JP4258331B2

JP4258331B2 - Vibration type angular velocity sensor

Info

Publication number: JP4258331B2
Application number: JP2003335418A
Authority: JP
Inventors: 重徳山内
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2003-09-26
Filing date: 2003-09-26
Publication date: 2009-04-30
Anticipated expiration: 2023-09-26
Also published as: JP2005098932A

Description

この発明は振動式の振動型角速度センサに関する。 The present invention relates to a vibration type vibration type angular velocity sensor.

特開平６−１６０１００号公報JP-A-6-160100 特開平１１−２８１３７１号公報JP-A-11-281371 特開２０００−２８３６３号公報JP 2000-28363 A 特開２００２−２２８４５０号公報JP 2002-228450 A

角速度センサ（ジャイロセンサ）の方式には、回転体の歳差運動を利用する機械式、筐体内で周回するレーザー光の筐体回転に伴う受光タイミング変化を利用する光学式、筐体内でセンシング用のガスを熱線に噴射し、その噴射量が筐体の回転により変化するのを熱線温度で検知する流体式などが知られている。他方、カーナビゲーションシステム等における車両方向検知用の角速度センサの需要が近年急速に高まっており、上記各方式と比較してより安価で軽量な振動式角速度センサが主流となりつつある（特許文献１〜４）。振動式角速度センサは、予め定められた基準方向に振動する振動子に角速度が作用したとき、基準振動方向と直交する検出方向へのコリオリ力に基づく新たな振動成分（以下、角速度振動成分という）を検出し、該振動成分に基づいて角速度情報を出力するものである。例えば、カーナビゲーションシステムの場合、ＧＰＳ（Global Positioning System）による現在位置のモニタリングは、車両のマクロな進行方向変化を検知することはできても、交差点などにおける急な方向変化には追従できないから、車両の旋回運動を角速度の形で検知し、その角速度の時間的積分値により方向転換角度を演算的にトレースする方式が用いられている。また、カーナビゲーションシステム以外では、ビデオカメラの手ぶれ補正装置などにも振動式角速度センサが用いられている。 The angular velocity sensor (gyro sensor) uses a mechanical system that uses the precession of a rotating body, an optical system that uses a change in the light reception timing associated with the rotation of the laser light that circulates within the housing, and is used for sensing within the housing. There is known a fluid type or the like that injects this gas into a heat ray and detects the change in the amount of injection due to the rotation of the housing by the heat ray temperature. On the other hand, the demand for angular velocity sensors for vehicle direction detection in car navigation systems and the like has increased rapidly in recent years, and vibration-type angular velocity sensors that are cheaper and lighter than the above methods are becoming mainstream (Patent Documents 1 to 3). 4). The vibration type angular velocity sensor is a new vibration component (hereinafter referred to as an angular velocity vibration component) based on a Coriolis force in a detection direction orthogonal to the reference vibration direction when the angular velocity acts on a vibrator that vibrates in a predetermined reference direction. And angular velocity information is output based on the vibration component. For example, in the case of a car navigation system, monitoring of the current position by GPS (Global Positioning System) can detect a macro direction change of the vehicle, but cannot follow a sudden direction change at an intersection. A method is used in which a turning motion of a vehicle is detected in the form of an angular velocity, and a direction change angle is traced arithmetically based on a temporal integration value of the angular velocity. In addition to car navigation systems, vibration angular velocity sensors are also used in camera shake correction devices for video cameras.

ところで、上記の振動型角速度センサの出力は通常、温度によって変化する。特に、角速度ゼロの場合のセンサ出力であるゼロレベル信号は、図７に示すごとく、温度に対して敏感かつ複雑な変化挙動をとり、その補正精度を高めることは、角速度センサの感度確保の観点において重要である。また、ゼロレベル信号とは別に、センサ出力のゲイン（検出する角速度レベルに応じたセンサ出力のゼロレベルからの隔たり）も温度変化する。特許文献１〜４にはその温度補正方法につき、種々開示されている。 By the way, the output of the vibration-type angular velocity sensor described above usually varies with temperature. In particular, as shown in FIG. 7, the zero level signal that is the sensor output in the case of zero angular velocity takes a sensitive and complicated change behavior with respect to temperature, and its correction accuracy is improved in terms of securing the sensitivity of the angular velocity sensor. Is important. In addition to the zero level signal, the sensor output gain (the distance from the sensor output zero level corresponding to the detected angular velocity level) also changes in temperature. Patent Documents 1 to 4 disclose various temperature correction methods.

上記特許文献における振動式角速度センサの温度補正方式は、いずれもゼロレベル等の温度変化項を相当程度に含んだセンサ出力を一旦形成し、その後、その出力に補正係数を乗じたり、あるいは補正出力を重畳させたりして温特補正を行なっている。しかし、角速度センサの周囲温度が変化した場合のセンサ出力の温度変化には相応の遅れを生じやすく、別途設けられたサーミスタ等の温度センサによる温度モニタ結果を受けて出力段階で温度補正を行なっても、必ずしも補正精度を向上できない問題がある（特に、挙動が複雑なゼロレベルについてはその影響が顕著である）。他方、角速度センサの出力は、振動子の駆動周波数の変更により調整可能だから、出力温度変化を該駆動周波数の変更・調整により補償する方法も考えられる。この方法であると、温度変化が検知された場合、センサの駆動周波数変更の形で速やかに対応できるため、補正の遅れをより生じにくい利点がある。また、温特を反映した周波数補正情報を参照して、センサの駆動周波数を変更するだけでよいので、デジタル／アナログの方式に関係なく、センサ出力自体のゲインやゼロレベル補正のための複雑な信号処理回路が不要になるなど、装置構成の簡略化にも寄与する。 The temperature correction methods of the vibration type angular velocity sensor in the above patent document once form a sensor output that includes a temperature change term such as a zero level to a considerable extent, and then multiply the output by a correction coefficient or a correction output. The temperature characteristics correction is performed by superimposing. However, if the ambient temperature of the angular velocity sensor changes, the temperature change of the sensor output tends to cause a corresponding delay, and the temperature is corrected at the output stage in response to the temperature monitoring result by a temperature sensor such as a thermistor provided separately. However, there is a problem that the correction accuracy cannot always be improved (especially, the influence is remarkable in the case of the zero level whose behavior is complicated). On the other hand, since the output of the angular velocity sensor can be adjusted by changing the drive frequency of the vibrator, a method of compensating for the output temperature change by changing / adjusting the drive frequency is also conceivable. This method has an advantage that when a change in temperature is detected, it can be quickly dealt with in the form of a change in the driving frequency of the sensor, so that a correction delay is less likely to occur. Also, it is only necessary to change the sensor drive frequency by referring to the frequency correction information that reflects the temperature characteristics. Therefore, regardless of the digital / analog method, the sensor output itself is complicated for gain and zero level correction. This also contributes to the simplification of the device configuration, such as eliminating the need for a signal processing circuit.

ところで、上記のような周波数補正によりセンサ出力の温度補正を行なう場合、周波数補正部は一般にはＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）にて構成することが考えられる。具体的には、ＶＣＯの入力を温度センサの出力電圧で変調し、駆動周波数に変換して出力することになる。しかしながら、ＶＣＯの周波数出力は、入力電圧に対して一定のゲイン特性をもって変化するだけであるから、ゼロレベル出力補償を行なうためのオフセット設定が面倒であり、かつ、振動式角速度センサ特有の複雑なゼロレベル変動に周波数オフセットを追従制御することも困難である。 By the way, when the temperature correction of the sensor output is performed by the frequency correction as described above, it is considered that the frequency correction unit is generally configured by a VCO (Voltage Controlled Oscillator). Specifically, the input of the VCO is modulated with the output voltage of the temperature sensor, converted into a drive frequency, and output. However, since the frequency output of the VCO only changes with a constant gain characteristic with respect to the input voltage, the offset setting for performing the zero level output compensation is troublesome, and a complicated characteristic unique to the vibration type angular velocity sensor is required. It is also difficult to control the frequency offset following the zero level fluctuation.

本発明の課題は、出力温度補正を振動子の駆動周期制御にて行なうとともに、温度検知入力に対する周波数変換制御を高精度に行なうことができ、周波数オフセットの温度に追従した制御も容易に行なうことができる振動型角速度センサを提供することにある。 An object of the present invention is to perform output temperature correction by driving cycle control of the vibrator, to perform frequency conversion control with respect to the temperature detection input with high accuracy, and to easily perform control following the temperature of the frequency offset. An object of the present invention is to provide a vibration type angular velocity sensor capable of

Means for Solving the Problems and Effects of the Invention

上記の課題を解決するため、本発明の振動型加速度センサは、
予め定められた基準振動方向に振動する振動子と、
該振動子の駆動波形を周期的な駆動パルス信号として発生する駆動パルス信号発生部と、
振動子に角速度が加わるに伴い、基準振動方向と交差するように定められた角速度検出方向への角速度振動成分を検出し、該角速度振動成分に基づいて角速度検出情報を生成する角速度検出情報生成部と、
角速度検出情報の出力を温度補正するために、角速度センサの動作温度を検知する温度検知部と、
検知された動作温度に基づいて、発振部による駆動パルス信号の周期を、出力される角速度検出情報の温度誤差が減少する方向に調整するために、動作温度と駆動パルス信号の適正周期との関係を示す適正周期温特情報を記憶する適正周期温特情報記憶部と、
適正周期温特情報を参照して、検出された動作環境温度に対応する適正周期を演算する周期制御データ演算部とを備え、
駆動パルス信号発生部は、直列接続された複数の反転回路群を有し、該反転回路群を通過する予め定められた周期の参照パルス信号を、反転回路の互いに異なる結節点から各々分岐する複数の信号端子より、各反転回路が有する反転遅延時間と結節点の位置とに応じて定まる互いに異なる位相にて出力する遅延回路を有し、該遅延回路を構成する反転回路のうち予め定められた複数の反転回路から順次出力される参照パルス信号の位相差を単位として、適正周期を有した駆動パルス信号を発生させることを特徴とする。 In order to solve the above problems, the vibration-type acceleration sensor of the present invention includes:
A vibrator that vibrates in a predetermined reference vibration direction;
A drive pulse signal generator for generating a drive waveform of the vibrator as a periodic drive pulse signal;
An angular velocity detection information generating unit that detects an angular velocity vibration component in an angular velocity detection direction determined to intersect the reference vibration direction and generates angular velocity detection information based on the angular velocity vibration component as the angular velocity is applied to the vibrator. When,
In order to correct the temperature of the output of the angular velocity detection information, a temperature detection unit that detects the operating temperature of the angular velocity sensor,
Based on the detected operating temperature, the relationship between the operating temperature and the appropriate period of the driving pulse signal in order to adjust the period of the driving pulse signal by the oscillating unit so that the temperature error of the output angular velocity detection information is reduced. A proper cycle temperature special information storage unit for storing proper cycle temperature special information indicating,
A cycle control data calculation unit that calculates an appropriate cycle corresponding to the detected operating environment temperature with reference to the appropriate cycle temperature characteristic information,
The drive pulse signal generation unit includes a plurality of inversion circuit groups connected in series, and a plurality of reference pulse signals having a predetermined cycle that pass through the inversion circuit group are branched from different nodes of the inversion circuit, respectively. Each of the inverting circuits has a delay circuit that outputs signals in different phases determined according to the inverting delay time and the position of the nodal point of each inverting circuit, and is determined in advance among the inverting circuits constituting the delay circuit. A drive pulse signal having an appropriate period is generated in units of a phase difference between reference pulse signals sequentially output from a plurality of inverting circuits.

上記本発明の振動型加速度センサの構成によると、デジタル制御が容易なパルス信号にて振動子を駆動するとともに、該駆動パルス信号の駆動周期（駆動周波数に一義的に対応する）を、サーミスタなどの温度検知部が検知するセンサの動作温度に基づき、適正周期温特情報を参照して、センサから出力される角速度検出情報の温度誤差が（補正しない場合と比較して）減少するように適正化された値に設定する。そして、その設定された駆動周期を有する駆動パルス信号を、直列接続された複数の反転回路（インバータ）群を有する遅延回路を用い、該遅延回路を構成する反転回路のうち予め定められた複数の反転回路から順次出力される参照パルス信号の位相差を単位として発生させる。つまり、隣接する反転回路の位相差を設定符号化の単位として、参照パルス信号の駆動周期をデジタル合成することができる。その結果、検知される動作温度に対し適正周期温特情報が示す駆動周期を、適正周期温特情報の内容に応じて、最適の温度補正効果が得られるよう柔軟に設定することができる。その結果、アナログ型ＶＣＯのごとき固定化されたゲイン特性の制約を受けにくいほか、アナログ型ＶＣＯでは設定困難だった、センサ出力の有する複雑なゼロレベルの温特挙動に追従したオフセット設定も容易に行なうことができる。 According to the configuration of the vibration-type acceleration sensor of the present invention, the vibrator is driven by a pulse signal that can be easily digitally controlled, and the driving cycle of the driving pulse signal (corresponding to the driving frequency uniquely) Appropriate so that the temperature error of the angular velocity detection information output from the sensor is reduced (compared to the case where it is not corrected) based on the operating temperature of the sensor detected by the temperature detector Set to the normalized value. Then, a drive pulse signal having the set drive cycle is used for a delay circuit having a plurality of inverter circuits (inverters) connected in series, and a plurality of predetermined inverter circuits constituting the delay circuit are determined. A phase difference between reference pulse signals sequentially output from the inverting circuit is generated in units. That is, the drive period of the reference pulse signal can be digitally synthesized using the phase difference between adjacent inverting circuits as a unit for setting encoding. As a result, it is possible to flexibly set the driving cycle indicated by the appropriate periodic temperature characteristic information for the detected operating temperature so as to obtain an optimum temperature correction effect according to the content of the appropriate periodic temperature characteristic information. As a result, it is hard to be restricted by the fixed gain characteristics like an analog VCO, and it is also easy to set an offset that follows the complex zero-level temperature characteristics of a sensor output, which was difficult to set with an analog VCO. Can be done.

上記本発明の振動式角速度センサには、基準パルス信号を発生させる基準パルス信号発生部と、駆動パルス信号発生部と共用化された遅延回路を用い、該遅延回路を構成する反転回路のうち予め定められた複数の反転回路から順次出力される参照パルス信号の位相差を単位として、基準パルス信号の周期を符号化（エンコード）する基準パルス周期演算部とを設けることができ、周期制御データ演算部を、前記位相差を単位として符号化された基準パルス信号の周期を用いて、適正周期を演算するものとして構成することができる。基準パルス信号は、水晶発振子など、安定した周波数を有し、かつ温特変動も小さい振動子を用いたパルス発振回路を採用できる。 The vibratory angular velocity sensor of the present invention uses a reference pulse signal generation unit that generates a reference pulse signal and a delay circuit shared with the drive pulse signal generation unit. It is possible to provide a reference pulse period calculation unit that encodes the period of the reference pulse signal in units of the phase difference of the reference pulse signals that are sequentially output from a plurality of predetermined inverting circuits. The unit may be configured to calculate an appropriate period using the period of the reference pulse signal encoded with the phase difference as a unit. As the reference pulse signal, a pulse oscillation circuit using a vibrator having a stable frequency and a small temperature fluctuation such as a crystal oscillator can be adopted.

上記の構成では、共用化された遅延回路の位相差を媒介として、周波数（すなわち周期）の精度が一定レベルに担保された基準パルス信号の周期を、発生すべき駆動パルス信号の周期設定の基準値として用いることができ、ひいては、得られる駆動パルス信号の周期の設定精度、ひいては温度補正精度を大幅に向上することができる。具体的には、周期制御データ演算部は、動作温度毎に異なる温度補正係数を、符号化された基準パルス信号の周期に乗ずることにより適正周期を演算するものとすることができ、適正周期温特情報は、温度補正係数と動作温度との関係を、適正周期温特情報として記憶するものとして構成できる。 In the above configuration, the period of the reference pulse signal in which the accuracy of the frequency (that is, the period) is ensured to a certain level through the phase difference of the shared delay circuit is used as a reference for setting the period of the drive pulse signal to be generated. As a result, the setting accuracy of the period of the obtained drive pulse signal, and thus the temperature correction accuracy can be greatly improved. Specifically, the cycle control data calculation unit can calculate the appropriate cycle by multiplying the cycle of the encoded reference pulse signal by a temperature correction coefficient that differs for each operating temperature. The special information can be configured to store the relationship between the temperature correction coefficient and the operating temperature as appropriate periodic temperature special information.

基準パルス周期演算部では、基準パルス信号の周期を、基準パルス周期演算部の遅延回路の位相差φによりエンコード（符号化）する。時間次元で表した基準パルス信号の周期をＤｔ、位相差φにてエンコードした周期をτ0とすれば、
τ0＝［Ｄｔ／φ］ (ただし、［］は整数化を表すガウス記号） ‥(1)
であるが、Ｄｔがφよりも十分に大きければ、事実上、
τ0＝Ｄｔ／φ ‥(2)
である。一方、駆動パルス信号発生部では、時間次元で表した前述の適正周期Ｄinを、周期の時間的絶対値の精度が一定レベルに担保された基準パルス信号の周期Ｄｔを用いて演算するようにしておく。すなわち、
Ｄin＝Ｆ・Ｄｔ ‥(3)
この場合、このＦが適正周期温特情報を参照して決定される温度補正係数であり、動作温度毎に異なる値、すなわち検知される動作温度θの関数Ｆ（θ）（もちろん、関数値を離散的に与えるテーブルでもよい）として与えられる。これを用いれば (3)式は、
Ｄin＝Ｆ（θ）・Ｄｔ ‥(3)’
となる。 In the reference pulse cycle calculation unit, the cycle of the reference pulse signal is encoded (encoded) by the phase difference φ of the delay circuit of the reference pulse cycle calculation unit. If the period of the reference pulse signal expressed in the time dimension is Dt and the period encoded by the phase difference φ is τ0,
τ0 = [Dt / φ] (where [] is a Gaussian symbol representing integerization) (1)
However, if Dt is sufficiently larger than φ, in effect,
τ0 = Dt / φ (2)
It is. On the other hand, in the drive pulse signal generator, the above-mentioned appropriate cycle Din expressed in time dimension is calculated using the cycle Dt of the reference pulse signal in which the accuracy of the time absolute value of the cycle is ensured to a constant level. deep. That is,
Din = F ・ Dt (3)
In this case, this F is a temperature correction coefficient determined with reference to the appropriate periodic temperature characteristic information, and a different value for each operating temperature, that is, a function F (θ) (of course, a function value of the detected operating temperature θ). The table may be given discretely). Using this, equation (3) becomes
Din = F (θ) · Dt (3) '
It becomes.

(3)'は、時間次元による表示なので、駆動パルス信号発生部側の遅延回路の位相差をφ’として、このφ’でエンコードした値に直すと、
Ｄin／φ’＝Ｆ（θ）・Ｄｔ／φ’ ‥(4)
となる。しかし、基準パルス周期演算部と駆動パルス信号発生部とは、同一の遅延回路を共用化しているので、
φ＝φ’ ‥(5)
従って、(2)、(4)、(5)から、
Ｄin／φ＝Ｆ（θ）・Ｄｔ／φ ‥(6) Since (3) 'is a display in the time dimension, the phase difference of the delay circuit on the drive pulse signal generation unit side is assumed to be φ', and if it is converted to the value encoded by φ ',
Din / φ ′ = F (θ) · Dt / φ ′ (4)
It becomes. However, since the reference pulse period calculation unit and the drive pulse signal generation unit share the same delay circuit,
φ = φ '(5)
Therefore, from (2), (4), (5)
Din / φ = F (θ) · Dt / φ (6)

(6)式の意味は、以下の通りである。すなわち、駆動パルス信号発生部は、位相差φを単位として駆動パルス信号の波形をデジタル的に合成する機能を果たすので、駆動パルス信号の周期制御データは、位相差φにてエンコードした値、すなわち(6)式の左辺（Ｄin／φ）の形で入力される。具体的には、その入力値は、
(6)式の右辺のごとく、位相差φでエンコードされた基準パルス信号の周期Ｄｔ／φと、φとは無関係な温度補正係数Ｆ（θ）とを用いて演算される。 The meaning of the formula (6) is as follows. That is, since the drive pulse signal generation unit performs a function of digitally synthesizing the waveform of the drive pulse signal in units of the phase difference φ, the period control data of the drive pulse signal is a value encoded by the phase difference φ, that is, Input in the form of the left side (Din / φ) of equation (6). Specifically, the input value is
As in the right side of equation (6), the calculation is performed using the period Dt / φ of the reference pulse signal encoded with the phase difference φ and the temperature correction coefficient F (θ) unrelated to φ.

遅延回路の位相差φは種々のハードウェア的な要因により変動しうるが、用いる基準パルス信号の周期Ｄｔ／φが、その変動する位相差φを用いてエンコードされた状態で演算に使用され、他方、得るべき適正周期Ｄinは、その演算結果を同じ位相差φを用いてデコードすることにより得られる。このデコードの操作は、(6)式の両辺に位相差φを再度乗ずることに相当するが、その結果は(3)’式である。すなわち、デコード後の適正周期Ｄinは、精度が一定レベルに担保された基準パルス信号の周期Ｄｔと、事前の実験等により予め知れている温度補正係数Ｆ（θ）（適正周期温特情報）とによってのみ決定され、遅延回路の位相差φは全く関与していない。すなわち、駆動パルス信号発生部及び基準パルス周期演算部の、ハードウェア的な要因により生ずる位相差φのバラツキの影響を受けることなく、基準パルス信号の周期Ｄｔを絶対的な時間分解能として、極めて高精度の周期設定が可能となることがわかる。 Although the phase difference φ of the delay circuit may vary due to various hardware factors, the period Dt / φ of the reference pulse signal to be used is used for calculation in a state encoded using the varying phase difference φ, On the other hand, the appropriate period Din to be obtained is obtained by decoding the calculation result using the same phase difference φ. This decoding operation corresponds to multiplying both sides of the equation (6) by the phase difference φ again, and the result is the equation (3) ′. In other words, the proper cycle Din after decoding includes the cycle Dt of the reference pulse signal whose accuracy is ensured to a certain level, the temperature correction coefficient F (θ) (proper cycle temperature special information) known in advance by a prior experiment or the like. The phase difference φ of the delay circuit is not involved at all. That is, the period Dt of the reference pulse signal is set as an absolute time resolution without being affected by variations in the phase difference φ caused by hardware factors of the drive pulse signal generation unit and the reference pulse period calculation unit. It can be seen that the accuracy period can be set.

BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION

以下、本発明の実施の形態を、図面を用いて説明する。
図１は、本発明の一実施形態をなす振動型角速度センサ（以下、単に「角速度センサ」ともいう）１の全体構成を示す回路図である。振動型角速度センサ１の検知部は、予め定められた基準振動方向ｘにする振動子（錘）１０４ａと、それら振動子１０４ａに角速度が加わるに伴い、基準振動方向ｘと交差するように、本実施形態では直交するように定められた角速度検出方向ｙへの角速度振動成分を検出し、該角速度振動成分に基づいて角速度検出波形を生成する検出波形生成部（角速度検出情報生成部）１１５を備えたセンサユニット１００を備える。検出波形生成部１１５は、振動検出用コンデンサ１０５ａと、振動検出用コンデンサ１０５ａに一定のバイアス電圧を印加するバイアス電源１０４ｖと、チャージアンプ１２０とを備える。具体的には、振動子１０４ａは、ｙ方向の振動支点を与える梁１０６により駆動フレーム１０３にｙ方向の振動が許容された形で弾性的に固定されている。また、駆動フレーム１０３は、ｘ方向の振動支点を与える梁１０２により、ｘ方向の振動が許容された形でセンサ枠１１０に弾性的に固定されている。振動子１０４ａは駆動フレーム１０３と一体的にｘ方向に振動することとなる。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram showing an overall configuration of a vibration type angular velocity sensor (hereinafter also simply referred to as “angular velocity sensor”) 1 according to an embodiment of the present invention. The detection unit of the vibration type angular velocity sensor 1 includes a vibrator (a weight) 104a having a predetermined reference vibration direction x, and a crossing with the reference vibration direction x as the angular velocity is applied to the vibrator 104a. In the embodiment, a detection waveform generation unit (angular velocity detection information generation unit) 115 that detects an angular velocity vibration component in an angular velocity detection direction y determined to be orthogonal and generates an angular velocity detection waveform based on the angular velocity vibration component is provided. The sensor unit 100 is provided. The detection waveform generation unit 115 includes a vibration detection capacitor 105a, a bias power supply 104v that applies a constant bias voltage to the vibration detection capacitor 105a, and a charge amplifier 120. Specifically, the vibrator 104a is elastically fixed to the drive frame 103 in such a manner that vibration in the y direction is allowed by a beam 106 providing a vibration fulcrum in the y direction. The drive frame 103 is elastically fixed to the sensor frame 110 in such a manner that vibration in the x direction is allowed by a beam 102 that provides a vibration fulcrum in the x direction. The vibrator 104a vibrates in the x direction integrally with the drive frame 103.

また、駆動フレーム３には、ｘ方向の単位電極がｙ方向に一定間隔で配列した櫛歯状の可動電極１０１ｂが取り付けられている。センサ枠１１０側には、可動電極１０１ｂと単位電極間の隙間内に先端側が入り込んで位置するｘ方向の単位電極がｙ方向に一定間隔で配列した櫛歯状の固定電極１０１ａが取り付けられている。可動電極１０１ｂと固定電極１０１ａとの間に、駆動発振部１５２により一定振動数ｆの駆動電圧を印加すると、可動電極１０１ｂは固定電極１０１ａに対し振動数ｆにてｘ方向に振動する。この振動力により、可動電極１０１ｂと一体化された駆動フレーム１０３ひいては振動子１０４ａはｘ方向（基準振動方向）に加振される。この状態で振動子１０４ａに検知すべき角速度が加わると、振動子１０４ａにはコリオリ力により、その角速度の大きさに応じた振幅でｙ方向の角速度振動成分が発生する。 The drive frame 3 is attached with a comb-like movable electrode 101b in which unit electrodes in the x direction are arranged at regular intervals in the y direction. On the sensor frame 110 side, a comb-like fixed electrode 101a in which unit electrodes in the x direction, which are located with the tip side entering in the gap between the movable electrode 101b and the unit electrodes, are arranged at regular intervals in the y direction is attached. . When a drive voltage having a constant frequency f is applied between the movable electrode 101b and the fixed electrode 101a by the drive oscillation unit 152, the movable electrode 101b vibrates in the x direction with respect to the fixed electrode 101a at the frequency f. By this vibration force, the drive frame 103 and the vibrator 104a integrated with the movable electrode 101b are vibrated in the x direction (reference vibration direction). When an angular velocity to be detected is applied to the vibrator 104a in this state, an angular velocity vibration component in the y direction is generated in the vibrator 104a with an amplitude corresponding to the magnitude of the angular velocity due to the Coriolis force.

これにより、角振動検出用コンデンサ１０５ａは速度振動成分に追従して電極間距離を変化させる。振動検出用コンデンサ１０５ａには、振動子１０４ａを介してバイアス電源１０４ｖにより、一定のバイアス電圧が印加されているので、その状態で振動検出用コンデンサ１０５ａの電極間距離が変化すると、蓄えられる電荷量が変化する。チャージアンプ１２０は、この振動検出用コンデンサ１０５ａの電荷量を電圧変換することにより角速度検出電圧波形として出力するものである。チャージアンプ１２０の構成は周知のものであり、オペアンプ１２０ｐに接続された負帰還コンデンサ１２０ｂには、振動検出用コンデンサ１０５ａの電荷とバランスする電荷が蓄積され、その端子電圧が、電圧変換された電荷信号としてオペアンプ１２０ｐの反転入力端子に入力される。これにより、オペアンプ１２０ｐは、この負帰還コンデンサ１２０ｂとともに、振動検出用コンデンサ１０５ａの電荷を、増幅された電圧信号として出力する電荷電圧変換回路を構成する。なお、負帰還抵抗１２０ａは、振動検出用コンデンサ１０５ａの発生電荷レベルが減少に転じたときに負帰還コンデンサ１２０ｂの放電を促し、ひいてはオペアンプ１２０ｐの出力飽和を防止する役割を果たす。なお、符号１２０ｖは、チャージアンプ１２０の増幅基準電圧を与える基準電源である。 As a result, the angular vibration detecting capacitor 105a changes the distance between the electrodes following the velocity vibration component. Since a constant bias voltage is applied to the vibration detection capacitor 105a by the bias power supply 104v via the vibrator 104a, the amount of charge stored when the distance between the electrodes of the vibration detection capacitor 105a changes in this state. Changes. The charge amplifier 120 converts the amount of charge of the vibration detection capacitor 105a into a voltage and outputs it as an angular velocity detection voltage waveform. The charge amplifier 120 has a well-known configuration, and the negative feedback capacitor 120b connected to the operational amplifier 120p stores a charge that balances the charge of the vibration detection capacitor 105a, and the terminal voltage is a voltage-converted charge. A signal is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 120p. As a result, the operational amplifier 120p and the negative feedback capacitor 120b constitute a charge-voltage conversion circuit that outputs the charge of the vibration detection capacitor 105a as an amplified voltage signal. The negative feedback resistor 120a plays a role of promoting discharge of the negative feedback capacitor 120b when the generated charge level of the vibration detection capacitor 105a starts to decrease, and thus preventing output saturation of the operational amplifier 120p. Reference numeral 120v denotes a reference power supply that provides an amplification reference voltage for the charge amplifier 120.

図２は、駆動発振部１５２及びその周辺の具体的な回路構成を模式的に示すブロック図である。駆動発振部１５２は、振動子の駆動波形を周期的な駆動パルス信号として発生する駆動パルス信号発生部２０と、周知の水晶発振回路等で構成された基準パルス信号発生部５３からの基準パルス信号の周期を符号化（エンコード）する基準パルス周期演算部１２とを有する。駆動パルス信号発生部２０は、例えば図３に示すような遅延回路１０を有して構成されている。該遅延回路１０は、直列接続された複数の反転回路ＬＩ１〜ＬＩ１５を有し、該反転回路群を通過する一定周期の参照パルス信号を、反転回路ＬＩ１〜ＬＩ１５の互いに異なる結節点から各々分岐する複数の信号端子Ｒ１〜Ｒ１５より、各反転回路ＬＩ１〜ＬＩ１５が有する反転遅延時間と結節点の位置（信号伝播方向における順位）とに応じて定まる互いに異なる位相にて出力するものである。そして、該遅延回路１０を構成する各反転回路ＬＩ１〜ＬＩ１５から順次出力される（隣接する信号端子間の）参照パルス信号Ｒ１〜Ｒ１５の位相差φを単位として駆動パルス信号を発生させる。 FIG. 2 is a block diagram schematically showing a specific circuit configuration of the drive oscillation unit 152 and its periphery. The drive oscillation unit 152 includes a drive pulse signal generation unit 20 that generates a drive waveform of the vibrator as a periodic drive pulse signal, and a reference pulse signal from a reference pulse signal generation unit 53 that includes a known crystal oscillation circuit or the like. And a reference pulse period calculation unit 12 that encodes the period. The drive pulse signal generator 20 includes a delay circuit 10 as shown in FIG. 3, for example. The delay circuit 10 has a plurality of inverting circuits LI1 to LI15 connected in series, and branches a reference pulse signal having a constant period passing through the inverting circuit group from mutually different nodes of the inverting circuits LI1 to LI15. A plurality of signal terminals R1 to R15 are output at different phases determined according to the inversion delay time of each of the inverting circuits LI1 to LI15 and the position of the node (order in the signal propagation direction). Then, a drive pulse signal is generated in units of the phase difference φ of the reference pulse signals R1 to R15 (between adjacent signal terminals) sequentially output from the inverting circuits LI1 to LI15 constituting the delay circuit 10.

また、基準パルス周期演算部１２は、駆動パルス信号発生部２０と遅延回路１０が共用化されており、該遅延回路１０を構成する反転回路ＬＩ１〜ＬＩ１５から順次出力される参照パルス信号Ｒ１’〜Ｒ１５’（Ｒ１〜Ｒ１５からそれぞれ分岐出力される）の位相差φを単位として、基準パルス信号の周期を符号化する。基準パルス周期演算部１２と駆動パルス信号発生部２０とは遅延回路１０を共有しているのだから、参照パルス信号Ｒ１〜Ｒ１５の位相差φと、参照パルス信号Ｒ１’〜Ｒ１５’の位相差φとは当然同じである。 In the reference pulse period calculation unit 12, the drive pulse signal generation unit 20 and the delay circuit 10 are shared, and reference pulse signals R1 ′ to R1 ′ to be sequentially output from the inverting circuits LI1 to LI15 constituting the delay circuit 10 are used. The period of the reference pulse signal is encoded using the phase difference φ of R15 ′ (branched output from R1 to R15) as a unit. Since the reference pulse period calculation unit 12 and the drive pulse signal generation unit 20 share the delay circuit 10, the phase difference φ of the reference pulse signals R1 to R15 and the phase difference φ of the reference pulse signals R1 ′ to R15 ′. Of course, it is the same.

遅延回路１０は、本実施形態ではいわゆるリングオシレータとして構成されており、制御信号ＰＡがノンアクティブ（Ｌとする）のときには、ＮＡＮＤゲートＬＮ１の出力が強制的にアクティブ（Ｈとする）となり、次段の反転回路ＬＩ２の出力がノンアクティブとなり、さらに次段の反転回路ＬＩ３の出力がアクティブとなるというように、各反転回路が順次反転し、ＮＡＮＤゲートＬＮ１には、出力信号と同じレベルの信号が入力されることとなり、リングオシレータはこの状態で安定する。 The delay circuit 10 is configured as a so-called ring oscillator in this embodiment, and when the control signal PA is inactive (set to L), the output of the NAND gate LN1 is forcedly activated (set to H). Each inversion circuit sequentially inverts so that the output of the inversion circuit LI2 at the stage becomes inactive and the output of the inversion circuit LI3 at the next stage becomes active, and the NAND gate LN1 has a signal of the same level as the output signal. Is input, and the ring oscillator is stabilized in this state.

そして、制御信号ＰＡがアクティブに変化すると、ＮＡＮＤゲートＬＮ１が反転動作を開始し、各反転回路での反転動作時間（即ち、各反転回路でのパルス信号の伝搬遅延時間）Ｔｄに、反転回路の結合個数を乗じた値に相当する時間λが経過した時点で、ＮＡＮＤゲートＬＮ１に出力信号と同一レベルの信号が入力され、再びＮＡＮＤゲートＬＮ１の出力レベルが反転する、といった動作を繰り返す。従って、このリングオシレータでは、パルス信号が各反転回路（ＮＡＮＤゲートＬＮ１及び反転回路ＬＩ２〜ＬＩ１５）により順次反転されて周回し、各反転回路からは、上記時間λ毎にレベル反転するパルス信号Ｒ１〜Ｒ１５（Ｒ１’〜Ｒ１５’）がそれぞれ出力されることになる。以上のごとく、リングオシレータは、時間λを周期とする参照パルス信号を自己生成するものである。 When the control signal PA changes to active, the NAND gate LN1 starts the inverting operation, and the inverting operation time in each inverting circuit (that is, the propagation delay time of the pulse signal in each inverting circuit) Td When a time λ corresponding to a value obtained by multiplying the number of couplings has elapsed, a signal having the same level as the output signal is input to the NAND gate LN1, and the operation in which the output level of the NAND gate LN1 is inverted again is repeated. Accordingly, in this ring oscillator, the pulse signals are sequentially inverted by each inverting circuit (NAND gate LN1 and inverting circuits LI2 to LI15) and circulated, and the pulse signals R1 to R1 whose level is inverted at each time λ from each inverting circuit. R15 (R1 ′ to R15 ′) is output. As described above, the ring oscillator self-generates a reference pulse signal having a period of time λ.

図４は、基準パルス周期演算部１２の構成例を示すブロック図である。この回路は、特開平７−１８３８００号公報や特開平７−２８３７２２号公報に、パルス位相差符号化回路として詳細に記載されており、ここでは簡単に説明する。基準パルス周期演算部１２は、図３の遅延回路１０とパルスセレクタ・エンコーダ回路１６とデータ生成回路１８とを有する。パルスセレクタ・エンコーダ回路１６は、遅延回路１０の信号端子Ｒ１〜Ｒ１５のうちのいずれかより出力されるパルス信号Ｒｎの立上りエッジをカウントすることにより、遅延回路１０内を該エッジが何回周回したかをカウントし、そのカウント値を表すビットデータを出力するカウンタ１４と、遅延回路１０の各信号端子からのパルス信号Ｒ１〜Ｒ１５を受け、外部からの基準パルス信号ＰＢがノンアクティブからアクティブに変化した時（基準パルス信号ＰＢの立ち上がりタイミング）に、パルス信号Ｒ１〜Ｒ１５のうちのどのパルス信号がノンアクティブからアクティブに変化したかを検出する。そして、これにより、遅延回路１０内で前記エッジがいずれの反転回路に到達しているかを検出し、その到達位置をデータに符号化して出力する。 FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of the reference pulse period calculation unit 12. This circuit is described in detail as a pulse phase difference encoding circuit in JP-A-7-183800 and JP-A-7-283722, and will be briefly described here. The reference pulse period calculation unit 12 includes the delay circuit 10, the pulse selector / encoder circuit 16, and the data generation circuit 18 shown in FIG. 3. The pulse selector / encoder circuit 16 counts the rising edge of the pulse signal Rn output from any one of the signal terminals R1 to R15 of the delay circuit 10, so that the edge circulates in the delay circuit 10 several times. In response to the counter 14 that outputs the bit data representing the count value and the pulse signals R1 to R15 from each signal terminal of the delay circuit 10, the reference pulse signal PB from the outside changes from non-active to active When this is done (rising timing of the reference pulse signal PB), it is detected which of the pulse signals R1 to R15 has changed from non-active to active. Thus, it is detected which inverting circuit the edge has reached within the delay circuit 10, and the arrival position is encoded into data and output.

また、データ生成回路１８は、カウンタ１４からのデータとパルスセレクタ・エンコーダ回路１６からのデータとに基づき、基準パルス信号ＰＢの立ち上がりから次の立ち上がりまでの時間（つまり基準パルス信号ＰＢの周期）を表わすデータＤOUTを生成して出力する。このような構成を有する基準パルス周期演算部１２においては、遅延回路１０が制御信号ＰＡにより起動されて前述したようにパルス信号の周回動作を開始すると、カウンタ１４が、遅延回路１０内での前記エッジの周回回数をカウントするとともに、パルスセレクタ・エンコーダ回路１６が、外部からの基準パルス信号ＰＢが立ち上がる度に、遅延回路１０内での前記エッジの到達位置を検出する。そして、データ生成回路１８が、上記基準パルス信号ＰＢが立ち上がる度に、カウンタ１４からのデータとパルスセレクタ・エンコーダ回路１６からのデータとに基づき、基準パルス信号ＰＢが前回立ち上がってから今回立ち上がるまでの間に遅延回路１０にて前記エッジが伝搬した反転回路の総数を表すデータを生成し、そのデータを基準パルス信号ＰＢの周期Ｄｔを表すデータＤOUTとして出力する。よって、データＤOUTの値にパルス信号Ｒ１〜Ｒ１５の位相差時間φを乗じた値が、基準パルス信号ＰＢの周期となる。このような基準パルス周期演算部１２によれば、遅延回路１０から出力されるパルス信号Ｒ１〜Ｒ１５の位相差時間φを分解能として、基準パルス信号ＰＢの周期Ｄｔを符号化したデータＤOUT（前述のＤｔ／φ）を得ることができる。 Further, the data generation circuit 18 determines the time from the rising edge of the reference pulse signal PB to the next rising edge (that is, the cycle of the reference pulse signal PB) based on the data from the counter 14 and the data from the pulse selector / encoder circuit 16. The data DOUT to be expressed is generated and output. In the reference pulse period calculation unit 12 having such a configuration, when the delay circuit 10 is activated by the control signal PA and starts the circulation operation of the pulse signal as described above, the counter 14 is operated in the delay circuit 10. In addition to counting the number of times the edge circulates, the pulse selector / encoder circuit 16 detects the arrival position of the edge in the delay circuit 10 every time the external reference pulse signal PB rises. Each time the reference pulse signal PB rises, the data generation circuit 18 starts from the previous rise of the reference pulse signal PB to the current rise based on the data from the counter 14 and the data from the pulse selector / encoder circuit 16. In the meantime, the delay circuit 10 generates data representing the total number of inverting circuits in which the edges have propagated, and outputs the data as data DOUT representing the period Dt of the reference pulse signal PB. Therefore, a value obtained by multiplying the value of the data DOUT by the phase difference time φ of the pulse signals R1 to R15 is the cycle of the reference pulse signal PB. According to such a reference pulse cycle calculation unit 12, the data DOUT (described above) is obtained by encoding the cycle Dt of the reference pulse signal PB with the phase difference time φ of the pulse signals R1 to R15 output from the delay circuit 10 as a resolution. Dt / φ) can be obtained.

図５は、駆動パルス信号発生部２０の構成例を示すブロック図である。この回路は、特開平７−１０６９２３号公報や特開平７−１８３８００号公報にデジタル制御発振回路として詳細に記載されているため、ここでは簡単に説明する。駆動パルス信号発生部２０は、図３の遅延回路１０と、遅延回路１０の上記信号端子のうちのいずれかから出力されるパルス信号Ｒｎ’（パルス信号Ｒ１’〜Ｒ１５’のうちのいずれか）の立上りエッジをカウントすることにより、遅延回路１０内を該エッジが何回周回したかをカウントし、そのカウント値が予め設定されたカウントデータＣＤＨの値に達するとアクティブの出力信号ＣＮを出力するカウンタ２２とを有する。また、パルスセレクタ２４は、遅延回路１０の各信号端子からのパルス信号Ｒ１’〜Ｒ１５’を受け、その中からセレクトデータＣＤＬに対応した信号端子からのパルス信号を選択して、その信号をセレクト信号ＰＳＯとして出力するものである。出力回路２６は、カウンタ２２からアクティブの出力信号ＣＮが出力された後に、パルスセレクタ２４からのセレクト信号ＰＳＯが立ち上がると、出力信号ＰOUTを出力する。さらに、データ生成回路２８は、外部から入力される周期制御データＣＤを受けて、出力回路２６から、周期制御データＣＤと遅延回路１０内の反転回路の反転動作時間Ｔｄとで決定される一定周期（ＣＤ×Ｔｄ）で出力信号ＰOUTが繰返し出力されるように、上記カウントデータＣＤＨとセレクトデータＣＤＬを生成し、その生成した各データＣＤＨ，ＣＤＬを、カウンタ２２とパルスセレクタ２４へそれぞれ出力する。 FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration example of the drive pulse signal generation unit 20. Since this circuit is described in detail as a digitally controlled oscillator circuit in Japanese Patent Application Laid-Open Nos. 7-106923 and 7-183800, it will be briefly described here. The drive pulse signal generator 20 is a pulse signal Rn ′ (any one of the pulse signals R1 ′ to R15 ′) output from either the delay circuit 10 of FIG. 3 or the signal terminal of the delay circuit 10. The number of rising edges of the delay circuit 10 is counted to count how many times the edge has circulated, and when the count value reaches a preset count data CDH value, an active output signal CN is output. And a counter 22. The pulse selector 24 receives the pulse signals R1 ′ to R15 ′ from each signal terminal of the delay circuit 10, selects a pulse signal from the signal terminal corresponding to the select data CDL from among them, and selects the signal. The signal PSO is output. The output circuit 26 outputs the output signal POUT when the select signal PSO from the pulse selector 24 rises after the active output signal CN is output from the counter 22. Further, the data generation circuit 28 receives the cycle control data CD input from the outside, and receives a cycle control data CD from the output circuit 26 and has a fixed cycle determined by the cycle control data CD and the inversion operation time Td of the inversion circuit in the delay circuit 10. The count data CDH and select data CDL are generated so that the output signal POUT is repeatedly output at (CD × Td), and the generated data CDH and CDL are output to the counter 22 and the pulse selector 24, respectively.

このような構成を有する本実施例の駆動パルス信号発生部２０においては、外部から周期制御データＣＤを入力するとともに、遅延回路１０に制御信号ＰＡを入力して、遅延回路１０でのパルス信号の周回動作を開始させると、出力回路２６から上記一定周期（ＣＤ×Ｔｄ）毎にパルス信号ＰOUTが出力される（つまり、周期制御データＣＤに対応する周期が位相差φを単位としてデコードされたものと見ることができる）。遅延回路１０から出力されるパルス信号Ｒ１’〜Ｒ１５’の位相差時間φを分解能として、外部から入力される周期制御データＣＤに対応した周期Ｄinを有する駆動パルス信号（出力信号ＰOUT）を得ることができる。 In the drive pulse signal generator 20 of this embodiment having such a configuration, the cycle control data CD is input from the outside, and the control signal PA is input to the delay circuit 10 to generate the pulse signal in the delay circuit 10. When the circular operation is started, a pulse signal POUT is output from the output circuit 26 at every predetermined period (CD × Td) (that is, the period corresponding to the period control data CD is decoded in units of the phase difference φ). Can be seen). A drive pulse signal (output signal POUT) having a period Din corresponding to the period control data CD input from the outside is obtained using the phase difference time φ of the pulse signals R1 ′ to R15 ′ output from the delay circuit 10 as a resolution. Can do.

周期制御データＣＤは、前述の(4)式に従い、位相差φにてエンコードされたデータとして演算される：
Ｄin／φ＝Ｆ（θ）・Ｄｔ／φ ‥(4)
この演算は、図１の周期設定部５１（周期制御データ演算部）で行なわれる。詳細を図２に示している。まず、センサの動作温度θは、図２においてサーミスタ（及びその出力増幅回路）等の温度センサ５０からの温度検知出力として取得され、Ａ／Ｄ変換器５１ａにてデジタルデータとされる。基準パルス信号の周期Ｄｔに乗じられている温度補正係数Ｆ（θ）は、演算回路５１ｂに内蔵された適正周期温特情報記憶部内の適正周期温特情報を参照して決定される。図６に示すように、該記憶部には種々の動作温度θ１、θ２、‥、θｎ毎の温度補正係数Ｆ１，Ｆ２，‥，Ｆｎがテーブルの形で記憶されており、温度検知出力θに対応する値が読み出されるか又は補間演算される。なお、Ｆ（θ）がθの関数式として記述できる場合は、上記のテーブルに代えて、その関数式を記憶しておくこともできる（例えば、ゲインとオフセットとを各々Ａ，Ｂとして、Ｆ（θ）＝Ａ・θ＋Ｂなど）。 The cycle control data CD is calculated as data encoded with the phase difference φ in accordance with the above-described equation (4):
Din / φ = F (θ) · Dt / φ (4)
This calculation is performed by the cycle setting unit 51 (cycle control data calculation unit) in FIG. Details are shown in FIG. First, the operating temperature θ of the sensor is acquired as a temperature detection output from a temperature sensor 50 such as a thermistor (and its output amplifier circuit) in FIG. 2, and converted into digital data by an A / D converter 51a. The temperature correction coefficient F (θ) multiplied by the cycle Dt of the reference pulse signal is determined with reference to the proper cycle temperature special information in the proper cycle temperature special information storage unit built in the arithmetic circuit 51b. As shown in FIG. 6, the storage unit stores temperature correction coefficients F1, F2,..., Fn for each of various operating temperatures θ1, θ2,. The corresponding value is read out or interpolated. If F (θ) can be described as a functional expression of θ, the functional expression can be stored instead of the above table (for example, F and θ are respectively A and B, and F (Θ) = A · θ + B, etc.).

このようなＦ（θ）は、例えば次のようにして作成されるものである。すなわち、使用する角速度センサを、恒温槽等を用いて設定温度θに保持し、一定の基準周期の駆動パルス信号を与えて動作させ、さらに、一定の角速度を与えてセンサ出力Ｑ_Ｔを実測する。そして、そのセンサ出力Ｑ_Ｔが、基準温度にて（上記基準周期で）予め測定した基準センサ出力Ｑ_０とどの程度隔たっているかを検証し、その後、角速度と温度とは一定にして周期を変えながら測定を繰り返し、センサ出力Ｑ_Ｔが基準センサ出力Ｑ_０に可及的に近づく周期を見出す。その周期を基準パルス信号の周期Ｄｔにて除した値を、該温度θでのＦとして採用する。このような実験を種々の温度で繰り返せば、各温度でのＦの値を取得することができる。 Such F (θ) is created, for example, as follows. That is, an angular velocity sensor to be used, and maintained at the set temperature θ in a thermostatic chamber or the like, is operated by applying a driving pulse signal having a constant reference period, further, actually measuring the sensor output Q _T giving constant angular velocity . Then, it is verified how far the sensor output Q _T is separated from the reference sensor output Q ₀ measured in advance at the reference temperature (in the above reference cycle), and then the angular velocity and temperature are kept constant and the cycle is changed. repeating the measurement, finding period sensor output Q _T approaches as much as possible to the reference sensor output Q _0. A value obtained by dividing the period by the period Dt of the reference pulse signal is adopted as F at the temperature θ. If such an experiment is repeated at various temperatures, the value of F at each temperature can be obtained.

周期設定部５１は、検知した温度θに対応するＦの値を、（符号化された）Ｄｔの値に乗ずることで、（符号化された）適正周期Ｄinを演算する。なお、適正周期温特情報記憶部や乗算演算のためのハードウェアは周知のものであるから、詳細な説明は省略する。既に説明したごとく、基準パルス信号の周期Ｄｔは、基準パルス周期演算部１２にて位相差φを単位としてエンコードされた状態（τ0＝Ｄｔ／φ）で演算回路５１ｂに送られ、得るべき適正周期Ｄin／φは、該τ0を用いて上記エンコード状態のまま演算される。そして、その演算結果は、遅延回路１０を基準パルス周期演算部１２と共用する駆動パルス信号発生部２０にて、前記エンコードに使用したのと全く同じ位相差φを用いてデコードされ、駆動パルス信号として出力される。すなわち、デコード後の適正周期Ｄinは、精度が一定レベルに担保された基準パルス信号の周期Ｄｔと、事前の実験等により予め知れている温度補正係数Ｆ（θ）（適正周期温特情報）とによってのみ決定され、遅延回路の位相差φのばらつき等の影響をほとんど受けなくなる。 The cycle setting unit 51 calculates the (encoded) appropriate cycle Din by multiplying the (encoded) Dt value by the F value corresponding to the detected temperature θ. In addition, since the hardware for an appropriate period temperature special information storage part and multiplication operation is well-known, detailed description is abbreviate | omitted. As already described, the period Dt of the reference pulse signal is sent to the arithmetic circuit 51b in the state (τ0 = Dt / φ) encoded by the reference pulse period calculator 12 with the phase difference φ as a unit, and the appropriate period to be obtained. Din / φ is calculated using the τ 0 in the above encoded state. Then, the calculation result is decoded by the drive pulse signal generation unit 20 sharing the delay circuit 10 with the reference pulse period calculation unit 12 by using the same phase difference φ as that used for the encoding, and the drive pulse signal Is output as In other words, the proper cycle Din after decoding includes the cycle Dt of the reference pulse signal whose accuracy is ensured to a certain level, the temperature correction coefficient F (θ) (proper cycle temperature special information) known in advance by a prior experiment or the like. And is hardly affected by variations in the phase difference φ of the delay circuit.

本発明の振動式角速度センサの一例を示す説明図。Explanatory drawing which shows an example of the vibration type angular velocity sensor of this invention. 図１の駆動発振部及びその周辺の構成例を示す説明図。FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating a configuration example of the drive oscillation unit of FIG. 1 and its periphery. 遅延回路の一例を示す回路図。The circuit diagram which shows an example of a delay circuit. 基準パルス周期演算部の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of a reference | standard pulse period calculating part. 駆動パルス信号発生部の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of a drive pulse signal generation part. 適正周期温特情報の概念図。The conceptual diagram of appropriate period temperature special information. 振動式角速度センサのゼロレベル信号の温特挙動を模式的に示す図。The figure which shows typically the temperature characteristic behavior of the zero level signal of a vibration type angular velocity sensor.

Explanation of symbols

１振動型角速度センサ
１０遅延回路（リングオシレータ）
１２基準パルス周期演算部
２０駆動パルス信号発生部
５０温度センサ（温度検知部）
５１周期設定部（周期制御データ演算部）
５３基準パルス信号発生部
１０４ａ振動子
１０５ａ振動検出用コンデンサ
１０５検出波形生成部（角速度検出情報生成部）
１２０チャージアンプ
Ｌ１〜Ｌ１５反転回路
Ｒ１〜Ｒ１５、Ｒ１’〜Ｒ１５’ 信号端子 1 Vibration type angular velocity sensor 10 Delay circuit (ring oscillator)
12 Reference pulse cycle calculation unit 20 Drive pulse signal generation unit 50 Temperature sensor (temperature detection unit)
51 cycle setting unit (cycle control data calculation unit)
53 Reference pulse signal generation unit 104a Vibrator 105a Vibration detection capacitor 105 Detection waveform generation unit (angular velocity detection information generation unit)
120 charge amplifier L1-L15 inverting circuit R1-R15, R1′-R15 ′ signal terminal

Claims

A vibrator that vibrates in a predetermined reference vibration direction;
A drive pulse signal generator for generating a drive waveform of the vibrator as a periodic drive pulse signal;
Angular velocity detection information that detects an angular velocity vibration component in an angular velocity detection direction that is determined to intersect the reference vibration direction as angular velocity is applied to the vibrator, and generates angular velocity detection information based on the angular velocity vibration component. A generator,
In order to correct the temperature of the output of the angular velocity detection information, a temperature detection unit that detects the operating temperature of the angular velocity sensor;
Based on the detected operating temperature, in order to adjust the period of the driving pulse signal by the driving pulse signal generator in a direction in which the temperature error of the output angular velocity detection information decreases, the operating temperature and the An appropriate periodic temperature characteristic information storage unit for storing appropriate periodic temperature characteristic information indicating a relationship with an appropriate period of the drive pulse signal;
A cycle control data calculation unit that calculates an appropriate cycle corresponding to the detected operating environment temperature with reference to the appropriate cycle temperature special information,
The drive pulse signal generation unit has a plurality of inversion circuit groups connected in series, and branches a reference pulse signal having a predetermined period passing through the inversion circuit group from different nodes of the inversion circuit. A plurality of signal terminals having a delay circuit that outputs signals at different phases determined according to the inversion delay time of each inversion circuit and the position of the nodal point, and among the inversion circuits constituting the delay circuit, A drive pulse signal having the appropriate period is generated in units of a phase difference between reference pulse signals sequentially output from a plurality of predetermined inverting circuits .
A reference pulse signal generator for generating a reference pulse signal;
Using the delay circuit shared with the drive pulse signal generator, the phase difference of the reference pulse signal sequentially output from a plurality of predetermined inverting circuits among the inverting circuits constituting the delay circuit is a unit. A reference pulse period calculation unit that encodes the period of the reference pulse signal,
The vibration type angular velocity sensor, wherein the period control data calculation unit calculates the appropriate period using a period of the reference pulse signal encoded with the phase difference as a unit .

The cycle control data calculation unit calculates the appropriate cycle by multiplying the cycle of the encoded reference pulse signal by a temperature correction coefficient that is different for each operating temperature,
The vibration type angular velocity sensor according to claim 1, wherein the appropriate periodic temperature characteristic information stores a relationship between the temperature correction coefficient and the operating temperature as the appropriate periodic temperature characteristic information.