JP4363066B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、センサレスＤＣブラシレスモータを駆動するインバータ回路を備えたモータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
駆動源をセンサレスＤＣブラシレスモータとした従来の電動圧縮機を搭載した車両用空調装置について説明する。
【０００３】
図１７において、１０１は送風ダクトであり、室内送風ファン１０２の作用により空気導入口１０３から空気を吸い込み、室内熱交換器１０４で熱交換した空気を空気吹き出し口１０５から車室内に吹き出す。
【０００４】
室内熱交換器１０４は、センサレスＤＣブラシレスモータを駆動源とする電動圧縮機１０６、冷媒の流れを切替えて冷房と暖房を選択するための四方切替弁１０７、絞り装置１０８および室外ファン１０９の作用で車室外空気と熱交換する室外熱交換器１１０とともに冷凍サイクルを構成している。
【０００５】
１１１は電動圧縮機１０６の駆動源であるセンサレスＤＣブラシレスモータを運転するモータ駆動装置であり、室内送風ファン１０２、四方切替弁１０７、および室外送風ファン１０９とともに、エアコンコントローラ１１２により動作を制御されている。
【０００６】
エアコンコントローラ１１２は、室内送風のＯＮ／ＯＦＦ・強弱を設定する室内送風ファンスイッチ１１３、冷房・暖房・ＯＦＦを選択するエアコンスイッチ１１４、温度調節スイッチ１１５および車両コントローラとの通信を行うための通信装置１１６と接続されている。
【０００７】
例えば、室内送風ファンスイッチ１１３で送風ＯＮ・弱とされ、エアコンスイッチ１１４により冷房が指示されると、エアコンコントローラ１１２は、四方切替弁１０７を図の実線に設定し、室内熱交換器１０４を蒸発器、室外熱交換器１１０を凝縮器として作用させ、室外送風ファン１０９をＯＮし、室内送風ファン１０２を弱に設定する。
【０００８】
また、温度調節スイッチ１１５に従い、室内熱交換器１０４の温度を、モータ駆動装置１１１を用いて電動圧縮機１０６の回転数を可変することにより調節する。エアコンスイッチ１１４により冷暖房ＯＦＦとされると、電動圧縮機１０６・室外送風ファン１０９はＯＦＦとなる。
【０００９】
また、室内送風ファンスイッチ１１３がＯＦＦとされると、室内送風ファン１０２はＯＦＦとされ、電動圧縮機１０６・室外送風ファン１０９も冷凍サイクル保護のためＯＦＦとされる。
【００１０】
一方、車両コントローラ（図示せず）から、電力節減・バッテリ保護等の理由により冷暖房ＯＦＦの指令が、通信装置１１６経由で受信されると、エアコンコントローラ１１２はエアコンスイッチ１１３による冷暖房ＯＦＦと同様の処置をする。
【００１１】
このような電動圧縮機を搭載した車両用空調装置においては、低騒音低振動であることが重要になる。特に、電気自動車はエンジンが無いため静粛性が高く（ハイブリッド電気自動車においては、エンジンを起動せずモータで走行している場合）、更に停車中においては、バッテリー電源により電動圧縮機を駆動することが可能で、この場合は、走行による騒音振動も無いので、電動圧縮機の騒音振動が目立つこととなる。
【００１２】
モータ駆動装置１１１が、従来の１２０度通電方式の場合、磁界変化が６０度間隔（通電が６０度間隔）のため、電動圧縮機１０６の駆動源であるセンサレスＤＣブラシレスモータにトルク変動があり、もって騒音振動の原因となっている。（例えば特許文献１参照）
図１８に回路例を示す。図において１２１はバッテリであり、１２２はバッテリー１２１に接続されたインバータ動作用スイッチング素子であり、１２３はインバータ動作用ダイオードである。また、１２４はモータの固定子巻線を示し、１２５はそのモータの磁石回転子を示す。さらに、１２６は電源電流を検出し消費電力算出・スイッチング素子保護等を行うための電流センサであり、１２７は固定子巻線の電圧から磁石回転子５の位置検出を行うための位相シフト回路であり、１２８は同じく比較回路である。そして１２９は電流センサ１２６、比較回路１２８等からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する制御回路である。
【００１３】
一方、正弦波駆動の場合、連続した回転磁界により永久磁石回転子を駆動しているのでトルク変動が小さくなる。従って、正弦波電流を出力する正弦波駆動モータ駆動装置を用いることが望ましい。ただし、永久磁石回転子の位置検出には、固定子巻線の電流を検出するために、２個の電流センサが用いられている（例えば特許文献２参照）。
【００１４】
図１９に回路例を示す。図１８に比べ、比較回路１２８・位相シフト回路１２７が無く、固定子巻線の電流から磁石回転子１２５の位置検出を行うためのＵ相電流検出用電流センサ１３０、Ｗ相電流検出用電流センサ１３１がある。制御回路１２９は、上記２個の電流センサからの２相分の電流値により他の１相の電流を演算し（電流センサは２個必要であるが、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相のうちどの２相でも良い）、磁石回転子１２５の位置検出を行い、電流センサ１２６等からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する。１１７は、１２０度通電方式のモータ駆動装置１１１に代わる正弦波駆動のモータ駆動装置である。
【００１５】
また、上記低騒音低振動のほかに、搭載性・走行性能確保の面から、モータ駆動装置は小型軽量が要望されている。
【００１６】
【特許文献１】
特開平８−１６３８９１号公報（第８頁、第４図）
【特許文献２】
特開２０００−３３３４６５号公報（第９頁、第２図）
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、正弦波電流を出力する正弦波駆動モータ駆動装置を用いることは、トルク変動が小さくなるという利点を有するが、図１９に示す従来の構成では、磁石回転子の位置検出を行うために、２個の電流センサが必要であり、モータ駆動装置として小型軽量化を進める上での阻害要因になるという課題を有していた。
【００１８】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、低騒音低振動であるとともに小型軽量なモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、電源電流を検出する電流センサを、固定子巻線の電流検出にも用いて磁石回転子の位置検出を行うものである。この電流検出において、２相変調の変調されていない相も含め各相のキャリア周期内通電期間に同一の通電時間を加算し、加算はキャリア周期内の前半もしくは後半もしくは前半と後半に分配のいずれかが各相毎に選択される。
【００２０】
上記構成によって、２個の相電流検出用電流センサを追加しなくとも、位置検出が不正確になることなく、電流波形が歪む等の問題が発生することもなく、２相変調の正弦波駆動が可能となり、また、従来の１２０度通電における位相シフト回路・比較回路も不要となり構成部品が減少するので、低騒音低振動であるとともに小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２２】
（実施の形態１）
図１において、本実施の形態の電気回路図を示す。図において、１はバッテリであり、２はバッテリー１に接続されたインバータ動作用スイッチング素子であり、３はインバータ動作用ダイオードである。また、４はモータの固定子巻線を示し、５はそのモータの磁石回転子を示す。さらに、７は電流センサ６からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する制御回路である。２０は従来のモータ駆動装置１１１に代わる本発明のモータ駆動装置である。
【００２３】
図１の電気回路図と図１８の１２０度通電駆動用の電気回路図に比較すると、比較回路１２８、位相シフト回路１２７が削除されている。
【００２４】
また、図１の電気回路図と図１９の相電流検出用電流センサを備えた正弦波駆動用の電気回路図に比較すると、Ｕ相電流検出用電流センサ１３０、Ｗ相電流検出用電流センサ１３１が削除されている。
【００２５】
電流センサ６の検出電流値は、制御回路７へ送られ、消費電力算出・スイッチング素子２等保護のための判断に用いられ、更に磁石回転子５の位置検出に用いられる。
【００２６】
よって、制御回路７は、図１８の比較回路１２８、図１９のＵ相電流検出用電流センサ１３０、Ｗ相電流検出用電流センサ１３１用の信号入力回路（ハード）を削減でき、プログラムソフト変更のみを行えば良い。
【００２７】
そして、回転数指令信号（図示せず）等にも基づいてスイッチング素子２を制御する。電流センサ６としては、ホール素子を用いたセンサ、シャント抵抗等、スイッチング素子２によるスイッチング電流のピークが検出できるものであれば良い。
【００２８】
従来、電流センサ６はスイッチング素子２等を保護するために、スイッチング電流のピークが検出できるようになっているので、そのまま使用できる。
【００２９】
図１においては、電流センサ６は電源ラインのマイナス側に挿入されているが、電流は同じなのでプラス側でも良い。このような構成とすることにより、従来に比べて構成部品が減少するため、小型計量化が図れるとともに、耐振などの信頼性を向上することができる（電流センサ等はプリント基板上に搭載されるため耐振の懸念点となる）。
【００３０】
次に、図２により磁石回転子５の位置検出方法について述べる。
【００３１】
図では、Ｕ相における相電流と誘起電圧との関連を示す。誘起電圧は、図１に示す磁石回転子５の回転により固定子巻線４に誘起する電圧であるので、磁石回転子５の位置検出に使用することができる。
【００３２】
図１における固定子巻線４には、インダクタンスＬとともに抵抗Ｒも存在している。誘起電圧、インダクタンスＬの電圧、抵抗Ｒの電圧の和がモータ駆動装置２０からの印加電圧に等しい。誘起電圧をＥU、相電流をｉU、印加電圧をＶUとすると、ＶU＝ＥU＋Ｒ・ｉU＋Ｌｄ・ｉU／ｄｔであるので（図３に、センサレスＤＣブラシレスモータの電圧電流の１相分の一例を示す）、誘起電圧ＥUは、ＥU＝ＶU−Ｒ・ｉU−Ｌｄ・ｉU／ｄｔで表される。
【００３３】
図１における制御回路７は、スイッチング素子２を制御しているので、印加電圧ＶUは既知である。よって、制御回路７のプログラムソフトにインダクタンスＬと抵抗Ｒの値を入力しておけば、相電流ｉUを検出することで誘起電圧ＥUを算出できる。
【００３４】
次に、電流センサ６にて、磁石回転子５の位置を検出する方法について述べる。
【００３５】
まず、２相変調の波形を示す。図４に最大変調１００％の２相変調を、図５に最大変調５０％の２相変調を示す。
【００３６】
４１はＵ相端子電圧を、４２はＶ相端子電圧を、４３はＷ相端子電圧を、２９は中性点電圧をそれぞれ表している。
【００３７】
次に、図により例を示して説明する。図６に、１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚの通電の一例を示している。この場合、図５の最大変調５０％の２相変調において、位相がおおよそ１３０度での通電である。通電パターンとして、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の３パターンがある。
【００３８】
通電パターン（ａ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＦＦ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＮである。図７に、このときの電流の流れを示す。
【００３９】
Ｕ相電流、Ｖ相電流がそれぞれ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６に電流は流れず検出されない。
【００４０】
通電パターン（ｂ）においては、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｙ、ＺがＯＮである。図８に、このときの電流の流れを示す。
【００４１】
Ｕ相電流は、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流は下アームスイッチング素子Ｙと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｕ相電流が流れ検出される。
【００４２】
通電パターン（ｃ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、ＶがＯＮ、下アームスイッチング素子ＺがＯＮである。図９に、このときの電流の流れを示す。
【００４３】
Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｗ相電流が流れ検出される。
【００４４】
上記により、Ｕ相電流とＷ相電流が検出されるので、残りのＶ相電流は固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用することにより求められる。
【００４５】
この場合、Ｕ相電流は固定子巻線４の中性点へ流れ込む電流であり、Ｗ相電流は固定子巻線４の中性点から流れ出る電流なので、Ｖ相電流はＵ相電流とＷ相電流の差をとれば求められる。
【００４６】
以上の電流検出は、キャリアごとに行えるので、キャリア毎に位置検出し、固定子巻線４への出力を調整する事ができる。よって、１２０度通電に比較しトルク変動が小さく、低騒音低振動を実現出来る。また、起動性が向上する。
【００４７】
上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮ、ＯＦＦ状態で電流センサ６により検出できる相電流が決定されることが分かる。１相のみＯＮ時はその相の電流、２相ＯＮ時は残りの相の電流が検出可能であり、３相ＯＦＦ時は検出不可となる。従って、１キャリア内の上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮを確認することで、検出可能な相電流を知る事ができる。図６において上アーム各相のＯＮ状態を確認すれば良い。
【００４８】
図１０において、このことを用い検出できる電流を検討することができる。図４の最大変調１００％の２相変調における位相９０度、１０５度、１２０度、１３５度、１５０度においての１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮ（通電）状態を中央から均等に振り分け表示している。
【００４９】
なお、Ｕ相の通電期間を細実線で表わし、Ｖ相の通電期間を中実線で表わしている。さらに、各通電期間の下に矢印で示したＵ，ＷはそれぞれＵ相の電流検出可能期間とＷ相の電流検出可能期間を示している。
【００５０】
９０度においては、図４より、Ｕ相変調は８７％であるので、１キャリア（キャリア周期）を１００％として、Ｕ相（細実線）の変調（通電時間）８７％を中央から均等に振り分け表示している（Ｖ相の変調（は０％であるので表示していない）。他の位相においても同様である。
【００５１】
９０度〜１５０度としたのは、通電する相は異なるが、この通電時間パターンの繰り返しになっているからである。
【００５２】
同様に、図１１に最大変調５０％の場合を示す。
【００５３】
ここで、図１０、図１１の位相９０度においては、、Ｖ相が通電されておらず、位相１５０度においては、２相の通電時間が一致しているために、１相分の電流しか検出できない状況になっている。この場合、前回検出された値を再度使用する、推定する、通電時間を意図的に変更する等の対処が必要となるが、位置検出が不正確になる、電流波形が歪む等の問題が発生する（低騒音低振動、起動性の効果が薄れる）。位相９０度においては、Ｖ相に電流検出可能な通電時間を追加すれば、その通電時間にＷ相の電流を検出出来るようになるが、電流波形が歪むことななるので、次のキャリアにて、Ｖ相から前記追加した通電時間を削減する必要がある。しかしながら、Ｖ相その通電時間は０に近いので、削減できない。そのため、電流波形が歪むことななる。
【００５４】
この対応方法を次に示す。
【００５５】
各相に同じ値の通電時間を追加しても相電圧は変わらない。例として、図５において、各相に２０％追加すると、中性点電圧（各相の端子電圧の和を３で割る）が２０％増加する。相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であるので、２０％は帳消しになり、追加する前の相電圧と変わらない。
【００５６】
よって、次の様に対応することができる。
【００５７】
図１２に一例を示す。これを調整１とする。電流センサ６が電流検出するために必要な最小時間をδとする。
【００５８】
図１２（ａ）は、最大変調１００％における位相９０度の場合を示している。前記の如く、Ｖ相が通電されていない。
【００５９】
図１２（ｂ）において、Ｕ相の通電時間に２δを通電期間前半及び後半に均等に追加する。また、通電時間０のＶ相に同様に２δを追加する。更に、変調されていないＷ相にも同様に２δを追加する。Ｗ相の通電期間を太実線で表わしている。
【００６０】
これにより、キャリア周期中央の通電時間２δの期間は、３相ともに上アームがＯＮとなる。この状態は、図１３の通電パターン（ｄ）に示される。通電パターン（ｄ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＦＦである。図１４に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｗから流れ込んでいる。そのため、電流センサ６に電流は流れず検出されない。従って、３相ＯＦＦ時に加え、３相ＯＮ時も検出不可となる
もって、キャリア周期中央の通電時間２δの期間は、電源から固定子巻線４へは電力供給されないので、Ｕ相の通電時間に２δ追加しても変調は変わらない。
【００６１】
図１２（ｃ）において、Ｗ相の通電期間をキャリア周期の前半側へδシフトする（Ｗ相の通電期間は前半のみとする）。
これにより、電流検出所要最小時間δを確保できるので、Ｖ相及びＷ相の電流を検出可能となる。
【００６２】
ここで、通電による各相の電流変化を確認する。Ｖ相の電流を検出可能期間では、Ｕ相とＷ相の上アームがＯＮであるので、Ｕ相の電流変化を１とすると、Ｗ相も１となる。また、Ｖ相は下アームがＯＮで電流変化が逆となり、Ｕ相とＷ相の電流が流れるので−２となる。同様に、Ｗ相の電流を検出可能期間では、Ｕ相とＶ相の上アームがＯＮであるので、Ｕ相は１、Ｖ相も１となる。Ｗ相は下アームがＯＮであるので、−２となる。３相ともＯＮの場合は電流変化しない。もって、キャリア周期中央の通電時間３δの期間の各相の電流変化は、Ｕ相は２、Ｖ相は−１、Ｗ相は−１となる。一方、図１２（ｂ）の同じ期間では、図１２（ｃ）のＶ相の電流を検出可能期間に相当する期間だけで電流変化がある。Ｕ相のみ上アームがＯＮであるので、Ｕ相は２、Ｖ相は−１、Ｗ相は−１となる。よって、図１２（ｃ）の通電は図１２（ｂ）の通電と等価である。
【００６３】
従って、１相分の検出しかできない場合においても、Ｕ相に加えＶ相、Ｗ相の電流も検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、３相ともに同じ通電時間を加えているので、変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
上記において、通電時間が０となる位相９０度に特定したが、通電時間が０に近い０度前後においても同様である。他の最大変調５０％等における位相９０度の場合においても同様である。また、位相１５０度前後における２相の通電時間が一致している（近接している）場合にも適用できる。Ｕ相への通電時間２δの追加は、キャリア周期内に収まるならば、Ｗ相と同じ通電期間前半にしても良い。δとしては、電流検出所要最小時間以上であれば良い。相電流が検出可能な箇所（位相）においては、上記通電時間の追加は必要としない。
【００６４】
（実施の形態２）
図１５に、通電時間が一致する場合への対応方法を示す。これを調整２とする。
【００６５】
図１５（ａ）は、最大変調１００％における位相１５０度の場合を示している。
【００６６】
図１５（ｂ）において、Ｕ相及びＶ相の通電時間にδを通電期間前半及び後半に均等に追加する。また、変調されていないＷ相にも同様にδを追加する。 これにより、キャリア周期中央の通電時間δの期間は、３相ともに上アームがＯＮとなる。
【００６７】
前述同様、キャリア周期中央の通電時間δの期間は、電源から固定子巻線４へは電力供給されないので、Ｕ相及びＶ相の通電時間にδを追加しても変調は変わらない。
【００６８】
図１５（ｃ）において、通電期間前半及び後半に電流検出所要最小時間δを確保するように、Ｕ相は前半へ、Ｖ相は後半へシフトする。これにより、電流検出所要最小時間δを確保できるので、Ｖ相及びＶ相の電流を検出可能となる。
【００６９】
ここで、前述同様、通電による各相の電流変化を確認する。Ｕ相の電流を検出可能期間では、Ｕ相のみ上アームがＯＮであるので、Ｕ相は２、Ｖ相は−１、Ｗ相は−１となる。Ｖ相の電流を検出可能期間では、Ｖ相のみ上アームがＯＮであるので、Ｖ相は２、Ｕ相は−１、Ｗ相は−１となる。よって、合計を求めると、Ｕ相は１、Ｖ相は１、Ｗ相は−２となる。図１５（ｂ）のＵ相とＶ相の通電期間（通電時間δ）においては、Ｕ相とＶ相の上アームがＯＮであるので、Ｕ相は１、Ｖ相は１、Ｗ相は−２となる。もって、このＵ相の電流を検出可能期間（通電時間δ）とＶ相の電流を検出可能期間（通電時間δ）の合計が、図１５（ｂ）のＵ相とＶ相の通電期間（通電時間δ）に等しいので、、図１５（ｃ）の通電は図１５（ｂ）の通電と等価である。
【００７０】
従って、１相分の検出しかできない場合においても、Ｗ相に加えＵ相、Ｖ相の電流も検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、３相ともに同じ通電時間を加えているので、変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
上記において、通電時間が一致する位相１５０度に特定したが、通電時間が近似する１５０度前後においても同様である。他の最大変調５０％等における位相１５０度の場合においても同様である。また、位相９０度前後における１相の通電時間が０（小さい）場合にも適用できる。δとしては、電流検出所要最小時間以上であれば良い。調整２においては、調整１に比べ、追加する通電量が小さくても良い。相電流が検出可能な箇所（位相）においては、上記通電時間の追加は必要としない。
【００７１】
（実施の形態３）
図１６に、電動圧縮機４０の左側にモータ駆動装置２０を密着させて取り付けた図を示す。金属製筐体３２の中に圧縮機構部２８、モータ３１等が設置されている。冷媒は、吸入口３３から吸入され、圧縮機構部２８（この例ではスクロール）がモータ３１で駆動されることにより、圧縮される。
【００７２】
この圧縮された冷媒は、モータ３１を通過し（冷却し）吐出口３４より吐出される。内部でモータ３１の巻き線に接続されているターミナル３９は、、モータ駆動装置２０に接続される。
【００７３】
モータ駆動装置２０は電動圧縮機４０に取り付けられるように、ケース３０を使用している。発熱源となるインバータ回路部３７は、ケース３０を介して電動圧縮機４０の金属製筐体３２に熱を放散するようにしている（金属製筐体３２を介して電動圧縮機４０内部の冷媒で冷却される）。
【００７４】
ターミナル３９は、インバータ回路部３７の出力部に接続される。接続線３６は、、バッテリー１への電源線とエアコンコントローラへの制御用信号線がある。モータ３１の巻き線に集中巻を採用することにより、分布巻に比べ横方向の長さを短くできる。集中巻はインダクタンスが大きいため、１２０度通電ではダイオードへの還流時間が長くなり位置検出が困難で制御が難しいが、正弦波駆動では電流により位置検出するので制御可能である。
【００７５】
このようなモータ駆動装置一体型電動圧縮機では、モータ駆動装置２０が小さいこと、振動に強いことが必要になる。本発明の実施の形態として好適である。
【００７６】
【発明の効果】
上記から明らかなように、本発明は、電源電流を検出する電流センサを、固定子巻線の電流検出にも用いて磁石回転子の位置検出を行うもので、この構成によれば、２個の相電流検出用電流センサを追加することなく正弦波駆動が可能となり、また、従来の１２０度通電における位相シフト回路・比較回路も不要となり構成部品が減少するので、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られるという効果を奏する。
【００７７】
また、本発明は、電流検出において、２相変調の変調されていない相も含め各相のキャリア周期内通電期間に同一の通電時間を加算し、加算はキャリア周期内の前半もしくは後半もしくは前半と後半に分配のいずれかが各相毎に選択されて、電流センサによって固定子巻線に流れる電流を検出するもので、この構成によれば、前回検出された値を再度使用する、推定する、通電時間を意図的に変更する等の対処は不要で、位置検出が不正確になることなく、電流波形が歪む等の問題が発生することもない、という効果を奏する。
【００７８】
また、本発明は、小型で耐振に強く、またモータ巻線に集中巻を採用可能であり、モータ駆動装置一体型電動圧縮機の横方向長さを短くできるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す電気回路図
【図２】正弦波駆動における誘起電圧検出方法説明図
【図３】センサレスＤＣブラシレスモータの電圧電流を示す波形図
【図４】２相変調の最大変調１００％における各相の変調を示す波形図
【図５】２相変調の最大変調５０％における各相の変調を示す波形図
【図６】本発明の第１の実施形態に係る相電流検出方法を示す通電タイミングチャート
【図７】同通電タイミング（ａ）における電流経路を示す電気回路図
【図８】同通電タイミング（ｂ）における電流経路を示す電気回路図
【図９】同通電タイミング（ｃ）における電流経路を示す電気回路図
【図１０】２相変調の最大変調１００％の位相毎における上アームの通電を示す説明図
【図１１】２相変調の最大変調５０％の位相毎における上アームの通電を示す説明図
【図１２】本発明の第１の実施形態に係る２相変調の相電流検出を示す説明図
【図１３】同相電流検出方法を示す通電タイミング（ｄ）を加えた通電タイミングチャート
【図１４】同通電タイミング（ｄ）における電流経路を示す電気回路図
【図１５】本発明の第２の実施形態に係る２相変調の相電流検出を示す説明図
【図１６】本発明の第３の実施形態を示すモータ駆動装置一体型電動圧縮機の断面図
【図１７】従来からある電動圧縮機を搭載した車両用空調装置の構成図
【図１８】同１２０度通電駆動用の電気回路図
【図１９】同相電流検出用電流センサを備えた正弦波駆動用の電気回路図
【符号の説明】
１ バッテリ
２ スイッチング素子
３ ダイオード
４ 固定子巻線
５ 磁石回転子
６ 電流センサ
７ 制御回路
２０ モータ駆動装置
３０ モータ駆動装置の一体型ケース
３１ モータ部
４０ 電動圧縮機

Claims (5)

1. 直流電源の直流電圧をスイッチングすることにより正弦波状の交流電流をセンサレスＤＣブラシレスモータへ出力するインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路間の電流を検出する電流センサとを備え、前記スイッチングは２相変調であり、変調されていない相も含め各相のキャリア周期内通電期間に同一の通電時間を加算し、前記加算は、キャリア周期内の前半もしくは後半もしくは前半と後半に分配のいずれかが各相毎に選択されて、前記電流センサによって前記固定子巻線に流れる電流を検出することにより、前記永久磁石回転子の位置を判定し、前記インバータ回路のスイッチングを制御するモータ駆動装置。
2. キャリア周期内の前半もしくは後半に加算するのは、１相のみである請求項１記載のモータ駆動装置。
3. キャリア周期内の前半に１相、後半に他の１相が加算する請求項１記載のモータ駆動装置。
4. センサレスＤＣブラシレスモータを備えた電動圧縮機に搭載される請求項１〜３のいずれかに記載のモータ駆動装置。
5. 車両用空調装置に搭載される請求項１〜４のいずれかに記載のモータ駆動装置。

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