JP4406326B2

JP4406326B2 - 受信装置及びそれを用いた通信装置

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Publication number: JP4406326B2
Application number: JP2004189260A
Authority: JP
Inventors: 亮介藤原; 雅昭志田; 優小久保
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 2004-06-28
Filing date: 2004-06-28
Publication date: 2010-01-27
Anticipated expiration: 2024-06-28
Also published as: JP2006013994A

Description

本発明は、拡散符号により拡散されたパルス列を伝送信号として用いる通信システムに係り、特に同伝送信号に対する同期捕捉装置を備えた受信装置及びそれを用いた通信装置に関する。

近年、携帯電話や無線ＬＡＮ（Local Area Network）等の無線端末装置が著しく普及し、利用する周波数帯もＧＨｚ帯に及んできている。そのため、新しい周波数帯が見出し難い状況にある。そのような状況の中で、パルス幅が極めて狭い（例えば、１ｎｓ近辺）インパルス状のパルス列を用いる通信方式が周波数資源の新しい利用方法として注目されるようになってきた。そのようなパルス列を用いる通信方式として、例えば、ウルトラワイドバンドインパルスラジオ（以下「ＵＷＢ−ＩＲ」と略称する）通信方式がある。その一例として、ガウシアンモノパルスをＰＰＭ（Pulse Position Modulation）方式で変調するＵＷＢ−ＩＲ通信システムが非特許文献１に開示されている。

これらのパルス列を用いた通信方式では、通常の連続波を用いた信号伝送とは異なり、断続的なエネルギー信号の送受信によって情報の伝送が行なわれる。

パルス列を構成するパルスが上述のように非常に狭いパルス幅を持つので、その信号スペクトラムは通常の連続波を用いた通信に比べて周波数帯域が拡がり、信号のエネルギーが分散される。その結果、単位周波数帯域当たりの信号エネルギーは微小のものとなる。従って、他の通信システムと干渉を起こすことなく通信が可能となり、周波数帯域の共有が可能になる。

ＵＷＢ−ＩＲ通信方式における信号波形の例を図３７に示す。図３７の（ａ）は、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調によりパルス列を変調したＵＷＢ信号波形の例であり、送信データの値“１”又は“０”に応じてパルス列の極性が反転する。図３７の（ｂ）は、ＰＰＭ変調によりパルス列を変調したＵＷＢ−ＩＲ信号波形の例である。ＰＰＭ変調では、送信データの値“１”又は“０”に応じてパルスの時間的位置がシフトする。ＰＰＭ変調型ＵＷＢ通信装置の例が特許文献２に開示されている。

次に、ＵＷＢ−ＩＲ通信方式では、一般的に、パルス列を拡散符号により拡散する直接拡散が採用される。この場合、拡散された複数のパルスが１個のデータ値に対応する。直接拡散型ＵＷＢ−ＩＲ通信装置の例が特許文献１及び特許文献６に開示されている。

直接拡散を用いる通信方式では、受信において、到来する信号の拡散信号と、受信装置が生成する拡散符号とで同期をとる同期捕捉が行なわれる（例えば、特許文献３及び特許文献４参照）。特に、同期捕捉のための相関を、遅延検波を用いて行なう例が特許文献５に開示されている。

特開２００２−３３５１８９号公報特表平１０−５０８７２５号公報特表平２００３−５２９２５７号公報国際公開第ＷＯ０１９３４４４号パンフレット特開２００３−１６９０００号公報特開２００２−３３５２２８号公報モエ・ゼット・ウィン（Moe Z. Win）他著、「インパルスラジオ：その動作（Impulse Radio: How It Works）」、米国文献アイ・イー・イー・イー・コミュニケーションズ・レターズ（IEEE Communications Letters）第２巻第２号、第３６頁〜第３８頁（１９９８年２月）

ＵＷＢ−ＩＲ通信において、直接拡散を用いることによって他の通信システムへの干渉の一層の低減が得られるが、同期捕捉に長時間を要することに難点があった。以下に、同期捕捉の問題を、直接拡散を用いるＢＰＳＫ変調型ＵＷＢ−ＩＲ通信方式を対象に説明する。

図３８は、直接拡散を用いたＢＰＳＫ変調型ＵＷＢ−ＩＲ送信装置の概略構成を示すブロック図である。送信装置は、情報ソース（DATA）3510、拡散符号生成部（CODEG）3520、乗算部（MLT）3530、パルス生成部（PLSG）3540、高周波（以下「ＲＦ」と略称する）フロントエンド部（RFFE）3550、アンテナ0000を含んで構成される。

情報ソース3510は、送信すべき送信データを出力する。拡散符号生成部3520は、ＰＮ（Pseudo-random Noise）系列などの拡散符号系列を出力する。このとき、上記拡散符号系列は、情報ソース3510が送信データを生成するレートより高速なレートで生成される。乗算器3530によって、情報ソース3510から出力された送信データは、拡散符号系列生成部3520によって生成された拡散符号系列と乗算されて直接拡散され、拡散データ列が生成される。

パルス生成部3540は、乗算部3530の出力である拡散データ列に応じて、送信パルス列を生成する。このとき拡散データ列の値に応じて、出力されるパルス列を構成するパルスの極性が反転させられる。パルス生成部3540で生成されたパルス列は、ＲＦフロントエンド3550によって増幅や帯域制限などのＲＦ信号処理を施されることによって送信信号に変換され、アンテナ0000から送信される。

図３９は、直接拡散を用いたＢＰＳＫ変調型のＵＷＢ−ＩＲ受信装置の概略構成を示すブロック図である。受信装置は、アンテナ0000、ＲＦフロントエンド部（RFFE）3610、相関部（CORR）3620、パルス加算部（PLSADD）3630、信号検出・同期制御部（FIND・SYNCCTL）3640、タイミング信号生成部（TMSIGG）3650、テンプレート波形列生成部（TEMPTRNG）3660、拡散符号生成部（CODEG）3661、パルス生成部（PLSG）3662、検波部（DETET）3670を含んで構成される。

ＲＦフロントエンド3610は、アンテナ0000において受信された信号に対して、必要に応じて増幅、ノイズ除去、周波数変換などの信号処理を行ない、受信信号S3610を出力する。相関部3620は、テンプレート波形列生成部3660において発生したテンプレート波形列S3660とＲＦフロントエンド3610からの受信信号S3610を乗算して積分し、更にパルス加算部3630において１情報単位区間（ビット）の積分を行ない、相関信号S3630を出力する。上記相関信号は、検波部3670によりデータ判別され複号される。

拡散符号生成部3661は、送信側において直接拡散に使用されるものと同じ拡散符号系列を、タイミング信号生成部3650より出力された基準クロックに同期して発生する。テンプレート波形列生成部3660は、拡散符号生成部3661により生成された拡散符号系列に同期してテンプレート波形列S3660を生成する。このとき、拡散符号系列の各符号に応じて、パルスの極性は反転させられる。拡散符号生成部3661とパルス生成部3662とでテンプレート波形列生成部3660が構成され、生成されるパルス列をテンプレート波形列と呼ぶ。

受信を開始する初期状態において、受信された変調パルス列における拡散符号系列の位相は不明であるので、信号検出・同期制御部3640では、相関信号S3630の平均エネルギーが最大となるように、拡散符号生成部3661から出力する拡散符号系列の位相がシフトされる。相関信号S3630の平均エネルギーが最大となる位相において、受信された信号と受信装置が発生する拡散符号系列の位相、及び受信信号のパルス位置とテンプレート波形列のパルス位置が一致する。更に、上記相関信号の平均エネルギーが最大となるように、タイミング信号生成部3650から発生する基準クロックの周波数が微調整されることにより、同期が確立する。

このような手順により、同期が確立された後、引き続き信号検出・同期制御部3640は、相関信号S3630の平均エネルギーが最大となるように、タイミング信号生成部3650から生成される基準クロックの周波数又は位相を変化させ、同期を維持する。

上記で説明した、受信を開始する初期状態での信号捕捉における従来の典型的な逐次サーチ法の手順を、図４０を用いて説明する。図４０は、図３９における受信信号S3610、テンプレート波形列S3660、相関信号S3630を、横軸時間にして示したものである。ただし、ここでは説明のため、１情報単位（１ビット）を４パルス｛1，-1，1，1｝で表現する。典型的な通信システムでは、通常、１情報単位は、数百パルスで表現される。

図４０に示すように、テンプレート波形列をシフトしながら相関信号エネルギーが最大となるようにタイミングが探索される。しかしながら、一般的な同期確立状態においては、送信側と受信側の拡散符号系列の位相と、受信信号のパルス位置とテンプレート波形列のパルス位置の両方を一致させる必要があり、従来の方法においては信号捕捉時間の増大を招く問題がある。

例として、２ナノ秒のパルス幅を持つパルス系列において、２５０ｋｂｐｓのレートでのデータ伝送を考えたとき、一回のテンプレート波形列のシフト量は一般的にパルス幅の１／４程度であり、この例の場合０．５ナノ秒である。１情報単位区間（Ｔｓ）（拡散符号の系列長）は４マイクロ秒であるので、相関信号が最大となるまでの探索回数（タイミングシフト回数）の最大値は、４マイクロ秒÷０．５ナノ秒で、８０００回となる。これを時間に直すと、３２ミリ秒もの時間となる。これにより、パケット通信などの用途では、効率の著しい低下が避けられない。

なお、搬送波がパルス波形によって変調された図４１の上段に示す変調パルス波形を送信する場合は、受信装置側で搬送波と同じ周波数を持つローカル信号を生成し、受信信号と乗算し高域成分を除去することによって、元のパルス波形を抽出することが行なわれる。このとき、搬送波の周波数と、ローカル信号の周波数に偏差が存在すると、変換後のパルス波形の振幅が変動し、相関信号が劣化するため、周波数同期が必要となり、結果的に同期捕捉時間が増大する。図４１の中段に搬送波の周波数とローカル信号の周波数に偏差がない時の変換後のパルス波形、図４１の下段に搬送波とローカル信号の周波数に偏差がある時の変換後のパルス波形の概念図を示す。

本発明の目的は、拡散符号により拡散されたパルス列を用いて信号を送受信するときの同期捕捉の時間を短縮することができる受信装置及びそれを用いた通信装置を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明の受信装置は、拡散符号によって拡散されたパルス信号を受信信号として受信する同期検波方式の受信装置であって、逐次サーチにより上記受信信号のパルス位置を探索する逐次サーチ部と、上記パルス信号のパルス周期毎に出力される探索結果出力と上記拡散符号との相互相関を求め、上記相互相関の値を出力する符号相関部と、上記相互相関の値のピークを検出して受信信号の有無を判断し、その判断結果を基に上記逐次サーチ部におけるパルス位置の次回探索位置を制御する信号検出・同期制御部とを具備して成ることを特徴とする。

上記構成により、パルス同期のためにパルス位置探索が行なわれ、そのパルス位置探索の度に拡散符号の相関が求められるので、逐次サーチによる探索時間が短縮され、１情報単位の全長に亘ってパルス位置探索が行なわれる従来の場合に比べて、同期捕捉の時間を短縮することが可能になる。

なお、変調パルス波形を受信する場合は、周波数変換によって拡散符号によるパルス信号が得られるので、後で詳述するように、パルス信号が得られてから以降に上記と類似の構成で同期捕捉を行なうことができ、同期捕捉の時間を短縮することが可能になる。また、送受信で搬送波周波数にずれがある場合は、同様に後で詳述するように、相互相関の結果に積分処理を加えることによってずれの影響が軽減され、同期捕捉の時間を短縮することが可能になる。

本発明により、拡散符号により拡散されたパルス列を用いて信号を送受信するときの同期捕捉の時間を短縮することができる受信装置の実現が期待される。

以下、本発明に係る受信装置及びそれを用いた通信装置を図面に示した幾つかの実施形態を参照して更に詳細に説明する。

＜第１の実施形態＞
本発明の受信装置の第１の実施形態を図１に示す。図１において、0000はアンテナ、0110はＲＦフロントエンド部（RFFE）、0120は逐次サーチ部（SRLSRC）、0130は符号相関部（CODECORR）、0140は信号検出・同期制御部（FIND・SYNCCTL）、0150は復調部（DEMOD）をそれぞれ示す。

本実施形態の受信装置がアンテナ0000で受信する信号は、例えば図３８に示す送信装置が送信する、ＢＰＳＫ変調及び直接拡散されたパルス列の信号である。

図３８において、3510は情報ソース（DATA）、3520は拡散符号生成部（CODEG）、3530は乗算部（MLT）、3540はパルス生成部（PLSG）、3550は高周波（以下「ＲＦ」と略称する）フロントエンド部（RFFE）、0000はアンテナをそれぞれ示す。

図１のＲＦフロントエンド部0110は、図３８の送信装置が送信する、ＢＰＳＫ変調及び直接拡散されたパルス列をアンテナ0000で受信し、必要に応じて増幅や帯域制限、ノイズ除去などのＲＦ信号処理や周波数変換を行ない、受信信号を出力する。

逐次サーチ部0120において、受信信号におけるパルスの時間位置が探索される。後で述べるように、受信信号におけるパルスと受信装置が生成する同じ周期のパルスとの乗算に基づいて探索が行なわれる。即ち、探索は受信信号に対する同期検波によって行なわれる。逐次サーチ部0120でパルス周期ごとに出力される探索結果は、符合相関部0130で拡散符号との相互相関値が求められる。

信号検出・同期制御部0140は、上記相互相関値のピーク値を検出し、そのピーク値から信号の存在の有無を判定する。その判定結果において、信号の存在が無いと判定された場合、信号検出・同期制御部0140は逐次サーチ部0120における次回の探索位置を制御する。次回では、後で述べるように、時間を少しシフトして探索が行なわれ、信号の存在の有無が判定されるまで、時間シフトの探索が順次続けられる。

上記判定結果において、信号の存在が有ると判定された場合は、必要に応じて同期チェックを行なった後、復調部0150において、符号相関部0130から出力される相互相関値の出力は、信号検出・同期制御部0140からのタイミング制御を用いてデータ復調され、データが出力される。

図２に、図１の構成をより具体的に示す。図２において、0000はアンテナ、0210はＲＦフロントエンド部（RFFE）、0220は逐次サーチ部0120を成す逐次サーチ部、0230は符合相関部0130を成すマッチドフィルタ（MF）、0240は信号検出・同期制御部（FIND・SYNCCTL）、0250は復調部（DEMOD）、0221は乗算部（MLT）、0222は積分部又はＬＰＦ（Low Pass Filter）部（積分フィルタ部）（INT/LPF）、0223はサンプリング部（SAMP）、0224はタイミング信号生成部（TMSIGG）、0225はテンプレートパルス生成部（TEMPPLSG）をそれぞれ示す。

アンテナ0000及びＲＦフロントエンド部0210は、それぞれ図１におけるアンテナ0000及びＲＦフロントエンド部0110と同等の機能を有するものである。

上記各部によって実行される同期捕捉の手順を図３に示す。図２の各部の動作を図３に示す手順を参照しながら以下に説明する。

ＲＦフロントエンド部0210から受信信号S0210が出力される。テンプレートパルス生成部0225から２情報単位（２ビット分）のテンプレートパルスS0225が生成され、出力される（手順0301）。乗算部0221において、受信信号S0210はテンプレートパルスS0225と乗算され、積分部又はＬＰＦ部0222において乗算結果S0221が積分され又は高域成分が除去され、パルス相関信号S0222が出力される（手順0302）。テンプレートパルス生成部0225では、タイミング信号生成部0224からのタイミングクロックS0224aに同期してテンプレートパルスS0225を生成し、乗算部0221に出力する。また積分部0222の積分リセットタイミングはタイミング信号生成部0224からのタイミングクロックSO224bで制御される。

テンプレートパルス生成部0225から生成されるテンプレートパルスS0225は、図３９で示したテンプレート波形列生成部3660から生成されるテンプレート波形列S3660とは異なり、極性がすべて同一のパルス列である。テンプレートパルスS0225は、受信信号の拡散符号によるパルス列とパルス同期をとるために用いられる参照パルスとなるものである。

サンプリング部0223において、パルス相関信号S0222は、テンプレートパルスS0225の生成タイミングと同一周期のサンプリングタイミングでサンプリングされ、量子化される。上記サンプリングタイミングは、タイミング信号生成部0224から出力されるタイミングクロックS0224cで制御される。

上記量子化された信号は、マッチドフィルタ0230に入力され（手順0303）、拡散符号との相互相関が計算される。

マッチドフィルタ0230の構成例を図４に示す。図４において、0401は遅延量Ｄの遅延回路、0402は乗算回路、0403は加算回路を示す。また、Ｄは１サンプル遅延を表しており、c1〜cNsは拡散符号系列に対応付けられた符号係数を示している。拡散符号系列長が４の場合、Ns＝４となる。

図５にこのようなマッチドフィルタ0230の動作例を示す。これは拡散符号系列長が４（Ns＝４）の場合であり、s1、s2、s3、s4は、図４における信号s1、s2、s3、s4に対応する。受信信号に施されている拡散符号系列が｛1，1，-1，1｝であるとすると、図４における符号係数c1〜c4は｛c1，c2，c3，c4｝＝｛1，1，-1，1｝となる。例えばサンプリング出力s0223として、｛-1，1，1，1，-1，1，1，1｝のような信号が入力されたとする。各信号はサンプル時間単位で、遅延列内をシフトする。各シフトされた信号が符号係数とそれぞれ掛け合わされ、加算されることにより各時間における相関値S0230a、S0230bが出力される。この操作が１情報単位（ビット）区間行なわれることにより拡散符号との相互相関が求められる。ただし、意味のある信号の前に0が入力されている場合（初期値が0）、最初の１情報単位（ビット）時間は、正しく相互相関値が出力されないので、その場合は、完全な相互相関を求めるには２情報単位（２ビット）時間が必要となる。

図２及び図３において、信号検出・同期制御部0240は、上記マッチドフィルタ0230から出力された相互相関値S0230aのピーク値を検出し（手順0304）、上記ピーク値とあらかじめ設定された閾値との比較を行なう（手順0305）。

信号検出・同期制御部0240は、上記相互相関値のピーク値が上記閾値より小さかった場合、信号は存在しないものと判断し、タイミング信号生成部0224にタイミングシフト制御信号S0240aを送る。タイミング信号生成部0224は、上記タイミングシフト制御信号S0240aに応じて、タイミングクロックS0224a、S0224b、S0224cの出力タイミングをシフトし（手順0306）、以降、手順0301に戻って次回の同期捕捉の手順が続けられる。

上記相互相関のピーク値が上記閾値より大きかった場合（手順0305）、信号検出・同期制御部0240は、必要に応じて同期チェックを行なった後追跡モードとなり、以降マッチドフィルタ0230の出力である相互相関値S0230bが復調部0250に渡され、信号検出・同期制御部0240からのタイミング制御信号S0240bを用いてデータ復調が行なわれる。

タイミング信号生成部0224にて生成され、テンプレートパルス生成部0225、積分部0222及びサンプリング部0223にそれぞれ入力される各タイミングクロックは、周期が同一である。そして、同期捕捉が終了した段階で、出力タイミングは、最もパルス相関信号が大きくなるタイミングにて維持される。

図６〜図８を用いて、上記同期捕捉の動作の詳細を説明する。図６、図７は、逐次サーチ部0220の各部波形を示しており、上から順に、ＲＦフロントエンド部0210から出力される受信信号S0210、テンプレートパルスS0250、乗算部0221の出力S0221、積分部0222の出力S0222、サンプリング部0223のサンプリング出力S0223であり、横軸は時間を示す。

図６は、受信信号S0210のパルスとテンプレートパルスS0250のタイミングが一致している場合を示しており、サンプリング出力S0223は受信信号に対応した値になる。

図７は、受信信号S0210のパルスとテンプレートパルスS0250のタイミングが一致していない場合を示しており、サンプリング出力にはノイズ成分しか出力されない。

図８に上記同期捕捉時の波形イメージを示す。図８では、説明のために１情報単位（ビット）を４パルスで表現している。典型的な通信システムでは、通常一情報単位（ビット）を〜数百パルスで表現され、限定されるものではない。

図８では、上から順に、ＲＦフロントエンド部0210から出力される受信信号S0210、テンプレートパルスS0250、サンプリング部0223から出力されるサンプリング出力S0223、マッチドフィルタ0230の出力S0230aを表す。

図８において、初期状態では受信信号S0210のパルス位置と、テンプレートパルスS0250の位置がずれているため、サンプリング部0224の出力S0223は、ノイズ成分しか出力されない。この場合、テンプレートパルスS0250のタイミングをシフトさせていき、δだけシフトして受信信号S0210のパルス位置とテンプレートパルスS0250のタイミングが一致したとき、サンプリング出力S0223は受信信号S0210に対応した値となる。そのサンプリング出力S0223がマッチドフィルタ0230に入力される。これにより、拡散符号との相互相関値S0230aが出力され、拡散符号との相関が最も高い時点でピーク値が出力される。

上述した例と同じように、信号を２ナノ秒のパルス幅で２５０ｋｂｐｓの伝送レートで送信する場合を採り上げ、１ビットが１２８パルスで、直接拡散されている場合、両者のパルスのタイミングが一致し、相関出力が最大となるまでの探索回数（シフト回数）の最大値は、４マイクロ秒÷１２８÷０．５ナノ秒で与えられ、約６３回となる。ただし、図４、図５で説明したように、完全な相互相関値を求めるには２情報単位（２ビット）時間必要であるため、上記探索時間の最大値は、１２６ビットとなる。このように、前述の８０００ビットに比べ大幅な同期捕捉時間の低減が可能となる。

図９にタイミング信号生成部0224の構成例を示す。タイミング信号生成部0224は、可変周波数タイミングクロック生成器（VFRQCLKG）0901及びタイミング調整器（TIMAJ）0902を含んで構成される。

信号検出・同期制御部0240のタイミングシフト制御信号S0240aに応じて、タイミングクロック生成器0901から出力するタイミングクロックS0224aの周波数を一時的に増加、又は減少させることにより、出力タイミングを制御する。タイミングクロックS0224aは、テンプレートパルス生成部0225のパルス発生タイミングの基準クロックとなる。また、タイミングクロックS0224aは、タイミング調整器0902を介して、積分部0222のリセットタイミングS0224b、サンプリング部0223のサンプリングタイミングS0224cを決定するタイミングクロックとなる。

図１０にタイミング信号生成部0224の別の構成例を示す。図１０において、1001はリファレンスクロック生成器（REFCLKG）、1002はプログラマブル分周器（PRGDIV）、1003はタイミング調整器（TIMAJ）を示す。タイミング調整器1003は、図９におけるタイミング調整器0903と同等の機能を有する。またプログラマブル分周器1002は、外部の制御信号により、分周数を変えられる機能を持つ。

リファレンスクロック生成器1001からは比較的高い周波数をもつクロック信号が出力され、プログラマブル分周器1002で適当な周波数に分周され、テンプレートパルス生成部0225のパルス発生タイミングを決定するタイミングクロックS0224aとなる。また、タイミングクロックS0224aは、タイミング調整器1003を介して、積分部0222のリセットタイミングS0224b、サンプリング部0223のサンプリングタイミングS0224cを決定するタイミングクロックとなる。

図１０における各クロック波形例を図１１に示す。図１１において、上から順に、リファレンスクロック生成器の出力であるリファレンスクロックS1001、信号検出・同期制御部0240からの制御信号S0240a、プログラマブル分周期器1002の出力S0224aを示す。

プログラマブル分周器1002は、通常の分周数がＪ、制御信号S0240aがハイレベルの時、分周数Ｊ＋１で分周する機能を有する。このような構成の場合、信号検出・同期制御部0240のタイミングシフト制御信号S0240aが、一回ハイレベルになるときに、リファレンスクロックの１周期分だけタイミングが遅らされシフトされる。したがって、リファレンスクロックの周期は、テンプレートパルスの一回のシフト幅δに相当する。またパルス間間隔をＴｗとするとＴｗ＝Ｊ×δとなる。

図１２に、信号検出・同期制御部0240の構成例を示す。図１２において、1201はピーク検出部（PEAK）、1202は閾値比較部（THR）、1203は制御信号生成部（CTLSIGG）、1204は制御・保持部（CTL・MEM）、1205は同期チェック部（SYNCCK）、1206はタイミング制御信号生成部（TMCTLSIGG）を示す。

ピーク検出部1201において、所定期間内のマッチドフィルタ出力S0230aのピーク値と、その時間を検出し、制御・保持部1204において両者を保持する。閾値比較部1202において上記ピーク値と閾値が比較され、ピーク値が閾値を超えない場合、制御信号生成部1203によって、タイミング信号生成部0224への制御信号S0240aが出力される。

ピーク値が閾値を超える場合、同期チェックモードに移行し、同期チェック部1205にて同期チェックを行なう。同期チェックの例として、ピーク値が検出されたタイミングのマッチドフィルタ出力S0230aを所定回数、閾値比較を行ない、連続して閾値を超えた場合、同期チェックをパスとするとして同期捕捉を完了する。それ以降、上記タイミングで復調部0250を制御するためのタイミング制御信号S0240bをタイミング制御信号生成部1206で生成する。

図１３に上記構成の信号検出・同期制御部0240を用いた同期捕捉の手順の例を示す。まず、信号検出・同期制御部0240が各変数を初期化する（手順1301）。例えば、テンプレートパルスS0225の初期発生タイミング（Ｔ＝Ｔｉｎｉ）、同期チェック回数（Ｎ＝０）を設定する。また、信号検出時の判定閾値（Ｖｔｈ）は、予め定めた固定の値でもよいし、ノイズなどの外部環境に応じて閾値Ｖｔｈを設定してもよい。

次に、ピーク検出部1201は、所定期間内（典型的には１情報単位区間）のマッチドフィルタ出力S230aのピーク値（Ｖｐ）と、その時間（Ｔｐ）を検出し、制御・保持部1204がそれらを保持する(手順1302)。

続いて、閾値比較部1202はＶｐとＶｔｈを比較し(手順1303)、Ｖｐ＞Ｖｔｈの場合、同期チェック部1205は、Ｎの値を調べ(手順1304)、Ｎ＝＝Ｋ（Ｋは定数）ならば同期捕捉を完了する。Ｎ＜Ｋの場合、Ｎに１を加え(手順1305)、時間Ｔｐから時間Ｔｓ（Ｔｓは定数）後のマッチドフィルタ出力S0230aをＶｐとし、手順1303に戻る。

手順1303において、Ｖｐ＜Ｖｔｈの場合、Ｎ＝０に初期化され、制御信号生成部1203はテンプレートパルスS0225の発生タイミングをδだけシフトさせる制御信号S0240aを出力し、手順1302に戻る。

上記手順中、定数Ｋは同期チェック回数を示す。また、定数Ｔｓは、典型的には拡散符号単位時間、或いは、拡散符号単位時間の整数倍の値をとる。

図１４に上記構成の信号検出・同期制御部0240を用いた同期捕捉の手順の別の例を示す。まず、信号検出・同期制御部0240が各変数を初期化する(手順1401)。例えば、テンプレートパルスS0225の初期発生タイミング（Ｔ＝Ｔｉｎｉ）、同期チェック回数（Ｎ＝０）、マッチドフィルタ230の出力点時間（Ｍ＝Ｍｉｎｉ）を設定する。また、信号検出時の判定閾値（Ｖｔｈ）は、予め定めた固定の値でもよいし、ノイズなどの外部環境に応じて閾値Ｖｔｈを設定してもよい。

次に、閾値比較部1202は、マッチドフィルタ出力S0230aの、時間Ｔ＋Ｍにおける値をＶｐとし(手順1402)、Ｖｔｈと比較する(手順1403)。Ｖｐ＜Ｖｔｈの場合、Ｎの値を調べ(手順1408)、Ｎ＞０の場合、各変数が初期化され（Ｎ＝０，Ｍ＝Ｍｉｎｉ）、更に制御信号生成部1203はテンプレートパルスS0225の発生タイミングをδだけシフト（Ｔ＝Ｔ＋δ）させる制御信号S0240aを出力し、手順1302に戻る。

手順1408でＮ＝＝０の場合、手順1409でＭ＜Ｎｓならば、マッチドフィルタ出力時間をＭ＝Ｍ＋Ｔｃ（Ｔｃは定数）として（手順1410）、手順1402に戻り、Ｍ＝＝Ｎｓの場合、上記手順1411を行ない、手順1402に戻る。

手順1403において、Ｖｐ＞Ｖｔｈの場合、制御・保持部1204はＶｐの出力時間をＴｐに保持し、同期チェック部1205は、Ｎの値を調べ(手順1405)、Ｎ＝＝Ｋ（Ｋは定数）の場合、同期捕捉を完了とする。Ｎ＜Ｋの場合、Ｎに１を加え(手順1406)、時間Ｔｐから時間Ｔｓ（Ｔｓは定数）後のマッチドフィルタ出力S0230aをＶｐとし(手順1407)、手順1403に戻る。

上記手順中、定数Ｋは同期チェック回数を示し、定数Ｎｓは拡散符号長を示す。また、定数Ｔｓは、典型的には拡散符号単位時間、或いは、拡散符号単位時間の整数倍の値をとる。

上記のように、ピーク検出が不要となるため、ハードウェア構成が簡素化される。ピーク検出を行なわないか誤って検出される確立が増えるが、比較的高い信号対雑音比で行なわれる場合に適用することにより、ハードウェア構成簡素化の利益が得られるため、図１４の手順は有効である。

上記図１３及び図１４で説明した手順において、パルスタイミングシフト幅δは１シーケンス中に必ずしも固定としなくてよい。例えば、１回のパルスタイミングシフトに対してランダムにδを割り当てることが可能である。

更に、δを所定のアルゴリズムに基づいて決定することが可能である。そのようなアルゴリズムを採用した同期捕捉の手順の例を図１５に示す。図１５の手順は、２ステップの探索によって実現される。

まず、信号検出・同期制御部0240が各変数を初期化する（手順9701）。例えば、テンプレートパルスの初期発生タイミング（Ｔ＝Ｔｉｎｉ）、同期チェック回数（Ｎ＝０）を設定する。また信号検出時の判定閾値（Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２）は、予め定めた固定の値でもよいし、ノイズなどの外部環境に応じて閾値（Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２）を設定してもよい。

次に、ピーク検出部1201は、所定期間Ｔｍ１内のマッチドフィルタ出力S230aのピーク値（Ｖｐ）と、その時間（Ｔｐ）を検出し、保持する(手順9702)。

続いて、閾値比較部1202は、ＶｐとＶｔｈ１を比較し(手順9703)、Ｖｐ＞Ｖｔｈ１の場合、２ステップ目の探索が開始される（手順9704）。手順9703において、Ｖｐ＜Ｖｔｈの場合、制御信号生成部1203はテンプレートパルスの発生タイミングをδ１だけシフトさせる制御信号S0240aを出力し、手順9702に戻る。

手順9704で、信号検出・同期制御部0240はテンプレートパルスの発生タイミングを再設定し、ピーク検出部1201は所定期間Ｔｍ２内のマッチドフィルタ出力S230aのピーク値（Ｖｐ）と、その時間（Ｔｐ）を検出し、保持する(手順9705)。

次に、閾値比較部1202は、ＶｐとＶｔｈ２を比較し(手順9706)、Ｖｐ＞Ｖｔｈ２の場合、同期チェック部1205は、Ｎの値を調べ(手順9707)、Ｎ＝＝Ｋ（Ｋは定数）ならば同期捕捉を完了する。Ｎ＜Ｋの場合、Ｎに１を加え(手順9708)、時間Ｔｓ（Ｔｓは定数）後のマッチドフィルタ出力S0230aをＶｐとし、手順9706に戻る。

手順9706において、Ｖｐ＜Ｖｔｈの場合、Ｎ＝０に初期化され、制御信号生成部1203は、テンプレートパルスの発生タイミングをδ２だけシフトさせる制御信号S0240aを出力し、手順9705に戻る。

上記手順中、定数Ｋは同期チェック回数を示す。また、定数Ｔｓは、典型的には拡散符号単位時間、あるいは、拡散符号単位時間の整数倍の値をとる。

また、上記手順中で、タイミングシフト幅δ１とδ２、及びマッチドフィルタの相関時間Ｔｍ１、Ｔｍ２は両者とも互いに異なるか、タイミングシフト幅か相関時間かのどちらか一方のみが異なる。

上記のように、タイミングシフト幅δ1とδ２を異なる値を用いた場合、強いマルチパス環境がある場合において、同期捕捉時間を短縮できる可能性がある。即ち、δ１＞δ２とし、１回目のステップで、到来するマルチパス信号の塊を探索し、２回目のステップで最も強いパスを探索することにより、平均同期捕捉時間を短縮することができる。

また、信号対電力雑音比が良い環境の場合、マッチドフィルタの相関時間Ｔｍ１＜Ｔｍ２として、１回目の探索で少ない相関時間で信号を探索し、その信号が存在する候補点において、２回目のステップで詳細に調べることができるため、平均同期捕捉時間を短縮することができる。

以上の手順を実現する受信装置は、ハードウェアで構成することができる。或いは、演算処理装置（CPU）又はディジタル信号処理装置（DSP）と、上記手順を納めたプログラムとを用い、演算処理装置又はディジタル信号処理装置が上記プログラムに従って動作するように構成することができる。

また、同期捕捉時間が前述の８０００ビットとなる構成では、精度の高い時間制御が必要であり、すべてアナログ回路で実現しようとすると、複雑さが増しコストの増大を招く問題がある。また、全ての制御をディジタル領域で実現しようとすると、上記パルス幅よりも高い時間分解能でサンプリングすることが必要になり、ハードウェアの面積、消費電力の増大を招く問題がある。

これに対して、本発明では、受信する信号のパルスと受信側で生成する信号のパルスとの時間位置の一致を逐次サーチ法で、拡散符号の位相の一致をディジタル領域で行なうことができるため、装置を比較的簡単なハードウェアで構成することができる。

本実施形態により、同期捕捉時間の短縮が可能であり、かつ構成が簡単な受信装置の実現が期待される。

＜第２の実施形態＞
本発明の受信装置の第２の実施形態を図１６に示す。本実施形態は、図１の構成をより具体的に示した別の構成例である。図１６の構成では、図２の構成で備わっていた乗算部0221、積分部0222が省略されている。

図１６において、0000はアンテナ、1510はＲＦフロントエンド部（RFFE）、1520は逐次サーチ部0120を成す逐次サーチ部（SRLSRC）、1521はサンプリング部（SAMP）、1522はタイミング信号生成部（TMSIGG）、1530は符合相関部0130を成すマッチドフィルタ（MF）、1540は信号検出・同期制御部（FIND・SYNCCTL）、1550は復調部（DEMOD）を示す。

アンテナ0000、ＲＦフロントエンド部1510は、図１におけるアンテナ0000、ＲＦフロントエンド部0110と同等の機能を有する。

また、タイミング信号生成部1522、信号検出・同期制御部1540は、図２のタイミング信号生成部0224、信号検出・同期制御部0240と同等の機能を有する。

ＲＦフロントエンド部1510から出力された受信信号は、サンプリング部1521において、タイミング信号生成部1522から出力されるタイミングクロックを基準に、サンプリング、量子化される。

上記量子化された信号は、マッチドフィルタ1530に入力され、拡散符号との相互相関が計算される。このマッチドフィルタ1530は、図２におけるマッチドフィルタ0230と同等の機能を有する。

信号検出・同期制御部1540では、上記マッチドフィルタ1530から出力された相互相関値のピーク値を検出し、上記ピーク値とあらかじめ設定された閾値との比較を行なう。

上記相互相関値のピーク値が上記閾値より小さかった場合、信号は存在しないものと判断し、タイミング信号生成部1522にタイミングシフト制御信号を送る。タイミング信号生成部1522では、上記タイミングシフト制御信号に応じて、出力タイミングをシフトしタイミングクロックを生成する。

上記相互相関のピーク値が上記閾値より大きかった場合、必要に応じて同期チェックを行なった後、以降マッチドフィルタ1530の出力である上記相互相関値が復調部1550に渡され、信号検出・同期制御部1540からのタイミング制御信号を用いてデータ復調される。

本実施形態では、逐次サーチ部1520において、図２の構成で具備していた乗算部0221、積分部0222が不要になっているので、実装する際にアナログ部の規模が小さくなり、またテンプレートパルス生成部、積分部、サンプリング部を高精度に同期して作動させるための複雑さを解消することができる。

なお、本実施形態では乗算部及び積分部による雑音抑圧効果が得られないので、本実施形態は、第１の実施形態の場合に比べて受信が比較的高い信号対雑音比で行なわれる場合に適用して好適である。

＜第３の実施形態＞
本発明の受信装置の第３の実施形態を図１７に示す。本実施形態は、図４１の上段に示したような、搬送波をパルス波形によって変調した変調パルス波形を用いて信号を伝送する通信システムに適用される。図１７において、0000はアンテナ、1610はＲＦフロントエンド部（RFFE）、1620は周波数変換部（FRQCONV）、1630は逐次サーチ部（SRLSRC）、1640は符号相関部（CODECORR）、1650は信号検出・同期制御部（FIND・SYNCCTL）、1660は復調部（DEMOD）をそれぞれ示す。

本実施形態で受信する信号は、例えば上述した図３８に示す送信装置などにおいて生成された送信信号である。即ち、情報ソース3510において信号（データ）が同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）に分けられ、拡散符号生成部3520、乗算部3530及びパルス生成部3540において、それぞれのＢＰＳＫ変調及び直接拡散されたパルス列が生成される。更に、フロントエンド部3550において、搬送波を同パルス列によって変調することによって変調パルス波形の送信信号が生成され、アンテナ0000から送出される。

ＲＦフロントエンド部1610は、上記送信信号をアンテナ0000で受信し、必要に応じて増幅や帯域制限、ノイズ除去などのＲＦ信号処理を行ない、受信信号S1610を出力する。

周波数変換部1620は、変調パルス波形の受信信号S1610を、二つの直交成分であるＩ成分とＱ成分に分けてそれぞれに周波数変換を行ない、元のパルス波形S1620I、S1620Qを抽出する。

逐次サーチ部1630は、上記Ｉ成分、Ｑ成分のパルス波形S1620I、S1620Qの時間位置を探索する。それぞれの成分毎にパルス周期ごとに出力される逐次サーチ部1630の探索結果S1630I、S1630Qは、符合相関部1640で拡散符号との相互相関値が求められる。

信号検出・同期制御部1650は、上記両成分の相互相関値S1640aを合成してピーク値を検出し、そのピーク値から信号の存在の有無を判定する。上記判定結果において、信号の存在が無いと判定された場合、信号検出・同期制御部1650は逐次サーチ部1630における次回の探索位置をタイミング制御信号1650aによって制御する。

上記判定結果において、信号の存在が有ると判定された場合は、必要に応じて同期チェックが行なわれた後、復調部1660が符号相関部1640から出力される相互相関値の出力S1640I、S1640Qを、信号検出・同期制御部1650からのタイミング制御信号1650bを用いてデータ復調しデータを出力する。

図１８に、図１７の構成をより具体的に示す。図１８において、0000はアンテナ、1710はRFフロントエンド部（RFFE）、1720は周波数変換部1620を成す周波数変換部、1730は逐次サーチ部1630を成す逐次サーチ部、1740は符号相関部1640を成す符号相関部、1750は信号検出・同期制御部（FIND・SYNCCTL）、1760は復調部を示す。更に、1721I、1721Qは乗算部（MIX）、1722I、1722QはＬＰＦ、1723はローカル信号生成部（LO）、1724は９０度位相器（90PH）、1731I、1731Qは乗算部（MLT）、1732I、1732Qは積分部/ＬＰＦ部（INT/LPF）、1733I、1733Qはサンプリング部（SAMP）、1734はタイミング信号生成部（TMSIGG）、1735はテンプレートパルス生成部（TEMPOLSG）、1741I、1741Qはマッチドフィルタ（MF）、1742I、1742Qは絶対値／２乗器（ABS/SQR）、1743は加算部（ADD）を示す。

アンテナ0000、ＲＦフロントエンド部1710は、図１７におけるアンテナ0000、ＲＦフロントエンド部1610と同等の機能を有するものである。

またタイミング信号生成部1734、テンプレートパルス生成部1735、信号検出・同期制御部1750は、図２のタイミング信号生成部0224、テンプレートパルス生成部0225、信号検出・同期制御部0240と同等の機能を有する。

RFフロントエンド部1710から出力された受信信号は、乗算部1721I、1721Qにおいてローカル信号と乗算される。このローカル信号は、ローカル信号生成部1723から出力された信号を９０度位相器1724によって、互いに９０度位相が異なるよう出力されたものである。乗算部1721I、1721Qによって乗算された信号は、それぞれＬＰＦ1722I、1722Qによって高域成分が除去され、元のパルス波形が抽出される。

上記パルス波形の両成分は、乗算部1731I、1731Qによって、テンプレートパルス生成部1735で出力されたテンプレートパルスと乗算され、積分部又はＬＰＦ部1732I、1732Qにおいて積分又は高域成分が除去され、パルス相関信号S1732I、S1732Qが出力される。

テンプレートパルス生成部1735では、タイミング信号生成部1734からのタイミングクロックに同期してテンプレートパルスを生成し、乗算部1731I、1731Qに出力する。この乗算部1731I、1731Qに入力されるテンプレートパルスは同一のものである。また積分部1732I、1732Qの積分リセットタイミングはタイミング信号生成部1734からのタイミングクロックで制御される。

テンプレートパルス生成部1735が生成するテンプレートパルスは、図３９で示したテンプレート波形列生成部3660から生成されるテンプレート波形列とは異なり、極性がすべて同一のパルス列である。

サンプリング部1733I、1733Qにおいて、上記パルス相関信号はテンプレートパルスの生成タイミングと同一周期でサンプリング、量子化される。この上記サンプリングタイミングは、タイミング信号生成部1734から出力されるタイミングクロックで制御される。

テンプレートパルス生成部1735、積分部1732I、1732Q、サンプリング部1733I、1733Qに入力されるタイミングクロックは、タイミング信号生成部1734によって生成される。それぞれのタイミングクロック信号は、周期が同一であり、出力タイミングは所定の関係に関係付けられている。即ち、マッチドフィルタ1741I、1741Qが出力するパルス相関信号が最も大きくなるタイミングで制御される。

上記量子化された信号は、それぞれマッチドフィルタ1741I、1741Qに入力され、拡散符号との相互相関が計算される。マッチドフィルタ1741I、1741Qは、図２におけるマッチドフィルタ0230と同等の機能を有する。

絶対値/２乗器1742I、1742Qは、上記相互相関値のＩ成分、Ｑ成分の絶対値又は２乗を求め、加算部1743は、それぞれの和を求め、相互相関値の振幅成分を求める。

信号検出・同期制御部1750は、加算器1743から出力された相互相関値の振幅成分のピーク値を検出し、上記ピーク値とあらかじめ設定された閾値と比較を行なう。

上記相互相関値の振幅成分のピーク値が上記閾値より小さかった場合、信号検出・同期制御部1750は、信号は存在しないものと判断し、タイミング信号生成部1734にタイミングシフト制御信号を送る。タイミング信号生成部1734は、上記タイミングシフト制御信号に応じて、出力タイミングをシフトしタイミングクロックを生成する。

上記相互相関の振幅成分のピーク値が上記閾値より大きかった場合、信号検出・同期制御部1750は、必要に応じて同期チェックを行ない、以降マッチドフィルタ1741I、1741Qの出力である相互相関値が復調部1760に渡され、信号検出・同期制御部1750からのタイミング制御信号を用いてデータ復調される。

典型的な同期捕捉の手順の一例は、第１の実施形態において図３に示した同期捕捉のフローチャートと同一である。

本発明では、受信する信号のパルスと受信側で生成する信号のパルスとの時間位置の一致を逐次サーチ法で、拡散符号の位相の一致をディジタル領域で行なうことができるため、装置を比較的簡単なハードウェア構成で実現することができる。

本実施形態により、変調パルス波形を用いる場合に同期捕捉時間の低減が可能となり、かつ構成が簡単な受信装置の実現が期待される。

＜第４の実施形態＞
本発明の受信装置の第４の実施形態を図１９に示す。本実施形態は、図１７の構成をより具体的に示した別の構成例である。図１９の構成では、図１８の構成で備わっていた乗算部1731I、1731Q、積分部1732I、1732Qが省略されている。

図１９において、0000はアンテナ、1810はＲＦフロントエンド部（RFFE）、1820は周波数変換部1620を成す周波数変換部、1830は逐次サーチ部1630を成す逐次サーチ部、1840は符号相関部1640を成す符号相関部、1850は信号検出・同期制御部（FIND・SYNCCTL）、1860は復調部（DEMOD）を示す。更に、1821I、1821Qは乗算部（MIX）、1822I、1822QはＬＰＦ、1823はローカル信号生成部（LO）、1824は９０度位相器（90PH）、1831I、1831Qはサンプリング部（SAMP）、1832はタイミング信号生成部（TMSIGG）、1841I、1841Qはマッチドフィルタ（MF）、1842I、1842Qは絶対値／２乗器（ABS/SQR）、1843は加算部（ADD）を示す。

アンテナ0000、ＲＦフロントエンド部1810は、図１７におけるアンテナ0000、ＲＦフロントエンド部1610と同等の機能を有するものである。

また周波数変換部1820とその構成要素は、図１８における周波数変換部1720とその構成要素と同等の機能を有する。

ＲＦフロントエンド部1810から出力された受信信号は、乗算部1821I、1821Qにおいてローカル信号と乗算される。このローカル信号は、ローカル信号生成部1823から出力された信号を９０度位相器1824によって、互いに９０度位相が異なるよう出力されたものである。乗算部1821I、1821Qによって乗算された信号は、それぞれＬＰＦ1822I、1822Qによって高域成分が除去され、元のパルス波形が抽出される。

上記パルス波形の両成分は、サンプリング部1831I、1831Qにおいて、タイミング信号生成部1832から出力されるタイミングクロックを基準に、それぞれサンプリング、量子化される。

上記量子化された信号は、それぞれマッチドフィルタ1841I、1841Qに入力され、拡散符号との相互相関が計算される。このマッチドフィルタ1841I、1841Qは、図２におけるマッチドフィルタ0230と同等の機能を要する。

絶対値/２乗器1842I、1842Qは、上記相互相関値のＩ成分、Ｑ成分の絶対値又は２乗を求め、加算部1843は、それぞれの和を求め、相互相関値の振幅成分を求める。

信号検出・同期制御部1850は、加算部1843から出力された相互相関値の振幅成分のピーク値を検出し、上記ピーク値とあらかじめ設定された閾値との比較を行なう。

上記相互相関値の振幅成分のピーク値が上記閾値より小さかった場合、信号検出・同期制御部1850は、信号は存在しないものと判断し、タイミング信号生成部1832にタイミングシフト制御信号を送る。タイミング信号生成部1832は、上記タイミングシフト制御信号に応じて出力タイミングをシフトし、タイミングクロックを生成する。

上記相互相関のピーク値が上記閾値より大きかった場合、信号検出・同期制御部1850は、必要に応じて同期チェックを行ない、以降マッチドフィルタ1841I、1841Qの出力である相互相関値が、復調部1860に渡され、信号検出・同期制御部1850からのタイミング制御信号を用いてデータ復調される。

本実施形態では、逐次サーチ部1830において、図１８の構成で具備していた乗算部1731I、1732Q、積分部1732I、1732Qが不要になっているので、実装する際にアナログ部の規模が小さくなり、またテンプレートパルス生成部、積分部、サンプリング部を高精度に同期して作動させるための複雑さを解消することができる。

なお、本実施形態では乗算部及び積分部による雑音抑圧効果が得られないので、本実施形態は、第３の実施形態の場合に比べて受信が比較的高い信号対雑音比で行なわれる場合に適用して好適である。

＜第５の実施形態＞
本発明の受信装置の第５の実施形態を図２０に示す。本実施形態は、図１７の構成をより具体的に示した更に別の構成例である。

図２０において、0000はアンテナ、1910はRFフロントエンド部（RFFE）、1920は周波数変換部1620を成す周波数変換部、1930は逐次サーチ部1630を成す逐次サーチ部、1940は符号相関部1640を成す符号相関部、1950は信号検出・同期制御部（FIND・SYNCCTL）、1960は復調部（DEMOD）を示す。更に、1921I、1921Qは乗算部（MIX）、1922I、1922QはＬＰＦ、1923はローカル信号生成部（LO）)、1924は９０度位相器（90PH）、1931I、1931Qは乗算部（MLT）、1932I、1932Qは積分部又はＬＰＦ部（INT/LPF）、1933I、1933Qはサンプリング（SAMP）部、1934はタイミング信号生成部（TMSIGG）、1935はテンプレートパルス生成部（TEMPPLSG）、1941I、1941Qはマッチドフィルタ（MF）、1942I、1942Qは絶対値／２乗器（ABS/SQR）、1943は加算部（ADD）、1944は同位相積分部（INPHINT）を示す。

アンテナ0000、ＲＦフロントエンド部1910は、図１７におけるアンテナ0000、ＲＦフロントエンド部1610と同等の機能を有する。

また、タイミング信号生成部1934、テンプレートパルス生成部1935、信号検出・同期制御部1950は、図２のタイミング信号生成部0224、テンプレートパルス生成部0225、信号検出・同期制御部0240と同等の機能を有する。

ＲＦフロントエンド部1910から出力された受信信号は、乗算部1921I、1921Qにおいてローカル信号と乗算される。このローカル信号は、ローカル信号生成部1923から出力された信号を９０度位相器1924によって、互いに９０度位相が異なるよう出力されたものである。乗算部1921I、1921Qによって乗算された信号は、それぞれＬＰＦ1922I、1922Qによって高域成分が除去され、元のパルス波形が抽出される。

上記パルス波形の両成分は、乗算部1931I、1931Qによって、テンプレートパルス生成部1935で出力されたテンプレートパルスと乗算され、積分部又はＬＰＦ部1932I、1932Qにおいて積分又は高域成分が除去され、パルス相関信号S1932I、S1932Qが出力される。

テンプレートパルス生成部1935は、タイミング信号生成部1934からのタイミングクロックに同期してテンプレートパルスを生成し、乗算部1931I、1931Qに出力する。乗算部1931I、1931Qに入力されるテンプレートパルスは、同一のものである。また、積分部1932I、1932Qの積分リセットタイミングは、タイミング信号生成部1934からのタイミングクロックで制御される。

テンプレートパルス生成部1935から生成されるテンプレートパルスは、図３９で示したテンプレート波形列生成部3660から生成されるテンプレート波形列とは異なり、極性がすべて同一のパルス列である。

サンプリング部1933I、1933Qにおいて、パルス相関信号S1932I、S1932Qはテンプレートパルスの生成タイミングと同一周期でサンプリング、量子化される。この上記サンプリングタイミングは、タイミング信号生成部1934から出力されるタイミングクロックで制御される。

テンプレートパルス生成部1935、積分部1932I、1932Q、サンプリング部1933I、1933Qに入力されるそれぞれの上記タイミングクロックは、タイミング信号生成部1935にて生成される。それぞれのタイミングクロック信号は、周期が同一であり、出力タイミングは所定の関係に関係付けられている。

上記量子化された信号は、それぞれマッチドフィルタ1941I、1941Qに入力され、拡散符号との相互相関が計算される。マッチドフィルタ1941I、1941Qは、図２におけるマッチドフィルタ0230と同等の機能を有する。

絶対値／２乗器1942I、1942Qは、上記相互相関値のＩ成分、Ｑ成分の絶対値又は２乗を求め、加算部1943はそれぞれの和を求め、相互相関値の振幅成分を求める。更に、同位相積分部1944は、上記相互相関値の振幅成分を所定回数、同一位相で加算する。即ち、上記相互相関値の振幅成分のそれぞれの成分に対して、所定回数加算する。

信号検出・同期制御部1950は、同位相積分部1944から出力された相互相関値の振幅成分の積分値のピーク値を検出し、上記ピーク値と予め設定された閾値と比較を行なう。

上記相互相関値の振幅成分のピーク値が上記閾値より小さかった場合、信号検出・同期制御部1950は、信号は存在しないものと判断し、タイミング信号生成部1934にタイミングシフト制御信号を送る。タイミング信号生成部1934は、上記タイミングシフト制御信号に応じて、出力タイミングをシフトしタイミングクロックを生成する。

上記相互相関の振幅成分のピーク値が上記閾値より大きかった場合、信号検出・同期制御部1950は、必要に応じて同期チェックを行ない、以降マッチドフィルタ1941I、1941Qの出力である相互相関値が復調部1960に渡される。復調部1960において、信号検出・同期制御部1950からのタイミング制御信号を用いて１情報単位（ビット）時間での同期（ビット同期）が行なわれ、その後データ復調される。

上記構成をとる場合、同期捕捉時の送信信号に施される拡散符号は、図２１に示すように、データ伝送時の１情報単位（ビット）あたりのパルス数に比べ、系列長が１／ｍとなることが前提となっている。即ち、１情報単位（ビット）あたりのパルス数は、パルス同期拡散符号の系列長のｍ倍である。図２０におけるマッチドフィルタ1941I、1941Qは、それに対応した遅延数と係数系列を有する。

図２２に、上記構成で、かつ送信データが拡散系列単位で差動符号化された場合の復調部1960の構成例を示す。図２２において、2111I、2111Qは信号選択部（SELCT）、2112I、2112Qは遅延部（DELAY）、2113I、2113Qは乗算部（MLT）、2114は加算部、2115は積分部（INT）、2116は判定部（JUDG）、2117はビット同期部（BITSYNC）を示す。

マッチドフィルタ1941I、1941Qからの相互相関値を、信号選択部2111I、2111Qにおいて、信号検出・同期制御部1950からのタイミング制御信号を用いて同期点の出力を選択する。上記抽出された信号は、2112I、2112Qの遅延にて、１拡散符号単位だけ遅延される。上記遅延された信号と、遅延されない信号が乗算部2113I、2113Qにおいて乗算される。Ｉ、Ｑ量成分の乗算部2113I、2113Qの出力が加算部2114によって加算される。その後、積分部2115によって、ｍ回積分され、続いて、判定部2116がデータ判別して復調する。復調前には、ビット同期部2117によって、最も判定部2117における判定誤差確率が小さくなるように１情報単位でのビット同期が行なわれる。

図２３は、復調部1960が図２２のような構成をとった場合の、同期捕捉手順の例を示したものである。手順2201によって、まずパルス同期と拡散符号単位の同期が行なわれる。この手順2201におけるシーケンスの例としては、図１３、図１４と同様な手順で示される。次に手順2202によってビット同期が行なわれ、復調が開始される。

図２４に、復調部1960の別の構成例を示す。図２４において、2311I、2311Qは信号選択部（SELCT）、2312は位相誤差・周波数補正部（PHDIFF・REQDIF）、2313は位相回転部（PHROTA）、2314はビット同期・判定部（BITSYNC・JUDG）を示す。

信号選択部2311I、2311Qは、マッチドフィルタ1941I、1941Qからの相互相関値を信号検出・同期制御部1950からのタイミング制御信号を用いて同期点の出力を選択する。

位相誤差・周波数補正部2312は、上記出力を用いて初期位相、周波数偏差を抽出し、補正のための位相回転量を計算する。位相回転部2313は、上記位相回転量だけ、Ｉ、Ｑ平面上で位相を回転させ、判定部2314に出力する。その後、ビット同期。判定部2314がビット同期、データ判別を行なう。

図２４の構成をとった場合の同期捕捉手順の例を図２５に示す。手順2401によって、まずパルス同期と拡散符号単位の同期が行なわれる。この手順2401におけるシーケンスの例としては、図１３、図１４と同様な手順で示される。次に手順2402によって初期位相推定、周波数偏差推定が行なわれる。その後、ビット同期が行なわれ復調が開始される。

上記構成のように、１情報単位時間をｍ分割して相関値を求め、更にその振幅成分を求めた後ｍ回積分することにより、図４１の下段に示したパルス波形の振幅変動の影響を軽減することができる。パルス波形の振幅変動は、送受信間で搬送波に周波数偏差がある場合に、周波数変換後に起こる。

パルス波形の振幅変動の影響が軽減される様子を図２６に示す。図２６の上段は、周波数偏差が存在するときの変換後のパルス波形S1932I(S1732I)、S1932Q(S1732Q)の包絡線を示しており、下段はその相関出力を示している。簡単のため、上段においては拡散符号が施されていないものとする。このとき、図１８の構成であると、相関値は上段の信号の１情報単位（ビット）時間の積分値となるため、振幅の変動の影響が大きくなり、下段の曲線のように、符号相関部1740の出力、即ち加算部1743が出力する相関値の振幅成分(S1743)は小さいものとなる。

図２０の構成をとれば、積分区間が短くなるため、振幅の変動の影響を少なくすることができ、下段の階段波形のように、符号相関部1940の出力、即ち同位相積分部1944が出力する相関出力(S1944)は改善される。

以上の効果を計算機シミュレーションによって確かめた結果を図２７に示す。図２７は横軸に１ビット当たりのエネルギー対電力雑音密度（Eb/N0）、縦軸は捕捉確率１％となるために必要な信号捕捉時間を１情報単位（ビット）を基準にして示してある。また伝送レートは２５０ｋｂｐｓ、パルス間間隔は３２ナノ秒であり、周波数偏差は４０ｐｐｍと想定している。図２７より、分割数ｍ＝１に対して、ｍ＝４の方が大幅に信号捕捉時間が低減される。

また、図２０の構成をとり、かつ同期捕捉時の送信信号の拡散符号系列長の１情報単位（ビット）あたりのパルス数に対する分割数ｍと、同位相積分部1944での積分回数ｎは上記では一致しているが、双方が異なってもよい。例えば、ｍ分割して、ｎ＝２×ｍの積分回数とした場合、信号検出・同期制御部1950に入力される信号の信号対電力雑音比が改善され、同期捕捉確率が向上する。

なお、１情報単位（ビット）あたりのパルス数に比べ、拡散符号の系列長が１／ｍとなることから、１情報単位（ビット）あたりの拡散符号に周期性が生じ、ランダム性が低下する。そのため、他の通信システムへの干渉が増す。従って、本実施形態は、他の通信システムとの距離が比較的長く、干渉の影響が軽減される場合に適用して好適である。

＜第６の実施形態＞
本発明の受信装置の第６の実施形態を図２８に示す。本実施形態は、図１７の構成をより具体的に示した更に別の構成例である。図２８の構成では、図２０の構成で備わっていた乗算部1931I、1931Q、積分部1932I、1932Qが省略されている。

図２８において、0000はアンテナ、2710はＲＦフロントエンド部（RFFE）、2720は周波数変換部1620を成す周波数変換部、2730は逐次サーチ部1630を成す逐次サーチ部、2740は符号相関部1640を成す符号相関部、2750は信号検出・同期制御部（FIND・SYNCCTL）、2760は復調部（DEMOD）を示す。更に、2721I、2721Qは乗算部（MIX）、2722I、2722QはＬＰＦ、2723はローカル信号生成部（LO）、2724は９０度位相器（90PH）、2731I、2731Qはサンプリング部（SAMP）、2732はタイミング信号生成部（TMSIGG）、2741I、2741Qはマッチドフィルタ（MF）、2742I、2742Qは絶対値／２乗器（ABS/SQR）、2743は加算部（ADD）、2744は同位相積分部（INPHINT）を示す。
アンテナ0000、RFフロントエンド部2710は、図１７におけるアンテナ0000、RFフロントエンド部1610と同等の機能を有するものである。

また、タイミング信号生成部2732、信号検出・同期制御部2750は、図２のタイミング信号生成部0224、信号検出・同期制御部0240と同等の機能を有する。

RFフロントエンド部2710から出力された受信信号は、乗算部2721I、2721Qにおいてローカル信号と乗算される。このローカル信号は、ローカル信号生成部2723から出力された信号を９０度位相器2724によって、互いに９０度位相が異なるよう出力されたものである。乗算部2721I、2721Qによって乗算された信号は、それぞれLPF2722I、2722Qによって高域成分が除去され、元のパルス波形が抽出される。

上記パルス波形の両成分は、サンプリング部2731I、2731Qにおいて、タイミング信号生成部2732から出力されるタイミングクロックを基準に、それぞれサンプリング、量子化される。

上記量子化された信号は、それぞれマッチドフィルタ2741I、2741Qに入力され、拡散符号との相互相関が計算される。このマッチドフィルタ2741I、2741Qは、図２におけるマッチドフィルタ0230と同等の機能を有する。

絶対値／２乗器2742I、2742Qは、上記相互相関値のＩ成分、Ｑ成分の絶対値又は２乗を求め、加算部2743は、それぞれの和を求め、相互相関値の振幅成分を求める。更に、同位相積分部2744は、上記相互相関値の振幅成分を所定回数、同一位相で加算する。即ち、上記相互相関値の振幅成分のそれぞれの成分に対して、所定回数加算する。

信号検出・同期制御部2750は、上記同位相積分部2744から出力された相互相関値の振幅成分の積分値のピーク値を検出し、上記ピーク値と予め設定された閾値との比較を行なう。

上記相互相関値の振幅成分のピーク値が上記閾値より小さかった場合、信号検出・同期制御部2750は、信号は存在しないものと判断し、タイミング信号生成部2732にタイミングシフト制御信号を送る。タイミング信号生成部2732は、上記タイミングシフト制御信号に応じて出力タイミングをシフトし、タイミングクロックを生成する。

上記相互相関の振幅成分のピーク値が上記閾値より大きかった場合、信号検出・同期制御部2750は、必要に応じて同期チェックを行ない、以降マッチドフィルタ2741I、2741Qの出力である、上記相互相関値が、復調部2760に渡される。復調部2760において、信号検出・同期制御部2750からのタイミング制御信号を用いて１情報単位（ビット）時間での同期（ビット同期）が行なわれ、その後データ復調が行なわれる。

上記構成をとる場合、同期捕捉時の送信信号に施される拡散符号は、データ伝送時のデータ伝送時の１情報単位（ビット）あたりのパルス数に比べ、その系列長が１／ｍとなる。図２８におけるマッチドフィルタ2741I、2741Qは、それに対応した遅延数と係数系列を有する。そして、同位相積分部2744において、ｍ回の積分が、それぞれの成分に対して行なわれる。

復調部2760は、図２０の復調部1960と同等な機能を有する。

図２８で示した構成の逐次サーチ部2730において、図２０で具備していた乗算部1931I、1932Q、積分部1932I、1932Qが不要になっているため、実装する際にアナログ部の規模が小さくなり、またテンプレートパルス生成部、積分部、サンプリング部を高精度に同期して作動させるための、複雑さを解消することができる。

なお、本実施形態では乗算部及び積分部による雑音抑圧効果が得られないので、本実施形態は、第５の実施形態の場合に比べて受信が比較的高い信号対雑音比で行なわれる場合に適用して好適である。

＜第７の実施形態＞
本発明の受信装置の第７の実施形態を図２９に示す。本実施形態は、図１の構成をより具体的に示した更に別の構成例である。

図２９において、0000はアンテナ、2810はＲＦフロントエンド部（RFFE）、2820は逐次サーチ部0120を成す逐次サーチ部、2830はマッチドフィルタ（MF）、2840は信号検出・同期制御部（FIND・SYNCCTL）、2850は復調部（DEMOD）を示す。更に、2821は乗算部（MLT）、2822は積分部又はＬＰＦ部（INT/LPF）、2823はサンプリング部（SAMP）、2824はタイミング信号生成部（TMSIGG）、2825は可変テンプレートパルス生成部（VTEMPPLSG）をそれぞれ示す。

アンテナ000、ＲＦフロントエンド部2810は図１におけるアンテナ0000、ＲＦフロントエンド部0110と同等の機能を有する。

ＲＦフロントエンド部2810から出力された受信信号は、乗算部2821において、テンプレートパルス生成部で出力されたテンプレートパルスと乗算され、積分部又はＬＰＦ部2822において積分又は高域成分が除去され、パルス相関信号が出力される。

可変テンプレートパルス生成部2825は、タイミング信号生成部2824からのタイミングクロックS2824aに同期してテンプレートパルスS2825を生成し、乗算部2821に出力する。また、積分リセットタイミングはタイミング信号生成部2824からのタイミングクロックで制御される。

サンプリング部2823において、上記パルス相関信号はテンプレートパルスの生成タイミングと同一周期でサンプリング、量子化される。この上記サンプリングタイミングは、タイミング信号生成部2824から出力されるタイミングクロックで制御される。

上記、テンプレートパルス生成部2825、積分部2822、サンプリング部2823にそれぞれ入力されるタイミングクロックは、タイミング信号生成部2824にて生成される。それぞれのタイミングクロック信号は、周期が同一であり、出力タイミングは所定の関係に関係付けられている。

テンプレートパルス生成部2825から生成されるテンプレートパルスS2825は、図３９で示したテンプレート波形列生成部3660から生成されるテンプレート波形列とは異なり、極性がすべて同一のパルス列である。

上記量子化された信号は、マッチドフィルタ2830に入力され、拡散符号との相互相関が計算される。マッチドフィルタ2830は、図２におけるマッチドフィルタ0230と同等の機能を有する。

信号検出・同期制御部2840は、上記マッチドフィルタ2830から出力された相互相関値のピーク値を検出し、上記ピーク値と予め設定された閾値との比較を行なう。

上記相互相関値のピーク値が上記閾値より小さかった場合、信号検出・同期制御部2840は、信号は存在しないものと判断し、タイミング信号生成部2824にタイミングシフト制御信号を送る。タイミング信号生成部2824は、上記タイミングシフト制御信号に応じて、出力タイミングをシフトしタイミングクロックを生成する。

上記相互相関のピーク値が上記閾値より大きかった場合、信号検出・同期制御部2840は、可変テンプレートパルス生成部2825に制御信号S2840aを送り、テンプレートパルスの波形を変化させる。以降、受信装置は、上記と同様の動作を行なう。

受信装置が所定の回数、上記動作を繰り返した後、相互相関値のピーク値が予め設定された閾値より大きかった場合、信号検出・同期制御部2840は、信号が存在するとして、必要に応じて同期チェックを行ない、以降マッチドフィルタ2830の出力である相互相関値が、復調部2850に渡される。復調部2850は、信号検出・同期制御部2840からのタイミング制御信号を用いてデータ復調を行なう。

図３０は、可変テンプレートパルス生成部2825の構成例を示したものである。2911はテンプレートパルス生成部１（TEMPPLSG1）、2912はテンプレートパルス生成部２（TEMPPLSG2）を示す。

信号検出・同期制御部2840からのテンプレートパルス波形制御信号S2840aにより、テンプレートパルス生成部１2911又はテンプレートパルス生成部２2912のどちらを用いるかの選択が行なわれる。選択されたテンプレートパルス生成部１2911又はテンプレートパルス生成部２2912は、タイミング信号生成部2824からのタイミングクロックS2824aを用い、テンプレートパルスS2825を生成して出力する。

図３１にこの場合の同期捕捉手順の例を示す。初めにテンプレートパルス生成部１2911に設定しておき（手順3001）、第１のパルス同期及び拡散符号同期点を探索する（手順3002）。その後、テンプレートパルス生成部２2912に設定変更し（手順3004）、第２のパルス同期・及び拡散符号同期点を探索する（手順3005）。

図３２にその動作波形例を示す。上段が受信信号、中段がテンプレートパルス生成部１2911を選択したときの、第１のテンプレートパルス波形、下段はテンプレートパルス生成部２2912を選択したときの、第２のテンプレートパルス波形を示す。それぞれのテンプレートパルス生成部１2911、２2912からパルス波形において、テンプレートパルス生成部１2911から生成されるパルス幅の方が、テンプレートパルス生成部２2912から生成されるパルス幅よりも広くとることが望ましい。

まず幅の広い第１のテンプレート波形により、おおまかに受信信号のパルス位置を探索する。次に第２のテンプレート波形を用い、詳細にパルスがある位置を探索する。

そのような構造をとることにより、探索位置を広いところから狭いところへ移して効率よく探索することができるため、同期捕捉時間を改善することができる。

以上の効果を計算機シミュレーションによって確かめた結果を図３３示す。図３３は横軸に１ビット当たりのエネルギー対電力雑音密度（Eb/N0）、縦軸は捕捉確率１％となるために必要な信号捕捉時間を１情報単位（ビット）を基準にして示してある。また、伝送レートは２５０ｋｂｐｓ、パルス間間隔は３２ナノ秒、パルス幅は２ナノ秒である。図３３に示すように、第１のテンプレートパルス波形を２ナノ秒の矩形波を用い、第２のテンプレートパルス波形を送信パルス波形にしたとき（図３３のＡ）、テンプレートパルス波形として送信パルス波形のみを用いたとき（図３３のＢ）に比べて、信号捕捉時間を低減することができる。

本実施形態では、上記可変テンプレートパルス生成部が図２の第１の実施形態に適用されるが、上記可変テンプレートパルス生成部は、図１７の第３の実施形態や図２０の第５の実施形態にも適用可能である。その場合は、図１７の第３の実施形態や図２０の第５の実施形態におけるテンプレートパルス生成部が、上記可変テンプレートパルス生成部に変更される。また、上記可変テンプレートパルス生成部は、テンプレートを用いて同期検波を行なう全ての通信方式にも適用が可能である。

なお、本実施形態は、２個のテンプレートパルス生成部を用いる分、回路構成が複雑になるが、特に信号捕捉時間の低減が重視される通信システムに適用して好適である。

＜第８の実施形態＞
本発明の受信装置の第８の実施形態を図３４に示す。本実施形態においては、拡散符号のパルス同期とビット同期とが分離して行なわれる。

図３４において、0000はアンテナ、9810はＲＦフロントエンド部（RFFE）、9820は逐次サーチ部（SRLSRC）、9830は符号相関部（CODECRR）、9840は信号検出・同期制御部（FIND・SYNCCTL）、9850は復調部（DEMOD）、9860は電力測定部（MESPOW）をそれぞれ示す。

ＲＦフロントエンド部9810は、例えば上述した図３８に示す送信装置などにおいて、ＢＰＳＫ変調及び直接拡散されたパルス列をアンテナ0000で受信し、必要に応じて増幅や帯域制限、ノイズ除去などのＲＦ信号処理や周波数変換を行ない、受信信号を出力する。

以降の各部の動作を図３５弐示す同期捕捉時における手順の例を参照して説明する。逐次サーチ部9820において、受信信号におけるパルスの時間位置を探索する（手順9901）。逐次サーチ部9820でパルス周期ごとに出力される探索結果は、電力測定部9860に入力され、所定期間の平均電力が測定される（手順9902）。

信号検出・同期制御部9840は、測定された平均電力が閾値を超えたか否かによって信号の存在の有無を判定する（手順9903）。上記判定結果において、信号の存在が無いと判定された場合、信号検出・同期制御部9840は、逐次サーチ部における次回の探索位置を制御し（手順9906）、手順9901に戻る。

上記判定結果において、信号の存在が有ると判定された場合は、必要に応じて同期チェックを行った後、符号相関部9830に上記探索結果が入力され、拡散符号との相互相関値が計算される（手順9904）。上記相互相関値のピーク値が検出され（手順9905）、信号検出・同期制御部0240は、必要に応じて同期チェックを行なった後追跡モードとなる。以降ピークタイミングで復調部9850に相互相関値が入力され、データ復調が行なわれる。

本実施形態において、パルス位置の探索と拡散符号との同期を時間的に分割して行なうことにより、符号相関部9840をパルス位置の探索時には動作させずにでき、消費電力の低減が期待できる。また、パルス位置探索から探索位置制御までの経路中の素子が少なくなるため、第１の実施例にくらべ遅延が減少し、高速な制御が可能となる。ただし、本実施形態は、第１の実施形態と比較して雑音特性が悪くなるため、信号電力対雑音電力比が良い環境時において有効である。

ここで、以上の本発明による第１〜第８の実施形態の受信装置のいずれかを用いた通信装置（送受信装置）の例を図３６に示す。

図３６において、0000はアンテナ、3301はスイッチ（SW）、3302はＵＷＢ送信器（UWBTX）、3303はＵＷＢ送信器（UWBRX）、3304はベースバンド部（BB）、3305はアプリケーション部（APL）を示す。ベースバンド部3304は、アプリケーション部3305から送信すべきデータを受け取り、ベースバンド処理を行なって送信データを生成する。ＵＷＢ送信器3302はＵＷＢ通信方式によって送信データを送信する。ＵＷＢ送信器3302は、例えば図３８のように構成される。

ＵＷＢ受信器3303は、本発明による受信装置である。受信装置によって復調されたデータは、ベースバンド部3304へ送られ、ベースバンド処理がなされる。ベースバンド処理がなされたデータは、アプリケーション部で活用される。スイッチ3301は送受信の信号を切り替えるために用いられる。

本発明に係る受信装置の第１の実施形態を説明するための構成図。第１の実施形態の受信装置の詳細例を説明するための構成図。第１の実施形態における同期捕捉の手順を説明するためのフローチャート。第１の実施形態のマッチドフィルタの例を説明するための構成図。第１の実施形態のマッチドフィルタの動作を説明するための図。第１の実施形態の逐次サーチ部におけるパルス同期達成時の各部波形を説明するための図。第１の実施形態の逐次サーチ部におけるパルス同期未達成時の各部波形を説明するための図。第１の実施形態における同期捕捉時間の短縮の効果を説明するための図。第１の実施形態のタイミング信号生成部の例を説明するための構成図。第１の実施形態のタイミング信号生成部の別の例を説明するための構成図。タイミング信号生成部における各クロック波形を説明するための図。第１の実施形態の信号検出・同期制御部の例を説明するための構成図。第１の実施形態における同期捕捉手順の例を説明するためのフローチャート。第１の実施例における同期捕捉手順の別の例を説明するためのフローチャート。第１の実施例における同期捕捉手順の更に別の例を説明するためのフローチャート。本発明の第２の実施形態を説明するための構成図。本発明の第３の実施形態を説明するための構成図。第３の実施形態の受信装置の詳細例を説明するための構成図。本発明の第４の実施形態を説明するための構成図。本発明の第５の実施形態を説明するための構成図。第５の実施形態における拡散符号長を説明するための図。第５の実施形態における復調部の例を説明するための構成図。第５の実施形態における同期捕捉の手順の例を説明するためのフローチャート。第５の実施形態における復調部の別の例を説明するための構成図。第５の実施形態における同期捕捉の手順の別の例を説明するためのフローチャート。第５の実施形態における相関出力の改善効果を説明するための図。第５の実施形態における相関出力の改善効果を説明するための曲線図。本発明の第６の実施形態を説明するための構成図。本発明の第７の実施形態を説明するための構成図。第７の実施形態における可変テンプレートパルス生成部の例を説明するための構成図。第７の実施形態における同期捕捉の手順の例を説明するためのフローチャート。第７の実施形態における可変テンプレートパルスを説明するための図。第７の実施形態の効果を説明するための曲線図。本発明の第８の実施形態を説明するための構成図。第８の実施形態における同期捕捉の手順の例を説明するためのフローチャート。本発明の受信装置を用いた通信装置の例を説明するための図。ウルトラワイドバンドインパルスラジオ通信における信号の波形を説明するための図。直接拡散型ＵＷＢ−ＩＲ送信装置の例を説明するための構成図。直接拡散型ＵＷＢ−ＩＲ受信装置の例を説明するための構成図。図３９の受信装置における同期捕捉時の各波形の時間関係を説明するための図。変調パルス波形を周波数変換した後のパルス波形を説明するための図。

符号の説明

0000…アンテナ、0110，1610，0210…RFフロントエンド部(RFFE)、0120，1630，0220…逐次サーチ部(SRLSRC)、0130，1640…符号相関部(CODECORR)、0140，1650，0240…信号検出・同期制御部(FIND・SYNCCTL)、0150，1660，0250…復調部(DEMOD)、1620…周波数変換部(FRQCONV)、0221…乗算部(MLT)、0222…積分部又はＬＰＦ部（積分フィルタ部）(INT/LPF)、0223…サンプリング部（SAMP）、0224…タイミング信号生成部(TMSIGG)、0225…テンプレートパルス生成部(TEMPPLSG)、0230…マッチドフィルタ(MF)、0401…遅延回路、0402…乗算回路、0403…加算回路。

Claims

拡散符号によって拡散されたパルス信号を受信信号として受信する同期検波方式の受信装置であって、
逐次サーチにより上記受信信号のパルス位置を探索する逐次サーチ部と、
上記パルス信号のパルス周期毎に出力される探索結果出力と上記拡散符号との相互相関を求め、上記相互相関の値を出力する符号相関部と、
上記相互相関の値のピークを検出して受信信号の有無を判断し、その判断結果を基に上記逐次サーチ部におけるパルス位置の次回探索位置を制御する信号検出・同期制御部とを具備して成ることを特徴とする受信装置。
請求項１において、
上記逐次サーチ部は、
パルス同期のためのテンプレートパルスを生成するテンプレートパルス生成部と、
上記受信信号と上記テンプレートパルスとを乗算する乗算部と、
上記乗算された信号を積分するか又はその高域成分を除去する積分フィルタ部と、
上記積分フィルタ部の出力信号を所定のサンプリングタイミングでサンプリングして上記探索結果出力とするサンプリング部と、
上記テンプレートパルスの生成タイミングと、上記所定のサンプリングタイミングと、上記積分フィルタ部の積分リセットタイミングとを制御するタイミングクロックを生成するタイミング信号生成部とを具備し、
上記タイミングクロックを生成するタイミングは、上記信号検出・同期制御部によって制御されることを特徴とする受信装置。
請求項２において、
上記テンプレートパルスは、同一極性のパルスで構成されるパルス波形列であることを特徴とする受信装置。
請求項１において、
上記符号相関部は、複数の遅延回路と、上記複数の遅延回路によって遅延された複数の信号の各々と所定の係数系列を乗算する乗算回路と、上記乗算回路の出力信号を加算する加算回路とを具備するマッチドフィルタであることを特徴とする受信装置。
請求項１において、
上記信号検出・同期制御部は、上記相互相関の値のピークと予め決められている閾値とを比較することにより、信号の有無を判断することを特徴とする受信装置。
請求項１において、
上記逐次サーチ部は、
上記受信信号を所定のサンプリングタイミングでサンプリングするサンプリング部と、
上記所定のサンプリングタイミングを制御するタイミングクロックを生成するタイミング信号生成部とを有し、
上記タイミングクロックを生成するタイミングは、上記検出・同期制御部によって制御されることを特徴とする受信装置。
請求項２において、
上記テンプレートパルス生成部は、選択して用いられる互いに異なる複数のテンプレートパルスを生成することを特徴とする受信装置。
請求項１において、
上記受信信号は、上記拡散符号によって拡散されたパルス信号で変調された搬送波を周波数変換することによって得られた信号であることを特徴とする受信装置。
請求項８において、
上記受信信号は、同相成分と直交成分とからなり、各成分毎に上記逐次サーチ部が備えられ、
上記符号相関部は、上記相互相関を各成分毎に求め、上記同相成分のために求めた第１の相互相関と、上記直交成分のために求めた第２の相互相関との２乗和又は絶対値の和によって求まる振幅成分を上記相互相関の値として出力することを特徴とする受信装置。
請求項８において、
上記受信信号は、同相成分と直交成分とからなり、各成分毎に上記逐次サーチ部が備えられ、
上記符号相関部は、上記相互相関を各成分毎に１情報単位時間の１／ｍの時間単位で求め、上記同相成分のために求めた第１の相互相関と、上記直交成分のために求めた第２の相互相関との２乗和又は絶対値の和によって求まる振幅成分をｎ回積分し、積分結果を上記相互相関の値として出力することを特徴とする受信装置。