JP4440441B2

JP4440441B2 - Motor control device

Info

Publication number: JP4440441B2
Application number: JP2000245201A
Authority: JP
Inventors: 信幸今井; 宗紀塚本; 記吉浅見; 芳信蓮香
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2000-08-11
Filing date: 2000-08-11
Publication date: 2010-03-24
Anticipated expiration: 2020-08-11
Also published as: JP2002064991A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣブラシレスモータの電機子に流れる電流をフィードバックすることにより、該モータの出力トルクを制御するモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ＤＣブラシレスモータのトルク制御方法として、図１０に示したように、３相（ｕ，ｖ，ｗ）のＤＣブラシレスモータを、ロータ１００に備えられた界磁磁石の磁束方向であるｑ軸上にある第１電機子１０１とｑ軸と直行するｄ軸上にある第２電機子１０２とを有する等価回路に変換して扱うｄｑ制御が用いられている。
【０００３】
ｄｑ制御によれば、本来は３相の交流電圧と交流電流で表されるＤＣブラシレスモータの制御系を、２軸（ｄ軸／ｑ軸）の直流電圧と直流電流で表すことができるため、ＤＣブラシレスモータのトルク制御を簡素化することができる。
【０００４】
そして、３相のＤＣブラシレスモータの出力トルクＴｒは、該モータの誘起電圧定数をＫｅ、第２電機子に流れる電流をＩｄとすると、以下の式(ａ)で表される。
【０００５】
【数１】

【０００６】
そのため、誘起電圧定数Ｋｅが一定であれば、ＩｄとＴｒとの関係を予めマップ化しておき、所望のトルク指令が与えられたときに、該マップから該トルク指令に応じたＩｄ電流の目標値を決定し、Ｉｄ電流が該目標値と一致するようにモータの電極に印加する電圧を調節することによって、ＤＣブラシレスモータの出力トルクを制御することができる。
【０００７】
しかし、実際には誘起電圧定数Ｋｅはモータの個体差や界磁磁石の温度変化等により変化する場合がある。そして、このように誘起電圧定数Ｋｅが変化すると、トルク指令と実際のモータの出力トルクとの間に誤差が生じ、精度の良いトルク制御を行うことができなくなる。
【０００８】
そこで、従来は、ＤＣブラシレスモータの出力トルクと消費電力との間に相関関係があることに着目し、ＤＣブラシレスモータの電源から供給される電力（≒ＤＣブラシレスモータの消費電力）とＤＣブラシレスモータの出力トルクとの関係を予めマップ化しておき、トルク制御を行う際に、トルク指令に応じて該マップから求めた電力と実際に電源から供給される電力との差を解消するように、目標Ｉｄ電流を補正してトルク補償を行っていた。
【０００９】
しかし、このように実際に電源から供給される電力を求めるためには、電源の出力電圧を検出する電圧センサと共に電源の出力電流を検出する電流センサを設ける必要があり、装置のコストがアップすると共に装置の構成も複雑になるという不都合があった。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、ＤＣブラシレスモータの固体差や温度変化の影響を減少させて精度の良いトルク制御を行うことができるモータ制御装置を、コストを抑えて提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にある第１電機子と、ｑ軸と直行するｄ軸上にある第２電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる電流である電機子電流を検出する電流検出手段と、前記モータの回転数を検出する回転数検出手段と、前記モータの電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、該電源電圧検出手段により検出された実電源電圧と該回転数検出手段により検出された実回転数と所定の目標トルクとに応じて、前記第１電機子に流れる電流の目標値である目標Ｉｑ電流と前記第２電機子に流れる電流の目標値である目標Ｉｄ電流とを決定する目標電流決定手段と、前記電流検出手段により検出された電流値から前記第１電機子に流れる実際の電流である実Ｉｑ電流と前記第２電機子に流れる実際の電流である実Ｉｄ電流とを把握する実電流把握手段と、前記実Ｉｑ電流が前記目標Ｉｑ電流と一致し、且つ前記実Ｉｄ電流が前記目標Ｉｄ電流と一致するように、前記第１電機子に生じるＶｑ電圧と前記第２電機子に生じるＶｄ電圧とを制御する電圧制御手段とを備えたモータ制御装置の改良に関する。
【００１２】
そして、前記目標トルクと前記実回転数と前記実電源電圧とから、前記第１電機子で消費される電力と前記第２電機子で消費される電力の合計である相電力の目標値として目標相電力を決定する目標相電力決定手段と、前記実Ｉｑ電流又は前記目標Ｉｑ電流と、前記実Ｉｄ電流又は前記目標Ｉｄ電流と、前記電圧制御手段による前記Ｖｑ電圧及び前記Ｖｄ電圧の制御電圧値とから、前記第１電機子で実際に消費される電力と前記第２電機子で実際に消費される電力との合計である実相電力を把握する実相電力把握手段と、前記実相電力と前記目標相電力との差に応じて前記モータのトルクを調節するためのトルク補償量を算出し、該トルク補償量により前記目標Ｉｄ電流を補正するトルク補償手段とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
かかる本発明によれば、詳細は後述するが、前記モータの個体差や温度変化等により前記モータの誘起電圧定数が変化して前記モータの出力トルクが変動すると、それに応じて前記実相電力把握手段により把握される前記実相電力が変化する。そして、前記トルク補償手段により、例えばＰＩ制御によるフィードバック処理によって、前記実相電力と前記目標相電力との差に応じて算出される前記トルク補償量により前記目標Ｉｄ電流が補正されるため、前記誘起電圧定数の変化による前記モータの出力トルクの変動を抑制して、前記モータの出力トルクを精度良く制御することができる。
【００１４】
また、前記モータの誘起電圧に高次の高調波が含まれるような場合であって、前記実電流検出手段により把握される前記実Ｉｑ電流や前記実Ｉｄ電流のばらつきが大きく、前記実相電力を把握する際に高次の移動平均処理を行う必要がある場合には、前記目標Ｉｑ電流や前記目標Ｉｄ電流を用いて前記実相電力を把握することにより、前記実相電力把握手段は、少ない次数の移動平均処理により前記実相電力を把握することができる。そして、本発明によれば、前記モータの電源から供給される電流を検出するセンサを新たに設ける必要がないため、精度の良いトルク制御を行うことができるモータ制御装置をコストを抑えて提供することができる。
【００１５】
また、前記電圧制御手段による前記Ｖｑ電圧の制御電圧と前記Ｖｄ電圧の制御電圧とをベクトル合成した制御相電圧が、前記電圧制御手段が実際に制御可能な前記Ｖｑ電圧と前記Ｖｄ電圧とをベクトル合成した相電圧の上限電圧を超える飽和状態となったときの、前記制御相電圧と、実際に前記第１電機子に生じる前記Ｖｑ電圧と前記第２電機子に生じる前記Ｖｄ電圧とをベクトル合成した検出相電圧との相関関係を予め記憶した記憶手段を有し、前記実相電力把握手段は、前記飽和状態となったときには、前記記憶手段に記憶された前記相関関係に基づいて前記電圧制御手段による前記Ｖｑ電圧の制御電圧と前記Ｖｄ電圧の制御電圧とを補正して、前記実相電力を把握することを特徴とする。
【００１６】
かかる本発明によれば、前記飽和状態となり、前記制御相電圧と前記検出相電圧とが一致しない状態となったときに、前記実相電力把握手段は、前記記憶手段に記憶された前記相関関係に基づいて前記電圧制御手段による前記Ｖｑ電圧と前記Ｖｄ電圧の制御電圧を補正して前記実相電力を把握する。そのため、前記飽和状態となった場合であっても、前記実相電力把握手段は前記実相電力を制度良く把握することができる。
【００１７】
また、前記電圧制御手段による前記Ｖｑ電圧の制御電圧と前記Ｖｄ電圧の制御電圧とをベクトル合成した制御相電圧の大きさが、前記電圧制御手段が実際に制御可能な前記Ｖｑ電圧と前記Ｖｄ電圧とをベクトル合成した相電圧の上限電圧付近に設定した最大相電圧以下となるように、前記目標Ｉｑ電流を補正する相電圧補償手段を備えたことを特徴とする。
【００１８】
かかる本発明によれば、前記制御相電圧の大きさが前記最大相電圧を超えたときに、前記相電圧補償手段により前記Ｉｑ電流が補正されると、詳細は後述するが、前記Ｖｄ電圧が減少し、前記Ｖｑ電圧が増加して、前記制御相電圧の大きさが前記最大相電圧以下まで減少する。そのため、前記制御相電圧の大きさが前記最大相電圧を超えて前記Ｉｄ電流の制御ができなくなり、前記モータの出力トルクが前記目標トルクよりも低下することを防止することができる。
【００１９】
また、前記モータのロータが、界磁極間にエアギャップがある突極形であり、前記トルク補償手段は、前記ｄ軸と前記ｑ軸とからなるｄｑ座標面において、前記Ｉｄ電流及び前記Ｉｑ電流の所定量の変化に対して前記モータの出力トルクの変化が最大となる方向を傾きとする第１軸と、該第１軸と直交して前記モータの出力トルクが一定で前記相電圧の変化が最小となる第２軸とからなる座標系の該第１軸の前記出力トルクが増加する側と該第２軸の前記相電圧が減少する側とにより定まる範囲内に、前記トルク補償量を設定して、該座標系から前記ｄｑ座標面への座標変換を行うことにより、前記トルク補償量に応じた前記目標Ｉｄ電流の補正量と前記目標Ｉｑ電流の補正量とを算出して、前記目標Ｉｄ電流と前記目標Ｉｑ電流とを補正することを特徴とする。
【００２０】
かかる本発明によれば、前記モータのロータが前記突極形であり、前記モータの出力トルクが前記Ｉｑ電流の影響を受ける場合において、前記座標変換より前記トルク補償量に応じた前記目標Ｉｑ電流の補正量と前記目標Ｉｄ電流の補正量とを算出して、前記目標Ｉｑ電流と前記Ｉｄ電流とを補正することができる。
【００２１】
また、前記モータのロータが、界磁極間にエアギャップがある突極形であり、前記相電圧補償手段は、前記ｄ軸と前記ｑ軸とからなるｄｑ座標面において、前記Ｉｄ電流及び前記Ｉｑ電流の所定量の変化に対して前記モータの出力トルクの変化が最大となる方向を傾きとする第１軸と、該第１軸と直交して前記モータの出力トルクが一定で前記相電圧の変化が最小となる第２軸とからなる座標系の該第１軸の前記出力トルクが減少する側と該第２軸の前記相電圧が減少する側とに定まる範囲内に、前記制御相電圧と前記最大相電圧との差に応じて算出した相電圧補償量を設定して、該座標系から前記ｄｑ座標面への座標変換を行うことにより、前記相電圧補償量に応じた前記目標Ｉｄ電流の補正量と前記目標Ｉｑ電流の補正量とを算出して、前記目標Ｉｄ電流と前記目標Ｉｑ電流とを補正することを特徴とする。
【００２２】
かかる本発明によれば、前記モータのロータが前記円筒形状であり、前記モータの出力トルクが前記Ｉｑ電流の影響を受ける場合において、前記座標変換により前記相電圧補正量に応じた前記目標Ｉｑ電流の補正量と前記目標Ｉｄ電流の補正量とを算出して、前記目標Ｉｑ電流と前記Ｉｄ電流とを補正することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について、図１〜図１０を参照して説明する。図１は本発明のモータ制御装置によりＤＣブラシレスモータのトルク制御を行う場合の全体構成図、図２は目標電流設定部の第１の態様によるＤＣブラシレスモータの制御ブロック図、図３はＤＣブラシレスモータの相電圧が飽和したときの補正処理の説明図、図４はモータの制御相電圧が最大相電圧を超えたときの補正処理の説明図、図５は目標電流設定部の第２の態様によるＤＣブラシレスモータの制御ブロック図、図６はＤＣブラシレスモータのロータの構造説明図、図７及び図９は突極形状のロータを有するＤＣブラシレスモータ対してトルク補償と相電圧補償を行うための座標変換の説明図、図８は目標電流設定部の第３の態様におけるＤＣブラシレスモータの制御ブロック図、図１０はｄｑ座標の説明図である。
【００２４】
図１を参照して、本発明のモータ制御装置は主として目標電流設定部１と電流制御部２とからなる。そして、目標電流設定部１と電流制御部２とは、３相（ｕ，ｖ，ｗ）のＤＣブラシレスモータ３（以下、モータ３という）を、図１０に示したように、モータ３に備えられた永久磁石の界磁１００の磁束方向であるｑ軸上にある第１電機子１０１と、ｑ軸と直交するｄ軸上にある第２電機子１０２とを有する等価回路に変換して扱う。
【００２５】
なお、図中θｅはｕ相の軸を基準として時計回りにとった界磁１００の角度である電気角、ωｅは界磁１００の電気角速度である。また、モータ３のロータ４は、ＤＣブラシレスモータのロータとして一般的な永久磁石の界磁極が磁性体内に埋め込まれて界磁極間にエアギャップがない円筒形である。
【００２６】
この等価回路においては、第２電機子１０２に流れるＩｄ電流を調節することによりモータ３のトルクが制御され、また、第１電機子１０１に流れるＩｑ電流を調節することによりモータ３の界磁極の磁束が制御される。
【００２７】
目標電流設定部１と電流制御部２は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ等により構成される電子ユニットであり、目標電流設定部１には、モータ３の回転数を検出する回転数センサ５（本発明の回転数検出手段に相当する）から出力される回転数検出信号（Ｒｅ_s）と、モータ３の電源６の出力電圧を検出する電源電圧センサ７（本発明の電源電圧検出手段に相当する）から出力される電源電圧検出信号（ＰＳ_s）と、他の装置から出力される目標トルク信号（Ｔｒ_c）とが入力され、電流設定マップ１０（本発明の目標電流決定手段に相当する）に基づいて、目標トルク信号（Ｔｒ_c）により指示される目標トルクが生じるように、Ｉｄ電流の目標値である目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）とＩｑ電流の目標値である目標Ｉｑ（Ｉｑ_c）とが決定される。
【００２８】
ここで、電流設定マップ１０は、回転数検出信号（Ｒｅ_s）から把握されるモータ３の回転数と、電源電圧検出信号（ＰＳ_s）から把握される電源５の出力電圧と、目標トルク信号（Ｔｒ_c）により指示される目標トルクとが与えられたときに、該目標トルクを得るために必要なＩｄ電流とＩｑ電流とを実験により求めてデータマップ化したものである。そのため、電流設定マップ１０で設定された目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）と目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）がモータ３に供給されるようにＩｄ電流とＩｑ電流を制御すれば、基本的にはモータ３から前記目標トルクを発生させることができる。
【００２９】
しかし、実際には、モータ３の個体差や界磁極の温度変化等により、モータ３の誘起電圧定数が電流設定マップ１０を作成したときの誘起電圧定数と相違する場合がある。そして、モータ３が発生するトルクＴｒは、誘起電圧定数をＫｅとすると前記式（１）で表されるため、誘起電圧定数Ｋｅが電流設定マップ１０を作成したときの値と相違すると、目標トルクと実際にモータ３が発生するトルクとの間に誤差が生じてしまう。
【００３０】
そこで、目標電流設定部１は、モータ３が発生するトルクの誤差をトルク補償部１１（本発明のトルク補償手段の機能を含む）により抑制する処理を行い、また、モータ３の電機子に生じる電圧が制御可能範囲を超えることを相電圧補償部１２（本発明の相電圧補償手段の機能を含む）により防止する処理を行っている。なお、トルク補償部１１と相電圧補償部１２の作動内容については後述する。
【００３１】
また、電流制御部２には、モータ３のｕ相の電機子に流れる電流を検出する電流センサ８ａ（本発明の電流検出手段に相当する）から出力される電流検出信号（Ｉｕ_s）と、モータ３のｗ相の電機子に流れる電流を検出する電流センサ８ｂ（本発明の電流検出手段に相当する）から出力される電流検出信号（Ｉｗ_s）と、モータ３の界磁極の電気角を検出する磁極位置センサ９から出力される位置検出信号（θｅ_s）が入力され、３相／ｄｑ変換部２０（本発明の実電流把握手段に相当する）により、ｕ相の電流検出信号（Ｉｕ_s）とｗ相の電流検出信号（Ｉｗ_s）と位置検出信号（θｅ_s）とから、Ｉｄ電流の検出値である実Ｉｄ電流（Ｉｄ_s）とＩｑ電流の検出値である実Ｉｑ電流（Ｉｑ_s）とが算出される。
【００３２】
そして、実Ｉｄ電流（Ｉｄ_s）と実Ｉｑ電流（Ｉｑ_s）は、目標電流設定部１から出力される目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）と目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）と共に、ｄｑ電圧制御部２１（本発明の電圧制御手段に相当する）に入力される。ｄｑ電圧制御部２１は、実Ｉｄ電流（Ｉｄ_s）が目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）と一致し、且つ、実Ｉｑ電流（Ｉｑ_s）が目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）と一致するように、図１０を参照して、第１電機子１０１に生じるＶｑ電圧の目標値である目標Ｖｑ電圧（Ｖｑ_c）と、第２電機子１０２に生じるＶｄ電圧の目標値である目標Ｖｄ電圧（Ｖｄ_c）とを決定する。
【００３３】
ｄｑ電圧制御部２１により決定された目標Ｖｑ電圧（Ｖｑ_c）と目標Ｖｄ電圧（Ｖｄ_c）はｄｑ／３相変換部２２に入力され、ｄｑ／３相変換部２２は、目標Ｖｑ電圧（Ｖｑ_c）と目標Ｖｄ電圧（Ｖｄ_c）を３相の目標電圧（Ｖｕ_c，Ｖｖ_c，Ｖｗ_c）に変換してモータドライバ２３に出力する。そして、モータドライバ２３は、３相の目標電圧（Ｖｕ_c，Ｖｖ_c，Ｖｗ_c）に応じた電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を、モータ３のｕ，ｖ，ｗの各電機子にそれぞれ印加する。
【００３４】
電流制御部２によるこれらの一連の処理により、目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）が実Ｉｄ電流（Ｉｄ_s）と一致し、且つ、目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）が実Ｉｑ電流（Ｉｑ_s）と一致するように、モータ３の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。
【００３５】
次に、目標電流設定部１の第１の態様について、図２〜図４を参照して説明する。なお、図１と同一の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
【００３６】
図２を参照して、目標電流設定部１に備えられた電流設定マップ１０は、上述した目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）と目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）の他に、図１０を参照して、第１電機子１０１で消費される電力と第２電機子１０２で消費される電力との合計である相電力Ｐｆの目標値である目標相電力（Ｐｆ_c）を決定する（この場合、電流設定マップは本発明の目標相電力決定手段の機能を含む）。
【００３７】
目標相電力（Ｐｆ_c）のマップデータは、目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）及び目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）と同様に、予め実験により測定したデータに基づいて設定されたものである。
【００３８】
ここで、Ｉｄ電流（Ｉｄ），Ｉｑ電流（Ｉｑ），Ｖｄ電圧（Ｖｄ），Ｖｑ電圧（Ｖｑ）の間には、以下の式（２）の関係がある。
【００３９】
【数２】

【００４０】
式（２）を変形すると以下の式（３）となる。
【００４１】
【数３】

【００４２】
そのため、モータ３の固体差や界磁極の温度変化等によりモータ３の誘起電圧定数Ｋｅが変化して、モータ３の出力トルクＴｒが変化すると（式（１）参照）、目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）と目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）を供給するために必要となる目標Ｖｄ電圧（Ｖｄ_c、本発明のＶｄ電圧の制御電圧値に相当する）と目標Ｖｑ電圧（Ｖｑ_c、本発明のＶｑ電圧の制御電圧値に相当する）とが変化する。
【００４３】
その結果、以下の式（４）で算出されるモータ３で消費される実際の電力である実相電力（Ｐｆ_r）が変化する。
【００４４】
【数４】

【００４５】
したがって、モータ３の出力トルクＴｒの変化を、実相電力（Ｐｆ_r）の変化から把握することができる。そこで、トルク補償部１１は、電流設定マップ１０から決定される目標相電力（Ｐｆ_c）と実相電力（Ｐｆ_r）との差に応じて目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）を補正することにより、モータ３の出力トルクＴｒの変動を抑制する処理を行う。
【００４６】
トルク補償部１１は、上記式（４）により実相電力（Ｐｆ_r）を算出する実相電力把握部３０（本発明の実電力把握手段に相当する）、実電源電圧（ＰＳ_s）から実際にｄｑ電圧制御部２１により制御可能な相電圧の上限電圧を把握し、目標Ｖｄ電圧（Ｖｄ_c）と目標Ｖｑ電圧（Ｖｑ_c）とをベクトル合成した制御相電圧が該上限電圧を超える飽和状態となったときに、実相電力（Ｐｆ_r）を補正する飽和補正部３１、目標相電力と実相電力との差（ΔＰｆ＝Ｐｆ_c−Ｐｆ_r）をとる加え合わせ点３２、ΔＰｆから以下の式（５）によりモータ３の出力トルクを調節するためのトルク補償量（ΔＩｄ）を算出するＰＩ演算部３３、及び目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）にトルク補償量（ΔＩｄ）を加算して目標Ｉｄ電流を補正する加え合わせ点３４を有する。
【００４７】
【数５】

【００４８】
ここで、ｄｑ電圧制御部２１は、モータ３の電源６（図１参照）の出力電圧を超える相電圧をモータ３に生じさせるような制御を行うことができない。そのため、実相電力把握部３０は、実電源電圧（ＰＳ_s）に基づいてｄｑ電圧制御部２１により制御可能な相電圧の上限電圧を把握する。
【００４９】
図３（ａ）を参照して、制御相電圧（Ｖｆ_c）が上述した上限電圧（Ｖｆ_u）以下であれば（図中▲１▼の状態）、制御相電圧（Ｖｆ_c）と実際にモータ３に印加される相電圧が一致するように電流制御部２により制御されるため、実相電力把握部３０により算出される実相電力（Ｐｆ_r）は実際にモータ３に供給される相電力とほぼ一致する。
【００５０】
しかし、制御相電圧（Ｖｆ_c）が上限電圧（Ｖｆ_u）を超える飽和状態（図中▲２▼の状態）となると、電流制御部２の制御可能範囲を超えるため、制御相電圧（Ｖｆ_c）と実際にモータ３に印加される相電圧が相違してしまう。その結果、実電力把握部３０により算出される実相電力（Ｐｆ_r）が実際にモータ３に供給される相電力と一致しなくなって、相電力を精度良く把握することができなくなる。
【００５１】
図３（ｂ）は、このように相電力が飽和状態となったときの、制御相電圧（Ｖｆ_c）と実際にモータ３に印加される相電圧の検出電圧（Ｖｆ_s）との関係（図中▲３▼）を、制御相電圧（Ｖｆ_c）が検出相電圧（Ｖｆ_s）と一致する理想的な制御状態（図中▲４▼）と比較して示した図である。図３（ｂ）から明らかなように、飽和状態が進むにつれて、▲３▼と▲４▼の差が大きくなり、実相電力把握部３０により把握される実相電力（Ｐｆ_r）の誤差が大きくなる。
【００５２】
そこで、飽和補正部３１は、図３（ｂ）の▲３▼で示した飽和状態における制御相電圧（Ｖｆ_c）と検出相電圧（Ｖｆ_s）との相関関係を記憶したマップ（本発明の記憶手段に相当する）を有し、該マップに基づいて実相電力把握部３０により算出された実相電力（Ｐｆ_r）を補正することにより、飽和状態であっても実相電力（Ｐｆ_r）を精度良く把握できるようにしている。
【００５３】
次に、図４（ａ），４（ｂ）は、図１０に示したｄｑ座標における電流と電圧の関係を示したものであり、Ｌｑは第１電機子１０１のインダクタンス、Ｌｄは第２電機子のインダクタンス、Ｒは第１電機子１０１及び第２電機子１０２の抵抗、ωはモータ３の角速度、ωｅはモータ３の電気角速度である。
【００５４】
また、Ｖmax（本発明の最大相電圧に相当する）は実電源電圧ＰＳ_sに応じて定まる電流制御部２により制御可能なＶｄ電圧とＶｑ電圧をベクトル合成した相電圧の上限値付近に設定された電圧である。
【００５５】
ここで、第１電機子１０１に生じる電圧Ｖｑと、第２電機子１０２に生じる電圧Ｖｐは、それぞれ以下の式（６）、（７）で表される。
【００５６】
【数６】

【００５７】
【数７】

【００５８】
そして、モータ３の出力トルクＴｒが増加するのは、Ｒ・Ｉｄとωｅ・Ｌｄ・Ｉｄの合成ベクトルＶ１（図４（ａ）参照）の方向となる。この場合、例えば、モータ３の動作点Ｐ１が半径をＶmaxとする円上にあるときに、上述したトルク補償量（ΔＩｄ）によりＩｄ電流を増加する補正が行われると、相電圧がＤ１の方向（Ｄ１はＶ１と平行）に移行してＶmaxを超え、動作点が安定円の外となってしまう。そして、このようにモータ３の動作点が安定円の外に出ると、電流制御部２による正常な電流制御が行えなくなりモータ３の出力トルクの大幅な低下等を招くおそれがある。
【００５９】
そこで、制御相電圧補償部１２は、制御相電圧（Ｖｆ_c）が最大相電圧（Ｖmax）を超えることとなる場合には、制御相電圧（Ｖｆ_c）を安定円内に入るように補正する処理を行う。
【００６０】
制御相電圧補償部１２は、実電源電圧（ＰＳ_s）から最大相電圧（Ｖmax）を設定する最大相電圧設定部４０、制御Ｖｄ電圧（Ｖｄ_c）と制御Ｖｑ電圧（Ｖｑ_c）とから制御相電圧（Ｖｆ_c）を算出する制御相電圧把握部４１、最大相電圧（Ｖmax）と制御相電圧（Ｖｆ_c）との差（ΔＶｆ＝Ｖｆmax−Ｖｆ_c）をとる加え合わせ点４２、ΔＶｆから以下の式（８）によりモータ３の相電圧を調節するための相電圧補償量（ΔＩｑ）を算出するＰＩ演算部４３、及び目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）に相電圧補償量（ΔＩｑ）を加算して目標Ｉｑ電流を補正する加え合わせ点４４を有する。
【００６１】
【数８】

【００６２】
図４（ｂ）を参照して、相電圧補償部１２は、トルク補償部１１によりＩｄ電流がΔＩｄ分増え、それに応じてモータ３の動作点がＰ１からＰ２に移行し、モータ３の動作点が安定円ＳＦの外に出る状況となったときに、ＰＩ演算部４３により算出される相電圧補償量（ΔＩｑ）を、加え合わせ点４４で目標Ｉｑ電流に加算する。
【００６３】
これにより、モータ３の動作点が安定円ＳＦの外にあったＰ２点から安定円ＳＦ内のＰ３に移行し、モータ３の電流制御が不能となって、モータ３の出力トルクが低下することを防止することができる。
【００６４】
そして、トルク補償部１１により補正された目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）と、相電圧補償部１２により補正された目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）とが、電流制御部２に備えられたｄｑ電圧制御部２１に出力される。
【００６５】
ｄｑ電圧制御部２１は、目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）と実Ｉｄ電流（Ｉｄ_s）との差（ΔＩｄ_c）をとる加え合わせ点５０、ΔＩｄ_cをＰＩ演算するＰＩ演算部５１、目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）と実Ｉｑ電流（Ｉｑ_s）との差（ΔＩｑ_c）をとる加え合わせ点５２、ΔＩｑ_cをＰＩ演算するＰＩ演算部５３、ＰＩ演算部５１の演算結果から目標Ｖｄ電圧（Ｖｄ_c）をＩｑ電流とモータ３の角速度ωから非干渉化して算出し、また、ＰＩ演算部５３の演算結果から目標Ｖｑ電圧（Ｖｑ_c）をＩｄ電流とモータ３の角速度ωから非干渉化して算出するための非干渉項を生成する非干渉制御部５４と、ＰＩ演算部５１の演算結果に非干渉制御部５４により算出された非干渉項を加算する加え合わせ点５５と、ＰＩ演算部５３の演算結果に非干渉制御部５４により算出された非干渉項を加算する加え合わせ点５５とを有する。
【００６６】
そして、ｄｑ電圧制御部２１からｄｑ／３相変換部２２に、目標Ｖｄ電圧（Ｖｄ_c）と目標Ｖｑ電圧（Ｖｑ_c）とを出力することによって、図１を参照して上述したように、目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）が実Ｉｄ電流（Ｉｄ_s）と一致し、目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）が実Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）と一致するようにモータ３の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。
【００６７】
次に、目標電流設定部１の第２の態様について、図５を参照して説明する。本第２の態様は、上述した第１の態様と比較して、実相電力把握部３０の構成のみが異なり、他の構成は同一である。
【００６８】
上述した第１の態様においては、実相電力把握部３０は前記式（１）により実相電力（Ｐｆ_r）を算出した。しかし、モータ３の誘起電圧に高次の高調波が含まれる場合等においては、実Ｉｄ電流（Ｉｄ_s）や実Ｉｑ電流（Ｉｑ_s）のばらつきが大きくなり、それに応じて目標Ｖｄ電圧（Ｖｄ_c）や目標Ｖｑ電圧（Ｖｑ_c）のばらつきも大きくなる。
【００６９】
この場合、実相電力（Ｐｆ_r）を安定して算出するためには、高次の移動平均を行う処理が必要となって、応答の遅れや計算時間の増大を招くという不都合がある。そこで、本第２の態様においては、実相電力把握部３０は以下の式（９）により実相電力（Ｐｆ_r）を算出する。
【００７０】
【数９】

【００７１】
すなわち、実Ｉｄ電流（Ｉｄ_s）と実Ｉｑ電流（Ｉｑ_s）ではなく、目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）と目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）とに基づいて実相電力（Ｐｆ_r）を算出する。これにより、次数の小さい移動平均によりばらつきの小さい実相電力（Ｐｆ_r）を算出することができる。
【００７２】
次に、図６〜図９を参照して、目標電流設定部１の第３の態様について説明する。
【００７３】
図６（ａ）に示したように、モータのロータ７１が界磁極７１ａと７２ｂ間にエアギャップがある突極形である場合には、界磁極７１ａ，７１ｂと電機子７２ａ，７２ｂ間のギャップ（Ｇａ）が、ロータ７０の回転位置に応じて変化するため（▲５▼の位置でギャップが最大、▲６▼の位置でギャップが最小）、それに応じて電機子７２ａ，７２ｂ間の磁気抵抗も変化する。
【００７４】
そのため、図６（ｂ）に示したように、ロータ７５がＤＣブラシレスモータのロータとして一般的な、界磁極７６ａ，７６ｂが磁性体（鉄等）７７に埋め込まれて界磁極７６ａ，７６ｂ間にエアギャップがなく、電機子７８ａ，７８ｂとロータ７５間のギャップ（Ｇｂ）が一定である円筒形の場合には発生しないリラクタンストルクＴＬが発生する。
【００７５】
ここで、リラクタンストルクＴＬは以下の式（１０）で表され、ロータが突極形のモータの出力トルクＴｉは以下の式（１１）で表される。
【００７６】
【数１０】

【００７７】
【数１１】

【００７８】
そのため、上記式（１）で示したロータが円筒形のモータの場合はＩｄ電流のみによってモータの出力トルクが決定されたが、ロータが突極形のモータの場合にはＩｄ電流とＩｑ電流の双方によりモータの出力トルクが決定される。
【００７９】
したがって、上述した目標電流設定部１の第１の態様及び第２の態様のように、目標相電力（Ｐｆ_c）と実相電力（Ｐｆ_r）との差（ΔＰｆ）に基づくトルク補償をＩｄ電流のみによっては行うことができない。また、Ｉｑ電流が変化するとモータの出力トルクが変動するため、モータの制御相電圧（Ｖｆ_c）が最大相電圧（Ｖｆmax）を超えたときに、最大相電圧（Ｖmax）と制御相電圧（Ｖｆ_c）との差（ΔＶｆ）に基づく相電圧補償をＩｑ電流のみによっては行うことができない。
【００８０】
そこで、本第３の態様では、目標電流設定部１は、目標相電力（Ｐｆ_c）と実相電力（Ｐｆ_c）との差（ΔＰｆ）に応じてモータのトルクを相電圧から非干渉化して補償し、最大相電圧（Ｖｆmax）と制御相電圧（Ｖｆ_r）の差（ΔＶｆ）に応じてモータの相電圧をトルクから非干渉化して補償するために、以下に示す座標変換処理を行う。
【００８１】
上述した式（１１）から、
【００８２】
【数１２】

【００８３】
【数１３】

【００８４】
となるので、ロータが突極形のモータのある動作点（Ｉｄ，Ｉｑ）に対して、Ｉｄ電流とＩｑ電流の単位電流（本発明の所定電流に相当する）あたりのトルク変化量が最も大きくなる方向の座標値Ｉｄｕ１（Ｖｄ軸座標）、Ｉｑｕ１（Ｖｑ軸座標）は、
【００８５】
【数１４】

【００８６】
で与えられる。
【００８７】
また、トルクが変化しない単位電流ベクトルの座標値Ｉｄｕ４（Ｖｄ軸座標）、Ｉｑｕ４（Ｖｑ軸座標）は、
【００８８】
【数１５】

【００８９】
で与えられる。
【００９０】
これらの座標をベクトルとしてｄｑ座標上に表すと、図７（ａ）に示したように、ロータが突極形のモータの等トルク曲線ＴＣの法線方向のベクトルＵｔと接線方向のベクトルＵｖとなる。Ｕｔがモータの動作点（Ｐ１０）におけるトルク変化が最も大きい方向のベクトル、Ｕｖがトルクが変化しない方向のベクトルである。また、Ｔｒ軸は動作点（Ｐ１０）を通り、傾きがＵｔと等しい軸、Ｖｆ軸はＴｒ軸と直交してモータの相電圧の変化が最小となる軸である。
【００９１】
これから、ロータが突極形のモータに対して、ロータが円筒形のモータと同様に、モータのトルク補償と相電圧補償を非干渉化して行うには、上記式(５)により算出されるトルク補償量（ΔＩｄ）をΔＴｒとおき、上記式（８）により算出される相電圧補償量（ΔＩｑ）をΔＶｆとおいて、以下の式（１６）による座標変換を行って、ロータが突極形のモータに対するＩｄ電流の補正量（ΔＩｄ）とＩｑ電流の補正量（ΔＩｑ）とを決定すればよい。
【００９２】
【数１６】

【００９３】
このように座標変換を行うことにより、図７（ａ）に示したように、Ｔｒ軸上に設定されたトルク補償量ΔＴｒがｄｑ座標値に変換され、トルク補償量ΔＴｒを得るのに必要なＩｄ電流の補正量（ΔＩｄ）とＩｑ電流の補正量（ΔＩｑ）とを求めることができる。相電圧操作量（ΔＶｆ）の場合も同様に、Ｖｆ軸上に設定された相電圧補償量（ΔＶｆ）がｄｑ座標値に変換され、相電圧補償量（ΔＶｆ）を得るのに必要なＩｄ電流の補正量（ΔＩｄ）とＩｑ電流の補正量（Δｑ）とを求めることができる。
【００９４】
なお、トルク補償量ΔＴｒをＴｒ軸上ではなく、Ｔｒ軸のモータの出力トルクが増加する側（図中（＋）側）とＴｆ軸のモータの相電圧が減少する側（図中（−）側）とにより定まる範囲（図中▲７▼）に設定して、トルク補償量ΔＴｒを得るのに必要なＩｄ電流の補正量（ΔＩｄ）とＩｑ電流の補正量（ΔＩｑ）とを求めてもよい。また、相電圧補償量ΔＶｆをＶｆ軸上ではなく、Ｔｒ軸のモータの出力トルクが減少する側（図中（−）側）とＴｆ軸のモータの相電圧が減少する側（図中（−）側）とにより定まる範囲（図中▲８▼）に設定して、トルク補償量ΔＴｒを得るのに必要なＩｄ電流の補正量（ΔＩｄ）とＩｑ電流の補正量（ΔＩｑ）とを求めてもよい。
【００９５】
図８は、ロータが突極形のモータ８０に対して、上記式（１６）により、トルク補償と相電圧補償を行う場合のトルク補償部１１と相電圧補償部１２の構成を示したものである。トルク補償部１２は、トルク補償量ΔＴｒを座標変換部７０により上記式（１６）によって座標変換してＩｄ電流の補正値（ΔＩｄ）とＩｑ電流の補正値（ΔＩｑ）を出力する。また、相電圧補償部１２は、相電圧操作量ΔＶｆを座標変換部７０により上記式（１６）によって座標変換してＩｄ電流の補正値（ΔＩｄ）とＩｑ電流の補正値（ΔＩｑ）を出力する。
【００９６】
このように、座標変換部７０により座標変換を行うことによって、トルク補償部１１によるトルク補償処理と、相電圧補償部１２による相電圧補償処理を非干渉化して行うことができる。
【００９７】
なお、トルク補償部１１による相電力のフィードバックと、相電圧補償部１２による相電圧フィードバックの安定性が、座標変換部７０のゲインの変化に対して敏感でない場合は、上記式（１６）を近似的に以下の式（１７）としても十分制御可能である。
【００９８】
【数１７】

【００９９】
また、相電圧の最大出力点は、図７（ｂ）に示したように、等トルク曲線ＴＣと、電圧円ＳＦが接する点（図中Ｐ１１）となるが、この点は相電圧のフィードバックの安定領域の境界（図中Ｌ１）である。そのため、動作点Ｐ１１付近で相電圧のフィードバックが不安定となる可能性があるが、この場合には、ΔＬ（＝Ｌｄ−Ｌｑ）を実際よりも大きくして座標変換を行うことにより、出力限界を安定領域内とすることができる。図中、ＦＶ２がΔＬを大きくしたときのトルクが変化しない方向であり、Ｌ２が拡大された安定領域の境界である。
【０１００】
この場合、座標変換式は、以下の式（１８）となる。
【０１０１】
【数１８】

【０１０２】
また、Ｉｑ＝０である場合のモータ８０の動作点（Ｉｄ，０）に対して、Ｉｄ電流とＩｑ電流の単位電流あたりのトルク変化量が最も大きくなる方向の座標値Ｉｄｕ３（Ｖｄ軸座標）、Ｉｑｕ３（Ｖｑ軸座標）は、
【０１０３】
【数１９】

【０１０４】
また、トルクが変化しない単位電流ベクトルの座標値Ｉｄｕ４（Ｖｄ軸座標）、Ｉｑｕ４（Ｖｑ軸座標）は、
【０１０５】
【数２０】

【０１０６】
と計算できる。図９はこれを示したものである。ＴＣ１，ＴＤ１，ＦＤ１，ＬＱ１は、それぞれＩｑ≠０のときの等トルク曲線，トルクが単位電流に対して最も変化する方向、定トルクで相電圧が減少する方向，相電圧フィードバックの安定限界を示している。また、ＴＣ２，ＴＤ２，ＦＤ２，ＬＱ２は、それぞれＩｑ＝０のときの等トルク曲線，トルクが単位電流に対して最も変化する方向、定トルクで相電圧が減少する方向，相電圧フィードバックの安定限界を示している。
【０１０７】
図９から明らかなように、Ｉｑ≠０の場合よりもＩｑ＝０とした場合のほうが安定領域が拡大される。そのため、近似的に式（１９），（２０）を用いて座標変換を行ってもよい。この場合の座標変換式は以下の式（２１）となる。
【０１０８】
【数２１】

【０１０９】
なお、本実施の形態では、飽和補正部３１は図３（ｂ）に示した制御相電圧（Ｖｆ_c）と検出相電圧（Ｖｆ_s）との相関関係をマップとして保持したが、例えば関係式により保持するようにしてもよい。
【０１１０】
また、上述した目標電流設定部１の第１の態様では、実相電力把握部３０は、実Ｉｄ電流（Ｉｄ_s）と実Ｉｑ電流（Ｉｑ_s）とに基づいて実相電力（Ｐｆ_r）を算出し、目標電流設部１の第２の態様では、実相電力把握部３０は、目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）と目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）とに基づいて実相電力（Ｐｆ_r）を算出したが、その他の組み合わせとして、実Ｉｄ電流（Ｉｄ_s）と目標Ｉｑ電流（Ｉｑ_c）とに基づいて実相電力を算出してもよく、目標Ｉｄ電流（Ｉｄ_c）と実Ｉｑ電流（Ｉｑ_s）とに基づいて実相電力（Ｐｆ_r）を算出してもよい。
【０１１１】
また、本実施の形態では、飽和補正部３１により実相電力（Ｐｆ_r）を補正すると共に、相電圧補償部により１２により相電圧を補正したが、これらの補正を行わない場合においても本発明の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のモータ制御装置によりＤＣブラシレスモータのトルク制御を行う場合の全体構成図。
【図２】目標電流設定部の第１の態様によるＤＣブラシレスモータの制御ブロック図。
【図３】ＤＣブラシレスモータの相電圧が飽和したときの補正処理の説明図。
【図４】目標相電圧が最大相電圧を超えたときの補正処理の説明図。
【図５】目標電流設定部の第２の態様によるＤＣブラシレスモータの制御ブロック図。
【図６】ＤＣブラシレスモータのロータの構造説明図。
【図７】ロータが突極形のＤＣブラシレスモータに対してトルク補償と相電圧補償を行うための座標変換の説明図。
【図８】目標電流設定部の第３の態様におけるＤＣブラシレスモータの制御ブロック図。
【図９】ロータが突極形のＤＣブラシレスモータに対してトルク補償と相電圧補償を行うための座標変換の説明図。
【図１０】ｄｑ座標の説明図。
【符号の説明】
１…目標電流設定部、２…電流制御部、３…ＤＣブラシレスモータ、４…ロータ、５…回転数センサ、６…電源、７…電源電圧センサ、８ａ，８ｂ…電流センサ、９…磁極位置センサ、１０…電流設定マップ、１１…トルク補償部、１２…相電圧補償部、２０…３相／ｄｑ変換部、２１…ｄｑ電圧制御部、２２…ｄｑ／３相変換部、２３…モータドライバ、３０…実相電力把握部、３１…飽和補正部、４０…最大相電圧設定部、４１…制御相電圧把握部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device that controls an output torque of a motor by feeding back a current flowing through an armature of a DC brushless motor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a torque control method for a DC brushless motor, as shown in FIG. 10, a three-phase (u, v, w) DC brushless motor is replaced with a magnetic flux direction q of a field magnet provided in the rotor 100. The dq control is used which is converted into an equivalent circuit having a first armature 101 on the axis and a second armature 102 on the d axis orthogonal to the q axis.
[0003]
According to dq control, a control system for a DC brushless motor, which is originally represented by a three-phase AC voltage and AC current, can be expressed by two axes (d-axis / q-axis) DC voltage and DC current. Torque control of the DC brushless motor can be simplified.
[0004]
The output torque Tr of the three-phase DC brushless motor is expressed by the following equation (a), where Ke is the induced voltage constant of the motor and Id is the current flowing through the second armature.
[0005]
[Expression 1]

[0006]
Therefore, if the induced voltage constant Ke is constant, the relationship between Id and Tr is mapped in advance, and when a desired torque command is given, the target value of the Id current according to the torque command from the map And the output torque of the DC brushless motor can be controlled by adjusting the voltage applied to the motor electrode so that the Id current matches the target value.
[0007]
However, in actuality, the induced voltage constant Ke may change due to individual differences of motors, temperature changes of field magnets, and the like. If the induced voltage constant Ke changes in this way, an error occurs between the torque command and the actual motor output torque, and accurate torque control cannot be performed.
[0008]
Therefore, in the past, focusing on the correlation between the output torque of the DC brushless motor and the power consumption, the power supplied from the power source of the DC brushless motor (≈ the power consumption of the DC brushless motor) and the DC brushless motor In order to eliminate the difference between the power obtained from the map in accordance with the torque command and the power actually supplied from the power supply, when the torque control is mapped in advance, Torque compensation was performed by correcting the Id current.
[0009]
However, in order to obtain the power actually supplied from the power supply in this way, it is necessary to provide a current sensor that detects the output current of the power supply together with the voltage sensor that detects the output voltage of the power supply, which increases the cost of the apparatus. At the same time, the configuration of the apparatus is complicated.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a motor control device capable of performing accurate torque control by reducing the influence of individual differences and temperature changes of a DC brushless motor while reducing costs.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has been made in order to achieve the above-described object, and a DC brushless motor has a first armature on the q-axis that is the magnetic flux direction of the field of the motor, and a d-axis that is orthogonal to the q-axis. A current detection means for detecting an armature current that is a current flowing in the armature of the motor, and a rotation speed detection means for detecting the rotation speed of the motor And a power supply voltage detecting means for detecting the power supply voltage of the motor, an actual power supply voltage detected by the power supply voltage detecting means, an actual rotational speed detected by the rotational speed detecting means, and a predetermined target torque Target current determining means for determining a target Iq current that is a target value of the current flowing through the first armature and a target Id current that is a target value of the current flowing through the second armature; and detected by the current detecting means From the measured current value An actual current grasping means for grasping an actual Iq current that is an actual current flowing through the first armature and an actual Id current that is an actual current flowing through the second armature; and the actual Iq current is the target Iq current. And a voltage control means for controlling a Vq voltage generated in the first armature and a Vd voltage generated in the second armature so that the actual Id current matches the target Id current. The present invention relates to an improvement of a motor control device.
[0012]
The target torque, the actual rotation speed, and the actual power supply voltage are used as a target value of phase power that is the sum of the power consumed by the first armature and the power consumed by the second armature. Target phase power determination means for determining phase power, the actual Iq current or the target Iq current, the actual Id current or the target Id current, and the control voltage value of the Vq voltage and the Vd voltage by the voltage control means Real phase power grasping means for grasping real phase power that is the sum of the power actually consumed by the first armature and the power actually consumed by the second armature, and the real phase power and the target A torque compensation means for calculating a torque compensation amount for adjusting the torque of the motor according to a difference from the phase power and correcting the target Id current based on the torque compensation amount is provided.
[0013]
According to the present invention, as will be described in detail later, when the induced voltage constant of the motor changes due to individual differences or temperature changes of the motor and the output torque of the motor fluctuates, the actual phase power grasping means changes accordingly. The real phase power grasped by the above changes. Then, the target Id current is corrected by the torque compensation amount calculated according to the difference between the actual phase power and the target phase power by the torque compensation means, for example, by feedback processing by PI control. It is possible to control the output torque of the motor with high accuracy by suppressing fluctuations in the output torque of the motor due to a change in voltage constant.
[0014]
Further, in the case where high-order harmonics are included in the induced voltage of the motor, the actual Iq current and the actual Id current that are grasped by the actual current detecting means are large, and the actual phase power is When it is necessary to perform a high-order moving average process when grasping, the real phase power grasping means uses the target Iq current or the target Id current to grasp the real phase power, so that the real phase power grasping means The real phase power can be grasped by moving average processing. According to the present invention, there is no need to newly provide a sensor for detecting the current supplied from the power source of the motor, so that a motor control device capable of performing accurate torque control is provided at a reduced cost. be able to.
[0015]
Further, a control phase voltage obtained by vector synthesis of the control voltage of the Vq voltage and the control voltage of the Vd voltage by the voltage control means is a vector of the Vq voltage and the Vd voltage that can be actually controlled by the voltage control means. Vector synthesis of the control phase voltage when the saturation state exceeds the upper limit voltage of the combined phase voltage, the Vq voltage actually generated in the first armature, and the Vd voltage generated in the second armature did detection Storage means for storing the correlation with the phase voltage in advance, and when the real phase power grasping means is in the saturation state, the voltage control means by the voltage control means based on the correlation stored in the storage means The real phase power is grasped by correcting the control voltage of the Vq voltage and the control voltage of the Vd voltage.
[0016]
According to the present invention, the saturation state occurs, and the control phase voltage and the detection When the phase voltage does not match, the actual phase power grasping unit is configured to perform the voltage control unit based on the correlation stored in the storage unit. V The real phase power is grasped by correcting the control voltage of the q voltage and the Vd voltage. Therefore, even when the saturation state is reached, the actual phase power grasping means can grasp the actual phase power systematically.
[0017]
Further, the magnitude of the control phase voltage obtained by vector synthesis of the control voltage of the Vq voltage and the control voltage of the Vd voltage by the voltage control means is the Vq voltage and the Vd voltage that can be actually controlled by the voltage control means. And a phase voltage compensation means for correcting the target Iq current so as to be equal to or lower than the maximum phase voltage set near the upper limit voltage of the phase voltage obtained by vector synthesis.
[0018]
According to the present invention, when the Iq current is corrected by the phase voltage compensation means when the magnitude of the control phase voltage exceeds the maximum phase voltage, the Vd voltage is The voltage Vq is decreased, and the magnitude of the control phase voltage is decreased below the maximum phase voltage. Therefore, it is possible to prevent the Id current from being controlled when the magnitude of the control phase voltage exceeds the maximum phase voltage, and to prevent the output torque of the motor from lowering than the target torque.
[0019]
Further, the rotor of the motor has a salient pole shape with an air gap between the field poles, and the torque compensation means has the Id current and the Iq current on a dq coordinate plane composed of the d axis and the q axis. A first axis whose inclination is a direction in which the change in the output torque of the motor is maximum with respect to a predetermined amount of change, and the phase voltage is constant with the output torque of the motor being orthogonal to the first axis. Minimal change in Within a range determined by the side on which the output torque of the first axis of the coordinate system composed of the second axis increases and the side on which the phase voltage of the second axis decreases. , By setting the torque compensation amount and performing coordinate conversion from the coordinate system to the dq coordinate plane, the correction amount of the target Id current and the correction amount of the target Iq current according to the torque compensation amount are obtained. The calculation is performed to correct the target Id current and the target Iq current.
[0020]
According to the present invention, when the rotor of the motor is the salient pole type and the output torque of the motor is affected by the Iq current, the target Iq current corresponding to the torque compensation amount is obtained from the coordinate conversion. And a correction amount of the target Id current can be calculated to correct the target Iq current and the Id current.
[0021]
The rotor of the motor has a salient pole shape with an air gap between the field poles, and the phase voltage compensation means has the Id current and the Iq on a dq coordinate plane composed of the d axis and the q axis. A first axis whose inclination is a direction in which the change in the output torque of the motor is maximum with respect to a change in the predetermined amount of current, and the output voltage of the motor is constant and orthogonal to the first axis. Minimal change in The control phase voltage and the maximum phase voltage are within a range determined by a side where the output torque of the first axis of the coordinate system including the second axis decreases and a side where the phase voltage of the second axis decreases. By setting the phase voltage compensation amount calculated according to the difference between the coordinate system and the coordinate conversion from the coordinate system to the dq coordinate plane, the correction amount of the target Id current according to the phase voltage compensation amount and A correction amount of the target Iq current is calculated to correct the target Id current and the target Iq current.
[0022]
According to the present invention, when the rotor of the motor has the cylindrical shape and the output torque of the motor is affected by the Iq current, the target Iq current corresponding to the phase voltage correction amount by the coordinate conversion is obtained. Correction amount and target Id current correction amount Calculate The target Iq current and the Id current can be corrected.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is an overall configuration diagram when torque control of a DC brushless motor is performed by the motor control device of the present invention, FIG. 2 is a control block diagram of a DC brushless motor according to a first mode of a target current setting unit, and FIG. FIG. 4 is an explanatory diagram of correction processing when the motor phase voltage is saturated, FIG. 4 is an explanatory diagram of correction processing when the motor control phase voltage exceeds the maximum phase voltage, and FIG. 5 is a second mode of the target current setting unit. FIG. 6 is a diagram illustrating the structure of a DC brushless motor rotor. FIGS. 7 and 9 are diagrams for performing torque compensation and phase voltage compensation on a DC brushless motor having a salient pole-shaped rotor. FIG. 8 is a control block diagram of a DC brushless motor in the third mode of the target current setting unit, and FIG. 10 is an explanatory diagram of dq coordinates.
[0024]
Referring to FIG. 1, the motor control device of the present invention mainly includes a target current setting unit 1 and a current control unit 2. The target current setting unit 1 and the current control unit 2 include a three-phase (u, v, w) DC brushless motor 3 (hereinafter referred to as a motor 3) in the motor 3, as shown in FIG. Converted into an equivalent circuit having a first armature 101 on the q-axis that is the magnetic flux direction of the field 100 of the permanent magnet and a second armature 102 on the d-axis orthogonal to the q-axis. .
[0025]
In the figure, θe is the electrical angle that is the angle of the field 100 taken clockwise with respect to the u-phase axis, and ωe is the electrical angular velocity of the field 100. The rotor 4 of the motor 3 has a cylindrical shape in which a field pole of a permanent magnet, which is a general rotor of a DC brushless motor, is embedded in a magnetic body and there is no air gap between the field poles.
[0026]
In this equivalent circuit, the torque of the motor 3 is controlled by adjusting the Id current flowing through the second armature 102, and the field pole of the motor 3 is controlled by adjusting the Iq current flowing through the first armature 101. Magnetic flux is controlled.
[0027]
The target current setting unit 1 and the current control unit 2 are electronic units configured by a CPU, a ROM, a RAM, and the like. The target current setting unit 1 includes a rotation speed sensor 5 that detects the rotation speed of the motor 3 (the present invention). From the rotation speed detection signal (Re_s) output from the power supply voltage sensor 7 (corresponding to the power supply voltage detection means of the present invention). The output power supply voltage detection signal (PS_s) and the target torque signal (Tr_c) output from another device are input, and based on the current setting map 10 (corresponding to the target current determination means of the present invention), A target Id current (Id_c) that is a target value of Id current and a target Iq (Iq_c) that is a target value of Iq current are determined so that a target torque indicated by the target torque signal (Tr_c) is generated.
[0028]
Here, the current setting map 10 includes the rotation speed of the motor 3 ascertained from the rotation speed detection signal (Re_s), the output voltage of the power supply 5 ascertained from the power supply voltage detection signal (PS_s), and the target torque signal (Tr_c). When the target torque instructed by (1) is given, the Id current and Iq current necessary for obtaining the target torque are obtained by experiments and converted into a data map. Therefore, if the Id current and the Iq current are controlled so that the target Id current (Id_c) and the target Iq current (Iq_c) set in the current setting map 10 are supplied to the motor 3, basically, the motor 3 can A target torque can be generated.
[0029]
However, in practice, the induced voltage constant of the motor 3 may differ from the induced voltage constant when the current setting map 10 is created due to individual differences of the motor 3, changes in the temperature of the field pole, and the like. The torque Tr generated by the motor 3 is expressed by the above equation (1) when the induced voltage constant is Ke. Therefore, if the induced voltage constant Ke is different from the value when the current setting map 10 is created, the target torque And an error between the torque actually generated by the motor 3.
[0030]
Therefore, the target current setting unit 1 performs a process of suppressing an error in torque generated by the motor 3 by the torque compensation unit 11 (including the function of the torque compensation unit of the present invention), and also occurs in the armature of the motor 3. The phase voltage compensator 12 (including the function of the phase voltage compensation means of the present invention) prevents the voltage from exceeding the controllable range. The operation contents of the torque compensator 11 and the phase voltage compensator 12 will be described later.
[0031]
The current control unit 2 includes a current detection signal (Iu_s) output from a current sensor 8a (corresponding to current detection means of the present invention) that detects a current flowing in the u-phase armature of the motor 3, and a motor. 3 detects a current detection signal (Iw_s) output from a current sensor 8b (corresponding to the current detection means of the present invention) that detects a current flowing through the w-phase armature 3 and the electric angle of the field pole of the motor 3. The position detection signal (θe_s) output from the magnetic pole position sensor 9 is input, and the u-phase current detection signal (Iu_s) and w are output by the three-phase / dq converter 20 (corresponding to the actual current grasping means of the present invention). From the phase current detection signal (Iw_s) and the position detection signal (θe_s), an actual Id current (Id_s) that is a detected value of the Id current and an actual Iq current (Iq_s) that is a detected value of the Iq current are calculated. .
[0032]
The actual Id current (Id_s) and the actual Iq current (Iq_s), together with the target Id current (Id_c) and the target Iq current (Iq_c) output from the target current setting unit 1, Corresponding to voltage control means). The dq voltage control unit 21 refers to FIG. 10 so that the actual Id current (Id_s) matches the target Id current (Id_c) and the actual Iq current (Iq_s) matches the target Iq current (Iq_c). Thus, a target Vq voltage (Vq_c) that is a target value of the Vq voltage generated in the first armature 101 and a target Vd voltage (Vd_c) that is a target value of the Vd voltage generated in the second armature 102 are determined.
[0033]
The target Vq voltage (Vq_c) and the target Vd voltage (Vd_c) determined by the dq voltage control unit 21 are input to the dq / 3-phase conversion unit 22, and the dq / 3-phase conversion unit 22 receives the target Vq voltage (Vq_c) and The target Vd voltage (Vd_c) is converted into a three-phase target voltage (Vu_c, Vv_c, Vw_c) and output to the motor driver 23. The motor driver 23 applies voltages (Vu, Vv, Vw) corresponding to the three-phase target voltages (Vu_c, Vv_c, Vw_c) to the u, v, w armatures of the motor 3, respectively.
[0034]
Through these series of processing by the current control unit 2, the target Id current (Id_c) matches the actual Id current (Id_s), and the target Iq current (Iq_c) matches the actual Iq current (Iq_s). The current flowing through the armature of the motor 3 is feedback controlled.
[0035]
Next, the 1st aspect of the target electric current setting part 1 is demonstrated with reference to FIGS. In addition, about the structure same as FIG. 1, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.
[0036]
Referring to FIG. 2, the current setting map 10 provided in the target current setting unit 1 includes the first Id current (Id_c) and the target Iq current (Iq_c) described above with reference to FIG. A target phase power (Pf_c) that is a target value of the phase power Pf that is the sum of the power consumed by the armature 101 and the power consumed by the second armature 102 is determined (in this case, the current setting map is Including the function of the target phase power determination means of the invention).
[0037]
Similar to the target Id current (Id_c) and the target Iq current (Iq_c), the map data of the target phase power (Pf_c) is set based on data measured in advance through experiments.
[0038]
Here, there is a relationship of the following formula (2) among the Id current (Id), Iq current (Iq), Vd voltage (Vd), and Vq voltage (Vq).
[0039]
[Expression 2]

[0040]
When the equation (2) is modified, the following equation (3) is obtained.
[0041]
[Equation 3]

[0042]
Therefore, when the induced voltage constant Ke of the motor 3 changes due to the individual difference of the motor 3, the temperature change of the field pole, etc., and the output torque Tr of the motor 3 changes (see equation (1)), the target Id current (Id_c) And the target Vd voltage (Vd_c, corresponding to the control voltage value of the Vd voltage of the present invention) and the target Vq voltage (Vq_c, control voltage value of the Vq voltage of the present invention) required for supplying the target Iq current (Iq_c) Corresponds to).
[0043]
As a result, the actual phase power (Pf_r) that is the actual power consumed by the motor 3 calculated by the following equation (4) changes.
[0044]
[Expression 4]

[0045]
Therefore, the change in the output torque Tr of the motor 3 can be grasped from the change in the actual phase power (Pf_r). Therefore, the torque compensator 11 corrects the target Id current (Id_c) according to the difference between the target phase power (Pf_c) determined from the current setting map 10 and the actual phase power (Pf_r), thereby outputting the output of the motor 3. Processing for suppressing fluctuations in the torque Tr is performed.
[0046]
The torque compensator 11 performs actual dq voltage control from the actual power voltage grasping unit 30 (corresponding to the actual power grasping means of the present invention) that calculates the actual phase power (Pf_r) by the above equation (4), and the actual power supply voltage (PS_s). When the upper limit voltage of the phase voltage that can be controlled by the unit 21 is grasped and the control phase voltage obtained by vector synthesis of the target Vd voltage (Vd_c) and the target Vq voltage (Vq_c) is in a saturated state exceeding the upper limit voltage, Real phase electricity Power Saturation correction unit 31 that corrects (Pf_r), addition point 32 that takes the difference (ΔPf = Pf_c−Pf_r) between the target phase power and the actual phase power, and the output torque of motor 3 is adjusted from ΔPf by the following equation (5) And a PI calculation unit 33 for calculating a torque compensation amount (ΔId), and an addition point 34 for correcting the target Id current by adding the torque compensation amount (ΔId) to the target Id current (Id_c).
[0047]
[Equation 5]

[0048]
Here, the dq voltage control unit 21 cannot perform control to cause the motor 3 to generate a phase voltage exceeding the output voltage of the power source 6 (see FIG. 1) of the motor 3. Therefore, the actual phase power grasping unit 30 grasps the upper limit voltage of the phase voltage that can be controlled by the dq voltage control unit 21 based on the actual power supply voltage (PS_s).
[0049]
Referring to FIG. 3A, if the control phase voltage (Vf_c) is equal to or lower than the above-described upper limit voltage (Vf_u) (the state of (1) in the figure), the control phase voltage (Vf_c) and the actual motor 3 Since it is controlled by the current control unit 2 so that the applied phase voltages match, the actual phase power calculated by the actual phase power grasping unit 30 ( P f_r) substantially coincides with the phase power actually supplied to the motor 3.
[0050]
However, when the control phase voltage (Vf_c) reaches a saturation state exceeding the upper limit voltage (Vf_u) (the state indicated by (2) in the figure), it exceeds the controllable range of the current control unit 2, so the control phase voltage (Vf_c) However, the phase voltages applied to the motor 3 are different. As a result, the actual power calculated by the actual power grasping unit 30 ( P Since f_r) does not coincide with the phase power actually supplied to the motor 3, the phase power cannot be accurately grasped.
[0051]
FIG. 3B shows the relationship between the control phase voltage (Vf_c) and the phase voltage detection voltage (Vf_s) actually applied to the motor 3 when the phase power is saturated in this way (in the figure). (3)) is detected by the control phase voltage (Vf_c) phase It is the figure shown in comparison with the ideal control state ((4) in the figure) that coincides with the voltage (Vf_s). As apparent from FIG. 3B, the difference between (3) and (4) increases as the saturation state progresses, and the error of the actual phase power (Pf_r) grasped by the actual phase power grasping unit 30 increases.
[0052]
Therefore, the saturation correction unit 31 stores the correlation between the control phase voltage (Vf_c) and the detected phase voltage (Vf_s) in the saturation state indicated by (3) in FIG. By correcting the real phase power (Pf_r) calculated by the real phase power grasping unit 30 based on the map, the real phase power (Pf_r) can be accurately grasped even in the saturated state. I have to.
[0053]
Next, FIGS. 4A and 4B show the relationship between current and voltage in the dq coordinate shown in FIG. 10, where Lq is the inductance of the first armature 101 and Ld is the second electric machine. The inductance of the child, R is the resistance of the first armature 101 and the second armature 102, ω is the angular velocity of the motor 3, and ωe is the electrical angular velocity of the motor 3.
[0054]
Further, Vmax (corresponding to the maximum phase voltage of the present invention) is set near the upper limit value of the phase voltage obtained by vector synthesis of the Vd voltage and the Vq voltage that can be controlled by the current control unit 2 determined according to the actual power supply voltage PS_s. Voltage.
[0055]
Here, the voltage Vq generated in the first armature 101 and the voltage Vp generated in the second armature 102 are represented by the following equations (6) and (7), respectively.
[0056]
[Formula 6]

[0057]
[Expression 7]

[0058]
The output torque Tr of the motor 3 increases in the direction of the combined vector V1 (see FIG. 4A) of R · Id and ωe · Ld · Id. In this case, for example, when the operating point P1 of the motor 3 is on a circle having a radius Vmax, if the correction for increasing the Id current is performed by the torque compensation amount (ΔId), the phase voltage is in the direction of D1. (D1 is parallel to V1) and exceeds Vmax, and the operating point is outside the stable circle. If the operating point of the motor 3 goes out of the stable circle in this way, normal current control by the current control unit 2 cannot be performed, and the output torque of the motor 3 may be significantly reduced.
[0059]
Therefore, when the control phase voltage (Vf_c) exceeds the maximum phase voltage (Vmax), the control phase voltage compensator 12 performs a process of correcting the control phase voltage (Vf_c) so as to fall within the stable circle. Do.
[0060]
The control phase voltage compensation unit 12 sets the maximum phase voltage (Vmax) from the actual power supply voltage (PS_s), and controls the control phase voltage (Vq_c) from the control Vd voltage (Vd_c) and the control Vq voltage (Vq_c). Vf_ c ) Control to calculate phase The voltage grasping part 41, the addition point 42 for taking the difference (ΔVf = Vfmax−Vf_c) between the maximum phase voltage (Vmax) and the control phase voltage (Vf_c), and the phase voltage of the motor 3 from the following equation (8) from ΔVf A PI calculation unit 43 that calculates a phase voltage compensation amount (ΔIq) for adjustment, and an addition point 44 that corrects the target Iq current by adding the phase voltage compensation amount (ΔIq) to the target Iq current (Iq_c). .
[0061]
[Equation 8]

[0062]
Referring to FIG. 4B, the phase voltage compensator 12 increases the Id current by ΔId by the torque compensator 11, and the operating point of the motor 3 shifts from P1 to P2 accordingly, and the operating point of the motor 3 increases. Is out of the stable circle SF, the phase voltage compensation amount (ΔIq) calculated by the PI calculation unit 43 is added to the target Iq current at the addition point 44.
[0063]
As a result, the operating point of the motor 3 shifts from the P2 point outside the stable circle SF to P3 in the stable circle SF, the current control of the motor 3 becomes impossible, and the output torque of the motor 3 decreases. Can be prevented.
[0064]
Then, the target Id current (Id_c) corrected by the torque compensation unit 11 and the target Iq current (Iq_c) corrected by the phase voltage compensation unit 12 are supplied to the dq voltage control unit 21 provided in the current control unit 2. Is output.
[0065]
The dq voltage control unit 21 includes an addition point 50 that takes a difference (ΔId_c) between a target Id current (Id_c) and an actual Id current (Id_s), a PI calculation unit 51 that performs PI calculation on ΔId_c, a target Iq current (Iq_c), An addition point 52 that takes a difference (ΔIq_c) from the actual Iq current (Iq_s), a PI calculation unit 53 that performs PI calculation of ΔIq_c, and a target Vd voltage (Vd_c) from the calculation result of the PI calculation unit 51 Non-interference is calculated from the angular velocity ω, and a non-interference term for calculating the target Vq voltage (Vq_c) from the Id current and the angular velocity ω of the motor 3 is generated from the calculation result of the PI calculation unit 53. A non-interference control unit 54, an addition point 55 for adding the non-interference term calculated by the non-interference control unit 54 to the calculation result of the PI calculation unit 51, and a non-interference control unit 54 to the calculation result of the PI calculation unit 53 Calculation And a summing point 55 is added to add the non-interference terms that.
[0066]
Then, by outputting the target Vd voltage (Vd_c) and the target Vq voltage (Vq_c) from the dq voltage control unit 21 to the dq / 3-phase conversion unit 22, as described above with reference to FIG. The current flowing through the armature of the motor 3 is feedback-controlled so that the current (Id_c) matches the actual Id current (Id_s) and the target Iq current (Iq_c) matches the actual Iq current (Iq_c).
[0067]
Next, a second mode of the target current setting unit 1 will be described with reference to FIG. Compared with the first aspect described above, the second aspect is Power Only the configuration of the grasping unit 30 is different, and the other configurations are the same.
[0068]
In the first aspect described above, the real phase power grasping unit 30 calculates the real phase power (Pf_r) by the above equation (1). However, when high-order harmonics are included in the induced voltage of the motor 3, the actual Id current (Id_s) and the actual Iq current (Iq_s) vary greatly, and the target Vd voltage (Vd_c) and Variations in the target Vq voltage (Vq_c) also increase.
[0069]
In this case, in order to stably calculate the real phase power (Pf_r), a process of performing a high-order moving average is required, which causes a disadvantage that a delay in response and an increase in calculation time are caused. Therefore, in the second mode, the real phase power grasping unit 30 calculates the real phase power (Pf_r) by the following equation (9).
[0070]
[Equation 9]

[0071]
That is, the actual phase power (Pf_r) is calculated based on the target Id current (Id_c) and the target Iq current (Iq_c), not the actual Id current (Id_s) and the actual Iq current (Iq_s). Thereby, the real phase power (Pf_r) having a small variation can be calculated by a moving average having a small order.
[0072]
Next, a third aspect of the target current setting unit 1 will be described with reference to FIGS.
[0073]
As shown in FIG. 6A, when the rotor 71 of the motor is a salient pole type with an air gap between the

field poles

71a and 72b, the gap between the

field poles

71a and 71b and the

armatures

72a and 72b. Since (Ga) changes according to the rotational position of the rotor 70 (gap is maximum at position (5) and gap is minimum at position (6)), the magnetic resistance between

armatures

72a and 72b is accordingly changed. Also changes.
[0074]
Therefore, as shown in FIG. 6B, the rotor 75 is generally used as a rotor of a DC brushless motor, and the

field poles

76a and 76b are embedded in a magnetic body (iron or the like) 77 to be interposed between the

field poles

76a and 76b. A reluctance torque TL that does not occur in the case of a cylinder having no air gap and a constant gap (Gb) between the

armatures

78a and 78b and the rotor 75 is generated.
[0075]
Here, the reluctance torque TL is represented by the following formula (10), and the output torque Ti of the salient rotor motor is represented by the following formula (11).
[0076]
[Expression 10]

[0077]
## EQU11 ##

[0078]
Therefore, the rotor represented by the above formula (1) is Cylindrical In the case of this motor, the output torque of the motor is determined only by the Id current. Salient pole In the case of the type motor, the output torque of the motor is determined by both the Id current and the Iq current.
[0079]
Therefore, torque compensation based on the difference (ΔPf) between the target phase power (Pf_c) and the actual phase power (Pf_r) is performed only by the Id current, as in the first and second aspects of the target current setting unit 1 described above. Can not do. Moreover, since the output torque of the motor fluctuates when the Iq current changes, control Phase voltage (Vf_ c ) Exceeds the maximum phase voltage (Vfmax) and the maximum phase voltage (Vmax) control Phase voltage (Vf_ c The phase voltage compensation based on the difference (ΔVf) with respect to () cannot be performed only by the Iq current.
[0080]
Therefore, in the third mode, the target current setting unit 1 compensates the motor torque by decoupling from the phase voltage according to the difference (ΔPf) between the target phase power (Pf_c) and the actual phase power (Pf_c). In order to compensate the phase voltage of the motor by decoupling from the torque according to the difference (ΔVf) between the maximum phase voltage (Vfmax) and the control phase voltage (Vf_r), the following coordinate conversion processing is performed.
[0081]
From equation (11) above,
[0082]
[Expression 12]

[0083]
[Formula 13]

[0084]
Therefore, the torque change amount per unit current (corresponding to the predetermined current of the present invention) of the Id current and the Iq current is the largest for an operating point (Id, Iq) of a motor having a salient pole rotor. The coordinate values Idu1 (Vd axis coordinates) and Iqu1 (Vq axis coordinates) in the direction
[0085]
[Expression 14]

[0086]
Given in.
[0087]
Also, the coordinate values Idu4 (Vd axis coordinates) and Iqu4 (Vq axis coordinates) of the unit current vector where the torque does not change are
[0088]
[Expression 15]

[0089]
Given in.
[0090]
When these coordinates are represented as vectors on the dq coordinates, as shown in FIG. 7A, the normal vector Ut and the tangential vector Uv of the isotorque curve TC of the motor having a salient pole rotor are obtained. Become. Ut is a vector in the direction where the torque change is greatest at the operating point (P10) of the motor, and Uv is a vector in the direction where the torque does not change. The Tr axis passes through the operating point (P10) and has an inclination equal to that of Ut. The Vf axis is an axis that is orthogonal to the Tr axis and minimizes the change in the phase voltage of the motor.
[0091]
From this, in order to make the torque compensation and phase voltage compensation of the motor non-interfering with respect to the motor having a salient pole rotor, similarly to the motor having a cylindrical rotor, the torque calculated by the above equation (5) is used. Set compensation amount (ΔId) to ΔT r Then, assuming that the phase voltage compensation amount (ΔIq) calculated by the above equation (8) is ΔVf, coordinate conversion according to the following equation (16) is performed, and the correction amount of the Id current for the motor having a salient pole rotor: It is only necessary to determine (ΔId) and the correction amount (ΔIq) of the Iq current.
[0092]
[Expression 16]

[0093]
By performing the coordinate conversion in this way, the torque compensation amount ΔT set on the Tr axis as shown in FIG. r Is converted into a dq coordinate value and the torque compensation amount ΔT r The correction amount (ΔId) of the Id current and the correction amount (ΔIq) of the Iq current necessary to obtain the current can be obtained. Similarly, in the case of the phase voltage manipulated variable (ΔVf), the phase voltage compensation amount (ΔVf) set on the Vf axis is converted into the dq coordinate value, and the Id current necessary for obtaining the phase voltage compensation amount (ΔVf). Correction amount (ΔId) and Iq current correction amount (Δq) can be obtained.
[0094]
Torque compensation amount ΔT r Is not on the Tr axis, but is determined by the side on which the output torque of the Tr axis motor increases ((+) side in the figure) and the side on which the phase voltage of the Tf axis motor decreases ((−) side in the figure) (7 in the figure) and torque compensation amount ΔT r The correction amount (ΔId) of the Id current and the correction amount (ΔIq) of the Iq current necessary to obtain the current may be obtained. Further, the phase voltage compensation amount ΔVf is not on the Vf axis, but on the side where the output torque of the Tr axis motor decreases ((−) side in the figure) and on the side where the phase voltage of the Tf axis motor decreases ((−) in the figure). ) Side) and a range determined by (8 in the figure), and the torque compensation amount ΔT r The correction amount (ΔId) of the Id current and the correction amount (ΔIq) of the Iq current necessary to obtain the current may be obtained.
[0095]
FIG. 8 shows the configuration of the torque compensator 11 and the phase voltage compensator 12 when performing torque compensation and phase voltage compensation by the above equation (16) for the motor 80 having a salient pole rotor. is there. The torque compensator 12 has a torque compensation amount ΔT r Is converted by the coordinate conversion unit 70 according to the above equation (16) and an Id current correction value (ΔId) and an Iq current correction value (ΔIq) are output. Further, the phase voltage compensator 12 performs coordinate transformation of the phase voltage manipulated variable ΔVf by the coordinate transformation unit 70 according to the above equation (16) and outputs an Id current correction value (ΔId) and an Iq current correction value (ΔIq). .
[0096]
Thus, by performing the coordinate transformation by the coordinate transformation unit 70, the torque compensation processing by the torque compensation unit 11 and the phase voltage compensation processing by the phase voltage compensation unit 12 can be performed without making interference.
[0097]
If the stability of the phase power feedback by the torque compensator 11 and the stability of the phase voltage feedback by the phase voltage compensator 12 are not sensitive to the gain change of the coordinate converter 70, the above equation (16) is approximated. Therefore, the following expression (17) can be sufficiently controlled.
[0098]
[Expression 17]

[0099]
As shown in FIG. 7B, the maximum output point of the phase voltage is a point where the equal torque curve TC and the voltage circle SF are in contact (P11 in the figure). This point is the feedback of the phase voltage. This is the boundary of the stable region (L1 in the figure). Therefore, there is a possibility that the feedback of the phase voltage becomes unstable near the operating point P11. In this case, the output limit is obtained by performing coordinate conversion with ΔL (= Ld−Lq) larger than the actual value. Can be within the stable region. In the figure, the torque does not change when FV2 increases ΔL, and L2 is the boundary of the expanded stable region.
[0100]
In this case, the coordinate conversion formula is the following formula (18).
[0101]
[Formula 18]

[0102]
Further, with respect to the operating point (Id, 0) of the motor 80 in the case of Iq = 0, the coordinate value Idu3 (Vd axis coordinate) in the direction in which the torque change amount per unit current of the Id current and the Iq current becomes the largest. , Icu3 (Vq axis coordinates) is
[0103]
[Equation 19]

[0104]
Also, the coordinate values Idu4 (Vd axis coordinates) and Iqu4 (Vq axis coordinates) of the unit current vector where the torque does not change are
[0105]
[Expression 20]

[0106]
Can be calculated. FIG. 9 shows this. TC1, TD1, FD1, and LQ1 indicate the isotorque curve when Iq ≠ 0, the direction in which the torque changes most with respect to the unit current, the direction in which the phase voltage decreases with constant torque, and the stability limit of phase voltage feedback, respectively. ing. TC2, TD2, FD2, and LQ2 are equal torque curves when Iq = 0, the direction in which the torque changes most with respect to the unit current, the direction in which the phase voltage decreases at a constant torque, and the stability limit of the phase voltage feedback. Is shown.
[0107]
As is clear from FIG. 9, the stable region is expanded when Iq = 0 than when Iq ≠ 0. Therefore, coordinate conversion may be performed approximately using equations (19) and (20). The coordinate conversion formula in this case is the following formula (21).
[0108]
[Expression 21]

[0109]
In this embodiment, the saturation correction unit 31 holds the correlation between the control phase voltage (Vf_c) and the detection phase voltage (Vf_s) shown in FIG. 3B as a map. You may make it do.
[0110]
In the first mode of the target current setting unit 1 described above, the real phase power grasping unit 30 calculates the real phase power (Pf_r) based on the real Id current (Id_s) and the real Iq current (Iq_s), and the target In the second mode of the current setting unit 1, the real phase power grasping unit 30 calculates the real phase power (Pf_r) based on the target Id current (Id_c) and the target Iq current (Iq_c). The actual phase power may be calculated based on the actual Id current (Id_s) and the target Iq current (Iq_c), and the actual phase power (Pf_r) is calculated based on the target Id current (Id_c) and the actual Iq current (Iq_s). May be.
[0111]
Further, in the present embodiment, the real phase power (Pf_r) is corrected by the saturation correction unit 31 and the phase voltage is corrected by 12 by the phase voltage compensation unit. However, the effects of the present invention can be achieved even when these corrections are not performed. Can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an overall configuration diagram when torque control of a DC brushless motor is performed by a motor control device of the present invention.
FIG. 2 is a control block diagram of a DC brushless motor according to a first mode of a target current setting unit.
FIG. 3 is an explanatory diagram of correction processing when the phase voltage of a DC brushless motor is saturated.
FIG. 4 is an explanatory diagram of correction processing when the target phase voltage exceeds the maximum phase voltage.
FIG. 5 is a control block diagram of a DC brushless motor according to a second mode of the target current setting unit.
FIG. 6 is an explanatory diagram of the structure of a rotor of a DC brushless motor.
FIG. 7 is an explanatory diagram of coordinate conversion for performing torque compensation and phase voltage compensation on a DC brushless motor having a salient pole rotor.
FIG. 8 is a control block diagram of a DC brushless motor in a third mode of the target current setting unit.
FIG. 9 is an explanatory diagram of coordinate conversion for performing torque compensation and phase voltage compensation on a DC brushless motor having a salient pole rotor.
FIG. 10 is an explanatory diagram of dq coordinates.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Target electric current setting part, 2 ... Current control part, 3 ... DC brushless motor, 4 ... Rotor, 5 ... Speed sensor, 6 ... Power supply, 7 ... Power supply voltage sensor, 8a, 8b ... Current sensor, 9 ... Magnetic pole position Sensor: 10 ... Current setting map, 11 ... Torque compensator, 12 ... Phase voltage compensator, 20 ... Three-phase / dq converter, 21 ... dq voltage controller, 22 ... dq / 3-phase converter, 23 ... Motor driver 30 ... Real phase power grasping unit, 31 ... Saturation correction unit, 40 ... Maximum phase voltage setting unit, 41 ... control Phase voltage grasper

Claims

The DC brushless motor is handled by converting it into an equivalent circuit having a first armature on the q-axis that is the magnetic flux direction of the field of the motor and a second armature on the d-axis that is orthogonal to the q-axis. ,
Current detection means for detecting an armature current that is a current flowing through the armature of the motor; rotation speed detection means for detecting the rotation speed of the motor; and power supply voltage detection means for detecting a power supply voltage of the motor;
A target Iq that is a target value of the current flowing through the first armature according to the actual power supply voltage detected by the power supply voltage detection means, the actual rotation speed detected by the rotation speed detection means, and a predetermined target torque. Target current determining means for determining a current and a target Id current that is a target value of the current flowing through the second armature; and an actual current flowing through the first armature from the current value detected by the current detecting means. An actual current grasping means for grasping an actual Iq current and an actual Id current that is an actual current flowing through the second armature;
Vq voltage generated in the first armature and Vd voltage generated in the second armature so that the actual Iq current matches the target Iq current and the actual Id current matches the target Id current. In a motor control device comprising a voltage control means for controlling,
From the target torque, the actual rotational speed, and the actual power supply voltage, the target phase is set as a target value of phase power that is the sum of the power consumed by the first armature and the power consumed by the second armature. Target phase power determining means for determining power;
Actually consumed by the first armature from the actual Iq current or the target Iq current, the actual Id current or the target Id current, and the Vq voltage and the control voltage value of the Vd voltage by the voltage control means. Real phase power grasping means for grasping real phase power that is the sum of the power to be consumed and the power actually consumed by the second armature;
Torque compensation means for calculating a torque compensation amount for adjusting the torque of the motor according to the difference between the actual phase power and the target phase power, and correcting the target Id current by the torque compensation amount is provided. A motor control device.

A control phase voltage obtained by vector synthesis of the control voltage of the Vq voltage and the control voltage of the Vd voltage by the voltage control means vector-synthesizes the Vq voltage and the Vd voltage that can be actually controlled by the voltage control means. Detection by vector synthesis of the control phase voltage when the saturation state exceeds the upper limit voltage of the phase voltage, the Vq voltage actually generated in the first armature, and the Vd voltage generated in the second armature Having storage means for storing the correlation with the phase voltage in advance;
The real phase power grasping means corrects the control voltage of the Vq voltage and the control voltage of the Vd voltage by the voltage control means based on the correlation stored in the storage means when the saturation state is reached. The motor control device according to claim 1, wherein the real phase power is grasped.

The magnitude of the control phase voltage obtained by vector synthesis of the control voltage of the Vq voltage and the control voltage of the Vd voltage by the voltage control means determines the Vq voltage and the Vd voltage that can be actually controlled by the voltage control means. as will be less than the maximum phase voltage set in the vicinity of the upper limit voltage vector synthesized phase voltage, a motor according to claim 1 or claim 2, wherein further comprising a phase voltage compensation means for correcting the target Iq current Control device.

The rotor of the motor is a salient pole type with an air gap between the field poles;
The torque compensator inclines the direction in which the change in the output torque of the motor is maximum with respect to a change in the Id current and a predetermined amount of the Iq current on a dq coordinate plane composed of the d axis and the q axis. The output torque of the first axis of the coordinate system consisting of the first axis and the second axis orthogonal to the first axis and having the constant output torque of the motor and the smallest phase voltage change is within which the phase voltage side and a second axis that increases is determined by the side to be decreased, by setting the torque compensation amount, by performing coordinate transformation from the coordinate system to the dq coordinate plane, wherein The correction amount of the target Id current and the correction amount of the target Iq current corresponding to a torque compensation amount are calculated, and the target Id current and the target Iq current are corrected. The motor control according to any one of Items 3 to 3. Apparatus.

The rotor of the motor is a salient pole type with an air gap between the field poles;
The phase voltage compensator has a direction in which a change in the output torque of the motor is maximized with respect to a change in a predetermined amount of the Id current and the Iq current on a dq coordinate plane composed of the d axis and the q axis. The output torque of the first axis of the coordinate system composed of a first axis that is inclined and a second axis that is orthogonal to the first axis and in which the output torque of the motor is constant and the change in the phase voltage is minimum A phase voltage compensation amount calculated according to a difference between the control phase voltage and the maximum phase voltage within a range determined by a side where the phase voltage decreases and a side where the phase voltage of the second axis decreases. By performing coordinate conversion from the coordinate system to the dq coordinate plane, a correction amount of the target Id current and a correction amount of the target Iq current corresponding to the phase voltage compensation amount are calculated, and the target Id current is calculated. And the target Iq current is corrected. Mounting of the motor control device.