JP4240968B2 - Switching power supply circuit - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
またスイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応するようにされた、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。また、一次側のスイッチングコンバータとしては、電流共振形が採用されている。
【０００４】
図７の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路の一構成例を示している。
この図に示す電源回路においては、ワイドレンジ対応の構成として、スイッチングコンバータに対する直流入力電圧である整流平滑電圧Ｅｉについて、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の場合とで、レベルが切り換わるように構成されている。
【０００５】
この場合の整流回路系は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）に対して接続されるブリッジ整流回路Ｄｉと、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2を図のようにして接続して成る。整流平滑電圧Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧として得られる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点との間には、リレースイッチＳを挿入している。このリレースイッチＳは、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて、オン／オフされる。
【０００６】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記整流回路系の動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、入力端子Ｔ１には、分圧抵抗Ｒ50，Ｒ51，Ｒ52，Ｒ53により、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力を分圧して得られる電圧レベルが入力されるようになっている。また、リレー駆動端子Ｔ２，Ｔ３間に対してリレーＲＬが接続される。なお、この場合のリレー駆動端子Ｔ２には、例えばここでは図示しない、スタンバイ電源部からの５Ｖの電圧が供給されるようになっている。リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳをオン／オフ制御する。なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳがオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳがオフとなるようにされている。
【０００７】
上記した構成による整流回路の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、入力端子Ｔ１に入力される整流平滑電圧Ｅｉの分圧レベルと所定の基準電圧とを比較する。上記分圧レベルは、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶACが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、上記基準電圧は、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５では、分圧レベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとする。
【０００８】
ここで、例えば商用交流電源がＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以上に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、分圧レベルが上記基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳもオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳがオフの状態では、交流入力電圧ＶACが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【０００９】
これに対して、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、分圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳはオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳがオンの状態では、交流入力電圧ＶACが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ1のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶACが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ2のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００１０】
このようにして、図７に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、通常の全波整流動作により、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。そして、この整流平滑電圧Ｅｉは、後段の電流共振形コンバータに対して、直流入力電圧として入力される。
【００１１】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド），Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
【００１２】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００１３】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ・保護回路６が設けられる。この発振・ドライブ・保護回路６は、発振回路、駆動回路、及び保護回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
また、発振・ドライブ・保護回路６の保護回路は、例えば当該電源回路における過電流、過電圧の状態を検出して、回路が保護されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作を制御する。
【００１４】
また、この発振・ドライブ・保護回路６は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対してタップ出力を設けることで形成した三次巻線Ｎ3に対して、整流ダイオードＤ3及びコンデンサＣ3から成る整流回路によって得られた低圧の直流電圧を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００１５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻始め端部は、一次側並列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
また、一次巻線Ｎ1の巻終わり端部は、一次側アースに接続される。
ここで、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ1によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成する。
【００１６】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００１７】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1（三次巻線Ｎ3）の組と、次に説明する二次巻線Ｎ2，Ｎ2Aを、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm〜1.5mmのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。
【００１８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2よりも少ない巻き数による二次巻線Ｎ2Aが巻装されている。これらの二次側巻線には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
【００１９】
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO1から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣO1の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥO1が得られる。この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２０】
また、二次巻線Ｎ2Aも、センタータップを二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤO3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣO2の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥO2が得られる。また、二次側直流出力電圧ＥO2は、制御回路１のための動作電源としても供給される。
【００２１】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ・保護回路６に供給する。発振・ドライブ・保護回路６では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００２２】
続いて、上記図７に示した基本構成を基として、テレビジョン受像機の電源を構成した場合の回路例を、図８及び図９に示す。なお、実際には、図８及び図９に示される各回路を組み合わせて１つの回路が形成される。そして、図８及び図９との各回路間の接続関係は、各図において、▲１▼〜▲７▼で示すラインを対応させることで示している。
【００２３】
先ず、図８においては、商用交流電源ＡＣのラインに対して、ノイズ除去のためのフィルタブロック１１が接続され、この後段に、ＡＣ整流部１２が設けられる。ＡＣ整流部１２は、例えば主として、リレースイッチＳ11，Ｓ12、ブリッジ整流回路Ｄｉ、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路などを備え、これらの部品素子を図示するようにして接続して形成される。
このＡＣ整流部１２には、これら２つのリレースイッチＳ11，Ｓ12が連係して動作することで、図７に示したリレースイッチＳとしての機能が得られる。リレースイッチＳ11，Ｓ12は、それぞれリレーＲＬ１，ＲＬ２により、端子ｔ３に対して端子ｔ１，ｔ２の何れかが選択されるようにして択一的に切り換えが行われる。そして、リレースイッチＳ11は全波整流動作に対応し、リレースイッチＳ12が倍電圧整流動作に対応する。
【００２４】
つまり、商用交流電源ＡＣがＡＣ２００Ｖ系であるのに応じて、リレースイッチＳ11が端子ｔ２、リレースイッチＳ12が端子ｔ１に切り換わるに制御されると、通常の全波整流回路系が形成される。逆に、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源ＡＣに応じて、リレースイッチＳ11が端子ｔ１、リレースイッチＳ12が端子ｔ２に切り換わっている状態では、倍電圧整流動作が得られる。
また、リレースイッチＳ11、リレースイッチＳ12を、共に端子ｔ１に切り換えるように制御した状態では、ＡＣ整流部１２に対して商用交流電源ＡＣを供給しないことになるから、メインコンバータ１３は動作しない。つまり、メイン電源をオフとする。
なお、リレースイッチＳ11，Ｓ12を切り換えるためのリレーＲＬ１，ＲＬ２の駆動制御動作については後述する。
【００２５】
そして、上記全波整流動作又は倍電圧整流動作に応じて、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路には整流平滑電圧Ｅｉが得られ、後段のメインコンバータ１３に対して直流入力電圧として入力される。このメインコンバータ１３が、図７に示したスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成るハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えた電源回路に相当することになる。
【００２６】
なお、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端に対して並列に接続されるダイオードＤ50，Ｄ50は、整流ダイオードの二次不良対策のために備えられるもので、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2に逆電圧が印加されるのを防ぐ。
また、同じく平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端に対して並列に接続される抵抗Ｒｉ，Ｒｉはバランス抵抗である。また、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端に対して並列に接続されるバリスタBLは、倍電圧整流回路側のリレー回路の溶着や、Ｖcc浮きなどの対策のために挿入されているものである。
【００２７】
また、スタンバイコンバータ１４は、商用交流電源ＡＣを、整流ダイオードＤｉ2−Ｄｉ2及び平滑コンデンサＣｉ3から成る半波整流回路により整流を行って得られた整流平滑電圧Ｅｉ3を入力して定常的に動作する。このスタンバイコンバータ１４により得られる直流電源電圧は、例えばスタンバイ時におけるマイクロコンピュータのための動作電源として供給される。
【００２８】
また、デガウス部１５は、デガウスコイルＤＧＣ、正極性サーミスタPS1，PS2、及びリレースイッチＳ13を図示するようにして接続して形成される。このデガウス部１５は、周知のようにして、デガウスコイルＤＧＣに電流を流すことで、表示デバイスである陰極線管の消磁を行うための回路部である。このデガウス部２５は、例えばテレビジョン受像機が備えるマイクロコンピュータが、リレーを駆動して、リレースイッチＳ13のオン／オフ制御を行うことで、その動作のオン／オフも制御される。
【００２９】
図９に示す回路部は、パワーオン部１６、リレードライブ部１７、基準電圧部１８、スタンバイ検出部１９、メイン検出部２０から成る。
パワーオン部１６は、例えばマイクロコンピュータからのオン／オフコントロール信号Ｐ-ONに応じて、メイン電源部（メインコンバータ１３）についてのオン／オフコントロールをするための回路部位とされる。
【００３０】
リレードライブ部１７は、リレーＲＬ１，ＲＬ２を駆動して、リレースイッチＳ11，Ｓ12の切り換えを制御するための回路部である。このリレードライブ部１７は、後述するスタンバイ検出部１６及びメイン検出部１７による検出出力に応じて、リレーＲＬ１，ＲＬ２を駆動するように動作する。
【００３１】
基準電圧部１８は、スタンバイコンバータ１４（STBY）の一次側から供給される電源電圧Ｖccを入力して、この場合には、例えば５Ｖにより安定化された所定レベルの基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。
【００３２】
スタンバイ検出部１９は、スタンバイコンバータ１４側の整流ダイオードＤｉ2の整流出力電圧を入力して、この整流出力電圧レベルに基づいて、商用交流電源ＡＣがＡＣ１００系とＡＣ２００Ｖ系の何れであるのかを検出する。
このために、スタンバイ検出部１９には検出電圧入力ラインＬｎ1，Ｌｎ2が設けられる。
検出電圧入力ラインＬｎ1は、破線で示す分圧抵抗部Ａにより、スタンバイコンバータ１４側の整流ダイオードＤｉ2のカソードとＧＮＤ間の電位を分圧して得た分圧電位を検出電圧として、コンパレータＩＣ２１に内蔵されるコンパレータCmp1の反転入力（４番端子）に供給している。コンパレータCmp1の非反転入力（５番端子）には、抵抗を介して所定レベルとされた基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。なお、この検出電圧入力ラインＬｎ1の分圧点に対しては、破線により回路部Ｃとして示すように、ダイオードと抵抗を並列接続した回路が挿入される。この回路部Ｃは、例えば商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の条件でのランダムオン／オフ試験に際して、オン→オフ→オンのタイミングによってオフからオンに遷移するときに、一時的に倍電圧整流動作により起動してしまうことを防止する目的で挿入される。
【００３３】
検出電圧入力ラインＬｎ2も、破線で示す分圧抵抗部Ｂにより、整流ダイオードＤｉ2のカソードとＧＮＤ間の電位を分圧している。この分圧抵抗は、分圧抵抗部Ａと同じ抵抗値が選定される。そして分圧して得た分圧電位を検出電圧として、コンパレータＩＣ２１のコンパレータCmp2の反転入力（６番端子）に供給する。コンパレータCmp1の非反転入力（７番端子）には、抵抗を介して基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。
また、破線により示す回路部Ｄを成すコンデンサの各々は、ＧＮＤとコンパレータCmp1，Cmp2の各入力との間に挿入されるものであるが、これらのコンデンサは。メインコンバータ１３のスイッチングノイズを除去するために挿入されている。
このようにして、スタンバイ検出部１９において、実際には［検出ラインＬｎ1，コンパレータCmp1］［検出ラインＬｎ2，コンパレータCmp2］による２系統の検出回路系が備えられる。
【００３４】
ここで、上記したコンパレータの動作について、コンパレータCmp2を例に説明しておく。
コンパレータCmp2は、非反転入力（７番端子）に入力される、例えば５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆと、検出ラインＬｎ2から反転入力（６番端子）に入力される検出電圧のレベルを比較する。そして、検出電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以下の場合には、出力（１番端子）はオープンとなり、基準電圧Ｖｒｅｆ以上の場合には所定のＬｏｗレベルにより吸い込みを行うことになる。また、コンパレータCmp2がＬｏｗレベルを出力したときには、１番端子と７番端子の間に挿入されたダイオードが導通して、非反転入力（７番端子）に入力されるべき基準電圧Ｖｒｅｆが抵抗により分圧されて、５Ｖよりも低下する。これにより、コンパレータCmp2の動作はヒステリシス特性を有するようにされている。他方のコンパレータCmp1も、その動作は同様のものとなる。
【００３５】
そして、上記検出ラインＬｎ1，Ｌｎ2の分圧点から得られる検出電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの関係としては、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系とされる）の場合に、検出電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以下となり、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）の場合に、検出電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以上となるようにされている。
【００３６】
メイン検出部２０は、メインコンバータ１３に対応して設けられるＡＣ整流部１２の整流出力電圧レベルに基づいて、商用交流電源ＡＣがＡＣ１００系とＡＣ２００Ｖ系の何れであるのかを検出する。
そして、メイン検出部２０においても、２系統の検出ラインＬｎ3，Ｌｎ4が設けられる。検出ラインＬｎ3，Ｌ4は、図示するようにして、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子とＧＮＤ間に対して並列に分圧抵抗を接続して形成される。
検出ラインＬｎ3の分圧点は、コンパレータCmp3の反転入力（１０番端子）に接続される。コンパレータCmp3の非反転入力（１１番端子）は基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。
一方の検出ラインＬｎ4の分圧点は、コンパレータCmp4の反転入力（８番端子）に接続される。コンパレータCmp3の非反転入力（９番端子）は基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。
ここでのコンパレータCmp3，Cmp4の動作は、上記したコンパレータCmp1と同様となる。
【００３７】
このようにして、メイン検出部２０においても、［検出ラインＬｎ3，コンパレータCmp3］［検出ラインＬｎ4，コンパレータCmp4］による２系統の検出回路系を有している。
但し、メイン検出部２０において、倍電圧／全波整流回路の切り換えに用いられるのは、［検出ラインＬｎ3，コンパレータCmp3］による検出回路系のみであり、他方の［検出ラインＬｎ4，コンパレータCmp4］による検出回路系は、プロテクト動作に用いられる。このため、検出ラインＬｎ3，Ｌｎ4における分圧抵抗値は、それぞれの役割に応じて異なる値が選定されている。
【００３８】
従って、図８及び図９に示す回路では、スタンバイ検出部１９内の検出回路系［検出ラインＬｎ1，コンパレータCmp1］［検出ラインＬｎ2，コンパレータCmp2］と、メイン検出部２０内の検出回路系［検出ラインＬｎ3，コンパレータCmp3］の３つの検出回路系が、倍電圧／全波整流回路の切り換えに対応して備えられていることになる。
そして、これに応じて、上記３つの各検出回路系のコンパレータCmp1，Cmp2，Cmp3の各出力（１番端子、２番端子、１３番端子）は、共に、リレードライブ回路１７の動作をコントロールするコントロールラインCntに対して接続されている。
【００３９】
上記のようにして、コントロールラインCntに対しては、各コンパレータCmp1，Cmp2，Cmp3の出力が接続されている。これにより、コントロールラインCntには、コンパレータCmp1，Cmp2，Cmp3が全てオープンとなっている状態では、このオープン出力に対応した所定レベルの正極性の電位が得られる。一方、コンパレータCmp1，Cmp2，Cmp3のうち、何れか１つでもＬｏｗに引き込むと、このＬｏｗレベルに対応した負極性の電位が生じる。
【００４０】
また、リレードライブ回路１７においては、上記したコントロールラインCntの電位変化に応じて、図８に示すリレーＲＬ１、ＲＬ２の導通／非導通を制御するように駆動する。なお、このリレードライブ回路１７において、ダイオードに対してツェナーダイオードが直列に接続されているのは、リレーをオフすべきときにおいて、より速い反応によりオフに切り換わる動作が得られるようにするためである。
【００４１】
上記したコントロールラインCntに、正極性の電位が得られているときには、リレードライブ回路１７内のトランジスタＱがオフ状態にあるので、リレーＲＬ1は非導通であるのに対して、リレーＲＬ2は導通状態となる。このため、リレースイッチＳ11は端子ｔ１、リレースイッチＳ12は、端子ｔ２に接続されるようにコントロールされる。これによって、ＡＣ整流部１２は、倍電圧整流回路が形成される。
コントロールラインCntに正極性の電位が得られているときとは、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系（交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以下）の状態が検出されている場合であり、適正に倍電圧整流動作が得られていることになる。
【００４２】
これに対して、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系（交流入力電圧ＶAC=１５０Ｖ以上）であることを検出して、コントロールラインCntに負極性の電位が得られているときには、リレードライブ回路１７内のトランジスタＱがオンとなる。これにより、上記とは逆に、リレーＲＬ1が導通し、リレーＲＬ2は非導通の状態に切り換わる。この結果、リレースイッチＳ11は端子ｔ2、リレースイッチＳ12は、端子ｔ1に接続されるように切り換わることとなって、ＡＣ整流部１２としては全波整流回路が形成されることになる。
このようにして、実際にテレビジョン受像機に適用されるワイドレンジ対応の電源回路としても、ＡＣ１００Ｖ系に対応しては倍電圧整流動作となり、ＡＣ２００Ｖ系では全波整流動作となるように切り換えが行われる。
【００４３】
ところで、上記のようにして、スタンバイ検出部１９内の検出回路系［検出ラインＬｎ1，コンパレータCmp1］［検出ラインＬｎ2，コンパレータCmp2］と、メイン検出部２０内の検出回路系［検出ラインＬｎ3，コンパレータCmp3］の３系統の検出回路系により、ＡＣ整流部１２の整流動作の切り換え制御を行うようにしているのは、次のようなことによる。
先ず、スタンバイ検出部１９において、ランダムオン／オフ対策にも対応する検出回路系［検出ラインＬｎ1，コンパレータCmp1］は、次のような役割を有する。
上記したコントロールラインCntの電位の変化と、各コンパレータCmp1，Cmp2，Cmp3の出力との関係から分かるように、ＡＣ１００Ｖ系に対応して倍電圧整流動作に切り換わるためには、３つの検出回路系における全てのコンパレータCmp1，Cmp2，Cmp3の出力がオープンとなっていることが必要であり、いずれか１つでもＬｏｗ出力であると、コントロールラインCntの電位も負極性となって全波整流動作に切り換わる。
そして、検出回路系［検出ラインＬｎ1，コンパレータCmp1］は、交流入力電圧ＶACのレベルが、ＡＣ２００Ｖ系からＡＣ１００Ｖ系に低下したときに対応して、ＡＣ整流部１２の整流動作を全波整流動作から倍電圧整流動作に切り換えるのにあたり、この動作の切り換え制御を実質的に支配して行っている。つまり、全波整流動作から倍電圧整流動作への切り換えは、この検出回路系［検出ラインＬｎ1，コンパレータCmp1］が主導する。
【００４４】
全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える回路構成を採る場合において、例えば商用交流電源がＡＣ２００Ｖ系のときに、瞬間停電などによって検出電圧が低下してＡＣ１００Ｖ系であると誤検出して倍電圧整流動作に切り換わると、直流入力電圧用の平滑コンデンサ（Ｃｉ1，Ｃｉ2）や半導体のスイッチング素子に耐圧以上の電圧が印加して破壊してしまうことが考えられる。
そこで、例えば図８及び図９に示す回路では、上記のようにして、３つの検出回路系における全てのコンパレータCmp1，Cmp2，Cmp3の出力がオープンとなったときのみ、ＡＣ１００Ｖ系に対応して倍電圧整流動作に切り換わるようにし、さらには、ランダムオン／オフ対策の検出回路系［検出ラインＬｎ1，コンパレータCmp1］が、倍電圧整流動作への切り換え制御の主導をとるようにされる。このようにすれば、例えば上記したように、ＡＣ２００Ｖ系時において倍電圧整流動作に切り換わる誤動作が生じることがない。
【００４５】
残る２つの検出回路系である、スタンバイ検出部１９内の検出回路系［検出ラインＬｎ2，コンパレータCmp2］と、メイン検出部２０内の検出回路系［検出ラインＬｎ3，コンパレータCmp3］は、逆に、交流入力電圧ＶACのレベルが、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系に上昇したときに主導して動作する。
ここで、上記２つの検出回路系のうち、スタンバイ検出部１９内の検出回路系［検出ラインＬｎ2，コンパレータCmp2］は、メイン電源起動前のスタンバイ時において検出できるという点が利点となる。ただし、スタンバイコンバータ１４の整流回路は半波であるから、検出できる半波と検出できない半波とが存在する。このため、検出動作に遅れが生じる可能性はある。しかしながら、検出できる方の半波が早いタイミングで現れれば、３つの検出回路系のうち、最も早い検出動作が行える。
そして、メイン検出部２０内の検出回路系［検出ラインＬｎ3，コンパレータCmp3］は、上記のようにして、スタンバイ検出部１９内の検出回路系［検出ラインＬｎ2，コンパレータCmp2］による検出タイミングが検出できない半波の期間となって、検出動作が遅れた場合を補償するために必要となるものである。
つまり、検出回路系［検出ラインＬｎ3，コンパレータCmp3］は、メインコンバータ１３に対応するＡＣ整流部１２から整流出力を入力しているから、スタンバイ時に検出を行うことはできない。しかしながら、ＡＣ整流部１２からは、両波を検出できるから、スタンバイ検出部１９側では検出できない半波の期間においても、検出を行うことができるものである。
【００４６】
【発明が解決しようとする課題】
これまでの説明から理解されるように、上記図７に示した電源回路と、この図７の構成を基とした図８及び図９に示した回路においては、電磁リレーによって全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換えるように構成している。そして、この構成のために、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を得るための平滑コンデンサとしては、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の２本が必要とされる。
つまりは、整流動作の切り換えのために、少なくとも、平滑コンデンサを２本に増加し、所要数の電磁リレーを追加することになる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化してしまう。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。
【００４７】
また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換えるための実際の回路としては、誤動作が生じないようにするために、例えば図８及び図９により説明したようにして、メインコンバータ１３の直流入力電圧だけではなく、スタンバイコンバータ１４の直流入力電圧も検出する構成を採る必要がある。このためには、例えば、図９に示したように、通常はコンパレータＩＣ２１を実装することになるが、これにより、例えばＩＣの外付け部品や周辺回路の部品点数が増加して、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
また、このような場合において、例えば製造時における部品管理や作業効率を向上させるために、図７の整流回路切換モジュール５としても示すように、整流動作切り換えのための回路系をモジュールとして組んでユニット化することがある。しかしながら、このようにしてユニット化した場合には、ピン端子を追加するなど、さらに多くの部品が必要になるので、さらに高コスト化してしまう。
【００４８】
また、誤動作防止を目的としてスタンバイコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も有している。
【００４９】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、入力された商用交流電源の等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段を備える。
また、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成される第１のハーフブリッジ回路と、第２のハーフブリッジ回路を備え、これら第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを、直流入力電圧と一次側アース間に対して並列に接続することで形成される、フルブリッジ結合のスイッチング手段を備える。
また、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。
さらに、商用交流電源のレベルに応じて、スイッチング手段のスイッチング動作を、フルブリッジ結合されたスイッチング素子によりオン／オフ動作を行うフルブリッジ動作と、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子によりオン／オフ動作を行うハーフブリッジ動作とに切り換える切換制御手段を備える。
そして、スイッチング駆動手段は、各スイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号として、互いに１８０°の位相差を有するとされる波形による、所要の周波数に応じた第１のドライブ信号と第２のドライブ信号を生成して出力するドライブ信号生成回路と、第１のドライブ信号に基づいて、上記第１のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子と第２のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子が同じオン／オフタイミングとなるようにスイッチング駆動する第１の駆動回路と、第２のドライブ信号に基づいて、第１のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子と第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子が同じオン／オフタイミングとなるようにスイッチング駆動する第２の駆動回路とを備える。
【００５０】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた構成を採っていることになる。
そのうえで、スイッチング素子をスイッチング駆動するのにあたっては、１つのドライブ信号生成回路により、互いに１８０°の位相差を有するとされる第１のドライブ信号と第２のドライブ信号とを生成するようにされる。
そして、第１のドライブ信号に基づいては、一方の同じオン／オフタイミングの組となるべき、第１のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子と、第２のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子とをスイッチング駆動するようにされる。
また、第２のドライブ信号に基づいては、他方の同じオン／オフタイミングの組となるべき、第１のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子と、第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子とをスイッチング駆動するようにされる。
このような構成によれば、１つの第１のドライブ信号を基として、一方の同じオン／オフタイミングの組となるべき２本のスイッチング素子を駆動することが可能となっている。また、同じく、１つの第２のドライブ信号を基として、他方の同じオン／オフタイミングの組となるべき２本のスイッチング素子を駆動することが可能となっている。
そして、この構成に対して、本実施の形態では、商用交流電源を整流平滑化してスイッチングコンバータへの直流入力電圧（整流平滑電圧）を供給する整流平滑手段を、商用交流電源の等倍に対応する整流平滑電圧を生成する全波整流回路としたうえで、商用交流電源のレベルに応じて、スイッチング動作をフルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とで切り換えるように構成される。
これにより、例えばワイドレンジ対応の電源回路を構成するのにあたっては、直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成する整流回路系（整流平滑手段）として、異なる商用交流電源の公称レベルに応じて、倍電圧整流動作と全波整流動作とに切り換える必要はないこととなる。
【００５１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。この図１に示す電源回路は、一次側に対して、４石のスイッチング素子を備えたフルブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが備えられる。そして、後述するようにして、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の場合とで、スイッチング動作について、フルブリッジ結合方式とハーフブリッジ結合方式との間で切り換えが行われるようにすることで、ワイドレンジ対応としている。
また、スイッチング駆動方式としては他励式を採る。そして、この電流共振形コンバータのスイッチング素子がターンオン／ターンオフする時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路が組み合わされている。
【００５２】
図１に示す回路において、商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。この場合、平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として後段の電流共振形コンバータに対して入力される。
このようにして、本実施の形態としての図１に示す電源回路では、例えば先に図７に示したようにして、整流動作を切り換えるための回路系は備えられていないことが分かる。
【００５３】
この図に示す電流共振形コンバータは、フルブリッジ結合方式とされることに対応して４石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4を備える。また、この場合には他励式とされることに対応して、これらスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4には、電圧駆動タイプであるＭＯＳ−ＦＥＴを選定している。
【００５４】
スイッチング素子Ｑ1のドレインは、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のラインと接続される。スイッチング素子Ｑ1のソースは、スイッチング素子Ｑ2のドレインと接続される。スイッチング素子Ｑ2のソースは一次側アースに対して接続される。
つまり、スイッチングＱ1，Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるように、ハーフブリッジ結合されるようにして直列に接続され、これにより、１組のハーフブリッジ回路（第１のハーフブリッジ回路）を形成している。
【００５５】
同様にして、スイッチング素子Ｑ3のドレインは、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のラインと接続され、ソースは、スイッチング素子Ｑ4のドレインと接続される。スイッチング素子Ｑ4のソースは一次側アースに対して接続される。つまり、スイッチングＱ3，Ｑ4については、スイッチング素子Ｑ3がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ4がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ結合して接続され、もう１組のハーフブリッジ回路（第２のハーフブリッジ回路）を形成する。
このような接続態様に依れば、スイッチング素子[Ｑ1，Ｑ2]の組と、スイッチング素子[Ｑ3，Ｑ4]の組とによる２組のハーフブリッジ回路が、直流入力電圧（Ｅｉ）のラインと一次側アース間に対して並列に挿入されていることになる。これにより、フルブリッジ結合方式としてのスイッチング回路系が形成されることになる。
【００５６】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間には、クランプダイオードＤD1が並列に接続される。クランプダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれ、スイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインに対して接続される。このクランプダイオードＤD1は、スイッチング素子Ｑ1と共に１組のスイッチング回路を形成し、スイッチング素子Ｑ1がターンオンするときの逆方向電流を流す経路を形成する。
同様の接続態様により、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4に対しても、それぞれ、クランプダイオードＤD2，ＤD3，ＤD4が並列に接続される。
【００５７】
また、スイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間には、ゲート−ソース間抵抗Ｒ12が接続される。同様に、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4に対しても、ゲート−ソース間抵抗Ｒ22，Ｒ32，Ｒ42が接続される。
【００５８】
また、各ハーフブリッジ回路におけるローサイドのスイッチング素子Ｑ2，Ｑ4のドレイン−ソース間に対しては、それぞれ並列に、部分共振コンデンサＣp1，Ｃp2が接続されている。
部分共振コンデンサＣp1，Ｃp2のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の漏洩インダクタンス成分Ｌ1によっては、それぞれ並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。
そして、このようにして、部分電圧共振回路が形成されることによっては、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がターンオン／ターンオフする短期間にのみ電圧共振する部分電圧共振動作が得られる。
なお、これらスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4についてのスイッチング駆動回路系の構成については後述する。
【００５９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、ここでの図示は省略するが、例えばＥＥ型コアに対して、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2を、一次側と二次側とに対応して形成された分割領域の各々に巻装して構成される。また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、図示するように、一次側に三次巻線Ｎ3も巻装される。
【００６０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また一次巻線Ｎ1の他端は、スイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。
【００６１】
そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1のインダクタンス成分Ｌ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分（Ｌ１）によっては一次側直列共振回路が形成される。
フルブリッジ結合方式では、後述するようにして、スイッチング素子[Ｑ1，Ｑ4]の組と、スイッチング素子[Ｑ2，Ｑ3]の組が交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作するが、上記のようにして一次巻線Ｎ1−直列共振コンデンサＣ1から成る一次側直列共振回路が、スイッチング出力点と接続されていることで、この一次側直列共振回路には、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング出力が伝達されることになる。そして、このスイッチング出力に応じて一次側直列共振回路が共振動作を行うことで、電流共振形としての動作が得られる。そして、一次巻線Ｎ1には、この電流共振形としての動作に応じて、共振波形に近い一次巻線電流Ｉ1が得られることとなる。
【００６２】
このようにして、本実施の形態のスイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。つまり、複合共振形コンバータとしての構成が採られている。
【００６３】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、上記一次巻線Ｎ1に伝達されるスイッチング出力に応じて励起された交番電圧が発生する。
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、センタータップが設けられている。このセンタータップは二次側アースに接続される。そのうえで、図示するようにして、二次巻線Ｎ2に対して、２本の整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、両波整流回路が形成される。この両波整流回路が、二次巻線Ｎ2に励起された交番電圧を入力して整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣOの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥOが得られる。
二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷に対して供給される。さらに、この二次側直流出力電圧ＥOは、図示するように制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００６４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装される三次巻線Ｎ3に対しては、図示するようにして、ダイオードＤ4及びコンデンサＣ4から成る半波整流回路が接続される。この半波整流回路によって得られた低圧の直流電圧は、後述するコントロールＩＣ２の電源入力端子Ｖccに対して、動作電源として供給される。
【００６５】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥOのレベルに応じてそのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、後述するようにして発振信号を生成するとともに、この発振信号を利用して、スイッチング素子を他励式により駆動するためのハイサイド用とローサイド用のドライブ信号を出力する。そして、このドライブ信号によって、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4が所要のスイッチングタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
そして、コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、内部で生成する発振信号の周波数を可変するように動作する。これによって、ドライブ信号の周波数が制御出力レベルに応じて可変されることになる。つまり、コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング周波数を可変制御するように動作する。
スイッチング周波数が可変されることによっては、直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側出力電圧が変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【００６６】
続いては、図１に示す電源回路における、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をスイッチング駆動するためのスイッチング駆動回路系について説明する。本実施の形態のスイッチング駆動回路系は、主として、１つのコントロールＩＣ２と、２組のドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２を備えて構成される。
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えたアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
【００６７】
このコントロールＩＣ２は、前述もしたように、電源入力端子Ｖccに入力された直流電圧により動作する。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００６８】
そして、コントロールＩＣにおいては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号（第１のドライブ信号）が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号（第２のドライブ信号）が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶGHは、ゲート抵抗Ｒ11を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートと接続される。また、分岐して、コンデンサＣ3B−Ｒ3Bの直列接続を介してドライブトランスＣＤＴ−２の一次巻線Ｎ21の一端に接続される。一次巻線Ｎ21の他端は、ブートストラップ用の端子Ｖｓに対して接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して出力されると共に、ＣＤＴ−２の一次巻線Ｎ21にも出力されることになる。
【００６９】
また、ドライブ信号出力端子ＶGLは、ゲート抵抗Ｒ21を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートと接続される。また、分岐して、コンデンサＣ3A−Ｒ3Aの直列接続を介して、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ11の一端に接続される。一次巻線Ｎ11の他端は、一次側アースに対して接続される。これにより、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して出力されると共に、ＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ11にも出力されることになる。
【００７０】
また、この場合には、１組のブートストラップ回路が設けられる。このブートストラップ回路は、図示するようにして、コンデンサＣBS，ダイオードＤBS、及びコンデンサＣｂを備えている。コンデンサＣBSの負極端子は、一次側アースに接続され、正極端子は、ダイオードＤBSのアノードと、コントロールＩＣ２の端子Ｖc2との接続点に接続される。
また、ダイオードＤBSのカソードは、端子ＶBと接続されると共に、コンデンサＣｂを介して端子Ｖｓに対して接続される。端子Ｖｓは、ゲート−ソース間抵抗Ｒ12を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに対して接続されている。このようにしてブートストラップ回路が設けられることで、後述するようにして、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１に対して印加されるドライブ信号（ゲート電圧ＶGH1）は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトが行われることになる。
【００７１】
ドライブトランスＣＤＴ−１は、スイッチング素子Ｑ3をスイッチング駆動するために設けられるもので、図示するようにして、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12とが巻装される。
先の説明によると、一次巻線Ｎ11には、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるドライブ信号が伝送されてくることになる。そして、ドライブトランスＣＤＴ−１においては、この一次巻線Ｎ11に得られたドライブ信号を、トランス結合を介して、二次巻線Ｎ12に励起させるようにして伝達することになる。
【００７２】
二次巻線Ｎ12の一端は、ゲート抵抗Ｒ31を介して、スイッチング素子Ｑ3のゲートに接続され、他端は、スイッチング素子Ｑ3のソースと、スイッチング素子Ｑ4のドレインとの接続点に対して接続される。
【００７３】
このようなドライブトランスＣＤＴ−１の二次側における接続形態によると、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるドライブ信号として、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ11に出力されたドライブ信号は、ドライブトランスＣＤＴ−１のトランス結合を介して、スイッチング素子Ｑ3のゲートに印加されることになる。
そして、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるドライブ信号は、先にも述べたように、ドライブトランスを介することなくスイッチング素子Ｑ2のゲートにも印加される。
従って、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3に対して共通に出力されるということがいえる。つまり、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるドライブ信号に基づいてスイッチング素子を駆動する駆動回路系（第２の駆動回路）としては、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3を駆動する構成を採っているものである。
【００７４】
一方、ドライブトランスＣＤＴ−２は、スイッチング素子Ｑ4をスイッチング駆動するために設けられるもので、一次巻線Ｎ21と二次巻線Ｎ22とが巻装される。
前述したように、ドライブトランスＣＤＴ−２の一次巻線Ｎ21には、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるドライブ信号が伝送される。ドライブトランスＣＤＴ−２においては、この一次巻線Ｎ21に得られたドライブ信号を、トランス結合を介して二次巻線Ｎ22に伝達する。
二次巻線Ｎ22の一端は、ゲート抵抗Ｒ41を介して、スイッチング素子Ｑ4のゲートに接続され、他端は、一次側アースに対して接続される。
【００７５】
このようなドライブトランスＣＤＴ−２の二次側における接続形態によれば、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるドライブ信号は、ドライブトランスＣＤＴ−２のトランス結合を介して一次側から二次側に伝送され、スイッチング素子Ｑ4のゲートに印加される構成が採られていることになる。
また、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるドライブ信号は、ドライブトランスを介することなく、スイッチング素子Ｑ1のゲートにも印加されるから、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4に対して共通に出力されていることとなる。つまり、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるドライブ信号に基づいてスイッチング素子を駆動する駆動回路系（第１の駆動回路）としては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4を駆動する構成となっている。
【００７６】
ここで、上記ドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２の構造例について、図３及び図４を参照して説明しておく。
先ず図３に示すドライブトランスＣＤＴ（ＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２）は、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線（Ｎ11，Ｎ21）が巻装される。また、他方の巻装部に対して二次巻線（Ｎ12，Ｎ22）が巻装される。このようにして一次巻線及び二次巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてドライブトランスＣＤＴ全体としての構造が得られる。
また、この場合のＥＥ型コアにおいては、中央磁脚に対してはギャップは形成しないものとしている。これによって、所要の結合係数による密結合の状態が得られるようにしている。
【００７７】
また、ドライブトランスＣＤＴ（ＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２）としては、図４に示すようにして、Ｕ型コアを用いた構造とすることもできる。
この図４に示すドライブトランスＣＤＴは、２つのＵ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２を組み合わせてＵ−Ｕ型コアを形成する。この際、Ｕ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２の各磁脚が対向する面に対しては、ギャップを形成せずに、そのまま磁脚の対向面どうしを接触させている。
そして、ボビンＢに対して、図示するようにして一次巻線（Ｎ11，Ｎ21）と、二次巻線（Ｎ12，Ｎ22）とを互いに分割された巻装部に巻装した上で、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対して、取り付けるようにされる。
【００７８】
続いて、先に図１により説明したスイッチング駆動回路系の構成による、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング駆動動作について説明する。
本実施の形態では、後述するようにして、交流入力電圧ＶAC（商用交流電源ＡＣ）のレベルに応じて、フルブリッジ結合方式によるスイッチング動作と、ハーフブリッジ結合方式によるスイッチング動作とで切り換えが行われる。しかしここでは、基本的な動作として、フルブリッジ結合方式の場合に対応して、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の全てをスイッチング駆動するときの動作について説明する。
【００７９】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力するようにされる。
【００８０】
上記のようにしてドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力されるドライブ信号による、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング駆動タイミングについて、図５を参照して説明する。図５には、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の各ゲート−ソース間電圧が示されている。
ここで先ず、図５（ａ）と図５（ｂ）を参照して、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号と、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号との関係に応じた、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のスイッチングタイミングについて説明しておく。
【００８１】
スイッチング素子Ｑ1に対しては、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号がゲート抵抗Ｒ11を介して印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶGH1としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図５（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図５（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶGH1によって、スイッチング素子Ｑ1は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶGH1は１０Ｖと成るように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶGH1が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ1は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００８２】
一方、スイッチング素子Ｑ2に対しては、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号が、ゲート抵抗Ｒ21を介して印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図５（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧ＶGL1が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶGL1は、図５（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間電圧ＶGH1と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶGH1に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図５（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ1がターンオフしてスイッチング素子Ｑ2がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ2がターンオフして、スイッチング素子Ｑ1がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００８３】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ1（Ｑ4），Ｑ2（Ｑ3）が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣp1，Ｃp2における充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００８４】
続いては、スイッチング動作として、上記したスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のオン／オフタイミングの関係が得られていることを前提として、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のオン／オフタイミングについて説明する。
先の説明によると、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加されると共に、ドライブトランスＣＤＴ−２のトランス結合を介するようにして、スイッチング素子Ｑ4に対しても印加されることになる。
そして、上記ハイサイド用のドライブ信号が、ドライブトランスＣＤＴ−２のトランス結合を介して一次側から二次側に伝送されることによっては、二次側で得られるドライブ信号は、０レベルを基準に正／負に反転する波形となって得られる。これに応じて、ドライブトランスＣＤＴ−２の二次巻線側からドライブ信号が印加されるスイッチング素子Ｑ4のゲート−ソース間電圧ＶGH2は、図５（ｃ）に示すものとなる。
【００８５】
つまり、１スイッチング周期内において、正極性の＋１０Ｖの矩形波パルスが得られる期間と、負極性による−１０Ｖの矩形波パルスとなる期間が得られる。ここで、正極性の＋１０Ｖの矩形波パルスが得られる期間は、図５（ａ）のゲート−ソース間電圧ＶGH1が正極性の矩形パルスが得られる期間と同一となる。また、負極性による−１０Ｖの矩形波パルスとなる期間は、図５（ａ）のゲート−ソース間電圧ＶGH1が０レベルとなる期間と同一となる。
そして、このような波形のゲート−ソース間電圧ＶGH2が得られることによっては、スイッチング素子Ｑ4は、１スイッチング周期内において、正極性の矩形パルスが得られている期間においてオン状態となるようにされる。一方、負極性の矩形パルスが得られている期間においてオフ状態となるようにされる。従って、スイッチング素子Ｑ4のオン／オフタイミングは、図５（ａ）のゲート−ソース間電圧ＶGH1に対応するスイッチング素子Ｑ1と同様となる。つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4は、同じタイミングでオン／オフするようにスイッチング駆動される。
【００８６】
また、スイッチング素子Ｑ3については、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号（ゲート電圧）が、ドライブトランスＣＤＴ−１を介するようにして印加されていることになる。
このローサイド用のドライブ信号についても、ドライブトランスＣＤＴ−１のトランス結合を介して一次側から二次側に伝送されることで、０レベルを基準に正／負に反転する波形の信号となって二次側で得られることになる。このため、スイッチング素子Ｑ3のゲート−ソース間電圧ＶGL2は、図５（ｄ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性の＋１０Ｖの矩形波パルスとなる期間と、負極性による−１０Ｖの矩形波パルスとなる波形が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ3は、１スイッチング周期内において、正極性の矩形パルスが得られている期間においてオン状態となり、負極性の矩形パルスが得られている期間においてオフ状態となるようにスイッチング動作を行うことになる。
そして、このオン／オフタイミングは、図５（ｂ）のゲート−ソース間電圧ＶGL1に対応するスイッチング素子Ｑ2と同様となるものであり、従って、スイッチング素子Ｑ3は、スイッチング素子Ｑ2と同じタイミングでオン／オフするようにスイッチング駆動されることになる。
【００８７】
このようにして、図１に示す電源回路では、フルブリッジ結合方式により、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4]の組と、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3]の組とが交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動させることができる。
このときのスイッチング動作として、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組がオンとなっているときには、出力として、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース→直列共振コンデンサＣ1→一次巻線Ｎ1→スイッチング素子Ｑ4のドレイン−ソース→一次側アースの経路で電流が流れる。
また、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組がオンとなっているときには、出力として、スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソース→一次巻線Ｎ1→直列共振コンデンサＣ1→スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース→一次側アースの経路で電流が流れる。そして、この動作が繰り返されるのに応じて、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1）では共振動作が得られることになり、絶縁コンバータトランスの一次側巻線Ｎ1に共振電流波形に近いドライブ電流を供給することになる。
【００８８】
また、上記のようにしてスイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組がターンオフ／ターンオンするタイミングでは、スイッチング素子Ｑ4に対して接続された並列共振コンデンサＣｐ2が、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によって並列共振回路を形成し、電圧共振動作を行う。つまり、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組のターンオフ／ターンオン時にのみ電圧共振となる部分電圧共振動作が得られる。
同様にして、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組がターンオフ／ターンオンするタイミングでは、スイッチング素子Ｑ2に対して接続された並列共振コンデンサＣｐ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によって並列共振回路が形成される。そして、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組のターンオフ／ターンオン時において部分電圧共振動作が得られる。
【００８９】
このようにして、本実施の形態では、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］［Ｑ2，Ｑ3］の各組（スイッチング回路）が交互にオン／オフするフルブリッジ結合方式の電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路（Ｃｐ1，Ｃｐ2，Ｎ1）が組み合わされたコンバータが形成されているものである。
【００９０】
ところで、図示による説明は省略するが、例えば先行技術として、他励式によりフルブリッジ結合方式よる４石のスイッチング素子を、スイッチング周波数制御方式によりスイッチング駆動するのにあたっては、３つのＩＣが必要となる。つまり、電流共振形コンバータ用の汎用のドライブＩＣとしては、ハイサイドとローサイドの２つで一組のスイッチング素子を駆動する構成を採っている。つまり、１つのドライブＩＣは、１組のハーフブリッジ結合された２本のスイッチング素子から成るスイッチング回路を駆動する構成を採っているものである。従って、フルブリッジ結合方式に対応して、２組のハーフブリッジ回路を駆動する場合には、２組のドライブＩＣが必要とされることになる。
そのうえで、２組のドライブＩＣが、スイッチング周波数制御を伴うスイッチング駆動を、同期して行うことができるようにする必要から、これらのドライブＩＣとは別に、スイッチング周波数制御によるドライブが可能なコントロールＩＣが必要となるものである。このようにして、最低限３つのＩＣが必要となる。
【００９１】
これに対して、図１に示したスイッチング素子の駆動回路系の構成とすれば、スイッチング駆動のためのＩＣとしては、コントロールＩＣ２の１つのみとすることができる。これにより、ＩＣの数が削減され、さらにはこれに伴って、ＩＣの外付け部品の点数も削減される分、回路規模が縮小され、また、コストも削減されることになる。
【００９２】
ただし、図１に示す電源回路では、ドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２と、これらのドライブトランスにドライブ信号を入力するためのコンデンサＣ3A，抵抗Ｒ3A、及びコンデンサＣ3B，抵抗Ｒ3Bが新たに追加されることになる。しかしながら、これらの部品点数と、上記したコントロールＩＣ２の外付け部品を合計しても１５点程度であり、図１に示す電源回路の部品点数は、先行技術による他励式フルブリッジ結合方式の電源回路に対して大幅に削減されている。また、ドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２も非常に小さいサイズであることから、スイッチング駆動用のＩＣが複数備えられることと比較すれば、図１に示す電源回路は、先行技術と比較してはるかに小さい回路規模となる。また、他励式フルブリッジ結合方式の電源回路としてのコストダウンも有効に図られていることになる。
また、スイッチング駆動用のＩＣの数が削減されることによっては、それだけ消費電力も低減されることになる。
また、図１に示す電源回路では、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4については、図５（ｃ）（ｄ）にも示したように、オフ時には、負極性に反転した−１０Ｖのゲート−ソース間電圧ＶGH2，ＶGL2が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4については、ターンオフ時における下降時間が短縮されて、その分、この下降時間に依る電力損失が低減することにもなる。これにより、電力変換効率が向上することになり、また、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4における発熱も低下する。
このようにして、本実施の形態の電源回路は、他励式フルブリッジ結合方式の電源回路として見た場合にも、上記のような利点を有している。
【００９３】
そして、図１に示す本実施の形態の電源回路は、上記した他励式フルブリッジ結合方式の構成の下で、以降説明するようにして、ＡＣ１００Ｖ系ではフルブリッジ結合方式によるスイッチング動作（フルブリッジ動作）となり、ＡＣ２００Ｖ系ではハーフブリッジ結合方式によるスイッチング動作（ハーフブリッジ動作）となるように、スイッチング動作を切り換える構成を採る。
【００９４】
図１に示す電源回路においては、平滑コンデンサＣｉに対して並列に、分圧抵抗Ｒ4、Ｒ5、Ｒ6を直列接続した分圧ラインが接続される。そして、この分圧ラインにおける分圧抵抗Ｒ5，Ｒ6の接続点（分圧点）に対して、ツェナーダイオードＺＤ1のカソードが接続される。ツェナーダイオードＺＤ1のアノードは、ＮＰＮ型のトランジスタＱ5のベースに接続される。また、ツェナーダイオードＺＤ1のアノードと一次側アース間には、図示するように抵抗Ｒ7及びコンデンサＣ5が並列に接続される。
トランジスタＱ5のコレクタは、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ11と、抵抗Ｒ3Aの接続点に対して接続され、エミッタは一次側アースに接地される。
上記した回路構成により、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とに応じて、スイッチング動作をフルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とで切り換える、切り換え制御回路が備えられる。
【００９５】
上記切り換え制御回路の動作は次のようになる。
ここで、分圧ライン（抵抗Ｒ4-Ｒ5-Ｒ6）の抵抗値による分圧比は、次のように設定されている。つまり、分圧ライン（抵抗Ｒ4-Ｒ5-Ｒ6）の分圧点の電位について、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以下に対応する整流平滑電圧Ｅｉのレベルでは、ツェナーダイオードＺＤ1の逆方向電圧以下となり、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以上に対応する整流平滑電圧Ｅｉのレベルでは、ツェナーダイオードＺＤ1の逆方向電圧以上となるようにされている。ここで、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以下の状態は、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源が入力されている状態に対応する。また、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以上の状態は、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されている状態に対応する。
【００９６】
上記のようにして分圧ライン（抵抗Ｒ4-Ｒ5-Ｒ6）の分圧比が設定されていることで、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以下の状態では、ツェナーダイオードＺＤ1は非導通の状態となる。従って、トランジスタＱ5のベースにはベース電流が供給されないので、トランジスタＱ5はオフ状態となる。この場合には、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ11には、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶGLからコンデンサＣ3A−抵抗Ｒ3Bを介してドライブ信号が供給されることになる。
これにより、例えば先に図５を参照して説明したように、４つのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がスイッチング駆動される状態が得られる。つまり、フルブリッジ動作が得られる。
【００９７】
これに対して、交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以上となる状態では、ツェナーダイオードＺＤ1が導通状態となって、トランジスタＱ5のベースにベース電流が供給されることとなる。これにより、トランジスタＱ5はオン状態となる。
トランジスタＱ5がオン状態となると、ドライブ信号出力端子ＶGLからコンデンサＣ3A−抵抗Ｒ3Bを介して供給されるドライブ信号は、トランジスタＱ5のコレクタ−エミッタを介して一次側アースに接地される。従って、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ11にはドライブ信号は供給されないこととなる。
これにより、ドライブトランスＣＤＴ−１の二次側のスイッチング素子Ｑ3は、スイッチング動作を停止させた状態となり、残るスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ4がスイッチング動作する状態が得られる。
なお、このときのオン／オフタイミングは、図５により説明したものとなる。つまり、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4]の組が同じタイミングでオン／オフするのに対し、この場合には、スイッチング素子Ｑ2のみが、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4]の組に対して交互となるタイミングでオン／オフすることになる。
【００９８】
このようにして、３つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2，Ｑ4がスイッチング動作を行うということは、スイッチング素子Ｑ1に対して、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ4]の組が交互となるタイミングでオン／オフする、ハーフブリッジ動作が得られているということがいえる。
【００９９】
ここで、図６の波形図により、上記したＡＣ１００Ｖ系のスイッチング動作と、ＡＣ２００Ｖ系のスイッチング動作とを比較して示す。
先ず図６（ａ）〜（ｅ）には、ＡＣ１００Ｖ系の場合の動作が示されている。図６（ａ）（ｂ）には、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4の各ドレイン−ソース間電圧ＶQ1，ＶQ4と、スイッチング出力電流ＩQ1，ＩQ4が示されている。図６（ａ）に示すドレイン−ソース間電圧ＶQ1，ＶQ4は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオンとなる期間に対応しては０レベルで、オフとなる期間に対応しては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされた波形が得られる。
また、図６（ｂ）に示すスイッチング出力電流ＩQ1，ＩQ4は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオンとなる期間に対応しては、図示するようにして、ターンオンから一定期間においてクランプダイオードＤD1，ＤD4を介して負極性に流れ、残る期間においてはドレイン→ソースを介して正極性により流れる波形が得られる。また、オフとなる期間に対応しては０レベルとなる。
【０１００】
一方、図６（ｃ）（ｄ）には、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3の各ドレイン−ソース間電圧ＶQ2，ＶQ3と、スイッチング出力電流ＩQ2，ＩQ3が示されている。これら図６（ｃ）（ｄ）に示す各波形は、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4に対応する図６（ａ）（ｂ）の各波形に対して、ほぼ１８０°の位相を有するようにされたうえで、同一の波形の変化パターンとなっている。
【０１０１】
これらの波形から、スイッチング動作としては、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組が同じタイミングでオン／オフし、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組も同じタイミングでオン／オフすることが分かる。かつ、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組と、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組との間で、交互にオン／オフするタイミングとなっていることがわかる。つまり、フルブリッジ動作としてのスイッチング動作となっている。
【０１０２】
そして、上記したスイッチング動作によって、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組と、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組の各スイッチング出力が、直列共振コンデンサＣ1−一次巻線Ｎ1から成る直列共振回路に伝達される。これにより、この直列共振回路図には、６（ｅ）に示すスイッチング出力電流Ｉ1が得られる。このスイッチング出力電流Ｉ1の波形は、図６（ｂ）に示すスイッチング出力電流ＩQ1，ＩQ4と、図６（ｄ）に示すスイッチング出力電流ＩQ2，ＩQ3とが合成されることで得られる。
【０１０３】
これに対して、ＡＣ２００Ｖ系の場合の動作は、図６（ｆ）〜図６（ｊ）に示される。
なお、図６（ｆ）（ｇ）（ｋ）において、▲１▼は、これまで説明してきた、第１の実施の形態（図１）に対応することを示す。▲２▼は、後述する第２の実施の形態に対応することを示す。
【０１０４】
この第１の実施の形態に対応しては、図６（ｆ）（ｇ）は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ4の各ドレイン−ソース間電圧ＶQ1，ＶQ4と、スイッチング出力電流ＩQ1，ＩQ4を示す。つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4が同じオン／オフタイミングによりスイッチング動作を行っていることが分かる。
【０１０５】
これに対して、図６（ｈ）（ｉ）は、スイッチング素子Ｑ2のみについての、ドレイン−ソース間電圧ＶQ2と、スイッチング出力電流ＩQ2を示すものとなっている。そして、図６（ｋ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ3のスイッチング出力電流ＩQ3は、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング出力電流ＩQ2がオン／オフに応じた波形変化であるのに対して、０レベルのままとなっている。これは、スイッチング素子Ｑ3がオフ状態となっていることを示している。
ここで、上記図６（ｆ）（ｈ）にも示されるように、スイッチング素子がオフとなる期間では、その両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）として整流平滑電圧Ｅｉのレベルが得られる。そして、この図６（ｆ）（ｈ）の波形と、ＡＣ１００Ｖ系時のドレイン−ソース間電圧を示す図６（ａ）（ｃ）の波形を比較して分かるように、ＡＣ２００Ｖ系時の整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、ＡＣ１００Ｖ系のときのほぼ２倍に上昇している。つまり、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路系としては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とに関わらず、全波整流動作（等倍電圧整流動作）を行っていることで、上記のようなレベル変化が得られているものである。
【０１０６】
また、この場合における、スイッチング出力電流Ｉ1としては、図６（ｊ）に示すようにして、図６（ｇ）に示すスイッチング出力電流ＩQ1，ＩQ4と、図６（ｉ）に示すスイッチング出力電流ＩQ2とが合成されて得られる波形となる。
【０１０７】
このようにして、ＡＣ２００Ｖ系のときには、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1と同じオン／オフタイミングでスイッチング素子Ｑ4がオン／オフするようにされたうえで、ローサイドとしてのスイッチング素子Ｑ2が、スイッチング素子Ｑ1とは交互となるタイミングでオン／オフする動作となっている。つまりは、ハーフブリッジ動作としてのスイッチング動作が得られるものである。
【０１０８】
なお、図１に示す電源回路のAC-DC電力変換効率（ηAC-DC）については、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの条件で実験したところ、次のような結果が得られた。
先ず、ＡＣ１００Ｖ系に対応して交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖを入力して、フルブリッジ動作とさせた場合には、ηAC-DC＝９０．９％が得られた。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応して交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖを入力して、ハーフブリッジ動作とさせた場合には、ηAC-DC＝９２．８％が得られた。
また、上記実験結果を得るのにあたっては、要部の構成部品について次のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥＲ−４０型のコアを用い、中央磁脚にはギャップ長Gap＝１mmのギャップを形成した。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1については３０Ｔの巻数とし、二次巻線Ｎ2については、センタータップを境界に、２３Ｔ＋２３Ｔの巻数とした。
さらに、一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ、部分電圧共振コンデンサＣｐ1＝Ｃｐ2＝６８０ｐＦを選定した。
【０１０９】
これまでの説明から理解されるように、本実施の形態の電源回路においては、ワイドレンジ対応とするのにあたり、先ずは、４本のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を備えた、他励フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成する。そのうえで、ＡＣ１００Ｖ系ではフルブリッジ動作、ＡＣ２００Ｖ系ではハーフブリッジ動作となるように、スイッチング動作の切り換えを行うように構成している。
これによって、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流回路系としては、通常の全波整流回路とすることができる。つまり、図７及び図８、図９に示した回路のように、整流動作の切り換えを行う構成を採る必要はない。
従って、図１に示す電源回路では、直流入力電圧用の平滑コンデンサは１本でよいことになる。また、電磁リレーも不要となるから、ワイドレンジ対応の電源回路として、コストダウンと、回路基板の小型／軽量化を図ることが可能となる。
【０１１０】
また、本実施の形態の構成であれば、例えば瞬間停電などによって、公称ＡＣ２２０Ｖ又は２４０Ｖの商用交流電源が１５０Ｖ以下に低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけである。つまり、図７及び図８、図９に示した回路のような、倍電圧整流動作への切り換わりによる直流入力電圧レベルの上昇は生じないから、平滑コンデンサＣｉや、スイッチング素子が耐圧オーバーとなることはない。
従って、本実施の形態では、実際に図１に示す回路を電子機器に搭載する場合においても、図８、図９に示した回路のように、コンパレータＩＣ及びその周辺回路から成る、整流動作切り換えのための複雑な回路構成を採る必要はない。これによっても、低コスト化及び回路基板の小型／軽量化が有効に図られる。
【０１１１】
そして、上記のように、コンパレータＩＣ等を備えた整流動作切り換えのための回路系が省略されることによっては、ワイドレンジ対応のためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなる。従って、本実施の形態の電源回路は、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となるものである。
【０１１２】
続いては、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路について説明する。
図２は、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図２に示す回路においては、先ず、一次巻線Ｎ1の一端が直列共振コンデンサＣ1を介して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るハーフブリッジ回路のスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点）と接続される。これに対して、一次巻線Ｎ1の他端は、リレースイッチＳ１の端子ｔ１と接続される。このリレースイッチは、端子ｔ１に対して端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に選択されるようにして、リレーＲＬ３によって切り換えが行われる。
このリレースイッチＳ１の端子ｔ２は一次側アースと接続される。端子Ｔ３は、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4から成るハーフブリッジ回路のスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4の接続点）と接続される。
【０１１３】
リレーＲＬ３は、図示するようにして、三次巻線Ｎ3、ダイオードＤ4、及びコンデンサＣ4から成る半波整流回路により得られる低圧直流電圧のラインと、トランジスタＱ10のコレクタとの間に挿入される。なお、リレーＲＬ３に対しては保護用のダイオードＤLが図示する方向により並列に接続される。
トランジスタＱ10のエミッタは、一次側アースに接続される。ベースは、トランジスタＱ5と同様にして、ツェナーダイオードＺＤ1のアノードと接続される。
【０１１４】
ここで、ＡＣ１００Ｖ系に対応して１５０Ｖ以下の交流入力電圧ＶACが入力される状態においては、ツェナーダイオードＺＤ1は非導通である。これにより、トランジスタＱ5はオフ状態となるから、スイッチング素子Ｑ3は、スイッチング動作を行うことになる。
また、この場合においては、ツェナーダイオードＺＤ1は非導通であることで、トランジスタＱ10もオフ状態となるので、リレーＲＬ３も非導通の状態となる。リレーＲＬ３が非導通である場合、リレースイッチＳ１は、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されるように制御される。
このときの回路の形成状態、及びスイッチング動作は、ＡＣ１００Ｖ系のときの図１に示した回路と同じとなる。つまり、図６（ａ）〜（ｅ）の波形図によって示されるスイッチング動作である、フルブリッジ動作が得られることになる。
【０１１５】
これに対して、ＡＣ２００Ｖ系に対応して１５０Ｖ以上の交流入力電圧ＶACが入力されたときには次のようになる。
この場合、ツェナーダイオードＺＤ1は導通する状態となる。これにより、トランジスタＱ5はオン状態となってスイッチング素子Ｑ3は、スイッチング動作を行わないことになる。
また、ツェナーダイオードＺＤ1が導通することで、トランジスタＱ10もオン状態となってリレーＲＬ３も導通することになるが、これによって、リレースイッチＳ１は、端子ｔ１が端子ｔ２に接続されるようにして切り換えられる。これによっては、直列共振回路（Ｃ1//Ｎ1）の一端が、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るハーフブリッジ回路のスイッチング出力点に対して接続され、他端は、一次側アースに接地された状態が得られることになる。このようにして、リレースイッチＳ１の切り換えが行われることによって、スイッチング素子Ｑ4のドレインは、直列共振回路（Ｃ1//Ｎ1）に対しては接続されない状態となる。そして、スイッチング素子Ｑ4は、そのハイサイドに接続されたスイッチング素子Ｑ3が上記のようにしてスイッチング動作を停止することに伴って、自身のスイッチング動作も停止されることになる。
【０１１６】
このようにして形成される回路は、２本のスイッチング素子を備えたハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと等価となる。
つまり、このときの図２に示す回路の動作としては、図６（ｆ）（ｇ）に示すタイミングでスイッチング素子Ｑ1がオン／オフすると共に、図６（ｈ）（ｉ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ2が、スイッチング素子Ｑ1に対して交互となるタイミングでオン／オフするスイッチング動作が得られる。
このとき、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4は、図６（ｋ）のスイッチング出力電流ＩQ3，ＩQ4として示すようにして定常的に０レベルとなっている。つまり、上記したように、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4はオフ状態を維持している。
このようにして、この第２の実施の形態では、ＡＣ２００系のときには、スイッチング動作として、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のうち、一方のハーフブリッジ回路を形成するスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2によるハーフブリッジ動作が得られることになる。
【０１１７】
そして、このような第２の実施の形態としての構成を採ることによっても、先の第１の実施の形態と同様にして、整流回路系としては、整流動作の切り換えが不要となって、通常の全波整流回路でよいこととなる。また、瞬間停電などにより検出電圧が低下したときに直流入力電圧が上昇して、平滑コンデンサやスイッチング素子が耐圧オーバーとなることはない。また、スタンバイ電源を備えない電子機器にも搭載可能な電源回路となる。
なお、図２に示す電源回路では、一次巻線Ｎ1の端部の接続を切り換えるために電磁リレー回路（リレーＲＬ３、リレースイッチＳ１）が追加されるが、例えば図８及び図９に示したように、先行技術としての電源回路を実際の電子機器に搭載するには、２つの電磁リレーが必要となる。これに対して、第２の実施の形態では、１つでよいことから、例えば先行技術と比較すれば、低コスト化及び基板の小型軽量化の効果は充分に得られているものである。
【０１１８】
また、この図２に示す電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの条件におけるAC-DC電力変換効率（ηAC-DC)は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）を入力して、フルブリッジ動作とさせた場合には、ηAC-DC＝９２．０％となった。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ２００Ｖ）を入力してハーフブリッジ動作とさせた場合には、ηAC-DC＝９５．３％となった。この実験結果を得るにあたって、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴ、一次側直列共振コンデンサＣ1、部分電圧共振コンデンサＣｐ1，Ｃｐ2については、図１に示した電源回路と同様の選定を行った。
【０１１９】
なお、本発明としては上記した実施の形態としての構成に限定される必要はない。
先ず、第１の実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4から成るハーフブリッジ回路におけるハイサイドのスイッチング素子Ｑ3のスイッチング動作を停止させることでハーフブリッジ動作を得るようにしている。しかしながら、これに代えて、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るハーフブリッジ回路におけるハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を停止させるようにしても、同様にして残る３石のスイッチング素子によるハーフブリッジ動作が得られるものである。
また、第２の実施の形態においても、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4から成るハーフブリッジ回路に代えて、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るハーフブリッジ回路のスイッチング動作を停止させて、スイッチング動作をハーフブリッジ動作とするようにしてもよいものである。
つまり、本発明としての第１と第２のハーフブリッジ回路の関係は、相対的なものである。例えばスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の組を第１のハーフブリッジ回路であるとすれば、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4の組が第２のハーフブリッジ回路となる。逆に、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4の組を第１のハーフブリッジ回路であるとすれば、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の組が第２のハーフブリッジ回路となる。
【０１２０】
また、例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【０１２１】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、直流入力電圧を入力してスイッチングを行う一次側スイッチングコンバータとして、フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた構成を採っている。
そして、スイッチング素子をスイッチング駆動するのにあたり、１つのドライブ信号生成回路により、互いに１８０°の位相差を有するとされるハイサイド用の第１のドライブ信号と、ローサイド用の第２のドライブ信号とを生成するようにされる。
そして、第１のドライブ信号を利用して、一方の同じオン／オフタイミングの組となるべき、第１のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子と、第２のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子とをスイッチング駆動するようにしている。また、第２のドライブ信号を利用して、他方の同じオン／オフタイミングの組となるべき、第１のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子と、第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子とをスイッチング駆動するようにしている。
そのうえで、商用交流電源のレベルに応じて、フルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とで切り換えが行われるように構成している。これに応じて、商用交流電源を整流平滑化して直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成する整流回路としては、商用交流電源の等倍レベルの直流入力電圧を生成する全波整流回路として形成している。
【０１２２】
このような構成であれば、ワイドレンジ対応の電源回路としては、これまでのようにして、直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成する整流回路について、商用交流電源レベルに応じて倍電圧整流動作と全波整流動作とで切り換えを行う構成を採る必要はないということになる。
これによって、直流入力電圧生成のための整流回路を形成する平滑コンデンサは、例えば２本から１本に削減される。また、整流動作を切り換えるための電磁リレーも省略される。これによって、これまでよりも大幅なコストダウンと、回路基板の小型／軽量化が図られる。
【０１２３】
また、本発明の構成であれば、瞬間停電などによって商用交流電源レベルが、ＡＣ２００Ｖ系からＡＣ１００Ｖ系に対応するレベルに低下したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作に切り換わるだけであり、整流動作が切り換わることはないから、平滑コンデンサやスイッチング素子の破壊は生じない。つまり、これまでの電源回路のように、上記瞬間停電などによる整流回路の切り換えについての誤動作が生じないようにするための複雑な検出回路系を備える必要もないから、この点でも、コストダウン及び回路基板の小型／軽量化が促進される。
【０１２４】
また、上記したように、整流回路の切り換えについての誤動作対策を考慮した検出回路系が不要となることによっては、スタンバイ電源の入力電圧を検出する必要も無くなる。従って、本発明は、スタンバイ電源を備えない電子機器にも搭載することが可能となるものであり、それだけ、ワイドレンジ対応の電源回路として、電子機器への使用範囲が拡大するという効果も得られることになる
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】実施の形態の電源回路に備えられるドライブトランスの構造例を示す断面図である。
【図４】実施の形態の電源回路に備えられるドライブトランスの構造例を示す断面図である。
【図５】実施の形態の電源回路におけるスイッチング素子のゲート−ソース間電圧を示す波形図である。
【図６】実施の形態の電源回路のスイッチング動作を、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで比較して示す波形図である。
【図７】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図８】先行技術の電源回路としてテレビジョン受像機に搭載される場合の構成例を示す回路図である。
【図９】先行技術の電源回路としてテレビジョン受像機に搭載される場合の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ コントロールＩＣ、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1〜Ｑ4 スイッチング素子、ＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２ ドライブトランス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ1，Ｃｐ2 部分共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線（絶縁コンバータトランス）、Ｎ11，Ｎ21 一次巻線（ドライブトランス）、Ｎ12，Ｎ22 二次巻線（ドライブトランス）、Ｃ3A，Ｃ3B コンデンサ、Ｒ3A，Ｒ3B 抵抗、Ｒ11，Ｒ21，Ｒ31，Ｒ41 ゲート抵抗、Ｒ12，Ｒ22，Ｒ32，Ｒ42 ゲート−ソース間抵抗、Ｒ4，Ｒ5，Ｒ6 分圧抵抗、ＺＤ1 ツェナーダイオード、Ｑ5，Ｑ10 トランジスタ、ＲＬ３ リレー、Ｓ１ リレースイッチ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power source for various electronic devices.
[0002]
[Prior art]
As a switching power supply circuit, a circuit using a switching converter such as a flyback converter or a forward converter is widely known. Since these switching converters have a rectangular switching operation waveform, there is a limit to suppression of switching noise. Moreover, it has been found that there is a limit in improving the power conversion efficiency due to its operating characteristics.
Therefore, various types of switching power supply circuits using various resonant converters have been previously proposed by the present applicant. The resonant converter can easily obtain high power conversion efficiency, and low noise is realized by making the switching operation waveform sinusoidal. In addition, there is an advantage that it can be configured with a relatively small number of parts.
[0003]
The switching power supply circuit is adapted to correspond to an AC input voltage range of, for example, about AC 85V to 288V so as to correspond to an AC input voltage AC 100V region such as Japan and the United States and an AC 200V region such as Europe. In addition, a so-called wide-range power supply circuit is known. Further, a current resonance type is adopted as the primary side switching converter.
[0004]
The circuit diagram of FIG. 7 shows a configuration example of a switching power supply circuit for a wide range that can be configured based on the invention previously proposed by the present applicant.
In the power supply circuit shown in this figure, as a configuration corresponding to a wide range, with respect to the rectified smoothing voltage Ei that is a DC input voltage to the switching converter, the commercial AC power supply AC (AC input voltage VAC) is an AC100V system and an AC200V system. , Is configured to switch levels.
[0005]
In this case, the rectifier circuit system includes a bridge rectifier circuit Di connected to a commercial AC power supply AC (AC input voltage VAC) and two smoothing capacitors Ci1 to Ci2 connected in series as shown in the figure. It consists of The rectified and smoothed voltage Ei is obtained as a voltage across the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 to Ci2.
Further, a relay switch S is inserted between the negative output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the connection point of the smoothing capacitors Ci1 to Ci2. This relay switch S is turned on / off according to the driving state of the relay RL connected to the rectifier
[0006]
The rectifier
[0007]
The switching operation of the rectifier circuit configured as described above is as follows.
The rectifier
In the rectifier
[0008]
Here, for example, it is assumed that the rectified and smoothed voltage Ei having a level corresponding to the AC input voltage VAC = 150 V or more is generated in response to the commercial AC power supply of the AC 200V system.
In this case, since the voltage division level is equal to or higher than the reference voltage, the rectifier
When the relay switch S is OFF, the AC input voltage VAC is rectified by the bridge rectifier circuit Di and the rectified current is charged to the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 to Ci2 in each period in which the AC input voltage VAC is positive / negative. Is obtained. That is, a rectification operation by a full-wave rectification circuit including a normal bridge rectification circuit can be obtained. As a result, a rectified and smoothed voltage Ei corresponding to the AC input voltage VAC is obtained as the voltage across the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 to Ci2.
[0009]
On the other hand, it is assumed that the rectified and smoothed voltage Ei having a level corresponding to the AC input voltage VAC = 150 V or less is generated in correspondence with the commercial AC power supply of the AC100V system.
In this case, the voltage division level becomes equal to or lower than the reference voltage, and the rectifier
When the relay switch S is on, a rectified current path is formed in which the rectified output from the bridge rectifier circuit Di is charged only to the smoothing capacitor Ci1 when the AC input voltage VAC is positive. On the other hand, when the AC input voltage VAC is negative, a rectified current path is formed in which the rectified output from the bridge rectifier circuit Di is charged only to the smoothing capacitor Ci2.
As a result of the rectifying operation performed in this way, a level corresponding to the same multiple of the AC input voltage VAC is generated as the voltage across each of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2. Therefore, a level corresponding to twice the AC input voltage VAC is obtained as the rectified and smoothed voltage Ei that is the voltage across the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 to Ci2. That is, a so-called voltage doubler rectifier circuit is formed.
[0010]
Thus, in the circuit shown in FIG. 7, in the case of the commercial AC power supply AC100V system, the rectified smoothing voltage Ei corresponding to twice the AC input voltage VAC is generated by the voltage doubler rectification operation, and the commercial AC power supply AC200V In the case of the system, a rectified and smoothed voltage Ei corresponding to an equal magnification of the AC input voltage VAC is generated by a normal full-wave rectification operation. That is, as a result, the rectified and smoothed voltage Ei of the same level can be obtained in the case of the commercial AC power supply AC100V system and the AC200V system, thereby supporting the wide range. The rectified and smoothed voltage Ei is input as a DC input voltage to the subsequent current resonance type converter.
[0011]
As shown in the figure, the current resonance type converter that switches by inputting the DC input voltage is connected by connecting two switching elements Q1 (high side) and Q2 (low side) by MOS-FET by half bridge coupling. Yes. Damper diodes DD1 and DD2 are connected in parallel between the drains and sources of the switching elements Q1 and Q2, respectively, in the illustrated direction.
[0012]
A partial resonance capacitor Cp is connected in parallel between the drain and source of the switching element Q2. A parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed by the capacitance of the partial resonance capacitor Cp and the leakage inductance L1 of the primary winding N1. A partial voltage resonance operation in which voltage resonance occurs only when the switching elements Q1, Q2 are turned off is obtained.
[0013]
In this power supply circuit, in order to switch the switching elements Q1 and Q2, for example, an oscillation / drive / protection circuit 6 using a general-purpose IC is provided. The oscillation / drive / protection circuit 6 includes an oscillation circuit, a drive circuit, and a protection circuit. Then, a drive signal (gate voltage) having a required frequency is applied to each gate of the switching elements Q1 and Q2 by the oscillation circuit and the drive circuit. Thereby, the switching elements Q1 and Q2 perform the switching operation so as to be alternately turned on / off at a required switching frequency.
The protection circuit of the oscillation / drive / protection circuit 6 detects, for example, overcurrent and overvoltage states in the power supply circuit, and controls the switching operation of the switching elements Q1 and Q2 so that the circuit is protected.
[0014]
The oscillation / drive / protection circuit 6 has a rectifier circuit comprising a rectifier diode D3 and a capacitor C3 for a tertiary winding N3 formed by providing a tap output to the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. The low-voltage DC voltage obtained by the above is input as an operating power source. Moreover, at the time of starting, it starts by inputting the rectification smoothing voltage Ei via the starting resistance Rs.
[0015]
The insulating converter transformer PIT transmits the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 to the secondary side. The winding start end of the primary winding N1 of the insulation transformer PIT is connected to the connection point (switching output point) between the source of the switching element Q1 and the drain of the switching element Q2 via the series connection of the primary side parallel resonant capacitor C1. By being connected, a switching output is transmitted.
Further, the winding end of the primary winding N1 is connected to the primary side ground.
Here, depending on the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the leakage inductance L1 of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1, a primary side series resonance circuit for making the operation of the primary side switching converter a current resonance type is formed. To do.
[0016]
According to the above description, the primary side switching converter shown in this figure has the operation as the current resonance type by the primary side series resonance circuit (L1-C1) and the part by the partial voltage resonance circuit (Cp // L1) described above. A voltage resonance operation is obtained.
That is, the power supply circuit shown in this figure adopts a form in which a resonance circuit for making the primary side switching converter a resonance type is combined with another resonance circuit. In this specification, such a switching converter is referred to as a composite resonance type converter.
[0017]
Although illustration explanation here is omitted, the structure of the insulating converter transformer PIT includes, for example, an EE type core in which an E type core made of a ferrite material is combined. Then, after dividing the winding part on the primary side and the secondary side, the set of the primary winding N1 (tertiary winding N3) and the secondary windings N2 and N2A described below are made up of the EE type core. Winding around the central magnetic leg.
A gap of 1.0 mm to 1.5 mm is formed with respect to the central magnetic leg of the EE type core. As a result, a loosely coupled state with a coupling coefficient of about 0.7 to 0.8 is obtained.
[0018]
A secondary winding N2 and a secondary winding N2A having a smaller number of turns than the secondary winding N2 are wound on the secondary side of the insulating converter transformer PIT. An alternating voltage corresponding to the switching output transmitted to the primary winding N1 is excited in these secondary windings.
[0019]
The secondary winding N2 is provided with a center tap as shown in the figure and connected to the secondary side ground, and then, as shown in the figure, a double-wave rectification comprising rectifier diodes DO1 and DO2 and a smoothing capacitor CO1. The circuit is connected. As a result, the secondary side DC output voltage E01 is obtained as the voltage across the smoothing capacitor C01. The secondary side DC output voltage EO1 is supplied to a load side (not shown) and is also branched and input as a detection voltage for the
[0020]
The secondary winding N2A is also connected to a double-wave rectifier circuit comprising rectifier diodes DO3 and DO4 and a smoothing capacitor CO2 after the center tap is connected to the secondary side ground. As a result, the secondary side DC output voltage E02 is obtained as the voltage across the smoothing capacitor C02. Further, the secondary side DC output voltage E02 is also supplied as an operation power source for the
[0021]
The
[0022]
Next, FIG. 8 and FIG. 9 show circuit examples when the power source of the television receiver is configured based on the basic configuration shown in FIG. In practice, one circuit is formed by combining the circuits shown in FIGS. The connection relationships between the circuits shown in FIGS. 8 and 9 are indicated by corresponding lines (1) to (7) in each figure.
[0023]
First, in FIG. 8, a
The
[0024]
That is, when the commercial AC power supply AC is an AC 200V system, when the relay switch S11 is controlled to switch to the terminal t2 and the relay switch S12 to the terminal t1, a normal full-wave rectifier circuit system is formed. Conversely, in a state where the relay switch S11 is switched to the terminal t1 and the relay switch S12 is switched to the terminal t2 in accordance with the AC 100V commercial AC power supply AC, a voltage doubler rectification operation is obtained.
Further, in a state where both the relay switch S11 and the relay switch S12 are controlled to be switched to the terminal t1, the
The drive control operation of relays RL1 and RL2 for switching relay switches S11 and S12 will be described later.
[0025]
Then, according to the full-wave rectification operation or the voltage doubler rectification operation, a rectified and smoothed voltage Ei is obtained in the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 to Ci2, and is input as a DC input voltage to the
[0026]
The diodes D50 and D50 connected in parallel to both ends of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are provided as a countermeasure against secondary defects of the rectifier diode, and a reverse voltage is applied to the smoothing capacitors Ci1 and Ci2. Is prevented.
Similarly, resistors Ri and Ri connected in parallel to both ends of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are balance resistors. The varistor BL connected in parallel to both ends of the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1-Ci2 is inserted for measures such as welding of the relay circuit on the voltage doubler rectifier circuit side and Vcc floating. It is.
[0027]
The
[0028]
The degauss portion 15 is formed by connecting a degauss coil DGC, positive thermistors PS1 and PS2, and a relay switch S13 as shown in the figure. As is well known, the degauss unit 15 is a circuit unit for degaussing a cathode ray tube as a display device by causing a current to flow through the degauss coil DGC. The degauss unit 25 is also controlled to be turned on / off by, for example, a microcomputer included in a television receiver driving a relay and performing on / off control of the relay switch S13.
[0029]
The circuit unit shown in FIG. 9 includes a power-on unit 16, a relay drive unit 17, a reference voltage unit 18, a standby detection unit 19, and a main detection unit 20.
The power-on unit 16 is a circuit part for performing on / off control of the main power supply unit (main converter 13) in accordance with, for example, an on / off control signal P-ON from a microcomputer.
[0030]
The relay drive unit 17 is a circuit unit for driving the relays RL1 and RL2 to control switching of the relay switches S11 and S12. The relay drive unit 17 operates to drive the relays RL1 and RL2 in accordance with detection outputs from a standby detection unit 16 and a main detection unit 17 described later.
[0031]
The reference voltage unit 18 inputs the power supply voltage Vcc supplied from the primary side of the standby converter 14 (STBY), and in this case, outputs a reference voltage Vref of a predetermined level stabilized by, for example, 5V.
[0032]
The standby detector 19 receives the rectified output voltage of the rectifier diode Di2 on the
For this purpose, the standby detector 19 is provided with detection voltage input lines Ln1, Ln2.
The detection voltage input line Ln1 is built in the
[0033]
The detection voltage input line Ln2 also divides the potential between the cathode of the rectifier diode Di2 and GND by the voltage dividing resistor portion B indicated by a broken line. As this voltage dividing resistor, the same resistance value as that of the voltage dividing resistor A is selected. Then, the divided potential obtained by voltage division is supplied as a detection voltage to the inverting input (No. 6 terminal) of the comparator Cmp2 of the comparator IC21. The reference voltage Vref is input to the non-inverting input (the seventh terminal) of the comparator Cmp1 through a resistor.
In addition, each of the capacitors constituting the circuit portion D indicated by the broken line is inserted between GND and each input of the comparators Cmp1 and Cmp2. It is inserted to remove the switching noise of the
Thus, the standby detection unit 19 is actually provided with two detection circuit systems including [detection line Ln1, comparator Cmp1] and [detection line Ln2, comparator Cmp2].
[0034]
Here, the operation of the above-described comparator will be described using the comparator Cmp2 as an example.
The comparator Cmp2 compares the level of the reference voltage Vref, for example, 5V input to the non-inverting input (No. 7 terminal) with the level of the detection voltage input to the inverting input (No. 6 terminal) from the detection line Ln2. When the detected voltage is equal to or lower than the reference voltage Vref, the output (the first terminal) is opened. When the detected voltage is equal to or higher than the reference voltage Vref, suction is performed at a predetermined low level. When the comparator Cmp2 outputs a low level, the diode inserted between the first and seventh terminals becomes conductive, and the reference voltage Vref to be input to the non-inverting input (the seventh terminal) is caused by the resistor. Divided by voltage, it drops below 5V. Thus, the operation of the comparator Cmp2 has a hysteresis characteristic. The operation of the other comparator Cmp1 is the same.
[0035]
The relationship between the detection voltage obtained from the voltage dividing points of the detection lines Ln1 and Ln2 and the reference voltage Vref is that the detection voltage is the reference voltage when the AC input voltage VAC is 150V or less (AC100V system). The detection voltage is set to be equal to or higher than the reference voltage Vref when the AC input voltage VAC is equal to or higher than 150 V (AC 200 V system).
[0036]
The main detection unit 20 detects whether the commercial AC power source AC is an AC100 system or an AC200V system based on the rectified output voltage level of the
The main detection unit 20 is also provided with two detection lines Ln3 and Ln4. The detection lines Ln3 and L4 are formed by connecting a voltage dividing resistor in parallel between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the GND as shown in the figure.
The voltage dividing point of the detection line Ln3 is connected to the inverting input (10th terminal) of the comparator Cmp3. The reference voltage Vref is input to the non-inverting input (11th terminal) of the comparator Cmp3.
The voltage dividing point of one detection line Ln4 is connected to the inverting input (8th terminal) of the comparator Cmp4. The reference voltage Vref is input to the non-inverting input (terminal 9) of the comparator Cmp3.
The operations of the comparators Cmp3 and Cmp4 here are the same as those of the comparator Cmp1 described above.
[0037]
Thus, the main detection unit 20 also has two detection circuit systems including [detection line Ln3, comparator Cmp3] and [detection line Ln4, comparator Cmp4].
However, in the main detection unit 20, only the detection circuit system using [detection line Ln3, comparator Cmp3] is used for switching the voltage doubler / full wave rectifier circuit, and the other [detection line Ln4, comparator Cmp4] is used. The detection circuit system is used for a protect operation. For this reason, different values are selected for the voltage dividing resistance values in the detection lines Ln3 and Ln4 according to their roles.
[0038]
8 and 9, the detection circuit system [detection line Ln1, comparator Cmp1] [detection line Ln2, comparator Cmp2] in the standby detection unit 19 and the detection circuit system [detection in the main detection unit 20] The three detection circuit systems of the line Ln3 and the comparator Cmp3] are provided corresponding to the switching of the double voltage / full wave rectifier circuit.
In response to this, the outputs (first terminal, second terminal, and thirteenth terminal) of the comparators Cmp1, Cmp2, and Cmp3 of the three detection circuit systems all control the operation of the relay drive circuit 17. Connected to control line Cnt.
[0039]
As described above, the outputs of the comparators Cmp1, Cmp2, and Cmp3 are connected to the control line Cnt. As a result, when the comparators Cmp1, Cmp2, and Cmp3 are all open, a positive potential having a predetermined level corresponding to the open output is obtained on the control line Cnt. On the other hand, when any one of the comparators Cmp1, Cmp2, and Cmp3 is pulled low, a negative potential corresponding to the low level is generated.
[0040]
Further, the relay drive circuit 17 is driven so as to control conduction / non-conduction of the relays RL1 and RL2 shown in FIG. 8 according to the potential change of the control line Cnt. In the relay drive circuit 17, the zener diode is connected in series with the diode so that when the relay is to be turned off, an operation of switching off by a faster reaction can be obtained. is there.
[0041]
When a positive potential is obtained on the control line Cnt, the transistor Q in the relay drive circuit 17 is in an off state, so that the relay RL1 is non-conductive while the relay RL2 is in a conductive state. It becomes. Therefore, the relay switch S11 is controlled to be connected to the terminal t1, and the relay switch S12 is controlled to be connected to the terminal t2. Thereby, the
When the positive potential is obtained on the control line Cnt is when the state of the commercial AC power supply AC100V system (AC input voltage VAC = 150V or less) is detected, the voltage doubler rectification operation can be appropriately obtained. Will be.
[0042]
On the other hand, when it is detected that the commercial AC power supply is AC200V system (AC input voltage VAC = 150V or more) and a negative potential is obtained on the control line Cnt, the transistor Q in the relay drive circuit 17 Is turned on. Thus, contrary to the above, relay RL1 is turned on and relay RL2 is switched to a non-conductive state. As a result, the relay switch S11 is switched so as to be connected to the terminal t2, and the relay switch S12 is connected to the terminal t1, so that a full-wave rectifying circuit is formed as the
In this way, even in a wide-range power supply circuit that is actually applied to a television receiver, switching is performed so that double voltage rectification operation is performed in response to the AC100V system and full-wave rectification operation is performed in the AC200V system. Done.
[0043]
By the way, as described above, the detection circuit system [detection line Ln1, comparator Cmp1] [detection line Ln2, comparator Cmp2] in the standby detection unit 19 and the detection circuit system [detection line Ln3, comparator in the main detection unit 20]. The reason why the switching control of the rectification operation of the
First, in the standby detector 19, the detection circuit system [
As can be seen from the relationship between the change in the potential of the control line Cnt and the outputs of the comparators Cmp1, Cmp2, and Cmp3, in order to switch to the double voltage rectification operation corresponding to the AC100V system, three detection circuit systems are used. The outputs of all the comparators Cmp1, Cmp2, and Cmp3 must be open. If any one of them is Low output, the potential of the control line Cnt becomes negative and full-wave rectification operation is possible. Switch.
Then, the detection circuit system [detection line Ln1, comparator Cmp1] has the rectification operation of the
[0044]
In the case of adopting a circuit configuration for switching between full-wave rectification operation and voltage doubler rectification operation, for example, when the commercial AC power supply is AC200V system, the detection voltage is lowered due to a momentary power failure or the like and the AC100V system is erroneously detected. When switching to the rectifying operation, it is conceivable that a voltage higher than the withstand voltage is applied to the DC input voltage smoothing capacitors (Ci1, Ci2) and the semiconductor switching element and destroyed.
Therefore, for example, in the circuits shown in FIGS. 8 and 9, as described above, only when the outputs of all the comparators Cmp1, Cmp2, and Cmp3 in the three detection circuit systems are opened, the voltage is doubled corresponding to the AC100V system. The switching to the voltage rectification operation is performed, and furthermore, the detection circuit system [detection line Ln1, comparator Cmp1] for countermeasure against random on / off takes the initiative of switching control to the voltage doubler rectification operation. In this way, for example, as described above, a malfunction that switches to the double voltage rectification operation does not occur in the AC 200V system.
[0045]
The remaining two detection circuit systems, that is, the detection circuit system in the standby detection unit 19 [detection line Ln2, comparator Cmp2] and the detection circuit system in the main detection unit 20 [detection line Ln3, comparator Cmp3] are reversed. It operates mainly when the level of the AC input voltage VAC rises from the AC 100V system to the AC 200V system.
Here, of the two detection circuit systems, the detection circuit system [detection line Ln2, comparator Cmp2] in the standby detection unit 19 is advantageous in that it can be detected during standby before the main power supply is activated. However, since the rectifier circuit of the
The detection circuit system [detection line Ln3, comparator Cmp3] in the main detection unit 20 cannot detect the detection timing by the detection circuit system [detection line Ln2, comparator Cmp2] in the standby detection unit 19 as described above. This is necessary to compensate for the case where the detection operation is delayed in a half-wave period.
That is, since the detection circuit system [detection line Ln3, comparator Cmp3] receives the rectified output from the
[0046]
[Problems to be solved by the invention]
As understood from the above description, the power supply circuit shown in FIG. 7 and the circuits shown in FIGS. 8 and 9 based on the configuration of FIG. The voltage doubler rectification operation is switched. For this configuration, two smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are required as smoothing capacitors for obtaining the rectified and smoothed voltage Ei (DC input voltage).
That is, at least the number of smoothing capacitors is increased and a required number of electromagnetic relays are added for switching the rectifying operation. For this reason, the number of parts is increased and the cost is increased, and the mounting area of the power supply circuit board is increased and the size is increased. In particular, since these smoothing capacitors and electromagnetic relays are large among the components forming the power supply circuit, the substrate size becomes considerably large.
[0047]
Further, as an actual circuit for switching between the full-wave rectification operation and the voltage doubler rectification operation, in order to prevent malfunction, for example, as described with reference to FIGS. It is necessary to adopt a configuration that detects not only the voltage but also the DC input voltage of the
In such a case, for example, in order to improve parts management and work efficiency at the time of manufacture, a circuit system for switching the rectifying operation is assembled as a module as shown as the rectifying
[0048]
In addition, the detection of the DC input voltage of the standby converter for the purpose of preventing malfunctions means that a wide-range power supply circuit equipped with a circuit for switching the rectifying operation is an electronic device equipped with a standby power supply in addition to the main power supply. Without it, it means that it cannot actually be used. In other words, the types of electronic devices that can be equipped with a power supply are limited to those equipped with a standby power supply, and there is a problem that the use range is narrowed accordingly.
[0049]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above problems, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows.
That is, a rectified and smoothed voltage generating means for generating a rectified and smoothed voltage at a level corresponding to the same size as the input commercial AC power supply is provided.
A first half-bridge circuit formed by performing a half-bridge connection between a high-side switching element and a low-side switching element; A full-bridge coupling comprising a second half-bridge circuit and formed by connecting the first half-bridge circuit and the second half-bridge circuit in parallel with respect to the DC input voltage and the primary side ground. Switching means.
In addition, switching drive means for switching the switching element is provided.
Further, at least a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the switching means is supplied and a secondary winding to which an alternating voltage as a switching output obtained in the primary winding is excited are wound. Is formed by at least the leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the primary side series resonant capacitor connected in series to the primary winding, and the operation of the switching means is determined by current. A primary side series resonant circuit having a resonance type is provided.
Further, of the two switching elements forming each half-bridge circuit, formed by the capacitance of the partial voltage resonant capacitor connected in parallel to one switching element and the leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer, A primary side partial voltage resonance circuit is provided which can obtain a voltage resonance operation only in accordance with the timing at which each switching element is turned on and turned off.
DC output voltage generating means configured to generate a secondary side DC output voltage by inputting an alternating voltage obtained in the secondary winding of the insulating converter transformer and performing a rectification operation; and a secondary side A constant voltage control means configured to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage by controlling the switching drive means according to the level of the DC output voltage and varying the switching frequency of the switching means. Prepare.
Furthermore, according to the level of the commercial AC power supply, the switching operation of the switching means can be performed by a full-bridge operation in which the full-bridge coupled switching element is turned on / off, and a half-bridge coupled switching element. Switching control means for switching to the half-bridge operation to be performed is provided.
Then, the switching drive means uses the first drive signal and the second drive corresponding to the required frequency as the drive signals for switching driving the switching elements, with waveforms having a phase difference of 180 ° from each other. On the basis of the drive signal generation circuit that generates and outputs a signal, and the first drive signal, the high-side switching element of the first half-bridge circuit and the low-side switching element of the second half-bridge circuit are the same on / A first drive circuit that performs switching driving so as to be in an off timing, and a low-side switching element of the first half-bridge circuit and a high-side switching element of the second half-bridge circuit based on the second drive signal Switching drive so that the same ON / OFF timing And a second driver circuit.
[0050]
According to the above configuration, the switching power supply circuit of the present invention adopts a configuration in which a partial resonance voltage circuit is combined with a current resonance type converter of a full bridge coupling system as a primary side switching converter.
In addition, when switching the switching element, the first drive signal and the second drive signal having a phase difference of 180 ° are generated by one drive signal generation circuit. .
Then, based on the first drive signal, the high-side switching element of the first half-bridge circuit and the low-side switching element of the second half-bridge circuit, which should be one set of the same on / off timing. And switching driving.
Further, on the basis of the second drive signal, the other low-side switching element of the first half-bridge circuit and the high-side switching element of the second half-bridge circuit, which should be the same on / off timing pair of the other And switching driving.
According to such a configuration, it is possible to drive two switching elements that should be the same set of on / off timings on the basis of one first drive signal. Similarly, based on one second drive signal, it is possible to drive the other two switching elements that should be the same on / off timing set.
In this embodiment, the rectifying / smoothing means for rectifying and smoothing the commercial AC power supply and supplying the DC input voltage (rectified smoothing voltage) to the switching converter is equivalent to the commercial AC power supply. The full-wave rectifier circuit that generates the rectified and smoothed voltage is configured to switch the switching operation between the full-bridge operation and the half-bridge operation according to the level of the commercial AC power supply.
Thus, for example, when configuring a power supply circuit compatible with a wide range, a rectifying circuit system (rectifying and smoothing means) that generates a DC input voltage (rectifying and smoothing voltage) is doubled according to the nominal level of different commercial AC power supplies. There is no need to switch between the voltage rectification operation and the full-wave rectification operation.
[0051]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention. The power supply circuit shown in FIG. 1 is provided with a full-bridge coupled current resonance type converter having four switching elements on the primary side. As will be described later, the switching operation is switched between the full-bridge coupling method and the half-bridge coupling method when the commercial AC power source is an AC 100V system and an AC 200V system, so that a wide range is achieved. It corresponds to the range.
Further, a separate excitation type is adopted as the switching drive method. A partial voltage resonance circuit that performs voltage resonance only when the switching element of the current resonance type converter is turned on / off is combined.
[0052]
In the circuit shown in FIG. 1, the commercial AC power supply AC is provided with a full-wave rectifier circuit including a bridge rectifier circuit Di and a smoothing capacitor Ci. In this case, a rectified and smoothed voltage Ei having a level corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC is obtained at both ends of the smoothing capacitor Ci. This rectified and smoothed voltage Ei is input as a DC input voltage to the subsequent current resonance converter.
Thus, it can be seen that the power supply circuit shown in FIG. 1 as the present embodiment is not provided with a circuit system for switching the rectification operation, for example, as shown in FIG.
[0053]
The current resonance type converter shown in this figure includes four switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 corresponding to the full-bridge coupling method. In this case, corresponding to the separately excited type, a MOS-FET which is a voltage drive type is selected for these switching elements Q1 to Q4.
[0054]
The drain of the switching element Q1 is connected to the line of the rectified and smoothed voltage Ei (DC input voltage). The source of switching element Q1 is connected to the drain of switching element Q2. The source of the switching element Q2 is connected to the primary side ground.
In other words, the switching Q1 and Q2 are connected in series so as to be half-bridged so that the switching element Q1 is on the high side and the switching element Q2 is on the low side, and thereby a pair of half-bridge circuits (first 1 half-bridge circuit).
[0055]
Similarly, the drain of the switching element Q3 is connected to the line of the rectified and smoothed voltage Ei (DC input voltage), and the source is connected to the drain of the switching element Q4. The source of the switching element Q4 is connected to the primary side ground. In other words, switching Q3 and Q4 are connected by half-bridge coupling so that switching element Q3 is on the high side and switching element Q4 is on the low side, and another set of half-bridge circuits (second half-bridge circuit). Form.
According to such a connection mode, two sets of half-bridge circuits including a set of switching elements [Q1, Q2] and a set of switching elements [Q3, Q4] are connected to the DC input voltage (Ei) line and the primary. It is inserted in parallel between the side grounds. As a result, a switching circuit system as a full bridge coupling method is formed.
[0056]
A clamp diode DD1 is connected in parallel between the drain and source of the switching element Q1. The anode and cathode of the clamp diode DD1 are connected to the source and drain of the switching element Q1, respectively. The clamp diode DD1 forms a pair of switching circuits together with the switching element Q1, and forms a path through which a reverse current flows when the switching element Q1 is turned on.
In the same connection manner, clamp diodes DD2, DD3, and DD4 are connected in parallel to switching elements Q2, Q3, and Q4, respectively.
[0057]
A gate-source resistor R12 is connected between the gate and source of the switching element Q1. Similarly, gate-source resistors R22, R32, and R42 are connected to the switching elements Q2, Q3, and Q4.
[0058]
In addition, partial resonance capacitors Cp1 and Cp2 are connected in parallel between the drain and source of the low-side switching elements Q2 and Q4 in each half bridge circuit.
A parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed by the capacitances of the partial resonance capacitors Cp1 and Cp2 and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT described later.
By forming the partial voltage resonance circuit in this way, a partial voltage resonance operation in which voltage resonance occurs only in a short period of time when the switching elements Q1 to Q4 are turned on / off is obtained.
The configuration of the switching drive circuit system for these switching elements Q1 to Q4 will be described later.
[0059]
The insulating converter transformer PIT transmits the switching outputs of the switching elements Q1 to Q4 to the secondary side.
Although the illustration of the structure of the insulating converter transformer PIT is omitted here, the primary winding N1 and the secondary winding N2 are formed corresponding to the primary side and the secondary side, for example, for the EE type core. Each of the divided areas is wound around. Further, in the insulating converter transformer PIT in this case, as shown in the figure, the tertiary winding N3 is also wound on the primary side.
[0060]
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to a connection point (switching output point) between the source of the switching element Q1 and the drain of the switching element Q2 via the series resonant capacitor C1. The other end of the primary winding N1 is connected to a connection point (switching output point) between the source of the switching element Q3 and the drain of the switching element Q4.
[0061]
A primary side series resonance circuit is formed by the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the leakage inductance component (L1) of the insulating converter transformer PIT including the inductance component L1 of the primary winding N1.
In the full-bridge coupling method, as described later, a switching operation is performed at the timing when the pair of switching elements [Q1, Q4] and the pair of switching elements [Q2, Q3] are alternately turned on / off. Since the primary side series resonant circuit comprising the primary winding N1 and the series resonant capacitor C1 is connected to the switching output point, the switching outputs of the switching elements Q1 to Q4 are transmitted to the primary side series resonant circuit. Will be. Then, the primary side series resonance circuit performs a resonance operation in accordance with the switching output, whereby an operation as a current resonance type is obtained. In the primary winding N1, a primary winding current I1 close to the resonance waveform is obtained according to the operation as the current resonance type.
[0062]
In this way, the switching converter of the present embodiment has a composite operation of the current resonance type operation and the partial voltage resonance operation described above. That is, a configuration as a composite resonance type converter is adopted.
[0063]
An alternating voltage excited in accordance with the switching output transmitted to the primary winding N1 is generated in the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT.
In this case, a center tap is provided for the secondary winding N2. This center tap is connected to the secondary side ground. In addition, as shown in the figure, a two-wave rectifier circuit is formed by connecting two rectifier diodes D01 and D02 and a smoothing capacitor Co to the secondary winding N2. The double-wave rectifier circuit receives the alternating voltage excited by the secondary winding N2 and performs a rectification operation, whereby a secondary side DC output voltage EO is obtained as a voltage across the smoothing capacitor CO.
The secondary side DC output voltage EO is supplied to a load (not shown). Further, this secondary side DC output voltage EO is also branched and inputted as a detection voltage for the
[0064]
A half-wave rectifier circuit composed of a diode D4 and a capacitor C4 is connected to the tertiary winding N3 wound on the primary side of the insulating converter transformer PIT as shown in the figure. The low-voltage DC voltage obtained by this half-wave rectifier circuit is supplied as an operating power to a power input terminal Vcc of the
[0065]
The
The
The
By changing the switching frequency, the resonance impedance in the series resonance circuit changes. As the resonance impedance changes in this way, the amount of current supplied to the primary winding N1 of the primary side series resonance circuit changes and the power transmitted to the secondary side also changes. As a result, the secondary output voltage changes, and constant voltage control is achieved.
[0066]
Next, a switching drive circuit system for driving the switching elements Q1 to Q4 in the power supply circuit shown in FIG. 1 will be described. The switching drive circuit system of the present embodiment is mainly configured by including one
The
[0067]
As described above, the
[0068]
In the control IC, two drive signal output terminals VGH and VGL are provided as terminals for outputting a drive signal (gate voltage) to the switching element.
The drive signal output terminal VGH outputs a drive signal (first drive signal) for switching driving the high-side switching element, and the drive signal output terminal VGL outputs for switching driving the low-side switching element. A drive signal (second drive signal) is output.
In this case, the drive signal output terminal VGH is connected to the gate of the high-side switching element Q1 via the gate resistor R11. Further, it branches and is connected to one end of the primary winding N21 of the drive transformer CDT-2 via a series connection of capacitors C3B-R3B. The other end of the primary winding N21 is connected to the bootstrap terminal Vs.
As a result, the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is output to the gate of the switching element Q1 and also to the primary winding N21 of CDT-2.
[0069]
The drive signal output terminal VGL is connected to the gate of the high-side switching element Q2 via the gate resistor R21. Further, it branches and is connected to one end of the primary winding N11 of the drive transformer CDT-1 via a series connection of capacitors C3A-R3A. The other end of the primary winding N11 is connected to the primary side ground. As a result, the drive signal output from the drive signal output terminal VGL is output to the gate of the switching element Q2 and also to the primary winding N11 of CDT-1.
[0070]
In this case, a set of bootstrap circuits is provided. The bootstrap circuit includes a capacitor CBS, a diode DBS, and a capacitor Cb as shown in the figure. The negative terminal of the capacitor CBS is connected to the primary side ground, and the positive terminal is connected to the connection point between the anode of the diode DBS and the terminal Vc2 of the control IC2.
The cathode of the diode DBS is connected to the terminal VB and to the terminal Vs via the capacitor Cb. The terminal Vs is connected to the gate of the switching element Q1 through a gate-source resistor R12. By providing the bootstrap circuit in this manner, the drive signal (gate voltage VGH1) applied to the high-side switching element Q1 can be driven appropriately as described later. The level shift is performed so that
[0071]
The drive transformer CDT-1 is provided for switching and driving the switching element Q3, and a primary winding N11 and a secondary winding N12 are wound as shown in the figure.
According to the above description, the drive signal output from the drive signal output terminal VGL of the
[0072]
One end of the secondary winding N12 is connected to the gate of the switching element Q3 via the gate resistor R31, and the other end is connected to a connection point between the source of the switching element Q3 and the drain of the switching element Q4. The
[0073]
According to such a connection form on the secondary side of the drive transformer CDT-1, the drive signal output to the primary winding N11 of the drive transformer CDT-1 as a drive signal output from the drive signal output terminal VGL of the
As described above, the drive signal output from the drive signal output terminal VGL is also applied to the gate of the switching element Q2 without passing through the drive transformer.
Therefore, it can be said that the drive signal output from the drive signal output terminal VGL is output in common to the switching elements Q2 and Q3. That is, the drive circuit system (second drive circuit) for driving the switching element based on the drive signal output from the drive signal output terminal VGL adopts a configuration for driving the switching elements Q2 and Q3. .
[0074]
On the other hand, the drive transformer CDT-2 is provided for switching and driving the switching element Q4, and a primary winding N21 and a secondary winding N22 are wound thereon.
As described above, the drive signal output from the drive signal output terminal VGH of the
One end of the secondary winding N22 is connected to the gate of the switching element Q4 via the gate resistor R41, and the other end is connected to the primary side ground.
[0075]
According to such a connection form on the secondary side of the drive transformer CDT-2, the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is transferred from the primary side to the secondary side via the transformer coupling of the drive transformer CDT-2. The transmission is applied and applied to the gate of the switching element Q4.
The drive signal output from the drive signal output terminal VGH is also applied to the gate of the switching element Q1 without going through the drive transformer, so that the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is the switching element Q1. , Q4 are output in common. That is, the drive circuit system (first drive circuit) for driving the switching element based on the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is configured to drive the switching elements Q1 and Q4.
[0076]
Here, structural examples of the drive transformers CDT-1 and CDT-2 will be described with reference to FIGS.
First, the drive transformer CDT (CDT-1, CDT-2) shown in FIG. 3 includes an EE type core in which E type cores CR1 and CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other.
And the bobbin B formed with the shape which divided | segmented so that it might mutually become independent about the winding part of a primary side and a secondary side, for example with a resin etc. is provided. The primary winding (N11, N21) is wound around one winding portion of the bobbin B. Further, the secondary winding (N12, N22) is wound around the other winding portion. By attaching the bobbin B on which the primary winding and the secondary winding are wound in this way to the EE type cores (CR1, CR2), the primary side winding and the secondary side winding are different from each other. Depending on the region, the center magnetic leg of the EE core is wound. In this way, the structure of the entire drive transformer CDT is obtained.
In the EE core in this case, no gap is formed with respect to the central magnetic leg. Thus, a tightly coupled state with a required coupling coefficient is obtained.
[0077]
Further, as the drive transformer CDT (CDT-1, CDT-2), as shown in FIG. 4, a structure using a U-shaped core can be used.
The drive transformer CDT shown in FIG. 4 forms a U-U type core by combining two U-type cores CR11 and CR12. At this time, the opposing surfaces of the magnetic legs are brought into contact with each other as they are without forming a gap with respect to the surfaces of the U-shaped cores CR11 and CR12 facing each other.
Then, the bobbin B is wound with the primary windings (N11, N21) and the secondary windings (N12, N22) on the winding parts separated from each other as shown in the figure, Thus, it attaches with respect to one magnetic leg of the UU type | mold core formed.
[0078]
Next, the switching drive operation of the switching elements Q1 to Q4 according to the configuration of the switching drive circuit system described above with reference to FIG. 1 will be described.
In the present embodiment, as will be described later, switching is performed between the switching operation by the full bridge coupling method and the switching operation by the half bridge coupling method in accordance with the level of the AC input voltage VAC (commercial AC power supply AC). . However, here, as a basic operation, an operation when all the switching elements Q1 to Q4 are driven to be switched will be described, corresponding to the case of the full bridge coupling method.
[0079]
In the
Then, the
[0080]
Switching drive timings of the switching elements Q1 to Q4 by the drive signals output from the drive signal output terminals VGH and VGL as described above will be described with reference to FIG. FIG. 5 shows the gate-source voltages of the switching elements Q1 to Q4.
First, referring to FIGS. 5A and 5B, a high-side drive signal output from the drive signal output terminal VGH and a low-side drive output from the drive signal output terminal VGL. The switching timing of the switching elements Q1 and Q2 according to the relationship with the signal will be described.
[0081]
A high side drive signal output from the drive signal output terminal VGH is applied to the switching element Q1 via the gate resistor R11. As a result, a waveform corresponding to the drive signal for the high side is obtained as the gate-source voltage VGH1 of the switching element Q1.
That is, as shown in FIG. 5A, a period in which a rectangular wave pulse due to positive polarity is generated and a period of 0 V are obtained within one switching cycle.
Then, by the gate-source voltage VGH1 shown in FIG. 5A, the switching element Q1 is first turned on at the timing at which a positive rectangular wave pulse is obtained within one switching period. The That is, in order to turn on the switching element Q1, it is necessary to apply a voltage having an appropriate level equal to or higher than the gate threshold voltage (≈5V). Since the gate-source voltage VGH1 as the positive pulse is set to be 10 V, an on state is obtained corresponding to the period during which the positive pulse is applied. Then, when the gate-source voltage VGH1 is 0 V or less than the gate threshold voltage, it is switched to the off state. At such timing, the switching element Q1 performs the switching operation so as to be turned on / off.
[0082]
On the other hand, the low-side drive signal output from the drive signal output terminal VGL is applied to the switching element Q2 via the gate resistor R21. In response to this drive signal, the gate-source voltage VGL1 of the switching element Q2 having the waveform shown in FIG. 5B is obtained.
That is, the gate-source voltage VGL1 has the same waveform as the gate-source voltage VGH1 of the switching element Q1 shown in FIG. 5A, and the timing is relative to the gate-source voltage VGH1. A waveform having a phase difference of 180 ° is obtained. Therefore, the switching element Q2 is driven to be switched at a timing at which the switching element Q1 is alternately turned on / off.
Further, according to FIGS. 5A and 5B, the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, and the switching element Q2 is turned off and the switching element Q1 is turned on. A period td is formed.
[0083]
This period td is a dead time during which both switching elements Q1 (Q4) and Q2 (Q3) are off. During the period td as the dead time, the partial resonant capacitors Cp1 and Cp2 are reliably charged / discharged in a short time at the timing when the switching elements Q1 to Q4 are turned on / off as the partial voltage resonant operation. It is formed for the purpose of doing. Such a time length as the period td can be set, for example, on the
[0084]
Subsequently, the on / off timing of the switching elements Q3 and Q4 will be described on the premise that the above-described relationship between the on / off timings of the switching elements Q1 and Q2 is obtained as the switching operation.
According to the above description, the drive signal for the high side output from the drive signal output terminal VGH is applied to the gate of the switching element Q1, and is connected via the transformer coupling of the drive transformer CDT-2 to the switching element. This is also applied to Q4.
When the high-side drive signal is transmitted from the primary side to the secondary side via the transformer coupling of the drive transformer CDT-2, the drive signal obtained on the secondary side is based on the 0 level. Is obtained as a waveform that reverses to positive / negative. Accordingly, the gate-source voltage VGH2 of the switching element Q4 to which a drive signal is applied from the secondary winding side of the drive transformer CDT-2 is as shown in FIG.
[0085]
That is, in one switching cycle, a period in which a positive + 10V rectangular wave pulse is obtained and a period in which a negative -10V rectangular wave pulse is obtained are obtained. Here, the period in which a positive +10 V rectangular wave pulse is obtained is the same as the period in which the gate-source voltage VGH1 in FIG. 5A is obtained in a positive rectangular pulse. Further, the period of -10V rectangular wave pulse due to the negative polarity is the same as the period in which the gate-source voltage VGH1 in FIG.
By obtaining the gate-source voltage VGH2 having such a waveform, the switching element Q4 is turned on in a period in which a positive rectangular pulse is obtained within one switching cycle. The On the other hand, an OFF state is set during a period in which a negative rectangular pulse is obtained. Accordingly, the on / off timing of the switching element Q4 is the same as that of the switching element Q1 corresponding to the gate-source voltage VGH1 of FIG. That is, the switching elements Q1 and Q4 are switching driven so as to be turned on / off at the same timing.
[0086]
Further, the low-side drive signal (gate voltage) output from the drive signal output terminal VGL is applied to the switching element Q3 through the drive transformer CDT-1.
The low-side drive signal is also transmitted from the primary side to the secondary side via the transformer coupling of the drive transformer CDT-1, so that the signal has a waveform that is inverted to positive / negative with reference to the 0 level. It will be obtained on the secondary side. For this reason, the gate-source voltage VGL2 of the switching element Q3 is set to -10V due to a period of a positive + 10V rectangular wave pulse and a negative polarity within one switching period as shown in FIG. A waveform that is a rectangular wave pulse is obtained. Accordingly, the switching element Q3 is turned on in a period during which a positive rectangular pulse is obtained and turned off in a period during which a negative rectangular pulse is obtained within one switching cycle. A switching operation is performed.
The on / off timing is the same as that of the switching element Q2 corresponding to the gate-source voltage VGL1 in FIG. 5B. Therefore, the switching element Q3 is turned on at the same timing as the switching element Q2. Switching driving is performed to turn off / off.
[0087]
In this manner, in the power supply circuit shown in FIG. 1, the set of switching elements [Q1, Q4] and the set of switching elements [Q2, Q3] are alternately turned on / off by the full bridge coupling method. Switching driving can be performed.
As a switching operation at this time, when the set of the switching elements [Q1, Q4] is on, the output is the drain-source of the switching element Q1 → the series resonant capacitor C1 → the primary winding N1 → the drain of the switching element Q4. -Current flows through the source → primary side ground.
When the pair of switching elements [Q2, Q3] is on, the output is the drain-source of the switching element Q3 → the primary winding N1 → the series resonant capacitor C1 → the drain-source of the switching element Q2 → the primary side. Current flows through the ground path. As this operation is repeated, a resonance operation is obtained in the primary side series resonance circuit (C1-N1), and a drive current close to the resonance current waveform is applied to the primary winding N1 of the insulating converter transformer. Will be supplied.
[0088]
Further, at the timing when the pair of switching elements [Q1, Q4] is turned off / turned on as described above, the parallel resonant capacitor Cp2 connected to the switching element Q4 has its own capacitance and the leakage inductance of the primary winding N1. A parallel resonance circuit is formed by the component L1, and a voltage resonance operation is performed. That is, a partial voltage resonance operation in which voltage resonance occurs only when the pair of switching elements [Q1, Q4] is turned off / turned on can be obtained.
Similarly, at the timing when the pair of switching elements [Q2, Q3] is turned off / turned on, the parallel resonant circuit is generated by the capacitance of the parallel resonant capacitor Cp1 connected to the switching element Q2 and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1. Is formed. A partial voltage resonance operation can be obtained at the time of turn-off / turn-on of the set of the switching elements [Q2, Q3].
[0089]
In this way, in the present embodiment, a full-bridge coupled current resonance type converter in which each set (switching circuit) of switching elements [Q1, Q4] [Q2, Q3] is turned on / off alternately, and a partial voltage A converter in which resonance circuits (Cp1, Cp2, N1) are combined is formed.
[0090]
By the way, although explanation by illustration is omitted, for example, as a prior art, three ICs are required to drive a switching element of four stones by a full bridge coupling method by a separate excitation method by a switching frequency control method. That is, a general-purpose drive IC for a current resonance type converter employs a configuration in which a set of switching elements is driven by two of a high side and a low side. That is, one drive IC employs a configuration for driving a switching circuit composed of two switching elements coupled to a pair of half bridges. Therefore, in order to drive two sets of half bridge circuits corresponding to the full bridge coupling method, two sets of drive ICs are required.
In addition, since it is necessary for two sets of drive ICs to be able to perform switching driving with switching frequency control synchronously, a control IC capable of driving by switching frequency control is provided separately from these drive ICs. It is necessary. In this way, at least three ICs are required.
[0091]
On the other hand, if the configuration of the driving circuit system of the switching element shown in FIG. 1 is used, only one
[0092]
However, in the power supply circuit shown in FIG. 1, drive transformers CDT-1 and CDT-2, a capacitor C3A and a resistor R3A for inputting a drive signal to these drive transformers, and a capacitor C3B and a resistor R3B are newly added. Will be. However, the total number of these parts and the external parts of the
Further, by reducing the number of switching drive ICs, the power consumption is reduced accordingly.
In the power supply circuit shown in FIG. 1, the switching elements Q3 and Q4 have a gate-source voltage VGH2 of -10V which is inverted to a negative polarity when turned off, as shown in FIGS. 5 (c) and 5 (d). , VGL2 is applied. As a result, for the switching elements Q3 and Q4, the fall time at the time of turn-off is shortened, and the power loss due to the fall time is reduced accordingly. As a result, the power conversion efficiency is improved, and the heat generation in the switching elements Q3 and Q4 is also reduced.
In this way, the power supply circuit of the present embodiment has the advantages as described above even when viewed as a separately excited full-bridge coupling type power supply circuit.
[0093]
The power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. 1 has a configuration of the above-described separately excited full-bridge coupling system, and will be described below. In the AC200V system, the switching operation is switched so that the switching operation by the half-bridge coupling method (half-bridge operation) is performed.
[0094]
In the power supply circuit shown in FIG. 1, a voltage dividing line in which voltage dividing resistors R4, R5, and R6 are connected in series is connected in parallel to the smoothing capacitor Ci. The cathode of the Zener diode ZD1 is connected to the connection point (voltage dividing point) of the voltage dividing resistors R5 and R6 in this voltage dividing line. The anode of the Zener diode ZD1 is connected to the base of an NPN transistor Q5. Further, a resistor R7 and a capacitor C5 are connected in parallel between the anode of the Zener diode ZD1 and the primary side ground as shown.
The collector of the transistor Q5 is connected to the connection point of the primary winding N11 of the drive transformer CDT-1 and the resistor R3A, and the emitter is grounded to the primary side ground.
With the circuit configuration described above, a switching control circuit is provided that switches the switching operation between the full-bridge operation and the half-bridge operation according to the AC 100 V system and the 200 V system.
[0095]
The operation of the switching control circuit is as follows.
Here, the voltage division ratio according to the resistance value of the voltage dividing line (resistors R4-R5-R6) is set as follows. That is, the potential of the voltage dividing point of the voltage dividing line (resistors R4-R5-R6) is less than the reverse voltage of the Zener diode ZD1 at the level of the rectified smoothing voltage Ei corresponding to the AC input voltage VAC = 150 V or less. At the level of the rectified and smoothed voltage Ei corresponding to the input voltage VAC = 150 V or higher, it is set to be equal to or higher than the reverse voltage of the Zener diode ZD1. Here, the state where the AC input voltage VAC = 150 V or less corresponds to a state where an AC 100 V commercial AC power supply is input. Further, a state where the AC input voltage VAC = 150 V or more corresponds to a state where an AC 200 V commercial AC power supply is input.
[0096]
By setting the voltage dividing ratio of the voltage dividing line (resistors R4-R5-R6) as described above, the Zener diode ZD1 becomes non-conductive when the AC input voltage VAC = 150 V or less. Accordingly, since no base current is supplied to the base of the transistor Q5, the transistor Q5 is turned off. In this case, the drive signal is supplied to the primary winding N11 of the drive transformer CDT-1 from the drive signal output terminal VGL of the
As a result, for example, as described above with reference to FIG. 5, a state is obtained in which the four switching elements Q1 to Q4 are driven to be switched. That is, a full bridge operation is obtained.
[0097]
On the other hand, in a state where the AC input voltage VAC = 150 V or higher, the Zener diode ZD1 becomes conductive, and the base current is supplied to the base of the transistor Q5. As a result, the transistor Q5 is turned on.
When the transistor Q5 is turned on, the drive signal supplied from the drive signal output terminal VGL via the capacitor C3A-resistor R3B is grounded to the primary side ground via the collector-emitter of the transistor Q5. Accordingly, no drive signal is supplied to the primary winding N11 of the drive transformer CDT-1.
As a result, the switching element Q3 on the secondary side of the drive transformer CDT-1 is brought into a state in which the switching operation is stopped, and the remaining switching elements Q1, Q2, and Q4 are switched.
The on / off timing at this time is as described with reference to FIG. That is, the pair of switching elements [Q1, Q4] is turned on / off at the same timing, whereas in this case, only the switching element Q2 is alternated with respect to the pair of switching elements [Q1, Q4]. Will turn on / off.
[0098]
In this way, the fact that the three switching elements Q1, Q2, Q4 perform the switching operation means that the switching elements [Q2, Q4] are turned on / off at the timing when the pairs of the switching elements [Q2, Q4] alternate. It can be said that the half-bridge operation is obtained.
[0099]
Here, the switching operation of the AC100V system and the switching operation of the AC200V system described above are compared and shown in the waveform diagram of FIG.
First, FIGS. 6A to 6E show the operation in the case of an AC 100V system. 6A and 6B show drain-source voltages VQ1 and VQ4 and switching output currents IQ1 and IQ4 of the switching elements Q1 and Q4, respectively. The drain-source voltages VQ1 and VQ4 shown in FIG. 6A are 0 level corresponding to the period when the switching elements Q1 and Q4 are turned on, and the rectified and smoothed voltage Ei corresponding to the period when the switching elements Q1 and Q4 are turned off. A waveform clamped at a level of is obtained.
Further, the switching output currents IQ1 and IQ4 shown in FIG. 6B correspond to the period when the switching elements Q1 and Q4 are turned on, and the clamp diodes DD1 and DD4 are turned on during a certain period from the turn-on as shown in the figure. In the remaining period, a waveform that flows with positive polarity via the drain → source is obtained. Also, it is at 0 level corresponding to the off period.
[0100]
On the other hand, FIGS. 6C and 6D show drain-source voltages VQ2 and VQ3 and switching output currents IQ2 and IQ3 of the switching elements Q2 and Q3, respectively. These waveforms shown in FIGS. 6C and 6D have a phase of approximately 180 ° with respect to the waveforms shown in FIGS. 6A and 6B corresponding to the switching elements Q1 and Q4. In addition, it has the same waveform change pattern.
[0101]
From these waveforms, it can be seen that, as a switching operation, the pair of switching elements [Q1, Q4] is turned on / off at the same timing, and the pair of switching elements [Q2, Q3] is also turned on / off at the same timing. In addition, it can be seen that the timing is alternately turned on / off between the group of switching elements [Q1, Q4] and the group of switching elements [Q2, Q3]. That is, the switching operation is a full bridge operation.
[0102]
Then, by the switching operation described above, the switching outputs of the group of switching elements [Q1, Q4] and the group of switching elements [Q2, Q3] are transmitted to the series resonance circuit including the series resonance capacitor C1 and the primary winding N1. Is done. As a result, the switching output current I1 shown in 6 (e) is obtained in this series resonance circuit diagram. The waveform of the switching output current I1 is obtained by combining the switching output currents IQ1 and IQ4 shown in FIG. 6B and the switching output currents IQ2 and IQ3 shown in FIG.
[0103]
On the other hand, the operation in the case of AC200V system is shown in FIG. 6 (f) to FIG. 6 (j).
6 (f) (g) (k), (1) indicates that it corresponds to the first embodiment (FIG. 1) described so far. (2) indicates that it corresponds to a second embodiment to be described later.
[0104]
Corresponding to the first embodiment, FIGS. 6F and 6G show drain-source voltages VQ1 and VQ4 and switching output currents IQ1 and IQ4 of the switching elements Q1 and Q4, respectively. That is, it can be seen that the switching elements Q1 and Q4 perform the switching operation with the same on / off timing.
[0105]
On the other hand, FIGS. 6 (h) and 6 (i) show the drain-source voltage VQ2 and the switching output current IQ2 for only the switching element Q2. Then, as shown in FIG. 6 (k), the switching output current IQ3 of the switching element Q3 is 0 level while the switching output current IQ2 of the switching element Q2 changes in waveform according to on / off. It remains. This indicates that the switching element Q3 is off.
Here, as also shown in FIGS. 6F and 6H, during the period when the switching element is turned off, the level of the rectified and smoothed voltage Ei is obtained as the voltage between both ends (drain-source voltage). 6 (f) and (h) and the waveforms of FIGS. 6 (a) and 6 (c) showing the drain-source voltage in the AC 100V system, the rectification smoothing in the AC 200V system is understood. The level of the voltage Ei has increased almost twice as much as that in the AC 100V system. In other words, the rectifier circuit system that generates the rectified and smoothed voltage Ei performs the full-wave rectification operation (equal voltage rectification operation) regardless of whether the system is an AC 100 V system or an AC 200 V system. Change has been obtained.
[0106]
In this case, as the switching output current I1, as shown in FIG. 6 (j), the switching output currents IQ1 and IQ4 shown in FIG. 6 (g) and the switching output current IQ2 shown in FIG. 6 (i). And become a waveform obtained by combining.
[0107]
In this manner, in the AC200V system, the switching element Q4 is turned on / off at the same on / off timing as the high-side switching element Q1, and the low-side switching element Q2 is connected to the switching element Q1. Is turned on / off at alternate timings. That is, a switching operation as a half-bridge operation can be obtained.
[0108]
As for the AC-DC power conversion efficiency (ηAC-DC) of the power supply circuit shown in FIG. 1, the following results were obtained when an experiment was performed under the condition of load power Po = 300 W.
First, when the AC input voltage VAC = 100 V was input corresponding to the AC 100 V system and the full bridge operation was performed, ηAC-DC = 90.9% was obtained. In addition, when the AC input voltage VAC = 230 V was input corresponding to the AC 200 V system and the half bridge operation was performed, ηAC-DC = 92.8% was obtained.
In order to obtain the above experimental results, the main components were selected as follows.
First, for the insulating converter transformer PIT, an EER-40 type core was used, and a gap with a gap length Gap = 1 mm was formed in the central magnetic leg.
The primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is set to 30T, and the secondary winding N2 is set to 23T + 23T with the center tap as a boundary.
Further, a primary side series resonance capacitor C1 = 0.033 μF and a partial voltage resonance capacitor Cp1 = Cp2 = 680 pF were selected.
[0109]
As can be understood from the above description, in the power supply circuit of the present embodiment, in order to support a wide range, first, a separately excited full-bridge coupling system including four switching elements Q1 to Q4. To form a current resonance type converter. In addition, the switching operation is switched so that a full-bridge operation is performed in the AC100V system and a half-bridge operation is performed in the AC200V system.
Thus, a normal full-wave rectifier circuit can be used as a rectifier circuit system that generates a DC input voltage (rectified and smoothed voltage Ei) from the commercial AC power supply AC. That is, it is not necessary to adopt a configuration for switching the rectification operation as in the circuits shown in FIGS. 7, 8, and 9.
Therefore, in the power supply circuit shown in FIG. 1, only one smoothing capacitor for DC input voltage is required. Further, since no electromagnetic relay is required, it is possible to reduce the cost and reduce the size and weight of the circuit board as a wide-range power supply circuit.
[0110]
Further, with the configuration of the present embodiment, even when the commercial AC power supply of nominal AC 220 V or 240 V drops to 150 V or less due to, for example, an instantaneous power failure, the switching operation changes from the half-bridge operation to the full-bridge operation. Only. That is, since the DC input voltage level does not increase due to switching to the voltage doubler rectification operation as in the circuits shown in FIGS. 7, 8, and 9, the smoothing capacitor Ci and the switching element exceed the withstand voltage. There is nothing.
Therefore, in this embodiment, even when the circuit shown in FIG. 1 is actually mounted on an electronic device, the rectifying operation switching including the comparator IC and its peripheral circuits is performed as in the circuits shown in FIGS. It is not necessary to adopt a complicated circuit configuration for This can also effectively reduce the cost and reduce the size / weight of the circuit board.
[0111]
As described above, by omitting the circuit system for switching the rectifying operation including the comparator IC and the like, it is not necessary to detect the DC input voltage on the standby power source side in order to cope with the wide range. Therefore, the power supply circuit of the present embodiment can be used for an electronic device that does not include a standby power supply.
[0112]
Subsequently, a switching power supply circuit as a second embodiment will be described.
FIG. 2 shows a configuration example of a switching power supply circuit according to the second embodiment. In this figure, the same parts as those in FIG.
In the circuit shown in FIG. 2, first, one end of the primary winding N1 is connected to a switching output point of a half-bridge circuit composed of switching elements Q1 and Q2 via a series resonant capacitor C1 (connection point of switching elements Q1 and Q2). Connected. On the other hand, the other end of the primary winding N1 is connected to the terminal t1 of the relay switch S1. This relay switch is switched by the relay RL3 so that the terminal t2 or the terminal t3 is alternatively selected with respect to the terminal t1.
A terminal t2 of the relay switch S1 is connected to the primary side ground. Terminal T3 is connected to a switching output point (a connection point of switching elements Q3 and Q4) of a half-bridge circuit composed of switching elements Q3 and Q4.
[0113]
As shown in the figure, relay RL3 is inserted between a low-voltage DC voltage line obtained by a half-wave rectifier circuit including tertiary winding N3, diode D4, and capacitor C4, and the collector of transistor Q10. A protective diode DL is connected in parallel to the relay RL3 in the direction shown in the figure.
The emitter of the transistor Q10 is connected to the primary side ground. The base is connected to the anode of the Zener diode ZD1 in the same manner as the transistor Q5.
[0114]
Here, in a state in which an AC input voltage VAC of 150 V or less is input corresponding to the AC 100 V system, the Zener diode ZD1 is non-conductive. Thereby, since the transistor Q5 is turned off, the switching element Q3 performs a switching operation.
In this case, since the Zener diode ZD1 is non-conductive, the transistor Q10 is also turned off, so that the relay RL3 is also non-conductive. When the relay RL3 is non-conductive, the relay switch S1 is controlled so that the terminal t3 is connected to the terminal t1.
The formation state of the circuit and the switching operation at this time are the same as those of the circuit shown in FIG. That is, a full bridge operation, which is the switching operation shown by the waveform diagrams of FIGS.
[0115]
On the other hand, when an AC input voltage VAC of 150 V or more is input corresponding to the AC 200 V system, the following occurs.
In this case, the Zener diode ZD1 becomes conductive. As a result, the transistor Q5 is turned on and the switching element Q3 does not perform the switching operation.
Further, when the Zener diode ZD1 is turned on, the transistor Q10 is also turned on and the relay RL3 is also turned on. As a result, the relay switch S1 is switched so that the terminal t1 is connected to the terminal t2. It is done. Depending on this, one end of the series resonance circuit (C1 // N1) is connected to the switching output point of the half bridge circuit composed of the switching elements Q1 and Q2, and the other end is grounded to the primary side ground. Will be obtained. Thus, by switching the relay switch S1, the drain of the switching element Q4 is not connected to the series resonance circuit (C1 // N1). The switching element Q4 stops its own switching operation as the switching element Q3 connected to its high side stops the switching operation as described above.
[0116]
The circuit formed in this way is equivalent to a current resonance type converter using a half-bridge coupling method including two switching elements.
In other words, the operation of the circuit shown in FIG. 2 at this time is as follows: the switching element Q1 is turned on / off at the timing shown in FIGS. Thus, a switching operation in which the switching element Q2 is turned on / off at an alternate timing with respect to the switching element Q1 is obtained.
At this time, the switching elements Q3 and Q4 are constantly at the 0 level as shown as the switching output currents IQ3 and IQ4 in FIG. That is, as described above, the switching elements Q3 and Q4 maintain the off state.
Thus, in the second embodiment, in the AC200 system, as the switching operation, the half-bridge operation by the switching elements Q1 and Q2 forming one half-bridge circuit among the switching elements Q1 to Q4 is obtained. Will be.
[0117]
Also, by adopting the configuration as the second embodiment, the rectifying circuit system does not require switching of the rectifying operation as in the first embodiment, and is usually Thus, a full-wave rectifier circuit of FIG. Further, when the detection voltage decreases due to an instantaneous power failure or the like, the DC input voltage does not increase, and the smoothing capacitor and the switching element do not exceed the withstand voltage. In addition, the power supply circuit can be mounted on an electronic device that does not include a standby power supply.
In the power supply circuit shown in FIG. 2, an electromagnetic relay circuit (relay RL3, relay switch S1) is added to switch the connection of the end of the primary winding N1, but for example, as shown in FIGS. In addition, two electromagnetic relays are required to mount a power supply circuit as a prior art in an actual electronic device. On the other hand, in the second embodiment, since only one is required, for example, the effects of cost reduction and reduction in size and weight of the substrate are sufficiently obtained as compared with the prior art.
[0118]
Further, the AC-DC power conversion efficiency (ηAC-DC) under the condition of the load power Po = 300 W for the power supply circuit shown in FIG. 2 is obtained by inputting the AC input voltage VAC = 100V (AC100V system). In the case of operation, ηAC-DC = 92.0%. Further, when the AC input voltage VAC = 230 V (AC 200 V) was input and the half bridge operation was performed, ηAC-DC = 95.3%. In obtaining this experimental result, for example, the insulating converter transformer PIT, the primary side series resonance capacitor C1, and the partial voltage resonance capacitors Cp1 and Cp2 were selected in the same manner as the power supply circuit shown in FIG.
[0119]
The present invention is not necessarily limited to the configuration as the above-described embodiment.
First, in the first embodiment, the half-bridge operation is obtained by stopping the switching operation of the high-side switching element Q3 in the half-bridge circuit composed of the switching elements Q3 and Q4. However, instead of this, even if the switching operation of the high-side switching element Q1 in the half-bridge circuit composed of the switching elements Q1 and Q2 is stopped, the half-bridge operation by the remaining three stone switching elements is similarly obtained. It is
Also in the second embodiment, instead of the half bridge circuit composed of the switching elements Q3 and Q4, the switching operation of the half bridge circuit composed of the switching elements Q1 and Q2 is stopped and the switching operation is changed to the half bridge operation. It may be made to do.
That is, the relationship between the first and second half bridge circuits according to the present invention is relative. For example, if a set of switching elements Q1 and Q2 is a first half bridge circuit, a set of switching elements Q3 and Q4 is a second half bridge circuit. Conversely, if the set of switching elements Q3 and Q4 is the first half-bridge circuit, the set of switching elements Q1 and Q2 is the second half-bridge circuit.
[0120]
In addition, for example, as a switching element, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or the like that can be used by another excitation type, and the constants of the component elements described above also depend on actual conditions and the like. It does not matter if it is changed. Further, for example, the circuit configuration for generating the secondary side DC output voltage on the secondary side of the insulating converter transformer PIT may be appropriately changed.
[0121]
【The invention's effect】
As described above, the present invention adopts a configuration in which a partial resonance voltage circuit is combined with a current resonance type converter using a full bridge coupling system as a primary side switching converter that performs switching by inputting a DC input voltage. Yes.
In switching driving the switching element, a single drive signal generation circuit, a high-side first drive signal having a phase difference of 180 ° from each other, and a low-side second drive signal, To be generated.
Then, using the first drive signal, one high-side switching element of the first half-bridge circuit and one low-side switching element of the second half-bridge circuit, which should be one set of the same on / off timing. And switching driving. In addition, the low-side switching element of the first half-bridge circuit and the high-side switching element of the second half-bridge circuit, which should be the same on / off timing pair of the other using the second drive signal And switching driving.
In addition, switching is performed between full-bridge operation and half-bridge operation according to the level of the commercial AC power supply. In response to this, a rectifier circuit that rectifies and smoothes a commercial AC power supply to generate a DC input voltage (rectified and smoothed voltage) is formed as a full-wave rectifier circuit that generates a DC input voltage at the same level as that of the commercial AC power supply. ing.
[0122]
With such a configuration, as a power supply circuit compatible with a wide range, a rectifier circuit that generates a DC input voltage (rectified and smoothed voltage) as before, a voltage doubler rectification operation according to the commercial AC power supply level. Therefore, it is not necessary to adopt a configuration for switching between the full wave rectification operation.
As a result, the number of smoothing capacitors forming the rectifier circuit for generating the DC input voltage is reduced from two to one, for example. Further, an electromagnetic relay for switching the rectifying operation is also omitted. As a result, the cost can be significantly reduced and the circuit board can be reduced in size and weight.
[0123]
Further, with the configuration of the present invention, even if the commercial AC power supply level is reduced from the AC200V system to the AC100V system level due to a momentary power failure or the like, the switching operation is simply switched from the half-bridge operation to the full-bridge operation. In addition, since the rectification operation is not switched, the smoothing capacitor and the switching element are not destroyed. In other words, unlike the conventional power supply circuit, it is not necessary to provide a complicated detection circuit system for preventing the malfunction of the switching of the rectifier circuit due to the momentary power failure or the like. Miniaturization / lightening of the circuit board is promoted.
[0124]
Further, as described above, since the detection circuit system considering the countermeasure against malfunction regarding switching of the rectifier circuit becomes unnecessary, it becomes unnecessary to detect the input voltage of the standby power supply. Therefore, the present invention can be mounted on an electronic device that does not include a standby power supply, and as such, as a wide-range power supply circuit, the use range of the electronic device can be increased. Will be
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply circuit as a second embodiment;
FIG. 3 is a cross-sectional view illustrating a structure example of a drive transformer provided in the power supply circuit according to the embodiment.
FIG. 4 is a cross-sectional view illustrating a structure example of a drive transformer provided in the power supply circuit according to the embodiment.
FIG. 5 is a waveform diagram illustrating a gate-source voltage of a switching element in the power supply circuit according to the embodiment.
FIG. 6 is a waveform diagram showing the switching operation of the power supply circuit according to the embodiment in the AC 100V system and the AC 200V system.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration example of a power supply circuit as a prior art.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration example in the case of being mounted on a television receiver as a power circuit of the prior art.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration example when mounted on a television receiver as a power circuit of the prior art.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (2)
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成される第１のハーフブリッジ回路と、第２のハーフブリッジ回路を備え、これら第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを、直流入力電圧と一次側アース間に対して並列に接続することで形成される、フルブリッジ結合のスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
上記第１のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子との接続点と、上記第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子との接続点と、の間に上記一次巻線と一次側直列共振コンデンサとの直列接続回路を接続して、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された上記一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
上記商用交流電源のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング動作を、フルブリッジ結合されたスイッチング素子によりオン／オフ動作を行うフルブリッジ動作と、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子によりオン／オフ動作を行うハーフブリッジ動作とに切り換える切換制御手段とを備え、
上記スイッチング駆動手段は、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号として、互いに１８０°の位相差を有するとされる波形による、所要の周波数に応じた第１のドライブ信号と第２のドライブ信号とを生成して出力するドライブ信号生成回路と、
上記第１のドライブ信号に基づいて、上記第１のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子と、上記第２のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子が同じオン／オフタイミングとなるようにスイッチング駆動する、第１の駆動回路と、
上記第２のドライブ信号に基づいて、上記第１のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子と、上記第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子が同じオン／オフタイミングとなるようにスイッチング駆動する、第２の駆動回路とを有し、
上記切換制御手段は、
上記商用交流電源のレベルが所定電圧以上となる状態では、上記第２の駆動回路から上記第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子に対して供給される上記第２のドライブ信号を一次側アースに分流させることによって、上記第１のハーフブリッジ回路によるハーフブリッジ動作とするスイッチング電源回路。Rectified and smoothed voltage generating means for generating a rectified and smoothed voltage at a level corresponding to the same size as the input commercial AC power supply;
A first half-bridge circuit formed by performing half-bridge coupling between a high-side switching element and a low-side switching element; Two half-bridge circuits, which are formed by connecting the first half-bridge circuit and the second half-bridge circuit in parallel with respect to the DC input voltage and the primary side ground. Switching means;
Switching driving means for switching and driving each of the switching elements;
At least a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the switching means is supplied, and a secondary winding to which an alternating voltage as a switching output obtained in the primary winding is excited are wound. An insulating converter transformer formed;
A connection point between a high-side switching element and a low-side switching element of the first half-bridge circuit; a connection point between a high-side switching element and a low-side switching element of the second half-bridge circuit; connect a series connection circuit of the primary winding and the primary side series resonant capacitor during said insulating converter and the leakage inductance component of the primary winding of the transformer, which are connected in series the primary side series with the primary winding A primary side series resonant circuit in which the operation of the switching means formed by the capacitance of the resonant capacitor is a current resonant type;
Of the two switching elements forming each half-bridge circuit, formed by the capacitance of a partial voltage resonant capacitor connected in parallel to one switching element and the leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer, A primary-side partial voltage resonance circuit capable of obtaining a voltage resonance operation only in accordance with a timing at which each of the switching elements is turned on and turned off;
DC output voltage generation means configured to input an alternating voltage obtained in the secondary winding of the insulating converter transformer and generate a secondary side DC output voltage by performing a rectification operation;
The switching drive means is controlled according to the level of the secondary side DC output voltage, and the switching frequency of the switching means is varied to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage. Constant voltage control means;
Depending on the level of the commercial AC power source, the switching means is switched between a full bridge operation in which a full bridge coupled switching element is turned on and off, and an on / off operation by a half bridge coupled switching element. Switching control means for switching to the half-bridge operation to be performed,
The switching drive means is
As a drive signal for switching driving said switching elements, by waveforms to have a phase difference of 180 ° from each other, to generate a first drive signal and second drive signal corresponding to the required frequency A drive signal generation circuit to output;
Based on the first drive signal, switching driving is performed so that the high-side switching element of the first half-bridge circuit and the low-side switching element of the second half-bridge circuit have the same on / off timing. A first drive circuit;
Based on the second drive signal, switching driving is performed so that the low-side switching element of the first half-bridge circuit and the high-side switching element of the second half-bridge circuit have the same on / off timing. A second drive circuit ,
The switching control means includes
In a state where the level of the commercial AC power supply is equal to or higher than a predetermined voltage, the second drive signal supplied from the second drive circuit to the high-side switching element of the second half bridge circuit is the primary side. A switching power supply circuit that performs a half-bridge operation by the first half-bridge circuit by diverting to ground .
リレースイッチを制御して、
上記第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子との接続点に接続された上記一次巻線を切り離して、上記切り離された一次巻線を一次側アースに接続する請求項１に記載のスイッチング電源回路。The switching control means includes
Control the relay switch
The primary winding connected to the connection point between the high-side switching element and the low-side switching element of the second half-bridge circuit is disconnected, and the disconnected primary winding is connected to the primary-side ground. Item 4. The switching power supply circuit according to Item 1 .
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