〜第４の抵抗１１〜１４として、同じ温度特性の拡散抵抗を用いている。
【００３７】
また、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２とは、同種で同一形状のトランジスタを同一方向に向けて配置することにより、その両トランジスタＱ１，Ｑ２の特性が同じになるようにしている。そして、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率は、ベース電流が無視できるように１００以上に設定している。
【００３８】
そして更に、第１〜第４の抵抗１１〜１４の、ある基準温度Ｔtyp における抵抗値Ｒ1 〜Ｒ4 は、前述した式４及び式１のγが１となるように設定されている。
このような第１実施形態の定電流回路によれば、電気負荷Ｌとしての圧力センサ素子を構成する歪みゲージの抵抗値が大きくばらついたとしても、その圧力センサ素子への負荷電流Ｉを温度に関係なく一定とすることができる。
【００３９】
尚、上記のような圧力センサ素子に一定電流を流すようにした場合、その圧力センサ素子に印加する電圧ＶR は大きいほど良い。つまり、圧力センサ素子の出力電圧が大きくなり、圧力をより正確に検出することができるからである。
ここで、本第１実施形態の定電流回路において、電気負荷Ｌとしての圧力センサ素子に印加することができる電圧ＶR は、下記の式６となる。尚、ＶCEQ1は、電流供給用トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧である。
【００４０】
【数６】

そして、ＶR の最大値ＶRMAXは、下記の式７となる。尚、ＶCEQ1(sat) は、電流供給用トランジスタＱ１の飽和状態でのコレクタ・エミッタ間電圧である。
【００４１】
【数７】

このことから、第１の抵抗１１と第２の抵抗１２との抵抗比、及び第３の抵抗１３と第４の抵抗１４との抵抗比を、適宜設定することにより、上記ＶRMAXを変えることができる。但し、ＶCEQ1(sat) 及びＶRMAXは温度によって変わるため、上記抵抗比は使用温度範囲を考慮して決定する必要がある。
【００４２】
また、「ＶR ＝負荷電流Ｉ×負荷抵抗Ｒ」であり、負荷電流Ｉは、式５に示したように、電流経路形成用抵抗１５の抵抗値Ｒ5 に反比例するため、ＶR の値は、電流経路形成用抵抗１５の抵抗値Ｒ5 で調整するようにしても良い。そして、この場合、薄膜抵抗からなる電流経路形成用抵抗１５をレーザトリミングすることが考えられる。
【００４３】
次に、第２実施形態の定電流回路は、図２に示すように構成されている。
即ち、本第２実施形態の定電流回路では、前述した第１実施形態の定電流回路と比較して、電流供給用トランジスタＱ１が、２つのトランジスタ素子Ｑ11，Ｑ12をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタとなっており、同様に、第２のトランジスタＱ２が、２つのトランジスタ素子Ｑ21，Ｑ22をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタとなっている。そして、その他については、第１実施形態の定電流回路と同じである。
【００４４】
このような第２実施形態の定電流回路によれば、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率が極めて大きくなるため、その各トランジスタＱ１，Ｑ２の実質的なベース電流を更に小さくすることができ、非常に有利である。つまり、前述した式２〜式５を確実に成立させることができ、定電流の精度を上げることができる。
【００４５】
尚、この場合、ダーリントン形の電流供給用トランジスタＱ１を構成する２つのトランジスタ素子Ｑ11，Ｑ12のうち、初段のトランジスタ素子Ｑ11のベース・エミッタ間電圧をＶBE11とし、後段のトランジスタ素子Ｑ12のベース・エミッタ間電圧をＶBE12とすると共に、ダーリントン形の第２のトランジスタＱ２を構成する２つのトランジスタ素子Ｑ21，Ｑ22のうち、初段のトランジスタ素子Ｑ21のベース・エミッタ間電圧をＶBE21とし、後段のトランジスタ素子Ｑ22のベース・エミッタ間電圧をＶBE22とすると、前述した各式では、下記の置き換えを行えば良い。
【００４６】
ＶBE1 ＝ＶBE11＋ＶBE12
ＶBE2 ＝ＶBE21＋ＶBE22
次に、第３実施形態の定電流回路は、図３に示すように、前述した第１実施形態の定電流回路と比較して、以下の（１）〜（３）の点が変更されている。
【００４７】
（１）まず、第１の抵抗１１の一端が接続される電源の一方の電位側を、アース電位とし、第４の抵抗１４の一端及び第２のトランジスタＱ２のエミッタが接続される電源の他方の電位側を、電源電圧ＶCC（電源の高電位側）としている。つまり、第１実施形態の定電流回路に対して、電源の正負を逆転させており、第１〜第４の抵抗１１〜１４は、その順にアース電位の側から電源電圧ＶCCへと直列に接続されている。
【００４８】
（２）また、これに伴い、電流経路形成用抵抗１５の一端が接続される基準電位を、電源電圧ＶCCとしている。そして、電気負荷Ｌの電流供給用トランジスタＱ１側とは反対側の端部には、電流供給端子１６を介して、電源電圧ＶCCよりも電位の低い負荷駆動用電圧ＶD が印加される。
【００４９】
（３）そして更に、電流供給用トランジスタＱ１及び第２のトランジスタＱ２として、ＰＮＰトランジスタを用いている。
そして、このような第３実施形態の定電流回路によっても、第１実施形態の定電流回路と同じ作用及び効果を得ることができる。
【００５０】
次に、第４実施形態の定電流回路は、図４に示すように構成されている。
即ち、本第４実施形態の定電流回路では、上記第３実施形態の定電流回路と比較して、ＰＮＰ形の電流供給用トランジスタＱ１が、２つのトランジスタ素子Ｑ11，Ｑ12をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタとなっており、同様に、ＰＮＰ形の第２のトランジスタＱ２が、２つのトランジスタ素子Ｑ21，Ｑ22をダーリントン接続してなるダーリントントランジスタとなっている。そして、その他については、第３実施形態の定電流回路と同じである。
【００５１】
このような第４実施形態の定電流回路によれば、第２実施形態の定電流回路と同じ効果を得ることができる。つまり、電流供給用トランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２との直流増幅率が極めて大きくなるため、その各トランジスタＱ１，Ｑ２の実質的なベース電流を更に小さくすることができ、その結果、定電流の精度を上げることができる。
【００５２】
特に、ＰＮＰトランジスタは、ＮＰＮトランジスタに比べて直流増幅率が小くなる傾向にあるため、図４の如くダーリントントランジスタを用いる方が良い。以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
【００５３】
例えば、上記各実施形態では、第４の抵抗１４の一端及び第２のトランジスタＱ２のエミッタが接続される電位（電源の他方の電位側）と、電流経路形成用抵抗１５の一端が接続される基準電位とが同じであったが、その両電位に、温度に依存しない一定の電位差が設けられていても良い。
【００５４】
また、上記各実施形態の定電流回路は、圧力センサ素子に一定電流を供給するものであったが、電流供給対象の電気負荷Ｌとしては、圧力センサ素子に限らず、様々な抵抗負荷とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の定電流回路の代表的な構成例、及び第１実施形態の定電流回路を表す回路図である。
【図２】第２実施形態の定電流回路の構成を表す回路図である。
【図３】第３実施形態の定電流回路の構成を表す回路図である。
【図４】第４実施形態の定電流回路の構成を表す回路図である。
【図５】従来の定電流回路の構成を表す回路図である。
【符号の説明】
Ｌ…電気負荷Ｑ１…電流供給用トランジスタ
Ｑ２…第２のトランジスタ１１…第１の抵抗１２…第２の抵抗
１３…第３の抵抗１４…第４の抵抗１５…電流経路形成用抵抗
１６…電流供給端子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a constant current circuit in which a constant current is passed through an electric load via a bipolar transistor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as this type of constant current circuit, there is one described in JP-A-5-60623.
Specifically, as shown in FIG. 5, the constant current circuit described in the above publication includes an NPN-type current supply transistor Q100 having an emitter connected to the other end of an electric load L having one end connected to the ground potential, and a ground. A first resistor 101, a second resistor 102, a third resistor 103, which are sequentially connected in series from the high potential side VCC between the high potential side VCC of the power source with reference to the potential and the ground potential; A collector is connected to a connection point between the fourth resistor 104, the second resistor 102, and the third resistor 103, a base is connected to a connection point between the third resistor 103 and the fourth resistor 104, and ground. And an NPN-type second transistor Q200 having an emitter connected to the potential. The base of the current supply transistor Q100 is connected to the connection point between the first resistor 101 and the second resistor 102, and the current Serving A positive voltage VD higher than the ground potential is applied to the collector of the supply transistor Q100 via the current supply terminal 105.
[0003]
In this constant current circuit, a constant current (load current) I is supplied to the electric load L via the current supply transistor Q100, but the temperature of the resistance value (load resistance) R of the electric load L In order to compensate for the characteristics, the resistance values of the resistors 101 to 104 (particularly the resistances of the third resistor 103 and the fourth resistor 104) are set so that the voltage E applied to both ends of the electric load L changes appropriately according to the temperature. Ratio) is set so that the load current I is constant regardless of the temperature.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional constant current circuit has the following problems.
First, assuming that the resistance temperature coefficient of the electric load L is TCRL, the value (typical value) of the load resistance R at a reference temperature Ttyp is Rtyp, and the temperature change from the reference temperature Ttyp is ΔT, the load resistance R is It can be expressed as “Rtyp (1 + TCRL × ΔT)”, and the temperature characteristic of the load resistance R (that is, the variation of the load resistance R accompanying the temperature change from the reference temperature Ttyp) is “Rtyp × TCRL × ΔT)”. . Therefore, if the typical value Rtyp of the load resistance R varies, the temperature characteristic also varies.
[0005]
In the conventional constant current circuit, the resistance values of the resistors 101 to 104 are set so that the voltage E applied to both ends of the electric load L changes so that the temperature characteristic of the load resistor R can be compensated according to the temperature. For this reason, if the typical value Rtyp of the load resistance R varies, the optimum resistance values of the resistors 101 to 104 change.
[0006]
Therefore, although adjustment work of each resistance 101-104 is needed for every electric load L, such work is very difficult and practically impossible.
In particular, as described in the above publication, when a pressure sensor element formed by connecting four strain gauges formed of diffusion resistors to a Wheatstone bridge is an electric load L to be supplied with current, the resistance value of the diffusion resistors is The variation in impurity diffusion concentration and resistance line width in the manufacturing process usually varies by about ± 10 to ± 20 percent, so that it is difficult to apply the conventional constant current circuit to such a pressure sensor element.
[0007]
The present invention has been made in view of these problems, and provides a constant current circuit capable of making the load current to the electric load constant regardless of the temperature even if the resistance value of the electric load varies. The purpose is that.
[0008]
[Means for solving the problems and effects of the invention]
The constant current circuit of the present invention made to achieve the above object is a circuit for supplying a constant current to an electric load, and a current supply transistor in which a collector is connected to one end of the electric load and current is supplied to the electric load. A current path having a resistance temperature coefficient of approximately zero, which is connected between the emitter of the current supply transistor and a reference potential, and forms a current path for flowing current to the electric load via the current supply transistor A first resistor, a second resistor, a third resistor, and a fourth resistor sequentially connected in series from the one potential side to the other resistance side between the one potential side and the other potential side of the power supply And the same type as the current supply transistor, a collector is connected to a connection point between the second resistor and the third resistor, and the third resistor and the fourth resistor The base is connected to the connection point A second transistor having an emitter connected to the other potential side of the power supply, and a base of the current supply transistor is connected to a connection point between the first resistor and the second resistor. ing.
[0009]
In such a constant current circuit of the present invention, the load current I is supplied to the electric load via the current supply transistor, and the load current I is substantially the same as the current I ′ flowing through the current path forming resistor. According to the constant current circuit of the present invention, the voltage applied to both ends of the current path forming resistor (and the current I ′ flowing through the current path forming resistor) becomes substantially constant with respect to the temperature change. As described above, the types and the resistance values of the first to fourth resistors can be set, so that even if the resistance value (load resistance) of the electrical load varies, the load current to the electrical load I can be made constant regardless of temperature.
[0010]
Here, in order to further clarify these functions and effects, a typical configuration example of the constant current circuit of the present invention is shown in FIG. In the configuration example shown in FIG. 1, the reference potential to which one end of the current path forming resistor 15 is connected is the ground potential (= 0 V). Further, the low potential side of the power source is the ground potential, and the high potential side VCC of the power source is a positive voltage with respect to the ground potential. One potential side of the power source to which one end of the first resistor 11 is connected is the high potential side VCC, and the other of the power sources to which one end of the fourth resistor 14 and the emitter of the second transistor Q2 are connected. The potential side of is the ground potential. In the following description, the high potential side VCC of the power source indicates the voltage value of the power source with respect to the ground potential (that is, the potential difference between one potential side of the power source and the other potential side). It is called VCC.
[0011]
First, as shown in FIG. 1, in a typical configuration example of the present invention, the current supply transistor Q1 is an NPN transistor, and its collector is connected to one end of an electric load L. Further, a positive load driving voltage VD higher than the ground potential is applied to the other end of the electric load L via the current supply terminal 16.
[0012]
A current path forming resistor 15 having a substantially zero resistance temperature coefficient (in other words, having no temperature characteristic) is connected between the emitter of the current supply transistor Q1 and the ground potential. The path forming resistor 15 forms a current path for allowing a current to flow to the electric load L via the current supply transistor Q1.
[0013]
As the current path forming resistor 15, a thin film resistor can be used as described in claim 4. That is, normally, a thin film resistor formed in a semiconductor integrated circuit has almost no temperature characteristics and a temperature coefficient of resistance is very close to zero. Further, between the power supply voltage VCC and the ground potential, the first resistor 11, the second resistor 12, the third resistor 13, and the fourth resistor 14 are sequentially provided from the power supply voltage VCC to the ground potential. Connected in series.
[0014]
The collector of the second transistor Q2, which is the same type of NPN transistor as the current supply transistor Q1, is connected to the connection point between the second resistor 12 and the third resistor 13, and the second transistor Q2 Is connected to a connection point between the third resistor 13 and the fourth resistor 14. Furthermore, the emitter of the second transistor Q2 is connected to the ground potential.
[0015]
Next, in the constant current circuit of FIG. 1, the resistance values of the

resistors

11, 12, 13, 14, and 15 are R1, R2, R3, R4, and R5, respectively. The emitter voltage is VBE1, and the base-emitter voltage of the second transistor Q2 is VBE2. The DC amplification factor (hfe) of the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2 is sufficiently large, and the base currents of the transistors Q1 and Q2 can be ignored.
[0016]
In this case, the potential Vx at the connection point between the first resistor 11 and the second resistor 12 is expressed by the following formula 2 from the connection relationship in the left part of the circuit. In Equation 2, Vy is the potential at the connection point between the second resistor 12 and the third resistor 13.
[0017]
[Expression 2]

[0018]
Further, if the DC amplification factors of the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2 are sufficiently large, it is considered that the load current I flowing through the electric load L and the current I ′ flowing through the current path forming resistor 15 are equal. Therefore, the potential Vx at the connection point between the first resistor 11 and the second resistor 12 is expressed by the following Equation 3 from the connection relationship in the right part of the circuit.
[0019]
[Equation 3]
Vx = R5 · I '+ VBE1 = R5 · I + VBE1 Equation 3
From the

formulas

2 and 3, the load current I flowing through the electric load L is expressed by the following formula 4. In the expression (4), the voltage V applied to both ends of the current path forming resistor 15 is shown.
[0020]
[Expression 4]

[0021]
Here, the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2 are of the same type, and the base-emitter voltages VBE1 and VBE2 of the transistors Q1 and Q2 are substantially equal regardless of the temperature. As described in item 3, the first resistance 11 and the second resistance 12 and the third resistance 13 and the fourth resistance 14 are both of the same type, and the first resistance The resistance values R1 to R4 of the fourth resistors 11 to 14 are set so that .gamma. In the

equations

4 and 1 becomes 1 (that is, in the equation 4, VBE1 and VBE2 having a large variation due to temperature change are canceled out. If set, the voltage V applied to both ends of the current path forming resistor 15 becomes “VCC × R 2 / (R 1 + R 2)”, and the load current I is expressed by the following equation (5).
[0022]
[Equation 5]

[0023]
If both the resistances of the first resistor 11 and the second resistor 12 and the both resistors of the third resistor 13 and the fourth resistor 14 are of the same type, the first resistor 11 And the second resistor 12 and the third resistor 13 and the fourth resistor 14 have the same resistance temperature coefficient, so that the condition of γ = 1 is the temperature. The voltage V (= “VCC × R 2 / (R 1 + R 2)”) applied across the current path forming resistor 15 is constant regardless of the temperature and the resistance value (load resistance) R of the electric load L. It becomes.
[0024]
Further, since the resistance temperature coefficient of the current path forming resistor 15 is substantially zero, the load current I flowing through the electric load L is constant regardless of the temperature and the load resistance R, as can be seen from Equation 5.
As described above, according to the constant current circuit of the present invention, even if the resistance value R of the electric load L varies, the load current I to the electric load L can be made constant regardless of the temperature. Such a resistance adjustment operation for each electric load L becomes unnecessary.
[0025]
In the constant current circuit of the present invention, the larger the DC amplification factor of the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2, the better. In other words, the larger the DC amplification factor of each transistor Q1, Q2, the smaller the base current becomes negligible, and the collector current and the emitter current are almost the same value. It is because it can be made. From this, the DC amplification factor of the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2 is preferably 50 or more as described in claim 5, more preferably 100 or more. In other words, if the DC amplification factor is about 50, the error of the load current I due to the influence of the base current is about 2%, so that no problem can be obtained. If the DC amplification factor is 100 or more, It's more than enough.
[0026]
Accordingly, as described in claim 6, if a Darlington transistor formed by Darlington connection of two transistor elements is used as each of the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2, the current supply transistor The direct current amplification factor between Q1 and the second transistor Q2 can be extremely increased, which is very advantageous.
[0027]
Incidentally, the resistance values R1 to R4 of the first to fourth resistors 11 to 14 are most preferably set so that .gamma. In the equation 4 becomes 1, as described above. Even if .about.R4 is set in a range satisfying 0.5 <.gamma. <1.5 (that is, satisfying the expression 1), a sufficient effect can be obtained.
[0028]
The reason will be specifically described.
First, in general, the resistance of an integrated circuit has a large manufacturing variation, and the variation of the resistance value is about ± 20% for both diffused resistance and thin film resistance. However, the variation in the ratio of the resistance value within the same chip depends on the line width and the like. However, it is generally about ± 1 to 2% or less. Therefore, it is more realistic to capture the value of γ in

Equations

1 and 4 as 1 ± several percent.
[0029]
Then, how much error is allowed for γ can be estimated based on the inside of () of Equation 4.
For example, the result is slightly different depending on the temperature range (temperature change) ΔT, load current I fluctuation tolerance, and “VCC × R2 / (R1 + R2)”. Assuming that the fluctuation allowable value of the current I is ± 5% and “VCC × R 2 / (R 1 + R 2)” is 1.0 V, the temperature fluctuation of the base-emitter voltage VBE of the bipolar transistor is generally about −2 mV / ° C. Therefore, from Equation 4,
± 5% = (γ−1) × | −2 × 10 ⁻³ | × 50 / 1.0 × 100%
Thus, 0.5 <γ <1.5.
[0030]
That is, as in this example, if the value of γ is in the range of ± 50% with respect to the ideal value of 1, the fluctuation of the value in () of Equation 4 with respect to the temperature is suppressed to about ± 5%. And the above-mentioned purpose can be achieved.
On the other hand, when the constant current circuit of the present invention is constituted by a semiconductor integrated circuit, if the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2 are arranged so as to have the same shape and in the same direction, both the transistors This is advantageous because the characteristics of the transistors Q1 and Q2 can be made uniform.
[0031]
That is, if the characteristics of the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2 are the same, the base-emitter voltages VBE1 and VBE2 of the transistors Q1 and Q2 are surely almost the same value. This is because the expression 5 can be established reliably.
[0032]
Further, the resistance values R1 to R5 of the resistors 11 to 15 are set so that the currents flowing through the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2 become equal at a certain reference temperature Ttyp. desirable. That is, the base-emitter voltages VBE1 and VBE2 of both transistors Q1 and Q2 are easily set to the same value.
[0033]
In the constant current circuit of the present invention, since the first to fourth resistors 11 to 14 are related only to the ratio of the resistance values R1 to R4 as described above, even if the resistance temperature coefficient is not zero. good. For this reason, as the first to fourth resistors 11 to 14, a diffused resistor having a large temperature characteristic or a so-called base resistor may be used. In other words, the first resistor 11 and the second resistor 12 have the same resistance temperature coefficient, and the third resistor 13 and the fourth resistor 14 have the same resistance temperature coefficient. As the resistors 11 to 14, the same type of resistors may be used. Of course, as the first to fourth resistors 11 to 14, it is also possible to use thin film resistors having no temperature characteristics.
[0034]
On the other hand, the constant current circuit of the present invention has a power supply ratio property in which the load current I changes in proportion to the power supply voltage VCC, as can be seen from Equation 5. For this reason, it can be used as a constant current source having a power ratio.
[0035]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a constant current circuit according to an embodiment to which the present invention is applied will be described with reference to the drawings.
First, the constant current circuit of the first embodiment is configured as shown in FIG. 1 described above, and a pressure sensor element formed by connecting four strain gauges formed by diffusion resistors to a Wheatstone bridge is connected to an electric current to be supplied. The load is L.
[0036]
The constant current circuit of the first embodiment is configured as a semiconductor integrated circuit, and uses a thin film resistor made of a metal such as Cr / Si having almost no temperature characteristics as the current path forming resistor 15. As the first to fourth resistors 11 to 14, diffused resistors having the same temperature characteristics are used.
[0037]
Further, the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2 are arranged such that transistors of the same type and the same shape are arranged in the same direction so that the characteristics of the transistors Q1 and Q2 are the same. The DC amplification factors of the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2 are set to 100 or more so that the base current can be ignored.
[0038]
Further, the resistance values R1 to R4 of the first to fourth resistors 11 to 14 at a certain reference temperature Ttyp are set so that γ in the above-described

equations

4 and 1 is 1.
According to such a constant current circuit of the first embodiment, even if the resistance value of the strain gauge constituting the pressure sensor element as the electric load L varies greatly, the load current I to the pressure sensor element is changed to the temperature. It can be fixed regardless.
[0039]
When a constant current is passed through the pressure sensor element as described above, the voltage VR applied to the pressure sensor element is preferably as large as possible. That is, the output voltage of the pressure sensor element increases, and the pressure can be detected more accurately.
Here, in the constant current circuit of the first embodiment, the voltage VR that can be applied to the pressure sensor element as the electric load L is expressed by the following Equation 6. VCEQ1 is the collector-emitter voltage of the current supply transistor Q1.
[0040]
[Formula 6]

The maximum value VRMAX of VR is given by the following equation (7). VCEQ1 (sat) is the collector-emitter voltage in the saturation state of the current supply transistor Q1.
[0041]
[Expression 7]

Therefore, VRMAX can be changed by appropriately setting the resistance ratio between the first resistor 11 and the second resistor 12 and the resistance ratio between the third resistor 13 and the fourth resistor 14. it can. However, since VCEQ1 (sat) and VRMAX vary depending on the temperature, the resistance ratio needs to be determined in consideration of the operating temperature range.
[0042]
Also, “VR = load current I × load resistance R”, and the load current I is inversely proportional to the resistance value R5 of the current path forming resistor 15 as shown in Equation 5, so the value of VR is the current You may make it adjust with resistance value R5 of the resistance 15 for path | route formation. In this case, laser trimming of the current path forming resistor 15 made of a thin film resistor can be considered.
[0043]
Next, the constant current circuit of the second embodiment is configured as shown in FIG.
That is, in the constant current circuit according to the second embodiment, the current supply transistor Q1 is a Darlington transistor in which two transistor elements Q11 and Q12 are connected in a Darlington manner as compared with the constant current circuit according to the first embodiment. Similarly, the second transistor Q2 is a Darlington transistor formed by Darlington connection of two transistor elements Q21 and Q22. The rest is the same as the constant current circuit of the first embodiment.
[0044]
According to the constant current circuit of the second embodiment, since the DC amplification factor of the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2 becomes extremely large, the substantial base current of each of the transistors Q1 and Q2 is reduced. It can be further reduced, which is very advantageous. That is, the above-described Expressions 2 to 5 can be reliably established, and the accuracy of the constant current can be increased.
[0045]
In this case, of the two transistor elements Q11 and Q12 constituting the Darlington type current supply transistor Q1, the base-emitter voltage of the first-stage transistor element Q11 is VBE11, and the base-emitter of the subsequent-stage transistor element Q12 is VBE11. Among the two transistor elements Q21 and Q22 constituting the Darlington-type second transistor Q2, the base-emitter voltage of the first-stage transistor element Q21 is VBE21, and the subsequent-stage transistor element Q22 Assuming that the base-emitter voltage is VBE22, the following substitutions may be made in the above-described equations.
[0046]
VBE1 = VBE11 + VBE12
VBE2 = VBE21 + VBE22
Next, as shown in FIG. 3, the constant current circuit of the third embodiment is modified in the following points (1) to (3) as compared with the constant current circuit of the first embodiment described above. Yes.
[0047]
(1) First, one potential side of the power source to which one end of the first resistor 11 is connected is set to the ground potential, and the other side of the power source to which one end of the fourth resistor 14 and the emitter of the second transistor Q2 are connected. Is the power supply voltage VCC (the high potential side of the power supply). That is, the positive / negative of the power supply is reversed with respect to the constant current circuit of the first embodiment, and the first to fourth resistors 11 to 14 are connected in series from the ground potential side to the power supply voltage VCC in that order. Has been.
[0048]
(2) Further, along with this, the reference potential to which one end of the current path forming resistor 15 is connected is set to the power supply voltage VCC. A load driving voltage VD having a potential lower than the power supply voltage VCC is applied to the end of the electric load L opposite to the current supply transistor Q1 side via the current supply terminal 16.
[0049]
(3) Further, PNP transistors are used as the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2.
The same operation and effect as those of the constant current circuit of the first embodiment can be obtained by the constant current circuit of the third embodiment.
[0050]
Next, the constant current circuit of the fourth embodiment is configured as shown in FIG.
That is, in the constant current circuit of the fourth embodiment, compared to the constant current circuit of the third embodiment, a PNP-type current supply transistor Q1 has two transistor elements Q11 and Q12 connected in a Darlington connection. Similarly, a PNP-type second transistor Q2 is a Darlington transistor formed by Darlington connection of two transistor elements Q21 and Q22. The rest is the same as the constant current circuit of the third embodiment.
[0051]
According to such a constant current circuit of the fourth embodiment, the same effect as that of the constant current circuit of the second embodiment can be obtained. That is, since the DC amplification factor of the current supply transistor Q1 and the second transistor Q2 becomes extremely large, the substantial base current of each of the transistors Q1 and Q2 can be further reduced. The accuracy can be increased.
[0052]
In particular, since the PNP transistor tends to have a lower DC gain than the NPN transistor, it is better to use a Darlington transistor as shown in FIG. As mentioned above, although one Embodiment of this invention was described, it cannot be overemphasized that this invention can take a various form.
[0053]
For example, in each of the above embodiments, the potential (the other potential side of the power supply) to which one end of the fourth resistor 14 and the emitter of the second transistor Q2 are connected is connected to one end of the current path forming resistor 15. Although the reference potential is the same, both potentials may be provided with a constant potential difference independent of temperature.
[0054]
In addition, the constant current circuit of each of the above embodiments supplies a constant current to the pressure sensor element. However, the electric load L to be supplied with current is not limited to the pressure sensor element, and may be various resistance loads. be able to.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a typical configuration example of a constant current circuit of the present invention and a constant current circuit of a first embodiment.
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a constant current circuit according to a second embodiment.
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration of a constant current circuit according to a third embodiment.
FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a configuration of a constant current circuit according to a fourth embodiment.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional constant current circuit.
[Explanation of symbols]
L ... electric load Q1 ... current supply transistor Q2 ... second transistor 11 ... first resistor 12 ... second resistor 13 ... third resistor 14 ... fourth resistor 15 ... current path forming resistor 16 ... current Supply terminal

Claims

A constant current circuit for supplying a constant current to an electric load,
A current supply transistor having a collector connected to one end of the electric load and flowing a current to the electric load;
For forming a current path having a resistance temperature coefficient of approximately zero, which is connected between the emitter of the current supply transistor and a reference potential, and forms a current path for flowing a current to the electric load via the current supply transistor. Resistance,
A first resistor, a second resistor, a third resistor, and a fourth resistor connected in series from the one potential side to the other between the one potential side and the other potential side of the power source;
The collector is the same type as the current supply transistor, a collector is connected to a connection point between the second resistor and the third resistor, and a base is connected to a connection point between the third resistor and the fourth resistor. A second transistor having an emitter connected to the other potential side of the power source;
And a base of the current supply transistor is connected to a connection point between the first resistor and the second resistor.

The constant current circuit according to claim 1,
The both resistances of the first resistance and the second resistance, and the both resistances of the third resistance and the fourth resistance are the same type of resistance, and the first to fourth resistances Each of the resistance values is set so as to satisfy the following formula 1.

The constant current circuit according to claim 2,
Each of the first to fourth resistance values is set so that the value of γ is 1 (γ = 1).

The constant current circuit according to any one of claims 1 to 3,
The current path forming resistor is a thin film resistor;
A constant current circuit characterized by

The constant current circuit according to any one of claims 1 to 4,
The DC amplification factor of the current supply transistor and the second transistor is 50 or more;
A constant current circuit characterized by

The constant current circuit according to any one of claims 1 to 5,
Each of the current supply transistor and the second transistor is a Darlington transistor formed by Darlington connection of two transistor elements.
A constant current circuit characterized by