JP4296982B2

JP4296982B2 - 発振回路

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Publication number: JP4296982B2
Application number: JP2004125665A
Authority: JP
Inventors: 佳周高橋; 知巳織田; 光房成田
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 2004-04-21
Filing date: 2004-04-21
Publication date: 2009-07-15
Anticipated expiration: 2024-04-21
Also published as: JP2005311686A

Description

本発明は発振回路に係り、特に、電圧に応じて発振周波数を制御する発振回路に関する。

図４は従来の一例の回路構成図を示す。

電圧制御型発振回路１は、回路基板上にユニット化された構造とされており、補償電圧発生回路１１、ローパスフィルタ１２、振動子１３、発振回路１４、抵抗Ｒ11、Ｒ12、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２を含む構成とされている。

補償電圧発生回路１１は、いわゆる、温度補償回路であり、サーミスタや温度センサ用のダイオードなどを内蔵し、出力端子Ｔoutから出力される電圧制御型発振回路１４の発振出力の周波数の温度に応じた変動を補償する電圧を発生する。補償電圧発生回路１１で発生した補償電圧は、ローパスフィルタ１２に供給される。

ローパスフィルタ１２は、抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ１から構成されている。ローパスフィルタ１２は、補償電圧の高周波成分を除去する。ローパスフィルタ１２で高周波成分が除去された補償電圧は、抵抗Ｒ11を介して可変容量ダイオードＤ１のカソードに印加されるとともに、抵抗Ｒ12を介して可変容量ダイオードＤ２のカソードに印加される。

可変容量ダイオードＤ１は、アノードが接地端子ＴGNDに接続されおり、カソードが振動子１３及び発振回路１４の一端に接続される。可変容量ダイオードＤ１は、補償電圧により、空乏層が可変されて、その容量が変化する。

可変容量ダイオードＤ２は、アノードが接地端子ＴGNDに接続されおり、カソードが振動子１３及び電圧制御型発振回路１４の他端に接続されている。可変容量ダイオードＤ２は、補償電圧により、空乏層が変化して、その容量が変化する。

可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の容量成分が変化することにより、共振回路の容量成分が変化するため、出力端子Ｔoutから出力される発振出力の発振周波数が変化する。よって、補償電圧により出力端子Ｔoutから出力される発振出力の発振周波数を制御できる。

また、電圧制御型発振回路１は、制御端子Ｔcntを有する。制御端子Ｔcntには、電圧制御型発振回路１を駆動するための電源電圧Ｖccが供給される。電圧制御型発振回路１は、制御端子Ｔcntに供給される電源電圧Ｖccに応じて駆動が制御される。

このとき、電圧制御型発振回路１が携帯電話など電池駆動の装置に搭載される場合には、制御端子Ｔcntに電源電圧Ｖccを間欠的に供給して、発振を間欠的に行わせることにより消費電力を低減している。

図５は従来の一例の動作説明図を示す。図５（Ａ）は制御端子Ｔcntへの印加電圧、図５（Ｂ）は出力端子Ｔoutからの発振出力を示す。

制御端子Ｔcntには、図５（Ａ）に示すように間欠的に電源電圧Ｖccが印加される。電圧制御型発振回路１は、制御端子Ｔcntに電源電圧Ｖccが印加されているときには発振動作を行い、出力端子Ｔoutから発振信号を出力し、制御端子Ｔcntに電源電圧Ｖccが印加されていないときには出力端子Ｔoutからの発振信号の出力を停止する。

間欠動作が行われる電圧制御型発振回路１では、起動を高速化する必要があった。しかしながら、電圧制御型発振回路１には、ローパスフィルタ１２が持つキャパシタＣ１により補償電圧が遅延して、発振出力が所定の周波数に達するまでに時間がかかる。

図６は従来の一例の起動時の動作波形図を示す。

時刻ｔ０で電源電圧Ｖccが立ち上がったとすると、ローパスフィルタ１２を構成するキャパシタＣ１による補償電圧の遅延により、図６に示すように発振周波数が一旦中心周波数ｆ０より下がった後に徐々に中心周波数ｆ０に近似していくような特性を示す。

このとき、例えば、補償電圧を０．４〜２．０〔Ｖ〕、ローパスフィルタ１２を構成する抵抗Ｒ１の抵抗値を１００ｋ〔Ω〕、キャパシタＣ１のキャパシタンスを０．１μ〔Ｆ〕程度とすると、発振周波数が中心周波数ｆ０から０．５ｐｐｍ以内に安定化するまでに５ｍｓｅｃ程度の遅延が生じる。携帯電話などでは、１ｍｓｅｃ程度に抑制する要求があった。

このため、この種の発振回路では、発振周波数を高速で安定化させるために、ローパスフィルタの抵抗に並列にスイッチを設け、起動時に所定時間、スイッチをオンすることにより、ローパスフィルタを構成するキャパシタを急速充電し、起動時間を短縮する構成の発振回路が提案されていた（特許文献１）。

特開２０００−１９６３５６号公報

しかるに、従来のローパスフィルタの抵抗に並列にスイッチを設け、起動時に所定時間、スイッチをオンすることにより、ローパスフィルタを構成するキャパシタを急速充電し、起動時間を短縮する構成の発振回路では、充電時間が予め決定されるので、素子のばらつきなどによってキャパシタＣ１を十分に充電できなかったり、充電時間が長すぎて位相ノイズが発生したりすることによって、遅延が発生するなどの問題点があった。

また、補償電圧自身によりキャパシタＣ１を充電させる構成とされていた。このため、補償電圧側の電圧源に十分な電流供給能力が確保できない場合には、効果が発揮できないなどの問題点があった。

本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、十分な位相ノイズ除去能力を持たせつつ、高速起動が行える発振回路を提供することを目的とする。

本発明は、制御電圧を発生する制御電圧発生手段（１１）と、制御電圧発生手段（１１）で発生した制御電圧を濾波するフィルタ手段（１２）と、フィルタ手段（１２）の出力電圧に応じて発振周波数が制御される発振手段（１３、１４、Ｄ１、Ｄ２）とを有する発振回路において、フィルタ手段（１２）の出力電圧が制御電圧発生手段（１１）の出力電圧よりも低い場合に、フィルタ手段（１２）の容量成分（Ｃ１）をフィルタ手段（１２）の出力電圧が制御電圧発生手段（１１）の出力電圧を略等しくなるまで高速充電する充電手段（１１１）を有し、さらに、充電手段（１１１）はフィルタ手段（１２）の出力電圧と制御電圧発生手段（１１）の出力電圧とを比較するコンパレータ（１２１）と、コンパレータ（１２１）の出力がゲートに供給され、コンパレータ（１２１）の出力が、フィルタ手段（１２）の出力電圧が制御電圧発生手段（１１）の出力電圧より小さい状態を示す場合には、オンしてフィルタ手段（１２）の容量成分（Ｃ１）を電源（Ｖcnt）により充電し、コンパレータ（１２１）の出力が、フィルタ手段（１２）の出力電圧が制御電圧発生手段（１１）の出力電圧より大きい状態を示す場合には、オフしてフィルタ手段（１２）の容量成分への充電を停止する電界効果トランジスタ（Ｍ１）とを有することを特徴とする。

充電手段（１１１）は、電源電圧によりフィルタ手段（１２）の容量成分（Ｃ１）を充電することを特徴とする。充電手段（１１１）は、電源電圧に基づいて充電電圧を生成する充電電圧生成手段（２２２）を有し、充電電圧生成手段（２２２）で生成された充電電圧によりフィルタ手段（１２）の容量成分（Ｃ１）を充電することを特徴とする。

なお、上記参照符号は、あくまでも参考であり、これによって、特許請求の範囲が限定されるものではない。

本発明によれば、フィルタ手段の出力電圧と制御電圧発生手段の出力電圧とをコンパレータにより比較し、フィルタ手段の出力電圧が制御電圧発生手段の出力電圧より小さい状態を示す場合には、電界効果トランジスタをオンして電源によりフィルタ手段の容量成分を電源により充電し、フィルタ手段の出力電圧が制御電圧発生手段の出力電圧より大きい状態を示す場合には、電界効果トランジスタをオフして、フィルタ手段の容量成分への充電を停止する構成とすることにより、フィルタ手段の容量成分を大きく設定しても、確実に容量成分を充電できる。また、制御電圧まで確実に充電させることができるため、発振周波数を高速に制御電圧に応じた周波数に安定化させることができる。このように、本発明によれば、十分な位相ノイズ、除去能力を持たせつつ、高速起動が行えるなどの特長を有する。

〔第１実施例〕
図１は本発明の第１実施例の回路構成図を示す。同図中、図４と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。

本実施例の電圧制御型発振回路１００は、補償電圧発生回路１１、ローパスフィルタ１２、振動子１３、電圧制御型発振回路１４、抵抗Ｒ11、Ｒ12、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２に加えて、充電回路１１１を設けた構成とされている。

充電回路１１１は、コンパレータ１２１及びＭＯＳトランジスタＭ１から構成される。コンパレータ１２１は、非反転入力端子に補償電圧発生回路１１で発生される補償電圧が印加され、反転入力端子にローパスフィルタ１２の出力電圧が印加される。すなわち、コンパレータ１２１は、ローパスフィルタ１２を構成する抵抗Ｒ１を検出抵抗として、その両端を電圧差に応じて出力を反転させる構成とされている。

コンパレータ１２１は、補償電圧発生回路１１で発生される補償電圧がローパスフィルタ１２の出力電圧より大きければ、出力をハイレベルとし、補償電圧発生回路１１で発生される補償電圧がローパスフィルタ１２の出力電圧より小さければ出力をローレベルとする。

コンパレータ１２１の出力は、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに供給される。ＭＯＳトランジスタＭ１はスイッチ手段を構成しており、コンパレータ１２１の出力がハイレベルのときにオンし、コンパレータ１２１の出力がローレベルのときには、オフする。ＭＯＳトランジスタＭ１のソース−ドレインは、制御端子Ｔcntとローパスフィルタ１２を構成する抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１との接続点との間に接続されている。

次に充電回路１１１の起動時の動作を説明する。

制御端子Ｔcntに制御電圧Ｖcntが印加されると、補償電圧発生回路１１、発振回路１４、コンパレータ１２１、ＭＯＳトランジスタＭ１に制御電圧Ｖcntが印加される。補償電圧発生回路１１、発振回路１４、コンパレータ１２１、ＭＯＳトランジスタＭ１は、制御電圧Ｖcntにより略瞬時に駆動状態とされる。

補償電圧発生回路１１は、制御電圧Ｖcntに駆動されて、補償電圧を発生させる。補償電圧発生回路１１で発生された補償電圧は、ローパスフィルタ１２に供給される。このとき、ローパスフィルタ１２のキャパシタＣ１及び可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２は、放電状態であり、ローパスフィルタ１２の抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１との接続点の電位は、略接地電位とされている。このため、抵抗Ｒ１の両端に電位差が生じる。これによって、コンパレータ１２１の出力がハイレベルとなる。コンパレータ１２１の出力がハイレベルになると、ＭＯＳトランジスタＭ１がオンする。ＭＯＳトランジスタＭ１がオンすると、キャパシタＣ１に制御電圧Ｖcntが直接的に印加され、キャパシタＣ１が高速充電される。

また、このとき、制御電圧Ｖcntは、ローパスフィルタ１２のキャパシタＣ１だけでなく、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２にも抵抗Ｒ11、Ｒ12を介して印加される。これによって、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２も高速充電される。また、制御電圧Ｖcntは、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２だけでなく、振動子１３、及び、発振回路１４にも印加され、振動子１３、及び、発振回路１４の容量成分も高速充電することができる。

キャパシタＣ１、及び、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２を含む容量成分が補償電圧まで充電されると、抵抗Ｒ１の両端の電位差がゼロになる。これによって、コンパレータ１２１の出力がローレベルになる。コンパレータ１２１の出力がローレベルになると、ＭＯＳトランジスタＭ１がオフする。ＭＯＳトランジスタＭ１がオフすると、補償電圧発生回路１１で発生された補償電圧が可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２に印加されて、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２のキャパシタンスが制御され、出力端子Ｔoutの発振周波数が制御される。

このように、起動時、当初は、制御電圧Ｖcntにより電圧制御型発振回路１００の容量成分を高速充電することにより、その立ち上がりを高速化させることができ、その後、ローパスフィルタ１２の出力が補償電圧に達すると、制御電圧Ｖcntによる電圧制御型発振回路１００の容量成分の高速充電動作が自動的に停止され、電圧制御型発振回路１００を補償電圧に応じて安定して動作させることができる。

なお、このとき、本実施例によれば、制御端子Ｔcntに供給される制御電圧Ｖcntから充電電圧を得ているため、制御電圧Ｖcntを供給する外部回路の電流供給能力が高く設定すれば、高速充電が可能となる。このため、補償電圧発生回路１１の電流供給能力を高く設定する必要がない。

図２は本発明の第１実施例の動作説明図である。

時刻ｔ10で制御端子Ｔcntに制御電圧Ｖcntが印加されると、ローパスフィルタ１２のキャパシタＣ１を始めとした可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２を含む容量成分が高速充電され、出力端子Ｔoutから出力される発振信号の周波数が徐々に中心周波数ｆ０に近づいていく。時刻ｔ11で中心周波数ｆ０からΔｆ＝０．５ｐｐｍに達する。このとき、本実施例では、ローパスフィルタ１２のキャパシタＣ１を始めとした可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２を含む容量成分を制御電圧Ｖcntにより高速充電することにより、高速に補償電圧に達することにより発振周波数が中心周波数ｆ０の上下に振れることなく、中心周波数ｆ０に近似するため、発振周波数を高速に中心周波数ｆ０にすることができる。このため、例えば、時刻ｔ10から時刻ｔ11の時間Ｔ10を、従来の５ｍｓｅｃから１．６ｍｓｅｃ程度に短縮することができる。

〔第２実施例〕
図３は、本発明の第２実施例の回路構成図を示す、同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。

本実施例の電圧制御型発振回路２００は、充電回路２１１の構成が第１実施例とは相違する。本実施例の充電回路２１１は、制御電圧Ｖcntから充電電圧を生成する電圧生成回路２２２を設け、電圧生成回路２２２で生成された充電電圧により容量成分を充電する構成としてなる。電圧生成回路２２２は、安定化電源回路から構成されており、安定した充電電圧を生成できる構成とされている。

本実施例によれば、電圧生成回路２２２により充電電圧を生成することにより、充電電圧を安定化することができるため、制御電圧Ｖcntのばらつきによって、起動時間が変動することを防止できる。

〔その他〕
なお、上記第１、第２実施例において、補償電圧発生回路１１として温度補償回路が用いられているが、補償電圧発生回路１１は温度補償回路に限定されるものではない。要は、制御電圧がローパスフィルタ１２を介して発振回路に供給される構成であればよい。

本発明の第１実施例の回路構成図である。本発明の第１実施例の動作説明図である。本発明の第２実施例の回路構成図である。従来の一例の回路構成図である。従来の一例の動作説明図である。従来の一例の起動時の動作波形図である。

符号の説明

１００、２００電圧制御型発振回路
１１補償電圧発生回路、１２ローパスフィルタ、１３振動子、１４発振回路
Ｄ１、Ｄ２可変容量ダイオード、Ｒ１、Ｒ11、Ｒ12 抵抗、Ｃ１キャパシタ
１１１、２１１充電回路
１２１コンパレータ、Ｍ１ＭＯＳトランジスタ
２２２電圧生成回路

Claims

制御電圧を発生する制御電圧発生手段と、前記制御電圧発生手段で発生した制御電圧を濾波するフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力電圧に応じて発振周波数が制御される発振手段とを有する発振回路において、
前記フィルタ手段の出力電圧が前記制御電圧発生手段の出力電圧よりも低い場合に、前記フィルタ手段の容量成分を前記フィルタ手段の出力電圧が前記制御電圧発生手段の出力電圧を略等しくなるまで高速充電する充電手段を有し、
さらに、前記充電手段は、前記フィルタ手段の出力電圧と前記制御電圧発生手段の出力電圧とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータの出力がゲートに供給されており、前記コンパレータの出力が、前記フィルタ手段の出力電圧が前記制御電圧発生手段の出力電圧より低い状態を示す場合に、オンして前記フィルタ手段の容量成分を電源により充電し、前記コンパレータの出力が、前記フィルタ手段の出力電圧が前記制御電圧発生手段の出力電圧より高い状態を示す場合に、オフして前記フィルタ手段の容量成分への充電を停止する電界効果トランジスタとを有することを特徴とする発振回路。
前記充電手段は、電源電圧により前記フィルタ手段の容量成分を充電することを特徴とする請求項１記載の発振回路。
前記充電手段は、電源電圧を安定化して充電電圧を生成する充電電圧生成手段を有し、
前記充電電圧生成手段で生成された充電電圧により前記フィルタ手段の容量成分を充電することを特徴とする請求項１記載の発振回路。
前記制御電圧発生手段は、前記発振手段の出力周波数の温度に応じた変動を補償する電圧を前記制御電圧として生成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項記載の発振回路。