JP4288964B2

JP4288964B2 - Solenoid valve control device

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Publication number: JP4288964B2
Application number: JP2003056269A
Authority: JP
Inventors: 四郎長沢
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2003-03-03
Filing date: 2003-03-03
Publication date: 2009-07-01
Anticipated expiration: 2023-03-03
Also published as: JP2004263807A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁弁を制御する電磁弁制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば車両の自動変速機制御装置などにおいては、油圧を調節する電磁弁（所謂ソレノイドバルブ）の開弁時間を「開弁→開弁状態保持→閉弁」といったシーケンスで制御して、変速制御を実施している。
【０００３】
そして、こうした電磁弁制御用の駆動回路として、電磁弁のコイルのフライバックエネルギーを消弧させる際の消弧電圧を、大小に切り替え可能なものが知られている（例えば、特許文献１参照）。このような駆動回路を用いれば、電磁弁の制御期間の終了時に、消弧電圧を開弁状態保持期間よりも大きくして、コイルに流れる電流を急速に減少させることにより、電磁弁を速やかに閉弁させることができる。
【０００４】
ここで、上記技術が適用された電磁弁制御装置の具体的な構成例について、図３及び図４を用いて説明する。
まず図３に例示する電磁弁制御装置では、ハイサイド駆動形態であるため、電磁弁のコイルＬの一端が接地電位（ＧＮＤ＝０Ｖ）に接続されている。
【０００５】
そして、この電磁弁制御装置は、電磁弁を制御するための各種処理を行うマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）１１と、そのマイコン１１からの信号Ｓ１〜Ｓ３に応じて電磁弁を駆動する駆動回路１２とを備えている。
また、駆動回路１２は、ドレインがコイルＬの接地電位側とは反対側の端部に接続され、ソースが電源電圧ＶＢに接続された出力トランジスタ（この例ではＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ）Ｔｒ１と、マイコン１１からの２つの信号Ｓ２，Ｓ３が入力されるオア回路１３と、そのオア回路１３の出力とマイコン１１からの信号Ｓ１とが入力されるナンド回路１５と、ナンド回路１５の出力端子と出力トランジスタＴｒ１のゲートとの間に接続された抵抗１７と、エミッタが電源電圧ＶＢに接続されたＰＮＰ型バイポーラトランジスタＴｒ２と、マイコン１１からの信号Ｓ１がハイレベルの時に上記トランジスタＴｒ２をオンさせる反転回路（インバータ）１９と、接地電位にドレインが接続されたＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｒ３と、そのトランジスタＴｒ３のソースにアノードが接続され、カソードが出力トランジスタＴｒ１のドレインに接続されたダイオードＤ１と、トランジスタＴｒ３のソースとゲートとの間に接続された抵抗２３と、接地電位にアノードが接続されたダイオードＤ２と、アノードがトランジスタＴｒ３のゲートに接続され、カソードがダイオードＤ２のカソードに接続されたツェナーダイオードＺＤと、トランジスタＴｒ３のゲートとトランジスタＴｒ２のコレクタとの間に接続された抵抗２１とから構成されている。
【０００６】
そして、この駆動回路１２では、マイコン１１からの信号Ｓ１がハイレベルで且つマイコン１１からの信号Ｓ２又はＳ３がハイレベルのときに、ナンド回路１５から出力トランジスタＴｒ１のゲートへの駆動信号がアクティブレベルとしてのローレベルになって出力トランジスタＴｒ１がオンし、その出力トランジスタＴｒ１からコイルＬに電流を流す。つまり、この例では、マイコン１１からの信号Ｓ１がハイレベルであるときに、そのマイコン１１から出力されるハイアクティブの信号Ｓ２又はＳ３が、ナンド回路１５によりレベル反転されて、出力トランジスタＴｒ１のゲートへローアクティブの駆動信号として供給される。
【０００７】
また、マイコン１１からの信号Ｓ１がハイレベルのときには、トランジスタＴｒ２がオンし、そのトランジスタＴｒ２のオンにより、トランジスタＴｒ３もオンする。
そして、この電磁弁制御装置では、図４に示すように、マイコン１１が、電磁弁を作動させようとする制御期間（▲１▼を付した期間）の間、開弁時間指令信号としての信号Ｓ１をハイレベルにすると共に、その制御期間の開始タイミングから一定時間の間（▲２▼を付した期間）、電磁弁を開弁状態に移行させるための過励磁信号としての信号Ｓ２をハイレベルにする。また、マイコン１１は、少なくとも上記一定時間の終了時から制御期間が終了するまでの開弁状態保持期間（▲３▼を付した期間）の間は、一定の周波数で且つコイルＬに流したい電流に応じたデューティ比の信号（即ち、電磁弁を開弁状態に保持するための保持デューティ信号）Ｓ３を継続して出力している。
【０００８】
尚、上記一定時間は、出力トランジスタＴｒ１をオンさせてコイルＬへの通電を開始してから電磁弁が確実に開弁すると見なされる時間に設定されており、この一定時間の期間（図４における▲２▼の期間）は、過励磁期間とも呼ばれる。また、図４において、Ｖｏの段（４段目）は、出力トランジスタＴｒ１のドレイン電圧（換言すれば、コイルＬの端子電圧）を表しており、Ｉ３の段（５段目）は、コイルＬに流れる電流を表している。
【０００９】
このため、まず、制御期間の開始時から上記一定時間の間は、マイコン１１からのハイレベルの信号Ｓ２が、オア回路１３及びナンド回路１５を介して出力トランジスタＴｒ１のゲートへローレベルの駆動信号として供給されるため、出力トランジスタＴｒ１が継続的にオンし、コイルＬに流れる電流（コイル電流）Ｉ３が徐々に増加して、電磁弁が閉弁状態から開弁状態に移行する。尚、出力トランジスタＴｒ１のオン中は、その出力トランジスタＴｒ１に流れる電流Ｉ１が、コイル電流Ｉ３となる。
【００１０】
そして、上記一定時間の終了時（即ち、信号Ｓ２がローレベルに戻った時点）から制御期間が終了するまでの開弁状態保持期間の間は、マイコン１１からの保持デューティ信号Ｓ３が、ナンド回路１５によりレベル反転されて出力トランジスタＴｒ１のゲートへ駆動信号として供給されるため、出力トランジスタＴｒ１は、その信号Ｓ３に応じてオン／オフされることとなる。つまり、出力トランジスタＴｒ１は、信号Ｓ３がハイレベルの時にオンされ、信号Ｓ３がローレベルの時にはオフされる。
【００１１】
また、この開弁状態保持期間では、トランジスタＴｒ３がトランジスタＴｒ２によって完全にオンされているため、出力トランジスタＴｒ１がオフされた時に発生するコイルＬのフライバックエネルギーは、接地電位からトランジスタＴｒ３及びダイオードＤ１を通してコイルＬに電流Ｉ２が流れることにより消弧（放電）される。よって、図４におけるＶｏの段に示すように、この開弁状態保持期間においては、出力トランジスタＴｒ１のオフ時の消弧電圧Ｖｓ１が、ダイオードＤ１の順方向降下電圧（約０．７Ｖ）程度の小さい値であり、出力トランジスタＴｒ１がオフされても、コイル電流Ｉ３は緩やかに減少することとなる。
【００１２】
このため、開弁状態保持期間では、出力トランジスタＴｒ１への駆動信号のデューティ比（信号Ｓ３のデューティ比）に応じた電流がコイルＬに平均的に流れることとなり、この電流により電磁弁が開弁状態に維持される。尚、図４におけるＩ３の段（５段目）に示したＩｐｐは、開弁状態保持期間において脈動するコイル電流Ｉ３の変動幅を示している。
【００１３】
そして、制御期間の終了時（開弁状態保持期間の終了時でもある）には、マイコン１１からの信号Ｓ１がローレベルになるため、ナンド回路１５から出力トランジスタＴｒ１のゲートへの駆動信号は、他の信号Ｓ２，Ｓ３に拘わらずパッシブレベルとしてのハイレベルになり、出力トランジスタＴｒ１はオフされる。そして更に、マイコン１１からの信号Ｓ１がローレベルになると、トランジスタＴｒ２もオフされる。
【００１４】
すると、この時には、コイルＬのフライバックエネルギーが、以下の様な電流経路で消弧される。
即ち、トランジスタＴｒ３のスレッシュホールド電圧（トランジスタＴｒ３がオンするゲート・ソース間電圧）をＶｔｈとし、ダイオードＤ１の順方向降下電圧をＶｆ１とし、ダイオードＤ２の順方向降下電圧をＶｆ２とし、ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧をＶｚとすると、コイルＬの逆起電力によって、トランジスタＴｒ３のソース電圧（ダイオードＤ１のアノードの電圧）が、接地電位よりも「Ｖｔｈ＋Ｖｚ＋Ｖｆ２」だけ低くなると、トランジスタＴｒ３がオン状態になり、そのオン状態となったトランジスタＴｒ３とダイオードＤ１とを通してコイルＬにフライバック電流が流れ消弧が行われることとなる。
【００１５】
このため、図４におけるＶｏの段に示すように、制御期間の終了時における消弧電圧Ｖｓ２は、「Ｖｔｈ＋Ｖｚ＋Ｖｆ２＋Ｖｆ１」という大きな値になる。よって、制御期間の終了時には、コイルＬに蓄えられたエネルギーが急速に消費されて、コイル電流Ｉ３も急速に減少し、その結果、電磁弁は速やかに閉弁状態になる。
【００１６】
尚、このように消弧電圧を開弁状態保持期間よりも大きくして電磁弁を速やかに閉弁させることは、“早切り消弧”と呼ばれている。そして、この“早切り消弧”は、コイルＬの残留磁気エネルギーを短時間に消滅させて電磁弁の閉弁所要時間（即ち、制御期間の終了時である閉弁指令時点から電磁弁が実際に閉弁するまでの所要時間）のばらつきを小さくするために行われる。
【００１７】
【特許文献１】
特許第２８１５７４４号公報（段落［００１４］〜［００１９］、図１、図２）
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記のような早切り消弧を行う電磁弁制御装置において、上記閉弁所要時間の精度を良好にするという制御性能の面では、開弁状態保持期間での出力トランジスタＴｒ１への駆動信号の周波数（図３の例では信号Ｓ３の周波数）をできるだけ高く設定することが好ましい。
【００１９】
つまり、閉弁所要時間は、制御期間の終了時におけるコイル電流Ｉ３（以下、閉弁開始電流という）によって変わる。そして、開弁状態保持期間におけるコイル電流Ｉ３の変動幅Ｉｐｐが大きければ、その分、閉弁開始電流がその時々で大きく変わることとなり、閉弁所要時間がばらつくこととなる。そこで、出力トランジスタＴｒ１への駆動信号の周波数を高く設定すれば、開弁状態保持期間におけるコイル電流Ｉ３の変動幅Ｉｐｐが小さくなるため、閉弁開始電流のばらつきが小さくなり、閉弁所要時間のばらつきも小さくなるのである。
【００２０】
一方、出力トランジスタＴｒ１のスイッチング損失を低減させて発熱を抑えるという面では、開弁状態保持期間での出力トランジスタＴｒ１への駆動信号の周波数を、電磁弁の開弁状態を維持可能な範囲で極力低く設定することが好ましい。
【００２１】
このため、従来より、出力トランジスタへの駆動信号の周波数は、閉弁所要時間のばらつきと、スイッチング損失による発熱との、両方を許容できる範囲内で設定していた。
しかしながら、近年においては、制御対象負荷の電流増加、制御装置が搭載される環境の高温化（例えば、車両のエンジンルームに搭載される場合等）、制御装置内の総発熱量の増加、制御装置の小型化といった、熱的に不利な各種条件が複合して存在しており、その結果、従来の設定方法では、熱設計と電磁弁の制御性能とを両立することができなくなってきている。つまり、発熱量を要求値まで減らすために、開弁状態保持期間における出力トランジスタへの駆動信号の周波数を低く設定すると、閉弁所要時間のばらつきが制御上の要求値よりも大きくなってしまうという事態が発生している。
【００２２】
そして、この為に、熱対策として、例えばスイッチング損失が少ない高性能な素子の使用や特別な放熱構造の追加が必要となり、大幅なコストアップを招いてしまう。
尚、以上の説明では、制御対象の電磁弁が、コイルへの通電によって開弁するノーマルクローズタイプのものである場合を例に挙げたが、上記問題は、電磁弁がコイルへの通電によって閉弁するノーマルオープンタイプのものである場合についても同様である。
【００２３】
そこで、本発明は、電磁弁制御装置において、特別な熱対策を施すことなく、出力トランジスタの発熱低減と電磁弁の良好な駆動時間制御性能とを両立させることを目的としている。
【００２４】
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の電磁弁制御装置は、電磁弁のコイルに接続されると共に、供給される駆動信号に応じてオンすることで前記コイルに電流を流す出力トランジスタと、該出力トランジスタがオフされた時の前記コイルのフライバックエネルギーを消弧させると共に、その消弧時の消弧電圧が、第１の消弧電圧と該第１の消弧電圧よりも大きい第２の消弧電圧とに切り替え可能な消弧手段と、制御手段とを備えている。
【００２５】
そして、制御手段は、基本的には前述した従来例の装置と同様に、電磁弁の制御期間の開始タイミングから所定期間の間、出力トランジスタへの駆動信号をアクティブレベルにして該出力トランジスタをオンさせることにより、電磁弁を非作動状態から作動状態に移行させ、その所定期間の終了時から制御期間が終了するまでの作動状態保持期間（前述した従来例の開弁状態保持期間に相当）の間は、出力トランジスタへの駆動信号を所定周波数で且つ所定デューティ比の信号にして該出力トランジスタをオン／オフさせると共に、消弧手段による消弧電圧を第１の消弧電圧に設定することにより、電磁弁のコイルに駆動信号のデューティ比に応じた電流を流して該電磁弁を作動状態に保持（維持）し、更に、制御期間の終了時には、出力トランジスタへの駆動信号をパッシブレベルにして該出力トランジスタをオフさせると共に、消弧手段による消弧電圧を第１の消弧電圧よりも大きい第２の消弧電圧に設定することにより、電磁弁のコイルに流れる電流を急速に減少させて該電磁弁を速やかに非作動状態にする。
【００２６】
尚、電磁弁が作動状態になるとは、その電磁弁がノーマルクローズタイプであれば、開弁状態になることを意味し、逆に、その電磁弁がノーマルオープンタイプであれば、閉弁状態になることを意味している。また、所定期間としては、予め定められた固定の一定時間であっても良いし、コイルに流れる電流の検出値が目標値に達するまでの期間であっても良い。
【００２７】
そして特に、この請求項１の電磁弁制御装置では、制御手段が、前記作動状態保持期間中の特定のタイミングにて、出力トランジスタへの駆動信号の周波数を、それまでの第１周波数から該第１周波数よりも高い第２周波数に切り替えるように構成されている。換言すれば、作動状態保持期間の開始時から特定のタイミングまでの第１期間における駆動信号の周波数（＝第１周波数）を、その特定のタイミングから制御期間の終了時（＝作動状態保持期間の終了時）までの第２期間における駆動信号の周波数（＝第２周波数）よりも低くするようにしている。
【００２８】
このため本電磁弁制御装置によれば、特別な熱対策を施すことなく、出力トランジスタの発熱低減と電磁弁の良好な制御性能とを両立させることができる。
例えば、（１）：第２周波数を従来装置での駆動信号の周波数と同等にし、第１周波数をその第２周波数よりも低く設定すれば、電磁弁が制御期間の終了時から非作動状態になるまでの所要時間（前述した従来例の閉弁所要時間に相当し、以下、非作動所要時間という）のばらつきを従来装置と同等にしつつ、出力トランジスタのスイッチング損失による発熱を従来装置よりも抑えることができる。
【００２９】
（２）：また、第１周波数を従来装置での駆動信号の周波数と同等にし、第２周波数をその第１周波数よりも高く設定すれば、出力トランジスタのスイッチング損失による発熱を従来装置と同等にしつつ、電磁弁の非作動所要時間のばらつきを従来装置よりも小さくして制御性能を向上させることができる。
【００３０】
次に、請求項２に記載の電磁弁制御装置では、請求項１の電磁弁制御装置において、制御手段が、第１周波数の駆動信号と第２周波数の駆動信号とを発生させる手段として、マイコン（マイクロコンピュータ）を備えている。そして、そのマイコンは、第１周波数の駆動信号と第２周波数の駆動信号とを、１つの出力ポートから出力するようになっている。
【００３１】
つまり、請求項２の電磁弁制御装置では、２種類の周波数の駆動信号をマイコンが１つの出力ポートから切り替えて出力するようにしており、この構成によれば、出力トランジスタへ異なる周波数の駆動信号を切り替えて供給するための回路を別途設けなくても済み、小型化及び低コスト化という面で有利である。
【００３２】
一方、請求項３に記載の電磁弁制御装置では、請求項１の電磁弁制御装置において、制御手段は、第１周波数の信号ＳＦ１と第２周波数の信号ＳＦ２とを、２つの出力端子からそれぞれ出力する信号出力手段と、その信号出力手段から出力される２つの信号ＳＦ１，ＳＦ２が入力され、そのうちの何れか一方を、供給される選択信号に応じて選択して出力する切替手段とを備えている。そして更に、制御手段は、前記切替手段から出力される信号を作動状態保持期間において出力トランジスタへ駆動信号として供給すると共に、作動状態保持期間の開始時から前記特定のタイミングまでの第１期間には信号出力手段からの第１周波数の信号ＳＦ１が出力トランジスタへ駆動信号として供給され、前記特定のタイミングから制御期間の終了時までの第２期間には信号出力手段からの第２周波数の信号ＳＦ２が出力トランジスタへ駆動信号として供給されるように、前記切替手段への選択信号を切り替えるようになっている。
【００３３】
つまり、請求項３の電磁弁制御装置では、第１周波数の駆動信号として使用される信号ＳＦ１と、第２周波数の駆動信号として使用される信号ＳＦ２とを、信号出力手段から並列に出力しておき、その２つの信号を切替手段により切り替えて、出力トランジスタへ駆動信号として供給するようにしている。
【００３４】
そして、このような請求項３の電磁弁制御装置によれば、２種類の周波数の駆動信号を１つの端子から切り替えて出力可能なマイコンを用いなくても、また、マイコンにそのような信号出力処理（即ち、出力信号の周波数を途中で変える処理）を行わせなくても、出力トランジスタへの駆動信号の周波数を第１周波数から第２周波数に切り替えることができる。
【００３５】
次に、請求項４に記載の電磁弁制御装置では、請求項１〜３の電磁弁制御装置において、制御手段は、作動状態保持期間の開始時から前記特定のタイミングまでの第１期間における前記コイルの通電電流の最小値が、前記特定のタイミングから制御期間の終了時までの第２期間における前記コイルの通電電流の最小値よりも小さくならないように、前記第１期間における出力トランジスタへの駆動信号のデューティ比を前記第２期間における出力トランジスタへの駆動信号のデューティ比よりも大きくするようになっている。
【００３６】
そして、このような請求項４の電磁弁制御装置によれば、出力トランジスタへの駆動信号の周波数が第２周波数よりも低い第１周波数となる第１期間において、コイルの通電電流（コイル電流）の最小値が小さくなり過ぎることが防止され、特に上記（１）のような設定を行った場合に、電磁弁が上記第１期間中に機械的な衝撃等によって非作動状態に戻ってしまうことを確実に防ぐことができる。
【００３７】
ところで、請求項１〜４の電磁弁制御装置において、上記特定のタイミングとしては、制御期間の終了タイミングの直前であることが好ましい。駆動信号の周波数が第２周波数となる第２期間をできるだけ短くして、出力トランジスタのスイッチング損失による発熱を極力小さくすることができるからである。
【００３８】
そして、そのためには、例えば請求項５に記載のように、制御手段は、出力トランジスタへの第１周波数の駆動信号がパッシブレベルからアクティブレベルに変化する各タイミングのうち、制御期間の終了タイミングに最も近いタイミングを、前記特定のタイミングとし、そのタイミングにて、出力トランジスタへの駆動信号の周波数を第１周波数から第２周波数に切り替えると共に、そのタイミングで第２周波数の駆動信号がアクティブレベルから始まるようにすれば良い。
【００３９】
そして、このようにすれば、上記第２期間の長さを最小限にすることができる上に、出力トランジスタへの駆動信号の周波数を不連続性無くスムースに切り替えることができる（つまり、第１周波数の１周期の終了時から第２周波数に切り替えることができる）。そして更に、脈動するコイル電流が最小になるタイミングで駆動信号の周波数切り替えが行われると共に、その切替タイミングで第２周波数の駆動信号がパッシブレベルからアクティブレベルに変化することとなるため、その切替タイミングでコイル電流が不必要に大きくなったり小さくなってしまうことを確実に防止できるという利点がある。
【００４０】
また、出力トランジスタへの駆動信号の周波数をスムースに切り替えることを重要視しないのであれば、例えば請求項６に記載のように、制御手段は、制御期間の終了タイミングから第１周波数の１周期分の時間だけ前のタイミングを、前記特定のタイミングとし、そのタイミングにて、出力トランジスタへの駆動信号の周波数を第１周波数から第２周波数に切り替えるようにしても良い。
【００４１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明が適用された実施形態の電磁弁制御装置について、図１及び図２を用いて説明する。
尚、図１は、実施形態の電磁弁制御装置の構成を表す構成図であり、図２は、その電磁弁制御装置の作用を表すタイムチャートである。また、図１及び図２において、前述した図３及び図４と同様の構成要素，信号，電圧，電流及び期間などについては、同一の符号を付しているため、詳細な説明は省略する。
【００４２】
図１に示す本実施形態の電磁弁制御装置は、図３に例示した従来装置と比較すると、下記の（ａ）〜（ｃ）の点が異なっている。
（ａ）：まず、マイコン１１は、少なくとも前述した過励磁期間（図２における▲２▼の期間）の終了時から制御期間（図２における▲１▼の期間）が終了するまでの開弁状態保持期間（図２おける▲３▼の期間）の間、周波数が異なる２つの保持デューティ信号Ｓ３１，Ｓ３２を、２つの出力ポート（２つの出力端子に相当）からそれぞれ出力している。
【００４３】
そして、本実施形態において、一方の保持デューティ信号Ｓ３１の周波数Ｆ１は、電磁弁の開弁状態を維持可能な範囲で、他方の保持デューティ信号Ｓ３２の周波数Ｆ２よりも低く設定されている。具体的には、保持デューティ信号Ｓ３１の周波数Ｆ１（第１周波数に相当）は、保持デューティ信号Ｓ３２の周波数Ｆ２（第２周波数に相当）の自然数分の１（この例では２分の１）に設定されている。そして更に、マイコン１１は、２つの保持デューティ信号Ｓ３１，Ｓ３２を、信号Ｓ３２の立ち上がりタイミングが信号Ｓ３１の立ち上がりタイミングと一致するように同期させて出力する。また、本実施形態では、保持デューティ信号Ｓ３２の周波数Ｆ２が、図３及び図４に例示した従来装置での保持デューティ信号Ｓ３の周波数と同程度に設定されているものとする。
【００４４】
（ｂ）：マイコン１１の外部に、そのマイコン１１からの２つの保持デューティ信号Ｓ３１，Ｓ３２が入力される切替回路２５が設けられている。
そして、その切替回路２５は、マイコン１１から供給される選択信号Ｓ４に応じて、２つの保持デューティ信号Ｓ３１，Ｓ３２のうちの何れか一方を、オア回路１３の一方の入力端子に出力する。尚、本実施形態では、選択信号Ｓ４がハイレベルの場合に、保持デューティ信号Ｓ３１の方が選択されてオア回路１３へ出力され、選択信号Ｓ４がローレベルの場合に、保持デューティ信号Ｓ３２の方が選択されてオア回路１３へ出力される。
【００４５】
（ｃ）：そして、マイコン１１は、開弁時間指令信号Ｓ１をハイレベルにする時（制御期間の開始時）に、切替回路２５への選択信号Ｓ４をハイレベルにし、その後、過励磁信号Ｓ２をローレベルにしてから開弁時間指令信号Ｓ１をローレベルにするまでの開弁状態保持期間中において、次に述べる切替タイミングで、切替回路２５への選択信号Ｓ４をハイレベルからローレベルに切り替える。
【００４６】
即ち、その切替タイミングは、保持デューティ信号Ｓ３１がローレベルからハイレベルに立ち上がる各タイミングのうち、制御期間の終了タイミング（開弁時間指令信号Ｓ１を立ち下げるタイミング）に最も近いタイミングであり、図２における時刻ｔ１のタイミングである。尚、マイコン１１は、保持デューティ信号Ｓ３１，Ｓ３２が立ち上がる予定の各タイミングと制御期間の終了タイミングとの両方を把握している。そして、マイコン１１は、開弁時間指令信号Ｓ１を立ち下げる予定の時刻と、保持デューティ信号Ｓ３１が立ち上がると予想される各時刻とから、上記切替タイミングを決定する。
【００４７】
このような本実施形態の電磁弁制御装置では、図２に示すように、過励磁信号Ｓ２がローレベルになって過励磁期間が終わると、この時点では、マイコン１１からの選択信号Ｓ４がハイレベルであるため、マイコン１１からの保持デューティ信号Ｓ３１が、切替回路２５により選択されて、オア回路１３の出力信号Ｓ５としてナンド回路１５に入力されることとなる。
【００４８】
よって、過励磁期間が終わると、まず、マイコン１１からの保持デューティ信号Ｓ３１が、ナンド回路１５によりレベル反転されて出力トランジスタＴｒ１のゲートへ駆動信号として供給される。そして、出力トランジスタＴｒ１が保持デューティ信号Ｓ３１に応じてオン／オフされ、電磁弁のコイルＬには、その場合の駆動信号となる保持デューティ信号Ｓ３１のデューティ比に応じた電流が平均的に流れることとなり、この電流により電磁弁が開弁状態に維持される。尚、図２におけるＩ３の段（６段目）に示したＩｐｐ１は、出力トランジスタＴｒ１が保持デューティ信号Ｓ３１によってオン／オフされる期間（図２における▲４▼の期間であり、第１期間に相当）において脈動するコイル電流Ｉ３の変動幅を示している。
【００４９】
そして、その後、前述した切替タイミングになると、マイコン１１からの選択信号Ｓ４がローレベルになり、今度は、マイコン１１からの保持デューティ信号Ｓ３２が、切替回路２５により選択されて、オア回路１３の出力信号Ｓ５としてナンド回路１５に入力されることとなる。
【００５０】
よって、その切替タイミングから制御期間の終了時までの期間（図２における▲５▼の期間であり、第２期間に相当）においては、マイコン１１からの保持デューティ信号Ｓ３２が、ナンド回路１５によりレベル反転されて出力トランジスタＴｒ１のゲートへ駆動信号として供給される。そして、出力トランジスタＴｒ１が保持デューティ信号Ｓ３２に応じてオン／オフされ、電磁弁のコイルＬには、その場合の駆動信号となる保持デューティ信号Ｓ３２のデューティ比に応じた電流が平均的に流れることとなり、この電流により電磁弁が開弁状態に維持される。
【００５１】
尚、図２におけるＩ３の段（６段目）に示したＩｐｐ２は、出力トランジスタＴｒ１が保持デューティ信号Ｓ３２によってオン／オフされる期間において脈動するコイル電流Ｉ３の変動幅を示している。また、図２では、時刻ｔ１の切替タイミングから制御期間の終了時までの時間が、保持デューティ信号Ｓ３２の半周期強しかないため、コイル電流Ｉ３が脈動する状態までは描かれておらず、コイル電流Ｉ３が切替タイミングから１回上昇し切った直後に、制御期間が終了して、電磁弁が前述した早切り消弧により閉弁される状態を表すものとなっている。
【００５２】
一方、本実施形態では、ダイオードＤ１，Ｄ２、ツェナーダイオードＺＤ、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３、抵抗２１，２３、及び反転回路１９からなる消弧用の回路が、消弧電圧を第１の消弧電圧と第２の消弧電圧とに切り替え可能な消弧手段に相当している。そして、トランジスタＴｒ２によってトランジスタＴｒ３がオンされている場合の消弧電圧Ｖｓ１（＝Ｖｆ１）が、第１の消弧電圧に相当し、トランジスタＴｒ２によってはトランジスタＴｒ３がオンされない場合の消弧電圧Ｖｓ２（＝Ｖｔｈ＋Ｖｚ＋Ｖｆ２＋Ｖｆ１）が、第２の消弧電圧に相当している。また、マイコン１１、切替回路２５、オア回路１３、及びナンド回路１５が、制御手段に相当している。そして、その中で、切替回路２５が切替手段に相当し、マイコン１１において、２つの出力ポートから２つの保持デューティ信号Ｓ３１，Ｓ３２を出力する機能の部分が、信号出力手段に相当している。また更に、開弁状態保持期間が、作動状態保持期間に相当している。
【００５３】
以上のような本実施形態の電磁弁制御装置では、開弁状態保持期間中の特定のタイミング（前述した切替タイミング）にて、出力トランジスタＴｒ１への駆動信号の周波数を、それまでの第１周波数Ｆ１（保持デューティ信号Ｓ３１の周波数）から、それよりも高い第２周波数Ｆ２（保持デューティ信号Ｓ３２の周波数）に切り替えるようになっている。
【００５４】
そして、こうした切り替えにより、開弁状態保持期間の開始時からは、電磁弁の開弁状態保持に支障がない範囲の低い周波数Ｆ１（従来装置における保持デューティ信号Ｓ３よりも低い周波数）で出力トランジスタＴｒをオン／オフさせ、電磁弁を閉弁させる直前になると、それまでよりも高い周波数Ｆ２（従来装置における保持デューティ信号Ｓ３と同程度の周波数）で出力トランジスタＴｒ１をオン／オフさせてコイル電流Ｉ３の変動幅（図２におけるＩｐｐ２）を小さく抑え、その上で、前述した早切り消弧により電磁弁を閉弁させるようにしている。
【００５５】
よって、本実施形態の電磁弁制御装置によれば、図２の最下段における点線に示すように、従来装置よりも出力トランジスタＴｒ１のスイッチング回数を減らして発熱を抑えることができ、しかも、電磁弁の閉弁所要時間のばらつきを従来装置と同等にすることができる。つまり、図２のＩｐｐ２は図４のＩｐｐと同程度である。そして、このような本実施形態の電磁弁制御装置によれば、特別な熱対策を施すことなく、出力トランジスタＴｒ１の発熱低減と電磁弁の良好な制御性能とを両立させることができる。
【００５６】
また、上記実施形態では、第１周波数Ｆ１の駆動信号として使用される保持デューティ信号Ｓ３１と、第２周波数Ｆ２の駆動信号として使用される保持デューティ信号Ｓ３２とを、マイコン１１から並列に出力しておき、その２つの信号Ｓ３１，Ｓ３２を切替回路２５により切り替えて、出力トランジスタＴｒ１へ駆動信号として供給するようにしているため、２種類の周波数の駆動信号を１つのポートから切り替えて出力可能なマイコンを用いなくても、また、マイコン１１に保持デューティ信号の出力周波数を途中で変える処理を行わせなくても、出力トランジスタＴｒ１への駆動信号の周波数を第１周波数Ｆ１から第２周波数Ｆ２に切り替えることができる。
【００５７】
また更に、上記実施形態では、出力トランジスタＴｒ１への第１周波数Ｆ１の駆動信号（保持デューティ信号Ｓ３１）が出力トランジスタＴｒ１をオンさせる方のアクティブレベルに変化する各タイミングのうち、制御期間の終了タイミングに最も近いタイミングにて、出力トランジスタＴｒ１への駆動信号の周波数を第１周波数Ｆ１から第２周波数Ｆ２に切り替えると共に、その切替タイミングで第２周波数Ｆ２の駆動信号（保持デューティ信号Ｓ３２）がアクティブレベルから始まるようにしている。
【００５８】
このため、出力トランジスタＴｒ１への駆動信号を第２周波数Ｆ２にする第２期間の長さを最小限にして、出力トランジスタＴｒ１のスイッチング損失による発熱を極力小さくすることができる上に、出力トランジスタＴｒ１への駆動信号の周波数を不連続性無くスムースに切り替えることができる。そして更に、脈動するコイル電流Ｉ３が最小になるタイミングで駆動信号の周波数切り替えが行われると共に、その切替タイミングで第２周波数Ｆ２の駆動信号がアクティブレベルに変化することとなるため、その切替タイミングでコイル電流Ｉ３が不必要に大きくなったり小さくなってしまうことを確実に防止できる。
【００５９】
一方、上記実施形態の電磁弁制御装置において、開弁状態保持期間の開始時から切替タイミングまでの第１期間（図２にて▲４▼を付した期間）におけるコイル電流Ｉ３の最小値が、切替タイミングから制御期間の終了時までの第２期間（図２にて▲５▼を付した期間）におけるコイル電流Ｉ３の最小値よりも小さくならないように（又は同じになるように）、マイコン１１が、上記第１期間における出力トランジスタＴｒ１への駆動信号のデューティ比（即ち、保持デューティ信号Ｓ３１のデューティ比）を、上記第２期間における出力トランジスタＴｒ１への駆動信号のデューティ比（即ち、保持デューティ信号Ｓ３２のデューティ比）よりも大きくすれば、出力トランジスタＴｒへの駆動信号の周波数が第２周波数Ｆ２よりも低い第１周波数Ｆ１となる第１期間において、脈動するコイル電流Ｉ３の最小値が小さくなり過ぎることが防止され、電磁弁が上記第１期間中に機械的な衝撃等によって非作動状態としての閉弁状態に戻ってしまうことを確実に防ぐことができる。尚、デューティ比を大きくするとは、信号１周期におけるアクティブレベルの時間割合を大きくするという意味である。
【００６０】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
例えば、上記本実施形態では、保持デューティ信号Ｓ３２の周波数Ｆ２を、従来装置での保持デューティ信号Ｓ３の周波数と同程度に設定したが、保持デューティ信号Ｓ３１の周波数Ｆ１を、従来装置での保持デューティ信号Ｓ３の周波数と同程度にし、保持デューティ信号Ｓ３２の周波数Ｆ２を更に高く設定すれば、出力トランジスタＴｒ１のスイッチング損失による発熱を従来装置と同等にしつつ、電磁弁の閉弁所要時間のばらつきを従来装置よりも小さくして制御性能を一層向上させることができる。
【００６１】
また、上記実施形態において、切替回路２５を削除し、マイコン１１が、第１周波数の駆動信号と第２周波数の駆動信号とを、１つの出力ポートから出力するように構成しても良い。つまり、図３の従来装置と同様に、マイコン１１の１つの出力ポートから、出力トランジスタＴｒ１の駆動信号となる保持デューティ信号Ｓ３が１系統で出力されるように構成するのであるが、マイコン１１が、その保持デューティ信号Ｓ３の周波数を、開弁状態保持期間中の切替タイミングで、第１周波数Ｆ１から第２周波数Ｆ２に切り替えるようにしても良い。そして、このように、切替回路２５の機能をマイコン１１の内部処理に分担させれば、小型化及び低コスト化という面で有利である。
【００６２】
一方、出力トランジスタＴｒ１への駆動信号の周波数をスムースに切り替えることを重要視しないのであれば、マイコン１１は、制御期間の終了タイミングから第１周波数Ｆ１の所定周期分の時間だけ前のタイミングにて、出力トランジスタＴｒ１への駆動信号の周波数を第１周波数Ｆ１から第２周波数Ｆ２に切り替えるようにしても良い。そして特に、この場合、上記所定周期分を１周期分とすれば、出力トランジスタＴｒ１のスイッチング損失による発熱を極力小さくすることができるため好ましい。
【００６３】
また、保持デューティ信号Ｓ３１，Ｓ３２は、マイコン１１とは別の回路（ＩＣ等）から出力するように構成しても良い。
また更に、切替回路２５とオア回路１３との機能をマイコン１１に担わせて、マイコン１１が、図２に示すオア回路１３の出力信号Ｓ５と同様の信号を、ナンド回路１５へ出力するように構成することもできる。そして更に、ナンド回路１５の機能をもマイコン１１に担わせることも可能である。
【００６４】
一方、消弧手段としては、図１及び図３に示した消弧用の回路（Ｄ１，Ｄ２，ＺＤ，Ｔｒ２，Ｔｒ３，１９〜２３）に限らず、他の構成の回路であっても良い。例えば、図１において、ダイオードＤ２，ツェナーダイオードＺＤ，及び抵抗２３を削除すると共に、トランジスタＴｒ３のドレイン・ソース間に、ダイオードＤ１と同じ向きで複数のダイオードを直列に接続し、トランジスタＴｒ２によってトランジスタＴｒ３オンされない場合には、その複数のダイオードとダイオードＤ１との直列回路全体での順方向降下電圧が第２の消弧電圧Ｖｓ２（＞Ｖｓ１＝Ｖｆ１）となる、といった回路でも良い。
【００６５】
また、制御対象の電磁弁は、コイルＬへの通電により閉弁するノーマルオープンタイプであっても良い。
また更に、過励磁期間は、予め定められた一定時間に限らず、例えば、コイルＬに流れる電流の検出値が目標値に達するまでの期間であっても良い。また、駆動形態は、ハイサイド駆動形態に限らず、ローサイド駆動形態であっても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態の電磁弁制御装置の構成を表す構成図である。
【図２】実施形態の電磁弁制御装置の作用を表すタイムチャートである。
【図３】従来の電磁弁制御装置の構成例を表す構成図である。
【図４】図３の電磁弁制御装置の作用を表すタイムチャートである。
【符号の説明】
Ｌ…電磁弁のコイル、１１…マイコン（マイクロコンピュータ）、１３…オア回路、１５…ナンド回路、１７，２１，２３…抵抗、１９…反転回路、２５…切替回路、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、ＺＤ…ツェナーダイオード、Ｔｒ１…出力トランジスタ、Ｔｒ２…ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ、Ｔｒ３…Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a solenoid valve control device that controls a solenoid valve.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, for example, in an automatic transmission control device of a vehicle, the valve opening time of a solenoid valve that adjusts oil pressure (so-called solenoid valve) is controlled by a sequence such as “open valve → maintain open state → close valve”, Shift control is implemented.
[0003]
As such a drive circuit for controlling the solenoid valve, one that can switch the arc-extinguishing voltage when extinguishing the flyback energy of the coil of the solenoid valve is known (see, for example, Patent Document 1). . By using such a drive circuit, at the end of the control period of the solenoid valve, the arc-extinguishing voltage is made larger than the valve opening state holding period, and the current flowing through the coil is rapidly reduced, so that the solenoid valve can be quickly turned on. It can be closed.
[0004]
Here, a specific configuration example of the electromagnetic valve control device to which the above technique is applied will be described with reference to FIGS. 3 and 4.
First, since the solenoid valve control device illustrated in FIG. 3 is a high-side drive mode, one end of the coil L of the solenoid valve is connected to the ground potential (GND = 0V).
[0005]
The electromagnetic valve control device includes a microcomputer (hereinafter referred to as a microcomputer) 11 that performs various processes for controlling the electromagnetic valve, and a drive circuit that drives the electromagnetic valve according to signals S1 to S3 from the microcomputer 11. 12.
The drive circuit 12 includes an output transistor (in this example, a P-channel MOS transistor) Tr1 having a drain connected to the end of the coil L opposite to the ground potential side and a source connected to the power supply voltage VB. An OR circuit 13 to which two signals S2 and S3 from the microcomputer 11 are input, an NAND circuit 15 to which an output of the OR circuit 13 and a signal S1 from the microcomputer 11 are input, an output terminal and an output of the NAND circuit 15 A resistor 17 connected between the gate of the transistor Tr1, a PNP bipolar transistor Tr2 whose emitter is connected to the power supply voltage VB, and an inverting circuit that turns on the transistor Tr2 when the signal S1 from the microcomputer 11 is at a high level. An (inverter) 19 and an N-channel MOS transistor Tr3 having a drain connected to the ground potential, The anode is connected to the source of the transistor Tr3, the diode D1 whose cathode is connected to the drain of the output transistor Tr1, the resistor 23 connected between the source and gate of the transistor Tr3, and the anode to the ground potential. Diode D2, a Zener diode ZD having an anode connected to the gate of the transistor Tr3 and a cathode connected to the cathode of the diode D2, and a resistor 21 connected between the gate of the transistor Tr3 and the collector of the transistor Tr2. It is configured.
[0006]
In the drive circuit 12, when the signal S1 from the microcomputer 11 is at the high level and the signal S2 or S3 from the microcomputer 11 is at the high level, the drive signal from the NAND circuit 15 to the gate of the output transistor Tr1 is at the active level. And the output transistor Tr1 is turned on, and a current flows from the output transistor Tr1 to the coil L. That is, in this example, when the signal S1 from the microcomputer 11 is at the high level, the high active signal S2 or S3 output from the microcomputer 11 is inverted by the NAND circuit 15 and the gate of the output transistor Tr1 is inverted. Supplied as a drive active signal for the active low.
[0007]
Further, when the signal S1 from the microcomputer 11 is at a high level, the transistor Tr2 is turned on, and the transistor Tr3 is also turned on when the transistor Tr2 is turned on.
In this solenoid valve control device, as shown in FIG. 4, the microcomputer 11 is a signal as a valve opening time command signal during a control period (period marked with (1)) in which the solenoid valve is to be operated. While S1 is set to the high level, the signal S2 as the overexcitation signal for shifting the solenoid valve to the valve open state is set to the high level for a certain period of time (period 2) from the start timing of the control period. To. Further, the microcomputer 11 has a constant frequency and a current desired to flow through the coil L during at least the valve open state holding period (period marked with (3)) from the end of the predetermined time to the end of the control period. A signal with a duty ratio corresponding to the above (that is, a holding duty signal for holding the solenoid valve in an open state) S3 is continuously output.
[0008]
The fixed time is set to a time when the solenoid valve is considered to open reliably after the output transistor Tr1 is turned on and energization of the coil L is started. This fixed time period (in FIG. 4) The period (2) is also called an overexcitation period. In FIG. 4, the Vo stage (fourth stage) represents the drain voltage of the output transistor Tr1 (in other words, the terminal voltage of the coil L), and the I3 stage (fifth stage) represents the coil L Represents the current flowing through the.
[0009]
For this reason, first, during a certain period of time from the start of the control period, the high level signal S2 from the microcomputer 11 passes through the OR circuit 13 and the NAND circuit 15 to the gate of the output transistor Tr1. Therefore, the output transistor Tr1 is continuously turned on, the current (coil current) I3 flowing through the coil L is gradually increased, and the electromagnetic valve shifts from the closed state to the open state. When the output transistor Tr1 is on, the current I1 flowing through the output transistor Tr1 becomes the coil current I3.
[0010]
During the valve opening state holding period from the end of the predetermined time (that is, when the signal S2 returns to the low level) to the end of the control period, the holding duty signal S3 from the microcomputer 11 is a NAND circuit. Since the level is inverted by 15 and supplied as a drive signal to the gate of the output transistor Tr1, the output transistor Tr1 is turned on / off according to the signal S3. That is, the output transistor Tr1 is turned on when the signal S3 is at a high level, and is turned off when the signal S3 is at a low level.
[0011]
Further, during this valve open state holding period, since the transistor Tr3 is completely turned on by the transistor Tr2, the flyback energy of the coil L generated when the output transistor Tr1 is turned off is from the ground potential to the transistor Tr3 and the diode D1. The arc is extinguished (discharged) when a current I2 flows through the coil L. Therefore, as shown in the Vo stage in FIG. 4, during this valve-open state holding period, the arc-extinguishing voltage Vs1 when the output transistor Tr1 is off is about the forward drop voltage (about 0.7V) of the diode D1. Even if the output transistor Tr1 is turned off, the coil current I3 gradually decreases.
[0012]
For this reason, during the valve open state holding period, a current corresponding to the duty ratio of the drive signal to the output transistor Tr1 (duty ratio of the signal S3) flows to the coil L on average, and this current opens the solenoid valve. Maintained in a state. Note that Ipp shown in the I3 stage (fifth stage) in FIG. 4 indicates the fluctuation range of the pulsating coil current I3 in the valve-opening state holding period.
[0013]
At the end of the control period (also at the end of the valve opening state holding period), the signal S1 from the microcomputer 11 is at a low level, so the drive signal from the NAND circuit 15 to the gate of the output transistor Tr1 is Regardless of the other signals S2 and S3, the signal becomes a high level as a passive level, and the output transistor Tr1 is turned off. Further, when the signal S1 from the microcomputer 11 becomes low level, the transistor Tr2 is also turned off.
[0014]
At this time, the flyback energy of the coil L is extinguished by the following current path.
That is, the threshold voltage of the transistor Tr3 (the gate-source voltage at which the transistor Tr3 turns on) is Vth, the forward drop voltage of the diode D1 is Vf1, the forward drop voltage of the diode D2 is Vf2, and the zener diode ZD When the zener voltage is Vz, when the source voltage of the transistor Tr3 (the voltage of the anode of the diode D1) becomes lower than the ground potential by “Vth + Vz + Vf2” due to the counter electromotive force of the coil L, the transistor Tr3 is turned on. A flyback current flows through the coil L through the transistor Tr3 and the diode D1 which are turned on, and the arc is extinguished.
[0015]
For this reason, as shown in the Vo stage in FIG. 4, the arc-extinguishing voltage Vs2 at the end of the control period has a large value of “Vth + Vz + Vf2 + Vf1”. Therefore, at the end of the control period, the energy stored in the coil L is rapidly consumed and the coil current I3 is also rapidly reduced. As a result, the solenoid valve is quickly closed.
[0016]
In addition, making the arc-extinguishing voltage larger than the valve-opening state holding period and closing the solenoid valve quickly in this way is called “early cut-off arc extinction”. This “early cut-off arc extinguishing” eliminates the residual magnetic energy of the coil L in a short time, and the electromagnetic valve is actually operated from the time required to close the solenoid valve (that is, from the valve closing command point at the end of the control period). This is performed in order to reduce variation in the time required until the valve is closed.
[0017]
[Patent Document 1]
Japanese Patent No. 2815744 (paragraphs [0014] to [0019], FIGS. 1 and 2)
[0018]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the solenoid valve control device that performs the quick-turn-off arc as described above, in terms of the control performance of improving the accuracy of the valve closing required time, the drive signal to the output transistor Tr1 during the valve open state holding period. Is preferably set as high as possible (the frequency of the signal S3 in the example of FIG. 3).
[0019]
That is, the valve closing time varies depending on the coil current I3 (hereinafter referred to as a valve closing start current) at the end of the control period. If the fluctuation width Ipp of the coil current I3 during the valve-opening state holding period is large, the valve-closing start current greatly changes from time to time, and the valve-closing required time varies. Therefore, if the frequency of the drive signal to the output transistor Tr1 is set high, the fluctuation range Ipp of the coil current I3 during the valve opening state holding period becomes small, so that the variation in the valve closing start current becomes small, and the valve closing time is reduced. The variation is also reduced.
[0020]
On the other hand, in terms of suppressing heat generation by reducing the switching loss of the output transistor Tr1, the frequency of the drive signal to the output transistor Tr1 during the valve open state holding period is set as much as possible within the range in which the open state of the solenoid valve can be maintained. It is preferable to set it low.
[0021]
For this reason, conventionally, the frequency of the drive signal to the output transistor has been set within a range in which both variation in valve closing required time and heat generation due to switching loss can be allowed.
However, in recent years, the current of the load to be controlled is increased, the temperature of the environment in which the control device is mounted (for example, when mounted in the engine room of a vehicle), the increase in the total heat generation in the control device, the control device As a result, it has become impossible to achieve both the thermal design and the control performance of the solenoid valve with the conventional setting method. In other words, if the frequency of the drive signal to the output transistor during the valve open state holding period is set low in order to reduce the heat generation amount to the required value, the variation in valve closing required time becomes larger than the control required value. A situation has occurred.
[0022]
For this reason, as a countermeasure against heat, for example, it is necessary to use a high-performance element with low switching loss or to add a special heat dissipation structure, which causes a significant cost increase.
In the above description, the case where the electromagnetic valve to be controlled is a normally closed type that opens by energizing the coil is taken as an example, but the above problem is that the electromagnetic valve is closed by energizing the coil. The same applies to the case of a normally open type valve.
[0023]
SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to achieve both a reduction in heat generation of an output transistor and a good drive time control performance of an electromagnetic valve without taking special heat countermeasures in an electromagnetic valve control device.
[0024]
[Means for Solving the Problems and Effects of the Invention]
The electromagnetic valve control device according to claim 1, wherein the electromagnetic valve control device is connected to a coil of the electromagnetic valve and is turned on in accordance with a supplied drive signal so that a current flows through the coil. The flyback energy of the coil when the transistor and the output transistor are turned off is extinguished, and the extinguishing voltage at the time of extinction is higher than the first arc extinguishing voltage and the first arc extinguishing voltage. An arc extinguishing means switchable to a large second arc extinguishing voltage and a control means are provided.
[0025]
The control means basically turns on the output transistor by setting the drive signal to the output transistor to an active level for a predetermined period from the start timing of the control period of the solenoid valve, as in the above-described conventional device. By moving the electromagnetic valve from the non-operating state to the operating state, the operation state holding period (corresponding to the valve opening state holding period of the conventional example described above) from the end of the predetermined period to the end of the control period is obtained. The output transistor is turned on / off with a drive signal to the output transistor having a predetermined frequency and a predetermined duty ratio, and the arc extinguishing voltage by the arc extinguishing means is set to the first arc extinguishing voltage. Then, a current corresponding to the duty ratio of the drive signal is supplied to the coil of the solenoid valve to hold (maintain) the solenoid valve in the operating state, and at the end of the control period, the output torque is By setting the drive signal to the transistor to a passive level to turn off the output transistor, and setting the arc extinguishing voltage by the arc extinguishing means to a second arc extinguishing voltage larger than the first arc extinguishing voltage, The current flowing through the coil is rapidly reduced to quickly deactivate the solenoid valve.
[0026]
When the solenoid valve is in the normally open type, it means that the solenoid valve is in the open state. Conversely, if the solenoid valve is in the normally open type, the solenoid valve is in the closed state. Is meant to be. Further, the predetermined period may be a predetermined fixed time, or a period until the detected value of the current flowing in the coil reaches the target value.
[0027]
In particular, in the electromagnetic valve control device according to claim 1, the control means changes the frequency of the drive signal to the output transistor from the first frequency up to that time at a specific timing during the operation state holding period. It is configured to switch to a second frequency higher than one frequency. In other words, the frequency (= first frequency) of the drive signal in the first period from the start of the operating state holding period to the specific timing is set to the end of the control period from the specific timing (= the operating state holding period). The frequency is lower than the frequency (= second frequency) of the drive signal in the second period until the end).
[0028]
For this reason, according to this solenoid valve control device, it is possible to achieve both reduction in heat generation of the output transistor and good control performance of the solenoid valve without taking any special measures against heat.
For example, (1): If the second frequency is set to be equal to the frequency of the drive signal in the conventional device and the first frequency is set lower than the second frequency, the solenoid valve is inactivated from the end of the control period. The variation in the required time (which corresponds to the time required for closing the valve in the conventional example described above, hereinafter referred to as the time required for non-operation) is equal to that in the conventional device, and heat generation due to the switching loss of the output transistor is suppressed compared to the conventional device. be able to.
[0029]
(2): If the first frequency is made equal to the frequency of the drive signal in the conventional device and the second frequency is set higher than the first frequency, the heat generated by the switching loss of the output transistor is made equivalent to that in the conventional device. On the other hand, it is possible to improve the control performance by making the variation of the non-operation required time of the solenoid valve smaller than that of the conventional device.
[0030]
Next, in the electromagnetic valve control device according to claim 2, in the electromagnetic valve control device according to claim 1, the control means is a microcomputer as means for generating the drive signal having the first frequency and the drive signal having the second frequency. (Microcomputer). The microcomputer outputs a first frequency drive signal and a second frequency drive signal from one output port.
[0031]
In other words, in the electromagnetic valve control device according to the second aspect, the microcomputer switches and outputs the drive signals having two kinds of frequencies from one output port. According to this configuration, the drive signals having different frequencies are output to the output transistor. There is no need to provide a separate circuit for supplying the switch, which is advantageous in terms of downsizing and cost reduction.
[0032]
On the other hand, in the electromagnetic valve control device according to claim 3, in the electromagnetic valve control device according to claim 1, the control means sends the first frequency signal SF1 and the second frequency signal SF2 from two output terminals, respectively. A signal output means for outputting, and a switching means for inputting two signals SF1 and SF2 outputted from the signal output means and selecting and outputting one of them according to the supplied selection signal. ing. Further, the control means supplies the signal output from the switching means as a drive signal to the output transistor in the operating state holding period, and in the first period from the start of the operating state holding period to the specific timing. A signal SF1 of the first frequency from the signal output means is supplied as a drive signal to the output transistor, and a signal SF2 of the second frequency from the signal output means is supplied in the second period from the specific timing to the end of the control period. The selection signal to the switching means is switched so as to be supplied as a drive signal to the output transistor.
[0033]
In other words, in the electromagnetic valve control device according to the third aspect, the signal SF1 used as the first frequency drive signal and the signal SF2 used as the second frequency drive signal are output in parallel from the signal output means. The two signals are switched by the switching means and supplied to the output transistor as a drive signal.
[0034]
According to the electromagnetic valve control device of the third aspect as described above, such a signal output to the microcomputer can be performed without using a microcomputer capable of switching and outputting drive signals of two kinds of frequencies from one terminal. The frequency of the drive signal to the output transistor can be switched from the first frequency to the second frequency without performing processing (that is, processing for changing the frequency of the output signal halfway).
[0035]
Next, in the electromagnetic valve control device according to claim 4, in the electromagnetic valve control device according to claims 1 to 3, the control means is configured to perform the first period from the start of the operating state holding period to the specific timing. Driving the output transistor in the first period so that the minimum value of the coil current does not become smaller than the minimum value of the coil current in the second period from the specific timing to the end of the control period. The duty ratio of the signal is made larger than the duty ratio of the drive signal to the output transistor in the second period.
[0036]
According to the solenoid valve control device of the fourth aspect, the energization current (coil current) of the coil in the first period in which the frequency of the drive signal to the output transistor is the first frequency lower than the second frequency. The minimum value of the valve is prevented from becoming too small. In particular, when the setting as described in (1) above is performed, the solenoid valve returns to the non-operating state due to a mechanical shock or the like during the first period. Can be surely prevented.
[0037]
By the way, in the electromagnetic valve control apparatus according to claims 1 to 4, the specific timing is preferably immediately before the end timing of the control period. This is because the second period in which the frequency of the drive signal becomes the second frequency can be shortened as much as possible to minimize heat generation due to the switching loss of the output transistor.
[0038]
For this purpose, for example, as described in claim 5, the control means sets the control period at the end timing of the control period among timings at which the drive signal of the first frequency to the output transistor changes from the passive level to the active level. The closest timing is set as the specific timing, and at that timing, the frequency of the drive signal to the output transistor is switched from the first frequency to the second frequency, and at the timing, the drive signal of the second frequency starts from the active level. You can do that.
[0039]
In this way, the length of the second period can be minimized, and the frequency of the drive signal to the output transistor can be switched smoothly without discontinuity (that is, the first period It can be switched to the second frequency from the end of one frequency cycle). Furthermore, the frequency of the drive signal is switched at the timing when the pulsating coil current is minimized, and the drive signal of the second frequency is changed from the passive level to the active level at the switching timing. Thus, there is an advantage that the coil current can be reliably prevented from becoming unnecessarily large or small.
[0040]
Further, if it is not important to smoothly switch the frequency of the drive signal to the output transistor, for example, as described in claim 6, the control means is provided for one cycle of the first frequency from the end timing of the control period. The timing just before this time may be the specific timing, and at that timing, the frequency of the drive signal to the output transistor may be switched from the first frequency to the second frequency.
[0041]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an electromagnetic valve control device according to an embodiment to which the present invention is applied will be described with reference to FIGS. 1 and 2.
FIG. 1 is a configuration diagram showing the configuration of the electromagnetic valve control device of the embodiment, and FIG. 2 is a time chart showing the operation of the electromagnetic valve control device. In FIG. 1 and FIG. 2, the same components, signals, voltages, currents, periods, and the like as those in FIG. 3 and FIG.
[0042]
The electromagnetic valve control device of the present embodiment shown in FIG. 1 is different from the conventional device illustrated in FIG. 3 in the following points (a) to (c).
(A): First, the microcomputer 11 is in a valve opening state from the end of at least the above-described overexcitation period (period 2 in FIG. 2) to the end of the control period (period 1 in FIG. 2). During the holding period (period (3) in FIG. 2), two holding duty signals S31 and S32 having different frequencies are output from two output ports (corresponding to two output terminals), respectively.
[0043]
In the present embodiment, the frequency F1 of one holding duty signal S31 is set lower than the frequency F2 of the other holding duty signal S32 within a range in which the open state of the electromagnetic valve can be maintained. Specifically, the frequency F1 (corresponding to the first frequency) of the holding duty signal S31 is a natural number (1/2 in this example) of the frequency F2 (corresponding to the second frequency) of the holding duty signal S32. Is set. Further, the microcomputer 11 outputs the two holding duty signals S31 and S32 in synchronization so that the rising timing of the signal S32 coincides with the rising timing of the signal S31. In the present embodiment, it is assumed that the frequency F2 of the holding duty signal S32 is set to be approximately the same as the frequency of the holding duty signal S3 in the conventional apparatus illustrated in FIGS.
[0044]
(B): A switching circuit 25 to which two holding duty signals S31 and S32 from the microcomputer 11 are input is provided outside the microcomputer 11.
Then, the switching circuit 25 outputs one of the two holding duty signals S31 and S32 to one input terminal of the OR circuit 13 in response to the selection signal S4 supplied from the microcomputer 11. In this embodiment, when the selection signal S4 is at a high level, the holding duty signal S31 is selected and output to the OR circuit 13, and when the selection signal S4 is at a low level, the holding duty signal S32 is selected. Is selected and output to the OR circuit 13.
[0045]
(C): When the microcomputer 11 sets the valve opening time command signal S1 to the high level (at the start of the control period), the microcomputer 11 sets the selection signal S4 to the switching circuit 25 to the high level, and then the overexcitation signal S2 The switching signal 25 is switched from the high level to the low level at the switching timing described below during the valve opening state holding period from when the signal is set to the low level to when the valve opening time command signal S1 is set to the low level. .
[0046]
That is, the switching timing is the timing closest to the end timing of the control period (timing to lower the valve opening time command signal S1) among the timings at which the holding duty signal S31 rises from the low level to the high level. Is the timing at time t1. The microcomputer 11 grasps both the timings at which the holding duty signals S31 and S32 are expected to rise and the end timing of the control period. Then, the microcomputer 11 determines the switching timing from the time when the valve opening time command signal S1 is scheduled to fall and the times when the holding duty signal S31 is expected to rise.
[0047]
In such a solenoid valve control device of this embodiment, as shown in FIG. 2, when the overexcitation signal S2 becomes low level and the overexcitation period ends, at this time, the selection signal S4 from the microcomputer 11 is high. Therefore, the holding duty signal S31 from the microcomputer 11 is selected by the switching circuit 25 and input to the NAND circuit 15 as the output signal S5 of the OR circuit 13.
[0048]
Therefore, when the overexcitation period ends, first, the hold duty signal S31 from the microcomputer 11 is inverted in level by the NAND circuit 15 and supplied as a drive signal to the gate of the output transistor Tr1. Then, the output transistor Tr1 is turned on / off according to the holding duty signal S31, and a current corresponding to the duty ratio of the holding duty signal S31 serving as a drive signal in that case flows through the coil L of the solenoid valve on average. Thus, the electromagnetic valve is maintained in the open state by this current. Note that Ipp1 shown in the I3 stage (sixth stage) in FIG. 2 is a period during which the output transistor Tr1 is turned on / off by the holding duty signal S31 (period (4) in FIG. 2). The fluctuation width of the pulsating coil current I3 is shown.
[0049]
After that, at the switching timing described above, the selection signal S4 from the microcomputer 11 becomes low level, and this time, the holding duty signal S32 from the microcomputer 11 is selected by the switching circuit 25 and the output of the OR circuit 13 is output. The signal S5 is input to the NAND circuit 15.
[0050]
Therefore, during the period from the switching timing to the end of the control period (the period of (5) in FIG. 2 and corresponding to the second period), the holding duty signal S32 from the microcomputer 11 is leveled by the NAND circuit 15. Inverted and supplied as a drive signal to the gate of the output transistor Tr1. Then, the output transistor Tr1 is turned on / off according to the holding duty signal S32, and a current corresponding to the duty ratio of the holding duty signal S32 serving as a driving signal in that case flows through the coil L of the solenoid valve on average. Thus, the electromagnetic valve is maintained in the open state by this current.
[0051]
Note that Ipp2 shown in the I3 stage (sixth stage) in FIG. 2 indicates the fluctuation range of the pulsating coil current I3 during the period in which the output transistor Tr1 is turned on / off by the holding duty signal S32. Further, in FIG. 2, since the time from the switching timing at time t1 to the end of the control period is only a half cycle of the holding duty signal S32, the state where the coil current I3 pulsates is not drawn. Immediately after I3 has risen once from the switching timing, the control period ends, and the electromagnetic valve is closed by the aforementioned early-turning extinction.
[0052]
On the other hand, in the present embodiment, the arc extinguishing circuit including the diodes D1 and D2, the Zener diode ZD, the transistors Tr2 and Tr3, the resistors 21 and 23, and the inverting circuit 19 has the arc extinguishing voltage as the first extinguishing voltage. This corresponds to arc extinguishing means that can be switched to the second arc extinguishing voltage. The arc extinguishing voltage Vs1 (= Vf1) when the transistor Tr3 is turned on by the transistor Tr2 corresponds to the first arc extinguishing voltage, and the arc extinguishing voltage Vs2 (when the transistor Tr3 is not turned on depending on the transistor Tr2) ( = Vth + Vz + Vf2 + Vf1) corresponds to the second arc extinguishing voltage. The microcomputer 11, the switching circuit 25, the OR circuit 13, and the NAND circuit 15 correspond to control means. Among them, the switching circuit 25 corresponds to the switching means, and the function portion that outputs the two holding duty signals S31 and S32 from the two output ports in the microcomputer 11 corresponds to the signal output means. Furthermore, the valve opening state holding period corresponds to the operating state holding period.
[0053]
In the electromagnetic valve control device of the present embodiment as described above, the frequency of the drive signal to the output transistor Tr1 is set to the first frequency up to that time at a specific timing (the switching timing described above) during the valve opening state holding period. F1 (the frequency of the holding duty signal S31) is switched to a second frequency F2 (the frequency of the holding duty signal S32) that is higher than that.
[0054]
By such switching, from the start of the valve opening state holding period, the output transistor Tr has a low frequency F1 (a frequency lower than the holding duty signal S3 in the conventional device) in a range that does not hinder the opening of the electromagnetic valve. Is turned on / off and immediately before the solenoid valve is closed, the output transistor Tr1 is turned on / off at a higher frequency F2 (the same frequency as the holding duty signal S3 in the conventional device) than before, and the coil current I3 is turned on. The fluctuation range (Ipp2 in FIG. 2) is kept small, and then the solenoid valve is closed by the above-mentioned fast-cut extinguishing.
[0055]
Therefore, according to the electromagnetic valve control device of the present embodiment, as shown by the dotted line in the lowermost stage of FIG. 2, the number of times of switching of the output transistor Tr1 can be reduced as compared with the conventional device, and heat generation can be suppressed. The variation in the required valve closing time can be made equal to that of the conventional device. That is, Ipp2 in FIG. 2 is approximately the same as Ipp in FIG. And according to such a solenoid valve control device of this embodiment, it is possible to achieve both the heat generation reduction of the output transistor Tr1 and the good control performance of the solenoid valve without taking any special measures against heat.
[0056]
In the above embodiment, the microcomputer 11 outputs the holding duty signal S31 used as the driving signal of the first frequency F1 and the holding duty signal S32 used as the driving signal of the second frequency F2 in parallel from the microcomputer 11. Since the two signals S31 and S32 are switched by the switching circuit 25 and supplied as the drive signal to the output transistor Tr1, a microcomputer capable of switching and outputting two types of drive signals from one port. Even if the microcomputer 11 is not used and the microcomputer 11 does not perform the process of changing the output frequency of the holding duty signal halfway, the frequency of the drive signal to the output transistor Tr1 is switched from the first frequency F1 to the second frequency F2. be able to.
[0057]
Furthermore, in the above embodiment, the end timing of the control period among the timings at which the drive signal (holding duty signal S31) of the first frequency F1 to the output transistor Tr1 changes to the active level that turns on the output transistor Tr1. Is switched from the first frequency F1 to the second frequency F2, and the drive signal (holding duty signal S32) of the second frequency F2 is active level at the switching timing. To start with.
[0058]
For this reason, the length of the second period in which the drive signal to the output transistor Tr1 is set to the second frequency F2 can be minimized, heat generation due to the switching loss of the output transistor Tr1 can be minimized, and the output transistor Tr1. The frequency of the drive signal to can be switched smoothly without discontinuity. Further, the frequency of the drive signal is switched at the timing when the pulsating coil current I3 is minimized, and the drive signal at the second frequency F2 is changed to the active level at the switching timing. It is possible to reliably prevent the coil current I3 from becoming unnecessarily large or small.
[0059]
On the other hand, in the electromagnetic valve control device of the above embodiment, the minimum value of the coil current I3 in the first period (period marked with (4) in FIG. 2) from the start of the valve opening state holding period to the switching timing is The microcomputer 11 does not become smaller (or the same) than the minimum value of the coil current I3 in the second period (period marked with (5) in FIG. 2) from the switching timing to the end of the control period. Represents the duty ratio of the drive signal to the output transistor Tr1 in the first period (that is, the duty ratio of the holding duty signal S31), and the duty ratio of the drive signal to the output transistor Tr1 in the second period (that is, the hold duty). (The duty ratio of the signal S32) is greater than the first frequency, the frequency of the drive signal to the output transistor Tr is lower than the second frequency F2. In the first period where the wave number is F1, the minimum value of the pulsating coil current I3 is prevented from becoming too small, and the electromagnetic valve is brought into a closed state as a non-operating state due to a mechanical shock or the like during the first period. It can be surely prevented from returning. Note that increasing the duty ratio means increasing the time ratio of the active level in one signal cycle.
[0060]
As mentioned above, although one Embodiment of this invention was described, it cannot be overemphasized that this invention can take a various form.
For example, in the present embodiment, the frequency F2 of the holding duty signal S32 is set to be approximately the same as the frequency of the holding duty signal S3 in the conventional device, but the frequency F1 of the holding duty signal S31 is set to the holding duty in the conventional device. If the frequency F2 of the holding duty signal S32 is set to be higher than the frequency of the signal S3, the heat generation due to the switching loss of the output transistor Tr1 is made equal to that of the conventional device, and the variation in the time required for closing the solenoid valve is conventionally increased. The control performance can be further improved by making it smaller than the device.
[0061]
Further, in the above embodiment, the switching circuit 25 may be deleted, and the microcomputer 11 may be configured to output the first frequency drive signal and the second frequency drive signal from one output port. That is, as in the conventional device of FIG. 3, the holding duty signal S3 that is the drive signal for the output transistor Tr1 is output from one output port of the microcomputer 11 in one system. The frequency of the holding duty signal S3 may be switched from the first frequency F1 to the second frequency F2 at the switching timing during the valve opening state holding period. Thus, if the function of the switching circuit 25 is shared by the internal processing of the microcomputer 11, it is advantageous in terms of downsizing and cost reduction.
[0062]
On the other hand, if it is not important to switch the frequency of the drive signal to the output transistor Tr1 smoothly, the microcomputer 11 is at a timing preceding the end timing of the control period by a predetermined period of the first frequency F1. The frequency of the drive signal to the output transistor Tr1 may be switched from the first frequency F1 to the second frequency F2. In this case, in particular, it is preferable to set the predetermined period to one period because heat generation due to the switching loss of the output transistor Tr1 can be minimized.
[0063]
Further, the holding duty signals S31 and S32 may be configured to be output from a circuit (IC or the like) different from the microcomputer 11.
Further, the function of the switching circuit 25 and the OR circuit 13 is assigned to the microcomputer 11 so that the microcomputer 11 outputs a signal similar to the output signal S5 of the OR circuit 13 shown in FIG. It can also be configured. Furthermore, the microcomputer 11 can also have the function of the NAND circuit 15.
[0064]
On the other hand, the arc extinguishing means is not limited to the arc extinguishing circuit (D1, D2, ZD, Tr2, Tr3, 19 to 23) shown in FIGS. 1 and 3, and may be a circuit having another configuration. . For example, in FIG. 1, the diode D2, the Zener diode ZD, and the resistor 23 are deleted, and a plurality of diodes are connected in series in the same direction as the diode D1 between the drain and source of the transistor Tr3. If not turned on, the forward voltage drop across the entire series circuit of the plurality of diodes and diode D1 may be the second arc extinguishing voltage Vs2 (> Vs1 = Vf1).
[0065]
The solenoid valve to be controlled may be a normally open type that closes when the coil L is energized.
Furthermore, the overexcitation period is not limited to a predetermined time, and may be a period until the detected value of the current flowing through the coil L reaches a target value, for example. Further, the drive form is not limited to the high side drive form, and may be a low side drive form.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a configuration of an electromagnetic valve control device according to an embodiment.
FIG. 2 is a time chart showing the operation of the electromagnetic valve control device of the embodiment.
FIG. 3 is a configuration diagram illustrating a configuration example of a conventional solenoid valve control device.
4 is a time chart showing the operation of the solenoid valve control device of FIG. 3. FIG.
[Explanation of symbols]
L: solenoid valve coil, 11: microcomputer (microcomputer), 13: OR circuit, 15: NAND circuit, 17, 21, 23 ... resistor, 19 ... inverting circuit, 25 ... switching circuit, D1, D2 ... diode, ZD ... Zener diode, Tr1 ... Output transistor, Tr2 ... PNP bipolar transistor, Tr3 ... N-channel MOS transistor

Claims

An output transistor that is connected to the coil of the solenoid valve and flows current to the coil by being turned on according to the supplied drive signal;
The flyback energy of the coil when the output transistor is turned off is extinguished, and the arc extinguishing voltage at the time of extinguishing is a first arc extinguishing voltage and a second arc extinction voltage that is larger than the first extinguishing voltage. Arc extinguishing means that can be switched to the arc extinguishing voltage of
During a predetermined period from the start timing of the control period of the solenoid valve, the drive signal to the output transistor is set to an active level to turn on the output transistor, thereby causing the solenoid valve to transition from an inoperative state to an activated state. During the operation state holding period from the end of the predetermined period to the end of the control period, the output transistor is turned on / off with a drive signal to the output transistor having a predetermined frequency and a predetermined duty ratio. In addition, by setting the arc-extinguishing voltage by the arc-extinguishing means to the first arc-extinguishing voltage, a current corresponding to the duty ratio of the drive signal is passed through the coil to hold the solenoid valve in an operating state, Further, at the end of the control period, the drive signal is set to a passive level to turn off the output transistor and to turn off the arc. By setting the extinguishing voltage by stage to the second arc extinguishing voltage, and control means for said solenoid valve inoperative rapidly reduces the current flowing through the coil,
In a solenoid valve control device comprising:
The control means switches the frequency of the drive signal to the output transistor from a first frequency so far to a second frequency higher than the first frequency at a specific timing during the operation state holding period;
An electromagnetic valve control device.

In the solenoid valve control device according to claim 1,
The control means includes a microcomputer as means for generating the drive signal of the first frequency and the drive signal of the second frequency, and the microcomputer has the drive signal of the first frequency and the second frequency of the drive signal. Configured to output a drive signal from one output port;
An electromagnetic valve control device.

In the solenoid valve control device according to claim 1,
The control means includes
Signal output means for outputting the first frequency signal and the second frequency signal from two output terminals, respectively;
The two signals output from the signal output means are input, and switching means for selecting and outputting one of them according to the supplied selection signal,
A signal output from the switching unit is supplied as the drive signal to the output transistor in the operation state holding period, and the signal output is performed in a first period from the start of the operation state holding period to the specific timing. The signal of the first frequency from the means is supplied to the output transistor as the drive signal, and the second frequency from the signal output means in the second period from the specific timing to the end of the control period. Switching a selection signal to the switching means such that a signal is supplied as the drive signal to the output transistor;
An electromagnetic valve control device.

In the electromagnetic valve control device according to any one of claims 1 to 3,
The control means includes
The minimum value of the energization current of the coil in the first period from the start of the operation state holding period to the specific timing is the energization of the coil in the second period from the specific timing to the end of the control period. The duty ratio of the drive signal to the output transistor in the first period is larger than the duty ratio of the drive signal to the output transistor in the second period so as not to become smaller than the minimum value of the current;
An electromagnetic valve control device.

In the solenoid valve control device according to any one of claims 1 to 4,
The control means includes
Among the timings at which the drive signal of the first frequency to the output transistor changes from the passive level to the active level, the timing closest to the end timing of the control period is set as the specific timing, and at that timing Switching the frequency of the drive signal to the output transistor from the first frequency to the second frequency, and causing the drive signal of the second frequency to start from the active level,
An electromagnetic valve control device.

In the solenoid valve control device according to any one of claims 1 to 4,
The control means includes
The timing that is one cycle before the first frequency from the end timing of the control period is set as the specific timing, and at that timing, the frequency of the drive signal to the output transistor is changed from the first frequency to the first frequency. Switching to the second frequency,
An electromagnetic valve control device.