JP4395697B2

JP4395697B2 - フォワードコンバータ

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Publication number: JP4395697B2
Application number: JP2002105387A
Authority: JP
Inventors: 匡彦松本
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2002-04-08
Filing date: 2002-04-08
Publication date: 2010-01-13
Anticipated expiration: 2022-04-08
Also published as: JP2003304684A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、出力電流の整流に同期整流器を用いたフォワードコンバータに関するものである。
【０００２】
【背景技術】
出力電流の整流に同期整流器を用いたフォワードコンバータでは、同期整流器のゲートを充電するのに、トランスの一次側に設けられた主スイッチのスイッチング動作によって生じるトランスや出力チョークコイルの電位変化を利用する手法が一般に知られている。
【０００３】
このような回路では、主スイッチのスイッチング動作が何らかの理由で停止した際に、同期整流器が自励発振し、これにより、出力平滑コンデンサに蓄積されていた電荷に起因した電流が出力側から入力側に逆流する。
【０００４】
また、負荷に供給する電流を増加する目的で複数のフォワードコンバータを負荷に並列に接続して動作させる並列運転を行わせることがある。この並列運転の際に、一部のコンバータだけが何らかの原因で主スイッチのスイッチング動作を停止すると、その主スイッチのスイッチング動作が停止したコンバータには、主スイッチのスイッチング動作継続中のコンバータから出力電流が流れ込む。この逆流電流（循環電流）によって、主スイッチのスイッチング動作停止中のコンバータの同期整流器は自励発振し続けてしまう。このため、一旦この動作モードに陥ると、循環電流が流れ続けることになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
前述のように、主スイッチのスイッチング動作の停止によって同期整流器が自励発振すると、この自励発振に起因した逆流電流の経路上にある部品に電流ストレスが発生する。また、トランスのリセット電圧のピーク値が増加して、主スイッチや、スナバ回路部品や、整流側整流器の電圧ストレスが増加する。このような電気的なストレスによって、コンバータを構成している部品が破壊され、発煙、発火する虞がある。
【０００６】
また、並列運転の場合には、負荷に接続されている複数のフォワードコンバータの中の一部のコンバータだけが何らかの理由でスイッチング動作を停止して、前述の循環電流が流れると、その循環電流に起因してコンバータの部品が破壊される可能性がある。仮にコンバータの部品が破壊しなくても循環電流が流れる経路上の部品で導通損失が発生して電力変換効率が低下する問題がある。
【０００７】
本発明は前述のような課題を解決するために成されたものであり、自励発振状態を検出する回路と、自励発振を検知したときには転流側同期整流器をオフすることで自励発振を停止させる回路とを備えたフォワードコンバータを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、この発明は次に示す構成をもって前記課題を解決するための手段としている。すなわち、第１の発明は、トランスの一次側に設けられた主スイッチのスイッチング動作によって、トランスの二次側に発生するエネルギーを整流平滑して出力するフォワードコンバータにおいて、トランスの二次側には整流側整流器と転流側整流器とチョークコイルが設けられており、その転流側整流器は同期整流器により構成され、当該転流側同期整流器はトランス又はチョークコイルの電位変化によってゲートに電荷が充電され当該ゲート電圧が設定のスレショルド電圧値以上に上昇したときにスイッチオンする構成であり、転流側同期整流器のゲート−ソース間にはスイッチとコンデンサからなる直列回路が接続されており、また、フォワードコンバータには、主スイッチのスイッチング動作停止に起因した転流側同期整流器の自励発振を検知したときに前記スイッチをオン駆動する自励発振検知回路が設けられ、転流側同期整流器のゲート−ソース間に接続された前記スイッチとコンデンサからなる直列回路は、前記自励発振が検知されたときに前記スイッチがオンすることで前記コンデンサが転流側同期整流器のゲート−ソース間の容量を等価的に増加させてゲート電圧をスレショルド電圧値よりも低下させ転流側同期整流器をオフさせて自励発振を停止させる自励発振停止回路を構成していることを特徴としている。
【０００９】
第２の発明は、第１の発明の構成を備え、転流側同期整流器のゲートに電荷を供給するゲート充電経路にコンデンサが介設されており、転流側同期整流器のゲートに向けて供給される電圧は、自励発振停止回路のスイッチのオン動作によって、自励発振停止回路のコンデンサにより等価的に増加された転流側同期整流器のゲート−ソース間の容量と、前記ゲート充電経路上のコンデンサとによって分圧されて、転流側同期整流器のゲートに加えられることを特徴としている。
【００１０】
第３の発明は、トランスの一次側に設けられた主スイッチのスイッチング動作によって、トランスの二次側に発生するエネルギーを整流平滑して出力するフォワードコンバータにおいて、トランスの二次側には整流側整流器と転流側整流器とチョークコイルが設けられ、その転流側整流器は同期整流器により構成され、当該転流側同期整流器はトランス又はチョークコイルの電位変化によってゲートに電荷が充電され当該ゲート電圧が設定のスレショルド電圧値以上に上昇したときにスイッチオンする構成と成しており、フォワードコンバータには、主スイッチのスイッチング動作停止に起因した転流側同期整流器の自励発振を検知する自励発振検知回路と、自励発振が検知されたときには転流側同期整流器のゲートに供給される交流電圧の直流電位を低下させてゲート電圧をスレショルド電圧値よりも低下させ転流側同期整流器をオフさせて自励発振を停止させる自励発振停止回路とを有しており、前記主スイッチのオンタイミングを二次側に伝達するための信号伝達トランスを有し、前記自励発振検知回路は、前記信号伝達トランスにより前記主スイッチのオンタイミングを知らせる主スイッチオン報知信号が出力されてから前記主スイッチのスイッチングの１周期よりも長い設定時間が経過したのにも拘わらず、次の主スイッチオン報知信号が前記信号伝達トランスにより出力されないときには自励発振状態であると検知することを特徴としている。
【００１１】
第４の発明は、第１又は第２の発明の構成を備え、主スイッチのオンタイミングを二次側に伝達するための信号伝達トランスを有し、自励発振検知回路は、信号伝達トランスにより主スイッチのオンタイミングを知らせる主スイッチオン報知信号が出力されてから主スイッチのスイッチングの１周期よりも長い設定時間が経過したのにも拘わらず、次の主スイッチオン報知信号が信号伝達トランスにより出力されないときには自励発振状態であると検知することを特徴としている。
【００１２】
第５の発明は、第１又は第２の発明の構成を備え、自励発振検知回路は、トランスのリセット電圧のピーク値が自励発振検知用の設定値以上であることを検出したときに、自励発振状態であると検知することを特徴としている。
【００１３】
第６の発明は、第１〜第５の発明の何れか１つの発明の構成を備え、主スイッチのオンタイミングを二次側に伝達するための信号伝達トランスを備え、この信号伝達トランスにより主スイッチのオンタイミングを知らせる主スイッチオン報知信号が出力されたときに転流側同期整流器をオフさせる早期ターンオフ回路が設けられていることを特徴としている。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下に、この発明に係る実施形態例を図面に基づいて説明する。
【００１５】
図１には第１実施形態例のフォワードコンバータが示されている。また、図２には、図１のフォワードコンバータにおいて自励発振が生じた際の各部の動作波形の一例が示されている。
【００１６】
図１において、１は直流入力電源を示し、２はトランスで２Ａは一次コイルを、２Ｂは二次コイルを、２Ｃは三次コイルをそれぞれ示す。３，８，９，１３，２１，２４はそれぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴを示し、４はＰＷＭ制御ＩＣを示す。５は信号伝達トランスで５Ａは一次コイルを、５Ｂは二次コイルをそれぞれ示す。６，１７，１８はそれぞれダイオードを示し、７，１４，２０はそれぞれ抵抗体を示す。１０はチョークコイルを示し、１１，１５，１６，１９，２２，２３はそれぞれコンデンサを示し、１２は負荷装置である。
【００１７】
この第１実施形態例のフォワードコンバータでは、整流側整流器としてＭＯＳＦＥＴ８の同期整流器が、また、転流側整流器としてＭＯＳＦＥＴ９の同期整流器がそれぞれ設けられている。
【００１８】
ＰＷＭ制御ＩＣ４には、フォワードコンバータから負荷装置１２に向けて出力される電圧（出力電圧）を検出する図示を省略した出力電圧検出回路が接続されており、当該ＰＷＭ制御ＩＣ４にはその出力電圧検出回路から出力電圧フィードバック信号が入力される。ＰＷＭ制御ＩＣ４は、出力電圧フィードバック信号に基づき、出力電圧を安定化すべく主スイッチであるＭＯＳＦＥＴ３のゲートに加える図２（ａ）に示すようなパルス信号のパルス幅制御によりＭＯＳＦＥＴ３のスイッチング動作を制御する。
【００１９】
直流入力電源１からフォワードコンバータに入力された直流電力はＭＯＳＦＥＴ３でスイッチングされ、トランス２で二次側に伝達される。そして、トランス２の二次側において、ＭＯＳＦＥＴ８，９で整流され、チョークコイル１０とコンデンサ１１で平滑されて負荷装置１２に供給される。
【００２０】
ＰＷＭ制御ＩＣ４からＭＯＳＦＥＴ３のゲートに至るＭＯＳＦＥＴ３の入力容量充電経路には信号伝達トランス５の一次コイル５Ａが挿入されている。信号伝達トランス５には、ＰＷＭ制御ＩＣ４からＭＯＳＦＥＴ３のゲートに加えられるパルス信号によって、ＭＯＳＦＥＴ３がオンする一瞬前に図２（ｂ）に示すようなパルス信号が発生する。このパルス信号は、ＭＯＳＦＥＴ（主スイッチ）３のオンタイミングを知らせる主スイッチオン報知信号と成している。
【００２１】
この第１実施形態例では、そのパルス信号が二次コイル５Ｂに伝達されると、ＭＯＳＦＥＴ１３，２１がオンする構成となっている。信号伝達トランス５のパルス信号によってＭＯＳＦＥＴ１３がオンすると、トランス２の三次コイル２Ｃとコンデンサ１５を通してＭＯＳＦＥＴ９（転流側同期整流器）のゲート電荷が放電される。これにより、ＭＯＳＦＥＴ９がスイッチオフする。すなわち、この第１実施形態例では、ＭＯＳＦＥＴ１３とトランス２の三次コイル２Ｃとコンデンサ１５によって、ＭＯＳＦＥＴ３がオンするときにＭＯＳＦＥＴ９をオフさせる早期ターンオフ回路が構成されている。
【００２２】
なお、ＭＯＳＦＥＴ３のスイッチング動作によってトランス２の三次コイル２Ｃの電位が変化する。この第１実施形態例では、ＭＯＳＦＥＴ９のゲートには、その三次コイル２Ｃの電位変化による交流成分がコンデンサ１５によって伝達されて電荷が充電される。
【００２３】
抵抗体１４はＭＯＳＦＥＴ３の通常のスイッチング動作時にＭＯＳＦＥＴ９のゲート直流電位を設定する直流電位設定回路の役割を果している。
【００２４】
整流側同期整流器であるＭＯＳＦＥＴ８は、トランス２の二次コイル２Ｂの電位変化による交流成分がコンデンサ１６により伝達されて駆動される。ダイオード１７は、ＭＯＳＦＥＴ８のゲート直流電位を設定している。ＭＯＳＦＥＴ８のゲート充放電動作によってコンデンサ１９にはダイオード１８を通してＭＯＳＦＥＴ８のゲートピーク電圧に応じた電荷が蓄積される。
【００２５】
そのコンデンサ１９の蓄積電荷によって、抵抗体２０を通してコンデンサ２２が充電される。また、信号伝達トランス５からＭＯＳＦＥＴ２１のゲートにパルス信号が加えられてＭＯＳＦＥＴ２１がオンしたときに、コンデンサ２２の充電電荷はほぼ０Ｖまで放電される。
【００２６】
そのコンデンサ２２は、ＭＯＳＦＥＴ２４のゲート−ソース間に接続されており、ＭＯＳＦＥＴ２４のゲート電圧に関与するものである。つまり、コンデンサ２２に電荷が充電されていくに従ってＭＯＳＦＥＴ２４のゲート電圧が上昇し、当該ＭＯＳＦＥＴ２４のゲート電圧が設定のスレショルド電圧値Ｖs以上に上昇すると、ＭＯＳＦＥＴ２４はスイッチオンする。しかしながら、この第１実施形態例では、抵抗体２０とコンデンサ２２によるＭＯＳＦＥＴ２４のゲート電圧充電の時定数がＭＯＳＦＥＴ３のスイッチング周期よりも大きめに設定されている。このため、ＭＯＳＦＥＴ３が正常にスイッチング動作を行っているときには、図２（ｅ）に示されるように、ＭＯＳＦＥＴ２４のゲート電圧がスレショルド電圧値Ｖsに達する前に、信号伝達トランス５からＭＯＳＦＥＴ２１のゲートにパルス信号が加えられ、これにより、ＭＯＳＦＥＴ２１がオンしてコンデンサ２２の電荷が放電される。つまり、ＭＯＳＦＥＴ３がスイッチング動作を行っているときには、ＭＯＳＦＥＴ２４のゲート電圧はスレショルド電圧値Ｖsに達せず、ＭＯＳＦＥＴ２４はスイッチオフ状態を維持することとなる。
【００２７】
このように構成されたフォワードコンバータにおいて、何らかの理由、例えばＭＯＳＦＥＴ３のスイッチング動作を停止させる制御信号がコンバータ外部から加えられた等の理由で、ＭＯＳＦＥＴ３のスイッチング動作が停止すると、コンデンサ１１の蓄積電荷に起因した逆流電流が流れる。これにより、以下のようにＭＯＳＦＥＴ８，９が自励発振する。
【００２８】
ＭＯＳＦＥＴ９がオン状態の時に、コンデンサ１１の蓄積電荷によってコンデンサ１１→ＭＯＳＦＥＴ９→チョークコイル１０の経路で放電電流が流れてチョークコイル１０に電磁エネルギーが蓄えられる。
【００２９】
また、ＭＯＳＦＥＴ９のゲート電荷が抵抗体１４を介し放電されてＭＯＳＦＥＴ９がオフすると、コンデンサ１１の蓄積電荷とチョークコイル１０の電磁エネルギーによって、コンデンサ１６を通してＭＯＳＦＥＴ８のゲートが充電されてＭＯＳＦＥＴ８がオンする。
【００３０】
このＭＯＳＦＥＴ８のオンにより、コンデンサ１１→トランス２の二次コイル２Ｂ→ＭＯＳＦＥＴ８→チョークコイル１０の経路で電流が流れ、同時に一次側回路において、トランス２に生じる起電力によってＭＯＳＦＥＴ３→トランス２の一次コイル２Ａ→直流入力電源１の経路で逆流電流が流れる。
【００３１】
上記のようにＭＯＳＦＥＴ３のスイッチング動作の停止に起因してＭＯＳＦＥＴ８，９が自励発振しているときには、ＭＯＳＦＥＴ３がスイッチング動作を停止しているので信号伝達トランス５にパルス信号は発生しない。このため、ＭＯＳＦＥＴ２１はオフ状態が維持される。これにより、コンデンサ２２の充電電圧が上昇していき、これに伴い、図２（ｅ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ２４のゲート電圧が上昇する。そして、ＭＯＳＦＥＴ２４のゲート電圧が設定のスレショルド電圧値Ｖsに達したときに、ＭＯＳＦＥＴ２４はスイッチオンする。
【００３２】
このＭＯＳＦＥＴ２４のスイッチオンにより、コンデンサ２３が導通するので、このコンデンサ２３によってＭＯＳＦＥＴ９のゲート−ソース間の容量（ゲート容量）は等価的に増加する。
【００３３】
トランス２の三次コイル２Ｃの発生電圧は、コンデンサ１５と、ＭＯＳＦＥＴ９のゲート容量とによって分圧されて、ＭＯＳＦＥＴ９のゲートに加えられる。したがって、前述のようにＭＯＳＦＥＴ２４のスイッチオンによりＭＯＳＦＥＴ９のゲート容量が等価的に増加すると、ＭＯＳＦＥＴ９のゲート電圧が小さくなる。この第１実施形態例では、このとき、ＭＯＳＦＥＴ９のゲート電圧がスレショルド電圧値Ｖonよりも低くなるようにコンデンサ２３の容量が設定されている。このため、ＭＯＳＦＥＴ２４のスイッチオンによってＭＯＳＦＥＴ９のゲート電圧がスレショルド電圧値Ｖonよりも低下してＭＯＳＦＥＴ９はオフする。このＭＯＳＦＥＴ９のオフ状態はＭＯＳＦＥＴ３がスイッチオンするまで維持されるので自励発振は停止する。なお、ＭＯＳＦＥＴ９が自励発振を停止すると、自動的にＭＯＳＦＥＴ８も自励発振を停止する。
【００３４】
この第１実施形態例では、前記のように、ＭＯＳＦＥＴ２１と抵抗体２０とコンデンサ２２によって、自励発振を検知する自励発振検知回路が構成されている。この自励発振検知回路は、信号伝達トランス５によりパルス信号（主スイッチオン報知信号）が出力されてからＭＯＳＦＥＴ３のスイッチングの１周期よりも長い設定時間（図２（ｅ）の例では約２周期半）を経過したのにも拘わらず、次のパルス信号が信号伝達トランス５から出力されないときには自励発振状態であると検知する構成である。
【００３５】
また、この第１実施形態例では、コンデンサ２３とＭＯＳＦＥＴ２４によって自励発振停止回路が構成されている。この自励発振停止回路は、前記自励発振検知回路のコンデンサ２２の充電電圧が自励発振時の高い電圧となってＭＯＳＦＥＴ２４がオンすると、コンデンサ２３がＭＯＳＦＥＴ９のゲート−ソース間の容量（ゲート容量）を等価的に増加させ、これにより、ＭＯＳＦＥＴ９のゲート電圧をスレショルド電圧値Ｖonよりも低下させてＭＯＳＦＥＴ９をオフさせて自励発振を停止する回路である。
【００３６】
この第１実施形態例では、ＭＯＳＦＥＴ３のスイッチング動作停止による自励発振を検知して自励発振を停止させるので、自励発振の電気的ストレスによる部品破壊を防止できる。また、並列運転している複数のフォワードコンバータの一部において何らかの原因でＭＯＳＦＥＴ３のスイッチング動作が停止して同期整流器８，９が自励発振した場合に、この第１実施形態例では、その自励発振を停止させることができるので、ＭＯＳＦＥＴ３がスイッチング動作を継続しているコンバータの出力電流が自励発振しているコンバータに逆流する循環電流を無くすことができる。これにより、循環電流による部品破壊や循環電流ループの導通損失による電力変換効率の低下を防止できる。
【００３７】
さらに、この第１実施形態例では、自励発振停止回路のコンデンサ２３とＭＯＳＦＥＴ２４によってＭＯＳＦＥＴ９がオフ状態であるときに、ＰＷＭ制御ＩＣ４からＭＯＳＦＥＴ３のゲートにパルス信号の供給が開始されると、信号伝達トランス５からパルス信号が出力されてＭＯＳＦＥＴ２１がスイッチオンする。これにより、コンデンサ２２が放電してＭＯＳＦＥＴ２４がスイッチオフする。このＭＯＳＦＥＴ２４のオフによってコンデンサ２３はＭＯＳＦＥＴ９に対して影響を与えなくなり、ＭＯＳＦＥＴ９は正常な状態に復帰する。つまり、この第１実施形態例では、ＭＯＳＦＥＴ３のゲートにパルス信号の供給が開始されると、ＭＯＳＦＥＴ９は直ちに復帰して、フォワードコンバータは迅速に正常な状態に移行することができる。
【００３８】
以下に、第２実施形態例を説明する。
【００３９】
図３には第２実施形態例のフォワードコンバータが示されている。図３において、１は直流入力電源を示す。２はトランスで２Ａは一次コイルを、２Ｂは二次コイルを、２Ｃは三次コイルをそれぞれ示す。３，８，９，１３，２１，２４はそれぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴを示し、４はＰＷＭ制御ＩＣを示す。５は信号伝達トランスで５Ａは一次コイルを、５Ｂは二次コイルをそれぞれ示す。６，１７，１８，２５はそれぞれダイオードを示し、７，１４，２０はそれぞれ抵抗体を示す。１０はチョークコイルを示し、１１，１５，１６，１９，２２，２３はそれぞれコンデンサを示し、１２は負荷装置を示す。
【００４０】
この第２実施形態例では、第１実施形態例と同様に整流側整流器としてＭＯＳＦＥＴ８の同期整流器が設けられ、転流側整流器としてＭＯＳＦＥＴ９の同期整流器が設けられている。この第２実施形態例では、自励発振停止のための構成以外の構成は第１実施形態例と同様であるので、その詳細な説明は省略する。
【００４１】
この第２実施形態例では、コンデンサ２３に代えて、ダイオード２５が、カソードをＭＯＳＦＥＴ２４側に、また、アノードをＭＯＳＦＥＴ９のゲート側にして設けられている。このダイオード２５によって次に示すように自励発振が停止される。
【００４２】
この第２実施形態例では、第１実施形態例と同様に抵抗体２０とＭＯＳＦＥＴ２１とコンデンサ２２によって自励発振検知回路が構成されており、自励発振が発生すると、その自励発振検知回路のコンデンサ２２の充電電圧によってＭＯＳＦＥＴ２４がスイッチオンする。これにより、ダイオード２５が導通する。このダイオード２５によって、ＭＯＳＦＥＴ９のゲート電圧のピーク値がほぼ０Ｖになるまで直流電位が低下する。このため、ＭＯＳＦＥＴ９がオフして自励発振が停止する。
【００４３】
以上のように、この第２実施形態例では、ＭＯＳＦＥＴ２４とダイオード２５によって自励発振停止回路が構成されている。この自励発振停止回路は、自励発振発生によりＭＯＳＦＥＴ２４がスイッチオンしたときに、ダイオード２５によって、トランス２の三次コイル２Ｃからコンデンサ１５によってＭＯＳＦＥＴ９のゲートに供給される交流電圧の直流電位を低下させ、これにより、ＭＯＳＦＥＴ９のゲート電圧をＭＯＳＦＥＴ９のスレショルド電圧値Ｖonよりも低下させてＭＯＳＦＥＴ９をオフさせ自励発振を停止する回路である。
【００４４】
この第２実施形態例においても、第１実施形態例と同様に、ＭＯＳＦＥＴ３のスイッチング動作停止による自励発振を検知して当該自励発振を停止させるので、自励発振に起因した電気的ストレスによる部品破壊を防止できたり、また、並列運転の場合における自励発振に起因した循環電流による部品破壊や循環電流ループの導通損失による電力変換効率の低下を防止できる。
【００４５】
なお、この発明は第１や第２の各実施形態例の構成に限定されるものではなく、様々な実施の形態を採り得るものである。例えば、第１や第２の各実施形態例では、トランス２に三次コイル２Ｃを設け、この三次コイル２Ｃの電位変化を利用して転流側同期整流器であるＭＯＳＦＥＴ９を駆動していたが、例えば、チョークコイル１０に補助コイルを設け、この補助コイルの電位変化（つまり、チョークコイルの電位変化）を利用して、ＭＯＳＦＥＴ９を駆動させる構成としてもよい。また、整流側整流器であるＭＯＳＦＥＴ８に関しても同様であり、このＭＯＳＦＥＴ８をトランス２の二次コイル２Ｂの電位変化を利用して駆動させるのに代えて、例えば、チョークコイル１０に補助コイルを設け当該補助コイルの電位変化を利用してＭＯＳＦＥＴ８を駆動させる構成としてもよい。
【００４６】
さらに、第１実施形態例では、コンデンサ２２の充電電圧がＭＯＳＦＥＴ２４をスイッチオンさせる電圧値に上昇することにより自励発振の発生を検知する構成であったが、例えば、自励発振検知回路は、トランス２のリセット電圧の波高値（ピーク値）が自励発振検知用の設定値以上であることを検出したときに自励発振状態であると検知する回路構成としてもよい。
【００４７】
さらに、第１や第２の各実施形態例では、整流側整流器として同期整流器（ＭＯＳＦＥＴ８）が設けられていたが、同期整流器に代えて、ショットキーバリアダイオードなどのダイオードを整流側整流器として設けてもよい。
【００４８】
さらに、第１や第２の各実施形態例では、コンデンサ１９の電荷を利用してコンデンサ２２を充電していたが、例えば、チョークコイル１０のピーク充電によりコンデンサ２２を充電してもよい。このように、コンデンサ２２の充電の構成は特に限定されるものではない。
【００４９】
さらに、第１実施形態例では、トランス２の三次コイル２ＣからＭＯＳＦＥＴ９のゲートに至る充電経路上にコンデンサ１５が介設されていたが、このコンデンサ１５は省略してもよい。この場合には、三次コイル２Ｃの電圧をコンデンサ分圧することができないので、自励発振を停止させるためにはコンデンサ２３の容量を大きくする必要がある。
【００５０】
さらに、第１実施形態例では、ＭＯＳＦＥＴ９のゲート電圧の直流電位を決定させるために抵抗体１４が設けられていたが、この抵抗体１４に代えて、直流電位決定用のダイオードを設けてもよい。
【００５１】
【発明の効果】
この発明によれば、自励発振を検知する自励発振検知回路と、自励発振が検知されたときに転流側同期整流器をスイッチオフさせて自励発振を停止させる自励発振停止回路とを設け、この自励発振停止回路は、自励発振が検知されたときには、転流側同期整流器のゲート−ソース間に設けたコンデンサによって転流側同期整流器のゲート−ソース間の容量を等価的に増加させることにより転流側同期整流器をオフさせて自励発振を停止させる構成を有しているか、あるいは、自励発振停止回路は、自励発振が検知されたときに転流側同期整流器のゲートに供給される交流電圧の直流電位を低下させることにより転流側同期整流器をオフさせて自励発振を停止させる構成を有しているので、自励発振に起因した逆流電流によってコンバータの構成部品に加わる電圧ストレスや、電流ストレスを軽減することができて、部品破壊、及び部品の発煙、発火を防止できる。
【００５２】
また、並列運転する複数のフォワードコンバータの中の一部のコンバータが、何らかの理由で主スイッチのスイッチング動作を停止して自励発振が発生した場合においても、その自励発振を停止させることができるので、一部のコンバータの自励発振に起因した循環電流を停止させることができて、循環電流による部品破壊や、電力変換効率の低下を防止できる。
【００５３】
さらに、転流側同期整流器のゲートの充電経路上にコンデンサを介設するものにあっては、転流側同期整流器のゲートに供給される電圧は、充電経路上のコンデンサと、転流側同期整流器のゲート−ソース間の容量とによって分圧されて、転流側同期整流器のゲートに加えられる。このため、自励発振停止回路が、転流側同期整流器のゲート−ソース間に設けたコンデンサを利用して転流側同期整流器をオフさせて自励発振を停止させる構成を有している場合には、その自励発振停止回路のコンデンサの容量は小さくて済むこととなる。
【００５４】
主スイッチのオンタイミングを二次側に伝達する信号伝達トランスを備え、自励発振検知回路は、その信号伝達トランスから二次側に出力される信号を利用して自励発振を検知する構成を有することにより、また、自励発振検知回路は、トランスのリセット電圧のピーク値を利用して自励発振を検知する構成を有することにより、簡単な回路構成で自励発振を検知することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るフォワードコンバータの第１実施形態例を説明するための概略回路図である。
【図２】図１の回路で自励発振が生じた際の各部の動作例を示す波形図である。
【図３】本発明に係るフォワードコンバータの第２実施形態例を説明するための概略回路図である。
【符号の説明】
１直流入力電源
２トランス
２Ａ一次コイル
２Ｂ二次コイル
２Ｃ三次コイル
３，８，９，１３，２１，２４ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
４ＰＷＭ制御ＩＣ
５信号伝達トランス
５Ａ一次コイル
５Ｂ二次コイル
６，１７，１８，２５ダイオード
７，１４，２０抵抗体
１０チョークコイル
１１，１５，１６，１９，２２，２３コンデンサ
１２負荷装置

Claims

トランスの一次側に設けられた主スイッチのスイッチング動作によって、トランスの二次側に発生するエネルギーを整流平滑して出力するフォワードコンバータにおいて、トランスの二次側には整流側整流器と転流側整流器とチョークコイルが設けられており、その転流側整流器は同期整流器により構成され、当該転流側同期整流器はトランス又はチョークコイルの電位変化によってゲートに電荷が充電され当該ゲート電圧が設定のスレショルド電圧値以上に上昇したときにスイッチオンする構成であり、転流側同期整流器のゲート−ソース間にはスイッチとコンデンサからなる直列回路が接続されており、また、フォワードコンバータには、主スイッチのスイッチング動作停止に起因した転流側同期整流器の自励発振を検知したときに前記スイッチをオン駆動する自励発振検知回路が設けられ、転流側同期整流器のゲート−ソース間に接続された前記スイッチとコンデンサからなる直列回路は、前記自励発振が検知されたときに前記スイッチがオンすることで前記コンデンサが転流側同期整流器のゲート−ソース間の容量を等価的に増加させてゲート電圧をスレショルド電圧値よりも低下させ転流側同期整流器をオフさせて自励発振を停止させる自励発振停止回路を構成していることを特徴とするフォワードコンバータ。
転流側同期整流器のゲートに電荷を供給するゲート充電経路にコンデンサが介設されており、転流側同期整流器のゲートに向けて供給される電圧は、自励発振停止回路のスイッチのオン動作によって、自励発振停止回路のコンデンサにより等価的に増加された転流側同期整流器のゲート−ソース間の容量と、前記ゲート充電経路上のコンデンサとによって分圧されて、転流側同期整流器のゲートに加えられることを特徴とした請求項１記載のフォワードコンバータ。
トランスの一次側に設けられた主スイッチのスイッチング動作によって、トランスの二次側に発生するエネルギーを整流平滑して出力するフォワードコンバータにおいて、トランスの二次側には整流側整流器と転流側整流器とチョークコイルが設けられ、その転流側整流器は同期整流器により構成され、当該転流側同期整流器はトランス又はチョークコイルの電位変化によってゲートに電荷が充電され当該ゲート電圧が設定のスレショルド電圧値以上に上昇したときにスイッチオンする構成と成しており、フォワードコンバータには、主スイッチのスイッチング動作停止に起因した転流側同期整流器の自励発振を検知する自励発振検知回路と、自励発振が検知されたときには転流側同期整流器のゲートに供給される交流電圧の直流電位を低下させてゲート電圧をスレショルド電圧値よりも低下させ転流側同期整流器をオフさせて自励発振を停止させる自励発振停止回路とを有しており、前記主スイッチのオンタイミングを二次側に伝達するための信号伝達トランスを有し、前記自励発振検知回路は、前記信号伝達トランスにより前記主スイッチのオンタイミングを知らせる主スイッチオン報知信号が出力されてから前記主スイッチのスイッチングの１周期よりも長い設定時間が経過したのにも拘わらず、次の主スイッチオン報知信号が前記信号伝達トランスにより出力されないときには自励発振状態であると検知することを特徴とするフォワードコンバータ。
主スイッチのオンタイミングを二次側に伝達するための信号伝達トランスを有し、自励発振検知回路は、信号伝達トランスにより主スイッチのオンタイミングを知らせる主スイッチオン報知信号が出力されてから主スイッチのスイッチングの１周期よりも長い設定時間が経過したのにも拘わらず、次の主スイッチオン報知信号が信号伝達トランスにより出力されないときには自励発振状態であると検知することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のフォワードコンバータ。
自励発振検知回路は、トランスのリセット電圧のピーク値が自励発振検知用の設定値以上であることを検出したときに、自励発振状態であると検知することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のフォワードコンバータ。
主スイッチのオンタイミングを二次側に伝達するための信号伝達トランスを備え、この信号伝達トランスにより主スイッチのオンタイミングを知らせる主スイッチオン報知信号が出力されたときに転流側同期整流器をオフさせる早期ターンオフ回路が設けられていることを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１つに記載のフォワードコンバータ。