JP4437342B2

JP4437342B2 - Bipolar Gun Effect Triode, Voltage Controlled Frequency Variable Oscillator, Injection Locked Oscillator, Self-Oscillating Mixer, and Radio Receiver Using It

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Publication number: JP4437342B2
Application number: JP24679599A
Authority: JP
Inventors: ケビントワイナムジョン; 昌晃石丸
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1999-07-07
Filing date: 1999-08-31
Publication date: 2010-03-24
Anticipated expiration: 2019-08-31
Also published as: JP2001077444A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バイポーラ型ガン効果トリオード、それを用いた電圧制御周波数可変発振器、注入同期発振器、自己発振ミキサおよび無線受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ガン効果を用いたダイオード、トリオードがいくつか提案されている。これらのガン効果素子は、走行層に電界を加えることで、ガン効果自由発振周波数を持つことが特徴であるが、ガンダイオードがカソード電極に対し、アノード電極に正のＤＣ電圧をかけることで、走行領域にガン発振させるために、発振時の電流を上記のＤＣ電圧と独立して制御することができない。
【０００３】
これに対し、ガン効果トリオードは、カソード電極、アノード電極間のＤＣ電圧と発振時の電流とを第３の電極で独立して制御できるようにしたものである。この例として、米国特許３，９１８，００９（従来例１）のように位相変調器として使用することのできるユニポーラ型のガン効果トリオードが開示されている。
【０００４】
この従来例１では、具体的には、図２０に示すように、半導体基板９００上に、カソード領域９０４とアノード領域９０６の間に走行領域９０５を挟んでなる所定幅Ｗ９の半導体層を形成し、カソード領域９０４及びアノード領域９０６に、それぞれオーミック接触させたカソード電極９０１とアノード電極９０３を形成し、走行領域９０５にショットキー接触させたゲート電極９０２を形成している。
【０００５】
この構成において、カソード電極９０１に負の電圧を加え、アノード電極９０３に正の電圧を加えると、カソード領域９０４の電子は、ゲート電極９０２下の領域、走行領域９０５を通ってアノード領域９０６に到達する。その際、走行領域９０５においてガン発振が生じる。ゲート電極９０２の電位をカソード電極９０１に対して負に設定することで、電界効果トランジスタ（ユニポーラ型トランジスタ）と同じように走行領域を流れる電流を制御できるので、カソード電極９０１とアノード電極９０３間の電圧と独立して電流を制御することができる。このことを利用してガン発振の制御や変調などを容易に行うことができる。
【０００６】
ユニポーラ型ガン効果トリオードに対し、バイポーラ型ガン効果トリオードも考案され、シミュレーション結果がいくつか報告されている。例えば、以下に３つの例をあげることができる。
【０００７】
ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳＬＥＴＴＥＲＳ７ｔｈＪｕｌｙ１９９４Ｖｏｌ．３０Ｎｏ．１４ｐ．１１８３Ｇｕｎｎｅｆｆｅｃｔｉｎｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎｂｉｐｏｌａｒｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ（従来例２）．
ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳＬＥＴＴＥＲＳ２７ｔｈＯｃｔｏｂｅｒ１９９４Ｖｏｌ．３０Ｎｏ．２２ｐ．１８９３Ｇｕｎｎｅｆｆｅｃｔａｎｄｈｉｇｈ−ｉｎｊｅｃｔｉｏｎｐｈｅｎｏｍｅｎｏｎｉｎｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎｂｉｐｏｌａｒｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ（従来例３）．
Ａｐｐｌｙ．Ｐｈｙｓ．Ｌｅｔｔ．，Ｖｏｌ．６６，Ｎｏ．２４，１２Ｊｕｎｅ１９９５ｐ．３３１９Ｔｒａｎｓｆｅｒｄ−ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｎｄｕｃｅｄｃｕｒｒｅｎｔｉｎｓｔａｂｉｌｉｔｉｅｓｉｎｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎｂｉｐｏｌａｒｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ（従来例４）．
図２１に従来例４に考案されているバイポーラ型のガン効果トリオードの構造を示す。
【０００８】
バイポーラ型のガン効果トリオード素子は、ヘテロバイポーラトランジスタの構造を一部変更した構造であり、コンタクト領域１００１（ｎ⁺ＧａＡｓ）、グレーティッド領域１００２（ＡｌＧａＡｓ、厚さ５０ｎｍ）、カソード領域１００３（Ａｌ_xＧａ_1-xＡｓｘ＝０．３、ドーピング濃度５×１０¹⁷ｃｍ^-3、厚さ１５０ｎｍ）、ベース領域１００４（ｐ⁺ＧａＡｓ、ドーピング濃度１×１０¹⁹ｃｍ^-3、厚さ１００ｎｍ）、走行領域１００５（ｎＧａＡｓ、ドーピング濃度１×１０¹⁶ｃｍ^-3、厚さ３０００ｎｍ）、アノード領域１００６の半導体領域よりなる。
【０００９】
ベース領域１００４の電位をカソード領域１００３に対して正に設定すると、カソード領域１００３の電子はベース領域１００４、走行領域１００５を通ってアノード領域１００６に到達する。その際、走行領域１００５においてガン発振が生ずると考えられる。また、ベース領域１００４の電位を変化させることで、バイポーラ型トランジスタと同じように走行領域１００５を流れる電流を制御できるので、カソード領域１００３とアノード領域１００６間の電圧と独立して電流を制御することができると考えられる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来例１はユニポーラ型のガン効果トリオードに関するものであり、バイポーラ型のガン効果トリオードについては何ら記載されていない。
【００１１】
また、ユニポーラ型のガントリオードは、他のユニポーラ型のトランジスタと同様に理論的に位相歪みが大きい欠点があり、バイポーラ型とすることで改善できる。
【００１２】
上記従来例２〜従来例４は、バイポーラ型のガン効果トリオードの動作をシミュレーションで検証しているものの、これまでにガン発振が見られたことはない。
【００１３】
本発明は、こうした従来技術の課題を解決するものであり、ガン発振の得られるためのバイポーラ型ガン効果トリオードの具体的構成を規定し、ガン発振の効率を向上させると共に、位相歪みの低減を図ることのできるバイポーラ型ガン効果トリオード、それを用いた電圧制御周波数可変発振器、注入同期発振器、自己発振ミキサおよび無線受信装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、アノード領域とカソード領域の間に、該アノード領域よりも低い不純物濃度からなる走行領域と、ベース領域とを挟んでなるバイポーラ型ガン効果トリオードであって、該走行領域の不純物濃度が該アノード領域に向かって減少する濃度分布を有しており、そのことにより上記目的が達成される。
【００１５】
前記アノード領域、前記走行領域、前記ベース領域、及び前記カソード領域が積層されてなる構成とすることができる。
【００１６】
より具体的には、例えば、このバイポーラ型ガン効果トリオードが、ｎ型半導体よりなるアノード領域と、ｎ型半導体よりなるアノード層よりも低い不純物濃度の走行領域と、ｐ型半導体よりなるベース領域と、ｎ型半導体よりなるカソード領域と、これらのアノード領域、ベース領域、カソード領域にそれぞれオーミック接触されるように形成したアノード電極、ベース電極、カソード電極とを有し、走行領域の不純物濃度がアノード領域に向かって減少する濃度分布をなす構成とし、アノード電極とベース電極間の第１のＤＣバイアスと、カソード電極とベース電極間の第２のＤＣバイアスを入力することで、ガン効果自由発振周波数を持つ素子とすることができる。
【００１７】
好ましくは、前記走行領域の層厚が１μｍ以上である構成とする。
【００１８】
好ましくは、前記カソード領域のカソード幅が３μｍ以下である構成とする。
【００１９】
好ましくは、発振周波数が１０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚの範囲にある構成とする。
【００２０】
好ましくは、前記走行領域の不純物濃度が、前記アノード領域に向かって滑らかに減少する濃度分布をなす構成とする。
【００２１】
好ましくは、前記走行領域の位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）が、前記ベース領域と前記走行領域の界面での不純物濃度ＮＤ０と、前記カソード領域と該ベース領域の界面の幅ＷEと、該ベース領域と該走行領域の界面からの距離ｙとに対して、下記（１）式〜（３）式
ＮＤα（ｙ，α）＝ＮＤ０・Ｗ_E／［Ｗ_E＋２ｙ（α＋ｔａｎ４０°）］・・・・（１）
１×１０¹⁵ｃｍ^-3≦ＮＤ０≦１×１０¹⁷ｃｍ^-3・・・・（２）
ＮＤα（ｙ，０）≦ＮＤ（ｙ）≦ＮＤα（ｙ，１．５）・・・・（３）
α：平行方向と垂直方向へ伝搬する電子堆積層の密度比、
ＮＤα（ｙ，０）：α＝０の場合の走行領域の位置依存性不純物濃度、
ＮＤα（ｙ，１．５）：α＝１．５の場合の走行領域の位置依存性不純物濃度の関係を満たす構成とすることができる。
【００２２】
好ましくは、前記走行領域の位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）が、下記（４）式
ＮＤα（ｙ，０．５）≦ＮＤ（ｙ）≦ＮＤα（ｙ，１．０）・・・・（４）
ＮＤα（ｙ，０．５）：α＝０．５の場合の走行領域の位置依存性不純物濃度ＮＤα（ｙ，１．０）：α＝１．０の場合の走行領域の位置依存性不純物濃度の関係を満たす構成とする。
【００２３】
好ましくは、前記密度比αが０．５〜１．０の範囲に設定されてなる構成とする。
【００２４】
好ましくは、エッジシニング構造をとる。
【００２５】
好ましくは、III−Ｖ族化合物半導体からなる構成とする。
【００２６】
好ましくは、前記III−Ｖ族化合物半導体が、ＧａＡｓ，ＡｌＡｓ，ＩｎＡｓ，ＧａＰ，ＡｌＰ，ＩｎＰ，ＧａＮ，ＡｌＮ，ＩｎＮ，ＧａＳｂ，ＡｌＳｂ，ＩｎＳｂ化合物、又はそれらを組み合わせた３元混晶、若しくは４元混晶からなる構成とする。
【００２７】
好ましくは、前記カソード領域がＩｎＧａＰ、ＡｌＧａＡｓ、又はＡｌＧａＡｓとＩｎＧａＰの２層で形成され、前記ベース領域及び前記走行領域がＧａＡｓで形成されてなる構成とする。
【００２８】
好ましくは、前記カソード領域がＩｎＡｌＡｓで形成され、前記ベース領域及び前記走行領域がＩｎＰで形成されてなる構成とする。
【００２９】
好ましくは、前記カソード領域上にバラスト抵抗層が積層されている構成とすることができる。
【００３０】
本発明の電圧制御周波数可変発振器（ＶＣＯ）は、本発明のバイポーラ型ガン効果トリオードを用いて、前記ベース領域を発振周波数に対して接地し、該ベース領域に対して、前記アノード領域に正の電圧を加え、前記カソード領域に負の電圧を加えるバイアスを印加して、ベースアノード間の電圧を変化させることにより発振周波数を変化させる構成とすることができる。
【００３１】
本発明の注入同期発振器（ＩＬＯ）は、本発明のバイポーラ型ガン効果トリオードを用いて、前記ベース領域を発振周波数に対して接地し、該ベース領域に対して、前記アノード領域に正の電圧を加え、前記カソード領域に負の電圧を加えるバイアスを印加し、ベースカソード間に希望発振周波数の整数分の１の同期信号を注入して発振周波数を変化させる構成とすることができる。
【００３２】
本発明の自己発振ミキサは、本発明のバイポーラ型ガン効果トリオードを用いて、前記ベース領域を発振周波数に対して接地し、該ベース領域に対して、前記アノード領域に正の電圧を加え、前記カソード領域に負の電圧を加えるバイアスを印加してガン発振させ、ベースカソード間に高周波信号、ベースバンド信号または中間周波数信号を入力し、アノード領域側からミキシング出力信号を取り出す構成とすることができる。
【００３３】
この自己発振ミキサは、本発明の電圧制御周波数可変発振器においてＰＬＬ（フェーズロックドループ）発振器等の構成にすることによって、ガン発振の発振周波数を安定させてもよく、本発明の注入同期発振器の構成によって、ガン発振の発振周波数を安定させてもよい。
【００３４】
本発明の無線受信装置は、本発明の自己発振ミキサを用いて、無線信号を前記カソード領域に入力し、周波数変換を行う構成とすることができる。
【００３５】
以下に、本発明の作用について説明する。
【００３６】
上記構成のバイポーラ型ガン効果トリオードによれば、走行領域の不純物濃度がアノード領域に向かって減少する濃度分布を有しているので、走行領域の全ての領域で時間平均電界強度を一定の最適値にすることができ、ガン発振効率を向上させることが可能となる。また、バイポーラ型をとるので、位相歪みの低減を図ることが可能となる。
【００３７】
上記アノード領域、走行領域、ベース領域、及びカソード領域は、エピタキシャル成長とエッチング等の製造プロセスにより、各領域を所望の形状と濃度分布に積層形成することができる。
【００３８】
ガン発振素子では、基本発振周波数ｆ_OSCは、走行層輸送時間ｔｘの逆数で表され、又電子の飽和速度Ｖ_SATと走行層の厚さＸａにより、ｆ_OSC＝１／ｔｘ＝Ｖ_SAT／Ｘａで表される。
【００３９】
ガンドメインは時間と共に発達するため、ガン発振器の振幅は輸送時間の減少と共に減少する。また、ガン発振器の基本発振周波数ｆ_OSCが１５０ＧＨｚ程度に制限され、大部分のIII−Ｖ族半導体に対して、電子の飽和速度Ｖ_SATは約１×１０⁷ｃｍ／ｓであることを考慮すると、Ｘａ＞Ｖ_SAT／ｆ_OSC＝０．７となるので、走行領域のデッドゾーンをも考慮に入れて、上記走行領域の層厚が１μｍ以上である構成にすることが望ましい。
【００４０】
カソード幅を小さくすると２次元効果が大きくなるが、上記走行領域の構成をとるので、カソード領域のカソード幅が３μｍ以下として、ベース抵抗を小さく、ガン発振効率を向上させることが可能となる。
【００４１】
また、ガン発振器の基本発振周波数ｆ_OSCが１５０ＧＨｚ程度に制限されるが、その２次高調波を利用すれば、発振周波数３００ＧＨｚの発振出力を得ることが可能となり、発振周波数が１０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚの範囲となる。
【００４２】
また、上記走行領域の不純物濃度が、アノード領域に向かって滑らかに減少する濃度分布をなす構成、又は走行領域の位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）が、上記（１）式〜（３）式の関係を満たす構成にすると、走行領域の電子密度分布に略対応する濃度分布となり、走行領域の全ての領域で時間平均電界強度を一定の最適値にすることができ、ガン発振効率をより一層向上させることが可能となる。
【００４３】
図４（ａ）は、ＮＤ０＝１×１０¹⁶ｃｍ^-3とし、走行層の不純物濃度が最も好ましいと考えられる下記（１）式
ＮＤα（ｙ，α）＝ＮＤ０・Ｗ_E／［Ｗ_E＋２ｙ（α＋ｔａｎ４０°）］・・・・（１）
にしたがった分布とした場合のシミュレーション結果を示す。
【００４４】
図４（ｂ）は、密度比αを変化させた場合における走行領域の位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）とベース領域からの距離ｙとの関係を示しており、ここでは、ＮＤ０＝３×１０¹⁶ｃｍ^-3、Ｗ_E＝３μｍの場合の例を表す。
【００４５】
この結果から、上記密度比αが０〜１．５の範囲に設定されてなる構成とすることが望ましく、特に密度比αが０．５〜１．０の範囲に設定されてなる構成にすると、最適値としての発振ピークが見られる。
【００４６】
尚、ベース領域と走行領域の界面での不純物濃度ＮＤ０が、１×１０¹⁵ｃｍ^-3〜１×１０¹⁷ｃｍ^-3の範囲でも同様の結果が得られた。
【００４７】
従って、走行領域の位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）が、α＝０の場合におけるＮＤ（ｙ）と、α＝１．５の場合におけるＮＤ（ｙ）の間に入るように設定することが望ましく、特にα＝０．５の場合におけるＮＤ（ｙ）と、α＝１．０の場合におけるＮＤ（ｙ）の間に入るように走行領域の位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）を設定することで、より一層大きな出力が得られる。
【００４８】
しかるに、実際のデバイスでは、走行領域の位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）を、走行領域の電子密度分布に完全に合わせることは困難であり、上記（１）式で表される分布に近づくように、走行領域の不純物濃度をベース領域からアノード領域に向かって減少させることで、ガン発振を生じさせることができる。
【００４９】
また、カソード層のベース層側の一部を空乏化する程度の薄さで幅を広くしたエッジシニング構造（図５の５１２部）とすれば、ベース層表面で電子ホールが再結合することでベース層が劣化し、素子特性の変動が起こることを防止することが可能となり、信頼性の高い素子が得られる。特にバイポーラ型ガン効果トリオードでは、電流密度が非常に大きいことから、この構造をとることが重要である。
【００５０】
また、上記の各領域は、III−Ｖ族化合物半導体からなる構成とすることができ、例えば、ＧａＡｓ，ＡｌＡｓ，ＩｎＡｓ，ＧａＰ，ＡｌＰ，ＩｎＰ，ＧａＮ，ＡｌＮ，ＩｎＮ，ＧａＳｂ，ＡｌＳｂ，ＩｎＳｂ化合物、又はそれらを組み合わせた３元混晶、若しくは４元混晶からなる構成とすることができる。
【００５１】
カソード領域がＩｎＧａＰ、ＡｌＧａＡｓ、又はＡｌＧａＡｓとＩｎＧａＰの２層で形成され、ベース領域及び走行領域がＧａＡｓで形成されてなる構成にすると、ベース−カソード界面のヘテロ構造が、ホールバリアとして働き、ホールのベースからカソードへの染み出しを防ぐことが可能となる。中でもＩｎＧａＰはホールバリア効果の高い材料であり、その効果が高い。
【００５２】
特に、カソード層をＡｌＧａＡｓとＩｎＧａＰの２層で形成する構成にすると、選択エッチングで確実に層厚を制御してエッジシニング層を形成することが可能となる。加えて、ＩｎＧａＰをベース側とし、カソード側面、表面での再結合の影響を抑制することも可能となる。
【００５３】
また、カソード領域がＩｎＡｌＡｓで形成され、ベース領域及び走行領域がＩｎＰで形成されてなる構成にすると、ＩｎＰがＧａＡｓに比べ、バンドギャップが大きく耐圧が高くとれることから、ＧａＡｓで構成した場合に比べ、発振出力を大きくすることが可能となる。
【００５４】
ところで、バイポーラ型ガン効果トリオードでは、ガンダイオードや米国特許３，９１８，００９（従来例１）に示されているユニポーラ型ガン効果トリオードと異なり、温度上昇により電流が増加してさらに温度上昇を招くという熱による正のフィードバックが生じる。このため、素子内での温度ばらつきにより電流のばらつきが生じ、それが正のフィードバックで増幅されて素子内で電流密度に大きな分布が生じて、電流集中が起こるという問題がある。
【００５５】
図９に、バイポーラ型ガン効果トリオードの電流集中の状態を模式的に示す。この図では、電流集中を表すために、アノード層１１０１、走行層１１０２、ベース層１１０３上とベースカソード界面１１０４および素子の垂直断面を示している。１１０７は走行層１１０２内の断面の電流密度分布を示し、カソード層および各電極は図示を省略している。ベースカソード界面１１０４の範囲に均一に電流が流れなければならないのに、この図９では、走行層１１０２中を流れる電流によって温度が上昇し、温度上昇が大きい中心部１１０５に電流が集中して、温度上昇が小さい周辺部１１０６の電流が減少している状態を示している。
【００５６】
ガン発振素子においては、走行領域での時間平均電界強度が一定であることが発振のためのひとつの条件であり、発振強度に特に大きく影響する。このため、上記電流集中により素子内の平面位置による電流密度のばらつきが生じると、素子内の時間的平均電界強度のばらつきとなり、部分的に発振しない領域、または発振強度が低下した領域が生じる。さらに、電流集中の分布が大きい場合には、素子の発振が完全に停止してしまう。
【００５７】
そこで、本発明にあっては、カソード領域上にバラスト抵抗層を積層することにより、素子内の微小な各部分の動作に対してバラスト効果を有するバイポーラ型ガン効果トリオードの構成とするのが好ましい。これにより、カソードフィンガー内（複数のフィンガーがある場合にはフィンガー間も含む）の平面的な温度分布による電流集中を防いで素子全体の時間平均電界強度を一定にし、発振強度の低下を防止して安定した高出力の発振が可能となる。
【００５８】
ガン発振素子においては、発振周波数は主として走行層の長さと電子の飽和速度によって決定されるが、印加するバイアスを変化させることで飽和速度が変化して発振周波数が変わる。
【００５９】
例えば、ガンダイオードの場合には、カソードアノード間の電圧を変化させて電圧制御周波数可変発振器（ＶＣＯ）とすることができる。しかし、電圧の変化に伴ってアノードＤＣ電流が大きく変動してしまい、周波数の変化と共に消費電流と出力パワーも同時に変動するので、ＶＣＯとしての特性が悪くなる。
【００６０】
また、米国特許３，９１８，００９（従来例１）に示されているユニポーラ型ガン効果トリオードの場合、ソースアノード間にバイアスを印加するため、バイアスを変化させるとゲートアノード間の電圧が変化してアノードＤＣ電流が変化してしまう。
【００６１】
これに対して、本発明のＶＣＯにあっては、バイポーラ型ガン効果トリオードのアノードＤＣ電流がベースカソード間の電圧で制御され、ベースアノード間の電圧に殆ど依存しない性質を有している。よって、アノードＤＣ電流を変化させずにベースアノード間の電圧を変化させることができ、発振周波数に対して発振出力の変動が少ない良好な特性のＶＣＯを実現可能となる。
【００６２】
ガン発振素子においては、素子の電圧条件や電流条件等の動作条件によって発振周波数や発振出力が変動するが、同期信号の注入によって素子の上記動作条件が変動し、同期信号の整数倍への発振周波数の引き込みが生じる。
【００６３】
しかし、ガンダイオードの場合には、カソードアノード間に同期信号を注入するが、上述のように同期信号の電力によってガンダイオードの動作条件が影響を受けることが必要であるので、注入信号としては大きな電力が必要とされる。
【００６４】
これに対して、本発明の注入同期発振器（ＩＬＯ）にあっては、バイポーラ型ガン効果トリオードのベースカソード間への同期信号の入力がアノード電流への増幅作用を有している。よって、同じ電力の同期信号によってベースアノード間の電圧や電流を大きく変化させることができ、注入信号の電力を小さくすることが可能となる。または、一定の注入信号の強度によって注入同期可能な周波数引き込み可能周波数を広く取ることが可能となる。
【００６５】
また、ガンダイオードの場合には、発振出力が同期信号用の発振器に逆流して同期信号源の位相雑音を増加させることがある。
【００６６】
また、米国特許３，９１８，００９（従来例１）に示されているユニポーラ型ガン効果トリオードの場合、同期信号をゲート端子から入力するため、ガンダイオードの場合に比べるとアノードからゲートへのアイソレーションが良好で、同期信号源への発振出力の逆流が少ない。しかし、これだけでは充分ではないため、フィルタまたはバッファアンプによる逆流防止が必要となる。
【００６７】
これに対して、本発明の注入同期発振器（ＩＬＯ）にあっては、バイポーラ型ガン効果トリオードが、バイポーラトランジスタで言うところのアーリー電圧として非常に大きな値を有しているので、アノードからカソードへのアイソレーションが非常に良好で、カソード側への発振出力の逆流を防止できる。よって、ベースを発振周波数に対して接地してカソードから同期信号を入力すれば、発振出力が同期信号用の発振器に逆流することが無く、位相雑音が増加することはない。
【００６８】
ガン発振素子においては、素子の電圧条件や電流条件等の動作条件によって発振出力が変動することを利用して、発振機能とミキサ機能とを兼ね備えた自己発振ミキサを構成することが可能である。
【００６９】
しかし、ガンダイオードの場合には、入出力が全て同じカソードアノード間であるので、各信号間のアイソレーションが悪い。また、２端子素子なので変換利得が無い。
【００７０】
また、米国特許３，９１８，００９（従来例１）に示されているユニポーラ型ガン効果トリオードの場合、ガンダイオードの場合に比べるとアノードからゲートへのアイソレーションが少し良好であるが、やはり充分ではない。よって、フィルタまたはバッファアンプによる逆流防止を行わなければ、大きなローカル信号によって入力側のアンプを飽和させてしまう場合がある。
【００７１】
これに対して、本発明の自己発振ミキサにあっては、バイポーラ型ガン効果トリオードが、バイポーラトランジスタで言うところのアーリー電圧として非常に大きな値を有しているので、アノードからカソードへのアイソレーションが非常に良好で、カソード側への発振信号の漏洩を防止できる。よって、ベースを発振周波数に対して接地してカソードから高周波信号、ベースバンド信号や中間周波数信号等の入力信号を入力すれば、発振出力からのアイソレーションが容易に可能である。また、バイポーラ型ガン効果トリオードのベースカソード間への同期信号の入力がアノード電流への増幅作用を有しているので、変換利得が得られる場合がある。
【００７２】
さらに、通常のトランジスタによるミキサでは、トランジスタの高周波特性がミキサの変換効率に影響し、高周波特性がトランジスタにおける信号の遅延時間（主としてコレクタ層の遅延時間）によって限界が生じている。
【００７３】
これに対して、本発明の自己発振ミキサにあっては、バイポーラ型ガン効果トリオードのカソードベース間の遅延時間にって限界が決められ、この遅延時間は高周波信号にとっては極めて小さいため、応答時間が速く、より高周波での使用が可能となる。
【００７４】
ところで、３０ＧＨｚ以上の通信では、容易に広帯域の通信が可能であり、電波が遠くまで届かない性質があるため、構内や家庭内においてデータや画像等の広帯域通信に比較的自由に用いることができる。
【００７５】
しかし、３０ＧＨｚ以上の周波数では、増幅素子の利得が小さく、部品価格も高いため、比較的容易に部品を入手できる低い中間周波数、好ましくは１ＧＨｚ〜２ＧＨｚ程度の中間周波数での回路によって増幅を行う場合が多い。このため、受信器では、中間周波数が送信周波数の５％以下のものを含むようになり、ローカル発振周波数と高周波信号周波数が近接してしまう。その結果、受信器ではミキサ部からのローカル信号の漏洩をフィルタやアンテナで防止することが困難となる。
【００７６】
そこで、本発明の無線受信装置にあっては、本発明の自己発振ミキサにおいて無線信号をカソード領域に入力し、周波数変換を行う。これにより、ローカル発振周波数の高周波信号入力漏洩を防いで、優れた移動体通信端末を構成することが可能となる。
【００７７】
【発明の実施の形態】
まず、本発明のバイポーラ型ガン効果トリオードの概要を説明する。
【００７８】
ガン発振素子において大きなガン−ヒルシウム効果を達成するためには、走行領域の全ての領域で時間平均電界強度を一定の最適値にすることが必要である。電界強度を一定にするには、電界強度Ｅと電荷密度ρと走行領域の誘電率εの関係で表されるポアソンの方程式▽・Ｅ＝ρ／εから、電荷密度ρ≒０である必要がある。
【００７９】
従って、発振しているガン発振素子では、時間平均電界強度Ｅｔｍ、時間平均電荷密度ρｔｍで表されるポアソンの方程式▽・Ｅｔｍ＝ρｔｍ／εから、時間平均電荷密度ρｔｍ≒０である必要がある。
【００８０】
この時間平均電荷密度ρｔｍは、ドナー濃度ＮＤと時間平均電子密度ｎｔｍの関係で表され、ρｔｍ＝ｑ（ＮＤ−ｎｔｍ）である（ｑ：電子の電荷）。
【００８１】
従来のガンダイオード、ユニポーラ型のガン効果トリオードでは、例えば図２０に示すように、走行領域９０５の電流に対する幅方向の寸法Ｗ９はゲート領域からアノード領域９０６に達するまでの間で基本的には一定である。従って、時間平均電子密度ｎｔｍは走行領域９０５中で一定であるため、ドナー濃度ＮＤは、基本的には一定の値を取ることが好ましい。
【００８２】
これに対し、バイポーラ型ガン効果トリオードは、例えば、図１に示すように、アノード層１０７とカソード層１０４の間に、走行層１０８とベース層１０５を挟んでなり、カソード層１０４上にはカソード電極１０１が形成され、エッチング等により露出された両側のアノード層１０７の上面には、アノード電極１０３が形成され、エッチング等により露出された両側のベース層１０５の上面には、ベース電極１０２が形成されている。
【００８３】
このバイポーラ型ガン効果トリオードでは、ベース層１０５表面にベース電極１０２をオーミック接触させて給電する構造をとるため、電流入射点であるベース層１０５のカソード層１０４の直下からアノード層１０７の方向に、走行層１０６中に電流広がり１０８がもたらされる。この電流広がり１０８によって、時間平均電子密度ｎｔｍはベース層１０５から離れるにしたがって減少する。そして、この電流広がり１０８は、走行層１０６の形状で制限されるまで、例えば走行層１０６の側壁１０９に到達するまで、又はアノード層１０７に到達するまで続く。
【００８４】
そのため、走行層１０６の全範囲で（ＮＤ−ｎｔｍ）で表される時間平均電子密度ｎｔｍを０に近づけるためには、電流広がり１０８が生じた部分の走行領域１０６中のドーピング濃度を減少させる構造が必要となる。また、ガン発振効率を上げるにはドーピング濃度を滑らかに減少させた構造とするのが好ましい。
【００８５】
電流密度の位置依存性は、電界と電子のドリフト移動度の電界依存性に複雑に相互依存しているので正確に計算するのは困難であるが、近似的には、図２に示すように、電流広がりは入射点から走行層の形状で制限されるまで一定の角度θで広がる。この近似によれば、電流密度が横方向位置ｘに依存しないという仮定の元に、ＮＤ−ｎｔｍ＝０を満たすために必要なドーピングプロファイルは、計算により簡単に求めることができる。シミュレーションの結果、カソード層１０４とベース層１０５の界面の幅Ｗ_Eに殆ど依存せず、電流広がり角度θは約４０゜であることがわかった。
【００８６】
走行層が傾斜型ドーピングプロファイルを持つバイポーラ型ガン効果トリオードの場合は、図３（ａ）のガン発振が生じている時の走行層のある瞬間の電子密度のシミュレーション値の等高線図で示されているように、電流広がりは約４０゜である。図３（ｂ）は、図３（ａ）で用いたデータを３次元にプロットしたものであり、電子の堆積層がベース層と走行層の界面に対し平行方向ｘ及び垂直方向ｙに伝播して行く様子が明白に現れている。尚、シミュレーションに用いたモデルでは、ドリフトと拡散機構にエネルギー緩和時間近似を用いて計算したドリフト速度の電界依存とを組み込んでいる。
【００８７】
図３（ａ）及び図３（ｂ）に示すシミュレーション結果から、平行方向ｘへ伝搬する電子堆積層３０２の電子密度が、垂直方向ｙに伝播する電子堆積層３０１の電子密度より僅かに低いことがわかる。
【００８８】
電子密度は、電流の流れが純粋に１次元の場合に比較して、ｘ＜ｙｔａｎ４０゜の領域では、近似的に下記の（５）式
ｎ２Ｄ（ｘ，ｙ）／ｎ１Ｄ（ｙ）≒Ｗ_E／［Ｗ_E＋２ｙ（α＋ｔａｎ４０°）］・・・・（５）
で表されるように減少する。
【００８９】
ここで、ｎ２Ｄ（ｘ，ｙ）は、電子広がりのある２次元の場合の電子密度であり、ｎ１Ｄ（ｙ）は、電子広がりの無い１次元の場合の電子密度である。ＷEはカソード層とベース層の界面の幅、ｙはベース層と走行層の界面からの距離、αは平行方向ｘと垂直方向ｙへ伝搬する電子堆積層の密度比を表す０から１の間の値である。
【００９０】
バイポーラ型ガン効果トリオードでは、ベース電極とアノード電極で電流発振をもたらすのは垂直方向ｙに伝搬する電子堆積層であるから、この垂直方向伝搬の電子堆積層を最大にするのが望ましい。最適ドーピングプロファイルは、ドーピング濃度が時間平均電子密度に等しいものである。従って、電子広がりのある２次元の場合、走行層の位置依存性ドーピング濃度ＮＤ（ｙ）は、ベース層と走行層の界面からの距離ｙに対して、下記（１）式
ＮＤα（ｙ，α）＝ＮＤ０・Ｗ_E／［Ｗ_E＋２ｙ（α＋ｔａｎ４０°）］・・・・（１）
の関係を満たすように変化するのが最も望ましい。
【００９１】
ここで、ＮＤ０はベース層と走行層の界面での走行層のドーピング濃度、ＷEはカソード層とベース層の界面の幅、αは平行方向ｘと垂直方向ｙへ伝搬する電子堆積層の密度比を表す０から１の間の値である。
【００９２】
この技術による効果は、種々の走行層構造をとるバイポーラ型ガン効果トリオードについて、動作の２次元シミュレーションを行い、最適バイアス条件での各々の出力を計算することで評価できる。図４（ａ）に、カソード幅を１μｍ、２μｍ、及び３μｍとした場合のバイポーラ型ガン効果トリオードのシミュレーション結果を示す。ここで、出力電流密度は、フーリエ解析による基本周波数の振幅であり、電流広がり角度を４０°とした時の電子堆積層の密度比αに対してプロットした。このシミュレーション結果から、この密度比αを指標にすると、全てのカソード幅に対しては、０．５＜α＜１の範囲で最適値としての発振ピークを持っており、カソード幅が２μｍ以上では０＜α＜１．５程度の範囲で発振していることがわかる。
【００９３】
ガン発振素子では、基本発振周波数ｆ_OSCは、走行層輸送時間ｔｘの逆数で表され、又電子の飽和速度Ｖ_SATと走行層の厚さＸａにより、下記（６）式
ｆ_OSC＝１／ｔｘ＝Ｖ_SAT／Ｘａ・・・・（６）
で表される。
【００９４】
ガンドメインは時間と共に発達するため、ガン発振器の振幅は輸送時間の減少と共に減少する。また、実際問題として基本発振周波数ｆ_OSCも１５０ＧＨｚ程度に制限される。
【００９５】
従って、走行層の厚さＸａは、下記（７）式
Ｘａ＞Ｖ_SAT／１５０ＧＨｚ・・・・（７）
で与えられる。
【００９６】
また、大部分のIII−Ｖ族半導体に対して、電子の飽和速度Ｖ_SATは約１×１０⁷ｃｍ／ｓである。従って、上記（７）式により求められる走行層の厚さＸａは０．７μｍ程度以上となるが、実際には走行層の両端は一部デッドゾーンを含んでいるので、走行層の厚さＸａは１μｍ以上とするのが望ましい。
【００９７】
このことは、マイクロ波ミリ波ヘテロバイポーラトランジスタのコレクタ層の厚さが、０．２μｍ〜０．７μｍ程度であることと対照的である。
【００９８】
また、発振波形は正弦波ではなく高調波を含むので、２次高調波を取り出せば３００ＧＨｚの発振出力を得ることも可能である。
【００９９】
以下に、上述した本発明のバイポーラ型ガン効果トリオードの実施の形態を図面に基づいて具体的に説明する。
【０１００】
（実施形態１）
実施形態１によるバイポーラ型ガン効果トリオードは、図５に示すように、半絶縁性ＧａＡｓ基板５１１上に、アノード層５１０、濃度グレーディッド走行層５０９、ベース層５０８、カソード層５０７、バラスト層５０６、組成グレーディッドキャップ層５０５、ｎ⁺キャップ層５０４、及びカソードオーミック電極５０１が順次積層された構造を有し、エッチング等により露出された両側のアノード層５１０の上面には、アノードオーミック電極５０３が形成され、エッチング等により露出された両側のベース層５０８の上面には、ベースオーミック電極５０２が形成されている。
【０１０１】
より詳しくは、カソードオーミック電極５０１は、Ａｕ、Ｇｅ又はＮｉからなり、ベースオーミック電極５０２は、Ｔｉ、Ｐｔ又はＡｕからなり、アノードオーミック電極５０３は、Ａｕ、Ｇｅ又はＮｉからなる。
【０１０２】
ｎ⁺キャップ層５０４は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁸ｃｍ^-3、厚さ１００ｎｍのｎ⁺ＧａＡｓからなり、組成グレーディッドキャップ層５０５は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁷ｃｍ^-3、厚さ２０ｎｍのｎＡｌ_xＧａ_1-xＡｓ（表面側ｘ＝０→基板側ｘ＝０．３５）からなり、バラスト層５０６は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁶ｃｍ^-3、厚さ２００ｎｍのｎＡｌ_0.35Ｇａ_0.65Ａｓからなる。
【０１０３】
カソード層５０７は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁷ｃｍ^-3、厚さ８０ｎｍ、上部の幅Ｗ_E３μｍのｎＡｌ_0.3Ｇａ_0.7Ａｓからなり、ベース層５０８は、Ｃドーピング濃度４×１０¹⁹ｃｍ^-3、厚さ１５０ｎｍのｐ⁺ＧａＡｓ層からなり、アノード層５１０は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁸ｃｍ^-3、厚さ５００ｎｍのｎＧａＡｓ層からなる。
【０１０４】
濃度グレーディッド走行層５０９は、Ｓｉドーピング濃度をアノード側からベース側へ１．２×１０¹⁶ｃｍ^-3から３．０×１０¹⁶ｃｍ^-3に傾斜させており、ここでは図４（ｂ）において実線Ａで示す直線近似の濃度分布をなし、厚さ１３００ｎｍのｎＧａＡｓからなる。この場合、ベース領域からの距離ｙが０．４μｍまでは点線ａで示すα＝０の場合よりも位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）がわずかに大きくなっているが、上記（１）式の理想式において、点線ａで示すα＝０の場合と点線ｂで示すα＝１．５の場合の分布の間におおよそ入っている。
【０１０５】
図６に、上記構成のバイポーラ型ガン効果トリオードにおける実際の発振出力スペクトルの一例を示す。この例では、走行層５０９の厚さを１．３μｍとした場合の発振出力スペクトルを示しており、１４０ＧＨｚ程度の基本波Ｐ１と、２８０ＧＨｚ程度の２次高調波Ｐ２が得られている。尚、発振周波数は、ガンダイオードの場合と同様に走行層の厚みを変化させることで変えることができる。
【０１０６】
発振出力は、走行層の面積、厚さで決まる以外に、ベース抵抗によって出力が低下する。これは、バイポーラ型ガン効果トリオードでは、ベース、アノード間に出力（負性抵抗）を生じるので、ベース抵抗がこの負性抵抗を上回ると発振が生じないためである。従って、ベース抵抗を低くすることが重要である。
【０１０７】
ここで、ベース抵抗を低減するための方法を、いくつか説明する。
【０１０８】
第１の方法は、カソード幅を小さくするものであり、ベース抵抗を低減するのに非常に有効な方法である。しかしながら、この方法ではカソード幅が小さくなるほど２次元効果が大きくなるので、本発明による走行層のドナー濃度グレーディングを厳密に行なう必要が生じる。このことについては、図４を用いて先に説明したとおりであるが、図４ではベース抵抗の影響を考慮していないので、カソード幅の低減によるベース抵抗の低減の効果は表されていない。
【０１０９】
第２の方法は、ベース層の厚みを厚くするものである。バイポーラ型ガン効果トリオードの場合には、バイポーラトランジスタの場合と異なり、ベースのトランジットタイムはあまり重要ではないので、この方法によりベース抵抗を低減することができる。
【０１１０】
第３の方法は、ベース層の不純物濃度を大きくするものである。この方法は、バイポーラトランジスタでは、度を過ぎるとｈＦＥを低下させ、素子性能を低下させる原因になるが、バイポーラ型ガン効果トリオードでは、ｈＦＥの低下はカソード電流効率の低下の原因にはなるが、素子の負性抵抗の減少につながらないので、バイポーラトランジスタの場合と異なりあまり重要ではない。従って、ベース層の不純物濃度と厚みは、バイポーラトランジスタの場合よりも大きくすることができる。
【０１１１】
但し、ｈＦＥの低下は全体の発振効率の低下となるので、ｈＦＥが大きいほうが好ましく、本実施形態のようにヘテロ構造とし、ホールバリアにより、ホールのカソードへの染み出しを防ぐことが好ましい。具体的には、例えば、ＡｌＧａＡｓ／ＧａＡｓヘテロ結合のほかに、ＡｌＧａＡｓ／Ａｌ_xＧａ_1-xＡｓ（ｘ→０）／ＧａＡｓの組成グレーディッド構造や、後述する実施形態２や実施形態３のようにＩｎＧａＰなどのホールバリア効果の高い材料を使うことができる。
【０１１２】
また、カソード電流効率を少し犠牲にすれば、ベース抵抗はベース層の厚みを厚くすることで回避することも可能なので、ベース層の不純物濃度を下げて、ＧａＡｓからなるカソード層、走行層、及びアノード層によるホモ結合も可能である。
【０１１３】
走行層は、ガンダイオードと同じく、直接遷移型の半導体で、Ｌ谷又はＸ谷のエネルギーと、Г谷のエネルギーの差が大きく、Ｌ谷又はＸ谷の電子質量が、Г谷の電子質量より大きいことが必要であり、そのためには、ＧａＡｓのほかに、ＩｎＰ，ＧａＮ，ＡｌＮ，ＡｌＳｂ，ＧａＳｂなど、また、前記にＩｎＡｓ，ＩｎＳｂ，ＡｌＡｓ，ＧａＰ，ＡｌＰ，ＩｎＮを加えた化合物半導体の複数の混晶なども走行層として使用できる。
【０１１４】
走行層以外の層は、走行層に格子整合する材料が用いられるので、走行層と同じ材料、又は、格子整合する混晶系化合物半導体を使うことができる。また、化合物半導体でない材料でも格子整合すれば利用が可能である。例えば、Ｇｅは、ホール移動度が高くベース材料に利用した場合にベース抵抗が低減できるメリットを持ち、ＧａＡｓにエピタキシャル成長できる材料として、Ｇｅベース／ＧａＡｓ走行層のバイポーラ型ガン効果トリオードを構成することが可能である。
【０１１５】
カソード層のベース側の幅が広がっている部分５１２は、エッジシニング構造と呼ばれ、ベース層表面で電子ホールが再結合することでベース層が劣化し、素子特性の変動が起こるのを防止するための構造である。尚、薄く残したカソード層は完全に空乏化する厚さにしており、カソード層としては機能せず、ベース表面の保護膜となっている。これは、ヘテロバイポーラトランジスタでも行われている方法であるが、ヘテロバイポーラトランジスタでは電流密度の最大値が１０ＫＡ／ｃｍ²程度であるのに対し、バイポーラ型ガン効果トリオードでは、例えば本実施形態１の素子でも電流密度が５０ＫＡ／ｃｍ²であり、バイポーラ型ガン効果トリオードの電流密度が非常に大きいことから、信頼性の高い素子を提供するためには、エッジシニング構造をとることがとても重要である。
【０１１６】
カソード層の上にバラスト層を設けているのは、カソード内部での電流ばらつき、又はマルチカソードフィンガー素子にした場合の素子間での電流ばらつきによる、素子動作の不均一性を低減するためのもので、素子の熱暴走防止の役割も持っている。
【０１１７】
（実施形態２）
実施形態２によるバイポーラ型ガン効果トリオードは、図５を用いて説明した上記実施形態１において、カソード層５０７をＡｌＧａＡｓからＩｎＧａＰに代えて構成した点と、濃度グレーディッド走行層５０９の構成が相違しており、その他の構成は上記実施形態１の場合と同様である。
【０１１８】
このカソード層５０７は、具体的にはＳｉドーピング濃度５×１０¹⁷ｃｍ^-3、厚さ８０ｎｍのｎＩｎＧａＰからなる。
【０１１９】
濃度グレーディッド走行層５０９は、Ｓｉドーピング濃度をアノード側からベース側へ１．２×１０¹⁶ｃｍ^-3から３．０×１０¹⁶ｃｍ^-3に傾斜させており、ここでは図４（ｂ）において実線Ｂで示す２段階直線近似の濃度分布をなし、具体的にはＳｉドーピング濃度を１．２×１０¹⁶ｃｍ^-3から２．０×１０¹⁶ｃｍ^-3に傾斜させた厚さ９００ｎｍのｎＧａＡｓと、Ｓｉドーピング濃度を２．０×１０¹⁶ｃｍ^-3から３．０×１０¹⁶ｃｍ^-3に傾斜させた厚さ４００ｎｍのｎＧａＡｓとからなる。
【０１２０】
実線Ｂで示すこの場合の位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）は、上記（１）式の理想式において、点線ｃで示すα＝０．５の場合と点線ｄで示すα＝１．０の場合の分布の間におおよそ入っている。
【０１２１】
上記実施形態１では、カソード層５０７がＡｌＧａＡｓであるため、カソード層５０７の側面での電子ホール再結合によるエネルギーで何らかのダメージが生じ、素子の信頼性が劣化するおそれがある。この問題は、ヘテロバイポーラトランジスタで生じることが知られているが、バイポーラ型ガン効果トリオードでは電流密度が高い分だけ、ヘテロバイポーラトランジスタに比べ、劣化が顕著となる。従って、カソード層５０７にＡｌＧａＡｓより劣化が少ないＩｎＧａＰを用いることで、信頼性の高いバイポーラ型ガン効果トリオードを提供することができる。
【０１２２】
加えて、カソード層とベース層の層間で選択エッチングすることが可能になるので、製造プロセスが簡易になるという効果も奏する。
【０１２３】
（実施形態３）
実施形態３によるバイポーラ型ガン効果トリオードは、エッジシニング構造７１２をとるものであって、図７に示すように、半絶縁性ＧａＡｓ基板７１１上に、アノード層７１０、濃度グレーディッド走行層７０９、ベース層７０８、エッジシニング層となるＩｎＧａＰカソード層７１７、ＡｌＧａＡｓカソード層７０７、バラスト層７０６、組成グレーディッドキャップ層７０５、ｎ⁺キャップ層７０４、及びカソードオーミック電極７０１が順次積層された構造を有し、エッチング等により露出された両側のアノード層７１０の上面には、アノードオーミック電極７０３が形成され、エッチング等により露出された両側のベース層７０８の上面には、ベースオーミック電極７０２が形成されている。
【０１２４】
より詳しくは、カソードオーミツク電極７０１は、Ａｕ、Ｇｅ又はＮｉからなり、ベースオーミック電極７０２は、Ｔｉ、Ｐｔ又はＡｕからなり、アノードオーミック電極７０３は、Ａｕ、Ｇｅ又はＮｉからなる。
【０１２５】
ｎ⁺キャップ層７０４は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁸ｃｍ^-3、厚さ１００ｎｍのｎ⁺ＧａＡｓからなり、組成グレーディッドキャップ層７０５は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁷ｃｍ^-3、厚さ２０ｎｍのｎＡｌ_xＧａ_1-xＡｓ（表面側ｘ＝０→基板側ｘ＝０．３５）からなり、バラスト層７０６は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁶ｃｍ^-3、厚さ２００ｎｍのｎＡｌ_0.35Ｇａ_0.65Ａｓからなる。
【０１２６】
カソード層７０７は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁷ｃｍ^-3、厚さ５０ｎｍ、上部の幅Ｗ_E３μｍのｎＡｌ_0.3Ｇａ_0.7Ａｓからなり、エッジシニング層となるカソード層７１７は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁷ｃｍ^-3、厚さ４０ｎｍのｎＩｎＧａＰからなり、ベース層７０８は、Ｃドーピング濃度４×１０¹⁹ｃｍ^-3、厚さ１５０ｎｍのｐ⁺ＧａＡｓからなり、アノード層７１０は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁸ｃｍ^-3、厚さ５００ｎｍのｎＧａＡｓからなる。
【０１２７】
濃度グレーディッド走行層７０９は、Ｓｉドーピング濃度をアノード側からベース側へ１．２×１０¹⁶ｃｍ^-3から３．０×１０¹⁶ｃｍ^-3に傾斜させた厚さ１３００ｎｍのｎＧａＡｓからなり、具体的には、上記（１）式の理想式において、ＮＤ０＝３．０×１０¹⁶ｃｍ^-3、Ｗ_E＝３μｍ、α＝０．９としている。
【０１２８】
ここで、このエッジシニング構造とは、ベース層表面で電子ホールが再結合することでベース層が劣化し、素子特性の変動が起こることを防止するための構造である。バイポーラ型ガン効果トリオードでは、電流密度が非常に大きいことから、信頼性の高い素子を提供するために非常に重要な構造である。
【０１２９】
図７に示すように、カソード層をＡｌＧａＡｓ／ＩｎＧａＰの２層に分けたのは、カソード層７０７、７１７の選択エッチングで確実に層厚を制御してエッジシニング層７１７を作るためである。また、ＩｎＧａＰがベース側にあるのは、上記実施形態２で説明したカソード側面、表面での再結合の影響を考慮したためである。
【０１３０】
（実施形態４）
実施形態４によるバイポーラ型ガン効果トリオードは、ＩｎＰ基板上にＩｎＰ走行層を形成するものであって、図８に示すように、半絶縁性ＩｎＰ基板８１１上に、アノード層８１０、濃度グレーディッドＩｎＰ走行層８０９、ベース層８０８、カソード層８０７、バラスト層８０６、組成グレーディッドキャップ層８０５、ｎ⁺キャップ層８０４、及びカソードオーミック電極８０１が順次積層された構造を有し、エッチング等により露出された両側のアノード層８１０の上面には、アノードオーミック電極８０３が形成され、エッチング等により露出された両側のベース層８０８の上面には、ベースオーミック電極８０２、エッジシニング構造８１２が形成されている。
【０１３１】
より詳しくは、カソードオーミツク電極８０１は、Ａｕ、Ｇｅ又はＮｉからなり、ベースオーミック電極８０２は、Ｔｉ、Ｐｔ又はＡｕからなり、アノードオーミック電極８０３は、Ａｕ、Ｇｅ又はＮｉからなる。
【０１３２】
ｎ⁺キャップ層８０４は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁸ｃｍ^-3、厚さ１００ｎｍのｎ⁺Ｉｎ_0.5Ｇａ_0.5Ａｓからなり、組成グレーディッドキャップ層８０５は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁷ｃｍ^-3、厚さ２０ｎｍのｎＩｎ_0.5Ａｌ_xＧａ_0.5-xＡｓ（表面側ｘ＝０→基板側ｘ＝０．５）からなり、バラスト層８０６は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁶ｃｍ^-3、厚さ２００ｎｍのｎＩｎ_0.5Ａｌ_0.5Ａｓからなる。
【０１３３】
カソード層８０７は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁷ｃｍ^-3、厚さ８０ｎｍ、上部の幅Ｗ_E３μｍのｎＩｎ_0.5Ａｌ_0.5Ａｓからなり、ベース層８０８は、Ｃドーピング濃度４×１０¹⁹ｃｍ^-3、厚さ１５０ｎｍのｐ⁺ＩｎＰからなり、アノード層８１０は、Ｓｉドーピング濃度５×１０¹⁸ｃｍ^-3、厚さ５００ｎｍのｎＩｎＰからなる。
【０１３４】
濃度グレーディッド走行層８０９は、Ｓｉドーピング濃度をアノード側からベース側へ１．２×１０¹⁶ｃｍ^-3から３．０×１０¹⁶ｃｍ^-3に傾斜させた厚さ１３００ｎｍのｎＩｎＰからなり、具体的には、上記（１）式の理想式において、ＮＤ０＝３．０×１０¹⁶ｃｍ^-3、Ｗ_E＝３μｍ、α＝０．９としている。
【０１３５】
この実施形態４では、ＩｎＰ基板上にＩｎＰ走行層を形成することで、ＧａＡｓで形成したものよりも発振出力を大きくすることを可能としている。これは、ＩｎＰはＧａＡｓに比べバンドギャップが大きく耐圧が高く取れるためである。
【０１３６】
（実施形態５）
実施形態５によるバイポーラ型ガン効果トリオードは、図５を用いて説明した上記実施形態１において、バラスト層５０６を相違させたものであり、その他の構成は実施形態１と同様である。
【０１３７】
具体的には、バラスト層５０６の組成および濃度は実施形態１と同様にし、厚みを実施形態１の２００ｎｍに対して４００ｎｍ、３００ｎｍおよび１００ｎｍとしたものと、バラスト層を無くしたものとを作製した。
【０１３８】
これらの素子は、図１０に示すように、ある範囲のアノード電流において発振し、その発振周波数は、上記実施形態１と同様に、１４０ＧＨｚ程度の基本波と２８０ＧＨｚ程度の２次高調波が得られた。しかし、バラスト層５０６の厚みが２００ｎｍよりも薄い場合には出力が低下し、図１０に示すように発振可能なアノード電流の範囲が極めて狭くなった。また、バラスト層５０６の厚みが２００ｎｍ以上では、発振可能なアノード電流の範囲はほぼ一定であった。
【０１３９】
なお、バイポーラ型ガン効果トリオードでは、ガンダイオードと異なり、図１の１０８に示す電流の広がりよって、電子の走行方向（深さ方向）における電流密度分布が生じるのを避けることができない。そこで、本実施形態では、素子内の時間平均強度を一定とするために、電子の走行方向（深さ方向）の不純物濃度グレーディングによって、上記電流密度分布を相殺している。しかし、図９の１１０５、１１０６に示すように、電流集中によって素子の平面的な電流密度が生じると、断面における電流の広がりについても図１の１０８から図９の１１０７のように変化してしまう。図１０に示したバラスト層が無い場合の結果は、電流集中によって上記不純物濃度グレーディング設計が狂ってしまったためと考えられる。
【０１４０】
このように、バラスト抵抗によって、電流密度分布に図９の１１０５および１１０６のような平面的な分布を無くし、濃度グレーディング走行層によって、深さ方向の電流密度分布を相殺することにより、始めて、走行層全体の時間平均電界強度を一定にして、発振効率を最適化することができる。特に、温度上昇の大きい高電流を使用する場合には、効率を向上することが可能となると考えられる。
【０１４１】
このバラスト層の厚み、即ち抵抗値としては、カソード層の抵抗値以上が必要であり、バラスト層の抵抗値が大きい程、電流集中を防止することができるので好ましい。但し、バラスト層の抵抗値が大きい場合には、カソードベース間にバラスト抵抗の電圧降下分だけ、余分な電圧が必要となるので、抵抗値には実用上の上限がある。しかし、発振はベースアノード間に発生するので、発振出力や発振周波数幅にバラスト抵抗値自身が悪影響を与えることはない。この点が他のバイポーラデバイスとは全く異なる点である。
【０１４２】
バラスト層の材料としては、ＡｌＧａＡｓのような半導体材料の他に、カソード上に積層可能な抵抗材料であれば、いずれも使用可能である。半導体材料の場合には、走行層の材料よりも電子移動度の低い材料を用いることが望ましい。電子移動度の高い材料を用いると、バラスト層の厚みが厚くなって、製造面での困難さが増大するだけではなく、厚みを薄くするために不純物濃度を低下させた場合に、バラスト層での電子の走行効果が生じて、素子動作が不安定になることがある。バラスト層の材料として、Ａｌ_xＧａ_1-xＡｓ（０．１５≦ｘ≦０．３５）を用いれば、低温時の抵抗が低く、温度上昇した部分のみ抵抗が上昇する特性を有しているので、最低限の抵抗値で電流集中を防止する効果が得られる。よって、以下の実施形態で説明する注入同期発振器や自己発振ミキサ等のように、カソードから信号を導入する場合の信号損失がより少なくなるため、好ましい。
【０１４３】
（実施形態６）
実施形態６による電圧制御周波数可変発振器（ＶＣＯ）は、実施形態１および実施形態２で説明した走行層の不純物グレーディングが異なるバイポーラ型ガン効果トリオードを用いた。
【０１４４】
図１１（ａ）に示すように、バイポーラ型ガン効果トリオード１２０１のベース電極１２０２を接地し、アノード電源端子１２０３からバイアス回路（本実施形態ではインダクタンス１２０４）を通してアノード電極１２０５に正の電圧を加え、カソード電源端子１２０６からバイアス回路（本実施形態ではインダクタンス１２０７）を通してカソード電極１２０８に負の電圧を加えて、アノード電極１２０５から直流バイアスカット用コンデンサ１２０９を通して出力端子１２１０に発振出力を取り出した。
【０１４５】
図１２に示すように、アノードベース間の電圧を変えることにより、発振周波数の変化が観察された。また、アノードＤＣ電流の変化は殆ど無かった。さらに、周波数可変幅は、走行層の不純物グレーディングが理想により近い実施形態２の素子の方が、実施形態１の素子に比べて広くなった。これは、ガン発振可能な時間平均電界強度には制限（幅）があるが、ＶＣＯ動作させるためにバイアスを変化させて電界が変化したときに、走行層中の時間平均電界強度の元々分布があると、時間平均電界強度の制限を超える部分がより速く生じて、発振が停止したり、出力が低下するためではないかと考えられる。
【０１４６】
なお、発振出力はベースアノード間に発生し、カソード側には出力されないが、カソードベース間のバイアスが発振に大きく影響するので、バイアスへの不要なノイズの重畳を避けるためには、図１１（ａ）の１２１１に示すように、高周波的にカソード電極１２０８を接地するのが好ましい。
【０１４７】
また、ベース電極１２０２の接地は、高周波的な接地でもよく、スタブを用いることもできる。例えば、図１１（ｂ）の１２１２に示すように、基本発振周波数に対してλ／４波長のオープンスタブを用いることができる。この場合、図１１（ｂ）に示すように、カソード電極１２０８を接地して、ベース電源端子１２１３からベース電極１２０２に正の電圧を加える正電源のみの回路も可能である。但し、ベース電極１２０２は、基本発振周波数に対する接地だけではなく、高調波に対しても接地することがより好ましい。
【０１４８】
（実施形態７）
実施形態７による注入同期変発振器（ＩＬＯ）は、実施形態１および実施形態２で説明した走行層の不純物グレーディングが異なるバイポーラ型ガン効果トリオードを用いた。
【０１４９】
図１３（ａ）に示すように、バイポーラ型ガン効果トリオード１２０１のベース電極１２０２を接地し、アノード電源端子１２０３からバイアス回路（本実施形態ではインダクタンス１２０４）を通してアノード電極１２０５に正の電圧を加え、カソード電源端子１２０６からバイアス回路（本実施形態ではインダクタンス１２０７）を通してカソード電極１２０８に負の電圧を加え、同期信号入力端子１３０２から直流バイアスカット用コンデンサ１３０１を通してカソード電極１２０８に希望発振周波数の整数分の１（本実施形態では半分）の周波数の同期信号（−１２．５ｄＢｍ）を入力して、アノード電極１２０５から直流バイアスカット用コンデンサ１２０９を通して出力端子１２１０に発振出力を取り出した。
【０１５０】
図１４に示すように、同期信号の周波数を変えることにより、発振周波数の変化が観察された。また、注入同期信号の整数倍に発振周波数が一致する範囲である引き込み可能周波数範囲は、走行層の不純物グレーディングが理想により近い実施形態２の素子の方が、実施形態１の素子に比べて広くなった。注入同期においては、カソードベース間の同期信号がアノード電流の変動として流れ、時間平均電界強度に変化が生じることで同期信号に発振が同期して、発振周波数が同期信号の整数倍になる。このとき、走行層中の時間平均電界強度の元々分布があると、同期信号による時間平均電界強度の変化の影響が相対的に小さくなって、同期できる周波数が狭くなると考えられる。
【０１５１】
なお、発振出力はカソード側には出力されないので、発振出力の同期信号源への逆流は生じない。
【０１５２】
また、ベース電極１２０２の接地は、高周波的な接地でもよく、スタブを用いることもできる。例えば、図１３（ｂ）に示すように、基本発振周波数に対するλ／２波長線路１３０３とコンデンサ１３０４によって、高周波的にショートスタブとしたものを用いることができる。この場合、図１３（ｂ）に示すように、カソード電極１２０８を接地して、ベース電源端子１３０５からベース電極１２０２に正の電圧を加える正電源のみの回路も可能である。この図１３（ｂ）の回路では、ショートスタブ１３０３、１３０４を用いることにより、基本発振周波数に対する接地だけではなく、高周波に対しても接地されている。また、基本発振周波数の半分の周波数である同期信号からは、このショートスタブがオープンスタブに見えるため、ベース側から同期信号を入力している。この場合、同期信号はバイポーラ型ガン効果トリオードの寄生バイポーラトランジスタによって電流増幅されるため、小さな電力によって同じ引き込み範囲を達成することができる。なお、ガントリオードにおけるカソード、ベース、走行層およびアノードは各々、バイポーラトランジスタのエミッタ、ベース、コレクタおよびサブコレクタに相当し、増幅作用を有する。
【０１５３】
また、アノード側に同期信号に対するλ／４波長のオープンスタブ１３０６を設けて、同期信号電圧がアノード側に表れないようにすることで、各信号のアイソレーションを容易に向上することができる。
【０１５４】
なお、ベースアノード間に同期信号を入力することも可能であるが、同期信号の電力を大きくすることが必要になる。
【０１５５】
本実施形態では、注入信号として希望発振周波数の半分のものを用いたが、整数分の１のものを利用することができる。但し、半分の場合が、同期信号引き込み可能周波数範囲が最も広くなるので、好ましい。
【０１５６】
さらに、本実施形態では、ＡｌＧａＡｓからなるバラスト抵抗を用いているので、バラスト抵抗を最小限とすることができている。このバラスト抵抗が小さい程、注入同期信号のバラスト抵抗による損失が最小限となって、注入信号電力をより小さくすることができるので、好ましい。
【０１５７】
（実施形態８）
実施形態８による自己発振ミキサは、実施形態１および実施形態２で説明した走行層の不純物グレーディングが異なるバイポーラ型ガン効果トリオードを用いた。
【０１５８】
図１５（ａ）に示すように、バイポーラ型ガン効果トリオード１２０１のベース電極１２０２を接地し、アノード電源端子１２０３からバイアス回路（本実施形態ではインダクタンス１２０４）を通してアノード電極１２０５に正の電圧を加え、カソード電源端子１２０６からバイアス回路（本実施形態ではインダクタンス１２０７）を通してカソード電極１２０８に負の電圧を加え、信号入力端子１４０２から直流バイアスカット用コンデンサ１４０１を通してカソード電極１２０８に希望発振周波数の半分の周波数の同期信号（７８ＧＨｚ、−１２．５ｄＢｍ）と被周波数変換信号を入力して、アノード電極１２０５から直流バイアスカット用コンデンサ１２０９を通して出力端子１２１０に発振出力を取り出した。このとき、周波数１ＧＨｚの入力信号（被周波数変換信号）に対して７９ＧＨｚの周波数変換信号が観察され、周波数８０ＧＨｚの入力信号（被周波数変換信号）に対して２ＧＨｚの周波数変換信号が観察され、アップコンバート用およびダウンコンバート用に使用可能であることがわかった。
【０１５９】
また、図１６に示すように、走行層の不純物グレーディングが理想により近い実施形態２の素子１６０１の方が、単調なグレーディンングの実施形態１の素子１６０２に比べて、被周波数変換信号の強度に対して、出力信号が線形に追随する範囲１６０３、１６０４が入力信号の電力の大きなところまで存在し、線形性が良好であった。これは、ガン発振可能な時間平均電界強度には制限（幅）があるが、ミキシングのためにカソードベース間に入力した信号がアノード電流の変動として流れ、時間平均電界強度の変化が生じたときに、走行層中の時間平均電界強度の元々分布があると、より速く電界の制限を超える部分が生じて発振出力が低下するためではないかと考えられる。
【０１６０】
なお、ベース電極１２０２の接地は、高周波的な接地でもよく、スタブを用いることもできる。例えば、図１５（ｂ）に示すように、基本発振周波数に対するλ／２波長線路１４０３とコンデンサ１４０４によって、高周波的にショートスタブとしたものを用いることができる。この場合、ベースは基本発振周波数とその高調波に対して接地し、カソード電極１２０８はインダクタンス１４０８を通して直流的に接地し、ベース電源端子１４０５からベース電極１２０２に正の電圧を加える正電源のみの回路も可能である。この図１５（ｂ）の回路では、ショートスタブ１４０３、１４０４を用いることにより、基本発振周波数に対する接地だけではなく、高調波に対しても接地されている。また、被周波数変換信号は、信号入力端子１４０２から入力し、基本発振周波数の半分の周波数である同期信号からは、このショートスタブがオープンに見えるため、ベース側から同期信号を入力している。そして、同期信号周波数に対するλ／４波長のオープンスタブ１４０９によって同期信号に対してカソード電極１２０８を接地している。この場合、同期信号はバイポーラ型ガン効果トリオードの寄生バイポーラトランジスタによって電流増幅されるため、小さな電力によって同じ引き込み範囲を達成することができる。
【０１６１】
なお、図１５（ｂ）の回路において、信号入力端子１４０２を単に接地して、同期信号入力端子１４０７またはベース電源端子１４０５から被周波数変換信号を入力することも可能である。この図１５（ｂ）において、１４０６は同期信号入力端子の直流バイアスカット用コンデンサである。
【０１６２】
特に、アノード側に同期信号に対するλ／４波長のオープンスタブ１４１０を設けた場合、ローカル信号がベースアノード間に発生するが、両端子とも接地されているため外部へ出力されないこと、および、カソードへのローカル信号の出力は殆ど無いことから、ローカル周波数が殆どバイポーラ型ガン効果トリオード１２０１から外部に出力されないミキサを構成することが可能となる。
【０１６３】
本実施形態では、注入信号として希望発振周波数の半分のものを用いたが、整数分の１のものを利用することができる。但し、半分の場合が、同期信号引き込み可能周波数範囲が最も広くなるので、好ましい。
【０１６４】
さらに、本実施形態では、発振周波数の安定過のために注入同期方式を用いたが、電圧制御周波数可変発振器においてＰＬＬ（フェーズロックドループ）発振器の構成にすることもできる。
【０１６５】
（実施形態９）
実施形態９による無線受信装置は、実施形態８において図１５（ａ）に示した、アノードをオープンスタブによりローカル発振周波数において接地した自己発振ミキサを用いた。
【０１６６】
図１７に示す通信システムにおいて、送信器１７０１、１７０２はエリア毎の固定局（本実施形態では隣合う家屋）とし、広帯域の情報信号として、図１８に示すように、地上波ＴＶ（ＵＨＦ４４０ＭＨｚ〜８００ＭＨｚ）、ＢＳ衛生放送中間周波数（１ＧＨｚ〜１．３５ＧＨｚ）、ＣＳ衛生放送中間周波数（１．２９ＧＨｚ〜１．５５ＧＨｚ）をブロックコンバータによって４４０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚに配置したもの１８０１を用いた。ＣＳ衛生放送は、右旋波および左旋波を各々１．４４ＧＨｚ〜１．６６ＧＨｚ、１．７０ＧＨｚ〜１．９６ＧＨｚに周波数変換したものを用いた。この広帯域の情報信号１８０１を、隣接する送信局（図１７の１７０１、１７０２）で混信しないように各々の送信局で周波数をずらして、６０ＧＨｚ付近の周波数（図１８の１８０２、１８０３）にアップコンバートして、各送信局から送信した。
【０１６７】
受信器１７０３では、アンテナからフィルタを通して不要波を除去した。その後、実施形態８の１５（ａ）に示した自己発振ミキサを用いて、図１９に示すように、そのエリアの送信局１７０１の無線信号１８０２を６０ＧＨｚのローカル周波数１９０１とミキシングし、元の周波数（４４０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚ）にダウンコンバートした。そして、市販のテレビ受信器および衛生放送テレビ受信器によって復調した。
【０１６８】
ここで、隣接する送信器のエリア境界線付近で使用された図１７の受信器１７０４が、図１８の１８０３に示す周波数帯域の信号を受信する場合、ローカル信号は図１９の１９０３に示す周波数となる。そして、ローカル信号の漏洩があると、このローカル信号の漏洩が近接する受信器１７０３に対する受信妨害１７０５となってしまう。
【０１６９】
本実施形態では、このような状況で複数の受信器を同時に使用した場合でも、各受信器からのローカル信号の不要輻射レベルが低いので、相互に受信妨害を起こすこと無く、良好な状態で受信可能であった。これは、バイポーラ型ガン効果トリオードを用いた自己発振ミキサのアノードを、ローカル周波数において接地しているため、電源回路等を通したローカル信号の漏洩等も殆ど無くなって、ローカル信号の漏洩が非常に少なくなっているためと考えられる。
【０１７０】
尚、本発明のバイポーラ型ガン効果トリオードは、上述した各実施形態の構成に限定されるものではなく、本発明を実施するにあたっては、構造を部分的に変更することも可能であり、例えば、以下に示す目的で、ベース層と走行層の間に薄い別の層を挿入する場合がある。
【０１７１】
ベース層と走行層の間に、アンドープ層、又は走行層より濃度の低いｎ層を挿入し、走行層に入る前に電子エネルギーを高め、デッドゾーンを減少させる構成をとることがある。これは、ノッチ層と呼ばれ、ガンダイオードで良く取られる手法であって、例えば、特開平９−２５２１５３号公報等に開示されており、バイポーラ型ガン効果トリオードでも適用可能である。但し、バイポーラ型ガン効果トリオードでは、ベース層がその役割をするのであまり効果が無い。
【０１７２】
また、ベース層に亜鉛又はベリリウムによるドーピングを行った場合には、アクセプタ原子の走行層への拡散のために、走行層のベース側のドナー濃度が下がる場合があり、当然、ガン発振に対しては悪影響を及ぼす。そこで、この拡散を見越して、ベース層と走行層の間に、アンドープ層を挿入して、アンドープ層をｐ-としてベース層を延長させる場合や、ｎ⁺層を挿入して、ｎ⁺層で拡散してくるアクセプタをキャンセルする場合もある。
【０１７３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のバイポーラ型ガン効果トリオードによれば、
走行領域の不純物濃度がアノード領域に向かって減少する濃度分布を有しているので、走行領域の全ての領域で時間平均電界強度を一定の最適値にすることができ、ガン発振効率を向上させることができる。また、バイポーラ型をとるので、位相歪みの低減を図ることができる。
【０１７４】
上記アノード領域、走行領域、ベース領域、及びカソード領域は、エピタキシャル成長とエッチング等の製造プロセスにより、各領域を所望の形状と濃度分布に積層形成することができる。
【０１７５】
上記（７）式に示す基本発振周波数、電子の飽和速度、走行層の厚さの関係を考慮すると、走行領域のデッドゾーンをも考慮に入れて、上記走行領域の層厚が１μｍ以上である構成にすることが望ましい。
【０１７６】
また、カソード幅を小さくすると２次元効果が大きくなるが、上記走行領域の構成をとるので、カソード領域のカソード幅を３μｍ以下として、ベース抵抗を小さく、ガン発振効率を向上させることができる。
【０１７７】
また、ガン発振器の基本発振周波数が１５０ＧＨｚ程度に制限されるが、その２次高調波を利用すれば、発振周波数３００ＧＨｚの発振出力を得ることができ、発振周波数を１０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚの範囲とすることができる。
【０１７８】
また、上記走行領域の不純物濃度が、アノード領域に向かって滑らかに減少する濃度分布をなす構成、又は走行領域の位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）が、上記（１）式〜（３）式の関係を満たす構成にすると、走行領域の電子密度分布に略対応する濃度分布となり、走行領域の全ての領域で時間平均電界強度を一定の最適値にすることができ、ガン発振効率をより一層向上させることができる。
【０１７９】
図４に示すシミュレーション結果から、ベース領域と走行領域の界面での不純物濃度ＮＤ０＝１×１０¹⁶ｃｍ^-3とした場合に、上記密度比αが０〜１．５の範囲に設定されてなる構成とすることが望ましく、特に密度比αが０．５〜１．０の範囲に設定されてなる構成にすると、最適値としての発振ピークが見られる。
【０１８０】
尚、ベース領域と走行領域の界面での不純物濃度ＮＤ０が、１×１０¹⁵ｃｍ^-3〜１×１０¹⁷ｃｍ^-3の範囲でも同様の結果が得られた。
【０１８１】
従って、走行領域の位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）が、α＝０の場合におけるＮＤα（ｙ，α）と、α＝１．５の場合におけるＮＤα（ｙ，α）の間に入るように設定することが望ましく、特にα＝０．５の場合におけるＮＤα（ｙ，α）と、α＝１．０の場合におけるＮＤα（ｙ，α）の間に入るように走行領域の位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）を設定することで、より一層大きな出力を得ることができる。
【０１８２】
しかるに、実際のデバイスでは、走行領域の位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）を、走行領域の電子密度分布に完全に合わせることは困難であり、上記（１）式で表される分布に近づくように、走行領域の不純物濃度をベース領域からアノード領域に向かって減少させることで、ガン発振を生じさせることができる。
【０１８３】
また、エッジシニング構造とすれば、ベース層表面で電子ホールが再結合することでベース層が劣化し、素子特性の変動が起こることを防止することができ、信頼性の高い素子が得られる。特にバイポーラ型ガン効果トリオードでは、電流密度が非常に大きいことから、この構造をとることが重要である。
【０１８４】
また、上記の各領域は、III−Ｖ族化合物半導体からなる構成とすることができ、例えば、ＧａＡｓ，ＡｌＡｓ，ＩｎＡｓ，ＧａＰ，ＡｌＰ，ＧａＮ，ＡｌＮ，ＩｎＮ，ＧａＳｂ，ＡｌＳｂ，ＩｎＳｂ化合物、又はそれらを組み合わせた３元混晶、若しくは４元混晶からなる構成とすることができる。
【０１８５】
カソード領域がＩｎＧａＰ、ＡｌＧａＡｓ、又はＡｌＧａＡｓとＩｎＧａＰの２層で形成され、ベース領域及び走行領域がＧａＡｓで形成されてなる構成にすると、ヘテロ構造とし、ホールバリアにより、ホールのカソードへの染み出しを防ぐことができ、中でもＩｎＧａＰはホールバリア効果の高い材料であり、その効果が期待できる。
【０１８６】
特に、カソード層をＡｌＧａＡｓとＩｎＧａＰの２層で形成する構成にすると、選択エッチングで確実に層厚を制御してエッジシニング層を形成することができ、加えて、ＩｎＧａＰをベース側とし、カソード側面、表面での再結合の影響を抑制することもできる。
【０１８７】
また、カソード領域がＩｎＡｌＡｓで形成され、ベース領域及び走行領域がＩｎＰで形成されてなる構成にすると、ＩｎＰがＧａＡｓに比べ、バンドギャップが大きく耐圧が高くとれることから、ＧａＡｓで構成した場合に比べ、発振出力を大きくすることができる。
【０１８８】
また、カソード上にバラスト抵抗層を積層することによって、電流集中を防止して、安定した高出力の発振が可能となる。
【０１８９】
本発明の電圧制御発振器（ＶＣＯ）によれば、バイポーラ型ガン効果トリオードのアノード電流がベースカソード間の電圧で制御され、ベースアノード間の電圧に殆ど依存しない。よって、アノード電流を変化させずにベースアノード間の電圧を変化させることができ、発振周波数に対して発振出力の変動が少ない良好な特性の電圧制御発振器を実現することが可能となる。
【０１９０】
本発明の注入同期発振器（ＩＬＯ）によれば、バイポーラ型ガン効果トリオードのベースカソード間への同期信号の入力が、ベースアノード間へ増幅される。よって、同じ電力の同期信号によりベースアノード間の電圧や電流を大きく変化させることができ、注入信号の電力を小さくすることが可能となる。或いは、一定の強度の注入信号によって注入同期可能な周波数である引き込み可能周波数を広く取ることが可能となる。
【０１９１】
本発明の自己発振ミキサによれば、バイポーラ型ガン効果トリオードがバイポーラトランジスタで言うところのアーリー電圧として非常に大きい値を有している。よって、アノードからカソードへのアイソレーションが良好で、カソード側への発振信号の漏洩を無くすることができ、ベースを接地として入力信号をカソードから入力するようにすると、入力信号と発振出力のアイソレーションが容易に可能となる。
【０１９２】
本発明の無線受信装置によれば、自己発振ミキサにおいて、ローカル発振周波数の高周波信号入力への漏洩が無いので、ローカル信号の不要輻射を低減することができる。よって、隣接する端末に通信障害を与えることが無い通信端末を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】バイポーラ型ガン効果トリオードの構成を示す断面図である。
【図２】バイポーラ型ガン効果トリオードの走行層における電流広がりを説明するための断面図である。
【図３】走行層が傾斜型ドーピングプロファイルを持つバイポーラ型ガン効果トリオードにおいて、ガン発振時の走行層のある瞬間における電子密度を示す等高線によるシミュレーション結果であって、（ａ）は２次元プロットを、（ｂ）は３次元プロットを表す。
【図４】（ａ）は、本発明のバイポーラ型ガン効果トリオードにおいて、カソード幅を１μｍ、２μｍ、及び３μｍとした場合の出力電流密度と電子堆積層の密度比αの関係を表すシミュレーション結果を示すグラフであり、（ｂ）は、密度比αを変化させた場合における走行領域の位置依存性不純物濃度ＮＤ（ｙ）とベース領域からの距離ｙとの関係を示すグラフである。
【図５】本発明の実施形態１によるバイポーラ型ガン効果トリオードの構成を示す断面図である。
【図６】本発明の実施形態１によるバイポーラ型ガン効果トリオードにおける実際の発振出力スペクトルの一例を示す図である。
【図７】本発明の実施形態３によるバイポーラ型ガン効果トリオードの構成を示す断面図である。
【図８】本発明の実施形態４によるバイポーラ型ガン効果トリオードの構成を示す断面図である。
【図９】バイポーラ型ガン効果トリオードにおける電流集中の状態を示す斜視図である。
【図１０】本発明の実施形態５によるバイポーラ型ガン効果トリオードにおけるバラスト層の効果を示す図である。
【図１１】（ａ）および（ｂ）は、本発明の実施形態６による電圧制御周波数可変発振器（ＶＣＯ）の構成を示す回路図である。
【図１２】本発明の実施形態６による電圧制御周波数可変発振器（ＶＣＯ）における動作特性を示す図である。
【図１３】（ａ）および（ｂ）は、本発明の実施形態７による注入同期発振器（ＩＬＯ）の構成を示す回路図である。
【図１４】本発明の実施形態７による注入同期発振器（ＩＬＯ）における動作特性を示す図である。
【図１５】（ａ）および（ｂ）は、本発明の実施形態８による自己発振ミキサの構成を示す回路図である。
【図１６】本発明の実施形態８による自己発振ミキサにおける入力信号電力と出力信号電力との関係を示す図である。
【図１７】実施形態９の通信システムを示す図である。
【図１８】実施形態９の通信システムにおける送信信号と送信無線周波数の関係を示す図である。
【図１９】実施形態９の通信システムにおける送信無線周波数と受信時ローカル信号の関係を示す図である。
【図２０】従来のユニポーラ型のガン効果トリオードの構成を示す断面図である。
【図２１】従来例４に考案されているバイポーラ型のガン効果トリオードの構成を示す断面図である。
【符号の説明】
１０１，５０１，７０１，８０１，９０１，１２０８カソード電極
１０２，５０２，７０２，８０２，１２０２ベース電極
１０３，５０３，７０３，８０３，９０３，１２０５アノード電極
１０４，５０７，７０７，７１７，８０７，９０４カソード層
１０５，５０８，７０８，８０８，１１０３ベース層
１０６，５０９，７０９，８０９，９０５，１１０２走行層
１０７，５１０，７１０，８１０，９０６，１１０１アノード層
１０８電流広がり
１０９走行層側壁
３０１，３０２電子堆積層
５０４，７０４，８０４ｎ⁺キャップ層
５０５，７０５，８０５組成グレーディッドキャップ層
５０６，７０６，８０６バラスト層
５１１，７１１，８１１半絶縁性基板
５１２，７１２，８１２エッジシニング構造
１１０４ベースカソード界面
１１０５温度の上昇が大きい中心部
１１０６温度の上昇が小さい周辺部
１１０７走行層内の断面方向の電流密度分布
１２０１バイポーラ型ガン効果トリオード
１２０３アノード電源端子
１２０４，１２０７インダクタンス
１２０６カソード電源端子
１２０９，１３０１，１４０１，１４０６直流バイアスカット用コンデンサ
１２１０出力端子
１２１１高周波的にカソードを接地するコンデンサ
１２１２，１４１０基本発振周波数に対するλ／４波長のオープンスタブ
１２１３，１３０５，１４０５ベース電源端子
１３０２，１４０７同期信号入力端子
１３０３，１４０３基本発振周波数に対するλ／２波長線路
１３０４，１４０４コンデンサ
１３０６同期信号周波数に対するλ／４波長のオープンスタブ
１４０２信号入力端子
１４０３基本発振周波数に対するλ／２波長線路
１４０８直流接地用インダクタンス
１４０９同期信号周波数に対するλ／４波長のオープンスタブ
１６０１実施形態２の素子の特性
１６０２実施形態１の素子の特性
１６０３実施形態２の素子の線形範囲
１６０４実施形態１の素子の線形範囲
１７０１，１７０２送信器（エリア毎の固定局）
１７０３受信器
１７０４隣接する送信器のエリアの受信器
１８０１広帯域の情報信号
１８０２，１８０３各送信局で周波数をずらした無線周波数
１９０１ローカル周波数
１９０２元の情報信号周波数（４４０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚ）
１９０３隣接する送信器のエリアの受信器のローカル周波数[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a bipolar gun-effect triode, a voltage-controlled variable frequency oscillator using the same, an injection-locked oscillator, a self-oscillating mixer, and a wireless receiver.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, several diodes and triodes using a gun effect have been proposed. These gun effect elements are characterized by having a gun effect free oscillation frequency by applying an electric field to the traveling layer, but by applying a positive DC voltage to the anode electrode with respect to the cathode electrode, In order to cause gun oscillation in the traveling region, the current during oscillation cannot be controlled independently of the DC voltage.
[0003]
On the other hand, the gun effect triode allows the DC voltage between the cathode electrode and the anode electrode and the current during oscillation to be controlled independently by the third electrode. As this example, a unipolar gun effect triode that can be used as a phase modulator as disclosed in US Pat. No. 3,918,009 (conventional example 1) is disclosed.
[0004]
Specifically, in Conventional Example 1, as shown in FIG. 20, a semiconductor layer having a predetermined width W9 is formed on a semiconductor substrate 900 with a running region 905 sandwiched between a cathode region 904 and an anode region 906. A cathode electrode 901 and an anode electrode 903 that are in ohmic contact are formed in the cathode region 904 and the anode region 906, respectively, and a gate electrode 902 that is in Schottky contact is formed in the running region 905.
[0005]
In this configuration, when a negative voltage is applied to the cathode electrode 901 and a positive voltage is applied to the anode electrode 903, electrons in the cathode region 904 reach the anode region 906 through the region below the gate electrode 902, the traveling region 905. To do. At that time, gun oscillation occurs in the traveling region 905. By setting the potential of the gate electrode 902 to be negative with respect to the cathode electrode 901, the current flowing in the running region can be controlled in the same manner as a field effect transistor (unipolar transistor), and therefore, the current between the cathode electrode 901 and the anode electrode 903 can be controlled. The current can be controlled independently of the voltage. By utilizing this, gun oscillation can be easily controlled and modulated.
[0006]
In contrast to the unipolar gun effect triode, a bipolar gun effect triode has been devised, and some simulation results have been reported. For example, three examples can be given below.
[0007]
ELECTRONICS LETTERS 7th July 1994 Vol. 30 No. 14 p. 1183 Gunn effect in heterobipolar bipolar transistors (conventional example 2).
ELECTRONICS LETTERS 27th October 1994 Vol. 30 No. 22 p. 1893 Gunn effect and high-injection phenomenon in heterojunction bipolar transistors (conventional example 3).
Apply. Phys. Lett. , Vol. 66, no. 24, 12 June 1995 p. 3319 Transfer-electron induced current instabilities in heterotransistors (conventional example 4).
FIG. 21 shows the structure of a bipolar gun effect triode devised in the conventional example 4.
[0008]
The bipolar gun effect triode element has a structure in which the structure of the heterobipolar transistor is partially changed, and the contact region 1001 (n ⁺ GaAs), graded region 1002 (AlGaAs, thickness 50 nm), cathode region 1003 (Al _x Ga _1-x As x = 0.3, doping concentration 5 × 10 ¹⁷ cm ^-3 , Thickness 150 nm), base region 1004 (p ⁺ GaAs, doping concentration 1 × 10 ¹⁹ cm ^-3 , Thickness 100 nm), travel region 1005 (nGaAs, doping concentration 1 × 10 ¹⁶ cm ^-3 , A thickness of 3000 nm), and the semiconductor region of the anode region 1006.
[0009]
When the potential of the base region 1004 is set to be positive with respect to the cathode region 1003, electrons in the cathode region 1003 reach the anode region 1006 through the base region 1004 and the traveling region 1005. At that time, it is considered that gun oscillation occurs in the traveling region 1005. Further, by changing the potential of the base region 1004, the current flowing through the traveling region 1005 can be controlled in the same manner as in the bipolar transistor. Therefore, the current can be controlled independently of the voltage between the cathode region 1003 and the anode region 1006. It is thought that you can.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional example 1 relates to a unipolar gun effect triode, and does not describe any bipolar gun effect triode.
[0011]
In addition, the unipolar gantry has a drawback that theoretically has a large phase distortion like other unipolar transistors, and can be improved by using a bipolar type.
[0012]
In the conventional examples 2 to 4, the operation of the bipolar gun effect triode is verified by simulation, but no gun oscillation has been observed so far.
[0013]
The present invention solves such problems of the prior art, defines a specific configuration of a bipolar gun effect triode for obtaining gun oscillation, improves gun oscillation efficiency, and reduces phase distortion. It is an object of the present invention to provide a bipolar gun effect triode that can be achieved, a voltage-controlled frequency variable oscillator, an injection-locked oscillator, a self-oscillating mixer, and a wireless receiver using the same.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
The present invention is a bipolar gun effect triode having a running region having an impurity concentration lower than that of the anode region and a base region between an anode region and a cathode region, wherein the impurity concentration of the running region is It has a concentration distribution that decreases towards the anode region, whereby the above object is achieved.
[0015]
The anode region, the traveling region, the base region, and the cathode region may be stacked.
[0016]
More specifically, for example, the bipolar gun effect triode includes an anode region made of an n-type semiconductor, a running region having an impurity concentration lower than that of an anode layer made of an n-type semiconductor, and a base region made of a p-type semiconductor. A cathode region made of an n-type semiconductor, and an anode electrode, a base electrode, and a cathode electrode formed so as to be in ohmic contact with the anode region, the base region, and the cathode region, respectively. The configuration is such that the concentration distribution decreases toward the region, and the first DC bias between the anode electrode and the base electrode and the second DC bias between the cathode electrode and the base electrode are input, so that the Gun effect free oscillation frequency It can be set as the element which has.
[0017]
Preferably, the layer thickness of the travel region is 1 μm or more.
[0018]
Preferably, the cathode region has a cathode width of 3 μm or less.
[0019]
Preferably, the oscillation frequency is in the range of 10 GHz to 300 GHz.
[0020]
Preferably, the impurity concentration in the traveling region has a concentration distribution that smoothly decreases toward the anode region.
[0021]
Preferably, the position-dependent impurity concentration ND (y) of the running region includes an impurity concentration ND0 at the interface between the base region and the running region, a width WE at the interface between the cathode region and the base region, and the base The following formulas (1) to (3) with respect to the distance y from the interface between the area and the running area
NDα (y, α) = ND0 · W _E / [W _E + 2y (α + tan40 °)] (1)
1 × 10 ¹⁵ cm ^-3 ≦ ND0 ≦ 1 × 10 ¹⁷ cm ^-3 (2)
NDα (y, 0) ≦ ND (y) ≦ NDα (y, 1.5) (3)
α: Density ratio of the electron deposition layer propagating in the parallel and vertical directions,
NDα (y, 0): position-dependent impurity concentration in the running region when α = 0,
NDα (y, 1.5): It can be configured to satisfy the relationship of the position-dependent impurity concentration in the travel region when α = 1.5.
[0022]
Preferably, the position-dependent impurity concentration ND (y) of the travel region is expressed by the following formula (4):
NDα (y, 0.5) ≦ ND (y) ≦ NDα (y, 1.0) (4)
NDα (y, 0.5): position-dependent impurity concentration in the traveling region when α = 0.5 NDα (y, 1.0): position-dependent impurity concentration in the traveling region when α = 1.0 It is set as the structure which satisfy | fills this relationship.
[0023]
Preferably, the density ratio α is set in a range of 0.5 to 1.0.
[0024]
Preferably, an edge thinning structure is adopted.
[0025]
Preferably, the structure is made of a III-V group compound semiconductor.
[0026]
Preferably, the III-V group compound semiconductor is a GaAs, AlAs, InAs, GaP, AlP, InP, GaN, AlN, InN, GaSb, AlSb, InSb compound, or a ternary mixed crystal or a combination thereof. The composition is composed of mixed crystals.
[0027]
Preferably, the cathode region is formed of two layers of InGaP, AlGaAs, or AlGaAs and InGaP, and the base region and the traveling region are formed of GaAs.
[0028]
Preferably, the cathode region is made of InAlAs, and the base region and the running region are made of InP.
[0029]
Preferably, a ballast resistor layer may be laminated on the cathode region.
[0030]
The voltage controlled frequency variable oscillator (VCO) of the present invention uses the bipolar gun effect triode of the present invention to ground the base region with respect to the oscillation frequency, and is positive to the anode region with respect to the base region. An oscillation frequency can be changed by applying a voltage and applying a bias for applying a negative voltage to the cathode region to change the voltage between the base and anode.
[0031]
The injection locked oscillator (ILO) of the present invention uses the bipolar gun effect triode of the present invention to ground the base region with respect to the oscillation frequency, and applies a positive voltage to the anode region with respect to the base region. In addition, it is possible to apply a bias for applying a negative voltage to the cathode region, and to inject a synchronization signal of an integer of a desired oscillation frequency between the base cathode and change the oscillation frequency.
[0032]
The self-oscillation mixer of the present invention uses the bipolar gun effect triode of the present invention to ground the base region with respect to the oscillation frequency, and applies a positive voltage to the anode region with respect to the base region, A bias that applies a negative voltage to the cathode region is applied to cause gun oscillation, a high frequency signal, a baseband signal, or an intermediate frequency signal is input between the base cathode and a mixing output signal can be extracted from the anode region side. .
[0033]
This self-oscillation mixer may stabilize the oscillation frequency of gun oscillation by adopting a configuration such as a PLL (phase locked loop) oscillator in the voltage controlled frequency variable oscillator of the present invention. Thus, the oscillation frequency of the gun oscillation may be stabilized.
[0034]
The radio reception apparatus of the present invention can be configured to input a radio signal to the cathode region and perform frequency conversion using the self-oscillation mixer of the present invention.
[0035]
The operation of the present invention will be described below.
[0036]
According to the bipolar gun effect triode having the above configuration, since the impurity concentration in the traveling region has a concentration distribution that decreases toward the anode region, the time average electric field strength is constant and optimal in all regions of the traveling region. It is possible to improve the gun oscillation efficiency. In addition, since the bipolar type is adopted, it is possible to reduce the phase distortion.
[0037]
The anode region, the traveling region, the base region, and the cathode region can be laminated in a desired shape and concentration distribution by a manufacturing process such as epitaxial growth and etching.
[0038]
For gun oscillation elements, the fundamental oscillation frequency f _OSC Is represented by the reciprocal of the traveling layer transport time tx, and the electron saturation velocity V _SAT And the thickness Xa of the traveling layer, f _OSC = 1 / tx = V _SAT / Xa
[0039]
Since the cancer domain develops with time, the amplitude of the gun oscillator decreases with decreasing transport time. The basic oscillation frequency f of the gun oscillator _OSC Is limited to about 150 GHz, and for most III-V semiconductors, the electron saturation velocity V _SAT Is about 1 × 10 ⁷ Considering that cm / s, Xa> V _SAT / F _OSC Therefore, it is desirable that the layer thickness of the traveling region is 1 μm or more in consideration of the dead zone of the traveling region.
[0040]
When the cathode width is reduced, the two-dimensional effect is increased. However, since the traveling region is configured, the cathode width of the cathode region is set to 3 μm or less, the base resistance is reduced, and the gun oscillation efficiency can be improved.
[0041]
The basic oscillation frequency f of the gun oscillator _OSC However, if the second harmonic is used, an oscillation output with an oscillation frequency of 300 GHz can be obtained, and the oscillation frequency is in the range of 10 GHz to 300 GHz.
[0042]
Further, the configuration in which the impurity concentration in the traveling region has a concentration distribution that smoothly decreases toward the anode region, or the position-dependent impurity concentration ND (y) in the traveling region is expressed by the above equations (1) to (3). When the configuration satisfies the above relationship, the concentration distribution substantially corresponds to the electron density distribution in the traveling region, and the time-average electric field strength can be set to a constant optimum value in all regions of the traveling region, thereby further improving the gun oscillation efficiency. It becomes possible to improve.
[0043]
FIG. 4A shows that ND0 = 1 × 10. ¹⁶ cm ^-3 And the following formula (1) where the impurity concentration of the traveling layer is considered to be most preferable
NDα (y, α) = ND0 · W _E / [W _E + 2y (α + tan40 °)] (1)
The simulation result in the case of the distribution according to the above is shown.
[0044]
FIG. 4B shows the relationship between the position-dependent impurity concentration ND (y) of the travel region and the distance y from the base region when the density ratio α is changed. Here, ND0 = 3 × 10 ¹⁶ cm ^-3 , W _E = Represents an example in the case of 3 μm.
[0045]
From this result, it is desirable to have a configuration in which the density ratio α is set in a range of 0 to 1.5, and particularly in a configuration in which the density ratio α is set in a range of 0.5 to 1.0. An oscillation peak as an optimum value is observed.
[0046]
The impurity concentration ND0 at the interface between the base region and the running region is 1 × 10 ¹⁵ cm ^-3 ~ 1x10 ¹⁷ cm ^-3 Similar results were obtained in the range of.
[0047]
Accordingly, the position-dependent impurity concentration ND (y) of the traveling region may be set so as to fall between ND (y) when α = 0 and ND (y) when α = 1.5. Desirably, the position-dependent impurity concentration ND (y) of the running region is set so as to fall between ND (y) when α = 0.5 and ND (y) when α = 1.0. As a result, a larger output can be obtained.
[0048]
However, in an actual device, it is difficult to perfectly match the position-dependent impurity concentration ND (y) of the traveling region with the electron density distribution of the traveling region, so that it approaches the distribution represented by the above formula (1). Further, by reducing the impurity concentration in the running region from the base region toward the anode region, gun oscillation can be generated.
[0049]
Further, if the edge thinning structure (512 part in FIG. 5) is thin and wide enough to deplete a part of the cathode layer on the base layer side, the electron holes are recombined on the surface of the base layer, thereby causing the base to recombine. It is possible to prevent the layer from deteriorating and fluctuations in element characteristics, and a highly reliable element can be obtained. In particular, in the bipolar gun effect triode, since the current density is very high, it is important to adopt this structure.
[0050]
Each of the above regions can be made of a III-V group compound semiconductor, for example, GaAs, AlAs, InAs, GaP, AlP, InP, GaN, AlN, InN, GaSb, AlSb, InSb compounds, Or it can be set as the structure which consists of a ternary mixed crystal which combined them, or a quaternary mixed crystal.
[0051]
When the cathode region is formed of two layers of InGaP, AlGaAs, or AlGaAs and InGaP, and the base region and the traveling region are formed of GaAs, the heterostructure at the base-cathode interface acts as a hole barrier, It is possible to prevent seepage from the base to the cathode. Among them, InGaP is a material having a high hole barrier effect, and its effect is high.
[0052]
In particular, when the cathode layer is formed of two layers of AlGaAs and InGaP, the edge thinning layer can be formed by reliably controlling the layer thickness by selective etching. In addition, it is possible to suppress the influence of recombination on the cathode side surface and surface by using InGaP as the base side.
[0053]
In addition, when the cathode region is formed of InAlAs and the base region and the traveling region are formed of InP, InP has a larger band gap and higher breakdown voltage than GaAs. The oscillation output can be increased.
[0054]
By the way, in the bipolar gun effect triode, unlike the unipolar gun effect triode shown in the Gunn diode or US Pat. No. 3,918,009 (conventional example 1), the current increases due to the temperature rise and the temperature rises further. Positive feedback due to heat occurs. For this reason, there arises a problem that current variation occurs due to temperature variation in the device, which is amplified by positive feedback to cause a large distribution of current density in the device, resulting in current concentration.
[0055]
FIG. 9 schematically shows the current concentration state of the bipolar gun effect triode. In this figure, in order to represent current concentration, a vertical cross section of the anode layer 1101, the traveling layer 1102, the base layer 1103, the base cathode interface 1104, and the element is shown. Reference numeral 1107 denotes a cross-sectional current density distribution in the traveling layer 1102, and the cathode layer and each electrode are not shown. Although the current must flow uniformly in the range of the base cathode interface 1104, in FIG. 9, the temperature rises due to the current flowing in the traveling layer 1102, and the current concentrates in the central portion 1105 where the temperature rise is large. A state is shown in which the current in the peripheral portion 1106 where the temperature rise is small is decreasing.
[0056]
In the gun oscillation element, a constant time-average electric field strength in the traveling region is one condition for oscillation, which particularly affects the oscillation strength. For this reason, when the current concentration varies due to the planar position in the element due to the current concentration, the temporal average electric field intensity varies in the element, and a region where oscillation does not oscillate partially or a region where the oscillation intensity decreases is generated. Further, when the current concentration distribution is large, the oscillation of the element is completely stopped.
[0057]
Therefore, in the present invention, it is preferable to form a bipolar gun effect triode having a ballast effect with respect to the operation of each minute portion in the element by laminating a ballast resistor layer on the cathode region. . This prevents current concentration due to the planar temperature distribution within the cathode fingers (including between fingers if there are multiple fingers), keeps the time-average electric field strength of the entire device constant, and prevents a decrease in oscillation strength. Stable and high output oscillation.
[0058]
In the gun oscillation element, the oscillation frequency is mainly determined by the length of the traveling layer and the electron saturation speed, but by changing the applied bias, the saturation speed changes and the oscillation frequency changes.
[0059]
For example, in the case of a Gunn diode, a voltage controlled frequency variable oscillator (VCO) can be obtained by changing the voltage between the cathode and anode. However, the anode DC current largely fluctuates with a change in voltage, and the consumption current and the output power also fluctuate simultaneously with the change in frequency.
[0060]
In the case of the unipolar gun effect triode shown in US Pat. No. 3,918,009 (conventional example 1), since a bias is applied between the source and anode, the voltage between the gate and anode changes when the bias is changed. As a result, the anode DC current changes.
[0061]
On the other hand, in the VCO of the present invention, the anode DC current of the bipolar gun effect triode is controlled by the voltage between the base and cathode, and has a property that hardly depends on the voltage between the base and anode. Therefore, the voltage between the base and anode can be changed without changing the anode DC current, and a VCO having good characteristics with less fluctuation of the oscillation output with respect to the oscillation frequency can be realized.
[0062]
In the gun oscillation element, the oscillation frequency and the oscillation output vary depending on the operating conditions such as the voltage condition and current condition of the element. However, the operation condition of the element varies due to the injection of the synchronization signal, and the oscillation to the integer multiple of the synchronization signal occurs. Frequency pulling occurs.
[0063]
However, in the case of a Gunn diode, a synchronization signal is injected between the cathode and anode. As described above, it is necessary that the operation conditions of the Gunn diode be affected by the power of the synchronization signal. Electric power is required.
[0064]
On the other hand, in the injection locked oscillator (ILO) of the present invention, the input of the synchronizing signal between the base cathodes of the bipolar gun effect triode has an amplifying action on the anode current. Therefore, the voltage and current between the base and anode can be greatly changed by the synchronization signal having the same power, and the power of the injection signal can be reduced. Alternatively, it is possible to widen a frequency pullable frequency that can be injection-locked according to a constant injection signal intensity.
[0065]
In the case of a Gunn diode, the oscillation output may flow back to the synchronization signal oscillator to increase the phase noise of the synchronization signal source.
[0066]
In the case of the unipolar gun effect triode shown in U.S. Pat. No. 3,918,009 (conventional example 1), since the synchronization signal is inputted from the gate terminal, the isolator from the anode to the gate is compared with the case of the gun diode. And the backflow of the oscillation output to the synchronization signal source is small. However, since this is not sufficient, it is necessary to prevent backflow by a filter or buffer amplifier.
[0067]
On the other hand, in the injection locked oscillator (ILO) of the present invention, the bipolar gun effect triode has a very large value as an early voltage in terms of a bipolar transistor. Is very good and can prevent backflow of oscillation output to the cathode side. Therefore, if the base is grounded with respect to the oscillation frequency and the synchronization signal is input from the cathode, the oscillation output does not flow back to the synchronization signal oscillator, and the phase noise does not increase.
[0068]
In the Gunn oscillation element, a self-oscillation mixer having both an oscillation function and a mixer function can be configured by utilizing the fact that the oscillation output varies depending on the operating conditions such as the voltage condition and current condition of the element.
[0069]
However, in the case of a Gunn diode, since all inputs and outputs are between the same cathode and anode, isolation between signals is poor. Further, since it is a two-terminal element, there is no conversion gain.
[0070]
Further, in the case of the unipolar gun effect triode shown in US Pat. No. 3,918,009 (conventional example 1), the isolation from the anode to the gate is slightly better than that in the case of the Gunn diode, but it is still sufficient. is not. Therefore, if the backflow prevention by the filter or the buffer amplifier is not performed, the input-side amplifier may be saturated with a large local signal.
[0071]
On the other hand, in the self-oscillation mixer of the present invention, the bipolar gun effect triode has a very large value as an early voltage in terms of a bipolar transistor. Is very good, and leakage of the oscillation signal to the cathode side can be prevented. Therefore, if the base is grounded with respect to the oscillation frequency and an input signal such as a high frequency signal, a baseband signal, or an intermediate frequency signal is input from the cathode, isolation from the oscillation output can be easily performed. In addition, since the input of the synchronization signal between the base cathodes of the bipolar gun effect triode has an amplifying action to the anode current, a conversion gain may be obtained.
[0072]
Furthermore, in a mixer using a normal transistor, the high frequency characteristics of the transistor affect the conversion efficiency of the mixer, and the high frequency characteristics are limited by the signal delay time (mainly the delay time of the collector layer) in the transistor.
[0073]
On the other hand, in the self-oscillation mixer of the present invention, the limit is determined by the delay time between the cathode bases of the bipolar gun effect triode, and this delay time is extremely small for a high-frequency signal. Is faster and can be used at higher frequencies.
[0074]
By the way, in communication of 30 GHz or more, broadband communication can be easily performed, and radio waves do not reach far. Therefore, it can be used relatively freely for broadband communication such as data and images in a premises or at home. .
[0075]
However, at a frequency of 30 GHz or higher, the gain of the amplifying element is small and the component price is high, so that amplification is performed by a circuit at a low intermediate frequency, preferably an intermediate frequency of about 1 GHz to 2 GHz, where the components can be obtained relatively easily There are many. For this reason, in the receiver, the intermediate frequency includes 5% or less of the transmission frequency, and the local oscillation frequency and the high-frequency signal frequency are close to each other. As a result, it is difficult for the receiver to prevent local signal leakage from the mixer unit with a filter or an antenna.
[0076]
Therefore, in the wireless reception device of the present invention, the self-oscillation mixer of the present invention inputs a wireless signal to the cathode region and performs frequency conversion. As a result, it is possible to prevent high frequency signal input leakage at the local oscillation frequency and to configure an excellent mobile communication terminal.
[0077]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
First, an outline of the bipolar gun effect triode of the present invention will be described.
[0078]
In order to achieve a large Gun-Hirsium effect in the Gunn oscillation element, it is necessary to set the time-average electric field strength to a certain optimum value in all the traveling regions. In order to make the electric field strength constant, it is necessary that the charge density ρ≈0 from Poisson's equation ▽ · E = ρ / ε expressed by the relationship between the electric field strength E, the charge density ρ, and the dielectric constant ε of the traveling region. is there.
[0079]
Therefore, in the oscillating gun oscillation element, it is necessary that the time average charge density ρtm≈0 from the Poisson's equation ▽ · Etm = ρtm / ε represented by the time average electric field intensity Etm and the time average charge density ρtm. .
[0080]
This time-average charge density ρtm is represented by the relationship between the donor concentration ND and the time-average electron density ntm, and ρtm = q (ND−ntm) (q: electron charge).
[0081]
In the conventional Gunn diode and unipolar gun effect triode, for example, as shown in FIG. 20, the dimension W9 in the width direction with respect to the current in the traveling region 905 is basically constant from the gate region to the anode region 906. It is. Therefore, since the time average electron density ntm is constant in the traveling region 905, it is preferable that the donor concentration ND basically has a constant value.
[0082]
On the other hand, the bipolar gun effect triode has a traveling layer 108 and a base layer 105 sandwiched between an anode layer 107 and a cathode layer 104 as shown in FIG. The electrode 101 is formed, the anode electrode 103 is formed on the upper surface of the anode layer 107 on both sides exposed by etching or the like, and the base electrode 102 is formed on the upper surface of the base layer 105 on both sides exposed by etching or the like. Has been.
[0083]
This bipolar gun effect triode has a structure in which the base electrode 102 is brought into ohmic contact with the surface of the base layer 105 to supply power. Therefore, from the position immediately below the cathode layer 104 of the base layer 105, which is the current incident point, to the anode layer 107, A current spread 108 is provided in the traveling layer 106. Due to the current spread 108, the time average electron density ntm decreases as the distance from the base layer 105 increases. This current spread 108 continues until it is limited by the shape of the traveling layer 106, for example, until it reaches the side wall 109 of the traveling layer 106 or reaches the anode layer 107.
[0084]
Therefore, in order to bring the time-average electron density ntm represented by (ND−ntm) in the entire range of the traveling layer 106 close to 0, the structure in which the doping concentration in the traveling region 106 in the portion where the current spread 108 occurs is reduced. Is required. In order to increase the gun oscillation efficiency, it is preferable to have a structure in which the doping concentration is smoothly reduced.
[0085]
The position dependence of the current density is difficult to calculate accurately because it is complexly interdependent with the electric field dependence of the electric field and electron drift mobility, but approximately, as shown in FIG. The current spread spreads at a constant angle θ from the incident point until it is limited by the shape of the traveling layer. According to this approximation, a doping profile necessary to satisfy ND-ntm = 0 can be easily obtained by calculation under the assumption that the current density does not depend on the lateral position x. As a result of the simulation, the width W of the interface between the cathode layer 104 and the base layer 105 _E It was found that the current spreading angle θ was about 40 °.
[0086]
When the traveling layer is a bipolar gun effect triode having an inclined doping profile, the contour map of the simulation value of the electron density at a certain moment of the traveling layer when gun oscillation occurs in FIG. As shown, the current spread is about 40 °. FIG. 3B is a three-dimensional plot of the data used in FIG. 3A. The deposited layer of electrons propagates in the parallel direction x and the vertical direction y with respect to the interface between the base layer and the traveling layer. The state of going is clearly visible. In the model used for the simulation, the drift and the electric field dependence of the drift velocity calculated using the energy relaxation time approximation are incorporated into the diffusion mechanism.
[0087]
From the simulation results shown in FIGS. 3A and 3B, the electron density of the electron deposition layer 302 propagating in the parallel direction x is slightly lower than the electron density of the electron deposition layer 301 propagating in the vertical direction y. I understand.
[0088]
Compared with the case where the current flow is purely one-dimensional, the electron density is approximately equal to
n2D (x, y) / n1D (y) ≈W _E / [W _E + 2y (α + tan40 °)] (5)
Decrease as represented by
[0089]
Here, n2D (x, y) is the electron density in the two-dimensional case with electron spreading, and n1D (y) is the electron density in the one-dimensional case without electron spreading. WE is the width of the interface between the cathode layer and the base layer, y is the distance from the interface between the base layer and the traveling layer, and α is the density ratio of the electron deposition layer propagating in the parallel direction x and the vertical direction y. Is the value of
[0090]
In the bipolar gun effect triode, it is desirable to maximize the vertically-propagating electron deposition layer because it is the electron-deposited layer that propagates in the vertical direction y that causes current oscillation at the base electrode and the anode electrode. The optimal doping profile is one in which the doping concentration is equal to the time average electron density. Therefore, in the case of two-dimensional electron spreading, the position-dependent doping concentration ND (y) of the traveling layer is expressed by the following equation (1) with respect to the distance y from the interface between the base layer and the traveling layer.
NDα (y, α) = ND0 · W _E / [W _E + 2y (α + tan40 °)] (1)
It is most desirable to change so as to satisfy the relationship.
[0091]
Where ND0 is the doping concentration of the traveling layer at the interface between the base layer and the traveling layer, WE is the width of the interface between the cathode layer and the base layer, α is the density ratio of the electron deposition layer propagating in the parallel direction x and the vertical direction y. A value between 0 and 1 representing.
[0092]
The effect of this technique can be evaluated by performing a two-dimensional simulation of the operation of bipolar gun effect triodes having various traveling layer structures and calculating the respective outputs under optimum bias conditions. FIG. 4A shows the simulation result of the bipolar gun effect triode when the cathode width is 1 μm, 2 μm, and 3 μm. Here, the output current density is the amplitude of the fundamental frequency by Fourier analysis, and is plotted against the density ratio α of the electron deposited layer when the current spreading angle is 40 °. From this simulation result, when this density ratio α is used as an index, all cathode widths have an oscillation peak as an optimum value in a range of 0.5 <α <1, and when the cathode width is 2 μm or more, It can be seen that oscillation occurs in the range of about 0 <α <1.5.
[0093]
For gun oscillation elements, the fundamental oscillation frequency f _OSC Is represented by the reciprocal of the traveling layer transport time tx, and the electron saturation velocity V _SAT And the traveling layer thickness Xa,
f _OSC = 1 / tx = V _SAT / Xa (6)
It is represented by
[0094]
Since the cancer domain develops with time, the amplitude of the gun oscillator decreases with decreasing transport time. As a practical matter, the fundamental oscillation frequency f _OSC Is also limited to about 150 GHz.
[0095]
Therefore, the thickness Xa of the traveling layer is expressed by the following equation (7)
Xa> V _SAT / 150GHz (7)
Given in.
[0096]
In addition, for most III-V semiconductors, the electron saturation velocity V _SAT Is about 1 × 10 ⁷ cm / s. Accordingly, the thickness Xa of the running layer obtained by the above equation (7) is about 0.7 μm or more. However, since both ends of the running layer partially include a dead zone, the thickness Xa of the running layer is Is preferably 1 μm or more.
[0097]
This is in contrast to the thickness of the collector layer of the microwave millimeter wave heterobipolar transistor being about 0.2 μm to 0.7 μm.
[0098]
Further, since the oscillation waveform includes a harmonic rather than a sine wave, it is possible to obtain an oscillation output of 300 GHz by extracting the second harmonic.
[0099]
Embodiments of the bipolar gun effect triode of the present invention described above will be specifically described below with reference to the drawings.
[0100]
(Embodiment 1)
As shown in FIG. 5, the bipolar gun effect triode according to the first embodiment includes an anode layer 510, a concentration graded traveling layer 509, a base layer 508, a cathode layer 507, a ballast layer 506, on a semi-insulating GaAs substrate 511. Composition graded cap layer 505, n ⁺ A cap layer 504 and a cathode ohmic electrode 501 are sequentially stacked. An anode ohmic electrode 503 is formed on the upper surface of the anode layer 510 on both sides exposed by etching or the like, and both sides exposed by etching or the like. A base ohmic electrode 502 is formed on the upper surface of the base layer 508.
[0101]
More specifically, the cathode ohmic electrode 501 is made of Au, Ge or Ni, the base ohmic electrode 502 is made of Ti, Pt or Au, and the anode ohmic electrode 503 is made of Au, Ge or Ni.
[0102]
n ⁺ The cap layer 504 has a Si doping concentration of 5 × 10. ¹⁸ cm ^-3 N with a thickness of 100 nm ⁺ The composition graded cap layer 505 is made of GaAs and has a Si doping concentration of 5 × 10 5. ¹⁷ cm ^-3 , 20 nm thick nAl _x Ga _1-x As (surface side x = 0 → substrate side x = 0.35), the ballast layer 506 has a Si doping concentration of 5 × 10 ¹⁶ cm ^-3 , 200 nm thick nAl _0.35 Ga _0.65 It consists of As.
[0103]
The cathode layer 507 has an Si doping concentration of 5 × 10 ¹⁷ cm ^-3 , Thickness 80nm, top width W _E 3 μm nAl _0.3 Ga _0.7 The base layer 508 is made of As and has a C doping concentration of 4 × 10 ¹⁹ cm ^-3 P with a thickness of 150 nm ⁺ The anode layer 510 is made of a GaAs layer and has an Si doping concentration of 5 × 10 5. ¹⁸ cm ^-3 And an nGaAs layer having a thickness of 500 nm.
[0104]
The concentration graded traveling layer 509 has a Si doping concentration of 1.2 × 10 from the anode side to the base side. ¹⁶ cm ^-3 To 3.0 × 10 ¹⁶ cm ^-3 Here, the concentration distribution is a linear approximation indicated by a solid line A in FIG. 4B, and is made of nGaAs having a thickness of 1300 nm. In this case, the position-dependent impurity concentration ND (y) is slightly larger than the case of α = 0 indicated by the dotted line a until the distance y from the base region is 0.4 μm. In the ideal equation, the distribution is approximately between the distributions of α = 0 indicated by the dotted line a and α = 1.5 indicated by the dotted line b.
[0105]
FIG. 6 shows an example of an actual oscillation output spectrum in the bipolar gun effect triode having the above configuration. In this example, an oscillation output spectrum when the thickness of the traveling layer 509 is 1.3 μm is shown, and a fundamental wave P1 of about 140 GHz and a second harmonic P2 of about 280 GHz are obtained. The oscillation frequency can be changed by changing the thickness of the traveling layer as in the case of the Gunn diode.
[0106]
The oscillation output is reduced by the base resistance, in addition to being determined by the area and thickness of the running layer. This is because in the bipolar gun effect triode, an output (negative resistance) is generated between the base and the anode, so that oscillation does not occur when the base resistance exceeds the negative resistance. Therefore, it is important to reduce the base resistance.
[0107]
Here, several methods for reducing the base resistance will be described.
[0108]
The first method is to reduce the cathode width and is a very effective method for reducing the base resistance. However, since the two-dimensional effect increases as the cathode width decreases in this method, it is necessary to strictly perform donor concentration grading of the traveling layer according to the present invention. Although this is as described above with reference to FIG. 4, since the influence of the base resistance is not considered in FIG. 4, the effect of reducing the base resistance by reducing the cathode width is not shown.
[0109]
The second method is to increase the thickness of the base layer. In the case of the bipolar gun effect triode, unlike the case of the bipolar transistor, the transit time of the base is not so important, so that the base resistance can be reduced by this method.
[0110]
The third method is to increase the impurity concentration of the base layer. This method causes the hFE to be lowered and the device performance to be lowered when the bipolar transistor is too high. However, in the bipolar gun effect triode, the hFE reduction causes the cathode current efficiency to decrease. Unlike a bipolar transistor, it is not very important because it does not lead to a reduction in the negative resistance of the device. Therefore, the impurity concentration and thickness of the base layer can be made larger than in the case of the bipolar transistor.
[0111]
However, since a decrease in hFE results in a decrease in the overall oscillation efficiency, it is preferable that hFE is large. It is preferable to use a heterostructure as in this embodiment, and to prevent leakage of holes to the cathode by a hole barrier. Specifically, for example, in addition to AlGaAs / GaAs heterobond, AlGaAs / Al _x Ga _1-x A composition graded structure of As (x → 0) / GaAs or a material having a high hole barrier effect such as InGaP as in Embodiments 2 and 3 described later can be used.
[0112]
In addition, if the cathode current efficiency is sacrificed a little, the base resistance can be avoided by increasing the thickness of the base layer. Therefore, the impurity concentration of the base layer is lowered, the cathode layer made of GaAs, the traveling layer, and Homobonding with the anode layer is also possible.
[0113]
Like the Gunn diode, the traveling layer is a direct transition type semiconductor, and there is a large difference between the energy of the L or X valley and the energy of the Γ valley, and the electron mass of the L or X valley is larger than the electron mass of the Γ valley. For this purpose, in addition to GaAs, a plurality of compound semiconductors such as InP, GaN, AlN, AlSb, GaSb, etc., and InAs, InSb, AlAs, GaP, AlP, InN are added to the above. Mixed crystals can also be used as the traveling layer.
[0114]
For the layers other than the traveling layer, a material that lattice matches with the traveling layer is used, and therefore, the same material as the traveling layer or a mixed crystal compound semiconductor that lattice matches can be used. Also, a material that is not a compound semiconductor can be used if lattice matching is achieved. For example, Ge has a merit that the base resistance can be reduced when it is used as a base material because of its high hole mobility. As a material that can be epitaxially grown on GaAs, a Ge type / GaAs traveling layer bipolar gun effect triode can be formed. Is possible.
[0115]
A portion 512 where the width of the cathode layer on the base side is wide is called an edge thinning structure, and prevents the base layer from deteriorating due to recombination of electron holes on the surface of the base layer, thereby preventing variations in device characteristics. This is the structure. The thin cathode layer has a thickness that is completely depleted, does not function as a cathode layer, and serves as a protective film for the base surface. This is a method that is also performed in a heterobipolar transistor, but in the heterobipolar transistor, the maximum current density is 10 KA / cm. ² On the other hand, in the bipolar gun effect triode, the current density is 50 KA / cm even in the element of the first embodiment, for example. ² Since the current density of the bipolar gun effect triode is very large, it is very important to adopt an edge thinning structure in order to provide a highly reliable device.
[0116]
The ballast layer is provided on the cathode layer in order to reduce non-uniformity in device operation due to current variations within the cathode, or current variations between devices when multi-cathode finger devices are used. It also has the role of preventing thermal runaway of the element.
[0117]
(Embodiment 2)
The bipolar gun effect triode according to the second embodiment is different from the first embodiment described with reference to FIG. 5 in that the cathode layer 507 is replaced with AlGaAs instead of InGaP, and the configuration of the concentration graded traveling layer 509 is different. Other configurations are the same as those of the first embodiment.
[0118]
Specifically, the cathode layer 507 has a Si doping concentration of 5 × 10 5. ¹⁷ cm ^-3 And nInGaP having a thickness of 80 nm.
[0119]
The concentration graded traveling layer 509 has a Si doping concentration of 1.2 × 10 from the anode side to the base side. ¹⁶ cm ^-3 To 3.0 × 10 ¹⁶ cm ^-3 Here, a concentration distribution of a two-step linear approximation indicated by a solid line B in FIG. 4B is formed, and specifically, the Si doping concentration is 1.2 × 10. ¹⁶ cm ^-3 To 2.0 × 10 ¹⁶ cm ^-3 NGaAs with a thickness of 900 nm and a Si doping concentration of 2.0 × 10 ¹⁶ cm ^-3 To 3.0 × 10 ¹⁶ cm ^-3 It is made of nGaAs having a thickness of 400 nm, which is inclined in the direction of.
[0120]
In this case, the position-dependent impurity concentration ND (y) indicated by the solid line B is obtained when α = 0.5 indicated by the dotted line c and α = 1.0 indicated by the dotted line d in the ideal equation of the above equation (1) Approximately between the distribution of cases.
[0121]
In the first embodiment, since the cathode layer 507 is made of AlGaAs, there is a possibility that some damage occurs due to energy due to electron hole recombination on the side surface of the cathode layer 507, and the reliability of the device is deteriorated. This problem is known to occur in a heterobipolar transistor. However, in the bipolar gun effect triode, the current density is higher, so that the deterioration is more significant than in the heterobipolar transistor. Therefore, by using InGaP which is less deteriorated than AlGaAs for the cathode layer 507, a highly reliable bipolar gun effect triode can be provided.
[0122]
In addition, since selective etching can be performed between the cathode layer and the base layer, the manufacturing process can be simplified.
[0123]
(Embodiment 3)
The bipolar gun effect triode according to the third embodiment has an edge thinning structure 712, and as shown in FIG. 7, on a semi-insulating GaAs substrate 711, an anode layer 710, a concentration graded traveling layer 709, a base layer. 708, InGaP cathode layer 717 to be an edge thinning layer, AlGaAs cathode layer 707, ballast layer 706, composition graded cap layer 705, n ⁺ A cap layer 704 and a cathode ohmic electrode 701 are sequentially stacked. An anode ohmic electrode 703 is formed on the upper surface of the anode layer 710 on both sides exposed by etching or the like, and both sides exposed by etching or the like. A base ohmic electrode 702 is formed on the upper surface of the base layer 708.
[0124]
More specifically, the cathode ohmic electrode 701 is made of Au, Ge or Ni, the base ohmic electrode 702 is made of Ti, Pt or Au, and the anode ohmic electrode 703 is made of Au, Ge or Ni.
[0125]
n ⁺ The cap layer 704 has a Si doping concentration of 5 × 10. ¹⁸ cm ^-3 N with a thickness of 100 nm ⁺ The composition graded cap layer 705 is made of GaAs and has a Si doping concentration of 5 × 10 5. ¹⁷ cm ^-3 , 20 nm thick nAl _x Ga _1-x As (surface side x = 0 → substrate side x = 0.35), the ballast layer 706 has a Si doping concentration of 5 × 10 ¹⁶ cm ^-3 , 200 nm thick nAl _0.35 Ga _0.65 It consists of As.
[0126]
The cathode layer 707 has an Si doping concentration of 5 × 10 ¹⁷ cm ^-3 , Thickness 50nm, top width W _E 3 μm nAl _0.3 Ga _0.7 The cathode layer 717 made of As and serving as an edge thinning layer has an Si doping concentration of 5 × 10 5. ¹⁷ cm ^-3 The base layer 708 has a C doping concentration of 4 × 10 4. ¹⁹ cm ^-3 P with a thickness of 150 nm ⁺ The anode layer 710 is made of GaAs and has an Si doping concentration of 5 × 10 5. ¹⁸ cm ^-3 , Made of nGaAs having a thickness of 500 nm.
[0127]
The concentration graded traveling layer 709 has a Si doping concentration of 1.2 × 10 from the anode side to the base side. ¹⁶ cm ^-3 To 3.0 × 10 ¹⁶ cm ^-3 In particular, in the ideal equation (1), ND0 = 3.0 × 10 ¹⁶ cm ^-3 , W _E = 3 μm and α = 0.9.
[0128]
Here, the edge thinning structure is a structure for preventing the base layer from being deteriorated due to recombination of electron holes on the surface of the base layer, thereby causing variations in device characteristics. The bipolar gun effect triode is a very important structure for providing a highly reliable device because of its very high current density.
[0129]
As shown in FIG. 7, the reason why the cathode layer is divided into two layers of AlGaAs / InGaP is to make the edge thinning layer 717 by controlling the thickness of the cathode layers 707 and 717 reliably by selective etching. InGaP is on the base side because the influence of recombination on the side and surface of the cathode described in the second embodiment is taken into consideration.
[0130]
(Embodiment 4)
The bipolar gun effect triode according to Embodiment 4 forms an InP traveling layer on an InP substrate. As shown in FIG. 8, an anode layer 810, a concentration graded InP on a semi-insulating InP substrate 811. Running layer 809, base layer 808, cathode layer 807, ballast layer 806, composition graded cap layer 805, n ⁺ A cap layer 804 and a cathode ohmic electrode 801 are sequentially stacked. An anode ohmic electrode 803 is formed on the upper surface of the anode layer 810 on both sides exposed by etching or the like, and both sides exposed by etching or the like. A base ohmic electrode 802 and an edge thinning structure 812 are formed on the upper surface of the base layer 808.
[0131]
More specifically, the cathode ohmic electrode 801 is made of Au, Ge or Ni, the base ohmic electrode 802 is made of Ti, Pt or Au, and the anode ohmic electrode 803 is made of Au, Ge or Ni.
[0132]
n ⁺ The cap layer 804 has a Si doping concentration of 5 × 10. ¹⁸ cm ^-3 N with a thickness of 100 nm ⁺ In _0.5 Ga _0.5 The composition graded cap layer 805 is made of As and has a Si doping concentration of 5 × 10 5. ¹⁷ cm ^-3 , 20 nm thick nIn _0.5 Al _x Ga _0.5-x As (surface side x = 0 → substrate side x = 0.5), the ballast layer 806 has a Si doping concentration of 5 × 10 ¹⁶ cm ^-3 , 200 nm thick nIn _0.5 Al _0.5 It consists of As.
[0133]
The cathode layer 807 has a Si doping concentration of 5 × 10 ¹⁷ cm ^-3 , Thickness 80nm, top width W _E 3μm nIn _0.5 Al _0.5 The base layer 808 is made of As and has a C doping concentration of 4 × 10 ¹⁹ cm ^-3 P with a thickness of 150 nm ⁺ The anode layer 810 is made of InP and has an Si doping concentration of 5 × 10 ¹⁸ cm ^-3 NInP having a thickness of 500 nm.
[0134]
The concentration graded traveling layer 809 has a Si doping concentration of 1.2 × 10 from the anode side to the base side. ¹⁶ cm ^-3 To 3.0 × 10 ¹⁶ cm ^-3 NInP having a thickness of 1300 nm and specifically, ND0 = 3.0 × 10 in the ideal equation (1). ¹⁶ cm ^-3 , W _E = 3 μm and α = 0.9.
[0135]
In the fourth embodiment, the InP traveling layer is formed on the InP substrate, so that the oscillation output can be made larger than that formed by GaAs. This is because InP has a larger band gap and higher breakdown voltage than GaAs.
[0136]
(Embodiment 5)
The bipolar gun effect triode according to the fifth embodiment is different from the first embodiment described with reference to FIG. 5 except that the ballast layer 506 is different, and the other configuration is the same as that of the first embodiment.
[0137]
Specifically, the composition and concentration of the ballast layer 506 were the same as those of the first embodiment, and the thicknesses of 400 nm, 300 nm, and 100 nm with respect to 200 nm of the first embodiment and the one without the ballast layer were manufactured. .
[0138]
As shown in FIG. 10, these elements oscillate in a certain range of anode current, and the oscillation frequency is similar to that of the first embodiment, and a fundamental wave of about 140 GHz and a second harmonic of about 280 GHz are obtained. It was. However, when the thickness of the ballast layer 506 is thinner than 200 nm, the output is reduced, and the range of the anodic current that can be oscillated is extremely narrow as shown in FIG. In addition, when the thickness of the ballast layer 506 is 200 nm or more, the oscillating anode current range is almost constant.
[0139]
In the bipolar gun effect triode, unlike the Gunn diode, it is unavoidable that a current density distribution in the electron traveling direction (depth direction) is generated due to the spreading of the current 108 shown in FIG. Therefore, in the present embodiment, in order to make the time average intensity in the element constant, the current density distribution is canceled out by impurity concentration grading in the electron traveling direction (depth direction). However, as shown by 1105 and 1106 in FIG. 9, when a planar current density of the element is generated due to current concentration, the current spread in the cross section also changes from 108 in FIG. 1 to 1107 in FIG. . The result in the absence of the ballast layer shown in FIG. 10 is thought to be because the impurity concentration grading design is distorted due to current concentration.
[0140]
In this way, the current density distribution is eliminated by the ballast resistor, and the current density distribution in the depth direction is canceled by the density grading traveling layer by eliminating the planar distribution such as 1105 and 1106 in FIG. The oscillation efficiency can be optimized by keeping the time average electric field strength of the entire layer constant. In particular, it is considered that the efficiency can be improved when a high current with a large temperature rise is used.
[0141]
The thickness of the ballast layer, that is, the resistance value, needs to be equal to or greater than the resistance value of the cathode layer, and the larger the resistance value of the ballast layer, the more preferable current concentration can be prevented. However, when the resistance value of the ballast layer is large, an extra voltage corresponding to the voltage drop of the ballast resistor is required between the cathode bases, so there is a practical upper limit on the resistance value. However, since oscillation occurs between the base and anode, the ballast resistance value itself does not adversely affect the oscillation output and the oscillation frequency width. This point is completely different from other bipolar devices.
[0142]
As a material for the ballast layer, any resistance material that can be stacked on the cathode can be used in addition to a semiconductor material such as AlGaAs. In the case of a semiconductor material, it is desirable to use a material having a lower electron mobility than the material of the running layer. The use of a material with high electron mobility not only increases the thickness of the ballast layer, which increases manufacturing difficulties, but also reduces the concentration of impurities in the ballast layer when the impurity concentration is decreased to reduce the thickness. As a result, the device operation may become unstable. As the material of the ballast layer, Al _x Ga _1-x If As (0.15 ≦ x ≦ 0.35) is used, the resistance at low temperature is low, and the resistance increases only at the part where the temperature has risen. Effect is obtained. Therefore, it is preferable because signal loss is reduced when a signal is introduced from the cathode as in an injection locking oscillator or a self-oscillation mixer described in the following embodiments.
[0143]
(Embodiment 6)
The voltage-controlled variable frequency oscillator (VCO) according to the sixth embodiment uses a bipolar gun effect triode in which the impurity grading of the traveling layer described in the first and second embodiments is different.
[0144]
As shown in FIG. 11A, the base electrode 1202 of the bipolar gun effect triode 1201 is grounded, and a positive voltage is applied from the anode power supply terminal 1203 to the anode electrode 1205 through the bias circuit (in this embodiment, the inductance 1204). A negative voltage was applied to the cathode electrode 1208 from the cathode power supply terminal 1206 through the bias circuit (inductance 1207 in this embodiment), and the oscillation output was taken out from the anode electrode 1205 to the output terminal 1210 through the DC bias cut capacitor 1209.
[0145]
As shown in FIG. 12, a change in the oscillation frequency was observed by changing the voltage between the anode base. Further, there was almost no change in the anode DC current. Further, the frequency variable width of the element of Embodiment 2 in which the impurity grading of the traveling layer is closer to the ideal is wider than that of the element of Embodiment 1. This is because there is a limit (width) in the time-average electric field strength at which gun oscillation is possible, but when the electric field changes by changing the bias to operate the VCO, the original distribution of the time-average electric field strength in the traveling layer is originally If it exists, it is thought that the part exceeding the limit of the time average electric field intensity occurs more quickly, and the oscillation stops or the output decreases.
[0146]
The oscillation output is generated between the base anode and is not output to the cathode side. However, since the bias between the cathode base greatly affects the oscillation, in order to avoid unnecessary noise from being superimposed on the bias, FIG. As indicated by 1211 in a), it is preferable to ground the cathode electrode 1208 at a high frequency.
[0147]
The grounding of the base electrode 1202 may be a high-frequency grounding, or a stub can be used. For example, as shown at 1212 in FIG. 11B, an open stub having a λ / 4 wavelength with respect to the fundamental oscillation frequency can be used. In this case, as shown in FIG. 11B, a circuit having only a positive power supply in which the cathode electrode 1208 is grounded and a positive voltage is applied from the base power supply terminal 1213 to the base electrode 1202 is possible. However, it is more preferable that the base electrode 1202 is grounded not only with respect to the fundamental oscillation frequency but also with respect to harmonics.
[0148]
(Embodiment 7)
The injection-locked variable oscillator (ILO) according to the seventh embodiment uses a bipolar gun effect triode in which the impurity grading of the traveling layer described in the first and second embodiments is different.
[0149]
As shown in FIG. 13A, the base electrode 1202 of the bipolar gun effect triode 1201 is grounded, and a positive voltage is applied to the anode electrode 1205 from the anode power supply terminal 1203 through the bias circuit (inductance 1204 in this embodiment), A negative voltage is applied to the cathode electrode 1208 from the cathode power supply terminal 1206 through the bias circuit (inductance 1207 in this embodiment), and an integral number of desired oscillation frequencies are applied from the synchronization signal input terminal 1302 to the cathode electrode 1208 through the DC bias cut capacitor 1301. A synchronization signal (-12.5 dBm) having a frequency of 1 (half in this embodiment) was input, and an oscillation output was extracted from the anode electrode 1205 through the DC bias cut capacitor 1209 to the output terminal 1210.
[0150]
As shown in FIG. 14, a change in the oscillation frequency was observed by changing the frequency of the synchronization signal. Further, the pullable frequency range in which the oscillation frequency coincides with an integer multiple of the injection locking signal is wider in the element of the second embodiment where the impurity grading of the traveling layer is closer to the ideal than the element of the first embodiment. became. In injection locking, the synchronization signal between the cathode bases flows as fluctuations in the anode current, and the time-average electric field strength changes, so that oscillation is synchronized with the synchronization signal, and the oscillation frequency becomes an integral multiple of the synchronization signal. At this time, if there is an original distribution of the time average electric field strength in the traveling layer, it is considered that the influence of the change in the time average electric field strength due to the synchronization signal becomes relatively small, and the frequency that can be synchronized becomes narrow.
[0151]
Since the oscillation output is not output to the cathode side, the backflow of the oscillation output to the synchronization signal source does not occur.
[0152]
The grounding of the base electrode 1202 may be a high-frequency grounding, or a stub can be used. For example, as shown in FIG. 13B, a high-frequency short stub can be used by a λ / 2 wavelength line 1303 and a capacitor 1304 with respect to the fundamental oscillation frequency. In this case, as shown in FIG. 13B, a circuit with only a positive power supply is possible in which the cathode electrode 1208 is grounded and a positive voltage is applied from the base power supply terminal 1305 to the base electrode 1202. In the circuit of FIG. 13B, by using the short stubs 1303 and 1304, not only the ground for the fundamental oscillation frequency but also the high frequency is grounded. Further, since the short stub appears to be an open stub from the synchronizing signal that is half the fundamental oscillation frequency, the synchronizing signal is input from the base side. In this case, since the synchronization signal is current-amplified by the parasitic bipolar transistor of the bipolar gun effect triode, the same pulling range can be achieved with a small electric power. The cathode, base, running layer and anode in the gantry are equivalent to the emitter, base, collector and subcollector of the bipolar transistor, respectively, and have an amplifying function.
[0153]
Further, by providing an open stub 1306 with a λ / 4 wavelength for the synchronization signal on the anode side so that the synchronization signal voltage does not appear on the anode side, isolation of each signal can be easily improved.
[0154]
Although it is possible to input a synchronization signal between the base anodes, it is necessary to increase the power of the synchronization signal.
[0155]
In this embodiment, a half of the desired oscillation frequency is used as the injection signal, but a fraction of an integer can be used. However, the half case is preferable because the frequency range in which the synchronization signal can be drawn becomes the widest.
[0156]
Furthermore, in this embodiment, since the ballast resistor made of AlGaAs is used, the ballast resistor can be minimized. It is preferable that the ballast resistance is smaller because the loss due to the ballast resistance of the injection locking signal is minimized and the injection signal power can be further reduced.
[0157]
(Embodiment 8)
The self-oscillation mixer according to the eighth embodiment uses a bipolar gun effect triode in which the impurity grading of the traveling layer described in the first and second embodiments is different.
[0158]
As shown in FIG. 15 (a), the base electrode 1202 of the bipolar gun effect triode 1201 is grounded, and a positive voltage is applied from the anode power supply terminal 1203 to the anode electrode 1205 through a bias circuit (inductance 1204 in this embodiment). A negative voltage is applied to the cathode electrode 1208 from the cathode power supply terminal 1206 through the bias circuit (inductance 1207 in this embodiment), and the half of the desired oscillation frequency is applied to the cathode electrode 1208 from the signal input terminal 1402 through the DC bias cut capacitor 1401. A synchronization signal (78 GHz, −12.5 dBm) and a frequency conversion signal were input, and an oscillation output was taken out from the anode electrode 1205 to the output terminal 1210 through the DC bias cut capacitor 1209. At this time, a 79 GHz frequency conversion signal is observed for an input signal (frequency converted signal) having a frequency of 1 GHz, and a 2 GHz frequency conversion signal is observed for an input signal (frequency converted signal) having a frequency of 80 GHz. It was found that it can be used for conversion and down-conversion.
[0159]
Further, as shown in FIG. 16, the intensity of the frequency-converted signal is higher in the element 1601 of the second embodiment where the impurity grading of the running layer is closer to the ideal than in the element 1602 of the first embodiment of monotonic grading. On the other hand, ranges 1603 and 1604 in which the output signal follows linearly exist up to a place where the power of the input signal is large, and the linearity is good. This is because there is a limit (width) in the time-average electric field strength at which the gun can oscillate, but when the signal input between the cathode bases flows as a fluctuation in the anode current for mixing, a change in the time-average electric field strength occurs In addition, if there is an original distribution of the time-average electric field strength in the traveling layer, it is considered that a portion exceeding the electric field limit is generated more quickly and the oscillation output is reduced.
[0160]
The grounding of the base electrode 1202 may be a high-frequency grounding or a stub can be used. For example, as shown in FIG. 15B, a high-frequency short stub can be used by a λ / 2 wavelength line 1403 and a capacitor 1404 with respect to the fundamental oscillation frequency. In this case, the base is grounded with respect to the fundamental oscillation frequency and its harmonics, the cathode electrode 1208 is grounded in a direct current manner through the inductance 1408, and a circuit of only a positive power supply that applies a positive voltage from the base power supply terminal 1405 to the base electrode 1202 is used. Is also possible. In the circuit of FIG. 15B, by using the short stubs 1403 and 1404, not only the ground for the fundamental oscillation frequency but also the harmonics are grounded. The frequency converted signal is input from the signal input terminal 1402, and since this short stub appears to be open from the synchronization signal that is half the fundamental oscillation frequency, the synchronization signal is input from the base side. The cathode electrode 1208 is grounded to the synchronization signal by an open stub 1409 having a λ / 4 wavelength with respect to the synchronization signal frequency. In this case, since the synchronization signal is current-amplified by the parasitic bipolar transistor of the bipolar gun effect triode, the same pulling range can be achieved with a small electric power.
[0161]
In the circuit of FIG. 15B, the signal input terminal 1402 can be simply grounded, and the frequency conversion signal can be input from the synchronization signal input terminal 1407 or the base power supply terminal 1405. In FIG. 15B, reference numeral 1406 denotes a DC bias cut capacitor at the synchronization signal input terminal.
[0162]
In particular, when an open stub 1410 having a λ / 4 wavelength with respect to the synchronization signal is provided on the anode side, a local signal is generated between the base and anode, but since both terminals are grounded, they are not output to the outside, and to the cathode. Therefore, it is possible to configure a mixer in which almost no local frequency is output from the bipolar gun effect triode 1201 to the outside.
[0163]
In this embodiment, a half of the desired oscillation frequency is used as the injection signal, but a fraction of an integer can be used. However, the half case is preferable because the frequency range in which the synchronization signal can be drawn becomes the widest.
[0164]
Further, in the present embodiment, the injection locking method is used to stabilize the oscillation frequency. However, a PLL (phase locked loop) oscillator can be configured in the voltage controlled frequency variable oscillator.
[0165]
(Embodiment 9)
The wireless reception apparatus according to the ninth embodiment uses a self-oscillation mixer whose anode is grounded at the local oscillation frequency by an open stub shown in FIG. 15A in the eighth embodiment.
[0166]
In the communication system shown in FIG. 17, transmitters 1701 and 1702 are fixed stations for each area (adjacent houses in this embodiment), and as a broadband information signal, as shown in FIG. 18, a terrestrial TV (UHF 440 MHz to 800 MHz) is used. ), BS satellite broadcasting intermediate frequency (1 GHz to 1.35 GHz), CS satellite broadcasting intermediate frequency (1.29 GHz to 1.55 GHz) arranged at 440 MHz to 1960 MHz by a block converter was used. The CS hygiene broadcast uses a right-handed wave and a left-handed wave that have been frequency-converted from 1.44 GHz to 1.66 GHz and 1.70 GHz to 1.96 GHz, respectively. The wideband information signal 1801 is up-converted to a frequency around 60 GHz (1802, 1803 in FIG. 18) by shifting the frequency at each transmitting station so as not to interfere with adjacent transmitting stations (1701, 1702 in FIG. 17). And transmitted from each transmitting station.
[0167]
In the receiver 1703, unnecessary waves are removed from the antenna through a filter. Then, using the self-oscillating mixer shown in 15 (a) of the eighth embodiment, as shown in FIG. 19, the radio signal 1802 of the transmitting station 1701 in the area is mixed with the local frequency 1901 of 60 GHz, and the original frequency Down-converted to (440 MHz to 1960 MHz). And it demodulated with the commercial television receiver and the sanitary broadcasting television receiver.
[0168]
Here, when the receiver 1704 in FIG. 17 used in the vicinity of the area boundary line of the adjacent transmitter receives a signal in the frequency band indicated by 1803 in FIG. 18, the local signal has the frequency indicated by 1903 in FIG. Become. If there is a local signal leakage, the local signal leakage becomes a reception disturbance 1705 for a nearby receiver 1703.
[0169]
In this embodiment, even when a plurality of receivers are used at the same time in this situation, the unnecessary radiation level of the local signal from each receiver is low, so that reception is performed in a good state without causing mutual reception interference. It was possible. This is because the anode of the self-oscillating mixer using the bipolar gun effect triode is grounded at the local frequency, so there is almost no leakage of local signals through the power supply circuit etc. This is thought to be due to a decrease.
[0170]
The bipolar gun effect triode of the present invention is not limited to the configuration of each of the above-described embodiments, and in implementing the present invention, the structure can be partially changed. For the purpose described below, another thin layer may be inserted between the base layer and the running layer.
[0171]
An undoped layer or an n layer having a lower concentration than the traveling layer may be inserted between the base layer and the traveling layer to increase the electron energy before entering the traveling layer and reduce the dead zone. This is called a notch layer, and is a technique often used in Gunn diodes. For example, it is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-252153 and can be applied to a bipolar gun effect triode. However, the bipolar gun effect triode is not very effective because the base layer plays the role.
[0172]
In addition, when the base layer is doped with zinc or beryllium, the donor concentration on the base side of the traveling layer may decrease due to the diffusion of acceptor atoms into the traveling layer. Has an adverse effect. Therefore, in anticipation of this diffusion, an undoped layer is inserted between the base layer and the traveling layer, and the base layer is extended with the undoped layer as p-, or n ⁺ N insert layers ⁺ In some cases, acceptors that diffuse in the layer are canceled.
[0173]
【The invention's effect】
As explained above, according to the bipolar gun effect triode of the present invention,
Since the impurity concentration in the traveling region has a concentration distribution that decreases toward the anode region, the time-average electric field strength can be set to a constant optimum value in all regions of the traveling region, and the gun oscillation efficiency is improved. be able to. Further, since the bipolar type is adopted, phase distortion can be reduced.
[0174]
The anode region, the traveling region, the base region, and the cathode region can be laminated in a desired shape and concentration distribution by a manufacturing process such as epitaxial growth and etching.
[0175]
In consideration of the relationship between the fundamental oscillation frequency, the electron saturation speed, and the thickness of the traveling layer shown in the equation (7), the layer thickness of the traveling region is 1 μm or more, taking into account the dead zone of the traveling region. It is desirable to have a configuration.
[0176]
Further, when the cathode width is reduced, the two-dimensional effect is increased. However, since the travel region is configured, the cathode width of the cathode region is set to 3 μm or less, the base resistance can be reduced, and the gun oscillation efficiency can be improved.
[0177]
Moreover, although the fundamental oscillation frequency of the gun oscillator is limited to about 150 GHz, an oscillation output with an oscillation frequency of 300 GHz can be obtained by using the second harmonic, and the oscillation frequency should be in the range of 10 GHz to 300 GHz. Can do.
[0178]
Further, the configuration in which the impurity concentration in the traveling region has a concentration distribution that smoothly decreases toward the anode region, or the position-dependent impurity concentration ND (y) in the traveling region is expressed by the above equations (1) to (3). When the configuration satisfies the above relationship, the concentration distribution substantially corresponds to the electron density distribution in the traveling region, and the time-average electric field strength can be set to a constant optimum value in all regions of the traveling region, thereby further improving the gun oscillation efficiency. Can be improved.
[0179]
From the simulation results shown in FIG. 4, the impurity concentration ND0 = 1 × 10 at the interface between the base region and the running region. ¹⁶ cm ^-3 The density ratio α is preferably set in the range of 0 to 1.5, and in particular, the density ratio α is set in the range of 0.5 to 1.0. Then, an oscillation peak as an optimum value is seen.
[0180]
The impurity concentration ND0 at the interface between the base region and the running region is 1 × 10 ¹⁵ cm ^-3 ~ 1x10 ¹⁷ cm ^-3 Similar results were obtained in the range of.
[0181]
Accordingly, the position-dependent impurity concentration ND (y) of the traveling region is set so as to fall between NDα (y, α) when α = 0 and NDα (y, α) when α = 1.5. It is desirable to set, in particular, the position-dependent impurities in the traveling region so as to fall between NDα (y, α) when α = 0.5 and NDα (y, α) when α = 1.0. By setting the density ND (y), a much larger output can be obtained.
[0182]
However, in an actual device, it is difficult to perfectly match the position-dependent impurity concentration ND (y) of the traveling region with the electron density distribution of the traveling region, so that it approaches the distribution represented by the above formula (1). Further, by reducing the impurity concentration in the running region from the base region toward the anode region, gun oscillation can be generated.
[0183]
In addition, when the edge thinning structure is employed, it is possible to prevent the base layer from being deteriorated due to recombination of electron holes on the surface of the base layer and to cause fluctuations in element characteristics, and a highly reliable element can be obtained. In particular, in the bipolar gun effect triode, since the current density is very high, it is important to adopt this structure.
[0184]
Each of the above regions can be made of a III-V compound semiconductor, for example, GaAs, AlAs, InAs, GaP, AlP, GaN, AlN, InN, GaSb, AlSb, InSb compounds, or those It can be set as the structure which consists of a ternary mixed crystal which combined these, or a quaternary mixed crystal.
[0185]
When the cathode region is formed of two layers of InGaP, AlGaAs, or AlGaAs and InGaP, and the base region and the traveling region are formed of GaAs, a heterostructure is formed, and the hole barrier oozes out to the cathode. InGaP is a material having a high hole barrier effect, and the effect can be expected.
[0186]
In particular, when the cathode layer is formed of two layers of AlGaAs and InGaP, the edge thinning layer can be formed by selectively controlling the layer thickness by selective etching. In addition, InGaP is used as the base side, the cathode side surface, The influence of recombination on the surface can also be suppressed.
[0187]
In addition, when the cathode region is formed of InAlAs and the base region and the traveling region are formed of InP, InP has a larger band gap and higher breakdown voltage than GaAs. The oscillation output can be increased.
[0188]
Further, by laminating a ballast resistor layer on the cathode, current concentration can be prevented and stable high output oscillation can be achieved.
[0189]
According to the voltage controlled oscillator (VCO) of the present invention, the anode current of the bipolar gun effect triode is controlled by the voltage between the base cathode and hardly depends on the voltage between the base anode. Therefore, it is possible to change the voltage between the base and anode without changing the anode current, and it is possible to realize a voltage-controlled oscillator having good characteristics with less fluctuation of the oscillation output with respect to the oscillation frequency.
[0190]
According to the injection locking oscillator (ILO) of the present invention, the input of the synchronization signal between the base cathodes of the bipolar gun effect triode is amplified between the base anodes. Therefore, the voltage and current between the base and anode can be greatly changed by the synchronization signal having the same power, and the power of the injection signal can be reduced. Alternatively, a wide pullable frequency, which is a frequency that can be injection-locked by an injection signal having a constant intensity, can be obtained.
[0191]
According to the self-oscillating mixer of the present invention, the bipolar gun effect triode has a very large value as an early voltage as in a bipolar transistor. Therefore, the isolation from the anode to the cathode is good, the leakage of the oscillation signal to the cathode side can be eliminated, and if the input signal is input from the cathode with the base as the ground, the input signal and the oscillation output are isolated. Can be easily performed.
[0192]
According to the wireless reception device of the present invention, since there is no leakage to the high frequency signal input of the local oscillation frequency in the self-oscillation mixer, it is possible to reduce unnecessary radiation of the local signal. Therefore, it is possible to realize a communication terminal that does not cause a communication failure to an adjacent terminal.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a cross-sectional view showing a configuration of a bipolar gun effect triode.
FIG. 2 is a cross-sectional view for explaining current spreading in a traveling layer of a bipolar gun effect triode.
FIG. 3 is a simulation result by contour lines showing an electron density at a certain moment of the traveling layer at the time of gun oscillation in a bipolar gun effect triode in which the traveling layer has an inclined doping profile, and (a) shows a two-dimensional plot. , (B) represents a three-dimensional plot.
FIG. 4A is a simulation result showing the relationship between the output current density and the density ratio α of the electron deposition layer when the cathode width is 1 μm, 2 μm, and 3 μm in the bipolar gun effect triode of the present invention. (B) is a graph showing the relationship between the position-dependent impurity concentration ND (y) of the traveling region and the distance y from the base region when the density ratio α is changed.
FIG. 5 is a cross-sectional view showing a configuration of a bipolar gun effect triode according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of an actual oscillation output spectrum in the bipolar gun effect triode according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a cross-sectional view showing a configuration of a bipolar gun effect triode according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a cross-sectional view showing a configuration of a bipolar gun effect triode according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a perspective view showing a state of current concentration in a bipolar gun effect triode.
FIG. 10 is a diagram showing the effect of a ballast layer in a bipolar gun effect triode according to Embodiment 5 of the present invention.
FIGS. 11A and 11B are circuit diagrams showing a configuration of a voltage controlled frequency variable oscillator (VCO) according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a diagram illustrating operating characteristics of a voltage controlled frequency variable oscillator (VCO) according to a sixth embodiment of the present invention.
FIGS. 13A and 13B are circuit diagrams showing the configuration of an injection locked oscillator (ILO) according to Embodiment 7 of the present invention. FIGS.
FIG. 14 is a diagram showing operating characteristics of an injection locked oscillator (ILO) according to a seventh embodiment of the present invention.
FIGS. 15A and 15B are circuit diagrams showing a configuration of a self-oscillation mixer according to an eighth embodiment of the present invention. FIGS.
FIG. 16 is a diagram showing a relationship between input signal power and output signal power in a self-oscillation mixer according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a diagram illustrating a communication system according to a ninth embodiment.
FIG. 18 is a diagram illustrating a relationship between a transmission signal and a transmission radio frequency in the communication system according to the ninth embodiment.
FIG. 19 is a diagram illustrating a relationship between a transmission radio frequency and a reception local signal in the communication system according to the ninth embodiment.
FIG. 20 is a cross-sectional view showing a configuration of a conventional unipolar gun effect triode.
FIG. 21 is a sectional view showing the structure of a bipolar gun effect triode devised in Conventional Example 4;
[Explanation of symbols]
101,501,701,801,901,1208 Cathode electrode
102, 502, 702, 802, 1202 Base electrode
103,503,703,803,903,1205 Anode electrode
104,507,707,717,807,904 Cathode layer
105, 508, 708, 808, 1103 Base layer
106,509,709,809,905,1102 traveling layer
107, 510, 710, 810, 906, 1101 Anode layer
108 Current spread
109 Traveling layer side wall
301,302 Electron Deposition Layer
504, 704, 804 n ⁺ Cap layer
505, 705, 805 Composition graded cap layer
506, 706, 806 Ballast layer
511,711,811 Semi-insulating substrate
512, 712, 812 Edge thinning structure
1104 Base cathode interface
1105 Central part where temperature rise is large
1106 Peripheral area where temperature rise is small
1107 Current density distribution in the cross-sectional direction in the traveling layer
1201 Bipolar Gun Effect Triode
1203 Anode power supply terminal
1204, 1207 inductance
1206 Cathode power supply terminal
1209, 1301, 1401, 1406 DC bias cut capacitor
1210 Output terminal
1211 Capacitor that grounds cathode at high frequency
1212, 1410 Open stub of λ / 4 wavelength with respect to fundamental oscillation frequency
1213, 1305, 1405 Base power supply terminal
1302, 1407 Sync signal input terminal
1303, 1403 λ / 2 wavelength line for fundamental oscillation frequency
1304 and 1404 capacitors
1306 Open stub of λ / 4 wavelength with respect to synchronization signal frequency
1402 Signal input terminal
1403 λ / 2 wavelength line for fundamental oscillation frequency
1408 Inductance for DC grounding
1409 Open stub of λ / 4 wavelength with respect to synchronization signal frequency
1601 Characteristics of the element of the second embodiment
1602 Characteristics of the element of the first embodiment
1603 Linear range of the element of the second embodiment
1604 Linear range of element of embodiment 1
1701, 1702 Transmitter (fixed station for each area)
1703 receiver
1704 Receiver in adjacent transmitter area
1801 Wideband information signal
1802, 1803 Radio frequencies with different frequencies at each transmitting station
1901 Local frequency
1902 Original information signal frequency (440 MHz to 1960 MHz)
1903 Receiver local frequency in adjacent transmitter area

Claims

A bipolar gun effect triode having a running region having a lower impurity concentration than the anode region and a base region between the anode region and the cathode region,
A bipolar gun effect triode having a concentration distribution in which the impurity concentration of the running region decreases toward the anode region.

The bipolar gun effect triode according to claim 1, wherein the anode region, the traveling region, the base region, and the cathode region are laminated.

The bipolar gun effect triode according to claim 1 or 2, wherein the travel region has a layer thickness of 1 µm or more.

The bipolar gun effect triode according to any one of claims 1 to 3, wherein a cathode width of the cathode region is 3 µm or less.

The bipolar gun effect triode according to any one of claims 1 to 4, wherein the oscillation frequency is in a range of 10 GHz to 300 GHz.

The bipolar gun effect triode according to any one of claims 1 to 5, wherein the impurity concentration in the traveling region has a concentration distribution that smoothly decreases toward the anode region.

The position-dependent impurity concentration ND (y) of the traveling region includes the impurity concentration ND0 at the interface between the base region and the traveling region, the width WE of the interface between the cathode region and the base region, the base region, and the base region With respect to the distance y from the interface of the running region, the following formulas (1) to (3) NDα (y, α) = ND0 · W _E / [W _E + 2y (α + tan 40 °)] (1) )
1 × 10 ¹⁵ cm ⁻³ ≦ ND0 ≦ 1 × 10 ¹⁷ cm ⁻³ (2)
NDα (y, 0) ≦ ND (y) ≦ NDα (y, 1.5) (3)
α: Density ratio of the electron deposition layer propagating in the parallel and vertical directions,
NDα (y, 0): position-dependent impurity concentration in the running region when α = 0,
The bipolar gun effect triode according to claim 1, wherein NDα (y, 1.5): satisfies the relationship of the position-dependent impurity concentration in the traveling region when α = 1.5.

The position-dependent impurity concentration ND (y) of the traveling region is expressed by the following formula (4) NDα (y, 0.5) ≦ ND (y) ≦ NDα (y, 1.0) (4)
NDα (y, 0.5): position-dependent impurity concentration in the traveling region when α = 0.5 NDα (y, 1.0): position-dependent impurity concentration in the traveling region when α = 1.0 The bipolar gun effect triode according to claim 7, satisfying the relationship:

The bipolar gun effect triode according to claim 1, which has an edge thinning structure.

The bipolar gun effect triode according to any one of claims 1 to 9, comprising a group III-V compound semiconductor.

The III-V compound semiconductor is composed of a GaAs, AlAs, InAs, GaP, AlP, InP, GaN, AlN, InN, GaSb, AlSb, InSb compound, or a ternary mixed crystal or a quaternary mixed crystal combining them. The bipolar gun effect triode according to claim 10.

12. The bipolar gun effect triode according to claim 11, wherein the cathode region is formed of two layers of InGaP, AlGaAs or AlGaAs and InGaP, and the base region and the traveling region are formed of GaAs.

The bipolar gun effect triode according to claim 11, wherein the cathode region is made of InAlAs, and the base region and the traveling region are made of InP.

The bipolar gun effect triode according to any one of claims 1 to 13, wherein a ballast resistance layer is laminated on the cathode region.

Using the bipolar gun effect triode according to any one of claims 1 to 14,
The base region is grounded with respect to the oscillation frequency, and a bias is applied to the base region to apply a positive voltage to the anode region and to apply a negative voltage to the cathode region. A voltage controlled frequency variable oscillator that changes the oscillation frequency by changing it.

Using the bipolar gun effect triode according to any one of claims 1 to 14,
The base region is grounded with respect to the oscillation frequency, a bias is applied to the base region to apply a positive voltage to the anode region, and a negative voltage to the cathode region, and a desired oscillation frequency between the base cathodes. An injection-locked oscillator that changes the oscillation frequency by injecting a synchronization signal that is a fraction of an integer.

Using the bipolar gun effect triode according to any one of claims 1 to 14,
The base region is grounded with respect to the oscillation frequency, and a bias voltage is applied to the base region to apply a positive voltage to the anode region and a negative voltage to the cathode region to cause gun oscillation, and between the base cathode A self-oscillating mixer that inputs a high-frequency signal, a baseband signal, or an intermediate frequency signal and extracts the mixing output signal from the anode region side.

Using the self-oscillating mixer according to claim 17,
A radio receiving apparatus that inputs a radio signal to the cathode region and performs frequency conversion.