JP4265199B2

JP4265199B2 - DC converter

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Publication number: JP4265199B2
Application number: JP2002306186A
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Inventors: 守鶴谷
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Filing date: 2002-10-21
Publication date: 2009-05-20
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、小型、低ノイズな直流変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２０に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す（非特許文献１、非特許文献２）。図２０に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線５ａの両端には、抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２からなる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオードＤ３とが接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００３】
また、トランスＴの１次巻線５ａとトランスＴの２次巻線５ｂとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ１，Ｄ２とリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００４】
制御回路１００は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００５】
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図２１に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２１では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
【０００６】
まず、時刻ｔ_３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【０００７】
なお、時刻ｔ_３１から時刻ｔ_３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂと電流が流れる。
【０００８】
次に、時刻ｔ_３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴの１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、２次巻線５ｂに伝送されないため、ダイオードＤ３を介してスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。
【０００９】
また、時刻ｔ_３２〜時刻ｔ_３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ_３２から時刻ｔ_３３では、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００１０】
このような直流変換装置によれば、スナバ回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴのリーケージインダクタＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【００１１】
【非特許文献１】
原田耕介著「スイッチング電源ハンドブック」日刊工業新聞社出版、第２章スイッチング電源の基本回路と設計演習ｐ．２７図２．２
【００１２】
【非特許文献２】
清水和男著「高速スイッチングレギュレータ」総合電子出版社、２．２．１他励型コンバータｐ３０図２．５
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２０に示す直流変換装置にあっては、スナバコンデンサＣ２に充電された電荷を抵抗Ｒ２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、コンデンサ容量、変換周波数に比例するため、スイッチングノイズの抑制を目的としてコンデンサ容量を増やしたり、あるいは、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。
【００１４】
また、トランスＴの１次巻線５ａに流れるトランス励磁電流は、図２３に示すように、主スイッチＱ１がオン時には直線的に正の値で増加していき、主スイッチＱ１がオフ時には直線的に減少してゼロになる。即ち、トランスＴの磁束は、図２２に示すように、Ｂ−Ｈカーブの第１象限のみ使用するため、トランスＴのコアの利用率が低く、トランスＴが大型化していた。また、低出力電圧時、トランスＴのフライバック電圧波形が、矩形波とならず、同期整流回路を採用した場合、還流時の導通角が減少し、整流効率が悪く、効率の低下の原因となっていた。
【００１５】
本発明は、トランスの小型化とスイッチのゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源と、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有する整流回路と、前記第４スイッチに並列に第１リアクトルを介して接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００１８】
請求項２の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスのコアに巻回された１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源と、前記コアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記２次巻線に直列に接続された第１整流素子及び該第１整流素子と前記２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有する整流回路と、前記第２整流素子に並列に前記３次巻線を介して接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００１９】
請求項３の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスのコアに巻回された１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、前記第１スイッチがオン時に電力を蓄え、前記第１スイッチがオフ時に前記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源と、前記コアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記トランスの２次巻線の一端に直列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の他端に接続された第３スイッチ及び該第３スイッチと前記２次巻線との直列回路に並列に接続され且つ制御端子が前記２次巻線の一端に接続された第４スイッチを有する整流回路と、前記第４スイッチに並列に３次巻線を介して接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせると共に前記第２スイッチの電流が増大した時に前記第２スイッチをオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
【００２０】
請求項４の発明では、前記可飽和リアクトルは、前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特徴とする。
【００２１】
請求項５の発明では、前記電力供給源は、前記直流電源の一端と前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの接続点とに接続され、第２リアクトルとダイオードとが直列に接続された第３直列回路からなることを特徴とする。
【００２２】
請求項６の発明では、前記電力供給源は、前記トランスの１次巻線に直列に接続された第３リアクトルからなることを特徴とする。
【００２３】
請求項７の発明では、前記第３リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタからなることを特徴とする。
【００２４】
請求項８の発明は、前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする。
【００２５】
請求項９の発明では、前記２次巻線の巻数と前記３次巻線の巻数とは同数であり、前記２次巻線は、前記１次巻線に対して逆相に巻回され、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする。
【００２６】
請求項１０の発明では、前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオンするときに、前記第１スイッチの電圧が該第１スイッチと並列に接続された共振用コンデンサと前記可飽和リアクトルの飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中に前記第１スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００２７】
請求項１１の発明では、前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
【００２８】
請求項１２の発明では、前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
【００２９】
請求項１３の発明は、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００３１】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチをオンした時にトランスの２次巻線を介して直接に負荷に電力を供給し、主スイッチをオフした時にトランスの１次巻線に蓄えられた励磁エネルギーをスナバコンデンサに蓄え、補助スイッチをオンすることにより、トランスのコアのＢ−Ｈカーブの第１、第３象限を使い、かつ、励磁エネルギーの不足分を電力供給源から補うことにより、Ｂ−Ｈカーブの出発点を第３象限の下端にすると共に、トランスの１次巻線に、可飽和リアクトルを並列に接続することにより、補助スイッチのオン期間の終了間際で可飽和リアクトルを飽和させ、電流を増大させることにより、補助スイッチのオフ時の逆電圧の発生を急峻とし、主スイッチをゼロ電圧スイッチ動作させることを特徴とする。
【００３２】
図１は第１の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３と共振用コンデンサＣ１とが並列に接続されている。
【００３３】
トランスＴの１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＦＥＴからなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の正極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されていてもよい。
【００３４】
スナバコンデンサＣ３の両端には、スイッチＱ１がオン時に電力を蓄えるとともにスイッチＱ１がオフ時に蓄えられた電力をスナバコンデンサＣ３に供給する電流源からなる電力供給源Ｉｄｃ１が接続されている。
【００３５】
スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ４が並列に接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。
【００３６】
トランスＴの１次巻線５ａの両端には、可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。この可飽和リアクトルＳＬ１は、トランスＴのコアの飽和特性を用いている。可飽和リアクトルＳＬ１には、大きさの等しい交流電流が流れるため、磁束は、図４に示すＢ−Ｈカーブ上のゼロを中心にして、第１象限と第３象限とに等しく増減する。
【００３７】
しかし、回路には損失を伴うため、磁束は完全に対称とはならず、第１象限が主体となる。また、コンデンサＣ１を短時間で放電し、電圧をゼロとする必要から、可飽和リアクトルＳＬ１またはトランスＴの励磁インダクタンスを低くして、励磁電流を多くしている。
【００３８】
また、図４に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂ（正確にはＢは磁束密度であり、磁束φ＝Ｂ・Ｓで、Ｓはコアの断面積であるが、ここではＳ＝１とし、φ＝Ｂとした。）がＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。この可飽和リアクトルＳＬ１では、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ間は飽和状態である。
【００３９】
トランスＴのコアには、１次巻線５ａとこの巻線に対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とが巻回されており、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ１（本発明の第１整流素子に対応）に接続され、ダイオードＤ１とリアクトルＬ１の一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２（本発明の第２整流素子に対応）に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。リアクトルＬ１の他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４（本発明の平滑回路に対応）に接続されている。このコンデンサＣ４はリアクトルＬ１の電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００４０】
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００４１】
また、制御回路１０は、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉが増大した時刻にスイッチＱ２をオフさせた後、スイッチＱ１をオンさせる。制御回路１０は、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続された共振用コンデンサＣ１と可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。
【００４２】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図２、図３及び図５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図２は第１の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図３は第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図４は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。図５は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
【００４３】
なお、図２及び図３では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、電力供給源Ｉｄｃ１に流れる電流Ｉｄｃ１ｉ、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉを示している。
【００４４】
まず、時刻ｔ_１（時刻ｔ_１１〜ｔ_１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴの２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタにエネルギーが蓄えられる。
【００４５】
この電流ＳＬ１ｉは、図５に示すように、時刻ｔ_１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ_１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ_１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ_２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。図４に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄへと変化していく。なお、図４に示すＢａ〜Ｂｇと図５に示すａ〜ｇとは対応している。
【００４６】
次に、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１をオフさせると、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが急激に上昇する。また、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、コンデンサＣ４を介して負荷ＲＬに電流を供給する。
【００４７】
そして、コンデンサＣ１の電位がコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通し、ダイオード電流が流れて、コンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。なお、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ_２から時刻ｔ_２０において、電流値ｄ（正値）から電流値ｅ（ゼロ）に変化する。図４に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｄ→Ｂｅへと変化する。
【００４８】
また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーがコンデンサＣ３に供給され、コンデンサＣ３が充電されていく。即ち、コンデンサＣ３には、電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーと可飽和リアクトルＳＬ１からのエネルギーとが加え合わせられる。そして、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と電力供給源Ｉｄｃ１からのエネルギーの放出とが終了すると、コンデンサＣ３の充電は停止する。
【００４９】
次に、時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_３において、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、Ｃ３→Ｑ２→ＳＬ１→Ｃ３に流れて、可飽和リアクトルＳＬｌの磁束をリセットする。可飽和リアクトルＳＬｌに並列に接続されたトランスＴも同様に磁束が変化する。
【００５０】
この場合、時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_３においては、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーが可飽和リアクトルＳＬ１に帰還されるので、可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流ＳＬ１ｉは、図５に示すように負値となる。即ち、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_２ａにおいては、電流値ｅ（ゼロ）から電流値ｆ（負値）に変化する。図４に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｅ→Ｂｆへと変化していく。なお、時刻ｔ_２から時刻ｔ_２０における面積Ｓと時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_２ａにおける面積Ｓとは等しい。この面積ＳはコンデンサＣ３に蓄えられた可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーに相当する。
【００５１】
次に、電流ＳＬ１ｉは、時刻ｔ_２ａ〜時刻ｔ_３においては、電流値ｆ（負値）から電流値ｇ（負値）に変化する。図４に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｆ→Ｂｇへと変化していく。時刻ｔ_２ａ〜時刻ｔ_３における面積は、コンデンサＣ３に蓄えられた電力供給源Ｉｄｃ１のエネルギーに相当する。
【００５２】
即ち、コンデンサＣ３に蓄えられたエネルギーは、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーと電力供給源Ｉｄｃ１のエネルギーとを合わせたものであるため、電流ＳＬ１ｉは、リセット時に電力供給源Ｉｄｃ１から供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ＳＬ１ｉが増大し、時刻ｔ_３（時刻ｔ_１も同様）で最大となる。電流ＳＬ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、可飽和リアクトルＳＬ１の飽和時の電流である。
【００５３】
また、この時刻ｔ_３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻に、スイッチＱ２をオフさせることにより、コンデンサＣ１の放電は急峻になり、短時間でゼロとなる。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、スイッチＱ１はゼロ電圧スイッチを達成できる。
【００５４】
（第１実施例）
図６は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。図６に示す第１実施例では、電力供給源Ｉｄｃ１がリアクトルＬ２とダイオードＤ６との直列回路で構成したものである。
【００５５】
この第１実施例によれば、スイッチＱ１がオンしたときリアクトルＬ２にエネルギーを蓄え、スイッチＱ１がオフしたときにリアクトルＬ２に蓄えられたエネルギーをコンデンサＣ３に供給して、コンデンサＣ３を充電する。なお、図６に示す電力供給源Ｉｄｃ１は、軽負荷時に適している。
【００５６】
（第２実施例）
図７は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。図７に示す第２実施例では、電力供給源Ｉｄｃ１がトランスＴの１次巻線５ａに直列に接続されたリアクトルＬ３で構成したものである。
【００５７】
この第２実施例によれば、スイッチＱ１がオンした時には、電流がリアクトルＬ３を通して流れ、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄える。スイッチＱ１がオフした時には、このエネルギーは、Ｌ３→５ａ（ＳＬ１）→Ｄ４→Ｃ３→Ｌ３で放出され、エネルギーの一部は、トランスＴの２次巻線５ｂを介して負荷ＲＬに供給されるとともに、コンデンサＣ３を充電する。なお、図７に示す電力供給源Ｉｄｃ１は、重負荷時に適している。
【００５８】
（第３実施例）
図８は第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。図８に示す第３実施例では、図６に示す電力供給源Ｉｄｃ１であるリアクトルＬ２とダイオードＤ６と、図７に示す電力供給源Ｉｄｃ１であるリアクトルＬ３とを組み合わせたものであるため、軽負荷時や重負荷時に対応可能である。
【００５９】
なお、リアクトルＬ３は、トランスＴのリーケージインダクタで代用することができる。また、可飽和リアクトルＳＬ１も、飽和特性の良好なコアをトランスに用いることによるトランスＴの励磁インダクタンスで代用することもできる。また、本回路は、スイッチング周波数を固定周波数とし、ＰＷＭ制御することにより、出力電圧を制御することができ、放送妨害等に簡単に対応できる。
【００６０】
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態に係る直流変換装置は、トランスの２次側回路に同期整流器を採用したもので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流時の導通割合を増大することにより、低出力電圧時の整流器の損失を低減して高効率化することを特徴とする。図９は第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【００６１】
図９に示す直流変換装置は、図７に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例に対して、トランスＴの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、トランスＴの２次側回路の構成のみを説明する。
【００６２】
トランスＴの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴの２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ３のゲートに接続され、トランスＴの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ４のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。
【００６３】
また、スイッチＱ４の両端にはリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とが直列に接続され、平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００６４】
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオンオフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００６５】
次に、このように構成された第２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１０に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１０において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１の両端（ドレイン−ソース）間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１に流れる電流（ドレイン電流）、Ｑ２ｖはスイッチＱ２の両端間電圧、Ｑ２ｉはスイッチＱ２に流れる電流、Ｑ３ｉはスイッチＱ３に流れる電流、Ｑ４ｉはスイッチＱ４に流れる電流、ＳＬ１ｉは可飽和リアクトルＳＬ１に流れる電流、Ｖ_ＴはトランスＴの２次巻線５ｂの両端電圧を示している。
【００６６】
まず、期間Ｔ１（図２の時刻ｔ_０〜時刻ｔ_１、図２の時刻ｔ_２〜時刻ｔ_３に対応）では、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンである。このため、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力（１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋）が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、Ｌ１→Ｃ４→Ｑ４→Ｌ１と電流が流れて、負荷ＲＬにリアクトルＬ１のエネルギーが供給される。
【００６７】
次に、期間Ｔ２から期間Ｔ４（図２の時刻ｔ_１に対応）では、スイッチＱ２がオン状態からオフ状態に変わり、スイッチＱ１がオフ状態からオン状態に変わる。このため、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１の電圧が下降し、スイッチＱ２の電圧が上昇する（期間Ｔ２）。そして、スイッチＱ１の電圧がゼロボルト近傍で（期間Ｔ３）スイッチＱ１をオンし、スイッチＱ１の電流が流れる（期間Ｔ４）。
【００６８】
次に、期間Ｔ５（図２の時刻ｔ_１〜時刻ｔ_２に対応）では、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフである。このとき、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの●有り側が＋で●無し側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｌ１→Ｃ４→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷ＲＬに直流電力が供給される。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタにエネルギーが蓄えられる。
【００６９】
次に、期間Ｔ６（図２の時刻ｔ_２に対応）では、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わる。この期間Ｔ６では、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスと共振用コンデンサＣ１とにより共振を起こし、この共振によりスイッチＱ１の電圧が急激に上昇する。
【００７０】
次に、期間Ｔ７（図２の時刻ｔ_２に対応）では、ダイオードＤ４は、スイッチＱ１がオフした後にオンしてダイオードＤ４に電流が流れ、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギー及びリアクトルＬ３のエネルギーは、ダイオードＤ４を介してスナバコンデンサＣ３に蓄えられる。そして、ダイオードＤ４のオン期間にスイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチとなる。
【００７１】
このように、第２の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴの２次側回路に同期整流器を用いているので、トランスの出力波形が矩形波であるため、同期整流素子のゲートに矩形波を印加させることによりほぼ全期間導通させ、並列に接続されたダイオードに電流が流れず損失なく整流できる。このため、５Ｖ，３．３Ｖのような低出力電圧時に効果がある。
【００７２】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチがオン時にトランスの２次側の巻線を介して直接負荷に電力を供給することによりコアの直流励磁を回避し、２次側の巻線のリーケージインダクタにより２次側電流を連続させて、平滑コンデンサのリップル電流を軽減させることを特徴とする。このため、２次側に新たに３次巻線を設け、フリーホイール動作時、２次側電流による直流励磁をキャンセルさせるとともに、１次側から見た２次側のインピーダンスを上昇させ、アクティブスナバ回路によるゼロ電圧スイッチ動作を行わせるように構成したものである。
【００７３】
図１１は第３の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図１１に示す直流変換装置は、図７に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例に対して、トランスＴａの２次側回路の構成が異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、同一部分には同一符号を付す。ここでは、トランスＴａの２次側回路の構成のみを説明する。
【００７４】
トランスＴａのコアには、１次巻線５ａと密結合させてトランスＴａの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）が巻回されており、また、トランスＴａのコアには、１次巻線５ａと疎結合させてトランスＴａの３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）が巻回されている。２次巻線５ｂの一端と３次巻線５ｃの一端とはダイオードＤ１（本発明の第１整流素子に対応）に接続され、ダイオードＤ１と３次巻線５ｃの一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２（本発明の第２整流素子に対応）に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。３次巻線５ｃの他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４（本発明の平滑回路に対応）に接続されている。このコンデンサＣ４は３次巻線５ｃの電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００７５】
また、トランスＴａの２次巻線５ｂの巻数とトランスＴａの３次巻線５ｃの巻数とは同数となっている。トランスＴａの２次巻線５ｂは、トランスＴａの１次巻線５ａに対して逆相に巻回され、トランスＴａの３次巻線５ｃは、トランスＴａの１次巻線５ａと同相に巻回されている。
【００７６】
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００７７】
また、制御回路１０は、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続された共振用コンデンサＣ１とリアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１の飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。
【００７８】
図１２は第３の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。図１２に示すトランスは、日の字型のコア２０を有し、コア２０のコア部２０ａには、１次巻線５ａと、１次巻線５ａと近接して１次巻線５ａと密結合させた２次巻線５ｂと、１次巻線５ａと疎結合させた３次巻線５ｃとが巻回されている。１次巻線５ａと３次巻線５ｃとを疎結合させるために、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとの間には、コア部２０ａと外周コアとを繋ぐためのパスコア２０ｃが形成されている。また、このパスコア２０ｃにより漏れ磁束が増加するので、３次巻線５ｃのリーケージインダクタＬｇを大きくすることができる。
【００７９】
また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間の部分に対向する位置に、凹部２０ｂが２箇所形成されている。この凹部２０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和する。この飽和する１次巻線５ａを、可飽和リアクトルＳＬ１として兼用したときのコア損失を低減できる。
【００８０】
なお、第１の実施の形態に係る直流変換装置及び第２の実施の形態に係る直流変換装置では、図１２に示すようなトランスに対して、３次巻線５ｃ及びパスコア２０ｃを設けず、１次巻線５ａと２次巻線５ｂと凹部２０ｂとを設けたトランスを用いればよい。
【００８１】
次にこのように構成された第３の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１３乃至図１５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図１３は第３の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図１４は第３の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図１５は第３の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【００８２】
なお、図１３乃至図１５では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、ダイオードＤ４に流れる電流Ｄ４ｉ、トランスＴａの３次巻線５ｃに流れる電流ｎ３ｉを示している。
【００８３】
まず、時刻ｔ_１（時刻ｔ_１１〜ｔ_１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｃにも電圧が発生し、５ｃ→Ｃ４→Ｄ２→５ｃで電流ｎ３ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１´に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。３次巻線５ｃは、１次巻線５ａと疎結合に結合され、大きなリーケージインダクタＬｇを有する。このとき、等アンペアターンの法則により、Ｉ１・ｎ１＝Ｉ１´・ｎ３が成立し、直流励磁分はキャンセルされる。
【００８４】
次に、時刻ｔ_２（時刻ｔ_２１〜ｔ_２２に対応）において、スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ３及び可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが急激に上昇する。
【００８５】
そして、コンデンサＣ１の電位がコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、即ち、時刻ｔ_２３において、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通して、ダイオード電流Ｄ４ｉ（図１３に示す。）が流れてコンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、リアクトルＬ３からのエネルギーがコンデンサＣ３に供給され、コンデンサＣ３が充電されていく。
【００８６】
次に、コンデンサＣ３への充電が完了し、コンデンサＣ３へ蓄えられた電荷は、スイッチＱ２を介して１次側、即ち、可飽和リアクトルＳＬ１及び１次巻線５ａに帰還される。このとき、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、３次巻線５ｃの●有り側が−で●無し側が＋となる。また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両巻線５ｂ，５ｃ間の電圧の和はゼロとなる。このため、３次巻線５ｃのリーケージインダクタＬｇにより、５ｂ→Ｄ１→５ｃ→ＲＬ→５ｂで電流ｎ３ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサＣ４のリップル電流を軽減させることができる。
【００８７】
また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは、巻数が同じで極性が逆であることから、両巻線５ｂ，５ｃの起磁力は打ち消されてゼロとなる。即ち、直流励磁分がキャンセルされる。
【００８８】
従って、１次側から見た２次側のインピーダンスは高くなり、時刻ｔ_３（時刻ｔ_１と同様）において、スイッチＱ２がオフした場合には、スイッチＱ２の電流は、ほとんどコンデンサＣ１を放電する。このため、時刻ｔ_１２において、スイッチＱ１の電位は降下してゼロとなり、ダイオードＤ３が導通する。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【００８９】
このように第３の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、トランスＴａの２次側に３次巻線５ｃを設け、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとを疎結合させ、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとを密結合させ、スイッチＱ１がオン時には、動作状態でのトランスＴａの直流励磁は、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされ、また、スイッチＱ１がオフ時には、動作状態でのトランスＴａの直流励磁は、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされる。このため、励磁インダクタンスを高くできるため、励磁電流が少なく損失も低減できる。また、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することができる。
【００９０】
また、第３の実施の形態に係る直流変換装置では、直流励磁がキャンセルされるので、直流励磁分は略ゼロとなる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、コアのギャップをゼロにすることができる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、磁束の動作範囲が拡大することができる。これにより、トランスを小型化することができる。
【００９１】
（第４の実施の形態）
図１６は第４の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図１６に示す直流変換装置は、低出力電圧大電流用途で２次側ダイオードをＦＥＴからなる同期整流器とした場合の回路例である。ＦＥＴは、オン抵抗（例えば０．０１Ω）が非常に小さいため、損失が非常に小さくなる。このため、ＦＥＴを整流素子とする同期整流器を用いた。また、図１６に示す直流変換装置は、励磁電流やリーケージインダクタンスを増やすことなくゼロ電圧スイッチ動作を行い、高効率としたことを特徴とする。
【００９２】
トランスＴａの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴａの２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ４のゲートに接続され、トランスＴａの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ３のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ２が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。
【００９３】
なお、図１６に示すその他の構成は、図１１に示す直流変換装置の構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００９４】
次に、このように構成された第４の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明する。第４の実施の形態に係る直流変換装置は、第３の実施の形態（図１１に相当）にスイッチＱ３，Ｑ４を追加したのみであるから、図１３乃至図１５に示すタイミングチャートと同じタイミングチャートとなる。
【００９５】
まず、時刻ｔ_１（時刻ｔ_１１〜ｔ_１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｃにも電圧が発生する。このとき、２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの●有り側が＋で●無し側が−）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｃ→Ｃ４→Ｑ４→５ｃで電流ｎ３ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１´に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００９６】
次に、時刻ｔ_２（時刻ｔ_２１〜ｔ_２２に対応）において、スイッチＱ１をオフさせると、リアクトルＬ３及び可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣ１が充電される。このとき、リアクトルＬ３のインダクタンスと可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが急激に上昇する。
【００９７】
そして、コンデンサＣ１の電位がコンデンサＣ３の電位と同電位となったとき、即ち、時刻ｔ_２３において、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出により、ダイオードＤ４が導通して、ダイオード電流Ｄ４ｉ（図１３に示す。）が流れてコンデンサＣ３が充電されていく。また、このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。また、可飽和リアクトルＳＬ１のエネルギーの放出と同時に、リアクトルＬ３からのエネルギーがコンデンサＣ３に供給され、コンデンサＣ３が充電されていく。
【００９８】
次に、コンデンサＣ３への充電が完了し、コンデンサＣ３へ蓄えられた電荷は、スイッチＱ２を介して１次側、即ち、可飽和リアクトルＳＬ１及び１次巻線５ａに帰還される。このとき、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、３次巻線５ｃの●有り側が−で●無し側が＋となる。また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両巻線５ｂ，５ｃ間の電圧の和はゼロとなる。また、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。このため、３次巻線５ｃのリーケージインダクタＬｇにより、５ｂ→５ｃ→ＲＬ→Ｑ３→５ｂで電流ｎ３ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサＣ４のリップル電流を軽減させることができる。
【００９９】
また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは、巻数が同じで極性が逆であることから、両巻線５ｂ，５ｃの起磁力は打ち消されてゼロとなる。即ち、直流励磁分がキャンセルされる。
【０１００】
従って、１次側から見た２次側のインピーダンスは高くなり、時刻ｔ_３（時刻ｔ_１と同様）において、スイッチＱ２がオフした場合には、スイッチＱ２の電流は、ほとんどコンデンサＣ１を放電する。このため、時刻ｔ_１２において、スイッチＱ１の電位は降下してゼロとなり、ダイオードＤ３が導通する。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成することができる。
【０１０１】
このように第４の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果と第２の実施の効果と第３の実施の形態の効果とが得られる。また、スイッチＱ１をオンする直前にスイッチＱ２がオン状態の時、可飽和リアクトルＳＬ１が飽和すると、１次巻線５ａのインピーダンスが低くなり、１次巻線５ａの電流を増大させることができる。これにより、スイッチＱ２をオフした時にコンデンサＣ１の電荷を急峻に放電することができ、スイッチＱ１，スイッチＱ２のデットタイム（両方オフの時間）を短く、又はコンデンサＣ１の容量が大きくても、ゼロ電圧スイッチが可能となる。
【０１０２】
また、スイッチＱ２の電流を増加させてからスイッチＱ２をオフさせるので、逆起電力が大きく、スイッチＱ１の電圧を容易にゼロ電圧まで下げることができる。従って、トランスＴａの励磁電流やリーケージインダクタを増やすことなくスイッチＱ１をゼロ電圧スイッチでき、これによって高効率な直流変換装置を提供することができる。
【０１０３】
（第５の実施の形態）
次に第５の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第１乃至第４の実施の形態に係る直流変換装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【０１０４】
一方、ＳＩＴ（static induction transistor、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【０１０５】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【０１０６】
そこで、第５の実施の形態に係る直流変換装置は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の構成を有すると共に、スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【０１０７】
図１７は第５の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図１７に示す直流変換装置は、図６に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例の構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１と他方の出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図６に示す直流電源Ｖｄｃ１に対応する。
【０１０８】
全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１には、トランスＴの１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続され、スイッチＱ１ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。なお、スイッチＱ１ｎ以外のスイッチＱ２は、ノーマリオフタイプのスイッチである。
【０１０９】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【０１１０】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ２とダイオードＤ５とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ６の両端電圧をスイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、入力平滑コンデンサＣ５に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【０１１１】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ６から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオンする。
【０１１２】
制御回路１１は、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【０１１３】
また、トランスＴに設けられた補助巻線５ｄ（巻数ｎ４）の一端は、スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ７の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、ダイオードＤ７のアノードはコンデンサＣ７の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｄとダイオードＤ７とコンデンサＣ７とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給する。
【０１１４】
次にこのように構成された第５の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１７乃至図１９を参照しながら説明する。
【０１１５】
なお、図１９において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ５電圧は、入力平滑コンデンサＣ５の電圧を示し、Ｃ６電圧は、コンデンサＣ６の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ４の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【０１１６】
まず、時刻ｔ_０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ５を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に全て印加される（図１８中の▲１▼）。
【０１１７】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６に蓄えられる。

ここで、コンデンサＣ６の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ６の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ６の電圧は、図１９に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ６の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
【０１１８】
そして、コンデンサＣ６の電圧が、スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１９の時刻ｔ_１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。

このため、スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
【０１１９】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ５は、充電されて（図１８中の▲４▼）、入力平滑コンデンサＣ５の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了する。
【０１２０】
次に、時刻ｔ_２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１８中の▲５▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１からトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図１８中の▲６▼）、トランスＴの１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。このとき、２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
【０１２１】
また、トランスＴの１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給される（図１８中の▲７▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【０１２２】
次に、時刻ｔ_３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ_３にスイッチＱ１ｎがオフして、１次巻線５ａに発生した逆起電力により、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れ、負荷ＲＬに出力電圧が発生する。また、時刻ｔ_３に可飽和リアクトルＳＬ１のインダクタンスと共振用コンデンサＣ１による共振を起こし、スイッチＱ１ｎの電圧は上昇していき、スイッチＱ２の電圧は下降していく。
【０１２３】
また、時刻ｔ_３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１８中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【０１２４】
なお、時刻ｔ_３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ_０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ５・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ及びスイッチＱ２は、図６に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１及びＱ２の動作、即ち、図２、図３に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【０１２５】
このように第５の実施の形態に係る直流変換装置によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ５が充電された後、スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な直流変換装置を提供することができる。
【０１２６】
なお、本発明は上述した第１乃至第５の実施の形態に係る直流変換装置に限定されるものではない。第５の実施の形態の装置では、第１の実施の形態の装置にノーマリオン回路を追加した例を説明したが、ノーマリオン回路は、例えば、第２の実施の形態の装置、第３の実施の形態の装置、第４の実施の形態の装置に追加しても良い。
【０１２７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、共振作用により電圧の立ち上り、立下がりも緩やかとなり、低ノイズ、高効率な直流変換装置を提供することができる。
【０１２８】
また、トランスのコアの磁束利用率が向上し、トランスの２次側回路の平滑コンデンサのリップル電流も軽減できるため、装置を小型化することができる。また、トランスの２次側出力電圧が矩形波となるため、同期整流が有利であり、低電圧出力に対して高効率化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図２】第１の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図４】第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図５】第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた可飽和リアクトルの電流のタイミングチャートである。
【図６】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第１実施例を示す回路構成図である。
【図７】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第２実施例を示す回路構成図である。
【図８】第１の実施の形態に係る直流変換装置の第３実施例を示す回路構成図である。
【図９】第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１０】第２の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１１】第３の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１２】第３の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。
【図１３】第３の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１４】第３の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図１５】第３の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図１６】第４の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１７】第５の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図１８】第５の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明するための図である。
【図１９】第５の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図２０】従来の直流変換装置を示す回路構成図である。
【図２１】従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図２２】従来の直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図２３】従来の直流変換装置に設けられたトランスの励磁電流のタイミングチャートである。
【符号の説明】
Ｖｄｃ１直流電源
Ｖａｃ１交流電源
Ｉｄｃ１電力供給源
Ｂ１全波整流回路
１０，１１，１００制御回路
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ１ｎスイッチ
ＲＬ負荷
Ｒ１，Ｒ２抵抗
ＳＬ１可飽和リアクトル
Ｃ１共振用コンデンサ
Ｃ３スナバコンデンサ
Ｃ２，Ｃ４〜Ｃ７コンデンサ
Ｓ１スイッチ
Ｔ，Ｔａトランス
５ａ１次巻線（ｎ１）
５ｂ２次巻線（ｎ２）
５ｃ３次巻線（ｎ３）
５ｄ補助巻線（ｎ４）
１２起動電源部
１３通常動作電源部
Ｄ１〜Ｄ７ダイオード[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a DC converter having high efficiency, small size, and low noise.
[0002]
[Prior art]
FIG. 20 shows a circuit configuration diagram of this type of conventional DC converter (Non-Patent Document 1, Non-Patent Document 2). In the DC converter shown in FIG. 20, a main switch Q1 including a MOSFET (hereinafter referred to as an FET) is connected to a DC power source Vdc1 via a primary winding 5a (number of turns n1) of a transformer T, and the primary winding. A parallel circuit composed of a resistor R2 and a snubber capacitor C2 and a diode D3 connected in series to the parallel circuit are connected to both ends of the line 5a. The main switch Q1 is turned on / off by PWM control of the control circuit 100.
[0003]
Further, the primary winding 5a of the transformer T and the secondary winding 5b of the transformer T are wound so as to generate a common-mode voltage, and the secondary winding 5b (number of turns n2) of the transformer T is A rectifying / smoothing circuit comprising diodes D1, D2, a reactor L1, and a capacitor C4 is connected. This rectifying / smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage induced in the secondary winding 5b of the transformer T (pulse voltage subjected to on / off control) and outputs a DC output to the load RL.
[0004]
The control circuit 100 includes an operational amplifier and a photocoupler (not shown). The operational amplifier compares the output voltage of the load RL with a reference voltage, and when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the main switch Control is performed so as to narrow the ON width of the pulse applied to Q1. That is, when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by narrowing the ON width of the pulse of the main switch Q1.
[0005]
Next, the operation of the DC converter configured as described above will be described with reference to the timing chart shown in FIG. FIG. 21 shows a voltage Q1v between both ends of the main switch Q1, a current Q1i flowing through the main switch Q1, and a Q1 control signal for controlling on / off of the main switch Q1.
[0006]
First, time t₃₁The main switch Q1 is turned on by the Q1 control signal, and the current Q1i flows from the DC power supply Vdc1 to the main switch Q1 through the primary winding 5a of the transformer T. This current is the time t₃₂It increases linearly over time. Also, the current n1i flowing through the primary winding 5a is similar to the current Q1i at time t1.₃₂It increases linearly over time.
[0007]
Note that time t₃₁To time t₃₂Then, since the primary switch Q1 side of the primary winding 5a is in the negative side, and the primary winding 5a and the secondary winding 5b are in phase, the anode side of the diode D1 is in the positive side. → D1 → L1 → C4 → 5b and the current flows.
[0008]
Next, time t₃₂The main switch Q1 is changed from the on state to the off state by the Q1 control signal. At this time, the excitation energy of the leakage inductor Lg (inductance not coupled to the secondary winding 5b) among the excitation energy induced in the primary winding 5a of the transformer T is not transmitted to the secondary winding 5b. And stored in the snubber capacitor C2 through the diode D3.
[0009]
Also, time t₃₂~ Time t₃₃Then, since the main switch Q1 is OFF, the current Q1i and the current n1i flowing through the primary winding 5a are zero. Note that time t₃₂To time t₃₃Then, a current flows in L1-> C4-> D2-> L1, and power is supplied to the load RL.
[0010]
According to such a DC converter, the snubber circuit (C2, R2) is inserted to moderate the temporal change in the voltage of the main switch Q1, thereby reducing the switching noise and the leakage inductor of the transformer T. The surge voltage to the main switch Q1 due to Lg can be suppressed.
[0011]
[Non-Patent Document 1]
Kosuke Harada “Switching Power Supply Handbook” published by Nikkan Kogyo Shimbun, Chapter 2 Basic Circuits and Design Exercises for Switching Power Supplies p. 27 Figure 2.2
[0012]
[Non-Patent Document 2]
SHIMIZUO, “High-Speed Switching Regulator”, Soken Publishing Co., Ltd. 2.2.1 Separate Excitation Converter p30 Figure 2.5
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the DC converter shown in FIG. 20, the charge charged in the snubber capacitor C2 is consumed by the resistor R2, so that the loss increases. Since this loss is proportional to the capacitor capacity and the conversion frequency, if the capacitor capacity is increased for the purpose of suppressing switching noise or the conversion frequency is increased for the purpose of miniaturization, the loss increases and efficiency increases. There was a drawback of lowering.
[0014]
Further, as shown in FIG. 23, the transformer excitation current flowing through the primary winding 5a of the transformer T increases linearly when the main switch Q1 is on, and is linear when the main switch Q1 is off. Decreases to zero. That is, as shown in FIG. 22, since the magnetic flux of the transformer T is used only in the first quadrant of the BH curve, the utilization factor of the core of the transformer T is low, and the transformer T is enlarged. In addition, when a low output voltage, the flyback voltage waveform of the transformer T is not a rectangular wave, and when a synchronous rectification circuit is used, the conduction angle at the time of return decreases, the rectification efficiency is poor, It was.
[0015]
It is an object of the present invention to provide a DC converter that enables downsizing of a transformer and zero voltage switching of a switch, and can be reduced in size, efficiency, and noise.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention has the following configuration.Claim1According to the present invention, there is provided a first series circuit connected to both ends of a DC power source, wherein a primary winding of a transformer and a first switch are connected in series, and both ends of the first switch or both ends of the primary winding. A second series circuit connected in series with a second switch and a snubber capacitor; a saturable reactor connected in parallel with the primary winding of the transformer; and storing power when the first switch is on. A power supply source for supplying the power to the snubber capacitor when the first switch is off, and one end of the secondary winding of the transformer is connected in series and a control terminal is connected to the other end of the secondary winding A rectifier circuit having a third switch and a fourth switch connected in parallel to a series circuit of the third switch and the secondary winding and having a control terminal connected to one end of the secondary winding; In parallel with the 4th switch A smoothing circuit connected via a reactor; and a control circuit for alternately turning on / off the first switch and the second switch and turning off the second switch when the current of the second switch increases. It is characterized by having.
[0018]
  Claim2According to the present invention, there is provided a first series circuit in which a primary winding wound around a transformer core and a first switch are connected in series, connected to both ends of a DC power supply, and both ends of the first switch or the 1 A second series circuit in which a second switch and a snubber capacitor are connected in series, connected to both ends of the secondary winding; a saturable reactor connected in parallel to the primary winding of the transformer; and the first switch Stores the power when the first switch is on, and supplies the power to the snubber capacitor when the first switch is off, and the transformer secondary wound around the core and tightly coupled to the primary winding A winding, a tertiary winding of the transformer wound loosely coupled to the primary winding on the core, a first rectifier element connected in series to the secondary winding, and the first rectification Connected in parallel to the series circuit of the element and the secondary winding. A rectifier circuit having a second rectifier element, a smoothing circuit connected in parallel to the second rectifier element via the tertiary winding, and the first switch and the second switch are alternately turned on / off. And a control circuit for turning off the second switch when the current of the second switch increases.
[0019]
  Claim3According to the present invention, there is provided a first series circuit in which a primary winding wound around a transformer core and a first switch are connected in series, connected to both ends of a DC power supply, and both ends of the first switch or the 1 A second series circuit in which a second switch and a snubber capacitor are connected in series, connected to both ends of the secondary winding; a saturable reactor connected in parallel to the primary winding of the transformer; and the first switch Stores the power when the first switch is on, and supplies the power to the snubber capacitor when the first switch is off, and the transformer secondary wound around the core and tightly coupled to the primary winding A winding, a tertiary winding of the transformer wound loosely coupled to the primary winding on the core, and one end of the secondary winding of the transformer are connected in series and a control terminal is the 2 A third switch connected to the other end of the next winding and A rectifier circuit having a fourth switch connected in parallel to a series circuit of the third switch and the secondary winding and having a control terminal connected to one end of the secondary winding, and in parallel to the fourth switch Control for turning on / off alternately the smoothing circuit connected via the tertiary winding, the first switch, and the second switch, and turning off the second switch when the current of the second switch increases. And a circuit.
[0020]
  Claim4In the invention, the saturable reactor uses a saturation characteristic of the core of the transformer.
[0021]
  Claim5In the invention, the power supply source is connected to one end of the DC power source and a connection point of the first switch and the second switch, and a third series circuit in which a second reactor and a diode are connected in series. It is characterized by becoming.
[0022]
  Claim6In the invention, the power supply source includes a third reactor connected in series to the primary winding of the transformer.
[0023]
  Claim7In the invention, the third reactor includes a leakage inductor of the transformer.
[0024]
  Claim8The present invention is characterized in that a portion having a small cross-sectional area is provided in a part of the magnetic path of the core of the transformer.
[0025]
  Claim9In the invention, the number of turns of the secondary winding is the same as the number of turns of the tertiary winding, and the secondary winding is wound in a reverse phase with respect to the primary winding. The winding is wound in the same phase as the primary winding.
[0026]
  Claim 10In the invention, when the control circuit turns on the first switch, the voltage of the first switch resonates between the resonance capacitor connected in parallel with the first switch and the saturation inductance of the saturable reactor. The first switch is turned on during a predetermined period from when the voltage becomes zero.
[0027]
  Claim 11In the invention, the DC power source includes an AC power source and an input rectifier circuit that is connected to the AC power source and rectifies an AC voltage, and is provided between one output end and the other output end of the input rectifier circuit. A series circuit in which an input smoothing capacitor and an inrush current limiting resistor for reducing an inrush current of the input smoothing capacitor when the AC power supply is turned on are connected in series; and the first switch includes the first switch, The control circuit comprises a normally-on type switch connected to one output terminal of the input rectifier circuit via the primary winding of the transformer, and the control circuit is connected to the inrush current limiting resistor when the AC power supply is turned on. The first switch is turned off by the generated voltage, and after the input smoothing capacitor is charged, a switching operation for turning on / off the first switch is started. To.
[0028]
  Claim 12In the invention, the transformer further includes an auxiliary winding, and has a normal operation power supply unit that supplies a voltage generated in the auxiliary winding of the transformer to the control circuit.
[0029]
  Claim 13The present invention has a semiconductor switch connected in parallel to the inrush current limiting resistor, and the control circuit turns on the semiconductor switch after starting the switching operation of the first switch. .
[0030]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of a DC converter according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0031]
(First embodiment)
The DC converter according to the first embodiment supplies power directly to the load via the secondary winding of the transformer when the main switch is turned on, and the primary winding of the transformer when the main switch is turned off. The stored excitation energy is stored in the snubber capacitor, and the auxiliary switch is turned on to use the first and third quadrants of the BH curve of the transformer core and to compensate for the lack of excitation energy from the power supply source. By setting the starting point of the BH curve at the lower end of the third quadrant and connecting a saturable reactor in parallel to the primary winding of the transformer, it is saturable at the end of the on-period of the auxiliary switch. By saturating the reactor and increasing the current, the reverse voltage is rapidly generated when the auxiliary switch is turned off, and the main switch is operated as a zero voltage switch.
[0032]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the DC converter according to the first embodiment. In the DC converter shown in FIG. 1, a series circuit of a primary winding 5a (number of turns n1) of a transformer T and a switch Q1 (main switch) made of an FET is connected to both ends of a DC power supply Vdc1. A diode D3 and a resonance capacitor C1 are connected in parallel to both ends of the switch Q1.
[0033]
One end of a switch Q2 (auxiliary switch) made of FET is connected to a connection point between one end of the primary winding 5a of the transformer T and one end of the switch Q1, and the other end of the switch Q2 is connected to a DC power source via a snubber capacitor C3. It is connected to the positive electrode of Vdc1. Note that the other end of the switch Q2 may be connected to the negative electrode of the DC power supply Vdc1 via the snubber capacitor C3.
[0034]
Connected to both ends of the snubber capacitor C3 is a power supply source Idc1, which is a current source that stores power when the switch Q1 is on and supplies power stored when the switch Q1 is off to the snubber capacitor C3.
[0035]
A diode D4 is connected in parallel to both ends of the switch Q2. The switches Q1, Q2 both have a period (dead time) in which they are turned off, and are alternately turned on / off by PWM control of the control circuit 10.
[0036]
A saturable reactor SL1 is connected to both ends of the primary winding 5a of the transformer T. The saturable reactor SL1 uses the saturation characteristic of the core of the transformer T. Since the AC currents having the same magnitude flow through the saturable reactor SL1, the magnetic flux increases and decreases equally in the first quadrant and the third quadrant around zero on the BH curve shown in FIG.
[0037]
However, since there is a loss in the circuit, the magnetic flux is not completely symmetric and is mainly in the first quadrant. Further, since it is necessary to discharge the capacitor C1 in a short time and make the voltage zero, the exciting inductance of the saturable reactor SL1 or the transformer T is lowered to increase the exciting current.
[0038]
Further, as shown in FIG. 4, the magnetic flux B with respect to a constant positive magnetic field H (precisely, B is the magnetic flux density, the magnetic flux φ = B · S, and S is the cross-sectional area of the core. = 1 and φ = B.) Is saturated at Bm, and the magnetic flux B is saturated at −Bm with respect to a constant negative magnetic field H. The magnetic field H is generated in proportion to the magnitude of the current i. In the saturable reactor SL1, the magnetic flux B moves on the BH curve from Ba → Bb → Bc → Bd → Be → Bf → Bg, and the operating range of the magnetic flux is wide. Ba-Bb and Bf-Bg on the BH curve are saturated.
[0039]
The core of the transformer T is wound with a primary winding 5a and a secondary winding 5b (number of turns n2) in phase with the winding, and one end of the secondary winding 5b is a diode D1 The connection point between the diode D1 and one end of the reactor L1 and the other end of the secondary winding 5b are connected to the diode D2 (corresponding to the second rectifier element of the present invention). The diode D1 and the diode D2 constitute a rectifier circuit. The other end of the reactor L1 and the other end of the secondary winding 5b are connected to a capacitor C4 (corresponding to the smoothing circuit of the present invention). The capacitor C4 smoothes the voltage of the reactor L1 and outputs a direct current output to the load RL.
[0040]
The control circuit 10 alternately performs on / off control of the switch Q1 and the switch Q2, and when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the ON width of the pulse applied to the switch Q1 is narrowed. Control is performed so as to widen the ON width of the pulse applied to Q2. That is, when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by narrowing the ON width of the pulse of the switch Q1.
[0041]
Further, the control circuit 10 turns off the switch Q2 at the time when the current Q2i of the switch Q2 increases, and then turns on the switch Q1. When the switch Q1 is turned on, the control circuit 10 is predetermined when the voltage of the switch Q1 becomes zero voltage due to resonance between the resonance capacitor C1 connected in parallel with the switch Q1 and the saturation inductance of the saturable reactor SL1. The switch Q1 is turned on during the period.
[0042]
Next, the operation of the DC converter according to the first embodiment configured as described above will be described with reference to the timing charts shown in FIGS. FIG. 2 is a timing chart of signals in each part of the DC converter according to the first embodiment. FIG. 3 is a timing chart showing details of signals in the respective portions when the switch Q1 of the DC converter according to the first embodiment is turned on. FIG. 4 is a diagram illustrating the BH characteristics of the transformer provided in the DC converter according to the first embodiment. FIG. 5 is a timing chart of the current of the saturable reactor provided in the DC converter according to the first embodiment.
[0043]
2 and 3, the voltage Q1v across the switch Q1, the current Q1i flowing through the switch Q1, the voltage Q2v across the switch Q2, the current Q2i flowing through the switch Q2, the current Idc1i flowing through the power supply source Idc1, A current SL1i flowing through the saturable reactor SL1 is shown.
[0044]
First, time t₁(Time t₁₁~ T₁₂When the switch Q1 is turned on, a current flows in the order of Vdc1 → 5a → Q1 → Vdc1. At this time, a voltage is also generated in the secondary winding 5b of the transformer T, and a current flows in the order of 5b → D1 → L1 → C4 → 5b. When the switch Q1 is turned on, the current SL1i also flows through the saturable reactor SL1, and energy is stored in the inductor of the saturable reactor SL1.
[0045]
As shown in FIG. 5, the current SL1i is₁Current value a (negative value), time t₁b, current value b (negative value), time t₁₃Current value c (zero) at time t₂The current value d (positive value) changes. On the BH curve shown in FIG. 4, the magnetic flux changes from Ba → Bb → Bc → Bd. Note that Ba to Bg shown in FIG. 4 correspond to a to g shown in FIG.
[0046]
Next, time t₂When the switch Q1 is turned off, the capacitor C1 is charged by the energy stored in the saturable reactor SL1. At this time, voltage resonance is formed by the inductance of the saturable reactor SL1 and the capacitor C1, and the voltage Q1v of the switch Q1 rises rapidly. Further, a current flows in the order of L1 → C4 → D2 → L1, and the current is supplied to the load RL through the capacitor C4.
[0047]
Then, when the potential of the capacitor C1 becomes the same as the potential of the capacitor C3, the diode D4 conducts due to the release of the energy of the saturable reactor SL1, the diode current flows, and the capacitor C3 is charged. At this time, when the switch Q2 is turned on, the switch Q2 becomes a zero voltage switch. Note that the current SL1i is equal to the time t₂To time t₂₀, The current value d (positive value) changes to the current value e (zero). On the BH curve shown in FIG. 4, the magnetic flux changes from Bd to Be.
[0048]
Simultaneously with the release of the energy of the saturable reactor SL1, the energy from the power supply source Idc1 is supplied to the capacitor C3, and the capacitor C3 is charged. That is, the energy from the power supply source Idc1 and the energy from the saturable reactor SL1 are added to the capacitor C3. When the release of energy from saturable reactor SL1 and the release of energy from power supply source Idc1 are completed, charging of capacitor C3 is stopped.
[0049]
Next, time t₂₀~ Time t₃, The energy stored in the capacitor C3 flows from C3 → Q2 → SL1 → C3, and resets the magnetic flux of the saturable reactor SLl. Similarly, the magnetic flux of the transformer T connected in parallel to the saturable reactor SLl changes.
[0050]
In this case, the time t₂₀~ Time t₃Since the energy stored in the capacitor C3 is fed back to the saturable reactor SL1, the current SL1i flowing through the saturable reactor SL1 becomes a negative value as shown in FIG. That is, the current SL1i is the time t₂₀~ Time t_2aIn, the current value e (zero) changes to the current value f (negative value). On the BH curve shown in FIG. 4, the magnetic flux changes from Be to Bf. Note that time t₂To time t₂₀Area S and time t₂₀~ Time t_2aIs equal to the area S. This area S corresponds to the energy of the saturable reactor SL1 stored in the capacitor C3.
[0051]
Next, the current SL1i is the time t_2a~ Time t₃In, the current value f (negative value) changes to the current value g (negative value). On the BH curve shown in FIG. 4, the magnetic flux changes from Bf to Bg. Time t_2a~ Time t₃The area at is equivalent to the energy of the power supply source Idc1 stored in the capacitor C3.
[0052]
That is, since the energy stored in the capacitor C3 is the sum of the energy of the saturable reactor SL1 and the energy of the power supply source Idc1, the current SL1i is equal to the energy supplied from the power supply source Idc1 at the time of reset. Therefore, the magnetic flux moves to the third quadrant, reaches the saturation region (Bf−Bg), the current SL1i increases, and the time t₃(Time t₁The same). The current SL1i increases just before the end of the ON period of the switch Q2, and is a current when the saturable reactor SL1 is saturated.
[0053]
This time t₃In addition, the current Q2i of the switch Q2 is also maximized. By turning off the switch Q2 at this time, the discharge of the capacitor C1 becomes steep and becomes zero in a short time. At this time, the switch Q1 can be a zero voltage switch by turning on the switch Q1.
[0054]
(First embodiment)
FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing a first example of the direct-current converter according to the first embodiment. In the first embodiment shown in FIG. 6, the power supply source Idc1 is configured by a series circuit of a reactor L2 and a diode D6.
[0055]
According to the first embodiment, when the switch Q1 is turned on, energy is stored in the reactor L2, and when the switch Q1 is turned off, the energy stored in the reactor L2 is supplied to the capacitor C3 to charge the capacitor C3. Note that the power supply source Idc1 shown in FIG. 6 is suitable for light loads.
[0056]
(Second embodiment)
FIG. 7 is a circuit configuration diagram showing a second example of the direct-current converter according to the first embodiment. In the second embodiment shown in FIG. 7, the power supply source Idc1 is constituted by a reactor L3 connected in series to the primary winding 5a of the transformer T.
[0057]
According to the second embodiment, when the switch Q1 is turned on, a current flows through the reactor L3, and energy is stored in the reactor L3. When the switch Q1 is turned off, this energy is released by L3 → 5a (SL1) → D4 → C3 → L3, and a part of the energy is supplied to the load RL via the secondary winding 5b of the transformer T. At the same time, the capacitor C3 is charged. Note that the power supply source Idc1 shown in FIG. 7 is suitable for heavy loads.
[0058]
(Third embodiment)
FIG. 8 is a circuit configuration diagram showing a third example of the DC converter according to the first embodiment. In the third embodiment shown in FIG. 8, the reactor L2 that is the power supply source Idc1 and the diode D6 shown in FIG. 6 are combined with the reactor L3 that is the power supply source Idc1 shown in FIG. It is possible to cope with time and heavy load.
[0059]
The reactor L3 can be replaced by a leakage inductor of the transformer T. In addition, the saturable reactor SL1 can also be replaced with an exciting inductance of the transformer T by using a core having good saturation characteristics for the transformer. In addition, this circuit can control the output voltage by setting the switching frequency to a fixed frequency and performing PWM control, and can easily cope with broadcast interference and the like.
[0060]
(Second Embodiment)
The DC converter according to the second embodiment employs a synchronous rectifier in the secondary circuit of the transformer, and since the output waveform of the transformer is a rectangular wave, the conduction ratio during synchronous rectification is increased. It is characterized by reducing the loss of the rectifier at the time of a low output voltage and improving the efficiency. FIG. 9 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the second embodiment.
[0061]
The DC converter shown in FIG. 9 is different from the second example of the DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 7 only in the configuration of the secondary side circuit of the transformer T. Since they have the same configuration, the same reference numerals are given to the same portions, and only the configuration of the secondary side circuit of the transformer T will be described.
[0062]
A switch Q3 made of FET and a switch Q4 made of FET are connected in series to both ends of the secondary winding 5b of the transformer T. One end (● side) of the secondary winding 5b of the transformer T is connected to the gate of the switch Q3, and the other end of the secondary winding 5b of the transformer T is connected to the gate of the switch Q4. A diode D1 is connected in parallel to the switch Q3, and a diode D2 is connected in parallel to the switch Q4. A synchronous rectifier circuit is constituted by these elements.
[0063]
In addition, a reactor L1 and a capacitor C4 are connected in series at both ends of the switch Q4 to constitute a smoothing circuit. This rectifying / smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage induced in the secondary winding 5b of the transformer T (pulse voltage subjected to on / off control) and outputs a DC output to the load RL.
[0064]
The control circuit 10 alternately performs on / off control of the switch Q1 and the switch Q2, and when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the ON width of the pulse applied to the switch Q1 is narrowed, and the switch Q2 Control is performed so as to widen the ON width of the applied pulse. That is, when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by narrowing the ON width of the pulse of the switch Q1.
[0065]
Next, the operation of the direct-current converter according to the second embodiment configured as described above will be described with reference to the timing chart shown in FIG. In FIG. 10, Q1v is the voltage across the switch Q1 (drain-source), Q1i is the current flowing through the switch Q1 (drain current), Q2v is the voltage across the switch Q2, Q2i is the current flowing through the switch Q2, and Q3i Is the current flowing through the switch Q3, Q4i is the current flowing through the switch Q4, SL1i is the current flowing through the saturable reactor SL1, V_TIndicates the voltage across the secondary winding 5b of the transformer T.
[0066]
First, the period T1 (time t in FIG.₀~ Time t₁, Time t in FIG.₂~ Time t₃), The switch Q1 is off and the switch Q2 is on. Therefore, a current flows through the switch Q2, and no current flows through the switch Q1. At this time, a counter electromotive force is generated in the primary winding 5a of the transformer T (the -side of the primary winding 5a is-and the -side is +), and the voltage is also applied to the secondary winding 5b due to the back electromotive force. (The secondary winding 5b has a minus side on the side of the secondary winding 5b and a minus side on the side of the secondary winding 5b). Therefore, a positive voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn it on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn it off. Then, current flows in the order of L1 → C4 → Q4 → L1, and the energy of the reactor L1 is supplied to the load RL.
[0067]
Next, the period T2 to the period T4 (time t in FIG.₁), The switch Q2 changes from the on state to the off state, and the switch Q1 changes from the off state to the on state. For this reason, resonance is caused by the inductance of the reactor L3, the saturation inductance of the saturable reactor SL1, and the capacitor C1. Due to this resonance, the voltage of the switch Q1 decreases and the voltage of the switch Q2 increases (period T2). Then, the switch Q1 is turned on when the voltage of the switch Q1 is near zero volts (period T3), and the current of the switch Q1 flows (period T4).
[0068]
Next, the period T5 (time t in FIG.₁~ Time t₂), The switch Q1 is on and the switch Q2 is off. At this time, a current flows from the DC power source Vdc1 to the switch Q1 via the primary winding 5a of the transformer T, and energy flows into the primary winding 5a (the primary winding 5a has a positive side and a negative side is negative). Is accumulated. Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (the positive side of the secondary winding 5b is positive and the negative side is negative). Therefore, a positive voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn it on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn it off. Then, a current flows through 5b → L1 → C4 → Q3 → 5b, and DC power is supplied to the load RL. When the switch Q1 is turned on, the current SL1i also flows through the saturable reactor SL1, and energy is stored in the inductor of the saturable reactor SL1.
[0069]
Next, the period T6 (time t in FIG.₂), The switch Q1 changes from the on state to the off state. In this period T6, resonance is caused by the inductance of the reactor L3, the inductance of the saturable reactor SL1, and the resonance capacitor C1, and the voltage of the switch Q1 rapidly increases due to this resonance.
[0070]
Next, the period T7 (time t in FIG.₂), The diode D4 is turned on after the switch Q1 is turned off, and a current flows through the diode D4. The energy of the saturable reactor SL1 and the energy of the reactor L3 are stored in the snubber capacitor C3 via the diode D4. Then, by turning on the switch Q2 during the on period of the diode D4, the switch Q2 becomes a zero voltage switch.
[0071]
As described above, according to the DC converter according to the second embodiment, the effects of the first embodiment can be obtained, and the synchronous rectifier is used in the secondary side circuit of the transformer T. Since the output waveform is a rectangular wave, the rectangular wave is applied to the gate of the synchronous rectifier element for almost the entire period, and no current flows through the diodes connected in parallel so that the current can be rectified without loss. For this reason, it is effective when the output voltage is as low as 5V or 3.3V.
[0072]
(Third embodiment)
The DC converter according to the third embodiment avoids DC excitation of the core by supplying power directly to the load via the secondary winding of the transformer when the main switch is turned on. The secondary current is made continuous by the leakage inductor of the winding to reduce the ripple current of the smoothing capacitor. For this reason, a new tertiary winding is provided on the secondary side to cancel the DC excitation due to the secondary side current during freewheeling operation, and to increase the impedance on the secondary side as seen from the primary side. The circuit is configured to perform a zero voltage switch operation by a circuit.
[0073]
FIG. 11 is a circuit configuration diagram of a DC converter according to the third embodiment. The DC converter shown in FIG. 11 differs from the second example of the DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 7 only in the configuration of the secondary side circuit of the transformer Ta, Since it is the same structure, the same code | symbol is attached | subjected to the same part. Here, only the configuration of the secondary side circuit of the transformer Ta will be described.
[0074]
A secondary winding 5b (number of turns n2) of the transformer Ta is wound around the core of the transformer Ta so as to be tightly coupled to the primary winding 5a, and the primary winding 5a is wound around the core of the transformer Ta. The tertiary winding 5c (number of turns n3) of the transformer Ta is wound. One end of the secondary winding 5b and one end of the tertiary winding 5c are connected to a diode D1 (corresponding to the first rectifying element of the present invention), and a connection point between the diode D1 and one end of the tertiary winding 5c is 2 The other end of the next winding 5b is connected to a diode D2 (corresponding to the second rectifier of the present invention), and the diode D1 and the diode D2 constitute a rectifier circuit. The other end of the tertiary winding 5c and the other end of the secondary winding 5b are connected to a capacitor C4 (corresponding to the smoothing circuit of the present invention). The capacitor C4 smoothes the voltage of the tertiary winding 5c and outputs a DC output to the load RL.
[0075]
The number of turns of the secondary winding 5b of the transformer Ta and the number of turns of the tertiary winding 5c of the transformer Ta are the same. The secondary winding 5b of the transformer Ta is wound in the opposite phase to the primary winding 5a of the transformer Ta, and the tertiary winding 5c of the transformer Ta is wound in the same phase as the primary winding 5a of the transformer Ta. It has been turned.
[0076]
The control circuit 10 alternately performs on / off control of the switch Q1 and the switch Q2, and when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the ON width of the pulse applied to the switch Q1 is narrowed. Control is performed so as to widen the ON width of the pulse applied to Q2. That is, when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by narrowing the ON width of the pulse of the switch Q1.
[0077]
In addition, when the control circuit 10 turns on the switch Q1, the voltage of the switch Q1 is zero due to resonance between the resonance capacitor C1 connected in parallel with the switch Q1, the inductance of the reactor L3, and the saturation inductance of the saturable reactor SL1. The switch Q1 is turned on during a predetermined period from when the voltage is reached.
[0078]
FIG. 12 is a structural diagram of a transformer provided in the DC converter according to the third embodiment. The transformer shown in FIG. 12 has a Japanese-shaped core 20, and the core portion 20 a of the core 20 is close to the primary winding 5 a and the primary winding 5 a in close proximity to the primary winding 5 a. A coupled secondary winding 5b and a tertiary winding 5c loosely coupled to the primary winding 5a are wound. In order to loosely couple the primary winding 5a and the tertiary winding 5c, a path core 20c for connecting the core portion 20a and the outer peripheral core is provided between the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c. Is formed. Further, since the leakage magnetic flux is increased by the pass core 20c, the leakage inductor Lg of the tertiary winding 5c can be increased.
[0079]
Also, two recesses 20b are formed on the outer peripheral core and at positions facing the portion between the primary winding 5a and the secondary winding 5b. Due to the recess 20b, the cross-sectional area of a part of the magnetic path of the outer peripheral core becomes narrower than the other part, and only that part is saturated. The core loss when this saturated primary winding 5a is also used as the saturable reactor SL1 can be reduced.
[0080]
In the DC converter according to the first embodiment and the DC converter according to the second embodiment, the tertiary winding 5c and the path core 20c are not provided for the transformer as shown in FIG. A transformer provided with the primary winding 5a, the secondary winding 5b, and the recess 20b may be used.
[0081]
Next, the operation of the DC converter according to the third embodiment configured as described above will be described with reference to timing charts shown in FIGS. FIG. 13 is a signal timing chart in each part of the DC converter according to the third embodiment. FIG. 14 is a timing chart showing details of signals in the respective portions when the switch Q1 of the DC converter according to the third embodiment is turned on. FIG. 15 is a timing chart showing details of signals in the respective portions when the switch Q1 of the DC converter according to the third embodiment is turned off.
[0082]
13 to 15, the voltage Q1v across the switch Q1, the current Q1i flowing through the switch Q1, the voltage Q2v across the switch Q2, the current Q2i flowing through the switch Q2, the current D4i flowing through the diode D4, and the transformer Ta The current n3i flowing through the tertiary winding 5c is shown.
[0083]
First, time t₁(Time t₁₁~ T₁₂When the switch Q1 is turned on, a current Q1i (corresponding to the current I1 flowing through the primary winding 5a) flows through Vdc1 → 5a → Q1 → Vdc1. At the same time, a voltage is generated in the tertiary winding 5c loosely coupled to the primary winding 5a, and a current n3i (corresponding to a current I1 ′ corresponding to the current I1) flows through 5c → C4 → D2 → 5c. Therefore, power is supplied to the load RL. The tertiary winding 5c is loosely coupled to the primary winding 5a and has a large leakage inductor Lg. At this time, I1 · n1 = I1 ′ · n3 is established according to the law of equal ampere turn, and the DC excitation is canceled.
[0084]
Next, time t₂(Time t₂₁~ T₂₂When the switch Q1 is turned off, the capacitor C1 is charged by the energy stored in the reactor L3 and the saturable reactor SL1. At this time, voltage resonance is formed by the inductance of the reactor L3, the inductance of the saturable reactor SL1, and the capacitor C1, and the voltage Q1v of the switch Q1 rapidly increases.
[0085]
When the potential of the capacitor C1 becomes equal to the potential of the capacitor C3, that is, at time t₂₃, The diode D4 conducts due to the release of the energy of the saturable reactor SL1, the diode current D4i (shown in FIG. 13) flows, and the capacitor C3 is charged. At this time, when the switch Q2 is turned on, the switch Q2 becomes a zero voltage switch. Simultaneously with the release of the energy of the saturable reactor SL1, the energy from the reactor L3 is supplied to the capacitor C3, and the capacitor C3 is charged.
[0086]
Next, the charging of the capacitor C3 is completed, and the electric charge stored in the capacitor C3 is fed back to the primary side, that is, the saturable reactor SL1 and the primary winding 5a via the switch Q2. At this time, since the ● present side of the primary winding 5a is − and the ● absent side is +, even on the secondary side, the ● present side of the secondary winding 5b is − and the ● absent side is +, so that the tertiary winding 5c ● The presence side is-, and the absence side is +. Further, since the same voltage (the same number of turns) is generated in the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c, the sum of the voltages between the

windings

5b and 5c becomes zero. For this reason, the current n3i continues to flow from 5b → D1 → 5c → RL → 5b by the leakage inductor Lg of the tertiary winding 5c. For this reason, current flows through the load RL regardless of whether the switch Q1 is on or off, and the ripple current of the capacitor C4 can be reduced.
[0087]
Further, since the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c have the same number of turns and opposite polarities, the magnetomotive forces of both the

windings

5b and 5c are canceled and become zero. That is, the DC excitation is canceled.
[0088]
Accordingly, the impedance on the secondary side viewed from the primary side becomes high, and the time t₃(Time t₁When the switch Q2 is turned off, almost the current of the switch Q2 discharges the capacitor C1. Therefore, time t₁₂, The potential of the switch Q1 drops to zero, and the diode D3 becomes conductive. At this time, a zero voltage switch can be achieved by turning on the switch Q1.
[0089]
As described above, according to the direct-current converter according to the third embodiment, the effect of the first embodiment can be obtained, and the tertiary winding 5c is provided on the secondary side of the transformer Ta. 5a and the tertiary winding 5c are loosely coupled, and the primary winding 5a and the secondary winding 5b are tightly coupled. When the switch Q1 is on, the DC excitation of the transformer Ta in the operating state is the primary winding. When the line 5a and the tertiary winding 5c are canceled by the same and opposite magnetomotive force, and the switch Q1 is turned off, the DC excitation of the transformer Ta in the operating state is the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c. Are canceled by the same and opposite magnetomotive force. For this reason, since the excitation inductance can be increased, the excitation current is small and the loss can be reduced. In addition, it is possible to provide a direct-current converter that can perform zero voltage switching and can be reduced in size, efficiency, and noise.
[0090]
Further, in the DC converter according to the third embodiment, since DC excitation is canceled, the DC excitation is substantially zero. Further, since the DC excitation is substantially zero, the core gap can be zero. Further, since the DC excitation is substantially zero, the operating range of the magnetic flux can be expanded. Thereby, a transformer can be reduced in size.
[0091]
(Fourth embodiment)
FIG. 16 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the fourth embodiment. The DC converter shown in FIG. 16 is a circuit example in the case where the secondary diode is a synchronous rectifier composed of an FET for low output voltage and large current applications. Since the on-resistance (for example, 0.01Ω) is very small, the loss is very small. For this reason, the synchronous rectifier which used FET as the rectifier was used. Further, the DC converter shown in FIG. 16 is characterized in that the zero voltage switching operation is performed without increasing the exciting current and the leakage inductance, thereby achieving high efficiency.
[0092]
A switch Q3 made of FET and a switch Q4 made of FET are connected in series to both ends of the secondary winding 5b of the transformer Ta. One end (● side) of the secondary winding 5b of the transformer Ta is connected to the gate of the switch Q4, and the other end of the secondary winding 5b of the transformer Ta is connected to the gate of the switch Q3. A diode D1 is connected in parallel to the switch Q3, and a diode D2 is connected in parallel to the switch Q4. A synchronous rectifier circuit is constituted by these elements.
[0093]
The other configuration shown in FIG. 16 is the same as the configuration of the DC converter shown in FIG. 11, and the same reference numerals are given to the same parts, and detailed description thereof is omitted.
[0094]
Next, the operation of the direct-current converter according to the fourth embodiment configured as described above will be described. The DC converter according to the fourth embodiment is the same as the timing charts shown in FIGS. 13 to 15 because only the switches Q3 and Q4 are added to the third embodiment (corresponding to FIG. 11). It becomes a chart.
[0095]
First, time t₁(Time t₁₁~ T₁₂When the switch Q1 is turned on, a current Q1i (corresponding to the current I1 flowing through the primary winding 5a) flows through Vdc1 → 5a → Q1 → Vdc1. At the same time, a voltage is generated in the tertiary winding 5c loosely coupled to the primary winding 5a. At this time, a voltage is also generated in the secondary winding 5b (the positive side of the secondary winding 5b is + and the negative side is-). Therefore, a positive voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn it on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn it off. Since the current n3i (corresponding to the current I1 ′ corresponding to the current I1) flows in the order of 5c → C4 → Q4 → 5c, power is supplied to the load RL.
[0096]
Next, time t₂(Time t₂₁~ T₂₂When the switch Q1 is turned off, the capacitor C1 is charged by the energy stored in the reactor L3 and the saturable reactor SL1. At this time, voltage resonance is formed by the inductance of the reactor L3, the inductance of the saturable reactor SL1, and the capacitor C1, and the voltage Q1v of the switch Q1 rapidly increases.
[0097]
When the potential of the capacitor C1 becomes equal to the potential of the capacitor C3, that is, at time t₂₃, The diode D4 conducts due to the release of the energy of the saturable reactor SL1, the diode current D4i (shown in FIG. 13) flows, and the capacitor C3 is charged. At this time, when the switch Q2 is turned on, the switch Q2 becomes a zero voltage switch. Simultaneously with the release of the energy of the saturable reactor SL1, the energy from the reactor L3 is supplied to the capacitor C3, and the capacitor C3 is charged.
[0098]
Next, the charging of the capacitor C3 is completed, and the electric charge stored in the capacitor C3 is fed back to the primary side, that is, the saturable reactor SL1 and the primary winding 5a via the switch Q2. At this time, since the ● present side of the primary winding 5a is − and the ● absent side is +, even on the secondary side, the ● present side of the secondary winding 5b is − and the ● absent side is +, so that the tertiary winding 5c ● The presence side is-, and the absence side is +. Further, since the same voltage (the same number of turns) is generated in the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c, the sum of the voltages between the

windings

5b and 5c becomes zero. Further, a positive voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn it on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn it off. Therefore, the leakage inductor Lg of the tertiary winding 5c causes 5b →5c→RL→Q3→ The current n3i continues to flow at 5b. For this reason, current flows through the load RL regardless of whether the switch Q1 is on or off, and the ripple current of the capacitor C4 can be reduced.
[0099]
Further, since the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c have the same number of turns and opposite polarities, the magnetomotive forces of both the

windings

5b and 5c are canceled and become zero. That is, the DC excitation is canceled.
[0100]
Accordingly, the impedance on the secondary side viewed from the primary side becomes high, and the time t₃(Time t₁When the switch Q2 is turned off, almost the current of the switch Q2 discharges the capacitor C1. Therefore, time t₁₂, The potential of the switch Q1 drops to zero, and the diode D3 becomes conductive. At this time, a zero voltage switch can be achieved by turning on the switch Q1.
[0101]
As described above, according to the direct-current converter according to the fourth embodiment, the effects of the first embodiment, the second embodiment, and the third embodiment can be obtained. Further, when the switch Q2 is turned on immediately before the switch Q1 is turned on, if the saturable reactor SL1 is saturated, the impedance of the primary winding 5a is lowered, and the current of the primary winding 5a can be increased. As a result, when the switch Q2 is turned off, the charge of the capacitor C1 can be discharged sharply, and even if the dead time (both off time) of the switch Q1 and the switch Q2 is shortened or the capacitance of the capacitor C1 is large, zero A voltage switch is possible.
[0102]
Further, since the switch Q2 is turned off after increasing the current of the switch Q2, the back electromotive force is large, and the voltage of the switch Q1 can be easily reduced to zero voltage. Accordingly, the switch Q1 can be zero-voltage switched without increasing the exciting current of the transformer Ta and the leakage inductor, and thus a highly efficient DC converter can be provided.
[0103]
(Fifth embodiment)
Next, a DC converter according to a fifth embodiment will be described. In the DC converters according to the first to fourth embodiments, normally-off type MOS FETs or the like are used as switches. This normally-off type switch is a switch that is turned off when the power is turned off.
[0104]
On the other hand, normally-on type switches such as SIT (static induction transistor) are switches that are turned on when the power is turned off. This normally-on type switch has a high switching speed, a low on-resistance, and is an ideal element when used in a power conversion device such as a switching power supply, and can be expected to reduce switching loss and achieve high efficiency.
[0105]
However, in the normally-on type switching element, when the power is turned on, the switch is in an on state, so that the switch is short-circuited. For this reason, normally-on type switches cannot be activated and cannot be used for anything other than special purposes.
[0106]
Therefore, the DC converter according to the fifth embodiment has the configuration of the first example of the DC converter according to the first embodiment, and uses a normally-on type switch for the switch Q1. When the AC power is on, the voltage caused by the voltage drop of the inrush current limiting resistor inserted to reduce the inrush current of the input smoothing capacitor is used for the reverse bias voltage of the normally-on type switch. It is characterized by the addition of a configuration that eliminates.
[0107]
FIG. 17 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the fifth embodiment. The DC converter shown in FIG. 17 has the configuration of the first example of the DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 6, and converts the AC voltage input from the AC power supply Vac1 into a full-wave rectifier circuit B1. The output voltage is converted into another DC voltage and output, and between one output terminal P1 and the other output terminal P2 of the full-wave rectification circuit B1, an input smoothing capacitor C5 is provided. And a series circuit composed of an inrush current limiting resistor R1. The AC power supply Vac1 and the full-wave rectifier circuit B1 correspond to the DC power supply Vdc1 shown in FIG.
[0108]
A normally-on type switch Q1n such as SIT is connected to one output terminal P1 of the full-wave rectifier circuit B1 via the primary winding 5a of the transformer T. The switch Q1n is turned on by PWM control of the control circuit 11 / Turn off. The switches Q2 other than the switch Q1n are normally-off type switches.
[0109]
A switch S1 is connected to both ends of the inrush current limiting resistor R1. The switch S1 is a semiconductor switch such as a normally-off type MOSFET or BJT (bipolar junction transistor), and is ON-controlled by a short circuit signal from the control circuit 11.
[0110]
A starting power supply unit 12 including a capacitor C6, a resistor R2, and a diode D5 is connected to both ends of the inrush current limiting resistor R1. This starting power supply unit 12 takes out the voltage generated at both ends of the inrush current limiting resistor R1 and outputs the voltage across the capacitor C6 to the control circuit 11 in order to use it as a reverse bias voltage to the gate of the switch Q1n. The charging voltage charged in the input smoothing capacitor C5 is supplied to the control circuit 11.
[0111]
When the AC power supply Vac1 is turned on, the control circuit 11 is activated by the voltage supplied from the capacitor C6, outputs a reverse bias voltage from the terminal b to the gate of the switch Q1n as a control signal, and turns off the switch Q1n. This control signal is composed of, for example, a pulse signal of −15V and 0V, the switch Q1n is turned off by a voltage of −15V, and the switch Q1n is turned on by a voltage of 0V.
[0112]
After the charging of the input smoothing capacitor C5 is completed, the control circuit 11 outputs a pulse signal of 0V and −15V as a control signal from the terminal b to the gate of the switch Q1n, and switches the switch Q1n. The control circuit 11 switches the switch Q1n and then outputs a short circuit signal to the gate of the switch S1 after a predetermined time has elapsed to turn on the switch S1.
[0113]
One end of the auxiliary winding 5d (number of turns n4) provided in the transformer T is connected to one end of the switch Q1n, one end of the capacitor C7, and the control circuit 11, and the other end of the auxiliary winding 5d is connected to the diode D7. Connected to the cathode, the anode of the diode D7 is connected to the other end of the capacitor C7 and the terminal c of the control circuit 11. The auxiliary winding 5d, the diode D7, and the capacitor C7 constitute a normal operation power supply unit 13. The normal operation power supply unit 13 transfers the voltage generated in the auxiliary winding 5d to the control circuit 11 via the diode D7 and the capacitor C7. Supply.
[0114]
Next, the operation of the DC converter according to the fifth embodiment configured as described above will be described with reference to FIGS.
[0115]
In FIG. 19, Vac1 indicates the AC voltage of the AC power supply Vac1, the input current indicates the current flowing through the AC power supply Vac1, the R1 voltage indicates the voltage generated in the inrush current limiting resistor R1, and the C5 voltage is , The voltage of the input smoothing capacitor C5, the voltage C6 indicates the voltage of the capacitor C6, the output voltage indicates the voltage of the capacitor C4, and the control signal is output from the terminal b of the control circuit 11 to the gate of the switch Q1n. Signal.
[0116]
First, time t₀When the AC power supply Vac1 is applied (turned on), the AC voltage of the AC power supply Vac1 is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit B1. At this time, the normally-on type switch Q1n is in the on state, and the switch S1 is in the off state. For this reason, all the voltages from the full-wave rectifier circuit B1 are applied to the inrush current limiting resistor R1 via the input smoothing capacitor C5 ((1) in FIG. 18).
[0117]
The voltage generated in the inrush current limiting resistor R1 is stored in the capacitor C6 via the diode D5 and the resistor R2.

Here, the terminal f side of the capacitor C6 has, for example, a zero potential, and the terminal g side of the capacitor C6 has, for example, a negative potential. For this reason, the voltage of the capacitor C6 is19As shown in FIG. 4, the voltage becomes a negative voltage (reverse bias voltage). The negative voltage of the capacitor C6 is supplied to the control circuit 11 via the terminal a.
[0118]
Then, when the voltage of the capacitor C6 becomes the threshold voltage THL of the switch Q1n (see FIG.19Time t₁), The control circuit 11 outputs a control signal of −15V from the terminal b to the gate of the switch Q1n.

For this reason, the switch Q1n is turned off.
[0119]
Then, the input smoothing capacitor C5 is charged by the voltage from the full-wave rectifier circuit B1 ((4) in FIG. 18), the voltage of the input smoothing capacitor C5 rises, and the input smoothing capacitor C5 is charged. Complete.
[0120]
Next, time t₂The control circuit 11 starts the switching operation. First, a control signal of 0V is output from the terminal b to the gate of the switch Q1n ((5) in FIG. 18). Therefore, since the switch Q1n is turned on, a current flows from one output terminal P1 of the full-wave rectifier circuit B1 to the switch Q1n via the primary winding 5a of the transformer T ((6) in FIG. ▼), energy is stored in the primary winding 5a of the transformer T. At this time, a voltage is also generated in the secondary winding 5b and a current flows in the order of 5b → D1 → L1 → C4 → 5b, so that power is supplied to the load RL.
[0121]
A voltage is also generated in the auxiliary winding 5d that is electromagnetically coupled to the primary winding 5a of the transformer T, and the generated voltage is supplied to the control circuit 11 via the diode D7 and the capacitor C7 (FIG. 18). (7) inside). For this reason, since the control circuit 11 can continue the operation, the switching operation of the switch Q1n can be continuously performed.
[0122]
Next, time t₃, A -15V control signal is output from the terminal b to the gate of the switch Q1n. Therefore, time t₃The switch Q1n is turned off at this time, and the back electromotive force generated in the primary winding 5a causes a current to flow in the order of L1, C4, D2, and L1, and an output voltage is generated in the load RL. Also, time t₃The resonance of the saturable reactor SL1 and the resonance capacitor C1 cause resonance, and the voltage of the switch Q1n increases and the voltage of the switch Q2 decreases.
[0123]
Also, time t₃When a short circuit signal is output from the control circuit 11 to the switch S1, the switch S1 is turned on ((8) in FIG. 18), and both ends of the inrush current limiting resistor R1 are short-circuited. For this reason, the loss of the inrush current limiting resistor R1 can be reduced.
[0124]
Note that time t₃When the AC power supply Vac1 is turned on (time t₀For example, a time that is about five times or more the time constant (τ = C5 · R1) between the input smoothing capacitor C5 and the inrush current limiting resistor R1. Thereafter, the switch Q1n repeats the switching operation by on / off. After the switch Q1n starts the switching operation, the switch Q1n and the switch Q2 are the operations of the switches Q1 and Q2 of the DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 6, that is, shown in FIGS. The operation is the same as the operation according to the timing chart.
[0125]
Thus, according to the DC converter according to the fifth embodiment, the effects of the first embodiment can be obtained, and the control circuit 11 can control the inrush current limiting resistor R1 when the AC power supply Vac1 is turned on. After the switch Q1n is turned off by the voltage generated at the time and the input smoothing capacitor C5 is charged, the switching operation for turning on / off the switch Q1n is started, so that there is no problem when the power is turned on. Therefore, a normally-on type semiconductor switch can be used, and a low-loss, that is, high-efficiency DC converter can be provided.
[0126]
Note that the present invention is not limited to the DC converters according to the first to fifth embodiments described above. In the device according to the fifth embodiment, the example in which the normally-on circuit is added to the device according to the first embodiment has been described. However, the normally-on circuit includes, for example, the device according to the second embodiment and the third device. You may add to the apparatus of embodiment, and the apparatus of 4th Embodiment.
[0127]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, zero voltage switching can be achieved, and the rise and fall of the voltage are moderated by the resonance action, and a low-noise and high-efficiency DC converter can be provided.
[0128]
Further, since the magnetic flux utilization factor of the transformer core is improved and the ripple current of the smoothing capacitor in the secondary circuit of the transformer can be reduced, the apparatus can be miniaturized. In addition, since the secondary output voltage of the transformer is a rectangular wave, synchronous rectification is advantageous, and high efficiency can be achieved for low voltage output.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to a first embodiment.
FIG. 2 is a signal timing chart in each part of the DC converter according to the first embodiment.
FIG. 3 is a timing chart showing details of signals at various parts when a switch Q1 of the DC converter according to the first embodiment is turned on.
FIG. 4 is a diagram showing a BH characteristic of a transformer provided in the DC converter according to the first embodiment.
FIG. 5 is a timing chart of a current of a saturable reactor provided in the DC converter according to the first embodiment.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing a first example of the direct-current converter according to the first embodiment;
FIG. 7 is a circuit configuration diagram showing a second example of the DC converter according to the first embodiment;
FIG. 8 is a circuit configuration diagram showing a third example of the DC converter according to the first embodiment;
FIG. 9 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to a second embodiment.
FIG. 10 is a signal timing chart in each part of the DC converter according to the second embodiment.
FIG. 11 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to a third embodiment.
FIG. 12 is a structural diagram of a transformer provided in the DC converter according to the third embodiment.
FIG. 13 is a timing chart of signals in each part of the DC converter according to the third embodiment.
FIG. 14 is a timing chart showing details of signals at various parts when a switch Q1 of the DC converter according to the third embodiment is turned on.
FIG. 15 is a timing chart showing details of signals in the respective portions when the switch Q1 of the DC converter according to the third embodiment is turned off.
FIG. 16 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to a fourth embodiment.
FIG. 17 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to a fifth embodiment.
FIG. 18 is a diagram for explaining the operation of the DC converter according to the fifth embodiment.
FIG. 19 is a signal timing chart in each part of the DC converter according to the fifth embodiment;
FIG. 20 is a circuit configuration diagram showing a conventional DC converter.
FIG. 21 is a signal timing chart in each part of the conventional DC converter.
FIG. 22 is a diagram showing BH characteristics of a transformer provided in a conventional DC converter.
FIG. 23 is a timing chart of the excitation current of the transformer provided in the conventional DC converter.
[Explanation of symbols]
Vdc1 DC power supply
Vac1 AC power supply
Idc1 power supply source
B1 Full-wave rectifier circuit
10, 11, 100 Control circuit
Q1-Q4, Q1n switch
RL load
R1, R2 resistance
SL1 Saturable reactor
C1 Capacitor for resonance
C3 snubber capacitor
C2, C4 to C7 capacitors
S1 switch
T, Ta transformer
5a Primary winding (n1)
5b Secondary winding (n2)
5c Tertiary winding (n3)
5d Auxiliary winding (n4)
12 Start-up power supply
13 Normal operation power supply
D1-D7 diode

Claims

A first series circuit connected to both ends of the DC power source, wherein the primary winding of the transformer and the first switch are connected in series;
A second series circuit connected to both ends of the first switch or both ends of the primary winding, wherein a second switch and a snubber capacitor are connected in series;
A saturable reactor connected in parallel to the primary winding of the transformer;
A power supply source that stores power when the first switch is on and supplies the power to the snubber capacitor when the first switch is off;
A third switch connected in series to one end of the secondary winding of the transformer and having a control terminal connected to the other end of the secondary winding, and in parallel to a series circuit of the third switch and the secondary winding. A rectifier circuit having a fourth switch connected to one end of the secondary winding, and having a control terminal connected to one end of the secondary winding ;
A smoothing circuit connected in parallel to the fourth switch via a first reactor;
A control circuit for alternately turning on and off the first switch and the second switch and turning off the second switch when a current of the second switch increases;
A DC converter characterized by comprising:

A first series circuit in which a primary winding and a first switch connected to both ends of a DC power source and wound around a core of a transformer are connected in series;
A second series circuit connected to both ends of the first switch or both ends of the primary winding, wherein a second switch and a snubber capacitor are connected in series;
A saturable reactor connected in parallel to the primary winding of the transformer;
A power supply source that stores power when the first switch is on and supplies the power to the snubber capacitor when the first switch is off;
A secondary winding of the transformer wound tightly coupled with the primary winding on the core, and a tertiary winding of the transformer wound loosely coupled with the primary winding on the core A rectifier circuit having a first rectifier element connected in series to the secondary winding and a second rectifier element connected in parallel to a series circuit of the first rectifier element and the secondary winding ;
A smoothing circuit connected in parallel to the second rectifier element via the tertiary winding ;
A control circuit for alternately turning on and off the first switch and the second switch and turning off the second switch when a current of the second switch increases;
A DC converter characterized by comprising:

A first series circuit in which a primary winding and a first switch connected to both ends of a DC power source and wound around a core of a transformer are connected in series;
A second series circuit connected to both ends of the first switch or both ends of the primary winding, wherein a second switch and a snubber capacitor are connected in series;
A saturable reactor connected in parallel to the primary winding of the transformer;
A power supply source that stores power when the first switch is on and supplies the power to the snubber capacitor when the first switch is off;
A secondary winding of the transformer wound tightly coupled with the primary winding on the core, and a tertiary winding of the transformer wound loosely coupled with the primary winding on the core A third switch connected in series to one end of the secondary winding of the transformer and having a control terminal connected to the other end of the secondary winding, and a series circuit of the third switch and the secondary winding A rectifier circuit having a fourth switch connected in parallel to each other and having a control terminal connected to one end of the secondary winding ;
A smoothing circuit connected in parallel to the fourth switch via the tertiary winding;
A control circuit for alternately turning on and off the first switch and the second switch and turning off the second switch when a current of the second switch increases;
A DC converter characterized by comprising:

The DC converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the saturable reactor uses a saturation characteristic of a core of the transformer.

The power supply source includes a third series circuit connected to one end of the DC power source and a connection point of the first switch and the second switch, and a second reactor and a diode connected in series. The DC converter according to any one of claims 1 to 4.

5. The DC converter according to claim 1, wherein the power supply source includes a third reactor connected in series to a primary winding of the transformer. 6.

The DC converter according to claim 6, wherein the third reactor includes a leakage inductor of the transformer.

The DC converter according to any one of claims 1 to 7, wherein a portion having a small cross-sectional area is provided in a part of a magnetic path of a core of the transformer.

The number of turns of the secondary winding and the number of turns of the tertiary winding are the same, and the secondary winding is wound in a reverse phase with respect to the primary winding, and the tertiary winding is The DC converter according to claim 2 or 3, wherein the DC converter is wound in the same phase as the primary winding.

When the control circuit turns on the first switch, the voltage of the first switch is reduced to zero voltage by resonance between a resonance capacitor connected in parallel with the first switch and a saturation inductance of the saturable reactor. The DC converter according to any one of claims 1 to 9, wherein the first switch is turned on for a predetermined period from the time when the DC switch is reached.

The DC power source is composed of an AC power source and an input rectifier circuit that is connected to the AC power source and rectifies an AC voltage,
  An input smoothing capacitor connected between one output terminal and the other output terminal of the input rectifier circuit and an inrush current limiting resistor that reduces the inrush current of the input smoothing capacitor when the AC power supply is turned on. Having a series circuit connected in series;
  The first switch is a normally-on type switch connected to one output terminal of the input rectifier circuit via a primary winding of the transformer,
  The control circuit turns off the first switch by a voltage generated in the inrush current limiting resistor when the AC power supply is turned on, and turns on / off the first switch after the input smoothing capacitor is charged. The DC converter according to any one of claims 1 to 3, wherein a switching operation is started.

The DC converter according to claim 11, wherein the transformer further includes an auxiliary winding, and further includes a normal operation power supply unit that supplies a voltage generated in the auxiliary winding of the transformer to the control circuit.

Having a semiconductor switch connected in parallel to the inrush current limiting resistor;
13. The DC converter according to claim 11, wherein the control circuit turns on the semiconductor switch after starting the switching operation of the first switch.