JP4285136B2 - フィードバック制御装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、例えば放送信号の受信機のキャリア周波数やサンプリングクロック周波数の調整回路等に用いられるフィードバック制御装置及び方法に関するものである。

放送信号の受信機では、放送信号の復調のための基準信号（キャリア信号やサンプリングクロック）の調整回路を、フィードバック制御系により構築するのが一般的である。

図７に、キャリア信号やサンプリングクロックの周波数や位相を調整するための一般的なフィードバック制御系を示す。

従来のフィードバック制御系１００は、誤差検出部１０１と、平滑フィルタ部１０２と、ゲイン部１０３と、積分部１０４とを備えている。

誤差検出部１０１は、例えば受信信号の周波数（又は位相）を表した入力信号ｆ_ｘ（ｔ）と、受信信号の推定周波数（又は位相）を表した推定信号ｆ_ｙ（ｔ）とが入力される。誤差検出部１０１は、入力信号ｆ_ｘ（ｔ）と推定信号ｆ_ｙ（ｔ）との誤差量（すなわち、周波数差又は位相差）を検出し、その誤差量を表した誤差信号Δｆ（ｔ）を生成する。

平滑フィルタ１０２は、誤差信号Δｆ（ｔ）の高周波数成分を除去することにより誤差信号Δｆ（ｔ）を平滑化し、平滑化された誤差信号（以下、平滑化された誤差信号のことを平滑誤差信号ΣΔｆ（ｔ）という。）を生成する。平滑フィルタ１０２は、例えば、低域通過フィルタや移動平均フィルタ等から構成される。

ゲイン部１０３は、平滑誤差信号ΣΔｆ（ｔ）の振幅を所定ゲイン（Ｇ倍）で増幅する。

積分部１０４は、所定倍に増幅された平滑誤差信号Ｇ×ΣΔｆ（ｔ）を積分し、推定信号ｆ_ｙ（ｔ）を生成する。

推定信号ｆ_ｙ（ｔ）は、入力信号ｆ_ｘ（ｔ）の推定値を示している。例えば、推定信号ｆ_ｙ（ｔ）は、受信信号の周波数の推定値である。フィードバック制御系１００は、この推定信号ｆ_ｙ（ｔ）を制御対象に対して与える駆動量として出力する。例えば、フィードバック制御系１００は、キャリア周波数を発生する局部発振器やサンプリングクロックを発生するクロック発生器に対する駆動量として、推定信号ｆ_ｙ（ｔ）を出力する。

以上のようなフィードバック制御系１００は、平滑フィルタ１０２の通過帯域及びゲイン部１０３のゲインを調整することで、所望の応答特性を得ることができる。また、フィードバック制御系１００は、制御結果を参照して制御信号を修正するという動作を含むため、外乱に強く、対象の特性が正確にわかっていない場合にでも制御が可能というメリットと、応答速度がフィードフォワード制御系と比較して遅いというデメリットを有している。

ところで、フィードバック制御系では、応答精度及び応答速度はトレードオフの関係にあり、より高い応答精度を得ようとするとその分応答時間が長くなり、反対に、より速い応答速度を得ようとすると応答精度が悪くなる。具体的には、フィードバック制御系では、フィルタの帯域を狭くすることによって出力信号の精度を向上させることができるが、そのようにすると時定数が大きくなり収束するまでの時間が増大してしまう。

それに対して、フィードフォワード制御系は、必ず安定でかつ応答が早いという特徴を有している。しかしながら、フィードフォワード制御は、広い誤差範囲に対して調整を行うことが困難である。そのため、精度が高く検出レンジの広い誤差検出器が必要となるような搬送波信号やサンプリングクロックの周波数の制御にフィードフォワード制御系を用いることは、現実的に非常に困難である。

本発明は、以上のようなフィードバック制御系における問題点を解決し、高い応答精度を有し、且つ、フィードフォワード制御系と同様に収束時間が短いフィードバック制御装置及び方法を提供することを目的とする。

本発明に係るフィードバック制御装置は、クロックに同期してサンプリングされた入力信号と、当該入力信号から推定される推定信号との誤差量を示す誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、誤差信号の高周波数成分を除去して平滑化した平滑誤差信号を生成する平滑手段と、平滑誤差信号の振幅を所定倍に増幅する増幅手段と、増幅した平滑誤差信号を積分して推定信号を生成する推定信号生成手段とを備え、推定信号生成手段は、平滑手段と同一の遅延量により、生成した推定信号に対して位相補償をする位相補償手段と、位相補償手段により位相補償された信号と増幅した平滑誤差信号とを加算する加算手段と、加算手段により加算された信号を上記クロックの１クロック分遅延させて推定信号として出力する遅延手段とを有する。

本発明に係るフィードバック制御装置では、平滑化した誤差信号を増幅した後において積分を行う際に、誤差信号を平滑化する処理で生じる遅延に対応した位相補償を行う。

本発明に係るフィードバック制御方法は、クロックに同期してサンプリングされた入力信号と当該入力信号から推定される推定信号との誤差量を示す誤差信号を生成する誤差信号生成ステップと、誤差信号の高周波数成分を除去して平滑化した平滑誤差信号を生成する平滑化ステップと、平滑誤差信号の振幅を所定倍に増幅する増幅ステップと、増幅した平滑誤差信号に対して積分して推定信号を生成する推定信号生成ステップとを有し、推定信号生成ステップでは、平滑化ステップによる平滑化処理と同一の遅延量により、当該推定信号生成ステップで生成した推定信号に対して位相補償を行い、位相補償を行った信号と増幅ステップで増幅した平滑誤差信号とを加算し、加算した信号をクロックの１クロック分遅延させて推定信号として出力する。

本発明に係るフィードバック制御方法では、平滑化した誤差信号を増幅した後において積分を行う際に、誤差信号を平滑化する処理で生じる遅延に対応した位相補償を行う。

本発明に係るフィードバック制御装置及び方法では、平滑化した誤差信号を増幅した後において積分を行う際に、誤差信号を平滑化する処理で生じる遅延に対応した位相補償を行う。すなわち、本発明に係るフィードバック制御装置及び方法では、フィードバック系において推定信号を帰還させる帰還成分に対して、平滑化処理により生じた位相遅れと同等の遅れ時間のフィルタ処理を施すことにより、高い応答精度を有し、且つ、フィードフォワード制御系と同様に収束時間が短い制御を行うことできる。

本発明を実施するための最良の形態として、本発明を適用したフィードバック制御回路について説明をする。

図１に、本発明を適用したフィードバック制御回路１の構成図を示す。

フィードバック制御回路１は、誤差検出部２と、平滑フィルタ部３と、ゲイン部４と、積分部５とを備えている。

誤差検出部２は、制御対象の制御量を表した入力信号ｆ_ｘ（ｔ）と、制御対象の制御量の推定値を表した推定信号ｆ_ｙ（ｔ）とが入力される。誤差検出部２は、入力信号ｆ_ｘ（ｔ）と推定信号ｆ_ｙ（ｔ）との誤差量を検出し、その誤差量を表した誤差信号Δｆ（ｔ）を生成する。誤差検出部２により生成された誤差信号Δｆ（ｔ）は、平滑フィルタ３に供給される。

平滑フィルタ３は、誤差信号Δｆ（ｔ）の高周波数成分を除去することにより誤差信号Δｆ（ｔ）を平滑化し、平滑化された誤差信号（以下、平滑化された誤差信号のことを平滑誤差信号ΣΔｆ（ｔ）という。）を生成する。平滑フィルタ３は、例えば、低域通過フィルタや移動平均フィルタ等から構成される。平滑フィルタ３により生成された平滑誤差信号ΣΔｆ（ｔ）は、ゲイン部４に供給される。

ゲイン部４は、平滑誤差信号ΣΔｆ（ｔ）の振幅を所定ゲイン（Ｇ倍）で増幅する。ゲイン部４により生成された所定倍に増幅された平滑誤差信号Δｆ（ｔ）は、積分部５に供給される。

積分部１０４は、所定倍に増幅された平滑誤差信号Ｇ×ΣΔｆ（ｔ）を積分し、推定信号ｆ_ｙ（ｔ）を生成する。

推定信号ｆ_ｙ（ｔ）は、入力信号ｆ_ｘ（ｔ）の推定値を示している。すなわち、制御対象の制御量の推定値である。フィードバック制御回路１は、この推定信号ｆ_ｙ（ｔ）を制御対象に対して与える駆動量として出力する。例えば、フィードバック制御回路１は、放送信号の復調装置に適用される場合には、キャリア周波数を発生する局部発振器やサンプリングクロックを発生するクロック発生器の発振周波数のコントロール信号として、推定信号ｆ_ｙ（ｔ）を出力する。

このようなフィードバック制御回路１では、平滑フィルタ３の通過帯域及びゲイン部４のゲインを調整することで、所望の応答特性を得ることができる。

ここで、平滑フィルタ３では平滑化処理による応答時間に遅れが生じているが、積分部５では、この平滑処理による位相遅れの補償を行った積分処理を、所定倍に増幅された平滑誤差信号G×ΣΔｆ（ｔ）に対して行っている。つまり、通常の積分回路では、出力信号を帰還させ、帰還させた出力信号と入力信号とを加算することによって積分処理が行われるが、積分部５では、その帰還成分に対して平滑フィルタ３により生じた位相遅れと同等の遅れ時間のフィルタ処理を行っている。

例えば、デジタル処理回路で当該フィードバック制御回路１が構成されているとするならば、積分部５は、図１に示すように、その出力信号（推定信号ｆ_ｙ（ｔ）に対して位相補償をする位相補償回路６と、位相補償回路６により位相補償された信号と入力信号（所定倍に増幅された平滑誤差信号G×ΣΔｆ（ｔ））とを加算する加算器７と、加算器７の出力を１クロック分保持する遅延器８とから構成される。遅延器８に格納されている値は、出力信号（推定信号ｆ_ｙ（ｔ））として出力される。このような積分部５では、位相補償回路６が、平滑フィルタ３と同系の同一の遅延量のフィルタにより構成されている。例えば、積分部５は、図２に示すように、位相補償部回路６が、平滑フィルタ３と同一の回路とされていてもよい。

このため積分部５では、フィードフォワード制御系と同等の収束時間が短い制御系を形成することができる。

例えば、平滑フィルタ３及び位相補償回路６の伝達関数をＨ_ｆ（ｚ）とすると、フィードバック制御回路１の伝達関数をＨ（ｚ）は、以下の式（１）に示すようになる。この式（１）は、図３に示すような、入力信号を平滑化する平滑フィルタ３と、入力信号から平滑フィルタ３の出力信号を減算する減算器９とから構成されるフィードフォワード制御系の伝達関数と同じである。

以上のように本発明を適用したフィードバック制御回路１では、平滑化した誤差信号を増幅した後において積分を行う際に、誤差信号を平滑化する処理で生じる遅延に対応した位相補償を行う。このことにより、フィードバック制御回路１では、高い応答精度を有し、且つ、フィードフォワード制御系と同様に収束時間が短い制御を行うことできる。

つぎに、実施例として、以上のフィードバック制御回路１を適用したＯＦＤＭ受信装置について説明をする。

図４に、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。なお、図４中、二重線で示した信号は、複素信号である。

ＯＦＤＭ受信装置１１は、図４に示すように、アンテナ１２と、チューナ１３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１４と、Ａ/Ｄ変換回路１５と、クロック発生回路１６と、ＤＣキャンセル回路１７と、デジタル直交復調回路１８と、キャリア周波数誤差補正回路１９と、ＦＦＴ演算回路２０と、位相補正回路２１と、ガード相関/ピーク検出回路２２と、タイミング同期回路２３と、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４と、広帯域キャリア周波数誤差算出回路２５と、加算回路２６と、数値制御発振回路（ＮＣＯ）２７と、フレーム同期回路２８と、等化回路２９と、デマッピング回路３０と、伝送路復号回路３１と、伝送制御情報復号回路３２とを備えている。

放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１１のアンテナ１２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１３に供給される。

アンテナ１２により受信されたＲＦ信号は、乗算器１３ａ及び局部発振器１３ｂからなるチューナ１３によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ１４に供給される。チューナ１３から出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ１４によりフィルタリングされた後、Ａ/Ｄ変換回路１５に供給される。

Ａ/Ｄ変換回路１５は、クロック発生回路１６から供給されるサンプリングクロック（周波数ｆ_ＣＬＫ）によりＩＦ信号をサンプリングして、このＩＦ信号をデジタル化する。サンプリングクロックの周波数ｆ_ＣＬＫは、後段のデジタル直交復調後の有効シンボルのサンプリング点数が、サブキャリアの本数になるような周波数に設定されている。つまり、ＩＳＤＢ-Ｔ_ＳＢ規格（モード３）の場合であれば、後段のデジタル直交復調回路１８によってデジタル直交復調したのちの有効シンボルが５１２サンプル、ガードインターバルが１２８サンプル（１/４の時間長の場合）でサンプリングされているような、サンプリングクロックが設定されている。

また、クロック発生回路１６は、Ａ/Ｄ変換回路１５に対してサンプリングクロック（ｆ_ＣＬＫ）を供給するとともに、ＯＦＤＭ受信装置１１内の各回路に対してもこのサンプリングクロック（ｆ_ＣＬＫ）に同期した動作クロックを供給する。

Ａ/Ｄ変換回路１５よりデジタル化されたＩＦ信号は、ＤＣキャンセル回路１７に供給され、このＤＣキャンセル回路１７によってＤＣ成分が除去された後、デジタル直交復調回路１８に供給される。

デジタル直交復調回路１８は、所定のキャリア周波数（ｆ_Ｃ）の２相のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。デジタル直交復調回路１８から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。デジタル直交復調回路１８から出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、キャリア周波数誤差補正回路１９に供給される。

キャリア周波数誤差補正回路１９は、ＮＣＯ２７から出力されたキャリア周波数誤差補正信号と、デジタル直交復調後のＯＦＤＭ時間領域信号とを複素乗算することによって、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補正する。すなわち、キャリア周波数誤差補正回路１９は、デジタル直交復調時に用いたキャリア信号の周波数と、伝送されてきたＯＦＤＭ信号（ＩＦ信号）の中心周波数との違いにより生じる誤差を補正する。キャリア周波数誤差補正回路１９によりキャリア周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路２０及びガード相関/ピーク検出回路２２に供給される。

ＦＦＴ演算回路２０は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルの全サンプルからガードインターバル分のサンプル数のサンプルを除いた信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。抜き出し範囲を特定するタイミング（ＦＦＴ演算の演算開始タイミング）は、タイミング同期回路２３から与えられるスタートフラグにより設定される。ＦＦＴ演算回路２０は、１つのＯＦＤＭシンボルに対して１回のＦＦＴ演算処理を行い、ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリアに変調されている信号成分を抽出する。ＦＦＴ演算回路２０から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。ＦＦＴ演算回路２０から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、位相補正回路２１に供給される。

位相補正回路２１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、ＯＦＤＭシンボルの実際の境界位置と、ＦＦＴ演算範囲の開始タイミングとのずれによって生じてしまう位相回転成分の補正を行う。位相補正回路２１は、サンプリング周期以下の精度で生じるずれを位相補正している。具体的には、ＦＦＴ演算回路２０から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、タイミング同期回路２３から供給される位相補正信号（複素信号）を複素乗算して、位相回転補正を行う。位相回転補正がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域キャリア周波数誤差算出回路２５、フレーム同期回路２８、等化回路２９及び伝送制御情報復号回路３２に供給される。

ガード相関/ピーク検出回路２２には、ＯＦＤＭ時間領域信号が入力される。ガード相関/ピーク検出回路２２は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号と、有効シンボル分遅延したＯＦＤＭ時間領域信号との相関値を求める。ここで、相関を求める時間長は、ガードインターバルの時間長に設定してある。このため、この相関値を示す信号（以下、ガード相関信号という。）は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置でちょうどピークとなる信号となる。ガード相関/ピーク検出回路２２は、ガード相関信号のピーク位置を検出し、そのピーク位置のタイミングを特定する値（ピークタイミング値Ｎｐ）を出力する。

また、ガード相関/ピーク検出回路２２は、このガード相関信号のピーク位置における相関値の位相を示す値も検出する。この位相値は、ＯＦＤＭ信号の中心周波数と、デジタル直交復号後のキャリア周波数とが完全に一致していれば、０となる。しかしながら、ずれていれば、この位相値は、そのずれ量分だけ位相回転する。つまり、この位相値は、受信したＯＦＤＭ信号の中心周波数と、デジタル直交復号後のＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示している。もっとも、この位相値は、サブキャリアの周波数間隔（例えば、ＩＳＤＢ-Ｔ_ＳＢのモード３であれば、０.９９２ｋＨｚ）で一回転してしまうため、サブキャリアの周波数間隔の±１/２以下の精度の情報となる。

ガード相関/ピーク検出回路２２から出力されたピークタイミング値は、タイミング同期回路２３に供給され、ＯＦＤＭシンボルの境界位置での相関値の位相は、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４に供給される。

タイミング同期回路２３は、ガード相関/ピーク検出回路２２から出力されたピークタイミング値に対して、例えば、フィルタリング処理等を行って、ＯＦＤＭシンボルの境界位置の推定を行い、その境界位置の推定値に基づきＦＦＴ演算を行うための演算開始タイミングを決定する。演算開始タイミングは、ＦＦＴ演算回路２０に供給される。ＦＦＴ演算回路２０では、この演算開始タイミングに基づき、入力されてくるＯＦＤＭ時間領域信号からＦＦＴ演算範囲の信号を抜き出して、ＦＦＴ演算を行う。また、タイミング同期回路２３は、推定されたＯＦＤＭシンボルの境界位置と、ＦＦＴ演算を行う演算開始タイミングとの時間ずれに伴い生じてしまう位相回転量を算出し、算出した位相回転量に基づき位相補正信号（複素信号）を生成し、位相補正回路２１に供給する。

狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置での相関値の位相に基づき、デジタル直交復調時の中心周波数のずれ量のうちの狭帯域の成分を示す狭帯域キャリア周波数誤差成分を算出する。具体的に、狭帯域キャリア周波数誤差成分は、サブキャリアの周波数間隔の±１/２以下の精度の中心周波数のずれ量である。狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４により求められた狭帯域キャリア周波数誤差成分は、加算回路２６に供給される。

広帯域キャリア周波数誤差算出回路２５は、位相補正回路２１から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号に基づき、デジタル直交復調時の中心周波数のずれ量のうち広帯域の成分を示す広帯域キャリア周波数誤差成分を算出する。広帯域キャリア周波数誤差成分は、サブキャリアの周波数の間隔精度の中心周波数のずれ量である。

広帯域キャリア周波数誤差算出回路２５により求められた広帯域キャリア周波数誤差成分は、加算回路２６に供給される。

加算回路２６は、狭帯域キャリア誤差検出回路１４により算出された狭帯域キャリア誤差成分と、広帯域キャリア周波数誤差算出回路２５により算出された広帯域キャリア誤差成分とを加算して、キャリア周波数誤差補正回路１９から出力されたベースバンドＯＦＤＭ信号のトータルの中心周波数のずれ量を算出する。加算回路２６は、算出したトータルの中心周波数のずれ量を、周波数誤差値として出力する。加算回路２６から出力された周波数誤差値は、ＮＣＯ２７に供給される。

ＮＣＯ２７は、いわゆる数値制御発振器であり、加算回路２６から出力された周波数誤差値に応じて増減するキャリア周波数誤差補正信号を発生する。ＮＣＯ２７は、例えば、供給された周波数誤差値がプラスの値であればキャリア周波数誤差補正信号の発振周波数を減少させ、供給されたキャリア周波数誤差値がマイナスの値であれば誤差補正信号の発振周波数を増加させるような制御を行う。ＮＣＯ２７は、このように制御することによって、周波数誤差値が０となるところで発振周波数が安定するようなキャリア周波数誤差補正信号を発生する。

フレーム同期回路２８は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に挿入されている同期ワードを検出し、ＯＦＤＭ伝送フレームの開始タイミングを検出する。フレーム同期回路２８は、ＯＦＤＭ伝送フレームの開始タイミングに基づき各ＯＦＤＭシンボルのシンボル番号を特定し、等化回路２９等に供給する。

等化回路２９は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、いわゆる等化処理を行う。等化回路２９は、フレーム同期回路２８から供給されたシンボル番号に基づき、ＯＦＤＭ周波数領域信号内に挿入されているＳＰ（Scattered Pilots）信号と呼ばれるパイロット信号を検出する。等化回路２９は、検出したＳＰ信号から伝送路の周波数特性を推定し、推定した伝送路の周波数特性の逆特性をＯＦＤＭ周波数領域信号に乗算する。等化回路２９では、このような処理を行うことによって、伝送路の影響によるひずみを除去し、本来送信された信号を復元することができる。等化回路２９により等化処理がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路３０に供給される。

デマッピング回路３０は、等化処理がされたＯＦＤＭ周波数領域信号（複素信号）に対して、その変調方式（例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭ）に対応したデータの再割付処理（デマッピング処理）を行い、伝送データ系列を復元する。デマッピング回路３０から出力され伝送データ系列は、伝送路復号回路３１に供給される。

伝送路復号回路３１は、入力された伝送データ系列に対して、その放送方式に対応した伝送路復号処理を行う。例えば、伝送路復号回路３１では、時間方向のインタリーブ処理に対応した時間デインタリーブ処理、周波数方向のインタリーブに対応した周波数デインタリーブ処理、多値シンボルの誤り分散のためのビットインタリーブに対応したデインタリーブ処理、伝送ビットの削減のためのパンクチャリング処理に対応したデパンクチャリング処理、畳み込み符号化されたビット列の復号のためのビタビ復号処理、バイト単位でのデインタリーブ処理、エネルギ拡散処理に対応したエネルギ逆拡散処理、ＲＳ符号化処理に対応したエラー訂正処理等を行う。

このように伝送路復号がされた伝送データ系列は、例えば、ＭＰＥＧ-２システムズに規定されたトランスポートストリームとして出力される。

伝送制御情報復号回路３２は、ＯＦＤＭ伝送フレームの所定の位置に変調されているＴＭＣＣやＴＰＳといった伝送制御情報を復号する。

ところで、上述したフィードバック制御回路１は、ＯＦＤＭ受信装置１１において、帯域キャリア周波数誤差補正処理に適用されている。

ＯＦＤＭ受信装置１１の帯域キャリア周波数誤差補正処理は、図５に示すような、キャリア周波数誤差補正回路１９、ガード相関/ピーク検出回路２２、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４、加算回路２６で形成されるフィードバックループにより形成されている。

以下、狭帯域キャリア周波数誤差の補正制御についてさらに詳細に説明をする。

キャリア周波数誤差補正回路１９は、デジタル直交復調回路１８から出力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に対して、ＮＣＯ２７から出力される周波数補正信号（複素信号）を複素乗算する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、周波数補正信号が複素乗算されると、その中心周波数が、当該周波数誤差補正信号の周波数分シフトする。従って、ＯＦＤＭ受信装置１１では、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差の補正（ＯＦＤＭ信号の中心周波数をキャリア周波数に一致させる処理）を行うことができる。

ＮＣＯ２７から出力される周波数補正信号の発振周波数を制御するため、ＯＦＤＭ受信装置１１では、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に含まれているキャリア周波数誤差（ＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量）を算出する。

ＯＦＤＭ受信装置１１では、２種類のキャリア周波数誤差量を独立に検出し、その２種類のキャリア周波数誤差を加算して、ＮＣＯ２７に与える制御信号としている。２種類のキャリア周波数誤差のうちの一つは、サブキャリアの周波数間隔の精度の周波数誤差である広帯域キャリア周波数誤差であり、もう一つは、サブキャリアの周波数間隔に対して±１/２以下の精度の周波数誤差である狭帯域キャリア周波数誤差である。

狭帯域キャリア周波数誤差は、ガード相関/ピーク検出回路２２及び狭帯域のキャリア周波数誤差算出回路２４により算出される。

ガード相関/ピーク検出回路２２及び狭帯域のキャリア周波数誤差算出回路２４は、図５に示すように構成されている。すなわち、ガード相関/ピーク検出回路２２は、ガードインターバル相関演算回路４１と、二乗演算回路４２と、最大値検出回路４３と、角度変換回路４４とから構成されており、狭帯域のキャリア周波数誤差算出回路２４は、移動平均フィルタ４５と、位相補償累積加算回路４６とから構成されている。

ガードインターバル相関演算回路４１には、図６（Ａ）に示すような、キャリア周波数誤差補正回路１９から出力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号が入力される。ガードインターバル相関演算回路４１は、図６（Ｂ）に示すように、入力されたＯＦＤＭ信号を有効シンボル分遅延させた遅延信号を生成する。ガードインターバル相関演算回路４１は、遅延していないＯＦＤＭ信号と遅延したＯＦＤＭ信号とを複素乗算し、その信号をガードインターバル長の遅延量の移動和演算を行うことにより、図６（Ｃ）及び図６（Ｄ）に示すようなガードインターバル部分の相関値を示す信号（ガード相関信号）を生成する。ガード相関信号は、ＯＦＤＭシンボルの境界位置で振幅成分がちょうどピークとなる複素信号となる。

二乗演算回路４２は、ガードインターバル相関演算回路４１から出力されたガード相関信号（複素信号）の実数成分と虚数成分とをそれぞれ二乗し、二乗した値を加算して、図６（Ｅ）に示すような、二乗成分を算出する。

最大値検出回路４３は、図６（Ｆ）に示すように、二乗成分のピーク位置を検出し、そのピーク位置のタイミング（ピークタイミング）を出力する。

角度変換回路４４は、ガードインターバル相関演算回路４１からガード相関信号が入力される。角度変換回路４４は、図６（Ｇ）に示すように、最大値検出回路４３から与えられたピークタイミングでのガード相関信号の位相値θｐを検出する。従って、位相値θｐは、ＯＦＤＭ信号のシンボル境界位置におけるガード相関信号の位相を示す。

ここで、この位相値θｐは、デジタル直交復号後のＯＦＤＭ信号の中心周波数がずれていなければ、０となる。しかしながら、中心周波数がずれていれば、この位相値θｐは、そのずれ量分だけ位相回転する。つまり、位相値θｐは、デジタル直交復号後のＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれ量を示している。もっとも、この位相値θｐは、サブキャリアの周波数間隔で一回転してしまうため、サブキャリアの周波数間隔の±１/２以下の精度の情報となる。

移動平均フィルタ４４には、角度変換回路４４から出力された位相成分が入力される。移動平均フィルタ４４は、シンボル単位で出力される位相成分に対して、タップ数Ｘの移動平均を算出する。ここで、Ｘは２以上の偶数である。

具体的には、移動平均フィルタ４４は、例えば、Ｘ個のレジスタ群から構成されたシフトレジスタと、各レジスタに格納されている値の総和を演算する加算器と、加算器の出力値に１/Ｘを乗算する乗算器とから構成されている。シフトレジスタの初段のレジスタにはガード相関/ピーク検出回路２２から出力された位相値θｐが入力される。このようなシフトレジスタは、１シンボル毎に格納値の転送を行う。加算器は、シフトレジスタに格納されている連続したＸ個の位相値θｐを全て加算して、Ｘ個の位相値θｐの移動和を算出する。乗算器は、Ｘ個の位相値θｐの移動和に対して１/Ｘを乗算することによって、Ｘ個の位相値θｐの移動平均を算出する。移動平均フィルタ４４は、この乗算器の乗算結果を出力する。

移動平均フィルタ４４によりＸタップの移動平均値とされた位相値θｐは、位相補償累積加算回路４６に供給される。

位相補償累積加算回路４６は、Ｘ/２個のレジスタ群から構成されたシフトレジスタ４６ａと、加算器４６ｂとから構成されている。シフトレジスタ４６ａの初段のレジスタには加算器４６ｂの出力値が入力される。シフトレジスタ４６ａの最終段のレジスタの出力値は、加算器４６ｂに入力される。加算器４６ｂは、移動平均フィルタ４４から出力された移動平均化された位相値θｐと、シフトレジスタ４６ｂの最終段のレジスタの格納値とを加算して出力する。このような構成の位相補償累積加算回路４６は、加算器４６ｂの加算結果を出力する。

狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４では、位相補償累積加算回路４６から出力される値を、狭帯域キャリア周波数誤差として加算回路２６に出力する。狭帯域キャリア周波数誤差は、加算回路２６により広帯域キャリア周波数誤差と加算されたのちＮＣＯ２７に供給され、その結果、キャリア周波数誤差補正回路８に供給する周波数補正信号の周波数が制御される。

以上のように狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４では、Ｘタップで移動平均化された位相値θｐを、その２分の１のタップ数のＸ/２タップの遅延器を用いて累積加算する。

従って、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４では、移動平均時の遅延時間を累積加算器により補償して出力することができる。そのため、狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４では、動作開始時における応答を早くし、フィードバックループの安定性を向上させることができ、より正確にキャリア周波数の補正を行うことができる。

本発明を適用したフィードバック制御回路のブロック図である。 位相補償部回路が平滑フィルタと同一の回路とされた上記フィードバック制御回路のブロック図である。 フィードフォワード型の制御回路のブロック図である。 本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。 上記ＯＦＤＭ受信装置の帯域キャリア周波数誤差補正処理の制御ループを示すブロック構成図である。 ガード相関/ピーク検出回路内の各ポイントの信号のタイミングチャートである。 従来のフィードバック制御回路のブロック図である。

符号の説明

１ フィードバック制御回路、２ 誤差検出部、３ 平滑フィルタ、４ ゲイン部、５ 積分部、６ 位相補償回路

Claims (3)

1. クロックに同期してサンプリングされた入力信号と、当該入力信号から推定される推定信号との誤差量を示す誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、
   上記誤差信号の高周波数成分を除去して平滑化した平滑誤差信号を生成する平滑手段と、
   上記平滑誤差信号の振幅を所定倍に増幅する増幅手段と、
   上記増幅した平滑誤差信号を積分して上記推定信号を生成する推定信号生成手段とを備え、
   上記推定信号生成手段は、上記平滑手段と同一の遅延量により、上記生成した推定信号に対して位相補償をする位相補償手段と、上記位相補償手段により位相補償された信号と上記増幅した平滑誤差信号とを加算する加算手段と、上記加算手段により加算された信号を上記クロックの１クロック分遅延させて上記推定信号として出力する遅延手段とを有するフィードバック制御装置。
2. 上記平滑手段は、デジタルフィルタから構成されており、
   上記推定信号生成手段の位相補償手段は、上記平滑手段と同一のデジタルフィルタにより位相補償を行うことを特徴とする請求項１記載のフィードバック制御回路。
3. クロックに同期してサンプリングされた入力信号と、当該入力信号から推定される推定信号との誤差量を示す誤差信号を生成する誤差信号生成ステップと、
   上記誤差信号の高周波数成分を除去して平滑化した平滑誤差信号を生成する平滑化ステップと、
   上記平滑誤差信号の振幅を所定倍に増幅する増幅ステップと、
   上記増幅した平滑誤差信号に対して積分して上記推定信号を生成する推定信号生成ステップとを有し、
   上記推定信号生成ステップでは、上記平滑化ステップによる平滑化処理と同一の遅延量により、当該推定信号生成ステップで生成した推定信号に対して位相補償を行い、位相補償を行った信号と上記増幅ステップで増幅した平滑誤差信号とを加算し、上記加算した信号を上記クロックの１クロック分遅延させて上記推定信号として出力するフィードバック制御方法。

Images