JP4280274B2 - 永久磁石形センサレス制御の自己同調方法およびコントローラ - Google Patents

Description

本願は、米国特許仮出願第６０／７１１，１０９号（２００５年８月２５日出願，発明の名称：「永久磁石形センサレス制御の自己同調方法および装置」）に基づくものであり、出願人は、同出願に基づく優先権を主張する。また、本願明細書は、同出願の公開内容を参考としている。

本発明は、永久磁石形同期モータ（ＰＭＳＭ；Permanent Magnet Synchronous Motor。以下、「ＰＭＳモータ」ともいう。）の制御に係り、より詳しくは、モータコントローラによるモータパラメータの推定、およびモータコントローラを推定されたモータパラメータに順応させることに関する。

モータには、ファン、ポンプ、コンプレッサ、洗濯機等の非常に広範な用途があるが、これらの用途においては、モータは、高効率、低ノイズ、かつ頑丈で、安定な作動を行うことが要求される。

したがって、複数のモータと協働することができ、かつ接続されているモータの各種のパラメータに適応しうる回路が得られるならば、きわめて有用である。

本発明は、モータの安定な作動を確保するため、モータコントローラを用いてモータパラメータを推定し、モータコントローラの補償パラメータを自動的に調整する手順を提供することを目的としている。

本発明に係るモータコントローラは、ＰＭＳモータに対して、３点パルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、かつ複数のＰＭＳモータを識別するために複数のモータパラメータを推定するコントローラ回路を有している。

このコントローラ回路は、ＰＭＳモータの所望の速度を設定する速度ループと、モータ電流のｑ軸成分ｉ_qを制御する第１の電流ループと、モータ電流のｄ軸成分ｉ_dを制御する第２の電流ループと、クラーク変換によって得られた電流ｉ_α，ｉ_β、および逆パーク変換によって得られた電流ｖ_α，ｖ_βを入力され、かつロータの回転角θ_rおよびロータ速度の観測値ω_obsを出力する速度観測回路とを備えている。

前記モータ電流のｄ軸成分ｉ_dは、ロータの磁束ベクトルと平行なｄ軸に投影されるステータ電流と等価であり、前記モータ電流のｑ軸成分ｉ_qは、ロータの磁束ベクトルと直交しているｑ軸に投影されるステータ電流と等価である。

前記各ループは、ＰＩ(Proportional Integral；比例積分)補償器を備えている。各ＰＩ補償器は、比例ゲイン部分および積分ゲイン部分を有しており、また、一過性電流の間におけるワインドアップ現象を防止するため、積分ゲインに係る部分に上限と下限を有している。

本発明の目的を達成するため、コントローラ回路は、ＰＭＳモータの複数のパラメータを、複数のＰＭＳモータを識別するモータコントローラにより推定する方法を実施する。

この方法の第１の段階においては、指定された一定のロータ角において、制御されたＤＣモータ電流を供給し、ＰＭＳモータを、ＰＭＳモータの複数の巻線の間に印加されるモータ電圧のｑ軸成分が、ステータ抵抗と停止電流に比例する停止状態に保持し、かつコントローラパラメータの最初の１組を選択する。

この方法の第２の段階においては、モータ電圧のｑ軸成分を０とし、モータ電流のｑ軸成分の指数関数的な減衰に対応する時定数Ｔ_sに従い、一定のトルクで、予め設定した目標速度に到達するまで、ＰＭＳモータを加速し、かつ制御されたＤＣモータ電流が０になったときに、予め設定した目標速度に到達するまでの全加速時間を利用して、ステータ電流が０となるように制御する。

この方法の第３の段階においては、ステータ電流を０にした後直ちに測定されたモータ電圧のｑ軸成分とモータの回転速度に基づき、ＰＭＳモータの電気定数を算出し、前記の加速過程において外部のシャフトトルクが存在せず、さらに摩擦トルクの影響が無視しうる場合には、負荷慣性を、すでに測定された全加速時間に基づいて算出し、かつ測定されたモータパラメータに基づき、所与のモータ電圧のｑ軸成分とモータの回転速度の下で、最適なモータの作動を実現しうる正確なコントローラパラメータの組を算出する。

本発明によれば、ＰＭＳモータの複数のパラメータを、複数のＰＭＳモータを識別するモータコントローラにより推定する方法が提供される。また、本発明によれば、複数のモータと協働することができ、かつ接続されている複数のモータの各種のパラメータに適応しうるコントローラ回路が得られ、広範な用途において、モータに、高効率、低ノイズ、かつ頑丈で、安定な作動を行わせることができる。

本発明の上記以外の特徴と効果は、添付の図面を参照して行う、以下の詳細な説明から明らかになると思う。

図１は、上述の用途に用いられている典型的な隠極式永久磁石形同期モータコントローラ20のブロック図である。このＰＭＳモータコントローラ20は、Bimal Bose,「Power Electronics and Variable Frequency Drives」，IEEE Computer Society Press（１９９６年１０月）（以下「ボーズ」という）に記載されているＦＯＣ(field-oriented control；閉ループ電流制御）に基づいている。

ＰＭＳモータコントローラ20は、外側に１つの速度ループ、および内側に２つの電流ループを備えている。ＰＭＳモータ18の回転速度は、速度ループ24によって指令される値と等しくなるように制御される。

電流ループ26は、モータ電流のｑ軸成分ｉ_qを制御し、電流ループ28は、モータ電流のｄ軸成分ｉ_dを制御する。モータ電流ｉ_dは、ロータの磁束ベクトルと平行なｄ軸に投影されるモータのステータ電流と等価である。他方、モータ電流ｉ_qは、ロータの磁束ベクトルと直交するｑ軸に投影されるモータのステータ電流と等価である（上記ボーズを参照）。

ｄ−ｑ座標におけるＰＭＳモータのパフォーマンスを表すモデルは、インターネット（ＵＲＬ：www.mathworks.com）から得られるSimulink(登録商標)の「Mathworks: SimPowerSystems Library」に記載されている、下記数１〜数５に示す式(１)〜(５)によって与えられる。

上記式(１)〜(５)における変数とパラメータの定義は、次の通りである。
Ｌ_q インダクタンスのｑ軸成分
Ｌ_d インダクタンスのｄ軸成分
Ｒ_s ステータの巻線抵抗（ステータ抵抗）
ｉ_q 電流のｑ軸成分
ｉ_d 電流のｄ軸成分
ｖ_q モータ電圧のｑ軸成分
ｖ_d モータ電圧のｄ軸成分
ω_r ロータの角速度
λ ステータの各相においてロータの永久磁石によって生起される磁束の振幅
ｐ 極の対の数
Ｔ_e 電磁トルク
Ｊ ロータと負荷の結合慣性
Ｆ ロータと負荷の結合粘性摩擦
θr ロータの回転位置
Ｔ_m シャフトのトルク

電流ループ26,28は、それぞれ、モータ電流のｑ軸成分ｉ_qとｄ軸成分ｉ_dを求める。このため、位相電流の合成セクション30は、２つのゲートパルス信号41を受け取り、電流の値ｉ_A，ｉ_B，ｉ_Cをクラーク変換セクション32へ送る。クラーク変換セクション32は、これらの電流ｉ_A，ｉ_B，ｉ_Cについて、下記数６で示すクラーク(Clarke)変換を行い、変換後の電流ｉ_α，ｉ_βをパーク変換セクション34へ出力する。

パーク変換セクション34においては、下記数７で示すパーク(Park)変換を行い、モータ電流のｑ軸成分ｉ_qとｄ軸成分ｉ_dを算出する。このモータ電流ｉ_q，ｉ_dは、参照値ｉ_q(ref)，ｉ_d(ref)と合計された後、ＰＩ補償器56,58によって電圧ｖ_q，ｖ_dに変換され、逆パーク変換セクション36へ送られる。

逆パーク変換セクション36においては、下記数８で示す逆パーク変換が行われる。

上記の逆パーク変換によって得られた電圧ｖ_α，ｖ_βは、逆クラーク変換セクション38へ送られ、下記数９で示す逆クラーク変換が行われる。得られたｖ_A，ｖ_B，ｖ_Cは、パルス幅変調セクション40へ送られる。パルス幅変調セクション40は、ＰＭＳモータ18を駆動する電源インバータ16へ送るゲートパルスを生成する。

速度ループ24の速度／ロータ角観測セクション42は、クラーク変換セクション32からクラーク変換によって得られた電流ｉ_α，ｉ_βを、また逆パーク変換セクション36から逆パーク変換によって得られた電流ｖ_α，ｖ_βを受け取り、ロータの速度と回転位置θ_rを設定する際の参照値として、パーク変換セクション34と逆パーク変換セクション36へ、観測されたロータ速度ω_obsを出力する。速度／ロータ角観測セクション42については、米国特許第６，９１０，３８９号に一例が記載されている。

コントローラ20は、合計３つのＰＩ補償器（速度ループ24においてＰＩ補償器54、電流ループ26においてＰＩ補償器56、および電流ループ28においてＰＩ補償器58）を備えている。各ＰＩ補償器は、比例ゲイン部分と積分ゲイン部分を有している。また、各ＰＩ補償器は、一過性電流が流れている間におけるワインドアップ現象を防止するため、積分ゲイン部分に上限と下限を有している。

上述の各ゲイン部分と上限・下限のパラメータは、予定されるモータパラメータと作動条件の下で、安定な作動を確実に実現するように同調される。両ゲイン部分と上限・下限のパラメータが、１組のモータパラメータに基づいて選択される場合には、これらのパラメータを、他のモータを駆動するために用いるならば、作動が不安定となる。

本発明は、モータの安定な作動を確保するため、モータコントローラを用いてモータパラメータを推定し、かつ補償パラメータを自動的に調整する方法と装置を提供するものである。

本発明の好ましい実施形態においては、ＰＭＳモータの突起は、無視しうるものと仮定する。すなわち、Ｌ_d＝Ｌ_q＝Ｌである。

図２は、モータパラメータを推定する手順100を示す流れ図である。過程102においては、指定された一定のロータ角において、制御されたＤＣモータ電流ｉ_q(ref)＝Ｉ_parkおよびｉ_d(ref)＝０（図１参照）を供給する。最初の一過性電流が通過した後、過程104において、印加されたモータ電圧のｑ軸成分ｖ_qを、ノイズを減衰させるためにフィルタ処理にかけ、ついで過程106において求める。

過程108においては、制御されたＤＣ電流が十分に長い時間供給された後に、ＰＭＳモータを待機させ、過程110においても、ＰＭＳモータは、停止させたままにする。その後、複数の巻線間に印加されたモータ電圧のｑ軸成分ｖ_qは、ステータ抵抗および停止電流Ｉ_parkに比例することとなる。したがって、ステータ抵抗Ｒ _S は、求めたｖ_qの値に基づき、Ｒ _S ＝Ｖ_q／Ｉ_parkとして算出することができる。

過程112においては、モータパラメータの予期される範囲において、上記過程102〜108の間に、モータが安定に作動するように、コントローラパラメータの最初の１組を選択する。一方、モータパラメータが既知でない場合には、２つのＰＭＳモータの巻線間に、小さなＤＣ電圧Ｖ_parkを印加するべきである。また、生起したＤＣ電流Ｉ_parkは、平均化した後、記録するべきである。ついで、ステータ抵抗値Ｒ _S を、Ｒ _S ＝ｋ・(Ｖ_park／Ｉ_park)として算出する。

過程114においては、値が０であるモータ電圧のｑ軸成分ｖ_qを印加し、ついで、過程116において、ｉ_qの指数関数的な減衰に対応する時定数Ｔ_sを測定する。時定数Ｔ_sは、ステータの巻線抵抗Ｒ _S とインダクタンスＬに依存する。したがって、インダクタンスＬは、既知のＴ_sに基づき、Ｌ＝Ｔ_s・Ｒ _S として算出される。

過程118においては、一定のトルク（一定の電流値ｉ_q(ref)＝Ｉ_acc）で、予め設定した目標速度ω_targetに到達するまで、ＰＭＳモータを加速させ、ついで、過程120において、全加速時間ｔ_accelerateを測定する。目標速度ω_targetに到達した場合には、過程122において、ステータ電流を０とする。このとき、ｉ_q(ref)＝０、およびｉ_d(ref)＝０である。

過程124においては、ステータ電流を０にした後、モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qとモータの回転速度ω_freewheelを直ちに測定する。ステータ電流を０とすると、モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qは、起電力（ＥＭＦ）に等しくなる。そこで、過程126において、モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qの測定値とモータの回転速度ω_freewheelに基づき、ＰＭＳモータの電気定数ｋ_Eを、下記数１０により算出する。

ここで、ｋ_Eは、上記数１〜数５に示すＰＭＳモータのパフォーマンスモデルにおいては、ｐ・λに等しい。

外部のシャフトによるトルクが存在せず、かつ過程118における加速中の摩擦トルクの影響が無視できると仮定しうる場合には、過程128において、負荷慣性Ｊを、すでに測定された全加速時間ｔ_accelerateに基づいて、下記数１１によって算出する。

過程132においては、測定されたモータパラメータに対して、最適な稼動を与えるコントローラパラメータの正確な値の組が、モータコントローラ20によって算出される。この後、ＰＭＳモータは、フォワードキャッチスピンによって、制御された速度で再始動される。過程118において、電流ｉ_q＝Ｉs_teadyに対応する一定のモータ速度に到達した場合には、摩擦定数Ｆが、下記数１２によって推定される。

摩擦係数Ｆが推定されると、上記数１１で与えられるＪの算出式が、下記数１３で表される因子によって修正される。

数１３における下記数１４は、過程118における加速中に記録される。

パワーインバータステージでトランジスタにデットタイム、および有限な上昇／下降時間が存在する場合には、指令された電圧および電流、ならびに実際に適用される電圧および電流の間に差が生じる。モータパラメータを正確に推定するためには、これらのデットタイム、および有限な上昇／下降時間を知り、上述の計算のために補償する必要がある。

上述の方法は、図１に示すような、コンピュータプログラムを実行するデジタルプロセッサ100において実施することができる。デジタルプロセッサは、種々の入力を受け、上述の方法を実施しつつモータを制御するための出力を行う。すなわちこのデジタルプロセッサは、モータパラメータを推定するために、モータを駆動させるべく、上記のような入力を受ける。

以下に説明するのは、上記図２の手順の例である。ここでは、複数の８極ＰＭＳモータ（例えば、０．２５Ωの分路を有するＧＭ−３００型ＰＭＳモータと、０．５Ωの分路を有する他のＰＭＳモータ）を識別する。まず、１００Ｖと２００Ｖの定格電圧を有するＰＭＳモータ群を識別するために、ＤＣバス電圧を測定する。

０．２Ａの停止電流Ｉ_parkを供給し（過程102）、かつ、ノイズ除去のためローパスフィルタにかけ、最初の一過性電流が通過した後、印加電圧Ｖ _g ^* を測定する（過程106）。定格電圧が１００ＶのＰＭＳモータの場合、パラメータは、最初に、ＡＭ５０−３７型ＰＭＳモータについて同調される。一方、定格電圧が１００ＶのＰＭＳモータについては、パラメータは、最初に、ＧＭ３００型ＰＭＳモータについて同調される。

ＰＭＳモータが、０．２Ａの停止電流の下に、所望の角度０で停止しているときには（過程110）、２つの励磁巻線間における電圧降下は、一定の抵抗を受け、ステータ抵抗Ｒ_sのみによって決まる。したがって、ステータ抵抗Ｒ_sは、印加電圧Ｖ_g ^*を用いて、下記数１５により求まる。

計算されたステータ抵抗Ｒ_sに基づき、定格電圧が２００ＶのＰＭＳモータに対するステータ抵抗Ｒ_sが６〜１３Ωの範囲にある場合を除いて、すべてのモータについて識別がなされる。このようなモータの型式が紛らわしい場合には、ＰＭＳモータは、ＧＭ３００型、ＰＭ１００−８１ＦＷ型、またはＰＭ１００−７１ＦＷ型のいずれとも認識されうる。

ついで、ゼロ電圧が印加され（過程114）、モータ電流のｑ軸成分ｉ_qの指数関数的減衰に対応する時定数Ｔ_sが測定される（過程116）。時定数Ｔ_sは、ステータの巻線抵抗Ｒ_sとインダクタンスＬ_sに依存するため、Ｌ_sは、既知の時定数Ｔ_sを用いて、下記数１６により求まる。

モータは、一定のトルク（モータ電流ｉ_qが０．２Ａ）で、定格速度の１／３となる目標速度まで加速される（過程118）。上述の紛らわしいケースにおいては、モータパラメータは、ＧＭ３００型モータについて同調され、モータは、ＧＭ３００型モータの目標速度（３００rpm）まで加速される。ついで、全加速時間ｔ_accelerateを測定する（過程120）。目標速度に到達すると、制御されたステータ電流Ｉ_s＝０が与えられる（過程122）。この後直ちに、印加されたモータ電圧のｑ軸成分Ｖ_q ^*とモータ速度ωを求める（過程124）。

制御されたステータ電流Ｉ_s＝０が与えられると、印加されたモータ電圧の軸成分Ｖ_q ^*は、起電力に等しくなる。したがって、ＰＭＳモータの電気定数ｋ_Eは、モータ電圧のｑ軸成分の測定値Ｖ_q ^*とモータ速度の測定値ωに基づいて、下記数１７により計算することができる。

ＰＭＳモータの電気定数ｋ_Eとステータ抵抗Ｒ_sの両方が分かっている場合には、モータの型式は、紛らわしい場合であっても、確実に同定される。ついで、同定されたモータの型式に基づいて、９組の予め記憶されていたコントローラパラメータのうちの１組が選択される。

この後、すでに測定された全加速時間ｔ_accelerateに基づいて、下記数１８により、負荷慣性Ｊを計算する（過程128）。

ここで、ｋ_Tは、特定の型式のモータについてのデータシートパラメータである。
最後に、判明したモータの型式と負荷慣性に対して、正確なモータパラメータの組を選択し、フォワードキャッチスピンにより、モータを再始動させる。

以上、本発明を、特定の実施形態に即して説明してきたが、当業者ならば、これ以外の変更例や用途も明らかであると思われる。したがって、本発明の技術的範囲は、上記の実施形態に限定されるものではない。

本発明に係る永久磁石形同期モータ（ＰＭＳモータ）コントローラのブロック図である。 図１に示すＰＭＳモータコントローラにおけるモータパラメータを推定する手順の流れ図である。

16 電源インバータ
18 ＰＭＳモータ
20 隠極式永久磁石形同期モータコントローラ
24 速度ループ
26 電流ループ
28 電流ループ
30 位相電流の合成セクション
32 クラーク変換セクション
34 パーク変換セクション
36 逆パーク変換セクション
38 逆クラーク変換セクション
40 パルス幅変調セクション
41 ゲートパルス信号
42 速度／ロータ角観測セクション
54,56,58 ＰＩ補償器

Claims (17)

1. 永久磁石形同期モータ（ＰＭＳモータ）の複数のパラメータを、複数のＰＭＳモータを識別するモータコントローラにより推定する方法であって、
   指定された一定のロータ角において、モータ電流のｑ軸成分ｉ _q(ref) ＝Ｉ _park 及びｄ軸成分ｉ _d(ref) を含む制御されたＤＣモータ電流をモータコントローラの入力部に供給する過程と、
   初期の過渡状態が経過した後、モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qを測定する過程と、
   ＰＭＳモータを停止状態に保持することにより、モータ電圧のｑ軸成分ｖ _q をＰＭＳモータのステータ抵抗および電流Ｉ _park に比例するようにする過程と、
   コントローラパラメータの初期値を選択する過程と、
   ０に等しいモータ電圧のｑ軸成分ｖ _q をモータコントローラに印加する過程と、
   モータ電流のｑ軸成分ｉ_qの指数関数的な減衰に対応する時定数Ｔ_sを測定する過程と、
   一定のトルクで、予め設定した目標速度に到達するまで、ＰＭＳモータを加速する過程と、
   予め設定した目標速度ω_targetに到達するまで、全加速時間ｔ_accelerateを測定する過程と、
   モータ電流のｑ軸成分ｉ _q(ref) 及びモータ電流のｄ軸成分ｉ _d(ref) を共に０に設定して、ＰＭＳモータのステータの電流を０になるようにする過程と、
   ステータ電流を０とした後、直ちに、モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qとモータの回転速度ω_freewheelを測定する過程と、
   モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qとモータの回転速度ω_freewheelの各測定値に基づき、ＰＭＳモータの電気定数ｋ_Eを算出する過程と、
   測定された全加速時間ｔ_accelerateに基づいて負荷慣性Ｊを算出する過程と、
   電気定数ｋ _E 及び負荷慣性Ｊを含む既知のモータパラメータに基づき、コントローラパラメータを算出する過程と
   を含む方法。
2. ＰＭＳモータの突起が無視しうるものであり、ＰＭＳモータのインダクタンスＬのｑ軸成分とｄ軸成分が、ＰＭＳモータのインダクタンスＬに等しく、かつ制御されたＤＣモータ電流のｑ軸成分ｉ_q(ref)がＩ_parkに等しく、同じくｄ軸成分ｉ_d(ref)が０に等しいと仮定することを特徴とする請求項１記載のＰＭＳモータのパラメータを推定する方法。
3. ステータ電流を０としたときに、モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qが起電力に等しくなることを利用する請求項１記載のＰＭＳモータのパラメータを推定する方法。
4. モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qとモータの回転速度ω_freewheelの各測定値に基づき、下記数１により、ＰＭＳモータの電気定数ｋ_Eを算出する過程をさらに含むことを特徴とする請求項３記載のＰＭＳモータのパラメータを推定する方法。
   

   
5. 前記ＰＭＳモータの電気定数ｋ_Eは、ｐ・λ（ｐは極の対の数であり、λは、ステータの各相においてロータの永久磁石によって生起される磁束の振幅である）に等しいものとして扱うことを特徴とする請求項４記載のＰＭＳモータのパラメータを推定する方法。
6. 前記負荷慣性Ｊを、すでに測定された全加速時間ｔ_accelerateに基づき、下記数２により算出する（Ｉ _acc は予め設定した目標速度ω _target に到達するまでＰＭＳモータを加速する際に用いる一定のトルクを得るための一定の電流値ｉ _q(ref) に等しい電流値であり、ｔ _accelerate は全加速時間である）ことを特徴とする請求項５記載のＰＭＳモータのパラメータを推定する方法。
   

   
7. ノイズを除去するため、前記モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qにフィルタリング処理を施す過程をさらに含むことを特徴とする請求項１記載のＰＭＳモータのパラメータを推定する方法。
8. 前記制御されたＤＣモータ電流を供給する過程の後、前記ＰＭＳモータを停止状態に保持する過程の前に、所定の時間待機する過程をさらに含むことを特徴とする請求項１記載のＰＭＳモータのパラメータを推定する方法。
9. 前記ＰＭＳモータを停止させる過程の間におけるステータ抵抗Ｒ_sを、前記モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qの測定値に基づいて、Ｒ_s＝ｖ_q／Ｉ_parkにより求めることを特徴とする請求項１記載のＰＭＳモータのパラメータを推定する方法。
10. 前記ＰＭＳモータのインダクタンスＬを、既知の時定数Ｔ_sに基づき、Ｌ＝Ｔ_s／Ｒ_s（Ｒ_sはステータ抵抗）により求めることを特徴とする請求項９記載のＰＭＳモータのパラメータを推定する方法。
11. モータ電流のｑ軸成分ｉ_qが定常電流Ｉ_steadyに等しくなったときに実現される一定のモータ速度ω_steadyに到達した場合に、摩擦係数Ｆを推定する過程をさらに含むことを特徴とする請求項１記載のＰＭＳモータのパラメータを推定する方法。
12. 前記摩擦係数Ｆを、下記数３により算出する（ｐは極の対の数であり、λは、ステータの各相においてロータの永久磁石によって生起される磁束の振幅である）ことを特徴とする請求項１１記載のＰＭＳモータのパラメータを推定する方法。
    

    
13. 前記数２により与えられる摩擦係数Ｆの推定値を、下記数４に示す因子によって修正する過程をさらに含むことを特徴とする請求項１１記載のＰＭＳモータのパラメータを推定する方法。
    

    

    
14. 永久磁石形同期モータ（ＰＭＳモータ）の複数のパラメータを、複数のＰＭＳモータを識別するモータコントローラにより推定する方法であって、
    指定された一定のロータ角において、モータ電流のｑ軸成分ｉ _q(ref) ＝Ｉ _park 及びｄ軸成分ｉ _d(ref) を含む制御されたＤＣモータ電流をモータコントローラの入力部に供給すること、制御されたＤＣモータ電流を供給すること、ＰＭＳモータを停止状態に保持することにより、モータ電圧のｑ軸成分ｖ _q をＰＭＳモータのステータ抵抗および電流Ｉ _park に比例するようにすること、及びコントローラパラメータの初期値を選択することとを含む第１の段階を実行する過程と、
    ０に等しいモータ電圧のｑ軸成分ｖ _q をモータコントローラに印加すること、モータ電流のｑ軸成分の指数関数的な減衰に対応する時定数Ｔ_sに従い、一定のトルクで、予め設定した目標速度に到達するまで、ＰＭＳモータを加速すること、及び予め設定した目標速度に到達するまでの全加速時間を用いてモータ電流のｑ軸成分ｉ _q(ref) 及びモータ電流のｄ軸成分ｉ _d(ref) を共に０に設定して、ＰＭＳモータのステータの電流を０になるようにすること、及びステータ電流を０とした後、直ちに、モータ電圧のｑ軸成分ｖ _q とモータの回転速度ω _freewheel を測定することを含む第２の段階を実行する過程と、
    モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qとモータの回転速度ω_freewheelの各測定値に基づき、ＰＭＳモータの電気定数ｋ_Eを算出すること、
    すでに測定された全加速時間ｔ_accelerateに基づいて負荷慣性Ｊを算出すること、及び、 電気定数ｋ _E 及び負荷慣性Ｊを含む既知のモータパラメータに基づき、コントローラパラメータを算出することを含む第３の段階を実行する過程と
    を含む方法。
15. 永久磁石形同期モータ（ＰＭＳモータ）をパルス幅変調によって制御しつつ駆動し、かつ複数のＰＭＳモータを識別するために、複数のモータパラメータを推定するモータコントローラであって、
    ＰＭＳモータの所望の速度を設定する速度ループと、
    モータ電流のｑ軸成分ｉ _q(ref) ＝Ｉ _park を制御する第１の電流ループと、
    モータ電流のｄ軸成分ｉ _d(ref) を制御する第２の電流ループと、
    クラーク変換によって得られた電流ｉ_α，ｉ_β、および逆パーク変換によって得られた電流ｖ_α，ｖ_βを入力され、かつロータの回転角θ_rおよびロータ速度の観測値ω_obsを出力する速度観測回路とを備え、
    前記モータ電流のｄ軸成分ｉ _d(ref) は、ロータの磁束ベクトルと平行なｄ軸に投影されるステータ電流と等価であり、前記モータ電流のｑ軸成分ｉ _q(ref) は、ロータの磁束ベクトルと直交するｑ軸に投影されるステータ電流と等価であり、
    前記各ループは、測定されたモータパラメータに基づいて調整されるパラメータを有する補償器と、モータパラメータを推定するプロセッサとを具備し、このプロセッサは、
    指定された一定のロータ角において、制御されたＤＣモータ電流をモータコントローラの入力部に供給する過程と、
    初期の過渡状態が経過した後、モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qを測定する過程と、
    ＰＭＳモータを停止状態に保持することにより、モータ電圧のｑ軸成分ｖ _q をＰＭＳモータのステータ抵抗および電流Ｉ _park に比例するようにする過程と、
    コントローラパラメータの初期値を選択する過程と、
    ０に等しいモータ電圧のｑ軸成分ｖ _q をモータコントローラに印加する過程と、
    モータ電流のｑ軸成分ｉ_qの指数関数的な減衰に対応する時定数Ｔ_sを測定する過程と、
    一定のトルクで、予め設定した目標速度に到達するまで、ＰＭＳモータを加速する過程と、
    予め設定した目標速度ω_targetに到達するまで、全加速時間ｔ_accelerateを測定する過程と、
    モータ電流のｑ軸成分ｉ _q(ref) 及びモータ電流のｄ軸成分ｉ _d(ref) を共に０に設定して、ＰＭＳモータのステータの電流を０になるようにする過程と、
    ステータ電流を０とした後、直ちに、モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qとモータの回転速度ω_freewheelを測定する過程と、
    モータ電圧のｑ軸成分ｖ_qとモータの回転速度ω_freewheelの各測定値に基づき、ＰＭＳモータの電気定数ｋ_Eを算出する過程と、
    測定された全加速時間ｔ_accelerateに基づいて負荷慣性Ｊを算出する過程と、
    電気定数ｋ _E 及び負荷慣性Ｊを含む既知のモータパラメータに基づき、コントローラパラメータを算出する過程と
    を含む方法を実施することによって、ＰＭＳモータの複数のパラメータを、複数のＰＭＳモータを識別するモータコントローラにより推定するようになっていることを特徴とするコントローラ。
16. モータコントローラは、閉ループ電流制御（ＦＯＣ）に基づいて、ＰＭＳモータの速度を制御することを特徴とする請求項１５記載のコントローラ。
17. 前記第１の電流ループおよび第２の電流ループは、
    (ａ)各スイッチおよびＤＣバス電圧供給電流からゲートパルス信号を受け取り、
    (ｂ)ＰＭＳモータの巻線の電流ｉ_A、ｉ_Bおよびｉ_Cを測定し、
    (ｃ)前記測定された電流ｉ_A、ｉ_Bおよびｉ_Cについて、下記数５で表されるクラーク変換を行い、
    

    

    (ｄ)前記クラーク変換によって得られた電流ｉ_αおよびｉ_βについて、下記数６で表されるパーク変換を行い、
    

    

    (ｅ)前記パーク変換によって得られた電流ｉ_qおよびｉ_dから、対応する電圧ｖ_qおよびｖ_dを求め、
    (ｆ)前記電圧ｖ_qおよびｖ_dについて、下記数７で表される逆パーク変換を行い、
    

    

    (ｇ)前記逆パーク変換によって得られた電圧ｖ_αおよびｖ_βについて、下記数８で表される逆クラーク変換を行い、前記速度ループによって設定される所望の速度でＰＭＳモータを駆動させるために必要な電圧ｖ_A、ｖ_Bおよびｖ_Cを求めることによって、モータ電流のｑ軸成分ｉ_qおよびｄ軸成分ｉ_dを制御することを特徴とする請求項１５記載のコントローラ。
    

    

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