JP4449007B2

JP4449007B2 - Sampling frequency converter

Info

Publication number: JP4449007B2
Application number: JP2006553878A
Authority: JP
Inventors: 克彦土岐
Original assignee: Pioneer Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 2005-01-21
Filing date: 2006-01-16
Publication date: 2010-04-14
Anticipated expiration: 2026-01-16
Also published as: JPWO2006077795A1; WO2006077795A1

Description

本発明は、ディジタル信号のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換装置に関する。 The present invention relates to a sampling frequency converter for converting a sampling frequency of a digital signal.

ディジタル放送をはじめとする通信分野や、音声処理、画像処理等の分野では、ディジタル信号を再サンプリングして周波数変換するサンプリングレートコンバージョン（サンプリング周波数変換）技術が基盤技術として重要となっている。 In the fields of communication such as digital broadcasting, audio processing, image processing, and the like, sampling rate conversion (sampling frequency conversion) technology for re-sampling a digital signal and converting the frequency is important as a basic technology.

従来、こうしたサンプリング周波数変換を行うためのサンプリングレート変換装置（sampling rate convertor）やサンプリング周波数変換装置（sampling frequency convertor）と称されている変換装置として、特開平１１-１７４９８号公報、特開２００３-３２４３３７号公報に開示されたものがある。 Conventionally, as a conversion device called a sampling rate converter or a sampling frequency converter for performing such sampling frequency conversion, Japanese Patent Laid-Open Nos. 11-17498 and 2003- There is one disclosed in Japanese Patent No. 324337.

特開平１１-１７４９８号公報に開示されているサンプリングレート変換装置は、同公報の図１に示されているように、オーバーサンプリング部と変換フィルタ部、ローパスフィルタ及びダウンサンプリング部を有して構成され、Ｌ倍のアップサンプリングと１/Ｍ倍のダウンサンプリングにより、有理数比（Ｌ/Ｍ）でのサンプリング周波数変換を行って出力信号ＤOUTを生成するようになっている。 The sampling rate conversion device disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 11-17498 has an oversampling unit, a conversion filter unit, a low-pass filter, and a downsampling unit, as shown in FIG. The output signal DOUT is generated by performing sampling frequency conversion at a rational number ratio (L / M) by L times upsampling and 1 / M times downsampling.

また、変換フィルタ部とローパスフィルタが、アップサンプリングとダウンサンプリングに際して生じるイメージング（imaging）とエイリアシング（aliasing）成分を除去するためのインターポレーション/デシメーションフィルタとして機能している。 The conversion filter unit and the low-pass filter function as an interpolation / decimation filter for removing imaging and aliasing components generated during upsampling and downsampling.

そして、特定のサンプリングレート毎に対応付けて、各フィルタのフィルタ係数が予め決められており、所望のサンプリングレートを指定すると、その予め決められているフィルタ係数に基づいて各フィルタのフィルタ特性が発揮され、イメージング（imaging）成分とエイリアシング（aliasing）成分を低減した出力信号ＤOUT、すなわち、入力信号ＤINを復元し得る出力信号ＤOUTを生成するようにしている。 The filter coefficient of each filter is determined in advance in association with each specific sampling rate. When a desired sampling rate is specified, the filter characteristics of each filter are exhibited based on the predetermined filter coefficient. Thus, an output signal DOUT in which an imaging component and an aliasing component are reduced, that is, an output signal DOUT that can restore the input signal DIN is generated.

特開２００３-３２４３３７号公報に開示されているサンプリング周波数変換装置は、同公報の図１に示されているように、サンプリング周波数ｆ１で離散化された入力信号データ列Ａ(n)を入力し、時間的にシフトして出力するシフトレジスタと、該サンプリング周波数ｆ１と周波数変換しようとする所望のサンプリング周波数ｆ２とのサンプリング時刻における位相差を求める位相比較回路と、位相差に対応した係数でシフトレジスタの出力に補間処理を行う補間回路とを有して構成されている。 The sampling frequency converter disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2003-324337 inputs an input signal data string A (n) discretized at a sampling frequency f1, as shown in FIG. A shift register that shifts in time and outputs, a phase comparison circuit that obtains a phase difference at the sampling time between the sampling frequency f1 and a desired sampling frequency f2 to be frequency-converted, and a shift by a coefficient corresponding to the phase difference An interpolation circuit that performs an interpolation process on the output of the register is included.

そして、補間回路が、上述の位相差に対応した所定の係数とシフトレジスタからシフトして出力される入力信号データ列Ａ(n)の振幅値とを積和演算することにより、サンプリング周波数ｆ２でのサンプリング時刻におけるデータ列、すなわち、サンプリング周波数ｆ２に周波数変換したデータ列Ｂ(n)を生成している。 Then, the interpolation circuit performs a product-sum operation on the predetermined coefficient corresponding to the above-described phase difference and the amplitude value of the input signal data sequence A (n) output after being shifted from the shift register, so that the sampling frequency f2 is obtained. The data string at the sampling time, that is, the data string B (n) frequency-converted to the sampling frequency f2 is generated.

特開平１１-１７４９８号公報Japanese Patent Laid-Open No. 11-17498 特開２００３-３２４３３７号公報JP 2003-324337 A

ところで、特開平１１-１７４９８号公報に開示されている従来のサンプリングレート変換装置は、上述したように各フィルタ３，４のフィルタ係数が特定のサンプリングレート毎に対応付けて予め決められているため、特定のサンプリングレート以外でのサンプリングレートで周波数変換をすることができないという課題がある。 By the way, in the conventional sampling rate converter disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 11-17498, the filter coefficients of the filters 3 and 4 are determined in advance in association with each specific sampling rate as described above. There is a problem that frequency conversion cannot be performed at a sampling rate other than a specific sampling rate.

例えば具体的事例として、放送局からの到来電波をディジタル放送受信機で受信し、フェージング等の影響により周波数変動を生じているベースバンド信号を再サンプリングして放送局側と同期した所望の規定周波数の復調信号を復調しようとする場合、従来のサンプリングレート変換装置では、特定のサンプリングレートに対してのみ周波数変換の機能を発揮し得るという制限があるため、放送局側と同期した所望の規定周波数の復調信号を復調等することができなくなるという課題があった。 For example, as a specific example, a received signal from a broadcast station is received by a digital broadcast receiver, and a baseband signal that has undergone frequency fluctuations due to fading or the like is resampled to synchronize with the broadcast station. When a demodulated signal is to be demodulated, the conventional sampling rate conversion device has a limitation that it can exhibit a frequency conversion function only for a specific sampling rate. There is a problem that the demodulated signal cannot be demodulated.

また、このサンプリングレート変換装置は、時間分解能が細かくなるほど、必要とするフィルタ係数の数を多くしなければならないため、例えばフィルタ係数のデータを予め記憶しておくためのＲＡＭやＲＯＭ等の記憶手段の容量を大幅に増大させる必要がある。このため、いわゆる高分解能でサンプリング周波数変換を行おうとすると、装置構成の大型化等により実現が困難となるという問題がある。 Further, since the sampling rate conversion device has to increase the number of necessary filter coefficients as the time resolution becomes finer, for example, storage means such as a RAM or a ROM for storing filter coefficient data in advance. It is necessary to increase the capacity of For this reason, if sampling frequency conversion is to be performed with so-called high resolution, there is a problem that it is difficult to realize due to an increase in the size of the apparatus configuration.

特開２００３-３２４３３７号公報に開示されているサンプリング周波数変換装置は、
入力信号データ列Ａ(n)とサンプリング周波数変換後のデータ列Ｂ(n)との乖離（誤差）が大きくなるという課題があり、いわゆる高精度のサンプリング周波数変換が必要とされる技術分野、例えばディジタル放送受信機での復調処理や、ハイクオリティが要求される音声処理や画像処理等の技術分野に適用することが難しいという問題がある。 The sampling frequency converter disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2003-324337 is
There is a problem that the difference (error) between the input signal data string A (n) and the data string B (n) after the sampling frequency conversion becomes large, and a technical field in which so-called highly accurate sampling frequency conversion is required, for example There is a problem that it is difficult to apply to a technical field such as demodulation processing in a digital broadcast receiver, sound processing and image processing that require high quality.

本発明はこうした従来の課題に鑑みてなされたものであり、例えば所望のサンプリングレートに応じて適応的にサンプリング周波数変換を行うことができ、また、所望の時間分解能でのサンプリング周波数変換を行うことができ、また、装置構成の大型化等を未然に防止することができる等、従来より機能の向上を図ったサンプリング周波数変換装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such conventional problems. For example, sampling frequency conversion can be adaptively performed according to a desired sampling rate, and sampling frequency conversion can be performed at a desired time resolution. In addition, an object of the present invention is to provide a sampling frequency conversion device that has improved functions compared to the prior art, such as preventing the enlargement of the device configuration and the like.

請求項１に記載の発明は、ディジタル信号のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換装置であって、前記ディジタル信号をディジタルフィルタリングするディジタルフィルタと、目的周波数の信号と前記ディジタル信号とのサンプリング時刻間の位相差を検出する位相差検出手段と、前記位相差検出手段が検出した前記位相差に基づいて、前記目的周波数の信号のサンプリング時刻における前記ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算するフィルタ係数演算手段と、前記フィルタ係数演算手段で演算される前記フィルタ係数に、窓関数による重み付け演算を行うことにより、前記目的周波数の信号のサンプリング時刻における前記ディジタルフィルタのフィルタ特性を設定するためのフィルタ係数を演算する窓関数演算手段と、を備え、前記ディジタルフィルタが、前記窓関数演算手段で前記重み付け演算されたフィルタ係数により設定されるフィルタ特性に基づいて前記ディジタル信号をディジタルフィルタリングすることによって、前記ディジタル信号を前記目的周波数に同期したサンプリング周波数のサンプル列から成る出力信号にサンプリング周波数変換すること、を特徴とする。 The invention according to claim 1 is a sampling frequency conversion device for converting a sampling frequency of a digital signal, a digital filter for digital filtering the digital signal, and a sampling frequency between a signal of a target frequency and the digital signal. A phase difference detecting means for detecting a phase difference; a filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient of the digital filter at a sampling time of the signal of the target frequency based on the phase difference detected by the phase difference detecting means; A window for calculating a filter coefficient for setting a filter characteristic of the digital filter at the sampling time of the signal of the target frequency by performing a weighting operation by a window function on the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculating means Function calculation means The digital filter synchronizes the digital signal with the target frequency by digitally filtering the digital signal based on a filter characteristic set by the filter coefficient weighted by the window function computing means. The sampling frequency is converted into an output signal composed of a sample string of the sampling frequency.

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のサンプリング周波数変換装置において、前記ディジタル信号をアップサンプリングして所定のローパスフィルタ特性に基づいてディジタルローパスフィルタリングを行うことで、前記ディジタル信号より高いサンプリング周波数の中間生成信号を生成して、前記ディジタルフィルタに供給するレート変換手段を更に備え、前記位相差検出手段は、前記中間生成信号と前記目的周波数の信号とのサンプリング時刻間の位相差を検出することを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the sampling frequency converter according to the first aspect, the digital signal is up-sampled and digital low-pass filtering is performed based on a predetermined low-pass filter characteristic, so that the digital signal is higher than the digital signal. Rate conversion means for generating an intermediate generation signal having a sampling frequency and supplying the generated signal to the digital filter, wherein the phase difference detection means calculates a phase difference between sampling times of the intermediate generation signal and the signal having the target frequency. It is characterized by detecting.

更に、請求項１に記載のサンプリング周波数変換装置において、前記サンプリング周波数変換装置は、前記ディジタルフィルタと位相差検出手段とフィルタ係数演算手段及び窓関数演算手段と同等の構成を有するレート変換手段を複数備えたポリフェーズ構造であること、を特徴とする。 2. The sampling frequency converter according to claim 1, wherein the sampling frequency converter includes a plurality of rate converters having configurations equivalent to the digital filter, phase difference detecting means, filter coefficient calculating means, and window function calculating means. The polyphase structure is provided.

本発明の好適な実施の形態について、図１及び図２を参照して説明する。
図１(ａ)(ｂ)は、本実施形態のサンプリング周波数変換装置の２態様の各構成を表したブロック図、図２(ａ)(ｂ)は、本サンプリング周波数変換装置におけるサンプリング周波数変換過程を説明するための図である。 A preferred embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
1 (a) and 1 (b) are block diagrams showing configurations of two aspects of the sampling frequency conversion device of the present embodiment, and FIGS. 2 (a) and 2 (b) are sampling frequency conversion processes in the sampling frequency conversion device. It is a figure for demonstrating.

図１（ａ）に示すサンプリング周波数変換装置１は、第１レート変換部２の他、位相差検出部３とフィルタ係数演算部４及びディジタルフィルタ５を備えた第２レート変換部６を有して構成されている。 A sampling frequency conversion device 1 shown in FIG. 1A has a second rate conversion unit 6 including a phase difference detection unit 3, a filter coefficient calculation unit 4, and a digital filter 5 in addition to the first rate conversion unit 2. Configured.

第１レート変換部２が、サンプリング周波数ｆsの入力信号Ｘから整数ａ倍のサンプリング周波数ｆaとなる中間生成信号Ｕを生成し、第２レート変換部６が、中間生成信号Ｕをローパスフィルタリングして所望のサンプリング周波数ｆbとなる出力信号Ｙを生成することにより、サンプリング周波数ｆsの入力信号Ｘをサンプリング周波数ｆbの出力信号Ｙへとサンプリング周波数変換する。 The first rate conversion unit 2 generates an intermediate generation signal U having a sampling frequency fa that is an integer a times from the input signal X of the sampling frequency fs, and the second rate conversion unit 6 performs low-pass filtering on the intermediate generation signal U. By generating the output signal Y having the desired sampling frequency fb, the input signal X having the sampling frequency fs is converted into the output signal Y having the sampling frequency fb.

更に詳述すると、第１レート変換部２は、サンプリング周波数ｆsで離散化されたサンプル列である入力信号Ｘをクロック信号ＣＫsに同期して入力し、入力信号Ｘの各サンプル間にａ−１個ずつゼロ値サンプル（振幅０のサンプル）を挿入することで、入力信号Ｘのサンプリングレートを整数ａ倍に増加させたアップサンプリング信号（符号略）を内部で生成する。更に、そのアップサンプリング信号に混入することとなるイメージング成分が生じる高周波数帯域を阻止域、入力信号Ｘの信号成分が生じる低周波数帯域を通過域とする所定のローパスフィルタ特性に基づいて、アップサンプリング信号をローパスフィルタリングすることによって、イメージング成分を除去し、且つサンプリング周波数ｆsのａ倍のサンプリング周波数ｆaの中間生成信号Ｕを生成して出力する。 More specifically, the first rate conversion unit 2 inputs the input signal X, which is a sample string discretized at the sampling frequency fs, in synchronization with the clock signal CKs, and a-1 between each sample of the input signal X. By inserting zero value samples (samples with an amplitude of 0) one by one, an upsampling signal (not shown) in which the sampling rate of the input signal X is increased by an integer a is internally generated. Furthermore, upsampling is performed based on a predetermined low-pass filter characteristic in which a high frequency band in which an imaging component that is mixed into the upsampling signal is generated is a stop band and a low frequency band in which a signal component of the input signal X is generated is a pass band. By performing low-pass filtering on the signal, an imaging component is removed, and an intermediate generation signal U having a sampling frequency fa that is a times the sampling frequency fs is generated and output.

第２レート変換部６の位相差検出部３は、出力信号Ｙのサンプリング周波数ｆbと等しい周波数（以下「目的周波数」という。）ｆbに決められたクロック信号ＣＫbと、第１レート変換部２がアップサンプリングの際に設定した中間生成信号Ｕのサンプリング周波数ｆa（すなわち、ａ×ｆs）を示すクロック信号ＣＫaとを入力する。そして、これらのクロック信号ＣＫa，ＣＫbに基づいて、クロック信号ＣＫbと入力信号Ｘと中間生成信号Ｕとの各々のサンプリング時刻ｔb，ｔs，ｔaを検知し、更に、サンプリング時刻ｔaを基準にしてサンプリング時刻ｔaとｔbの時間差（以下「位相差」という。）ｐを検出する。 The phase difference detection unit 3 of the second rate conversion unit 6 includes a clock signal CKb determined to have a frequency (hereinafter referred to as “target frequency”) fb equal to the sampling frequency fb of the output signal Y, and the first rate conversion unit 2 A clock signal CKa indicating the sampling frequency fa (that is, a × fs) of the intermediate generation signal U set at the time of upsampling is input. Based on the clock signals CKa and CKb, the sampling times tb, ts, and ta of the clock signal CKb, the input signal X, and the intermediate generation signal U are detected, and sampling is performed with reference to the sampling time ta. A time difference (hereinafter referred to as “phase difference”) p between times ta and tb is detected.

これにより、位相差検出部３は、目的周波数ｆbと中間生成信号Ｕのサンプリング周波数ｆaとの周波数差（ｆb−ｆa）を、サンプリング時刻ｔa，ｔbの位相差ｐとして検出することとなる。 Thereby, the phase difference detection unit 3 detects the frequency difference (fb−fa) between the target frequency fb and the sampling frequency fa of the intermediate generation signal U as the phase difference p between the sampling times ta and tb.

すなわち、図２（ａ）に例示するように、例えば、サンプリング周期（１/ｆs）毎に隣接する入力信号Ｘのサンプルが、黒丸印（●）で示すＸ(0)，Ｘ(1)，…であり、整数ａ倍（例えば、３倍）にレート変換された中間生成信号Ｕの各サンプルが、黒丸印（●）で示すＵ(0)，Ｕ(1)，Ｕ(2)，Ｕ(3)，Ｕ(4)，…であり、各サンプリング周期（１/ｆs）の開始時刻であるサンプリング時刻がｔsであり、クロック信号ＣＫbのサンプリング時刻がｔb1，ｔb2，ｔb3，…であり、クロック信号ＣＫaのサンプリング時刻がｔa1，ｔa2，ｔa3，…であった場合、位相差検出部３は、クロック信号ＣＫa，ＣＫbの各サンプリング時刻を逐一検知していく。そして、サンプリング時刻ｔb1を検知すると、そのサンプリング時刻ｔb1が属するサンプリング周期（１/ｆs）におけるサンプリング時刻ｔsと、サンプリング時刻ｔb1から最前に位置するサンプルＵ(1)のサンプリング時刻ｔa1を検出し、更に、サンプリング時刻ｔsを基準とするサンプリング時刻ｔs，ｔb1間の時間ｔsbとサンプリング時刻ｔs，ｔa1間の時間ｔsaとの差（ｔsb−ｔsa）を位相差ｐとして検出する。 That is, as illustrated in FIG. 2A, for example, adjacent samples of the input signal X at every sampling period (1 / fs) are represented by X (0), X (1), ..., and each sample of the intermediate generation signal U that has been rate-converted to an integer a times (for example, 3 times) is represented by U (0), U (1), U (2), U (3), U (4),..., The sampling time that is the start time of each sampling period (1 / fs) is ts, the sampling time of the clock signal CKb is tb1, tb2, tb3,. When the sampling times of the clock signal CKa are ta1, ta2, ta3,..., The phase difference detecting unit 3 detects the sampling times of the clock signals CKa, CKb one by one. When the sampling time tb1 is detected, the sampling time ts in the sampling period (1 / fs) to which the sampling time tb1 belongs and the sampling time ta1 of the sample U (1) located at the forefront from the sampling time tb1 are detected. The difference (tsb−tsa) between the time tsb between the sampling times ts and tb1 and the time tsa between the sampling times ts and ta1 with respect to the sampling time ts is detected as the phase difference p.

また、位相差検出部３は、クロック信号ＣＫbのサンプリング時刻ｔb2を検知した場合にも同様に、サンプリング時刻ｔb2，ｔs，ｔa2に基づいて位相差ｐを検出し、サンプリング時刻ｔb3を検知した場合にも同様に、サンプリング時刻ｔb3，ｔs，ｔa3に基づいて位相差ｐを検出し、以下同様の検出処理を繰り返す。 Similarly, when the phase difference detection unit 3 detects the sampling time tb2 of the clock signal CKb, the phase difference detection unit 3 detects the phase difference p based on the sampling times tb2, ts, and ta2 and detects the sampling time tb3. Similarly, the phase difference p is detected based on the sampling times tb3, ts, and ta3, and the same detection process is repeated thereafter.

フィルタ係数演算部４は、検出された位相差ｐを次式(1)で表される演算式に導入して演算処理を行うことにより、ｎ次（Ｎ−１次）のディジタルフィルタ５のフィルタ係数α₀〜α_N-1を導出し、ディジタルフィルタ５に供給してそのフィルタ係数αn（０≦ｎ≦Ｎ−１）と中間生成信号Ｕのサンプル列との有限離散的たたみ込み演算処理を行わせることにより、クロック信号ＣＫaのサンプリング時刻ｔaに同期した新たなサンプル（以下「内挿サンプル」という）を生成させる。 The filter coefficient calculation unit 4 introduces the detected phase difference p into the calculation formula represented by the following formula (1) and performs calculation processing, thereby performing a filter of the nth-order (N−1th-order) digital filter 5. The coefficients α _{0 to} α _N-1 are derived and supplied to the digital filter 5 to perform a finite discrete convolution operation process between the filter coefficient αn (0 ≦ n ≦ N−1) and the sample sequence of the intermediate generation signal U. By doing so, a new sample (hereinafter referred to as “interpolated sample”) synchronized with the sampling time ta of the clock signal CKa is generated.

ここで、上記式(1)中の係数ｐは上述の位相差である。係数ｍは、サンプリング周波数変換の分解能である。係数Ｎは、中間生成信号Ｕのサンプル列に対し巡回的な値をとるフィルタ係数αn（１≦ｎ≦Ｎ−１）の個数である。係数Ｈ₀とＨ_k（１≦ｋ≦Ｎ−１）は、
所望のディジタルフィルタの各周波数特性の周波数サンプル（スペクトル値）である。 Here, the coefficient p in the above equation (1) is the above-described phase difference. The coefficient m is the resolution of sampling frequency conversion. The coefficient N is the number of filter coefficients α n (1 ≦ n ≦ N−1) taking a cyclic value with respect to the sample sequence of the intermediate generation signal U. The coefficients H ₀ and H _k (1 ≦ k ≦ N−1) are
It is a frequency sample (spectral value) of each frequency characteristic of a desired digital filter.

更に、上記式(1)は、次のようにして決められている。
まず、サンプリング周波数変換装置１を設計等する際、ディジタルフィルタ５の周波数特性を所定のローパスフィルタ特性Ｈ（ｅ^jωT）とする。 Further, the above equation (1) is determined as follows.
First, when designing the sampling frequency converter 1, the frequency characteristic of the digital filter 5 is set to a predetermined low-pass filter characteristic H (e ^jωT ).

すなわち、入力信号Ｘのサンプリング周波数ｆsを未知の変数、そのサンプリング周波数ｆsの逆数（１/ｆs）をサンプリング周期Ｔ、その角周波数をωs、第１レート変換部２の変換比ａを所定値（例えば、２）と決め、角周波数（ωs/２）を境にして低周波数帯域側に生じる入力信号Ｘの信号成分を通過させる通過域（０≦│ω│＜ωs/２）を有し、且つ角周波数（ａ−１/２）ωsを境にして高周波数帯域側が阻止域（ａ−１/２）ωs≦│ω│＜ｍωs/２）となる標準のローパスフィルタ特性Ｈ（ｅ^jωT）を決めるのである。 That is, the sampling frequency fs of the input signal X is an unknown variable, the reciprocal (1 / fs) of the sampling frequency fs is the sampling period T, the angular frequency is ωs, and the conversion ratio a of the first rate conversion unit 2 is a predetermined value ( For example, it is determined as 2) and has a pass band (0 ≦ | ω | <ωs / 2) that allows the signal component of the input signal X generated on the low frequency band side to pass through the angular frequency (ωs / 2) as a boundary, In addition, a standard low-pass filter characteristic H (e ^jωT ) in which the high frequency band side becomes a stop band (a-1 / 2) ωs ≦ | ω | <mωs / 2) with the angular frequency (a-1 / 2) ωs as a boundary. Decide.

しかる後、サンプリング周波数ｆsの整数ａ倍のサンプリング周波数ｆaとなる中間生成信号Ｕに対して、ディジタルフィルタ５が位相差ｐを含めた高いサンプリング周波数でローパスフィルタリングを行うことを考慮して、周波数（０≦│ω│＜ｍωs/２）の下でローパスフィルタ特性Ｈ（ｅ^jωT）を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）することによってフィルタ係数αn（１≦ｎ≦Ｎ−１）を演算するための演算式を作成し、その演算式を上記式(1)に決める。 Thereafter, considering that the digital filter 5 performs low-pass filtering on the intermediate generation signal U having a sampling frequency fa that is an integer a times the sampling frequency fs at a high sampling frequency including the phase difference p, the frequency ( An operation for calculating a filter coefficient αn (1 ≦ n ≦ N−1) by ^{performing an} inverse discrete Fourier transform (IDFT) on the low-pass filter characteristic H (e ^jωT ) under 0 ≦ | ω | <mωs / 2). Create an equation and determine the equation as the above equation (1).

そして、上記式(1)で表される演算処理を行うフィルタ係数演算部４を形成している。 And the filter coefficient calculating part 4 which performs the calculation process represented by said Formula (1) is formed.

ディジタルフィルタ５は、上記式(1)のフィルタ係数により所定の周波数特性（ローパスフィルタ特性）を発揮するｎ次のディジタルローパスフィルタで形成されており、クロック信号ＣＫaに同期して中間生成信号Ｕを入力し、ローパスフィルタリングを行う。 The digital filter 5 is formed of an nth-order digital low-pass filter that exhibits a predetermined frequency characteristic (low-pass filter characteristic) by the filter coefficient of the above formula (1), and generates the intermediate generation signal U in synchronization with the clock signal CKa. Input and perform low-pass filtering.

つまり、ディジタルフィルタ５は、サンプリング時刻ｔbにおいてフィルタ係数演算部４で演算されたフィルタ係数αn（０≦ｎ≦Ｎ−１）に従ってそのローパスフィルタ特性を可変し、中間生成信号Ｕのサンプル列とフィルタ係数αn（０≦ｎ≦Ｎ−１）との有限離散的たたみ込み演算によってサンプリング時刻ｔbでの内挿サンプルを生成して出力する。 That is, the digital filter 5 varies its low-pass filter characteristic according to the filter coefficient αn (0 ≦ n ≦ N−1) calculated by the filter coefficient calculation unit 4 at the sampling time tb, and the sample sequence of the intermediate generation signal U and the filter An interpolation sample at the sampling time tb is generated and output by a finite discrete convolution operation with a coefficient αn (0 ≦ n ≦ N−1).

したがって、ディジタルフィルタ５は、図２（ａ）に示したサンプリング時刻ｔb1，ｔb2，ｔb3…等において検出された各位相差ｐに対応するかたちで、各サンプル時刻ｔb1，ｔb2，ｔb3…等の夫々の時刻での内挿サンプルを順に生成していき、図２（ａ）（ｂ）に例示するように、サンプリング周波数ｆbに同期したサンプル列Ｙ(0)，Ｙ(1)，Ｙ(2)，Ｙ(3)，…等から成る出力信号Ｙを出力する。そして、サンプリング周波数ｆbの出力信号Ｙが出力されることとなるため、変換比（ｆb/ｆs）でのサンプリング周波数変換が実現される。 Therefore, the digital filter 5 corresponds to each phase difference p detected at the sampling times tb1, tb2, tb3, etc. shown in FIG. 2A, and each of the sample times tb1, tb2, tb3, etc. Samples Y (0), Y (1), Y (2), Y (2), which are synchronized with the sampling frequency fb as shown in FIGS. An output signal Y composed of Y (3),. Since the output signal Y having the sampling frequency fb is output, the sampling frequency conversion at the conversion ratio (fb / fs) is realized.

以上説明したように、図１（ａ）に示す本実施形態のサンプリング周波数変換装置１によれば、位相差検出部３とフィルタ係数演算部４、及び出力信号Ｙの内挿サンプルを生成するためのディジタルフィルタ５を有する第２レート変換器６において、目的周波数ｆbのクロック信号ＣＫbと、入力周波数ｆsより高いサンプリング周波数ｆaの中間生成信号Ｕとのサンプリング時刻ｔa，ｔmの位相差ｐを検出すると、所定のローパスフィルタ特性Ｈ（ｅ^jωT）の逆離散フーリエ変換に相当する上記演算式(1)にその位相差ｐを導入することで、ディジタルフィルタ５のフィルタ係数α₀〜α_N-1を演算するので、所望のサンプリングレートでのサンプリング周波数変換を自在に実現することができる。 As described above, according to the sampling frequency conversion device 1 of the present embodiment shown in FIG. 1A, the phase difference detection unit 3, the filter coefficient calculation unit 4, and the interpolation sample of the output signal Y are generated. When the second rate converter 6 having the digital filter 5 detects the phase difference p between the sampling times ta and tm between the clock signal CKb having the target frequency fb and the intermediate generation signal U having the sampling frequency fa higher than the input frequency fs. By introducing the phase difference p into the above equation (1) corresponding to the inverse discrete Fourier transform of the predetermined low-pass filter characteristic H (e ^jωT ), the filter coefficients α _{0 to} α _N-1 of the digital filter 5 are obtained. Since the calculation is performed, sampling frequency conversion at a desired sampling rate can be realized freely.

すなわち、本実施形態のサンプリング周波数変換装置１は、予め決められた特定のサンプリングレートでのサンプリング周波数変換しかできないというものではなく、クロック信号ＣＫbの目的周波数ｆbが任意の周波数に指定又は調整等されると、ディジタルフィルタ５のフィルタ係数α₀〜α_N-1を導出するための演算処理を行うことから、例えばユーザ等に対して任意のサンプリングレートを自在に指定させることができる。 That is, the sampling frequency conversion device 1 of the present embodiment is not only capable of converting the sampling frequency at a predetermined specific sampling rate, but the target frequency fb of the clock signal CKb is designated or adjusted to an arbitrary frequency. Then, since an arithmetic process for deriving the filter coefficients α _{0 to} α _N-1 of the digital filter 5 is performed, for example, a user or the like can freely specify an arbitrary sampling rate.

また、具体的事例として、放送局からの到来電波をディジタル放送受信機で受信し、フェージング等の影響により周波数変動を生じているベースバンド信号を再サンプリングして放送局側と同期した所望の規定周波数の復調信号を復調するための復調回路に、本実施形態のサンプリング周波数変換装置１を用いることとすると、クロック信号ＣＫbの目的周波数ｆbを規定周波数に合わせて、ベースバンド信号を入力信号Ｘとすることにより、規定周波数の復調信号（すなわち、出力信号）Ｙを生成することができる。 In addition, as a specific example, a digital broadcast receiver receives incoming radio waves from a broadcast station, re-samples a baseband signal that has undergone frequency fluctuation due to fading, etc., and synchronizes with the broadcast station. If the sampling frequency converter 1 of this embodiment is used in a demodulating circuit for demodulating a frequency demodulated signal, the base frequency signal is converted to the input signal X by matching the target frequency fb of the clock signal CKb with the specified frequency. By doing so, it is possible to generate a demodulated signal (ie, output signal) Y having a specified frequency.

更に、本実施形態のサンプリング周波数変換装置１は、第２レート変換部６の前段に第１レート変換部１を有し、入力信号Ｘのサンプリングレートを増加させてディジタルフィルタリングを施すことで高いサンプリング周波数ｆaの中間生成信号Ｕを生成するので、第２レート変換部６に設けられているディジタルフィルタ５の次数ｎを下げることができる。このため、ディジタルフィルタ５の構成を簡素化することができると共に、そのディジタルフィルタ５のフィルタ係数を演算するためのフィルタ係数演算部４の構成の簡素化や演算量の低減を図ることができる。 Furthermore, the sampling frequency conversion device 1 of the present embodiment has the first rate conversion unit 1 in the previous stage of the second rate conversion unit 6 and increases the sampling rate of the input signal X to perform high frequency sampling. Since the intermediate generation signal U having the frequency fa is generated, the order n of the digital filter 5 provided in the second rate conversion unit 6 can be lowered. Therefore, the configuration of the digital filter 5 can be simplified, and the configuration of the filter coefficient calculation unit 4 for calculating the filter coefficient of the digital filter 5 can be simplified and the amount of calculation can be reduced.

つまり、サンプリング周波数変換装置では一般に、レート変換に際して、イメージング成分やエイリアシングの除去及び発生の抑制を図るためにローパスフィルタリングが必要であり、そのローパスフィルタリングを行うディジタルローパスフィルタの構成の簡素化や演算量の低減化が極めて重要となっている。 In other words, sampling frequency converters generally require low-pass filtering in order to remove imaging components and aliasing and suppress generation during rate conversion. The configuration of the digital low-pass filter that performs the low-pass filtering and the amount of calculation are simplified. It is extremely important to reduce this.

かかる課題に対して、本実施形態では、第２レート変換部６の前段に第１レート変換部２を設けたことで、低周波数帯域に占める信号成分と高周波数帯域に占めるイメージング成分等の不要ノイズ成分とが広い周波数幅を介して分離された中間生成信号Ｕを生成することができるため、ディジタルフィルタ５のフィルタ特性は、中間生成信号Ｕの信号成分の占める低周波数帯域を通過域、イメージング成分等の占める高周波帯域を阻止域、上述の広い周波数幅を遷移域とするローパスフィルタ特性とすればよく、その遷移域でのしゃ断特性を急峻にする必要がなくなる。このため、ディジタルフィルタ５を高次のフィルタで形成する必要がなく、低次のフィルタで形成することが可能となり、ディジタルフィルタ５の構成の簡素化、及びフィルタ係数演算部４の構成の簡素化、演算量の低減等を実現することができる。 In order to deal with such a problem, in the present embodiment, the first rate conversion unit 2 is provided in front of the second rate conversion unit 6 so that signal components occupying the low frequency band and imaging components occupying the high frequency band are unnecessary. Since the intermediate generation signal U in which the noise component is separated through a wide frequency width can be generated, the filter characteristic of the digital filter 5 is such that the low frequency band occupied by the signal component of the intermediate generation signal U is in the passband, imaging. A low-pass filter characteristic having a high frequency band occupied by a component or the like as a stop band and the above-described wide frequency width as a transition band may be used, and it is not necessary to sharpen the cutoff characteristic in the transition band. Therefore, it is not necessary to form the digital filter 5 with a high-order filter, and it can be formed with a low-order filter, simplifying the configuration of the digital filter 5 and simplifying the configuration of the filter coefficient calculation unit 4. It is possible to reduce the amount of calculation.

そして、ディジタルフィルタ５とフィルタ係数演算部４における演算等のための処理量を大幅に低減することが可能となるため、高速処理を行うのに好適であり、且つ又、設定可能なサンプリングレートを規定することとなるサンプリング時刻ｔa，ｔbの時間分解能の向上を図ることが可能なサンプリング周波数変換装置を提供することができる。 Since the processing amount for the calculation in the digital filter 5 and the filter coefficient calculation unit 4 can be greatly reduced, it is suitable for high-speed processing and has a settable sampling rate. It is possible to provide a sampling frequency converter capable of improving the time resolution of the sampling times ta and tb to be defined.

また、以上の説明では、第２レート変換部６を１個設けた基本的な構成のサンプリング周波数変換装置１について説明したが、図１（ｂ）のブロック図に示すように、第２レート変換部６と同様の構成を有する複数個のレート変換部６(1)，６(2)，…，６(j)を並列に接続することで、いわゆるポリフェーズ構造のサンプリング周波数変換装置を構成してもよい。 In the above description, the sampling frequency conversion device 1 having a basic configuration provided with one second rate conversion unit 6 has been described. However, as shown in the block diagram of FIG. A plurality of rate conversion units 6 (1), 6 (2),..., 6 (j) having the same configuration as the unit 6 are connected in parallel to constitute a so-called polyphase structure sampling frequency conversion device. May be.

つまり、各レート変換部６(1)，６(2)，…，６(j)に中間生成信号Ｕを並列入力し、更に各レート変換部６(1)，６(2)，…，６(j)内の位相差検出部に供給するクロック信号ＣＫb1，ＣＫb2，…，ＣＫbjの夫々の目的周波数ｆb1，ｆb2，…，ｆbjを適宜異なった周波数にし、更に各レート変換部６(1)，６(2)，…，６(j)から出力される各出力信号Ｙ1，Ｙ2，…，Ｙjを回転子（commutator）７を通じて出力することで最終的な出力信号Ｙoutを生成する構成とすることにより、ポリフェーズ構造のサンプリング周波数変換装置を構成することができる。 That is, the intermediate generation signal U is input in parallel to the rate conversion units 6 (1), 6 (2),..., 6 (j), and the rate conversion units 6 (1), 6 (2),. , CKbj to be supplied to the phase difference detectors in (j), the target frequencies fb1, fb2,..., fbj are appropriately changed to different frequencies, and each rate converter 6 (1), The final output signal Yout is generated by outputting the output signals Y1, Y2,..., Yj output from 6 (2),..., 6 (j) through the rotator (commutator) 7. Thus, a sampling frequency conversion device having a polyphase structure can be configured.

このように、ポリフェーズ構造とすると、図１（ａ）に示した第２レート変換部６を１個だけ設けて構成する場合よりも、各レート変換部６(1)，６(2)，…，６(j)は、低速での処理が可能となり且つ演算量等の低減化を図ることができる。 As described above, when the polyphase structure is adopted, the rate conversion units 6 (1), 6 (2), 6 (2), and 6 (2) are compared with the case where only one second rate conversion unit 6 shown in FIG. .., 6 (j) can be processed at a low speed and the amount of calculation can be reduced.

そして、一般にポリフェーズ構造とすると、上述のメリット（低速での処理、演算量等の低減化）を図ることができることが知られているが、本実施形態の第２レート変換部６と同様の構成を有する複数個のレート変換部６(1)，６(2)，…，６(j)によってポリフェーズ構造とすると、ポリフェーズ構造による上記メリットをより多く享受することが可能なサンプリング周波数変換装置を実現することができる。 In general, it is known that the polyphase structure can achieve the above-described merits (low-speed processing, reduction in calculation amount, etc.), but the same as the second rate conversion unit 6 of the present embodiment. When a polyphase structure is formed by a plurality of rate conversion units 6 (1), 6 (2),..., 6 (j) having a configuration, sampling frequency conversion that can enjoy more of the above-mentioned merit by the polyphase structure. An apparatus can be realized.

なお、図１（ａ）（ｂ）を参照して説明した２態様の各サンプリング周波数変換装置１は、ＩＣ、ＭＳＩ、ＬＳＩ等の半導体集積回路装置等を用いて、いわゆるハードウェア構造のディジタル回路で形成してもよいし、そのディジタル回路と等価な機能を発揮するコンピュータプログラムを作成し、そのコンピュータプログラムで示される処理工程に従って、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）やマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）等を実行させるようにしてもよい。 Note that each of the two sampling frequency conversion devices 1 described with reference to FIGS. 1A and 1B is a so-called hardware-structured digital circuit using a semiconductor integrated circuit device such as an IC, MSI, or LSI. Or a computer program that exhibits a function equivalent to that of the digital circuit is created, and a digital signal processor (DSP), a microprocessor (MPU), or the like is executed in accordance with the processing steps indicated by the computer program. You may do it.

次に、上記実施形態に係るより具体的な実施例について、図３及び図４を参照して説明する。図３は、本実施例のサンプリング周波数変換装置の構成を表したブロック図であり、図１と同一又は相当する部分を同一符号で示している。図４は、本実施例のサンプリング周波数変換装置におけるサンプリング周波数変換過程を説明するための図である。 Next, more specific examples according to the above embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the sampling frequency converter according to the present embodiment, and the same or corresponding parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. FIG. 4 is a diagram for explaining a sampling frequency conversion process in the sampling frequency conversion apparatus of the present embodiment.

図３において、このサンプリング周波数変換装置１は、第１レート変換部２と第２レート変換部６を有し、所定のコンピュータプログラムを実行することで各変換部２，６の機能を発揮するディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）によって形成されている。 In FIG. 3, the sampling frequency converter 1 includes a first rate converter 2 and a second rate converter 6, and is a digital that performs the functions of the converters 2 and 6 by executing a predetermined computer program. It is formed by a signal processor (DSP).

第１レート変換部２は、インターポレータ２aとインターポレーションフィルタ２bとを有して構成され、第２レート変換部６は、位相差検出部３とフィルタ係数演算部４及びディジタルフィルタ５を有して構成されている。 The first rate conversion unit 2 includes an interpolator 2a and an interpolation filter 2b. The second rate conversion unit 6 includes a phase difference detection unit 3, a filter coefficient calculation unit 4, and a digital filter 5. It is configured.

インターポレータ２aは、サンプリング周波数ｆsで離散化された入力信号Ｘと、サンプリング周波数ｆsを示すクロック信号ＣＫsを入力し、外部指定される整数ａの値に基づいて入力信号Ｘのサンプリングレートを整数ａ倍に増加させるアップサンプリングを行うことで、アップサンプリング信号Ｓuを生成する。すなわち、図４（ａ）に例示するように、入力信号Ｘの各サンプル間に、ａ−１個（例えば、ａ＝４であれば、３個）ずつゼロ値サンプルを挿入することで、アップサンプリング信号Ｓuを生成する。 The interpolator 2a receives the input signal X discretized at the sampling frequency fs and the clock signal CKs indicating the sampling frequency fs, and sets the sampling rate of the input signal X to an integer based on the value of the integer a designated externally. An upsampling signal Su is generated by performing upsampling that is increased by a times. That is, as illustrated in FIG. 4A, the zero value samples are inserted between each sample of the input signal X by a−1 (for example, 3 if a = 4). A sampling signal Su is generated.

インターポレーションフィルタ２bは、アップサンプリングの結果、アップサンプリング信号Ｓuに混入するイメージング成分を除去するためのディジタルローパスフィルタで形成されており、図４（ｂ）に模式的に示すように、角周波数（ωs/２）を境にして低周波数帯域に生じる入力信号Ｘの信号成分を通過させる通過域と、角周波数（ωs/２）を中心とする狭周波数幅の遷移域と、該遷移域より高周波数帯域の阻止域とが決められたローパスフィルタ特性を有している。そして、かかるローパスフィルタ特性に基づいてアップサンプリング信号Ｓuにローパスフィルタリングを施すことにより、阻止域に生じるイメージング成分を除去し、図４（ｃ）に例示するようなサンプリングレートが整数ａ倍となる中間生成信号Ｕを生成して出力する。 The interpolation filter 2b is formed by a digital low-pass filter for removing an imaging component mixed in the up-sampling signal Su as a result of up-sampling. As shown schematically in FIG. From the transition region that passes the signal component of the input signal X generated in the low frequency band with (ωs / 2) as the boundary, the transition region of the narrow frequency centered on the angular frequency (ωs / 2), and the transition region It has a low-pass filter characteristic in which a high frequency stop band is determined. Then, by applying low-pass filtering to the up-sampling signal Su based on such low-pass filter characteristics, an imaging component generated in the stop band is removed, and the sampling rate as illustrated in FIG. A generation signal U is generated and output.

また、インターポレーションフィルタ２bは、上記ローパスフィルタ特性を発揮させるべく一般に知られている方法で作成すればよい。こうして、インターポレーションフィルタ２bを作成すると、インターポレーションフィルタ２bは、サンプリング信号Ｓuからイメージング成分を除去した中間生成信号Ｕを生成して出力する。 The interpolation filter 2b may be created by a generally known method so as to exhibit the low-pass filter characteristics. Thus, when the interpolation filter 2b is created, the interpolation filter 2b generates and outputs an intermediate generation signal U from which the imaging components are removed from the sampling signal Su.

位相差検出部３は、目的周波数ｆbに決められたクロック信号ＣＫbと、インターポレータ２aとインターポレーションフィルタ２bがアップサンプリングの際に設定した中間生成信号Ｕのサンプリング周波数ｆa（すなわち、ａ×ｆs）を示すクロック信号ＣＫaとを入力する。そして、図２（ａ）に例示したように、これらのクロック信号ＣＫa，ＣＫbに基づいて、クロック信号ＣＫaと入力信号Ｘと中間生成信号Ｕとの各々のサンプリング時刻ｔa，ｔs，ｔbを検知し、更に、サンプリング時刻ｔaを基準にしてサンプリング時刻ｔaとｔbの時間差（位相差）ｐを検出する。 The phase difference detection unit 3 detects the clock signal CKb determined at the target frequency fb and the sampling frequency fa (that is, a ×) of the intermediate generation signal U set by the interpolator 2a and the interpolation filter 2b during upsampling. A clock signal CKa indicating fs) is input. Then, as illustrated in FIG. 2A, the sampling times ta, ts, and tb of the clock signal CKa, the input signal X, and the intermediate generation signal U are detected based on the clock signals CKa and CKb. Further, a time difference (phase difference) p between the sampling times ta and tb is detected with reference to the sampling time ta.

フィルタ係数演算部４は、検出された位相差ｐを次式(2)で表される演算式に導入して演算処理を行うことにより、クロック信号ＣＫbのサンプリング時刻ｔbでの内挿サンプルを生成するためのｎ次のディジタルフィルタ５のフィルタ係数α₀〜α_N-1を導出し、その導出したフィルタ係数αn（０≦ｎ≦Ｎ−１）によってディジタルフィルタ５のローパスフィルタ特性を更新設定する。 The filter coefficient calculation unit 4 generates an interpolation sample at the sampling time tb of the clock signal CKb by introducing the detected phase difference p into the calculation expression represented by the following expression (2) and performing calculation processing. Filter coefficients α _{0 to} α _N-1 of the n-th order digital filter 5 to be obtained are derived, and the low-pass filter characteristics of the digital filter 5 are updated and set by the derived filter coefficients αn (0 ≦ n ≦ N−1). .

ここで、上記式(2)は、次のようにして決められている。まず、アップサンプリング信号Ｓuに対するサンプリングレート変換となることを考慮して、ディジタルフィルタ５のローパスフィルタ特性Ｈa（ｅ^jωT）を次式(3)のように決める。 Here, the above equation (2) is determined as follows. First, in consideration of the sampling rate conversion for the up-sampling signal Su, the low-pass filter characteristic Ha (e ^jωT ) of the digital filter 5 is determined as in the following equation (3).

ここで、上記式(3)において、入力信号Ｘのサンプリング周波数ｆsを未知の変数、そのサンプリング周波数ｆsの逆数（１/ｆs）をサンプリング周期Ｔ、その角周波数をωs、角周波数（ωs/２）を境にして低周波数帯域側に生じる入力信号Ｘの信号成分を通過させる通過域（０≦│ω│＜ωs/２）を有し、且つ角周波数（ａ−１/２）ωsを境にして高周波数帯域側が阻止域（ａ−１/２）ωs≦│ω│＜ａωs）となる標準のローパスフィルタ特性Ｈa（ｅ^jωT）に決める。 Here, in the above equation (3), the sampling frequency fs of the input signal X is an unknown variable, the reciprocal (1 / fs) of the sampling frequency fs is the sampling period T, the angular frequency is ωs, and the angular frequency (ωs / 2 ) As a boundary, and has a pass band (0 ≦ | ω | <ωs / 2) for allowing the signal component of the input signal X generated on the low frequency band side to pass, and the angular frequency (a−1 / 2) ωs as a boundary. Thus, the standard low-pass filter characteristic Ha (e ^jωT ) in which the high frequency band side is the stop band (a−1 / 2) ωs ≦ | ω | <aωs) is determined.

しかる後、サンプリング周波数ｆsの整数ａ倍のサンプリング周波数ｆaのアップサンプリング信号Ｓuに対して、インターポレーションフィルタ２bがローパスフィルタリングを行うことを考慮して、周波数（ｍ×ｆs）の下でローパスフィルタ特性Ｈm（ｅ^jωT）を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）することによって、ｍ×Ｎ個のインパルスレスポンスｈnを演算する。 Thereafter, in consideration of the fact that the interpolation filter 2b performs low-pass filtering on the up-sampling signal Su having a sampling frequency fa that is an integer a times the sampling frequency fs, a low-pass filter under a frequency (m × fs). By ^performing inverse discrete Fourier transform (IDFT) on the characteristic Hm (e ^jωT ), m × N impulse responses hn are calculated.

より詳細には、上記式(3)で表したローパスフィルタ特性Ｈm（ｅ^jωT）の、ωk（ｋ＝０，１，２，…，ｍＮ−１）毎の周波数サンプルＨ_k、すなわち、ｍ×Ｎ個の周波数サンプルＨ_kについて逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）することによって、ｍ×Ｎ個のインパルスレスポンスｈ₀〜ｈ_mN-1を演算する。 More specifically, the frequency sample H _{k for} each ωk (k = 0, 1, 2,..., ^MN −1) of the low-pass filter characteristic Hm (e ^jωT ) expressed by the above equation (3), that is, m × By performing inverse discrete Fourier transform (IDFT) on N frequency samples H _k , m × N impulse responses h _{0 to} hm N ₋₁ are calculated.

つまり、ｍ×Ｎ個の周波数サンプルＨ_kは、次式(4)の関係が成り立つことから、次式(5)で表されるように、周波数サンプルＨ_kについて逆離散フーリエ変換することによって、ｍ×Ｎ個のインパルスレスポンスｈn（すなわち、ｈ₀〜ｈ_mN-1）を算出する。 In other words, since m × N frequency samples H _k satisfy the relationship of the following equation (4), by performing an inverse discrete Fourier transform on the frequency sample H _k as represented by the following equation (5), m × N impulse responses hn (that is, h _{0 to} h _mN-1 ) are calculated.

そして、未知の位相差ｐを、０≦ｐ＜ｍで表される範囲内の変数とし、上記式(5)に示したインパルスレスポンスｈn（すなわち、ｈ₀〜ｈ_mN-1）に位相差ｐを適用することで、ディジタルフィルタ５のフィルタ係数αn（すなわち、α₀〜α_N-1）を求めるのである。
つまり、αn＝ｈ_m(n-N/2)+pの関係を上記式(5)に適用し、ディジタルフィルタ５のフィルタ係数αnを演算するための前記式(2)を決めている。 Then, the unknown phase difference p is set as a variable within a range represented by 0 ≦ p <m, and the impulse response hn (that is, h _{0 to} h _mN-1 ) shown in the above equation (5) is converted into the phase difference p. Is applied to obtain the filter coefficient αn (ie, α _{0 to} α _N-1 ) of the digital filter 5.
That is, the relationship of αn = _{hm (nN / 2) + p} is applied to the above equation (5), and the equation (2) for calculating the filter coefficient αn of the digital filter 5 is determined.

ディジタルフィルタ５は、サンプリング周波数ｆaの逆数（１/ｆa）の時間を単位サンプル遅延（ｚ^-1）とするＮ−１個の遅延素子を備えたシフトレジスタ５aと、各遅延素子の入出力に対して、フィルタ係数演算部４で演算されたフィルタ係数α₀〜α_N-1を乗算する乗算器５bと、乗算器５bの出力を加算する加算器５cとを有するＦＩＲ形ディジタルフィルタで形成されている。そして、かかる構成により、図４（ｄ）に示すフィルタ特性に基づいて中間生成信号Ｕをローパスフィルタリングすることにより、サンプリング時刻ｔbでの内挿サンプルを生成し、加算器５bから出力信号Ｙとして出力する。 The digital filter 5 includes a shift register 5a having N−1 delay elements whose unit sample delay (z ⁻¹ ) is the time of the reciprocal (1 / fa) of the sampling frequency fa, and input / output of each delay element. On the other hand, it is formed of an FIR type digital filter having a multiplier 5b that multiplies the filter coefficients α _{0 to} α _N-1 calculated by the filter coefficient calculation unit 4 and an adder 5c that adds the outputs of the multiplier 5b. ing. With this configuration, the intermediate generation signal U is low-pass filtered based on the filter characteristics shown in FIG. 4D to generate an interpolation sample at the sampling time tb and output as an output signal Y from the adder 5b. To do.

以上説明したように、本実施例のサンプリング周波数変換器１によれば、前述した実施形態と同様に、フィルタ係数演算部４が、位相差ｐに基づいてディジタルフィルタ５のフィルタ係数αnを演算するので、予め決められたサンプリングレートでのサンプリング周波数変換しか行えないという問題を解消し、サンプリングレートを自由に指定して、所望のサンプリング周波数ｆaの出力信号Ｙを生成することができる。 As described above, according to the sampling frequency converter 1 of the present embodiment, the filter coefficient calculation unit 4 calculates the filter coefficient αn of the digital filter 5 based on the phase difference p, as in the above-described embodiment. Therefore, the problem that only the sampling frequency conversion at a predetermined sampling rate can be performed is solved, and the output signal Y of the desired sampling frequency fa can be generated by freely specifying the sampling rate.

更に、インターポレータ２aとインターポレーションフィルタ２bにおいて、予め入力信号Ｘからサンプリングレートを整数ａ倍に増加させた中間生成信号Ｕを生成しておき、その中間生成信号Ｕに対して、第２レート変換部６のディジタルフィルタ５がディジタルフィルタリングを施すことで出力信号Ｙを生成するので、図４（ｄ）に例示するように、ａ＝２の場合には、ディジタルフィルタ５のフィルタ特性である通過域（０≦ω≦ωs/２）と阻止域（３ωs/２≦ω）との間の遷移領域を、帯域幅（ωs/２≦ω≦３ωs/２）に広げることができる。 Further, in the interpolator 2a and the interpolation filter 2b, an intermediate generation signal U in which the sampling rate is increased by an integer a from the input signal X is generated in advance. Since the digital filter 5 of the rate conversion unit 6 performs the digital filtering to generate the output signal Y, as shown in FIG. 4D, the filter characteristic of the digital filter 5 is obtained when a = 2. The transition region between the passband (0 ≦ ω ≦ ωs / 2) and the stopband (3ωs / 2 ≦ ω) can be expanded to the bandwidth (ωs / 2 ≦ ω ≦ 3ωs / 2).

このため、その遷移域での遮断特性を急峻にする必要がなくなることから、ディジタルフィルタ５を高次のフィルタとする必要がない。このことから、ディジタルフィルタ５のフィルタ長を大きくしなくともよく、別言すればフィルタ係数の数を低減することができるため、フィルタ係数演算部４における演算量を大幅に低減することが可能である。その結果、ＤＳＰにおける負荷の軽減、高速処理等を実現することができる。 For this reason, it is not necessary to make the cutoff characteristic in the transition region steep, so that the digital filter 5 does not need to be a high-order filter. Therefore, the filter length of the digital filter 5 does not need to be increased, in other words, the number of filter coefficients can be reduced, so that the calculation amount in the filter coefficient calculation unit 4 can be greatly reduced. is there. As a result, it is possible to realize load reduction and high-speed processing in the DSP.

なお、以上の説明では、第２レート変換部６を１個設けたサンプリング周波数変換装置１について説明したが、図１（ｂ）に示したように、第２レート変換部６と同様の構成を有する複数個のレート変換部を並列に接続することで、いわゆるポリフェーズ構造のサンプリング周波数変換装置を構成してもよい。かかるポリフェーズ構造とすれば、ポリフェーズ構造によるメリットをより多く享受することが可能なサンプリング周波数変換装置を実現することができる。 In the above description, the sampling frequency conversion device 1 provided with one second rate conversion unit 6 has been described. However, as shown in FIG. 1B, the same configuration as the second rate conversion unit 6 is provided. A so-called polyphase structure sampling frequency conversion device may be configured by connecting a plurality of rate conversion units in parallel. With such a polyphase structure, it is possible to realize a sampling frequency conversion device that can enjoy more merits of the polyphase structure.

次に、他の実施例について図５を参照して説明する。図５は、本実施例のサンプリング周波数変換装置の構成を表したブロック図であり、図１（ａ）と同一又は相当する部分を同一符号で示している。 Next, another embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the sampling frequency conversion apparatus according to the present embodiment, and the same or corresponding parts as those in FIG.

図５において、このサンプリング周波数変換装置１は、位相差検出部３とフィルタ係数演算部４及びディジタルフィルタ５の他、窓関数演算部７を備えたレート変換部６で形成されており、図１（ａ）に示した第１レート変換部２を備えることなく、直接入力信号Ｘを入力して、レート変換した出力信号Ｙを生成して出力する。 5, the sampling frequency conversion device 1 is formed of a rate conversion unit 6 including a window function calculation unit 7 in addition to a phase difference detection unit 3, a filter coefficient calculation unit 4, and a digital filter 5. Without providing the first rate conversion unit 2 shown in (a), the input signal X is directly input, and the rate-converted output signal Y is generated and output.

位相差検出部３は、図１（ａ）に示した位相差検出部３と同様に、目的周波数ｆbのクロック信号ＣＫbのサンプリング時刻ｔbと、サンプリング周波数ｆsの入力信号Ｘのサンプリング時刻ｔsを検知し、それらのサンプリング時刻ｔs，ｔbの差（ｔb−ｔs）を位相差ｐとして検出する。 The phase difference detection unit 3 detects the sampling time tb of the clock signal CKb having the target frequency fb and the sampling time ts of the input signal X having the sampling frequency fs, similarly to the phase difference detection unit 3 shown in FIG. Then, the difference (tb−ts) between the sampling times ts and tb is detected as the phase difference p.

すなわち、本実施例のサンプリング周波数変換装置１では、図１（ａ）に示した第１レート変換部２を備えていないことから、入力信号Ｘとクロック信号ＣＫbのサンプリング時刻ｔs，ｔbとの差（ｔb−ｔs）を位相差ｐとして検出する。 That is, since the sampling frequency conversion apparatus 1 of the present embodiment does not include the first rate conversion unit 2 shown in FIG. 1A, the difference between the input signal X and the sampling times ts and tb of the clock signal CKb. (Tb−ts) is detected as the phase difference p.

フィルタ係数演算部４は、サンプリング時刻ｔaに同期して位相差検出部３から供給される位相差ｐを次式(6)で表される演算式に導入して演算処理を行うことにより、ｎ次のディジタルフィルタ５のフィルタ係数αnを導出するための、インパルスレスポンスβnを算出し、窓関数演算部７に供給する。 The filter coefficient calculation unit 4 introduces the phase difference p supplied from the phase difference detection unit 3 in synchronization with the sampling time ta into the calculation expression represented by the following equation (6), and performs the calculation process. The impulse response βn for deriving the filter coefficient αn of the next digital filter 5 is calculated and supplied to the window function calculation unit 7.

ここで、上記式(6)は、次のようにして決められている。まず、次式(7)で表されるゼロ位相の理想フィルタのインパルスレスポンスｇnの一部を、ｎ次のディジタルフィルタ５のフィルタ係数として使用するものとする。 Here, the above equation (6) is determined as follows. First, a part of the impulse response gn of the zero-phase ideal filter expressed by the following equation (7) is used as the filter coefficient of the n-th order digital filter 5.

次に、上記式(7)において、ωc＝ωs/（２ｍ）に置き換えて上記式(7)を変形することにより、次式(8)で表される次数（ｍＮ−１）のディジタルフィルタ５のインパルスレスポンスｈnを求める。 Next, in the above equation (7), the above equation (7) is modified by substituting ωc = ωs / (2m), whereby the digital filter 5 of the order (mN−1) represented by the following equation (8). The impulse response hn is obtained.

次に、上記式(8)に位相差ｐを適用することにより、次式(9)で表されるインパルスレスポンスβnを演算するための演算式を求め、該演算式を上記式(6)に決めている。 Next, by applying the phase difference p to the above equation (8), an equation for calculating the impulse response βn expressed by the following equation (9) is obtained, and the equation is expressed by the above equation (6). I have decided.

窓関数演算部７は、フィルタ係数演算部４で生成されたインパルスレスポンスβn（０≦ｎ≦Ｎ−１）に対して、次式(10)で表されるハミング窓（hamming window）の窓関数Ｗnによる重み付け演算を行うことにより、ディジタルフィルタ５のフィルタ係数αn（０≦ｎ≦Ｎ−１）を演算する。 The window function calculation unit 7 applies a hamming window function expressed by the following equation (10) to the impulse response βn (0 ≦ n ≦ N−1) generated by the filter coefficient calculation unit 4. By performing the weighting calculation using Wn, the filter coefficient αn (0 ≦ n ≦ N−1) of the digital filter 5 is calculated.

これにより、窓関数演算部７は、上記式(6)に示したフィルタ係数演算部４で生成されるインパルスレスポンスβnに、上記式(10)に示した窓関数Ｗnを重み付けすることで、次式(11)で表されるフィルタ係数αnを生成し、ディジタルフィルタ５に供給する。 As a result, the window function calculation unit 7 weights the impulse function βn generated by the filter coefficient calculation unit 4 shown in the above equation (6) with the window function Wn shown in the above equation (10), so that A filter coefficient αn expressed by the equation (11) is generated and supplied to the digital filter 5.

ディジタルフィルタ５は、ｎ次（Ｎ−１次）のＦＩＲ形ディジタルフィルタで形成されており、サンプリング時刻ｔbに同期して窓関数演算部７から供給されるインパルスレスポンスαnと、入力信号Ｘのサンプル列とを有限離散的たたみ込み演算をすることにより、サンプリング時刻ｔbでの内挿サンプルを生成し、出力信号Ｙとして出力する。 The digital filter 5 is formed of an nth-order (N-1th order) FIR type digital filter, and an impulse response αn supplied from the window function calculation unit 7 in synchronization with the sampling time tb and a sample of the input signal X By performing a finite discrete convolution operation on the columns, an interpolation sample at the sampling time tb is generated and output as the output signal Y.

以上に説明したように、本実施例のサンプリング周波数変換装置１によれば、フィルタ係数演算部４が、ゼロ位相の理想フィルタのインパルスレスポンスの一部であるｈnに、位相差ｐを導入することで、インパルスレスポンスβnを演算し、窓関数演算部７が、インパルスレスポンスβnにハミング窓の窓関数Ｗnを重み付け演算することにより、ディジタルフィルタ５のインパルスレスポンスαnを演算する。そして、ディジタルフィルタ５が、インパルスレスポンスαnと入力信号Ｘのサンプル列との有限離散的たたみ込み演算を行うことにより、目的周波数ｆbのクロック信号ＣＫbのサンプリング時刻ｔbに同期して、内挿サンプルを生成することにより、サンプリング周波数ｆsの入力信号Ｘをサンプリング周波数ｆbの出力信号Ｙにサンプリング周波数変換する。 As described above, according to the sampling frequency converter 1 of the present embodiment, the filter coefficient calculation unit 4 introduces the phase difference p into hn that is a part of the impulse response of the zero-phase ideal filter. Then, the impulse response βn is calculated, and the window function calculation unit 7 calculates the impulse response αn of the digital filter 5 by weighting the window function Wn of the Hamming window to the impulse response βn. Then, the digital filter 5 performs a finite discrete convolution operation between the impulse response αn and the sample sequence of the input signal X, thereby synchronizing the interpolation sample with the sampling time tb of the clock signal CKb having the target frequency fb. As a result, the input signal X having the sampling frequency fs is converted into the output signal Y having the sampling frequency fb.

このように、本実施例のサンプリング周波数変換装置１によれば、フィルタ係数演算部３と窓関数演算部７が、位相差ｐに基づいてディジタルフィルタ５のフィルタ係数αnを演算するので、予め決められたサンプリングレートでのサンプリング周波数変換しか行えないという問題を解消し、サンプリングレートを自由に指定して、所望のサンプリング周波数ｆbの出力信号Ｙを生成することができる。 As described above, according to the sampling frequency converter 1 of the present embodiment, the filter coefficient calculation unit 3 and the window function calculation unit 7 calculate the filter coefficient αn of the digital filter 5 based on the phase difference p. It is possible to solve the problem that only the sampling frequency conversion can be performed at the set sampling rate, and to freely specify the sampling rate to generate the output signal Y of the desired sampling frequency fb.

なお、以上の説明では、窓関数演算部７において、上記式(10)で表されるハミング窓の窓関数Ｗnに基づいてインパルスレスポンスβn（０≦ｎ≦Ｎ−１）に重み付けを行う場合について説明したが、他の窓関数、例えばハニング窓（hanning window）によって重み付けを行うようにしてもよい。 In the above description, the window function computing unit 7 weights the impulse response βn (0 ≦ n ≦ N−1) based on the window function Wn of the Hamming window expressed by the above equation (10). As described above, weighting may be performed by another window function, for example, a hanning window.

また、レート変換部６の前段に、図１（ａ）に示したのと同様に第１レート変換部２を設け、その第１レート変換部２でサンプリング周波数ｆsの入力信号Ｘを整数ａ倍のサンプリング周波数ｆaの中間生成信号Ｕを生成して、その中間生成品号Ｕを入力信号としてレート変換部６に供給するようにしてもよい。そして、かかる構成とする場合には、図５に示した位相差検出部３は、中間生成信号Ｕのサンプリング時刻とクロック信号ＣＫbのサンプリング時刻ｔbとから、位相差ｐを検出して、フィルタ係数演算部４と窓関数演算部７に供給すればよい。 Further, the first rate conversion unit 2 is provided in the previous stage of the rate conversion unit 6 in the same manner as shown in FIG. 1A, and the input signal X of the sampling frequency fs is multiplied by an integer a times in the first rate conversion unit 2. The intermediate generation signal U having the sampling frequency fa may be generated, and the intermediate generation product number U may be supplied to the rate conversion unit 6 as an input signal. In the case of such a configuration, the phase difference detection unit 3 shown in FIG. 5 detects the phase difference p from the sampling time of the intermediate generation signal U and the sampling time tb of the clock signal CKb, and filter coefficients What is necessary is just to supply to the calculating part 4 and the window function calculating part 7.

また、レート変換部６を１個設けたサンプリング周波数変換装置１について説明したが、図１（ｂ）に示したように、レート変換部６と同様の構成を有する複数個のレート変換部を並列に接続することで、いわゆるポリフェーズ構造のサンプリング周波数変換装置を構成してもよい。かかるポリフェーズ構造とすれば、ポリフェーズ構造によるメリットをより多く享受することが可能なサンプリング周波数変換装置を実現することができる。 Further, the sampling frequency conversion device 1 provided with one rate conversion unit 6 has been described, but a plurality of rate conversion units having the same configuration as the rate conversion unit 6 are arranged in parallel as shown in FIG. A sampling frequency conversion device having a so-called polyphase structure may be configured by connecting to. With such a polyphase structure, it is possible to realize a sampling frequency conversion device that can enjoy more merits of the polyphase structure.

本発明の好適な実施形態に係るサンプリング周波数変換装置の構成を表したブロック図である。It is a block diagram showing the structure of the sampling frequency converter which concerns on suitable embodiment of this invention. 図１に示したサンプリング周波数変換装置のサンプリング周波数変換過程を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the sampling frequency conversion process of the sampling frequency converter shown in FIG. 実施例１に係るサンプリング周波数変換装置の構成を表したブロック図である。1 is a block diagram illustrating a configuration of a sampling frequency converter according to Embodiment 1. FIG. 図３に示したサンプリング周波数変換装置のサンプリング周波数変換過程を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the sampling frequency conversion process of the sampling frequency converter shown in FIG. 実施例２に係るサンプリング周波数変換装置の構成を表したブロック図である。FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of a sampling frequency conversion device according to a second embodiment.

Explanation of symbols

３…位相差検出部
４…フィルタ係数演算部
５…ディジタルフィルタ
６…第２レート変換部
７…窓関数演算部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 3 ... Phase difference detection part 4 ... Filter coefficient calculating part 5 ... Digital filter 6 ... 2nd rate conversion part 7 ... Window function calculating part

Claims

A sampling frequency converter for converting a sampling frequency of a digital signal,
A digital filter for digital filtering the digital signal;
Phase difference detecting means for detecting a phase difference between sampling times of a signal of a target frequency and the digital signal;
Filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient of the digital filter at the sampling time of the signal of the target frequency based on the phase difference detected by the phase difference detecting means;
A window for calculating a filter coefficient for setting a filter characteristic of the digital filter at the sampling time of the signal of the target frequency by performing a weighting operation by a window function on the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculating means Function computing means;
With
The digital filter digitally filters the digital signal based on a filter characteristic set by the filter coefficient subjected to the weighting calculation by the window function calculation means, thereby obtaining a sampling frequency synchronized with the target frequency. Converting the sampling frequency into an output signal consisting of a sample sequence,
A sampling frequency converter characterized by the above.

Rate conversion means for up-sampling the digital signal and performing digital low-pass filtering based on a predetermined low-pass filter characteristic to generate an intermediate generation signal having a higher sampling frequency than the digital signal and supplying the intermediate generation signal to the digital filter In addition,
The phase difference detection means detects a phase difference between sampling times of the intermediate generation signal and the signal of the target frequency;
The sampling frequency converter according to claim 1.

The sampling frequency converter is
A polyphase structure including a plurality of rate conversion means having the same configuration as the digital filter, phase difference detection means, filter coefficient calculation means, and window function calculation means;
The sampling frequency converter according to claim 1.