JP4286476B2 - 直交周波数分割多重変調方式の受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送方式として互いに直交する複数本の搬送波(キャリア)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、ＯＦＤＭ方式と記す)を用いた伝送装置であって、複数本のキャリアを、同期検波を用いる変調方式(同期変調方式)で変調する伝送装置の復調装置における基準信号の再生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式として、ＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で多くの応用研究が進められている。 この内、ＵＨＦ帯の地上波ディジタル放送方式については、映像情報メディア学会誌 １９９８ Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１に詳しく記されている。
しかし、ＵＨＦ帯の地上波ディジタル放送方式のキャリア構造は非常に複雑であり、従来の方法と本発明の方法の違いが分かり難くなる恐れがある。 そこで、より単純化したキャリア構造を有する方式を例に取り、従来の基準信号の再生方法を説明する。
同期変調方式のＯＦＤＭ方式は、図１１のように、一定の伝送帯幅内に互いに直交するＮ本、例えば約１４００本の搬送波(キャリア)を設け、情報符号によって指定キャリアを６４ＱＡＭ等の変調方式で変調して伝送する変調方式である。
図１２は、そのキャリア構造の一部を拡大して更に詳しく説明する図であり、同様の構造が全伝送帯に渡って繰り返されると考えて良い。
図１２において、横方向は周波数、縦方向は時間の経過を表し、横と縦の方向に並んだ四角印「□」は、それぞれが１つのキャリアを表す。 従って、横方向に並ぶ四角印「□」の１列が、ＯＦＤＭ信号を構成する１つのシンボルを表す。
ＣＰと書かれた四角印「□」は、復調の際の基準信号を再生するのに用いられるパイロット信号の位置を示している。 また、何も書かれていない「□」は、６４ＱＡＭで変調された信号位置を表している。
【０００３】
なお、日本のＵＨＦ帯の地上波ディジタル放送方式では、パイロット信号は周波数方向と時間方向にばらまかれ、図１３に示すように、ＳＰと書かれた四角印「□」の位置に配置されているため、このパイロット信号は、ＳＰ（Scattered Pilot）と銘々されている。 これに対して、図１２のキャリア構造では、パイロット信号が時間方向に連続的に挿入されているので、連続性を強調したＣＰ(Continual Pilot)に変えて示した。 ここで、時間方向にパイロット信号ＣＰあるいはＳＰを有するキャリアを、以後、「パイロットキャリア」と記す。
図１４は、ＯＦＤＭ方式の送信装置を構成する回路の中から、本発明に関係する部分を取り出して示した回路図である。 送信前処理回路１に入力された情報符号は、誤り訂正符号への変換、６４ＱＡＭ信号への変調、及び図１２に従ったパイロット信号ＣＰの挿入等の前処理によって、各サンプルクロックの信号が、図１２の横一列に並ぶキャリアの信号列を表す、例えば２０４８サンプルクロックの周波数分布イメージの信号列に変換される。
変換された信号列は、２０４８ポイントの逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実施するＩＦＦＴ回路２に入力され、同じ２０４８サンプルクロックの時間波形を表す信号列に変換される。 図１５は、送信装置から送信される時間波形を模式的に示したものであり、ＩＦＦＴ回路２からは、ＯＦＤＭ信号のＴｓの期間の時間波形が出力される。 ガードインターバル挿入回路３は、この期間Ｔｓの時間波形の内のｂの部分をｂ’の部分にコピーして挿入する回路である。 この様に、ガードインターバルｂ’を挿入された信号は、送信後処理回路４において、更に直交変調、Ｄ／Ａ変換、アップコンバート等の後処理を施された後、アンテナ５から送信される。
【０００４】
図１６は、ＯＦＤＭ方式の受信装置を構成する回路の中から、本発明に関係する部分を取り出して示したブロック図である。 アンテナ６で受信された信号は受信前処理回路７において、ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換、直交復調等の前処理を実施された後、信号切り出し回路８に入力され、図１５のＴｓ期間に対応する２０４８サンプルクロックの信号列が切り出される。 切り出された信号列は２０４８ポイントのフーリエ変換(ＦＦＴ)を実施するＦＦＴ回路９に入力され、周波数の大きさの順に連続的に並んだ周波数分布イメージの信号列である図１２の横一列の信号列に戻される。
ところで、６４ＱＡＭで変調された信号を復調するには、一般のハンドブックにも記されている様に、信号空間上の物差しに相当する基準信号の位相(向き)と大きさを知る必要である。 図１２のパイロット信号ＣＰは、この基準信号の再生を可能にするために挿入された信号である。
一般に受信された信号の基準信号の位相と大きさは一定にはならず、伝送系で発生するマルチパス等の影響を受け、各時間あるいは各キャリア毎に変化する。しかし、その変化の仕方は通常滑らかな曲線を描き、時間方向とキャリア方向に強い相関を持つ。 そのため、例えば図１２のキャリア２１に対する基準信号は、このキャリア近傍に並ぶ同じシンボル内の複数のＣＰであるＣＰ１，ＣＰ２等の信号をキャリア方向（周波数方向）に内挿して算出することが可能であり、算出された基準信号を用いて６４ＱＡＭの復調を実施することができる。
【０００５】
図１６のキャリア方向内挿回路１１は、このキャリア方向の内挿演算を実施する回路である。 ＦＦＴ回路９から出力された信号列は、パイロット信号選択回路１０と遅延回路１２に入力される。 パイロット信号選択回路１０では、ＦＦＴ回路９から出力された信号列の間に挿入されているＣＰを取り出し、それ以外のキャリアの信号値を０に変換してシンボルパイロット信号として出力する。
パイロット信号選択回路１０から出力されたシンボルパイロット信号は、キャリア方向内挿回路１１でキャリア方向に内挿され、再生された基準信号として出力される。 遅延回路１２は、ＦＦＴ回路９から出力された信号列に対し、基準信号の演算時間相当の時間調整を加える回路である。
キャリア方向内挿回路１１から出力された基準信号と、ＦＦＴ回路９から出力され遅延回路１２で時間調整された信号列は、復調＆後処理回路１３に入力され、６４ＱＡＭの復調、復調符号の符号誤り訂正等の後処理を実施された後、復号された情報符号として受信装置から出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記の説明では述べなかったが、図１６のキャリア方向内挿回路１１には、通常、回路規模が大きく、且つ構成が複雑な複素フィルタを用いる。 この理由の説明に入る前に、キャリア方向内挿回路１１に入力される信号列の性質について簡単に説明しておく。
詳細な説明は省略するが、受信信号にマルチパスによる遅延波が混入すると、図１６のＦＦＴ回路９から出力される信号列に含まれる直接波成分信号の各キャリアの位相角が、図１７の（ａ）のように一定であっても、受信信号に混入した遅延波成分信号の各キャリアの位相角は、図１７の（ｂ）の様に、キャリア番号が増加するに連れて、キャリア方向に一定の周波数で回転する現象が発生する。
そして、その回転周波数は遅延波の遅延時間とともに変化する。 例えばＦＦＴのサンプル点数を２０４８点とすると、直接波に対してｎサンプルクロック期間遅れた遅延波の各キャリアの位相角に、２０４８キャリア当たりｎ回転の割合で正方向に回る回転が発生する。
従って、キャリア番号を時間軸に見立てて、この回転周波数の分布を表すと、直接波より前に受信される信号成分は無いので、図１８の斜線枠の様に、位相角の回転周波数は正の軸上にのみ現れる分布になる。 なお、図１７の周波数軸上でキャリア番号の増加と共に回転する位相角の回転の周波数を、通常の時間軸上の振動の周波数と区別する必要がある場合は、以下、「キャリア方向周波数」と記す。 図１８の横軸は、このキャリア方向周波数を２０４８サンプルクロック当たりの回転数で表したものである。
ここで、対応すべき最大のキャリア方向周波数は、受信信号の時間方向の信号の構成方法できまる。 図１５のＯＦＤＭ信号の１シンボルの時間波形は、ＩＦＦＴ回路２から出力されたＴｓ期間の信号に、ガードインターバルｂ’の期間を加えたＴｓ’期間で構成される。 このガードインターバルｂ’は、マルチパスフェージングに対する耐性を増すために挿入するものである。 詳細な説明は省略するが、このガードインターバルをＮGIサンプルクロック分設けておくと、原理的には、混入する遅延波の遅延時間がこのＮGIサンプルクロック時間以内である限り、正しく符号を復調することが可能である。 なお、ＮGIは、正の整数である。
【０００７】
一方、図１６のキャリア方向内挿回路１１は、上記遅延時間の範囲の遅延波に対しては、正しく内挿して基準信号を算出できなければならない。 言い換えると、例えば、６４サンプルクロック期間のガードインターバルを設けた場合は、図１８のキャリア方向周波数０から６４の斜線枠の範囲の回転振動に対しては、正しい内挿演算が実施できなければならない。
以上の事実を基に、図１６のキャリア方向内挿回路１１に複素フィルタが用いられる理由を説明する。 一般に、図１８の斜線枠の範囲の周波数分布を有する信号の内挿演算を実施するには、この斜線枠の周波数範囲を通過領域内に有するフィルタを用いる必要がある。 従って、通常のディジタルＬＰＦで構成する場合、図１８の折れ線２２の特性を有するディジタルＬＰＦを用いる必要がある。
しかし、この特性のフィルタでは、キャリア方向周波数が負の範囲には、決して信号が発生しないにも関わらず、負の範囲の雑音成分も通過させるため、内挿して得られる基準信号にこの雑音が混入し、再生された基準信号のＳ／Ｎを大幅に劣化させてしまう。 そのＳ／Ｎの劣化量は、およそ３ｄＢにも達する。 このＳ／Ｎの劣化を防ぐためには、図１８の斜線枠の周波数範囲のみを通過領域とする複素フィルタを用いる必要があるのである。
ところで、複素フィルタを構成するには、図１９のように、通常のディジタルＬＰＦを４つ用いる必要がある。 しかも、内挿演算に要求される精度の特性を得るには、用いるディジタルＬＰＦのタップ数として、６３タップから１２７タップ、あるいはそれ以上のタップ数のディジタルＬＰＦを用いる必要がある。
現状の技術では、このように大きなタップ数のディジタルＬＰＦを１つ構成するのに、１００ピンから２００ピン程度の大きなＩＣが１つ必要になる。 そのため、複素フィルタを構成するには、この様なＩＣが４つ必要になり、受信装置の回路を大規模かつ高価なものにする欠点があった。
本発明はこれらの欠点を除去し、キャリア方向内挿回路の回路規模をほぼ半分にでき、しかも複素フィルタを用いた場合と同等の性能が得られる回路、即ち、小形且つ低価格で構成できる回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の基本的な考え方は、キャリア方向内挿回路に入力するシンボルパイロット信号を前もってキャリア方向に変調し、図２の上段の斜線枠の範囲のキャリア方向周波数分布の信号を図２の下段の様にシフトした後、内挿演算を実施することにある。
図２の下段のキャリア方向の周波数分布は、原点を中心に対称な分布になる。そのため、通過領域を非対称にするための複素フィルタを用いる必要がなくなり、回路規模が大きく高価なディジタルＬＰＦの個数を４つから２つへと半分に減らし、回路規模を大幅に縮小すると共に低価格にすることが可能になる。
本発明の第２の基本的な考え方は、シンボルパイロット信号を図２の下段の様にシフトする方法として、ＦＦＴ回路９に入力する信号列の順序を巡回的に入れ換えることで実施することにある。
この方法の原理を説明する前に、ＦＦＴで実施する演算の意味について簡単に説明しておく。 図３（ａ）は、受信された直接波と、ＦＦＴに入力するために切り出す範囲を模式的に示したものである。 受信装置のＦＦＴ回路９は、送信装置でＩＦＦＴした（Ｂ＋ｂ）の２０４８サンプルクロック分の信号列を切り出してＦＦＴする。 ところで、詳細な説明はフーリエ変換に関する教科書に譲るが、ＦＦＴでは、入力される信号列が図３の（ｂ）の様に無限に繰り返されると仮定して離散フーリエ変換する。 従って図３の矢印２３に示すように、図３の（ｂ）のＢの先頭のｂ”の部分、例えば先頭の３２サンプルクロック分の信号列をｂの部分の後ろに移動してからＦＦＴすると、図３の（ｃ）のように、図３の（ａ）の直接波の（Ｂ＋ｂ）の部分の信号列を、３２サンプルクロック期間だけ先行させた信号列をＦＦＴした結果と同じ結果が得られる。
【０００９】
以上の事実を基に、第２の基本的な考え方の原理を説明する。 図１７（ｂ）で説明した様に、直接波に対してｎサンプルクロック期間遅れた遅延波の各キャリアの位相角は、２０４８キャリア当たりｎ回転の割合で正の方向に回転する。
逆に、直接波に対してｎサンプルクロック期間先行した先行波の各キャリアの位相角は、２０４８キャリア当たりｎ回転の割合で負の方向に回転する。 言い換えると、図２の上段の太い矢印で示す直接波の信号成分を何らかの方法で３２サンプルクロック期間だけ先行させることができれば、図２の下段の太い矢印で示すキャリア方向周波数の位置まで移動させることができる。 同様のことが、図２の上段に斜線枠で示す遅延波に対しても成り立つ。 従って、受信信号を何らかの方法で３２サンプルクロック期間だけ先行させることにより、図２の上段の斜線枠の信号を、図２の下段の様にシフトすることができる。 本発明による第２の基本的な考え方は、このキャリア方向周波数のシフトを、ＦＦＴ回路９に入力する信号列の一部を図３の矢印２３の様に、巡回的に入れ換えてからＦＦＴして実現するものである。
【００１０】
本発明は、この第１の基本的な考え方と第２の基本的な考え方を実現し、上記目的を達成するため、互いに直交する複数本の搬送波(以下キャリアと称す)を用いて情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)を用いた伝送装置において、該伝送装置の受信装置に、受信信号から所定信号長毎に切り出された信号列を順次離散フーリエ変換するＦＦＴ回路と、上記切り出された信号列における信号順序を巡回的に入れ換えて上記ＦＦＴ回路に順次出力するＦＦＴ入力信号巡回回路と、上記ＦＦＴ回路出力から所定のパイロット信号を抽出し内挿演算して基準信号ベクトルを再生する回路と、該再生した基準信号ベクトルに基づき上記ＦＦＴ回路出力を復調する復調回路を有する構成としたものである。
また、上記ＦＦＴ入力信号巡回回路は、上記切り出された各信号列における先頭から所定期間の時間波形信号を当該信号列の最後に巡回的に入れ換える回路である。
また、上記パイロット信号は、時間方向に連続的に、キャリア方向に所定キャリア間隔で挿入されたキャリア構造のパイロット信号(ＣＰ)で、当該伝送装置の受信装置は、上記ＦＦＴ回路と、上記ＦＦＴ入力信号巡回回路と、上記ＦＦＴ回路から出力される信号列の内の上記ＣＰを有するキャリア以外のキャリアの信号値を０に変換してシンボルパイロット信号として出力するパイロット信号選択回路と、上記シンボルパイロット信号の実数成分の内挿演算を実施する第１のディジタルＬＰＦとその虚数成分の内挿演算を実施する第２のディジタルＬＰＦで構成したキャリア方向内挿回路を有する構成としたものである。
また、上記パイロット信号は、時間方向に間欠的に、キャリア方向に所定キャリア間隔で挿入されたキャリア構造のパイロット信号(ＳＰ)で、当該伝送装置の受信装置は、上記ＦＦＴ回路と、上記ＦＦＴ入力信号巡回回路と、上記ＦＦＴ回路から出力される信号列から上記ＳＰを選択して時間方向の内挿演算を実施すると共に、上記ＳＰを有するキャリア以外のキャリアの信号値を０に変換して得たシンボルパイロット信号を出力する時間方向内挿回路を設け、該時間方向内挿回路から出力されるシンボルパイロット信号の実数成分の内挿演算を実施する第１のディジタルＬＰＦとその虚数成分の内挿演算を実施する第２のディジタルＬＰＦで構成したキャリア方向内挿回路を有する構成としたものである。
また、上記パイロット信号選択回路に代えて、上記ＦＦＴ回路から出力される信号列の内の上記ＣＰを時間方向に帯域制限すると共に、該ＣＰを有するキャリア以外のキャリアの信号値を０に変換して得たシンボルパイロット信号を出力する時間方向のＬＰＦを設け、該時間方向のＬＰＦから出力されるシンボルパイロット信号を上記キャリア方向内挿回路に入力する回路構成としたものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施例による受信装置の構成例を図１に示し説明する。図１６の従来の回路構成と最も大きく異なる点は、新たに、ＦＦＴ入力信号巡回回路３０を設け、ＦＦＴ回路９に入力するために信号切り出し回路８で切り出した信号列の一部を、図３の矢印２３の様に巡回的に入れ換えてからＦＦＴ回路９に入力するようにした点である。 第２に異なる点は、４つのディジタルＬＰＦで構成されるキャリア方向内挿回路１１を、２つのディジタルＬＰＦのみで構成するキャリア方向内挿回路３１に置き換えた点にある。
図１において、アンテナ６で受信された信号は受信前処理回路７に入力され、従来の受信装置と同様に処理される。 そして、信号切り出し回路８で、ＦＦＴ回路９に入力する２０４８サンプルクロック分の信号列を切り出し、新たに設けたＦＦＴ入力信号巡回回路３０に入力する。
このＦＦＴ入力信号巡回回路３０の内部回路の構成例を図４に示し説明する。信号切り出し回路８で切り出されて出力された２０４８サンプルクロックの信号列は、ＦＩＦＯ３０１とスイッチ３０２に入力される。 そして、図３の（ｂ）のｂ”の３２サンプルクロックの部分は、イネーブルパルスＥＮinの制御の下にＦＩＦＯ３０１内に蓄積される。 ｂ”の部分に続く（Ｂ＋ｂ）の部分はスイッチ３０２を通し、ＦＦＴ入力信号巡回回路３０から直接出力される。
ＦＩＦＯ３０１内に蓄積されたｂ”の部分は、ｂの部分がスイッチ３０２を通して出力された直後、イネーブルパルスＥＮout の制御下で読み出され、スイッチ３０２を通してＦＦＴ入力信号巡回回路３０から出力される。
この処理により、信号切り出し回路８で、ＦＦＴに入力する信号列として切り出された図３の（ｂ）の信号列（Ｂ＋ｂ）は、図３の（ｃ）のＦＦＴに入力する信号列のように変換される。
【００１２】
ＦＦＴ入力信号巡回回路３０から出力された信号列は、ＦＦＴ回路９でＦＦＴされるが、ＦＦＴ回路９に入力される信号列は、図３の（ｃ）の様に、受信信号から切り出した図３の（ｂ）の信号列より、３２サンプルクロック期間先行した信号から切り出した信号列と等価な信号列になっている。 そして、ＦＦＴ回路９からは、キャリア方向周波数分布が図２の下段の図の様に原点を中心に対称な分布を持った信号列として出力される。 そのため、キャリア方向内挿回路３１として、通過領域を非対称にするための複素フィルタを用いる必要がなくなり、図５に例示するように、実数成分と虚数成分を個別に帯域制限する２つのディジタルＬＰＦのみで構成することができる。
キャリア方向内挿回路３１から出力された基準信号と、ＦＦＴ回路９から出力され遅延回路１２で時間調整された信号列は、従来の受信装置と同様に、復調＆後処理回路１３に入力されて、６４ＱＡＭの復調、復調符号の符号誤り訂正等の後処理を実施された後、復号された情報符号として受信装置から出力される。
この様に本実施例においては、従来の受信装置では、図１９の様に回路規模が大きく、高価なディジタルＬＰＦが４つ必要であったキャリア方向内挿回路を、図５のように２つのディジタルＬＰＦのみで構成できる。 そのため、キャリア方向内挿回路３１の回路規模を約半分に大幅に縮小できると共に、回路の価格を大幅に低減することができる。 また、キャリア方向内挿回路を２つのディジタルＬＰＦのみで構成できる様にするためのキャリア方向周波数分布のシフトを、回路規模がやや大きい複素乗算が必要になる変調回路を用いずに、ＦＩＦＯのみからなる簡単な回路で実現できるため、更に回路規模を大幅に縮小すると共に、低価格で回路を構成できる。 そのため、低価格かつ小形で使い勝手が良好な、ＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【００１３】
次に、本発明の第２の実施例における受信装置の回路の構成例を図６に示す。この実施例は、本発明を、日本のＵＨＦ帯の地上波ディジタル放送方式と同様のキャリア構造の場合に適用したものである。 即ち、パイロット信号が、図１３のＳＰと書かれた四角印「□」のように、周波数方向と時間方向にばらまかれた配置になっているキャリア構造の場合に適用したものである。
図１３のキャリア構造の場合、受信信号の復調は、まずＳＰを時間方向に内挿し、斜線で示すパイロットキャリアの基準信号(パイロットキャリア信号)を算出して実施する。 図１３に斜線で示すパイロットキャリアの配置は、パイロットキャリアが挿入される周期が、３キャリア毎に変更された点を除けば、図１２のＣＰを有するキャリアの配置と同様になる。 そのため、第１の実施例におけるパイロット信号ＣＰの代わりに、時間方向に内挿して得たパイロットキャリア信号を用いることにより、第１の実施例と同様にして、情報符号を復調することができる。
図６の回路では、図１のパイロット信号選択回路１０を、パイロットキャリア信号を算出する時間方向内挿回路３２に置き換えた構成になっている。 第１の実施例と同様にして、信号切り出し回路８で切り出された信号列は、ＦＦＴ入力信号巡回回路３０にて順序を入れ換えられた後、ＦＦＴ回路９に入力される。
従って、ＦＦＴ回路９から出力される信号列は、第１の実施例と同じ様に図２の下段のキャリア方向周波数分布を持つ信号列となっている。
時間方向内挿回路３２では、ＦＦＴ回路９から出力される信号列の間に挿入されているＳＰを選択して、時間方向の内挿演算を実施すると同時に、ＳＰを有するキャリア(パイロットキャリア)以外のキャリアの信号値を、０に変換して得たシンボルパイロット信号を算出して出力する。
【００１４】
この時間方向内挿回路３２から出力されるシンボルパイロット信号は、図１のパイロット信号選択回路１０から出力されるシンボルパイロット信号と同様の構造を有する信号である。 従って、第１の実施例と同様に、シンボルパイロット信号を、２つのディジタルＬＰＦのみで構成されたキャリア方向内挿回路３１に入力して基準信号を再生し、再生した基準信号を用いて情報符号を復調することができる。
この様に本実施例においても、第１の実施例と同様に、キャリア方向内挿回路を２つのディジタルＬＰＦのみで構成できるため、キャリア方向内挿回路３１の回路規模を約半分に大幅に縮小できると共に、回路の価格を大幅に低減することができる。 また、キャリア方向内挿回路を２つのディジタルＬＰＦのみで構成できる様にするためのキャリア方向周波数分布のシフトを、回路規模がやや大きい複素乗算が必要になる変調回路を用いずに、ＦＩＦＯのみからなる簡単な回路で実現できるため、更に回路規模を大幅に縮小できると共に低価格で回路を構成できる。 そのため、低価格かつ小形で使い勝手が良好な、ＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【００１５】
次に、本発明の第３の実施例における受信装置の回路の構成例を図７に示す。この実施例は、図１２の様に、時間方向に連続的にパイロット信号ＣＰが挿入されたキャリア構造の場合に適用するものであり、図１のパイロット信号選択回路１０を時間方向のＬＰＦ３３に置き換えた点が第１の実施例と異なる。
図１２のキャリア構造の場合、どのパイロットキャリアも、時間方向に連続的にパイロット信号が挿入されているため、時間方向の内挿演算は必要がない。 しかし、時間方向に帯域制限すると、再生される基準信号のＳ／Ｎを向上させることができる。 そこで、時間方向のＬＰＦ３３では、時間方向に連続的に挿入されているＣＰを、時間方向に帯域制限すると同時に、ＣＰが挿入されていないキャリアの信号値を０に変換して得たシンボルパイロット信号を出力するものである。 これ以外の信号処理は、第１の実施例と同様なので説明を省略する。
この様に、本実施例においても、第１の実施例と同様の効果が得られ、低価格かつ小形で使い勝手が良好なＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
なお、説明の混乱を避けるため、上記の各実施例では、ＦＦＴ回路に入力するために切り出す信号列の位置を、図３の（ａ）の様に、送信装置のＩＦＦＴ回路から出力されるＴｓ期間の２０４８サンプルクロックの信号列に設定するものとして説明した。 しかし、実際の受信装置では、同期の捕捉誤差を考慮し、図８の様に、数サンプルクロック時間、例えば、４サンプルクロック期間、ｂ’側に移動した範囲の２０４８サンプルクロックの信号列を切り出してＦＦＴする。
この様な場合、ＦＦＴ入力信号巡回回路３０で巡回的に順序を入れ換える量を、３２から２８(＝３２−４)等に変更する必要があることを注意しておく。
【００１６】
また、説明の混乱を避けるため、上記の各実施例では受信装置において直接波が図３の（ａ）の様なタイミングになるように同期捕捉が実施されるものとして説明した。 しかし実際には、通常、その時の最大パワーを有する信号が、図８のタイミングになるように同期捕捉を実施する。 この場合、主波が直接波とは限らないため、主波に先行して受信される先行波があると、この先行波が受信される。 そのため、キャリア方向の周波数分布には、図９の上段に示すように、斜線の枠で示す遅延波成分の他に、ドットの枠２４で示す先行波成分が現れる。そのため、この様な場合は、ＦＦＴ入力信号巡回回路３０で巡回的に順序を入れ換える量を、図９の下段の分布がほぼ左右対称になるように変更する必要があることを注意しておく。
また、上記の説明では省略したが、キャリア方向内挿回路において、シンボルパイロット信号をキャリア方向に内挿する際、再生された基準信号の内、帯域の境界近傍の基準信号に大きな歪みが発生する。 この歪みを低減するには、受信されたＣＰあるいはＳＰから算出したシンボルパイロット信号を滑らかに帯域外に外挿して補間した後、内挿演算を実施する必要がある。 この場合、キャリアの位相角が図１７の（ｂ）の様にねじれているものより、図１７の（ａ）の様にねじれが無い方が明らかに外挿演算が容易である。 そこで、図８の様に、送信装置のＩＦＦＴ回路から出力されるＴｓ期間の信号列より、ずれた位置の信号列を切り出してＦＦＴ回路に入力する場合は、このずらしたサンプルクロック分の信号列を巡回的に入れ換えてからＦＦＴ回路に入力する。 すなわち、送信装置のＩＦＦＴ回路で変換された有効シンボルの時間波形の先頭のサンプルクロックの信号値が、ＦＦＴ回路に入力する時間波形の先頭のサンプルクロックの信号値になるように巡回的に入れ換えてからＦＦＴ回路に入力する。 すると、ＦＦＴ回路から出力される信号列の位相角は、図１７の（ａ）の様に平坦になるため、シンボルパイロット信号の滑らかな外挿が容易になる効果を得ることができる。参考のため、この時必要になる外挿回路３４の挿入位置を図１０に例示する。
【００１７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明による手段を用いると、従来の受信装置では回路規模が大きく高価なディジタルＬＰＦが４つ必要であったキャリア方向内挿回路を、２つのディジタルＬＰＦのみで構成できる。 そのため、キャリア方向内挿回路の回路規模を約半分と大幅に縮小できると共に、回路の価格を大幅に低減することができる。 また、キャリア方向内挿回路を２つのディジタルＬＰＦのみで構成できるようにするためのキャリア方向周波数分布のシフトを、回路規模がやや大きい複素乗算が必要になる変調回路を用いず、ＦＩＦＯのみからなる簡単な回路で実現できるため、更に回路規模を大幅に縮小できると共に低価格で回路を構成できる。 そのため、低価格かつ小形で使い勝手が良好なＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例による受信装置の回路構成を示すブロック図
【図２】本発明による第１の基本的な考え方を説明するための模式図
【図３】本発明による第２の基本的な考え方を説明するための模式図
【図４】本発明のＦＦＴ入力信号巡回回路の回路構成の一例を示すブロック図
【図５】本発明によるキャリア方向内挿回路の回路構成の１例を示すブロック図
【図６】本発明の第２の実施例による受信装置の回路構成を示すブロック図
【図７】本発明の第３の実施例による受信装置の回路構成を示すブロック図
【図８】実際の受信装置でＦＦＴ回路に入力する信号列の位置を説明するための模式図
【図９】実際の受信装置でのキャリア周波数分布と処理方法を説明するための模式図
【図１０】本発明のシンボルパイロット信号を外挿するときの回路構成を示すブロック図
【図１１】ＯＦＤＭ方式のキャリア構造を説明するための模式図
【図１２】パイロット信号としてＣＰを配置するキャリア構造を説明するための模式図
【図１３】パイロット信号としてＳＰを配置するキャリア構造を説明するための模式図
【図１４】送信装置の回路構成の１例を示すブロック図
【図１５】ＯＦＤＭ信号の時間波形を説明するための模式図
【図１６】従来の受信装置の回路構成の１例を示すブロック図
【図１７】ＦＦＴ出力信号の位相角の回転を説明するための模式図
【図１８】キャリア方向周波数分布と遅延波の影響を説明するための模式図
【図１９】従来の複素フィルタの回路構成を示すブロック図
【符号の説明】
１：送信前処理回路、２：ＩＦＦＴ回路、３：ガードインターバル挿入回路、４：送信後処理回路、５，６：アンテナ、７：受信前処理回路、８：信号切り出し回路、９：ＦＦＴ回路、１０：パイロット信号選択回路、１１：キャリア方向内挿回路、１２：遅延回路、１３：復調＆後処理回路、３０： ＦＦＴ入力信号巡回回路、３１：キャリア方向内挿回路、３０２：スイッチ，３０１：ＦＩＦＯ、３２：時間方向内挿回路、３３：時間方向のＬＰＦ、３４：外挿回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送方式として互いに直交する複数本の搬送波(キャリア)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、ＯＦＤＭ方式と記す)を用いた伝送装置であって、複数本のキャリアを、同期検波を用いる変調方式(同期変調方式)で変調する伝送装置の復調装置における基準信号の再生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式として、ＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で多くの応用研究が進められている。 この内、ＵＨＦ帯の地上波ディジタル放送方式については、映像情報メディア学会誌 １９９８ Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１に詳しく記されている。
しかし、ＵＨＦ帯の地上波ディジタル放送方式のキャリア構造は非常に複雑であり、従来の方法と本発明の方法の違いが分かり難くなる恐れがある。 そこで、より単純化したキャリア構造を有する方式を例に取り、従来の基準信号の再生方法を説明する。
同期変調方式のＯＦＤＭ方式は、図１１のように、一定の伝送帯幅内に互いに直交するＮ本、例えば約１４００本の搬送波(キャリア)を設け、情報符号によって指定キャリアを６４ＱＡＭ等の変調方式で変調して伝送する変調方式である。
図１２は、そのキャリア構造の一部を拡大して更に詳しく説明する図であり、同様の構造が全伝送帯に渡って繰り返されると考えて良い。
図１２において、横方向は周波数、縦方向は時間の経過を表し、横と縦の方向に並んだ四角印「□」は、それぞれが１つのキャリアを表す。 従って、横方向に並ぶ四角印「□」の１列が、ＯＦＤＭ信号を構成する１つのシンボルを表す。
ＣＰと書かれた四角印「□」は、復調の際の基準信号を再生するのに用いられるパイロット信号の位置を示している。 また、何も書かれていない「□」は、６４ＱＡＭで変調された信号位置を表している。
【０００３】
なお、日本のＵＨＦ帯の地上波ディジタル放送方式では、パイロット信号は周波数方向と時間方向にばらまかれ、図１３に示すように、ＳＰと書かれた四角印「□」の位置に配置されているため、このパイロット信号は、ＳＰ（Scattered Pilot）と銘々されている。 これに対して、図１２のキャリア構造では、パイロット信号が時間方向に連続的に挿入されているので、連続性を強調したＣＰ(Continual Pilot)に変えて示した。 ここで、時間方向にパイロット信号ＣＰあるいはＳＰを有するキャリアを、以後、「パイロットキャリア」と記す。
図１４は、ＯＦＤＭ方式の送信装置を構成する回路の中から、本発明に関係する部分を取り出して示した回路図である。 送信前処理回路１に入力された情報符号は、誤り訂正符号への変換、６４ＱＡＭ信号への変調、及び図１２に従ったパイロット信号ＣＰの挿入等の前処理によって、各サンプルクロックの信号が、図１２の横一列に並ぶキャリアの信号列を表す、例えば２０４８サンプルクロックの周波数分布イメージの信号列に変換される。
変換された信号列は、２０４８ポイントの逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実施するＩＦＦＴ回路２に入力され、同じ２０４８サンプルクロックの時間波形を表す信号列に変換される。 図１５は、送信装置から送信される時間波形を模式的に示したものであり、ＩＦＦＴ回路２からは、ＯＦＤＭ信号のＴｓの期間の時間波形が出力される。 ガードインターバル挿入回路３は、この期間Ｔｓの時間波形の内のｂの部分をｂ’の部分にコピーして挿入する回路である。 この様に、ガードインターバルｂ’を挿入された信号は、送信後処理回路４において、更に直交変調、Ｄ／Ａ変換、アップコンバート等の後処理を施された後、アンテナ５から送信される。
【０００４】
図１６は、ＯＦＤＭ方式の受信装置を構成する回路の中から、本発明に関係する部分を取り出して示したブロック図である。 アンテナ６で受信された信号は受信前処理回路７において、ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換、直交復調等の前処理を実施された後、信号切り出し回路８に入力され、図１５のＴｓ期間に対応する２０４８サンプルクロックの信号列が切り出される。 切り出された信号列は２０４８ポイントのフーリエ変換(ＦＦＴ)を実施するＦＦＴ回路９に入力され、周波数の大きさの順に連続的に並んだ周波数分布イメージの信号列である図１２の横一列の信号列に戻される。
ところで、６４ＱＡＭで変調された信号を復調するには、一般のハンドブックにも記されている様に、信号空間上の物差しに相当する基準信号の位相(向き)と大きさを知る必要である。 図１２のパイロット信号ＣＰは、この基準信号の再生を可能にするために挿入された信号である。
一般に受信された信号の基準信号の位相と大きさは一定にはならず、伝送系で発生するマルチパス等の影響を受け、各時間あるいは各キャリア毎に変化する。しかし、その変化の仕方は通常滑らかな曲線を描き、時間方向とキャリア方向に強い相関を持つ。 そのため、例えば図１２のキャリア２１に対する基準信号は、このキャリア近傍に並ぶ同じシンボル内の複数のＣＰであるＣＰ１，ＣＰ２等の信号をキャリア方向（周波数方向）に内挿して算出することが可能であり、算出された基準信号を用いて６４ＱＡＭの復調を実施することができる。
【０００５】
図１６のキャリア方向内挿回路１１は、このキャリア方向の内挿演算を実施する回路である。 ＦＦＴ回路９から出力された信号列は、パイロット信号選択回路１０と遅延回路１２に入力される。 パイロット信号選択回路１０では、ＦＦＴ回路９から出力された信号列の間に挿入されているＣＰを取り出し、それ以外のキャリアの信号値を０に変換してシンボルパイロット信号として出力する。
パイロット信号選択回路１０から出力されたシンボルパイロット信号は、キャリア方向内挿回路１１でキャリア方向に内挿され、再生された基準信号として出力される。 遅延回路１２は、ＦＦＴ回路９から出力された信号列に対し、基準信号の演算時間相当の時間調整を加える回路である。
キャリア方向内挿回路１１から出力された基準信号と、ＦＦＴ回路９から出力され遅延回路１２で時間調整された信号列は、復調＆後処理回路１３に入力され、６４ＱＡＭの復調、復調符号の符号誤り訂正等の後処理を実施された後、復号された情報符号として受信装置から出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記の説明では述べなかったが、図１６のキャリア方向内挿回路１１には、通常、回路規模が大きく、且つ構成が複雑な複素フィルタを用いる。 この理由の説明に入る前に、キャリア方向内挿回路１１に入力される信号列の性質について簡単に説明しておく。
詳細な説明は省略するが、受信信号にマルチパスによる遅延波が混入すると、図１６のＦＦＴ回路９から出力される信号列に含まれる直接波成分信号の各キャリアの位相角が、図１７の（ａ）のように一定であっても、受信信号に混入した遅延波成分信号の各キャリアの位相角は、図１７の（ｂ）の様に、キャリア番号が増加するに連れて、キャリア方向に一定の周波数で回転する現象が発生する。
そして、その回転周波数は遅延波の遅延時間とともに変化する。 例えばＦＦＴのサンプル点数を２０４８点とすると、直接波に対してｎサンプルクロック期間遅れた遅延波の各キャリアの位相角に、２０４８キャリア当たりｎ回転の割合で正方向に回る回転が発生する。
従って、キャリア番号を時間軸に見立てて、この回転周波数の分布を表すと、直接波より前に受信される信号成分は無いので、図１８の斜線枠の様に、位相角の回転周波数は正の軸上にのみ現れる分布になる。 なお、図１７の周波数軸上でキャリア番号の増加と共に回転する位相角の回転の周波数を、通常の時間軸上の振動の周波数と区別する必要がある場合は、以下、「キャリア方向周波数」と記す。 図１８の横軸は、このキャリア方向周波数を２０４８サンプルクロック当たりの回転数で表したものである。
ここで、対応すべき最大のキャリア方向周波数は、受信信号の時間方向の信号の構成方法できまる。 図１５のＯＦＤＭ信号の１シンボルの時間波形は、ＩＦＦＴ回路２から出力されたＴｓ期間の信号に、ガードインターバルｂ’の期間を加えたＴｓ’期間で構成される。 このガードインターバルｂ’は、マルチパスフェージングに対する耐性を増すために挿入するものである。 詳細な説明は省略するが、このガードインターバルをＮGIサンプルクロック分設けておくと、原理的には、混入する遅延波の遅延時間がこのＮGIサンプルクロック時間以内である限り、正しく符号を復調することが可能である。 なお、ＮGIは、正の整数である。
【０００７】
一方、図１６のキャリア方向内挿回路１１は、上記遅延時間の範囲の遅延波に対しては、正しく内挿して基準信号を算出できなければならない。 言い換えると、例えば、６４サンプルクロック期間のガードインターバルを設けた場合は、図１８のキャリア方向周波数０から６４の斜線枠の範囲の回転振動に対しては、正しい内挿演算が実施できなければならない。
以上の事実を基に、図１６のキャリア方向内挿回路１１に複素フィルタが用いられる理由を説明する。 一般に、図１８の斜線枠の範囲の周波数分布を有する信号の内挿演算を実施するには、この斜線枠の周波数範囲を通過領域内に有するフィルタを用いる必要がある。 従って、通常のディジタルＬＰＦで構成する場合、図１８の折れ線２２の特性を有するディジタルＬＰＦを用いる必要がある。
しかし、この特性のフィルタでは、キャリア方向周波数が負の範囲には、決して信号が発生しないにも関わらず、負の範囲の雑音成分も通過させるため、内挿して得られる基準信号にこの雑音が混入し、再生された基準信号のＳ／Ｎを大幅に劣化させてしまう。 そのＳ／Ｎの劣化量は、およそ３ｄＢにも達する。 このＳ／Ｎの劣化を防ぐためには、図１８の斜線枠の周波数範囲のみを通過領域とする複素フィルタを用いる必要があるのである。
ところで、複素フィルタを構成するには、図１９のように、通常のディジタルＬＰＦを４つ用いる必要がある。 しかも、内挿演算に要求される精度の特性を得るには、用いるディジタルＬＰＦのタップ数として、６３タップから１２７タップ、あるいはそれ以上のタップ数のディジタルＬＰＦを用いる必要がある。
現状の技術では、このように大きなタップ数のディジタルＬＰＦを１つ構成するのに、１００ピンから２００ピン程度の大きなＩＣが１つ必要になる。 そのため、複素フィルタを構成するには、この様なＩＣが４つ必要になり、受信装置の回路を大規模かつ高価なものにする欠点があった。
本発明はこれらの欠点を除去し、キャリア方向内挿回路の回路規模をほぼ半分にでき、しかも複素フィルタを用いた場合と同等の性能が得られる回路、即ち、小形且つ低価格で構成できる回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の基本的な考え方は、キャリア方向内挿回路に入力するシンボルパイロット信号を前もってキャリア方向に変調し、図２の上段の斜線枠の範囲のキャリア方向周波数分布の信号を図２の下段の様にシフトした後、内挿演算を実施することにある。
図２の下段のキャリア方向の周波数分布は、原点を中心に対称な分布になる。そのため、通過領域を非対称にするための複素フィルタを用いる必要がなくなり、回路規模が大きく高価なディジタルＬＰＦの個数を４つから２つへと半分に減らし、回路規模を大幅に縮小すると共に低価格にすることが可能になる。
本発明の第２の基本的な考え方は、シンボルパイロット信号を図２の下段の様にシフトする方法として、ＦＦＴ回路９に入力する信号列の順序を巡回的に入れ換えることで実施することにある。
この方法の原理を説明する前に、ＦＦＴで実施する演算の意味について簡単に説明しておく。 図３（ａ）は、受信された直接波と、ＦＦＴに入力するために切り出す範囲を模式的に示したものである。 受信装置のＦＦＴ回路９は、送信装置でＩＦＦＴした（Ｂ＋ｂ）の２０４８サンプルクロック分の信号列を切り出してＦＦＴする。 ところで、詳細な説明はフーリエ変換に関する教科書に譲るが、ＦＦＴでは、入力される信号列が図３の（ｂ）の様に無限に繰り返されると仮定して離散フーリエ変換する。 従って図３の矢印２３に示すように、図３の（ｂ）のＢの先頭のｂ”の部分、例えば先頭の３２サンプルクロック分の信号列をｂの部分の後ろに移動してからＦＦＴすると、図３の（ｃ）のように、図３の（ａ）の直接波の（Ｂ＋ｂ）の部分の信号列を、３２サンプルクロック期間だけ先行させた信号列をＦＦＴした結果と同じ結果が得られる。
【０００９】
以上の事実を基に、第２の基本的な考え方の原理を説明する。 図１７（ｂ）で説明した様に、直接波に対してｎサンプルクロック期間遅れた遅延波の各キャリアの位相角は、２０４８キャリア当たりｎ回転の割合で正の方向に回転する。
逆に、直接波に対してｎサンプルクロック期間先行した先行波の各キャリアの位相角は、２０４８キャリア当たりｎ回転の割合で負の方向に回転する。 言い換えると、図２の上段の太い矢印で示す直接波の信号成分を何らかの方法で３２サンプルクロック期間だけ先行させることができれば、図２の下段の太い矢印で示すキャリア方向周波数の位置まで移動させることができる。 同様のことが、図２の上段に斜線枠で示す遅延波に対しても成り立つ。 従って、受信信号を何らかの方法で３２サンプルクロック期間だけ先行させることにより、図２の上段の斜線枠の信号を、図２の下段の様にシフトすることができる。 本発明による第２の基本的な考え方は、このキャリア方向周波数のシフトを、ＦＦＴ回路９に入力する信号列の一部を図３の矢印２３の様に、巡回的に入れ換えてからＦＦＴして実現するものである。
【００１０】
本発明は、この第１の基本的な考え方と第２の基本的な考え方を実現し、上記目的を達成するため、互いに直交する複数本の搬送波(以下キャリアと称す)を用いて情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)を用いた伝送装置において、該伝送装置の受信装置に、受信信号から所定信号長毎に切り出された信号列を順次離散フーリエ変換するＦＦＴ回路と、上記切り出された信号列における信号順序を巡回的に入れ換えて上記ＦＦＴ回路に順次出力するＦＦＴ入力信号巡回回路と、上記ＦＦＴ回路出力から所定のパイロット信号を抽出し内挿演算して基準信号ベクトルを再生する回路と、該再生した基準信号ベクトルに基づき上記ＦＦＴ回路出力を復調する復調回路を有する構成としたものである。
また、上記ＦＦＴ入力信号巡回回路は、上記切り出された各信号列における先頭から所定期間の時間波形信号を当該信号列の最後に巡回的に入れ換える回路である。
また、上記パイロット信号は、時間方向に連続的に、キャリア方向に所定キャリア間隔で挿入されたキャリア構造のパイロット信号(ＣＰ)で、当該伝送装置の受信装置は、上記ＦＦＴ回路と、上記ＦＦＴ入力信号巡回回路と、上記ＦＦＴ回路から出力される信号列の内の上記ＣＰを有するキャリア以外のキャリアの信号値を０に変換してシンボルパイロット信号として出力するパイロット信号選択回路と、上記シンボルパイロット信号の実数成分の内挿演算を実施する第１のディジタルＬＰＦとその虚数成分の内挿演算を実施する第２のディジタルＬＰＦで構成したキャリア方向内挿回路を有する構成としたものである。
また、上記パイロット信号は、時間方向に間欠的に、キャリア方向に所定キャリア間隔で挿入されたキャリア構造のパイロット信号(ＳＰ)で、当該伝送装置の受信装置は、上記ＦＦＴ回路と、上記ＦＦＴ入力信号巡回回路と、上記ＦＦＴ回路から出力される信号列から上記ＳＰを選択して時間方向の内挿演算を実施すると共に、上記ＳＰを有するキャリア以外のキャリアの信号値を０に変換して得たシンボルパイロット信号を出力する時間方向内挿回路を設け、該時間方向内挿回路から出力されるシンボルパイロット信号の実数成分の内挿演算を実施する第１のディジタルＬＰＦとその虚数成分の内挿演算を実施する第２のディジタルＬＰＦで構成したキャリア方向内挿回路を有する構成としたものである。
また、上記パイロット信号選択回路に代えて、上記ＦＦＴ回路から出力される信号列の内の上記ＣＰを時間方向に帯域制限すると共に、該ＣＰを有するキャリア以外のキャリアの信号値を０に変換して得たシンボルパイロット信号を出力する時間方向のＬＰＦを設け、該時間方向のＬＰＦから出力されるシンボルパイロット信号を上記キャリア方向内挿回路に入力する回路構成としたものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施例による受信装置の構成例を図１に示し説明する。図１６の従来の回路構成と最も大きく異なる点は、新たに、ＦＦＴ入力信号巡回回路３０を設け、ＦＦＴ回路９に入力するために信号切り出し回路８で切り出した信号列の一部を、図３の矢印２３の様に巡回的に入れ換えてからＦＦＴ回路９に入力するようにした点である。 第２に異なる点は、４つのディジタルＬＰＦで構成されるキャリア方向内挿回路１１を、２つのディジタルＬＰＦのみで構成するキャリア方向内挿回路３１に置き換えた点にある。
図１において、アンテナ６で受信された信号は受信前処理回路７に入力され、従来の受信装置と同様に処理される。 そして、信号切り出し回路８で、ＦＦＴ回路９に入力する２０４８サンプルクロック分の信号列を切り出し、新たに設けたＦＦＴ入力信号巡回回路３０に入力する。
このＦＦＴ入力信号巡回回路３０の内部回路の構成例を図４に示し説明する。信号切り出し回路８で切り出されて出力された２０４８サンプルクロックの信号列は、ＦＩＦＯ３０１とスイッチ３０２に入力される。 そして、図３の（ｂ）のｂ”の３２サンプルクロックの部分は、イネーブルパルスＥＮinの制御の下にＦＩＦＯ３０１内に蓄積される。 ｂ”の部分に続く（Ｂ＋ｂ）の部分はスイッチ３０２を通し、ＦＦＴ入力信号巡回回路３０から直接出力される。
ＦＩＦＯ３０１内に蓄積されたｂ”の部分は、ｂの部分がスイッチ３０２を通して出力された直後、イネーブルパルスＥＮout の制御下で読み出され、スイッチ３０２を通してＦＦＴ入力信号巡回回路３０から出力される。
この処理により、信号切り出し回路８で、ＦＦＴに入力する信号列として切り出された図３の（ｂ）の信号列（Ｂ＋ｂ）は、図３の（ｃ）のＦＦＴに入力する信号列のように変換される。
【００１２】
ＦＦＴ入力信号巡回回路３０から出力された信号列は、ＦＦＴ回路９でＦＦＴされるが、ＦＦＴ回路９に入力される信号列は、図３の（ｃ）の様に、受信信号から切り出した図３の（ｂ）の信号列より、３２サンプルクロック期間先行した信号から切り出した信号列と等価な信号列になっている。 そして、ＦＦＴ回路９からは、キャリア方向周波数分布が図２の下段の図の様に原点を中心に対称な分布を持った信号列として出力される。 そのため、キャリア方向内挿回路３１として、通過領域を非対称にするための複素フィルタを用いる必要がなくなり、図５に例示するように、実数成分と虚数成分を個別に帯域制限する２つのディジタルＬＰＦのみで構成することができる。
キャリア方向内挿回路３１から出力された基準信号と、ＦＦＴ回路９から出力され遅延回路１２で時間調整された信号列は、従来の受信装置と同様に、復調＆後処理回路１３に入力されて、６４ＱＡＭの復調、復調符号の符号誤り訂正等の後処理を実施された後、復号された情報符号として受信装置から出力される。
この様に本実施例においては、従来の受信装置では、図１９の様に回路規模が大きく、高価なディジタルＬＰＦが４つ必要であったキャリア方向内挿回路を、図５のように２つのディジタルＬＰＦのみで構成できる。 そのため、キャリア方向内挿回路３１の回路規模を約半分に大幅に縮小できると共に、回路の価格を大幅に低減することができる。 また、キャリア方向内挿回路を２つのディジタルＬＰＦのみで構成できる様にするためのキャリア方向周波数分布のシフトを、回路規模がやや大きい複素乗算が必要になる変調回路を用いずに、ＦＩＦＯのみからなる簡単な回路で実現できるため、更に回路規模を大幅に縮小すると共に、低価格で回路を構成できる。 そのため、低価格かつ小形で使い勝手が良好な、ＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【００１３】
次に、本発明の第２の実施例における受信装置の回路の構成例を図６に示す。この実施例は、本発明を、日本のＵＨＦ帯の地上波ディジタル放送方式と同様のキャリア構造の場合に適用したものである。 即ち、パイロット信号が、図１３のＳＰと書かれた四角印「□」のように、周波数方向と時間方向にばらまかれた配置になっているキャリア構造の場合に適用したものである。
図１３のキャリア構造の場合、受信信号の復調は、まずＳＰを時間方向に内挿し、斜線で示すパイロットキャリアの基準信号(パイロットキャリア信号)を算出して実施する。 図１３に斜線で示すパイロットキャリアの配置は、パイロットキャリアが挿入される周期が、３キャリア毎に変更された点を除けば、図１２のＣＰを有するキャリアの配置と同様になる。 そのため、第１の実施例におけるパイロット信号ＣＰの代わりに、時間方向に内挿して得たパイロットキャリア信号を用いることにより、第１の実施例と同様にして、情報符号を復調することができる。
図６の回路では、図１のパイロット信号選択回路１０を、パイロットキャリア信号を算出する時間方向内挿回路３２に置き換えた構成になっている。 第１の実施例と同様にして、信号切り出し回路８で切り出された信号列は、ＦＦＴ入力信号巡回回路３０にて順序を入れ換えられた後、ＦＦＴ回路９に入力される。
従って、ＦＦＴ回路９から出力される信号列は、第１の実施例と同じ様に図２の下段のキャリア方向周波数分布を持つ信号列となっている。
時間方向内挿回路３２では、ＦＦＴ回路９から出力される信号列の間に挿入されているＳＰを選択して、時間方向の内挿演算を実施すると同時に、ＳＰを有するキャリア(パイロットキャリア)以外のキャリアの信号値を、０に変換して得たシンボルパイロット信号を算出して出力する。
【００１４】
この時間方向内挿回路３２から出力されるシンボルパイロット信号は、図１のパイロット信号選択回路１０から出力されるシンボルパイロット信号と同様の構造を有する信号である。 従って、第１の実施例と同様に、シンボルパイロット信号を、２つのディジタルＬＰＦのみで構成されたキャリア方向内挿回路３１に入力して基準信号を再生し、再生した基準信号を用いて情報符号を復調することができる。
この様に本実施例においても、第１の実施例と同様に、キャリア方向内挿回路を２つのディジタルＬＰＦのみで構成できるため、キャリア方向内挿回路３１の回路規模を約半分に大幅に縮小できると共に、回路の価格を大幅に低減することができる。 また、キャリア方向内挿回路を２つのディジタルＬＰＦのみで構成できる様にするためのキャリア方向周波数分布のシフトを、回路規模がやや大きい複素乗算が必要になる変調回路を用いずに、ＦＩＦＯのみからなる簡単な回路で実現できるため、更に回路規模を大幅に縮小できると共に低価格で回路を構成できる。 そのため、低価格かつ小形で使い勝手が良好な、ＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【００１５】
次に、本発明の第３の実施例における受信装置の回路の構成例を図７に示す。この実施例は、図１２の様に、時間方向に連続的にパイロット信号ＣＰが挿入されたキャリア構造の場合に適用するものであり、図１のパイロット信号選択回路１０を時間方向のＬＰＦ３３に置き換えた点が第１の実施例と異なる。
図１２のキャリア構造の場合、どのパイロットキャリアも、時間方向に連続的にパイロット信号が挿入されているため、時間方向の内挿演算は必要がない。 しかし、時間方向に帯域制限すると、再生される基準信号のＳ／Ｎを向上させることができる。 そこで、時間方向のＬＰＦ３３では、時間方向に連続的に挿入されているＣＰを、時間方向に帯域制限すると同時に、ＣＰが挿入されていないキャリアの信号値を０に変換して得たシンボルパイロット信号を出力するものである。 これ以外の信号処理は、第１の実施例と同様なので説明を省略する。
この様に、本実施例においても、第１の実施例と同様の効果が得られ、低価格かつ小形で使い勝手が良好なＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
なお、説明の混乱を避けるため、上記の各実施例では、ＦＦＴ回路に入力するために切り出す信号列の位置を、図３の（ａ）の様に、送信装置のＩＦＦＴ回路から出力されるＴｓ期間の２０４８サンプルクロックの信号列に設定するものとして説明した。 しかし、実際の受信装置では、同期の捕捉誤差を考慮し、図８の様に、数サンプルクロック時間、例えば、４サンプルクロック期間、ｂ’側に移動した範囲の２０４８サンプルクロックの信号列を切り出してＦＦＴする。
この様な場合、ＦＦＴ入力信号巡回回路３０で巡回的に順序を入れ換える量を、３２から２８(＝３２−４)等に変更する必要があることを注意しておく。
【００１６】
また、説明の混乱を避けるため、上記の各実施例では受信装置において直接波が図３の（ａ）の様なタイミングになるように同期捕捉が実施されるものとして説明した。 しかし実際には、通常、その時の最大パワーを有する信号が、図８のタイミングになるように同期捕捉を実施する。 この場合、主波が直接波とは限らないため、主波に先行して受信される先行波があると、この先行波が受信される。 そのため、キャリア方向の周波数分布には、図９の上段に示すように、斜線の枠で示す遅延波成分の他に、ドットの枠２４で示す先行波成分が現れる。そのため、この様な場合は、ＦＦＴ入力信号巡回回路３０で巡回的に順序を入れ換える量を、図９の下段の分布がほぼ左右対称になるように変更する必要があることを注意しておく。
また、上記の説明では省略したが、キャリア方向内挿回路において、シンボルパイロット信号をキャリア方向に内挿する際、再生された基準信号の内、帯域の境界近傍の基準信号に大きな歪みが発生する。 この歪みを低減するには、受信されたＣＰあるいはＳＰから算出したシンボルパイロット信号を滑らかに帯域外に外挿して補間した後、内挿演算を実施する必要がある。 この場合、キャリアの位相角が図１７の（ｂ）の様にねじれているものより、図１７の（ａ）の様にねじれが無い方が明らかに外挿演算が容易である。 そこで、図８の様に、送信装置のＩＦＦＴ回路から出力されるＴｓ期間の信号列より、ずれた位置の信号列を切り出してＦＦＴ回路に入力する場合は、このずらしたサンプルクロック分の信号列を巡回的に入れ換えてからＦＦＴ回路に入力する。 すなわち、送信装置のＩＦＦＴ回路で変換された有効シンボルの時間波形の先頭のサンプルクロックの信号値が、ＦＦＴ回路に入力する時間波形の先頭のサンプルクロックの信号値になるように巡回的に入れ換えてからＦＦＴ回路に入力する。 すると、ＦＦＴ回路から出力される信号列の位相角は、図１７の（ａ）の様に平坦になるため、シンボルパイロット信号の滑らかな外挿が容易になる効果を得ることができる。参考のため、この時必要になる外挿回路３４の挿入位置を図１０に例示する。
【００１７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明による手段を用いると、従来の受信装置では回路規模が大きく高価なディジタルＬＰＦが４つ必要であったキャリア方向内挿回路を、２つのディジタルＬＰＦのみで構成できる。 そのため、キャリア方向内挿回路の回路規模を約半分と大幅に縮小できると共に、回路の価格を大幅に低減することができる。 また、キャリア方向内挿回路を２つのディジタルＬＰＦのみで構成できるようにするためのキャリア方向周波数分布のシフトを、回路規模がやや大きい複素乗算が必要になる変調回路を用いず、ＦＩＦＯのみからなる簡単な回路で実現できるため、更に回路規模を大幅に縮小できると共に低価格で回路を構成できる。 そのため、低価格かつ小形で使い勝手が良好なＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例による受信装置の回路構成を示すブロック図
【図２】本発明による第１の基本的な考え方を説明するための模式図
【図３】本発明による第２の基本的な考え方を説明するための模式図
【図４】本発明のＦＦＴ入力信号巡回回路の回路構成の一例を示すブロック図
【図５】本発明によるキャリア方向内挿回路の回路構成の１例を示すブロック図
【図６】本発明の第２の実施例による受信装置の回路構成を示すブロック図
【図７】本発明の第３の実施例による受信装置の回路構成を示すブロック図
【図８】実際の受信装置でＦＦＴ回路に入力する信号列の位置を説明するための模式図
【図９】実際の受信装置でのキャリア周波数分布と処理方法を説明するための模式図
【図１０】本発明のシンボルパイロット信号を外挿するときの回路構成を示すブロック図
【図１１】ＯＦＤＭ方式のキャリア構造を説明するための模式図
【図１２】パイロット信号としてＣＰを配置するキャリア構造を説明するための模式図
【図１３】パイロット信号としてＳＰを配置するキャリア構造を説明するための模式図
【図１４】送信装置の回路構成の１例を示すブロック図
【図１５】ＯＦＤＭ信号の時間波形を説明するための模式図
【図１６】従来の受信装置の回路構成の１例を示すブロック図
【図１７】ＦＦＴ出力信号の位相角の回転を説明するための模式図
【図１８】キャリア方向周波数分布と遅延波の影響を説明するための模式図
【図１９】従来の複素フィルタの回路構成を示すブロック図
【符号の説明】
１：送信前処理回路、２：ＩＦＦＴ回路、３：ガードインターバル挿入回路、４：送信後処理回路、５，６：アンテナ、７：受信前処理回路、８：信号切り出し回路、９：ＦＦＴ回路、１０：パイロット信号選択回路、１１：キャリア方向内挿回路、１２：遅延回路、１３：復調＆後処理回路、３０： ＦＦＴ入力信号巡回回路、３１：キャリア方向内挿回路、３０２：スイッチ，３０１：ＦＩＦＯ、３２：時間方向内挿回路、３３：時間方向のＬＰＦ、３４：外挿回路。
Claims (5)
- 互いに直交する複数本の搬送波(以下キャリアと称す)を用いて情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)を用いた受信装置において、時間方向に連続的に、キャリア方向に所定キャリア間隔で挿入されたキャリア構造のパイロット信号(ＣＰ)を含んだ受信信号から所定信号長毎に切り出された信号列を順次離散フーリエ変換するＦＦＴ回路と、上記切り出された信号列における信号順序を巡回的に入れ換えて上記ＦＦＴ回路に順次出力するＦＦＴ入力信号巡回回路と、上記ＦＦＴ回路出力から所定のパイロット信号を抽出し内挿演算して基準信号ベクトルを再生する回路と、該再生した基準信号ベクトルに基づき上記ＦＦＴ回路出力を復調する復調回路と、上記ＦＦＴ回路から出力される信号列の内の上記ＣＰを時間方向に帯域制限すると共に該ＣＰを有するキャリア以外のキャリアの信号値を０に変換して得たシンボルパイロット信号を出力する時間方向のＬＰＦと、上記シンボルパイロット信号の実数成分の内挿演算を実施する第１のディジタルＬＰＦとその虚数成分の内挿演算を実施する第２のディジタルＬＰＦで構成したキャリア方向内挿回路と、を有することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式の受信装置。
- 互いに直交する複数本の搬送波(以下キャリアと称す)を用いて情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)を用いた受信装置において、該受信装置に、受信信号から所定信号長毎に切り出された信号列を順次離散フーリエ変換するＦＦＴ回路と、上記切り出された信号列における信号順序を巡回的に入れ換えて上記ＦＦＴ回路に順次出力するＦＦＴ入力信号巡回回路と、上記ＦＦＴ回路出力から所定のパイロット信号を抽出し実数成分と虚数成分と個別に帯域制限することでキャリア方向に内挿演算して基準信号ベクトルを再生するキャリア方向内挿回路と、該再生した基準信号ベクトルに基づき上記ＦＦＴ回路出力を復調する復調回路と、を有し、
上記ＦＦＴ入力信号巡回回路は、上記切り出された各信号列における先頭から所定期間の時間波形信号を当該信号列の最後に巡回的に入れ換える回路であり、前記所定期間は、前記ＦＦＴ回路出力の前記パイロット信号の位相の回転についてのキャリア方向周波数分布が原点を中心に対称な分布となるように設定することを特徴とする受信装置。 - 請求項２に記載の受信装置において、
前記切り出された信号列が、前記受信信号の送信元のＩＦＦＴ回路から出力されるＴｓ期間であって主波についてのＴｓ期間から、同期補足誤差を考慮した所定クロック時間だけ進めた位置で切り出された信号列である場合、
前記所定期間は、ガードインターバル期間の半分の期間から前記所定クロック時間を減じた期間に設定されることを特徴とする受信装置。 - 請求項２に記載の受信装置において、上記パイロット信号は、時間方向に間欠的に、キャリア方向に所定キャリア間隔で挿入されたキャリア構造のパイロット信号(ＳＰ)であり、上記ＦＦＴ回路から出力される信号列から上記ＳＰを選択して時間方向の内挿演算を実施すると共に、上記ＳＰを有するキャリア以外のキャリアの信号値を０に変換して得たシンボルパイロット信号を出力する時間方向内挿回路を更に設け、該時間方向内挿回路から出力されるシンボルパイロット信号を上記キャリア方向内挿回路に入力する回路構成としたことを特徴とする受信装置。
- 請求項２に記載の受信装置において、上記ＦＦＴ回路から出力される信号列の内の上記ＣＰを時間方向に帯域制限すると共に、該ＣＰを有するキャリア以外のキャリアの信号値を０に変換して得たシンボルパイロット信号を出力する時間方向のＬＰＦを設け、該時間方向のＬＰＦから出力されるシンボルパイロット信号を上記キャリア方向内挿回路に入力する回路構成としたことを特徴とする受信装置。
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