JP4414446B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents

Description

本発明は、出力が５０Ｗ以下の比較的低出力で、安価に提供可能なスイッチング電源回路に関するものである。

図５は、リニアＡＣアダプタと呼ばれる初期の直流電源回路を示している。この図５において、ＡＣ入力端子１０、１１間に入力した商用の交流電圧Ｖｉは、トランス１２で所定の電圧に変換され、全波等の整流器１３で整流され、平滑コンデンサ１４で平滑化され、直流電圧Ｖｏと直流電流Ｉｏが直流出力端子１５、１６を介して負荷１７に供給される。
この図５に示したリニアＡＣアダプタと呼ばれる簡便で、安価な直流電源回路では、入力交流電圧Ｖｉが高かったり低かったりすると、図６に示すように、その高低に応じて出力電圧ＶｏがＶ１，Ｖ２，Ｖ３のように変化するだけでなく、特に問題となるのは、直流出力電流Ｉｏが増加すると、出力電圧Ｖｏが次第に低下する傾向にあることである。そのため、すでに出回っている電子機器などの負荷１７の中には、直流出力電流Ｉｏが増加すると、出力電圧Ｖｏが次第に低下する特性に合わせて設計されているものが多い。

最近は、出力が５０Ｗ以下の比較的低出力の直流電源回路には、図５に示すものに代えて、図７に示すようなＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ Ｃｈｏｋｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）方式のスイッチング電源回路が使用されてきている（非特許文献１）。
この図７において、＋側端子１８と−側端子１９との間に、ＡＣ電圧を整流した直流電圧が印加されると、起動抵抗２１を介してＭＯＳ・ＦＥＴからなる第１スイッチング素子２２のゲートに閾値電圧以上の電圧が瞬時に印加される。すると、第１スイッチング素子２２に微小なドレイン電流が流れ、これにより、フライバックトランス２４の励磁コイル２５に電圧が発生し、その影響でドライブコイル２７にも電圧が発生する。このドライブコイル２７に発生した電圧は、抵抗３１、３３，コンデンサ３４を介して第１スイッチング素子２２のゲートに加わり、これにより正帰還ループが形成されて、第１スイッチング素子２２は、図８（ａ）のｔ１時に瞬時にオン状態となる。このとき第１スイッチング素子２２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、図８（ａ）に示すように０となる。第１スイッチング素子２２がオン状態となったことにより、フライバックトランス２４には、＋側端子１８と−側端子１９の間に印加した直流電圧と略同等の電圧が印加され、ドライブコイル２７には、励磁コイル２５の巻数に対する出力コイル２６の巻数比によって決まる図８（ｄ）に示すような電圧Ｖｄが発生する。

このドライブコイル２７に発生する電圧Ｖｄにより、抵抗３１、フォトカプラ３２の受光素子４６を介してコンデンサ２８に充電が始まる。コンデンサ２８に充電される電圧Ｖｃは、図８（ｅ）に示すような波形となり、この電圧Ｖｃがｔ２時に第２スイッチング素子２３のベース・エミッタ間電圧Ｖｄｅに達すると、第２スイッチング素子２３にベース電流が流れてオン状態となる。第２スイッチング素子２３がオン状態になると、第１スイッチング素子２２のゲート・ソース間電圧が略０Ｖとなるため、第１スイッチング素子２２は、瞬時にオフ状態となる。第１スイッチング素子２２がオンしてからオフするまでの期間ｔ１〜ｔ２に、図８（ｂ）に示すように、励磁コイル２５に電流Ｉｄが流れる。

第１スイッチング素子２２がｔ２時にオフすると同時に、２次側の出力コイル２６に励磁コイル２５側とは正負反転した電圧が発生する。この電圧は、整流ダイオード４０，平滑コンデンサ４１でそれぞれ整流、平滑化されて負荷１７に供給される。このとき、出力コイル２６に流れる電流Ｉｏを図８（ｃ）に示す。この電流Ｉｏは、急激に立ち上がり、以後徐々に０に向って減少していき、整流ダイオード４０がオフするまで降下する。この整流ダイオード４０がオフするｔ３時と同時に、出力コイル２６の内部の残留磁束により、ドライブコイル２７に、図８（ｄ）に示す反転した電圧Ｖｄが発生し、再び第１スイッチング素子２２をオンにする。この間、コンデンサ２８には、抵抗２９とツェナーダイオード３０を介して反転した電圧Ｖｄにより負に充電される。この発振動作を繰り返すことで出力電圧が得られる。

ここで、抵抗４８で検出した出力電圧Ｖｏは、ツェナーダイオード４７の基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、その差分がフォトカプラ３２の発光素子４５に流れる。これにより、フォトカプラ３２の受光素子４６のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスが変化するので、第１スイッチング素子２２のオン期間にコンデンサ２８を充電する経路にある抵抗３１、フォトカプラ３２の受光素子４６，コンデンサ２８による時定数が変化する。すると、コンデンサ電圧Ｖｃが出力電圧Ｖｏに対応して、すなわち、出力電圧Ｖｏが高くなればそれだけ早くコンデンサ電圧ＶｃがＶｂｅに達し、逆に出力電圧Ｖｏが低くなればそれだけ遅くコンデンサ電圧ＶｃがＶｂｅに達する。コンデンサ電圧ＶｃがＶｂｅに達すると、第２スイッチング素子２３をオンして第１スイッチング素子２２をオフする。この時定数の変化により、ＶｃがＶｂｅに達するまでの時間が変化し、第１スイッチング素子２２のオン期間がコントロールされ、出力電圧Ｖｏが安定する。
なお、図７において、励磁コイル２５と並列に、スイッチング電源における切り替わりの過渡状態で発生する高いスパイク電圧を防止するため、ダイオード３５，コンデンサ３６，抵抗３７からなるスナバー回路３８が接続されている。

戸川治朗著「実用電源回路設計ハンドブック」ＣＱ出版、１９９９年３月１日第１７版発行、Ｐ．１４０〜１４７。

図７に示すスイッチング電源回路は、図５に示す直流電源回路に比較して、回路は複雑であるが、図９に示す特性図のように、商用の入力交流電圧Ｖｉが高かったり低かったりしても、出力電圧ＶｏはＶ１，Ｖ２，Ｖ３のように略一定となるだけでなく、出力電流Ｉｏが増加しても出力電圧Ｖｏにほとんど変化がなく一定となる。また、発信周波数が数十〜数百ｋＨｚときわめて高いため、特にトランスが極めて小型化され、それに伴って全体の構成も小型化されている。
しかしながら、すでに出回っている負荷１７の中には、直流出力電流Ｉｏが増加するに従い出力電圧Ｖｏが次第に低下する旧来の直流電源回路の特性（図６）に合わせて設計されているものが数多く存在し、そのため、図５に示す旧来の直流電源回路に代えて図７に示すスイッチング電源回路を使用すると、負荷１７が正常に作動しなくなる恐れがある。
また、図７に示すスイッチング電源回路は、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、フォトカプラ３２の発光素子４５に電流が流れて発光し、これを受光素子４６が受光して受光素子４６，コンデンサ２８による時定数が変化するように構成されているため、特に、フォトカプラ３２や出力電圧Ｖｏの検出回路など、高価な素子を必要とする、という問題があった。

本発明は、安価、小型で、旧来の直流電源回路と同等の特性を有するスイッチング電源回路を提供することを目的とするものである。

本発明によるスイッチング電源回路は、１次側に励磁コイル６３，ドライブコイル６５を有し、２次側に出力コイル６４を有するフライバックトランス６２と、前記ドライブコイル６５から電圧が印加されて自励発振し、前記励磁コイル６３を励磁するバイポーラトランジスタからなる第１スイッチング素子６０と、この第１スイッチング素子６０のスイッチングタイムを制御するバイポーラトランジスタからなる第２スイッチング素子５４と、この第２スイッチング素子５４のベース・エミッタ間に接続され、前記ドライブコイル６５からの電流を、インピーダンス回路を介して供給されるタイミングコンデンサ５５とを具備し、前記励磁コイル６３にＡＣ電圧を整流した直流電圧を供給し、スイッチングして前記出力コイル６４から出力するようにしたスイッチング電源回路において、前記フライバックトランス６２に、前記出力コイル６４と磁気的に密に結合したセンシングコイル６６を設け、このセンシングコイル６６を、ツェナーダイオード５６を介して前記タイミングコンデンサ５５に接続し、前記センシングコイル６６から出力される交流電圧を整流平滑化して２次側直流電圧として検出した検出電圧と、前記ツェナーダイオード５６の基準電圧との差分を前記タイミングコンデンサ５５に供給して充放電時間を変化させて前記第２スイッチング素子５４のスイッチングのタイミングを変化させることにより、前記第１スイッチング素子６０のスイッチングタイムを制御するようにし、前記インピーダンス回路の設定によって出力電流が増加するに従い出力電圧が低くなる特性を調整するようにしたことを特徴とする。
タイミングコンデンサ５５に接続されるインピーダンス回路は、抵抗５３からなる例、抵抗５３と、抵抗６７とコンデンサ６８の並列回路とを直列に接続したものからなる例、抵抗５３とインダクタ６９の直列回路からなる例などにより、出力電圧と出力電流の関係を表す特性を変えることができる。

請求項１記載の発明によれば、フライバックトランスに、出力コイルと磁気的に密に結合したセンシングコイルを設け、このセンシングコイルを、ツェナーダイオードを介してタイミングコンデンサに接続し、センシングコイルから出力される交流電圧を整流平滑化して２次側直流電圧として検出した検出電圧と、ツェナーダイオードの基準電圧との差分をタイミングコンデンサに供給して充放電時間を変化させて第２スイッチング素子のスイッチングのタイミングを変化させることにより、第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御するようにしたので、すでに出回っている電子機器などの負荷であって、直流出力電流Ｉｏが増加すると、出力電圧Ｖｏが次第に低下する特性に合わせて設計されているものに使用されるＡＣアダプタとして好適である。また、フォトカプラや出力電圧Ｖｏの検出回路などにより１次側にフィードバックする必要がなく、しかも、１次側と２次側の間の絶縁が容易になり、さらに、高価な素子を必要とせず、安価に提供できると共に、発信周波数が数十〜数百ｋＨｚときわめて高いため、特にトランスが極めて小型化され、それに伴って全体の構成も小型化できる。

タイミングコンデンサに接続されるインピーダンス回路は、抵抗を用いたり、抵抗と、抵抗とコンデンサの並列回路とを直列に接続したものを用いたり、抵抗とインダクタの直列回路からなるものを用いたりすることで、直流出力電流Ｉｏが増加すると、出力電圧Ｖｏが次第に低下する特性を任意に調整することができる。

本発明のスイッチング電源回路は、１次側に励磁コイル６３，ドライブコイル６５を有し、２次側に出力コイル６４を有するフライバックトランス６２と、前記ドライブコイル６５から電圧が印加されて自励発振し、前記励磁コイル６３を励磁するバイポーラトランジスタからなる第１スイッチング素子６０と、この第１スイッチング素子６０のスイッチングタイムを制御するバイポーラトランジスタからなる第２スイッチング素子５４と、この第２スイッチング素子５４のベース・エミッタ間に接続され、前記ドライブコイル６５からの電流を、インピーダンス回路を介して供給されるタイミングコンデンサ５５とを具備し、前記励磁コイル６３にＡＣ電圧を整流した直流電圧を供給し、スイッチングして前記出力コイル６４から出力するようにしたＲＣＣ方式が採用され、前記フライバックトランス６２に、前記出力コイル６４と磁気的に密に結合したセンシングコイル６６を設け、このセンシングコイル６６を、ツェナーダイオード５６を介して前記タイミングコンデンサ５５に接続し、前記センシングコイル６６から出力される交流電圧を整流平滑化して２次側直流電圧として検出した検出電圧と、前記ツェナーダイオード５６の基準電圧との差分を前記タイミングコンデンサ５５に供給して充放電時間を変化させて前記第２スイッチング素子５４のスイッチングのタイミングを変化させることにより、前記第１スイッチング素子６０のスイッチングタイムを制御する。

タイミングコンデンサ５５に接続されるインピーダンス回路は、抵抗５３のみによる例、抵抗５３と、抵抗６７とコンデンサ６８の並列回路とを直列に接続したものからなる例、抵抗５３とインダクタ６９の直列回路からなる例などにより、直流出力電流Ｉｏが増加すると、出力電圧Ｖｏが次第に低下する特性を任意に調整する。

本発明によるスイッチング電源回路の実施例１を示す図１において、商用のＡＣ電源４９を整流器１３で整流した直流電源を＋側端子１８と−側端子１９との間に供給し、これらの端子１８，１９間に、平滑コンデンサ２０と、起動用抵抗５０とバイポーラトランジスタからなる第２スイッチング素子５４との直列回路と、フライバックトランス６２の励磁コイル６３とバイポーラトランジスタからなる第１スイッチング素子６０との直列回路とを互いに並列に接続する。前記第１スイッチング素子６０のベースは、前記起動用抵抗５０と第２スイッチング素子５４の接続点と、コンデンサ５１の一端と、ダイオード６１のカソードとに接続され、このダイオード６１のアノードは第１スイッチング素子６０のエミッタに接続されている。前記コンデンサ５１の他端には、抵抗５２，インピーダンス回路としての充電抵抗５３，タイミングコンデンサ５５を介して−側端子１９に接続され、充電抵抗５３とタイミングコンデンサ５５の接続点は、前記第２スイッチング素子５４のベースとツェナーダイオード５６のアノードに接続されている。

前記フライバックトランス６２には、前記励磁コイル６３に加えて、出力コイル６４とドライブコイル６５とセンシングコイル６６が設けられている。特に、本発明では、前記出力コイル６４とセンシングコイル６６は、磁気的に密に結合し、かつ、同極性に設けられている。前記ドライブコイル６５とセンシングコイル６６との接続点は、前記−側端子１９と平滑コンデンサ５８の一端に接続され、前記ドライブコイル６５の他端は、前記抵抗５２と充電抵抗５３の接続点に接続され、前記センシングコイル６６の他端は検波ダイオード５９のアノードに接続され、この検波ダイオード５９のカソードは、前記平滑コンデンサ５８の他端に接続されると共に、抵抗５７を介して前記ツェナーダイオード５６のカソードに接続されている。

前記フライバックトランス６２の出力コイル６４の一端には、整流ダイオード４０を介して平滑コンデンサ４１の一端に接続されると共に、出力端子４２を介して負荷１７の一端に接続され、また、前記出力コイル６４の他端には、前記平滑コンデンサ４１の他端に接続されると共に、出力端子４３を介して前記負荷１７の他端に接続されている。
前記励磁コイル２５と並列に、スイッチング電源における切り替わりの過渡状態で発生する高いスパイク電圧を防止するため、ダイオード３５，コンデンサ３６，抵抗３７からなるスナバー回路３８が接続されている。
なお、フライバックトランス６２の励磁コイル６３，出力コイル６４，ドライブコイル６５，センシングコイル６６における黒点側が巻きはじめを表している。

以上のような構成における作用を図２に基づき説明する。
＋側端子１８と−側端子１９の間に直流電圧が印加されると、起動用抵抗５０を通って第１スイッチング素子６０のベースに電流が流れ、発振が開始し、図２のｔ１時に瞬時に第１スイッチング素子６０がオン状態になる。この第１スイッチング素子６０がオン状態になると、この第１スイッチング素子６０のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが図２（ａ）に示すように、略０Ｖになるので、励磁コイル６３には、＋側端子１８の電圧に等しい電圧Ｖｉが発生し、また、ドライブコイル６５には、励磁コイル６３の巻き数をＮ１とドライブコイル６５の巻き数をＮ２としたとき、電圧Ｖｉ×Ｎ２／Ｎ１倍の電圧Ｖｄが発生する。同時に、出力コイル６４とセンシングコイル６６には、図２（ｆ）に示すような電圧Ｖｉ×Ｎ３／Ｎ１＝Ｖｅが発生するが、出力コイル６４は極性が逆であり、整流ダイオード４０，検波ダイオード５９には、電流が流れない。

前記ドライブコイル６５に発生した電圧Ｖｄは、抵抗５２とコンデンサ５１を介して第１スイッチング素子６０のベースに電流を流してオン状態を保持している。同時に充電抵抗５３を通してタイミングコンデンサ５５を充電する。図２（ｂ）に示すタイミングコンデンサ５５の電圧Ｖｃが第２スイッチング素子５４のＶｂｅに達すると、第２スイッチング素子５４はｔ２時にオンし、第２スイッチング素子５４のコレクタに接続されている第１スイッチング素子６０のベースは、第２スイッチング素子５４を介して−側端子１９の−側電位になり、オフ状態になる。
ここで、第１スイッチング素子６０がオンしてからオフするまでに第１スイッチング素子６０のコレクタと励磁コイル６３に流れる電流Ｉｄは、図２（ｃ）に示すような鋸歯状波形となる。

ｔ２時に第１スイッチング素子６０がオフすると、励磁コイル６３，ドライブコイル６５，センシングコイル６６，出力コイル６４は、フライバック原理により、それぞれ電圧の極性が反転するので、出力コイル６４は、出力側に図２（ｄ）に示すような電流Ｉｏを供給する。この電流Ｉｏを供給している間、励磁コイル６３には、図２（ａ）に示すような電圧が発生する。また、ドライブコイル６５には、図２（ｅ）に示すような電圧Ｖｄが発生し、センシングコイル６６には、図２（ｆ）に示すような電圧Ｖｅが発生する。

ｔ２時にフライバック原理により、それぞれ電圧の極性が反転した瞬間、第２スイッチング素子５４のベース・エミッタ間に接続されたタイミングコンデンサ５５は、電圧が反転したドライブコイル６５により、充電抵抗５３を介して図２（ｂ）のように逆方向に充電を開始する。この状態は、ドライブコイル６５の電圧極性が再び反転するｔ３時まで続く。

図２（ｃ）に示すように、ｔ２時に励磁コイル６３の電流Ｉｄが停止した瞬間、この励磁コイル６３に蓄積した磁気エネルギーは、
（１／２）・Ｌ・Ｉｄ・Ｉｄ（Ｌは励磁コイル６３のインダクタンス）
であり、このエネルギーが出力コイル６４により整流ダイオード４０を介して図２（ｄ）の電流Ｉｏのように放出される。ｔ３時点で放出が完了すると同時に、出力コイル６４の電流Ｉｏが停止するので、フライバック原理により瞬間にしてすべてのコイルの極性が反転する。

ドライブコイル６５から抵抗５２，コンデンサ５１を介して第１スイッチング素子６０にベース電流が流れ、この第１スイッチング素子６０がオン状態になり、図２のｔ１時に戻る。ｔ１〜ｔ３を１周期としてこれを繰り返し、出力側の電力を負荷１７に供給する。

つぎに、出力電圧を図３の特性図のように制御する方法を説明する。
出力電圧Ｖｏは、出力コイル６４に発生する電圧Ｖｅを整流ダイオード４０と平滑コンデンサ４１で整流、平滑化したものであり、図７に示す従来のＲＣＣ方式の回路では、この出力電圧Ｖｏを出力側で直接検出し、フォトカプラ３２等を用いて１次側にフィードバックして出力電圧Ｖｏの制御を行っていた。
しかるに、本発明では、出力コイル６４と電磁結合を密にした同極性のセンシングコイル６６を設け、センシングコイル６６に発生する電圧Ｖｅが出力コイル６４に発生する電圧Ｖｅに近似していることを利用し、センシングコイル６６に発生する電圧Ｖｅを、検波ダイオード５９と平滑コンデンサ５８で整流、平滑化して直流のセンシング電圧を得て、間接的に出力電圧Ｖｏとして検出し、これを使用して出力電圧Ｖｏを制御している。

例えば、出力電圧Ｖｏが設定値より高くなったものとすると、上述のように、電圧Ｖｅも高くなり、ダイオード５９とコンデンサ５８で整流・平滑化されたセンシングコイル６６からの直流電圧が抵抗５７，ツェナーダイオード５６を介してタイミングコンデンサ５５に供給されて充電電流Ｉｃを増加させるので、このタイミングコンデンサ５５の充電電圧Ｖｃが第２スイッチング素子５４のＶｂｅ間電圧に到達する時間が図２（ｂ）の１点鎖線で示すｔ４１時のように短くなる。その結果、第１スイッチング素子６０のオン期間が短くなるので、出力電圧Ｖｏは低くなる。

逆に、出力電圧Ｖｏが設定値より低くなったものとすると、ツェナーダイオード５６がオフしてセンシングコイル６６からの充電電流がなくなり、充電抵抗５３側からだけの充電となるので、タイミングコンデンサ５５の充電電圧Ｖｃが第２スイッチング素子５４のＶｂｅ間電圧に到達する時間が図２（ｂ）の２点鎖線で示すｔ４２時のように長くなる。その結果、第１スイッチング素子６０のオン期間が長くなるので、出力電圧Ｖｏは高くなる。
このようにして、タイミングコンデンサ５５の充電時間を制御することで，第１スイッチング素子６０のオン時間を制御し、出力電圧Ｖｏを一定に保っている。

このスイッチング電源回路の出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏの特性は、図３に示すように、出力電流Ｉｏが増加するに従い出力電圧Ｖｏが低くなる。その理由は、センシングコイル６６に発生する電圧Ｖｅが、出力コイル６４に発生する電圧Ｖｅと、これを整流・平滑化した電圧Ｖｏとは、正確に一致しておらず、負荷１７側に流れる電流Ｉｏが増加すると、出力線のインピーダンスによる電圧降下分は制御できないということにある。本発明は、この特性を巧みに利用したものである。

この出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏの特性を、図３に示したように、出力電流Ｉｏが増加するに従い出力電圧Ｖｏが低くなる特性Ｖｏ１やＶｏ２に任意に補正するためには、充電抵抗５３をインピーダンス回路網に置き換え、タイミングコンデンサ５５の充電曲線を変えることにより実現できる。その詳細を図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に基づき説明する。
・図４（ａ）において、インピーダンス回路網が
（ａ１）は、充電抵抗５３のみの場合、
（ａ２）は、抵抗５３に直列に、抵抗６７とコンデンサ６８の並列回路を付加した場合、
（ａ３）は、抵抗５３にインダクタ６９を直列に付加した場合
をそれぞれ示している。
・図４（ｂ）は、上記３種類の回路網を通してタイミングコンデンサ５５を充電するときの充電電流特性を、横軸を時間、縦軸を電流で示したもので、この図４（ｂ）において、
実線（Ｉａ１）は、前記（ａ１）に対応し、
点線（Ｉａ２）は、前記（ａ２）に対応し、
一点鎖線（Ｉａ３）は、前記（ａ３）に対応している。
・図４（ｃ）は、本発明によるスイッチング電源回路の出力電圧電流特性を示すもので、この図４（ｃ）において、
実線（Ｖａ１）は、前記（ａ１）に対応し、
点線（Ｖａ２）は、前記（ａ２）に対応し、
一点鎖線（Ｖａ３）は、前記（ａ３）に対応している。

図４（ａ）（ｂ）（ｃ）をさらに詳しく説明する。
図４（ｂ）において、点線特性の（Ｉａ２）の場合、実線特性の（Ｉａ１）と比較すると、充電電流Ｉｃが所定の電流値ｉに到達する時間がΔｔ１だけ短くなっており、タイミングコンデンサ５５の充電電圧Ｖｃが第２スイッチング素子５４のＶｂｅに到達する時間も短くなり、第１スイッチング素子６０のオン時間も短くなるので、出力電圧Ｖｏは低下する。この状態が図４（ｃ）の点線特性Ｖａ２である。
同様に、図４（ｂ）において、一点鎖線特性の（Ｉａ３）の場合、実線特性の（Ｉａ１）と比較すると、充電電流Ｉｃが所定の電流値ｉに到達する時間がΔｔ２だけ長くなっており、タイミングコンデンサ５５の充電電圧Ｖｃが第２スイッチング素子５４のＶｂｅに到達する時間も長くなり、第１スイッチング素子６０のオン時間も長くなるので、出力電圧Ｖｏは上昇する。この状態が図４（ｃ）の一点鎖線特性Ｖａ３である。
このようにして、電源の出力電圧電流特性を任意に調整することができる。

本発明によるスイッチング電源回路の一実施例を示す電気回路図である。 図１における各部の動作波形図である。 本発明のスイッチング電源回路による出力電圧と出力電流の関係を示す特性図である。 （ａ）は、インピーダンス回路５３の異なる例を示す電気回路図、（ｂ）は、インピーダンス回路５３の異なる例による電流の時間的な変化を表す特性図、（ｃ）は、インピーダンス回路５３の異なる例による出力電圧と出力電流の関係を示す特性図である。 最も簡便なＡＣアダプタを示す電気回路図である。 図５の回路による出力電圧と出力電流の関係を示す特性図である。 従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源回路を示す電気回路図である。 図７における各部の動作波形図である。 図７のスイッチング電源回路による出力電圧と出力電流の関係を示す特性図である。

符号の説明

１０…ＡＣ入力端子、１１…ＡＣ入力端子、１２…トランス、１３…整流器、１４…平滑コンデンサ、１５…直流出力端子、１６…直流出力端子、１７…負荷、１８…＋側端子、１９…−側端子、２０…平滑コンデンサ、２１…起動抵抗、２２…第１スイッチング素子、２３…第２スイッチング素子、２４…フライバックトランス、２５…励磁コイル、２６…出力コイル、２７…ドライブコイル、２８…コンデンサ、２９…抵抗、３０…ツェナーダイオード、３１…抵抗、３２…フォトカプラ、３３…抵抗、３４…コンデンサ、３５…ダイオード、３６…コンデンサ、３７…抵抗、３８…スナバー回路、４０…整流ダイオード、４１…平滑コンデンサ、４２…出力端子、４３…出力端子、４４…抵抗、４５…発光素子、４６…受光素子、４７…ツェナーダイオード、４８…抵抗、４９…ＡＣ電源、５０…起動用抵抗、５１…コンデンサ、５２…抵抗、５３…充電抵抗、５４…第２スイッチング素子、５５…タイミングコンデンサ、５６…ツェナーダイオード、５７…抵抗、５８…平滑コンデンサ、５９…検波ダイオード、６０…第１スイッチング素子、６１…ダイオード、６２…フライバックトランス、６３…励磁コイル、６４…出力コイル、６５…ドライブコイル、６６…センシングコイル、６７…抵抗、６８…コンデンサ、６９…インダクタ。

Claims (4)

1. １次側に励磁コイル，ドライブコイルを有し、２次側に出力コイルを有するフライバックトランスと、前記ドライブコイルから電圧が印加されて自励発振し、前記励磁コイルを励磁するバイポーラトランジスタからなる第１スイッチング素子と、この第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御するバイポーラトランジスタからなる第２スイッチング素子と、この第２スイッチング素子のベース・エミッタ間に接続され、前記ドライブコイルからの電流を、インピーダンス回路を介して供給されるタイミングコンデンサとを具備し、前記励磁コイルにＡＣ電圧を整流した直流電圧を供給し、スイッチングして前記出力コイルから出力するようにしたスイッチング電源回路において、前記フライバックトランスに、前記出力コイルと磁気的に密に結合したセンシングコイルを設け、このセンシングコイルを、ツェナーダイオードを介して前記タイミングコンデンサに接続し、前記センシングコイルから出力される交流電圧を整流平滑化して２次側直流電圧として検出した検出電圧と、前記ツェナーダイオードの基準電圧との差分を前記タイミングコンデンサに供給して充放電時間を変化させて前記第２スイッチング素子のスイッチングのタイミングを変化させることにより、前記第１スイッチング素子のスイッチングタイムを制御するようにし、前記インピーダンス回路の設定によって出力電流が増加するに従い出力電圧が低くなる特性を調整するようにしたことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. タイミングコンデンサに接続されるインピーダンス回路は、抵抗からなることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
3. タイミングコンデンサに接続されるインピーダンス回路は、抵抗と、抵抗とコンデンサの並列回路とを直列に接続したものからなることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
4. タイミングコンデンサに接続されるインピーダンス回路は、抵抗とインダクタの直列回路からなることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。

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