JP4415633B2 - コンデンサの充電装置 - Google Patents

Description

本発明は、コンデンサを直流電源として高電圧・大電流のパルスを発生させるパルス電源に係り、特にコンデンサとリアクトルとのＬＣ共振動作でコンデンサを設定電圧まで充電する充電装置に関する。

エキシマレーザーやオゾナィザ等の電源として利用されるパルス電源は、例えば、図６に示す構成にされる。充電装置ＨＤＣによってコンデンサＣ₀を初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオンによってコンデンサＣ₀の電圧を可飽和リアクトルＳＩ₀を通してパルストランスＰＴの一次側に印加し、可飽和リアクトルＳＩ₀の飽和動作（磁気スイッチ動作）によりパルス圧縮した放電電流をトランスＰＴに一次電流を供給し、トランスＰＴの二次側に昇圧したパルス電流を発生させる。このパルス電流でコンデンサＣ₁を充電し、可飽和リアクトルＳＩ₁の飽和動作によりパルス圧縮した放電電流で次段のコンデンサＣ₂を充電し、さらに可飽和リアクトルＳＩ₂の飽和動作でパルス圧縮し、これらパルス圧縮の繰り返しで最終段のコンデンサＣｎ（ピーキングコンデンサ）が高圧充電され、最終段の可飽和リアクトルＳＩｎの飽和動作により負荷となるレーザ発振器等の負荷ＬＨへ超短パルスを発生させる（例えば、特許文献１参照）。

上記のパルス発生は、コンデンサＣ₀を繰り返し充電してパルス電流を繰り返し発生し、このパルス電流を磁気パルス圧縮して負荷に繰り返し供給する。このためのコンデンサＣ₀の充電方式として、充電装置ＨＤＣがコンデンサＣ₀と直列共振回路を構成するリアクトルに半周期の振動電流を流し、該リアクトルの蓄積エネルギーで該コンデンサを充電電圧指令によって与えられる電圧まで充電する方式がある（例えば、特許文献２参照、特許文献３参照）。

この種の充電装置ＨＤＣの回路構成（ａ）と充電電流・電圧波形（ｂ）を図７に示す。整流器ＲＧ等を直流電源とし、第１の半導体スイッチＱ₁のオン制御（時刻ｔ₀）でＬＣ共振用リアクトルＬからダイオードＤ２を通してパルス電源のコンデンサＣ₀へ振動電流を流し始め、コンデンサＣ₀の充電を開始する。この充電で、コンデンサＣ₀が目標電圧Ｖ_set近くまで充電されると予測演算されたときに（時刻ｔ₁）、スイッチＱ１のオフ制御でリアクトルＬに蓄積された電磁エネルギーをダイオードＤ１を通したループ電流（還流）でコンデンサＣ₀の充電を継続させ、コンデンサＣ₀の充電電圧Ｖ_C0が目標電圧Ｖ_setに達するとき（時刻ｔ₂）に第２の半導体スイッチＱ₂をオン制御することで、リアクトルＬの余剰エネルギーを迂回させ（時刻ｔ₃）、コンデンサＣ₀を目標電圧Ｖ_setに充電する。

演算部ＣＰＵは直流電源電圧Ｅ_IN、コンデンサＣ₀の電圧Ｖ_C0および充電電流ｉ_C0の検出値を基にスイッチＱ₁，Ｑ₂に必要な制御時刻ｔ₁，ｔ₂を求め、このタイミングで制御部ＤＲＶ１，ＤＲＶ２に制御信号を発生する。制御部ＤＲＶ１，ＤＲＶ２は制御信号に従ってスイッチＱ₁，Ｑ₂をオン・オフ制御する。
特開平８−１３０８７０号公報 特開２００３−１４３８７５ 特開２００２−２１８７４３

従来の充電方式では、演算部ＣＰＵによる演算と制御には、コンデンサＣ₀の電流検出器、電圧検出器での検出遅れや演算時の演算遅れが介在し、さらに２つの制御部ＤＲＶ１，ＤＲＶ２や半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂の応答遅れが介在する。また、コンデンサＣ₀の充電エネルギーにはダイオードＤ₁，Ｄ₂や半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂の回路損失が介在する。

このように、従来の充電装置には多くの回路要素が介在するため、高い繰り返しで高精度の充電には高速演算機能をもつ演算部ＣＰＵが必要となる。また、多くの回路要素の電気的特性を考慮した演算が必要となるため、例えば、回路要素の温度ドリフトが充電電圧の誤差として現れ、高安定・高精度の充電が難しくなる問題があった。

また、コンデンサＣ₀の充電電圧が目標電圧を越えたときに、その電圧を下げる制御機能をもたないため、コンデンサＣ₀を目標電圧を越えて充電してしまった場合にその補正ができない。

本発明の目的は、上記の課題を解決したコンデンサの充電装置を提供することにある。

本発明は、１つの半導体スイッチのオン制御によりリアクトルＬと負荷コンデンサＣ₀のＬＣ共振により半周期の振動電流でコンデンサＣ₀を充電し、さらにスイッチのオフ制御でリアクトルＬの蓄積エネルギーでコンデンサＣ₀を充電し、この半導体スイッチのオンからオフまでのオン時間を直流電源電圧Ｅ_INとコンデンサＣ₀の電圧Ｖ_C0とコンデンサＣ₀の充電目標電圧Ｖ_setを基にして求めることによって、コンデンサＣ₀の高精度の充電を得ると共に、装置構成の簡単化、演算の簡素化、回路要素の温度ドリフト等に対して高安定にし、さらにコンデンサＣ₀が目標値を越えて充電されたときの補正を可能にしたもので、以下の構成を特徴とする。

（１）コンデンサを目標電圧まで充電するためのコンデンサの充電装置であって、
前記コンデンサと直列接続されてＬＣ共振回路を構成するリアクトルと、
直流電源と前記リアクトルとの間に設けられ、オン制御されて前記ＬＣ共振回路に半周期の振動電流を発生させて該コンデンサに充電電流を流す半導体スイッチと、
前記半導体スイッチとリアクトルとの接続点に設けられ、前記半導体スイッチのオフ時に前記リアクトルとコンデンサとの間に循環電流路を形成して該コンデンサに充電電流を流すダイオードと、
前記リアクトルのインダクタンスＬと前記コンデンサの容量Ｃ ₀ と直流電源の電圧Ｅ_INとコンデンサの電圧Ｖ_C0とコンデンサの充電目標電圧Ｖ_setを基にして、該コンデンサを目標電圧まで充電するための前記半導体スイッチのオン時間Ｔ_onを下記式に従って求め、

このオン時間Ｔ_onだけ前記半導体スイッチをオン制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。

（２）前記制御回路は、前記コンデンサの実容量の違いを、再設定可能にするコンデンサ容量入力部を備えたことを特徴とする。

（３）前記制御回路は、前記コンデンサの充電試験をしたときのコンデンサ充電電圧の検出値から前記オン時間の演算式がもつ補正定数を求めて補正する補正演算部を備えたことを特徴とする。

（４）前記リアクトルとコンデンサの接続点に設けた充電電流バイパス用半導体スイッチと、
前記コンデンサの充電電圧が目標電圧に一致するときに、前記充電電流バイパス用半導体スイッチをオン制御し、コンデンサの充電電圧が目標電圧を越えて充電されるのを防止する制御回路とを備えたことを特徴とする。

（５）前記半導体スイッチは、交流出力を発生し、この出力をパルストランスに得るインバータ回路構成とし、
前記リアクトルとコンデンサとの間に設けられ、前記リアクトルからの交流出力を整流して前記コンデンサの充電電流を得る整流回路を備えたことを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、１つの半導体スイッチのオン制御によりリアクトルＬと負荷コンデンサＣ₀のＬＣ共振により半周期の振動電流でコンデンサＣ₀を充電し、さらにスイッチのオフ制御でリアクトルＬの蓄積エネルギーでコンデンサＣ₀を充電し、この半導体スイッチのオンからオフまでのオン時間を直流電源電圧Ｅ_INとコンデンサＣ₀の電圧Ｖ_C0とコンデンサＣ₀の充電目標電圧Ｖ_setを基にして求めるため、コンデンサＣ₀の高精度の充電を得ると共に、装置構成の簡単化、演算の簡素化、回路要素の温度ドリフト等に対して高安定にした充電ができる。また、コンデンサＣ₀が目標値を越えて充電されたときの補正で高精度充電が確実になる。

（実施形態１）
図１は、本実施形態における充電装置の回路構成と波形を示す。主回路構成は、整流回路ＲＦと平滑コンデンサＣ_Fからなる直流電源から、半導体スイッチＱ₁と、ＬＣ共振用のリアクトルＬと、ダイオードＤ₂の直列回路を介してコンデンサＣ₀に接続する。また、スイッチＱ₁とリアクトルＬとの接続点と基準電位点との間に循環電流用のダイオードＤ₁を接続する。

制御回路は、演算部ＣＰＵと制御部ＤＲＶ１および電圧検出器（図示省略）で構成される。演算部ＣＰＵは、ディジタル演算回路またはアナログ演算回路で構成され、電圧検出器による直流電源の電圧Ｅ_INと、コンデンサＣ₀の電圧Ｖ_C0を検出入力とし、コンデンサＣ₀の充電目標電圧Ｖ_setの設定入力を取り込み、これら３つの変数を基に、スイッチＱ₁のオン時間を演算する。制御部ＤＲＶ１は、演算部ＣＰＵが演算で求めたオン時間だけスイッチＱ₁をオン制御する。

以上の構成において、演算部ＣＰＵは、充電開始信号が与えられたときに直流電源電圧Ｅ_INと、コンデンサＣ₀の電圧Ｖ_C0と、コンデンサＣ₀の充電目標電圧Ｖ_setを取り込み、これらを変数として、例えば、下記の（１）式に従ってスイッチＱ₁のオン時間Ｔ_onを求め、このオン時間Ｔ_onだけ制御部ＤＲＶ１にオン制御信号を与える。

スイッチＱ₁のオン制御により、コンデンサＣ₀にはリアクトルＬとの共振動作で正弦波状の電流ｉ_C0が流れ始め、コンデンサ電圧Ｖ_C0が上昇を始める（時刻ｔ₀以後）。そして、オン時間Ｔ_onの経過で、スイッチＱ₁をオフ制御したとき（時刻ｔ₁）、リアクトルＬに蓄積される電磁エネルギーにより、ダイオードＤ₁→リアクトルＬ→ダイオードＤ₂→コンデンサＣ₀のループで電流が還流し、この期間もコンデンサＣ₀の充電が継続される。そして、コンデンサの充電電流が「零」になった時点（時刻ｔ₂）、すなわちリアクトルＬの電磁エネルギーが完全にコンデンサに移行した時点で充電が自動的に終了し、コンデンサＣ₀には充電目標電圧Ｖ_setに一致した充電電圧を得る。

このような充電電圧制御で目標電圧に一致させた高い精度の充電ができることを図８の等価回路を参照して以下に詳細に説明する。

図８は、図１の等価回路を示す。図８ににおいて、
Ｅ：直流電源電圧
Ｃ：コンデンサＣの容量
Ｌ：リアクトルＬのインダクタンス
Ｖ₀（０）：スイッチＱ₁のオン前のコンデンサＣの電圧、
Ｖ₀：スイッチＱ₁をオン時間ΔＴだけオンした時点のコンデンサＣの電圧、
Ｔ：スイッチＱ₁のオフ後に充電電流ｉ（ｔ）がゼロになるまでの時間、
Ｉ₀：スイッチＱ₁をオフした時点の電流ｉ（ｔ）の値、
ｉ（ｔ）：コンデンサＣの充電電流、
Ｖ＊：コンデンサＣの充電目標電圧、
とすると、Ｉ₀，ｉ（ｔ），Ｖ₀には下記の関係式が成立する。

一方、ｉ（ｔ）＝０となる時間Ｔは、下記の式で決まる。

この時間Ｔによる充電電圧分と、それまでのスイッチＱ₁のオンによる充電電圧分Ｖ₀の和を目標電圧Ｖ＊に一致させると、下記の関係式が成立する。

上記の（５）式を整理して、スイッチＱ₁のオン時間ΔＴを求めると、下記の（７）式になる。

この（７）式において、ΔＴ→Ｔ_on、Ｅ→Ｅ_IN、Ｖ＊→Ｖ_set、Ｖ₀（０）→Ｖ_C0（０）と置き換え、補正定数α１〜α３、α、βを作用させると、前記の（式１）になる。

以上のことから、本実施形態によれば、従来の充電装置（図７）に比べて、半導体スイッチが１つで済むことで、制御部ＤＲＶ１も１つで済み、装置構成の簡単化を図ることができる。しかも、演算部ＣＰＵは、使用する変数としては直流電源電圧Ｅ_INと、コンデンサＣ₀の電圧Ｖ_C0と、コンデンサＣ₀の充電目標電圧Ｖ_setで済み、これらを基にした演算が簡素化されて高速演算を行うことができる。さらに、コンデンサ充電電流ｉ_C0の電流検出器を不要にして回路の簡単化ができるとともに、演算処理を簡素化して高速演算を行うことができる。

また、回路要素数の低減により、例えば、回路要素の温度ドリフト等が充電動作に影響をおよぼすことが少なくなり、高安定で高精度の充電ができる。例えば、本実施形態では、コンデンサＣ₀の充電電圧を目標値の０.１％程度の誤差にすることができた。

（実施形態２）
本実施形態の回路構成を図２に示す。同図が図１と異なる部分は、コンデンサＣ₀の容量入力部ＤＳを設けた点にある。この容量入力部ＤＳは、例えば、ディジスイッチで構成される。

パルス電源は、大きさ、重量の制約により、充電装置ユニット、パルス発生回路と磁気圧縮ユニット、負荷ユニットの３ユニットに分割され、それぞれ個別のフレームに収めた構造にされる場合が多い。

この場合、コンデンサＣ₀は、パルス発生回路側のユニットに設けられ、充電装置ユニットでは定数であるはずのコンデンサＣ₀の値が正確に把握できないまま、演算部ＣＰＵの定数が設定される。

このため、パルス電源を実際に稼働させるときには、コンデンサＣ₀の実容量が充電装置で設定した容量との間に誤差が発生する。例えば、コンデンサＣ₀の容量誤差が±５％あったとすると、前記式の検出電圧Ｖ_C0に±２.５％程度の誤差が発生し、結果的に期待通りの充電電圧精度が得られなくなる。

同様に、パルス発生回路側の寿命等でユニット交換がされる場合があり、この場合にコンデンサＣ₀の容量がそれまでのものと異なり、コンデンサ容量の再調整をしない限り充電電圧精度が悪くなる。

そこで、本実施形態では、充電装置に実際に接続されるコンデンサＣ₀の容量に応じて、容量入力部ＤＳで再設定可能にする。この再設定は、コンデンサＣ₀の充電試験を行い、その電圧Ｖ_C0と目標値との差を基に容量設定値を微調整することで実現される。

したがって、本実施形態によれば、実際の負荷コンデンサＣ₀の交換や装置ユニットの交換でコンデンサ容量が変わる毎に、容量入力部ＤＳで再設定することで、高精度充電の確保を容易にする。

（実施形態３）
本実施形態の回路構成を図３に示す。同図が図１と異なる部分は、補正演算部ＳＣＰＵを設けた点にある。

補正演算部ＳＣＰＵは、コンデンサＣ₀の充電を完了したとき（図１の時刻ｔ₂）、コンデンサＣ₀の充電電圧Ｖ_C0を２回以上検出し、前記式（１）のＶ_setに代入し、定数α、βを求め、これらの平均値を式（１）の定数α、βとして補正する。

本実施形態によれば、演算部ＣＰＵがスイッチＱ₁のオン時間を演算するために設定された定数α，βを修正することができ、コンデンサＣ₀やリアクトルＬ等の回路要素に温度変動が生じた場合にも、充電電圧Ｖ_C0の温度ドリフトを抑制し、安定性を高めた充電ができる。

（実施形態４）
本実施形態の回路構成を図４に示す。同図が図１等と異なる部分は、リアクトルＬとコンデンサＣ₀の接続点に充電電流バイパス用の半導体スイッチＱ₂を設け、このスイッチＱ₂のオンタイミングを検出部ＴＣＰＵで検出し、この検出信号で制御部ＤＲＶ２でスイッチＱ₂をオン制御する点にある。

オンタイミング検出部ＴＣＰＵによる検出は、コンデンサＣ₀の充電電圧Ｖ_C0と目標電圧Ｖ_setとの比較で行う。

本実施形態において、演算部ＣＰＵによるオン時間演算によって、スイッチＱ₁をオン制御し（時刻ｔ₀〜ｔ₁）、その後のオフ制御でリアクトルＬからコンデンサＣ₀への循環電流で充電を行うまでは実施形態１と同じ動作になる。

オンタイミング検出部ＴＣＰＵは、充電制御終了（スイッチＱ₁のオフ）を条件にして、コンデンサＣ₀の電圧が目標電圧Ｖ_setに達したことを検出し、スイッチＱ₂のオン制御を行う（時刻ｔ₂）。このとき、リアクトルＬからの循環電流をスイッチＱ₂を通した電流ｉ₂として流し、コンデンサＣ₀が目標電圧を越えて充電されるのを防止する。

ここで、本実施形態では、図７に示す従来装置と同様に、２つの半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂を設けた充電制御になるが、本実施形態ではスイッチＱ₁のオン時間制御によってコンデンサＣ₀が目標電圧Ｖ_setに極めて近い値に制御されており（０.１％程度の誤差）、スイッチＱ₂のオン電流ｉ₂も小さくなるため、検出部ＴＣＰＵでの電圧比較回路での遅れやスイッチＱ₂のオン動作遅れで充電電圧の誤差と現れる場合にもその誤差を極めて小さくすることができる。つまり、検出部ＴＣＰＵやスイッチＱ₂の回路要素による充電精度への影響を極めて小さくし、高精度の充電制御が可能となる。

（実施形態５）
本実施形態の回路構成と波形を図５に示す。本実施形態は、インバータ方式の充電装置とする場合である。主回路は、半導体スイッチＳ₁，Ｓ₂のハーフブリッジ構成のインバータで交流出力を発生させ、これをパルストランスＰＴを介して昇圧し、この出力をＬＣ共振用のリアクトルＬを介して、半導体スイッチＳ₃，Ｓ₄のハーフブリッジ構成の整流回路の入力とし、この整流出力でコンデンサＣ₀を充電する。

各スイッチＳ₁〜Ｓ₄のオン・オフ制御は、演算部ＣＰＵではスイッチＳ１，Ｓ２のオン時間を演算して制御部ＤＲＶ１Ａ，ＤＲＶ１Ｂによって同時オン・オフ制御し、オンタイミング検出部ＴＣＰＵではスイッチＳ３のオンタイミングを検出して制御部ＤＲＶ２によってオン制御し、オン・オフ検出部ＤＣＰＵではスイッチＳ４のオン・オフタイミングを検出して制御部ＤＲＶ３によってオン・オフ制御する。

以上の構成において、演算部ＣＰＵは前記の（１）式と同じにスイッチＳ₁，Ｓ₂のオン時間Ｔ_onを求め、このオン時間Ｔ_onだけスイッチＳ₁，Ｓ₂をオン制御する。この制御により、コンデンサＣ_F→Ｓ₁→ＰＴ→Ｓ₂のループでトランスＰＴの半周期のパルス電圧を印加し、トランスＰＴの二次出力はリアクトルＬ→ダイオードＤ２₁→Ｃ₀→Ｄ₂₄のループでコンデンサＣ₀を振動電流ｉ_C0で充電する（時刻ｔ₀〜ｔ₁）。

オン時間Ｔ_onの終了で、スイッチＳ₁，Ｓ₂をオフ制御すると、リアクトルＬの電磁エネルギーによりコンデンサＣ₀の充電を継続し、この充電電流に伴いトランスＰＴの一次側に発生する電流はダイオードＤ₁₂→ＣＦ→Ｄ₁₃のループでコンデンサＣ_Fの充電エネルギーとしてバックされる。

この後、オンタイミング検出部ＴＣＰＵは、前記の実施形態と同じにスイッチＳ₃のオンタイミングを検出し、スイッチＳ₃をオン制御する（時刻ｔ₂）。このオン制御によりリアクトルＬ→Ｓ₃→Ｄ₂₄→ＰＴのループに流し、コンデンサＣ₀の充電を停止する。

スイッチＳ₃のオン制御が継続していることを条件に、オン・オフ検出部ＤＣＰＵは、目標電圧Ｖ_setとコンデンサＣ₀の電圧Ｖ_C0の大小を比較し、Ｖ_C0＞Ｖ_setとなる電圧Ｖ₂でスイッチＳ₄をオン制御する（時刻ｔ₃）。このオン制御により、コンデンサＣ₀→Ｓ₄→ＰＴ→Ｌ→Ｓ₃のループで電流を流し、コンデンサＣ₀の放電を行う。この放電状態で、オン・オフ検出部ＤＣＰＵはコンデンサの電圧Ｖ_C0が目標電圧Ｖ_setに達したときにスイッチＳ₄のオフ制御を行う（時刻ｔ₄）。

本実施形態によれば、コンデンサＣ₀が目標電圧を超過したときに、充電電圧を目標電圧まで下げる制御が可能となる。

この場合も実施形態４と同様に、スイッチＳ₁，Ｓ₂のオン時間制御によってコンデンサＣ₀が目標電圧Ｖ_setに極めて近い値に制御されており、スイッチＳ₃，Ｓ₄のオン電流も小さくなるため、検出部ＴＣＰＵ，ＤＣＰＵでの電圧比較回路での遅れやスイッチＳ₃，Ｓ₄のオン動作遅れで充電／放電電圧の誤差を極めて小さくすることができる。つまり、検出部ＴＣＰＵ，ＤＣＰＵやスイッチＳ₃，Ｓ₄の回路要素による充電・放電精度への影響を極めて小さくし、コンデンサＣ₀の高精度充電が可能となる。

なお、本実施形態によるコンデンサの放電制御は、実施形態１〜４に適用して同等の作用効果を得ることができる。例えば、実施形態１では図１に示すように、コンデンサＣ₀に並列にスイッチＳ₄と電流制限抵抗Ｒ₄の直列回路を設け、ＤＣＰＵと同様のオン・オフ検出部でスイッチＳ₄をオン・オフ制御することで実現される。また、本実施形態のインバータ方式の充電装置を各実施形態１〜４に適用することもできる。

本発明の実施形態１を示す回路構成と波形図。 本発明の実施形態２を示す回路構成図。 本発明の実施形態３を示す回路構成図。 本発明の実施形態４を示す回路構成と波形図。 本発明の実施形態５を示す回路構成と波形図。 パルス電源の構成例。 従来の充電装置の回路構成と波形図。 本発明に係るコンデンサＣの充電等価回路図。

符号の説明

ＲＦ 整流器
Ｑ１ 半導体スイッチ
Ｌ リアクトル
Ｃ₀ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
ＣＰＵ オン時間演算部
ＤＲＶ１，ＤＲＶ２，ＤＲＶ１Ａ，ＤＲＶ１Ｂ 制御部
Ｓ１〜Ｓ４ 半導体スイッチ

Claims (5)

1. コンデンサを目標電圧まで充電するためのコンデンサの充電装置であって、
   前記コンデンサと直列接続されてＬＣ共振回路を構成するリアクトルと、
   直流電源と前記リアクトルとの間に設けられ、オン制御されて前記ＬＣ共振回路に半周期の振動電流を発生させて該コンデンサに充電電流を流す半導体スイッチと、
   前記半導体スイッチとリアクトルとの接続点に設けられ、前記半導体スイッチのオフ時に前記リアクトルとコンデンサとの間に循環電流路を形成して該コンデンサに充電電流を流すダイオードと、
   前記リアクトルのインダクタンスＬと前記コンデンサの容量Ｃ ₀ と直流電源の電圧Ｅ_INとコンデンサの電圧Ｖ_C0とコンデンサの充電目標電圧Ｖ_setを基にして、該コンデンサを目標電圧まで充電するための前記半導体スイッチのオン時間Ｔ_onを下記式に従って求め、
   

   

   このオン時間Ｔ_onだけ前記半導体スイッチをオン制御する制御回路とを備えたことを特徴とするコンデンサの充電装置。
2. 前記制御回路は、前記コンデンサの実容量の違いを、再設定可能にするコンデンサ容量入力部を備えたことを特徴とする請求項１に記載のコンデンサの充電装置。
3. 前記制御回路は、前記コンデンサの充電試験をしたときのコンデンサ充電電圧の検出値から前記オン時間の演算式がもつ補正定数を求めて補正する補正演算部を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載のコンデンサの充電装置。
4. 前記リアクトルとコンデンサの接続点に設けた充電電流バイパス用半導体スイッチと、
   前記コンデンサの充電電圧が目標電圧に一致するときに、前記充電電流バイパス用半導体スイッチをオン制御し、コンデンサの充電電圧が目標電圧を越えて充電されるのを防止する制御回路とを備えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のコンデンサの充電装置。
5. 前記半導体スイッチは、交流出力を発生し、この出力をパルストランスに得るインバータ回路構成とし、
   前記リアクトルとコンデンサとの間に設けられ、前記リアクトルからの交流出力を整流して前記コンデンサの充電電流を得る整流回路を備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のコンデンサの充電装置。

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