JP4449097B2

JP4449097B2 - Strobe light amount digitizing circuit and strobe light amount control circuit

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Publication number: JP4449097B2
Application number: JP04600999A
Authority: JP
Inventors: 昭小笠原
Original assignee: Nikon Corp
Current assignee: Nikon Corp
Priority date: 1999-02-24
Filing date: 1999-02-24
Publication date: 2010-04-14
Anticipated expiration: 2019-02-24
Also published as: JP2000241861A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ストロボ受光量ディジタル化回路及びストロボ発光量制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術としては、特開平６−３０８５８５号公報に記載された発明が知られている。
図１８は、上記公報に記載されている従来技術の第１の例を示す回路図である。図１８において、フォトダイオードＰＤ１は、ストロボ（図示せず）の発光強度に比例した光電流を出力する。フォトダイオードＰＤ１から出力される光電流は、キャパシタＣ１を充電し、キャパシタＣ１の電位を徐々に上昇させる。キャパシタＣ１の電位は、コンパレータＣＰ１の−端子に入力されている。また、抵抗Ｒ３とＲ４は、回路電源電圧Ｖccを分割して閾値を作り、前記閾値はコンパレータＣＰ１の＋端子に入力されている。
【０００３】
コンパレータＣＰ１は、キャパシタＣ１の電位が前記閾値より低いとＨｉ、高いとＬｏを出力する。コンパレータＣＰ１の出力は、発振器ＯＳＣの発振出力の周期で、Ｄ型フリップフロップＦＦ１にラッチ（サンプル）される。
したがって、キャパシタＣ１の電位が前記閾値より高い場合は、Ｄ型フリップフロップＦＦ１は、出力ＱをＬｏ、Ｑの反転出力をＨｉとする。その結果、Ｄ型フリップフロップＦＦ１の反転出力Ｈｉが、スイッチング素子（アナログスイッチ）Ｋ１に入力され、スイッチング素子Ｋ１はオンする。
【０００４】
スイッチング素子Ｋ１がオンすると、キャパシタＣ１の電荷は抵抗Ｒ２を介して放電される。その結果、キャパシタＣ１の電位は下降する。しかし、前記閾値を下回ると、コンパレータＣＰ１のＱの反転出力がＬｏになる。その結果、スイッチング素子Ｋ１はオフするので、キャパシタＣ１の放電は停止する。
以上の説明から明らかなように、図１８に示す回路図は、フィードバック系を構成しており、キャパシタＣ１の電位が閾値近傍の値になるように制御される。従って、キャパシタＣ１の電位はおおよそ一定値に制御されるので、キャパシタＣ１の放電電流もほぼ定電流になる。このため、前記放電電流値と放電期間の積は、フォトダイオードＰＤ１で単位時間当たりに発生する電荷量とほぼ等しくなる。
【０００５】
オア回路ＯＲ１は、Ｄ型フリップフロップＦＦ１のＱ出力と発振器ＯＳＣの発振出力の論理和を取る。オア回路ＯＲ１は、Ｄ型フリップフロップＦＦ１にラッチされたコンパレータＣＰ１の出力がＬｏの時、出力ＯＵＴとして、発振器ＯＳＣの発振周期の半周期の期間にだけ負のパルスを出力する。
【０００６】
Ｄ型フリップフロップＦＦ１のＱ出力がＬｏ，Ｑの反転出力がＨｉの期間と、オア回路ＯＲ１の出力ＯＵＴに負のパルスが出力される回数とは、比例する。したがって、このパルス数はフォトダイオードＰＤ１の発生した電荷量におおよそ比例する。
図１９は、前記特開平６−３０８５８５号公報に記載された従来技術の第２の例を示す回路図である。図１９は、図１８に示す回路を以下のように改良したものである。
【０００７】
すなわち、図１８において、例えば、コンパレータＣＰ１からＬｏ（キャパシタＣ１の電位が閾値より低い場合）が２回連続してフリップフロップＦＦ１にサンプルされる場合と、Ｌｏ−Ｈｉ−Ｌｏのように不連続にサンプルされる場合は、共に、コンパレータＣＰ１からＬｏが２回出力される。したがって、前記２つのケースにおいては、本来、キャパシタＣ１の放電電荷量は同一でなければならない。しかし、図１８に示す回路では、スイッチング素子（アナログスイッチ）Ｋ１のオン／オフ時の過渡特性の影響により、実際には同一にならない。すなわち、Ｌｏの出力が２回連続する場合には、スイッチング素子のオン／オフの過渡現象は１回しか生じない。しかし、Ｌｏ−Ｈｉ−Ｌｏのように、不連続に発生する場合は、スイッチング素子のオン／オフの過渡現象は２回生じる。その結果、前記過渡現象の発生回数の相違に起因して、前記連続してサンプルされる場合と不連続にサンプルされる場合は、キャパシタＣ１の放電電荷量が相違することになる。
【０００８】
図１９に示す回路では、上記の問題点を軽減するため、コンパレータＣＰ１の出力をラッチするフリップフロップＦＦ１に加え、フリップフロップＦＦ１の出力を半周期遅れてラッチするフリップフロップＦＦ２を設けている。フリップフロップＦＦ１，ＦＦ２は、それぞれ異なる半周期の間だけ、それぞれが制御するスイッチング素子（抵抗Ｒ２，Ｒ６はスイッチング素子を含む）をオンさせるようにしている。
【０００９】
これにより、図１８の場合には、スイッチング素子Ｋ１が連続してオンするような場合でも、図１９の場合には、フリップフロップＦＦ１，ＦＦ２が交互にオンする。その結果、キャパシタＣ１からの放電は、スイッチング素子を含む２つの抵抗Ｒ２，Ｒ６が交互にオンして行われる。
図１９に示す回路によれば、キャパシタＣ１から連続して放電する場合と不連続に放電する場合、前記過渡特性の影響は同一になり、一定電荷量の放電が可能になる。その結果、ストロボ発光量の計測精度が向上する。
【００１０】
また、光センサで受光したストロボ光に基づいて、受光光量を示すディジタル信号を形成し、ストロボの発光を制御する従来技術としては、特開昭５５−９３１３３号公報及び特公昭５９−３３８４２号公報に記載された発明が存在する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来技術においては、抵抗（Ｒ２，Ｒ６）を介しての放電が、スイッチング素子（Ｋ１又はＲ２，Ｒ６）によって制御されているため、以下に述べる問題点がある。
【００１２】
第１に、フォトダイオード（ＰＤ１）の光電流を蓄積したキャパシタ（Ｃ１）からの放電は、放電回路のスイッチング素子の過渡特性の影響により、放電時間と放電電荷量が正確に比例しない。したがって、ストロボ発光量の測定精度を低下させるという問題点がある。
また、図１９に示す改良された回路は、放電の際に、２つの放電回路のスイッチング（Ｒ２，Ｒ６）が一部で重なることがあり、放電電荷量に影響を及ぼす。したがって、図１９に示す回路は、スイッチング素子の過渡特性の影響を完全に除去することはできない。そこで、放電時間と放電電荷量が正確に比例しないため、ストロボ発光量の測定精度が不正確になるという問題点がある。
【００１３】
第２に、キャパシタ（Ｃ１）からの放電の過程において、キャパシタ（Ｃ１）の充電電位は原理的に変化する。そのため、定電流放電という仮定は、近似的にしか成立しない。特に、フォトダイオード（ＰＤ１）から出力される光電流が大きい場合には、キャパシタ（Ｃ１）の電位変動が大きく、ストロボ発光量の測定精度を低下させる。
【００１４】
第３に、回路電源電圧（Ｖcc）の変動に応じて、コンパレータ（ＣＰ１）の閾値が変動する。そのため、キャパシタＰcdからの放電電流が変動する。また、回路電源電圧（Ｖcc）が変動すると、フォトダイオード（ＰＤ１）の逆バイアス電圧が変動するので、その光電変換特性に影響を与えたり、リーク電流を変動させる。その結果、ストロボ発光量の測定精度を低下させるという問題点がある。
【００１５】
第４に、前記従来技術は、ストロボ発光量をパルス数としてリアルタイムにディジタル値に変換する技術について、開示している。しかし、ストロボの発光量制御（調光制御）に関しては、特に開示がない。したがって、従来、アナログ回路で行われていた各種の調整がディジタル回路で行われていないという問題点がある。例えば、ストロボの発光を発光中に停止させる調光制御は、ディジタル回路で実現されていないという問題点がある。
【００１６】
本発明は、上記した従来技術の問題点に鑑み成されたもので、次の目的を有している。
第１の目的は、フォトダイオードなどの光電変換手段の出力を蓄積する蓄積手段から、一定の蓄積量を放出させるとき、一定量放出手段におけるスイッチングの影響により、ストロボ発光量の測定精度を低下させないストロボ受光量ディジタル化回路を提供することにある。
【００１７】
第２の目的は、ストロボ発光量を電荷として蓄積し、蓄積した電荷を放電させるとき、放電回路のスイッチングの影響により、ストロボ発光量の測定精度を低下させないストロボ受光量ディジタル化回路及びストロボ発光量制御回路を提供することにある。
【００１８】
第３の目的は、回路電源電圧の変動に対して、ストロボ発光量の測定精度を低下させないストロボ受光量ディジタル化回路及びストロボ発光量制御回路を提供することにある。
第４の目的は、ストロボ発光を発光中に停止させる調光制御に関し、高い精度を得られるように、ディジタル回路で実現するストロボ受光量ディジタル化回路及びストロボ発光量制御回路を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、ストロボからの光を受光し、受光した光強度に応じた出力を発生する光電変換手段と、光電変換手段が発生する出力を蓄積する蓄積手段と、所定のサンプリング周期に基づいて、蓄積手段の蓄積量があらかじめ定められた閾値を超えたか否か監視し、蓄積量が閾値を超えたことを検出した場合、検出したサンプリング周期が終わるまでの期間に、蓄積手段から蓄積量が閾値以下になるまで蓄積量を放出させ、かつ蓄積手段の蓄積量をフィードバック制御して、蓄積手段の蓄積量を一定値近傍に保持する一定量放出手段と、蓄積手段の蓄積量があらかじめ定められた閾値を超えた場合、パルス信号を出力する受光量出力手段とから構成されることを特徴とする。
【００２０】
請求項１記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、一定量放出手段が、常に所定のサンプリング周期に基づいて、サンプリング周期が終わるまでの期間に、一定の蓄積量を放出するため、放出時間と放出蓄積量が正確に比例する。したがって、ストロボ発光量、すなわち光電流の測定精度を大幅に向上させることができる。
【００２１】
請求項２記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、ストロボからの光を受光し、受光した光強度に応じた電流を出力する光電変換手段と、光電変換手段から出力される電流を蓄積して電圧値に変換する電流・電圧変換手段と、所定のサンプリング周期に基づいて、電流・電圧変換手段から出力される電圧値があらかじめ定められた閾値を超えたか否か監視し、電圧値が閾値を超えたことを検出した場合、検出したサンプリング周期が終わるまでの期間に、電流・電圧変換手段から電圧値が閾値以下になるまで定電流を放電させ、電流・電圧変換手段の出力電圧をフィードバック制御し、電流・電圧変換手段から出力される電圧値を一定電圧近傍に保持する定電流放電手段と、電流・電圧変換手段から出力される電圧値があらかじめ定められた閾値を超えた場合、パルス信号を出力する受光量出力手段とから構成されることを特徴とする。
【００２２】
請求項２記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、定電流放出手段が常に所定のサンプリング周期に基づいて、サンプリング周期が終わるまでの期間に、定電流を放電するため、放電時間と放電量が正確に比例する。したがって、ストロボ発光量、すなわち光電流の測定精度を大幅に向上させることができる。また、前記受光量出力手段から出力されるパルス数は、ストロボ受光量を正確に示すことが可能になる。
【００２３】
請求項３記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、請求項２記載のストロボ受光量ディジタル化回路において、電流・電圧変換手段からの定電流放電は、サンプリング周期の半周期に亙って行われることを特徴とする。
前記請求項３記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、電流・電圧変換手段からの定電流放電は、サンプリング周期の半周期に亙って行われるため、前記電流・電圧変換手段から連続して放電されることがない。したがって、１回の放電は必ず１回の過渡現象によって行われるため、過渡現象の重複による定電流放電の誤差を確実に除去することができる。
【００２４】
請求項４記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、請求項２記載のストロボ受光量ディジタル化回路において、定電流は、カメラの絞り値とフィルム感度に応じて変化することを特徴とする。
前記請求項４記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、前記定電流がカメラの絞り値とフィルム感度に応じて変化するため、ストロボ発光量の測定精度を絞り値とフィルム感度に応じて適切な値に調整することができる。
【００２５】
請求項５記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、請求項４記載のストロボ受光量ディジタル化回路において、カメラの絞り値とフィルム感度に応じて変化する定電流は、あらかじめ定められた複数の電流値から選択することを特徴とする。
前記請求項５記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、カメラの絞り値とフィルム感度に応じて、容易に定電流を調整することができる。
【００２６】
請求項６記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、請求項５記載のストロボ受光量ディジタル化回路において、複数の電流値として、製造された回路固有の複数の電流値を用いることを特徴とする。
前記請求項６記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、複数の電流値として、製造された回路固有の複数の電流値を用いるので、回路上特別の工夫をする必要がない。
【００２７】
請求項７記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、請求項２記載のストロボ受光量ディジタル化回路において、光電変換手段の逆バイアス電圧を安定化させる手段を設けたことを特徴とする。
請求項７記載のストロボ受光量ディジタル化回路は、回路電源電圧の変動に起因する、ストロボ発光量（光電流）の測定精度の低下、及びストロボの調光精度の低下を有効に防止することができる。
【００２８】
請求項８記載のストロボ発光量制御回路は、ストロボからの光を受光し、受光した光強度に応じた電流を出力する光電変換手段と、光電変換手段から出力される電流を蓄積して電圧値に変換する電流・電圧変換手段と、所定のサンプリング周期に基づいて、電流・電圧変換手段から出力される電圧値があらかじめ定められた閾値を超えたか否か監視し、電圧値が閾値を超えたことを検出した場合、検出したサンプリング周期が終わるまでの期間に、電流・電圧変換手段から電圧値が閾値以下になるまで定電流を放電させ、電流・電圧変換手段の出力電圧をフィードバック制御し、電流・電圧変換手段から出力される電圧値を一定値近傍に保持する定電流放電手段と、電流・電圧変換手段から出力される電圧値があらかじめ定められた閾値を超えた場合、パルス信号を出力する受光量出力手段と、パルス信号をカウントし、カウント値があらかじめ定められた比較値を超えた場合、ストロボに対して発光停止信号を出力するストロボ発光停止手段とから構成されることを特徴とする。
【００２９】
請求項８記載のストロボ発光量制御回路は、定電流放出手段が常に所定のサンプリング周期に基づいて、サンプリング周期が終わるまでの期間に、定電流を放電するため、放電時間と放電量が正確に比例する。したがって、ストロボ発光量、すなわち光電流の測定精度を大幅に向上させることができる。また、前記受光量出力手段から出力されるパルス数は、ストロボ受光量を正確に示すことが可能になる。さらに、ストロボ発光停止手段がパルス数をカウントし、カウント値があらかじめ定められた比較値を超えた場合、ストロボに対して発光停止信号を出力するため、ストロボ発光を発光中に停止させる調光制御に関し、高い精度を得ることができる。
【００３０】
請求項９記載のストロボ発光量制御回路は、請求項８記載のストロボ発光量制御回路において、比較値は、絞り値と撮影距離により定まる設計上の比較値よりも小さな値に設定することを特徴とする。
前記請求項９記載のストロボ発光量制御回路は、発光停止信号が出力された後に発光が続く増光と呼ばれるエラーの影響を少なくすることができる。
【００３１】
請求項１０記載のストロボ発光量制御回路は、請求項９記載のストロボ発光量制御回路において、比較値は、ストロボの発光開始後、時間の経過に伴って、段階的に変化することを特徴とする。
前記請求項１０記載のストロボ発光量制御回路は、比較値がストロボの発光開始後、時間の経過に伴って段階的に変化するため、発光停止信号を出力するタイミングを調整することが可能になる。したがって、前記増光と呼ばれるエラーの影響を少なくすることができる。
【００３２】
請求項１１記載のストロボ発光量制御回路は、請求項８記載のストロボ発光量制御回路において、ストロボ発光停止手段が、ストロボが行う微小光量の発光に基づくパルス信号の数をカウントし、カウント結果に基づいて、微小光量に続く本発光時の定電流を、あらかじめ定められた複数の電流値から選択することを特徴とする。
【００３３】
前記請求項１１記載のストロボ発光量制御回路は、本発光前の微小光量の発光に基づくパルス信号のカウント値に基づいて、本発光時の定電流を定めるため、前記増光と呼ばれるエラーの影響を少なくすることができる。
請求項１２記載のストロボ発光量制御回路は、請求項１１記載のストロボ発光量制御回路において、あらかじめ定められた複数の電流値は、２のべき乗の指数系列であることを特徴とする。
【００３４】
前記請求項１２記載のストロボ発光量制御回路は、複数の電流値は、２のべき乗の指数系列であるため、ＩＣ化が容易になり、かつダイナミックレンジをカバーすることができる。
請求項１３記載のストロボ発光量制御回路は、請求項１１又は請求項１２記載のストロボ発光量制御回路において、あらかじめ定められた複数の定電流値と実際の回路で実現された複数の定電流値の差を不揮発性メモリに格納するメモリ格納手段と、メモリに格納された定電流値の差に基づいて、あらかじめ定められた比較値を補正する補正手段を有することを特徴とする。
【００３５】
前記請求項１３記載のストロボ発光量制御回路は、あらかじめ定められた定電流値と実際の回路で実現された定電流値の差に基づいて、前記比較値を補正するので、ストロボの調光制御を正確に行うことができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を用いて本発明の実施の形態について説明する。
【００３７】
図１は、本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。この実施の形態は、請求項１から請求項３に記載の発明に対応する。
図１に示すストロボ受光量ディジタル化回路において、Ｖccは回路電源電圧、ＰＤはストロボ光検出用のフォトダイオード、ＲpdはフォトダイオードＰＤのラッチ防止用抵抗、ＣpdはフォトダイオードＰＤの発生電荷を電圧に変換するキャパシタ、ＣＭＰはコンパレータ、ＢＡはコンパレータＣＭＰの−端子に印加するバイアス電圧Ｖthを出力する電源、ＦＦはＤ型フリップフロップ、ＮＡＮＤはナンド回路、ＣＳ１は定電流源を示す。
【００３８】
ここで、コンパレータＣＭＰは、キャパシタＣpdの電位が（Ｖcc−Ｖth）より高いとＨｉ、低いとＬｏを出力する。
また、Ｄ型フリップフロップＦＦは、サンプルクロックＣＫの立ち上がりでコンパレータＣＭＰの出力をサンプリングする。また、ナンド回路ＮＡＮＤは、Ｄ型フリップフロップＦＦの出力とサンプルクロックＣＫの反転入力とのナンドを取っている。
【００３９】
具体的には、Ｄ型フリップフロップＦＦは、コンパレータＣＭＰの出力を毎回サンプルクロックＣＫの立ち上がりでラッチする。コンパレータＣＭＰの出力がＨｉであるとすると、Ｄ型フリップフロップＦＦはサンプルクロックＣＫの立ち上がりでＨｉをラッチし、Ｑ出力としてＨｉを出力する。次に、サンプルクロックＣＫが立ち下がってＬｏの期間に、Ｄ型フリップフロップＦＦのＱ出力がＨｉのときだけ、ナンド回路ＮＡＮＤはＬｏを出力する。
【００４０】
すなわち、サンプルクロックＣＫがＬｏの半周期だけ、直前にサンプルされたコンパレータＣＭＰの出力がＨｉのとき、ナンド回路ＮＡＮＤの出力がＬｏになる。前記条件を満たさない場合、ナンド回路ＮＡＮＤは出力Ｈｉを常に保持する。
ナンド回路ＮＡＮＤの出力がＬｏのとき、定電流源ＣＳ１はアクティブになる。定電流源ＣＳ１がアクティブになると、キャパシタＣpdから一定電荷が放電される。
【００４１】
以上の構成において、特許請求の範囲に記載する構成要件との対応関係は以下のとおりである。すなわち、光電変換手段は、フォトダイオードＰＤが対応する。蓄積手段及び電流・電圧変換手段はキャパシタＣpd、一定量放出手段と定電流放出手段は、コンパレータＣＭＰとＤ型フリップフロップＦＦとナンド回路ＮＡＮＤと定電流源ＣＳ１が対応する。受光量出力手段は、Ｄ型フリップフロップＦＦとナンド回路ＮＡＮＤが対応する。
【００４２】
次に、図１に示す第１の実施の形態の回路動作について、具体的に説明する。図１に示す回路において、フォトダイオードＰＤから発生する光電流はキャパシタＣpdを充電する。充電の結果、キャパシタＣpdの電位が（Ｖcc−Ｖth）を上回ると、コンパレータＣＭＰの出力がＨｉとなる。コンパレータＣＭＰの出力Ｈｉは、サンプルクロックＣＫの立ち上がりでＤ型フリップフロップＦＦにラッチされ、サンプルクロックＣＫの次のＬｏの半周期において定電流源ＣＳ１がアクティブになる。したがって、キャパシタＣpdはこの期間に一定電荷を放電し、キャパシタＣpdの電位は、この電荷に相当する分だけ下がる。したがって、前記動作を繰り返すことにより、キャパシタＣpdの電位は自動的に（Ｖcc一Ｖth）のレベルに保持される。すなわち、図１に示す第１の実施の形態の回路は、従来技術に示す図１８と同様にフィードハック回路を構成している。
【００４３】
図２は、図１に示す第１の実施の形態の動作例を示すタイムチャートであり、一定の光電流がフォトダイオードＰＤから出力されている場合の回路動作を示す。図２は、バイアス電圧ＶthとキャパシタＣpdの電位とコンパレータＣＭＰの出力とサンプルクロックＣＫとナンド回路ＮＡＮＤの出力を示す。図２に示すように、サンプルクロックＣＫの立ち上がりで、コンパレータＣＭＰの出力を検出する。次のサンプルクロックＣＫ立ち下がりで、前記検出結果がナンド回路ＮＡＮＤの出力に現れる。したがって、コンパレータＣＭＰの出力反転が定電流のオン／オフにフィードバックされるまでには、最小サンプルクロックＣＫの１／２周期、最大サンプルクロック１周期の遅れがある。
【００４４】
図１に示す回路では、ナンド回路ＮＡＮＤの働きにより、キャパシタＣpdに蓄積された電荷の放電は、サンプルクロックＣＫがＬｏの期間に限って行われる。すなわち、定電流放電が行われる期間は、サンプルクロックＣＫの半周期だけであり、連続的にオンすることはない。また、一回の定電流放電の回路動作はいつも同じであるので、電気的な放電波形の歪みに対しても、放電回数と放電電荷量の比例関係を維持することができる。これは、請求項３に記載の発明に対応する。
【００４５】
したがって、従来の技術の欄に示す図１９のように、別々の半周期に放電を分割して行う複雑な回路（ＦＦ１，ＦＦ２など）を設ける必要が無い。
また、ナンド回路ＮＡＮＤから出力される１つのパルス当たりの放電量は、定電流源ＣＳ１の調整で可能である。また、前記１つのパルス当たりの放電量を予め測定しておき、不揮発性メモリ（図示せず）に記憶し、これを読み出して定電流放電値として利用することもできる。
【００４６】
また、図１に示す第１の実施の形態は、回路電源電圧Ｖccが変動しても、回路動作が不安定にならないように配慮されている。具体的には、フォトダイオードＰＤへの印可電圧をＶthで安定化し、キャパシタＣpdの放電用に回路電源電圧Ｖccに依存しない定電流を用いているからである。このため、図１の回路によれば、回路電源電圧Ｖccが異なっても、フォトダイオードＰＤが同じ光電流を出力した場合、同じパルス数がナンド回路ＮＡＮＤから出力される。もちろん、現実の電気素子では、定電流回路の定電流性はＶccに多少依存する。しかし、従来の技術の欄に記載した図１８、図１９の例と比較すれば、安定度は格段に高くなる。
【００４７】
なお、実際のストロボの発光は、数１００μｓの短い閃光である。図１に示す回路が、前記閃光を実時間でパルスに変換するためには、サンプルクロックＣＫの周波数を高くし、回路の応答性を前記周波数に見合うものにしなくてはならない。ストロボの調光制御では、前記パルス数をカウントして閾値と比較し、発光停止信号を出力する。したがって、サンプルクロックＣＫの分解能が、発光停止信号の発生タイミングの精度を決めることになる。現実的には、サンプルクロックＣＫの周波数は、４ＭＨｚから８ＭＨｚ程度が適当である。４ＭＨｚの場合は分解能が２５０ｎｓ，８ＭＨＺの場合は分解能が１２５ｎｓとなる。
【００４８】
なお、周波数をさらに高くすることで精度を上げることは理論的には可能である。しかし、非常な高速で定電流をスイッチングし、しかもその積算電荷量を安定にすることは回路的に困難である。
また、コンパレータＣＭＰの入力は、バイアス電流を無視できるＭＯＳトランジスタ入力が望ましい。しかし、コンパレータＣＭＰの入力は、前記高速応答性を要求するとバイポーラトランジスタ入力となるのが通常である。例えば、コンパレータＣＭＰの入力段がＰＮＰトランジスタ入力の場合、人力端子のバイアス電流がフォトダイオードの電流に加わるため測定誤差となる。通常、入力バイアス電流は光電流と等価程度であり、キャパシタＣpdを充電する。そのため、時々コンパレータＣＭＰはＨｉに反転し、ナンド回路ＮＡＮＤはパルスを出力する。したがって、たとえ、暗黒状態で光電流がゼロの場合でも、前記入力バイアス電流に起因する誤差は発生する。一般的には、回路設計上、応答性を確保しながらバイアス電流を小さくするようにコンパレータＣＭＰを設計するか、又は市販のものからバイアス電流の小さいコンパレータＣＭＰを選択することになる。前記誤差の補正法については、後に詳しく説明する。
【００４９】
図３は、本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。この実施の形態は、請求項１から請求項３に発明に対応する。
図３は、図１に示す回路のＩＣ化を考慮し、図１に示す回路をより具体化したものである。図３に示す定電流源ＣＳ１の動作について説明する。図３において、図１と同一部分には、同一符号を付している。また、図３において、Ｒ１，Ｒ２，ＲＬは抵抗、ＲＥＧは定電圧回路、ＲＴは可変抵抗、Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５はトランジスタ、Ｄ２は２個直列に接続されているダイオード、Ｄ３は３個直列に接続されているダイオード、Ｄ４は４個直列に接続されているダイオードである。
【００５０】
前記定電圧回路ＲＥＧ、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５、ダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４などが、図１に示す定電流源ＣＳ１を構成している。さらに詳しく説明すると、定電圧回路ＲＥＧとトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５が定電流回路を構成し、定電流はトランジスタＴｒ３のコレクタ・エミッタ間を流れる。また、以下の説明において、ＶＦはダイオード１個の電位降下を意味する。また、ナンド回路ＮＡＮＤは、出力がオープンドレインである。
【００５１】
以上の構成において、特許請求の範囲に記載する構成要件との対応関係以下のとおりである。すなわち、光電変換手段は、フォトダイオードＰＤが対応する。蓄積手段及び電流・電圧変換手段はキャパシタＣpd、一定量放出手段と定電流放出手段は、コンパレータＣＭＰとＤ型フリップフロップＦＦとナンド回路ＮＡＮＤと前記各素子から構成されている定電流源ＣＳ１が対応する。受光量出力手段は、Ｄ型フリップフロップＦＦとナンド回路ＮＡＮＤが対応する。
【００５２】
ナンド回路ＮＡＮＤの出力がＨｉの場合、トランジスタＴｒ１のべ一ス電位は、ダイオードＤ４の存在により、電位降下ＶＦの４倍となる。これに対して、トランジスタＴｒ２のべ一ス電位は、ダイオードＤ３の存在により、電位降下ＶＦの３倍となる。したがって、トランジスタＴｒ３のコレクタ・エミッタ間を流れる定電流出力は、全てトランジスタＴｒ１を流れる。したがって、ナンド回路ＮＡＮＤの出力がＨｉの場合、キャパシタＣpdからの放電は生じない。
【００５３】
これに対して、光電流がキャパシタＣpdに充電され、コンパレータＣＭＰの出力がＨｉとなると、前記したように、ナンド回路ＮＡＮＤはサンプルクロックＣＫがＬｏの半周期だけＬｏを出力する。したがって、トランジスタＴｒ１のベース電位は、ダイオードＤ２の存在により、ほぼ電位降下ＶＦの２倍まで降下する。その結果、トランジスタＴｒ３のコレクタ・エミッタ間を流れる定電流出力は、トランジスタＴｒ１を流れることなく、トランジスタＴｒ２を流れるようになる。トランジスタＴｒ２を流れる電流は、キャパシタＣpdに充電された電荷を引き抜く。これによって、コンパレータＣＭＰの出力が再びＬｏになると、ナンド回路ＮＡＮＤはＨｉを出力し、トランジスタＴｒ１がオン、トランジスタＴｒ２がオフして、キャパシタＣpdからの定電流引き抜きが止まる。
【００５４】
図３に示す回路によれば、単にトランジスタをオン／オフ制御して、定電電圧回路から定電流を取り出すように構成した場合と比較して、次の利点を有する。すなわち、単にトランジスタをオン／オフ制御して、定電電圧回路から定電流を取り出す構成は、応答遅れや過渡的な歪みが非常に大きい。これに対して、図３に示す回路は、図１に示す定電流源ＣＳ１に差動回路の原理を取り入れ、高速応答を実現している。また、図３に示す回路は、過渡的な歪みに対して、比較的良好な特性を示す。
【００５５】
また、図３に示す回路において、図１に示すバイアス電圧Ｖthは、ダイオードＤcと抵抗ＲcとコンデンサＣcによって与えられている。ダイオードＤcの逆バイアス電位は安定しているので、前記バイアス電圧Ｖthは回路電源電圧Ｖccに依存しないで安定化する。また、前記したように、キャパシタＣpdの放電用に回路電源電圧Ｖccに依存しない定電流を用いている。その結果、図３に示す回路は、図１に示す回路と同様に、回路電源電圧Ｖccが変動しても、回路動作が不安定にならないように配慮されている。これは請求項７に記載の発明に対応する。
【００５６】
次に、前記定電流値の調整と測定精度、また定電流の切替について説明する。
図３に示す回路は、ストロボ側に設けることも、カメラ側に設けることも可能である。以下の説明では、図３に示す回路は、ストロボ側に設けられているものとして説明する。この場合、測光用のフォトダイオードＰＤは、いつも同じ開口で被写体反射光を受光する。
【００５７】
図４は、図３に示すフォトダイオードＰＤが受光する一般的なストロボの（フル）発光波形を示す図である。横軸は時間を示し、縦軸は光電流を示している。レンズ絞りの影響は、回路がストロボ側に設けられているので生じない。したがって、図４に示す光電流の波形は、距離によらず相似形になる。しかし、反射光は被写体距離が近いほど強くなるので、被写体が遠くなるにしたがって減少する。光電流は、原理的には、被写体距離の２乗に反比例して増減する。
【００５８】
図３に示す回路を用いて、図４に示すような波形のストロボ光を測定する場合、フォトダイオードＰＤの光電流がピーク値のときでも、キャパシタＣpdの電位がＶthに保たれるように、引き抜き用の定電流値を決める必要がある。
図３に示す回路では、サンプルクロックＣＫの半周期に限って定電流を放電するため、前記定電流値は光電流のピーク値の２倍以上の値に設定する必要がある。したがって、最至近制御距離での光電流のピーク値の２倍以上を定電流値として設定する必要がある。
【００５９】
図４において、発光波形の面積（全受光量）をＳ、ピーク電流をＬｐｅａｋ、サンプル周期を△Ｔとし（△Ｔ＝１／ＣＫ）、図３における定電流を２×Ｌｐｅａｋに設定すれば、全パルス数Ｎは、
Ｎ＝Ｓ／（Ｌｐｅａｋ・△Ｔ）……（１）
となる。
【００６０】
式（１）から、同じ全受光量Ｓをより多くのパルス数Ｎに変換するには、Ｌｐｅａｋ・△Ｔを小さくすればよいことが分かる。△Ｔはサンプル周波数を上げれば小さくなり、また、Ｌｐｅａｋはピーク電流を下げることで小さくなる。
図５は、図４に示す例と比較して、距離を同一にして全受光量Ｓを同一にし、ピーク電流を下げた場合の発光波形を示す図である。図５に示すように、発光波形は、フラットな波形になる。
【００６１】
このように、発光波形をフラットにすることは、本実施の形態で説明しているストロボ受光量ディジタル化回路に限らず、従来のアナログ方式でも制御し易くなる改良である。しかし、同じ全受光量Ｓをより多くのパルス数Ｎに変換するために、発光波形をフラットにすることは、発光回路に直列に挿入するインダクタンスを大きくすることになる。したがって、実用上は、インダクタの大きさとその電流容量からある程度妥協しなければならない。
【００６２】
また、定電流値は、サンプリング周期の半周期だけ定電流の引き抜きが行われるものとすると、光電流のピーク値Ｌｐｅａｋの少なくも２倍に設定する必要がある。これにより、サンプリング以外の原因による回路の遅れを防止することができ、検出能力を最も高くすることが可能になる。
前記したように、図１及び図３の回路の場合、定電流値は光電流のピーク値Ｌｐｅａｋの少なくも２倍以上の値である必要がある。しかし、定電流値を大きくするにしたがい、ナンド回路ＮＡＮＤから出力される負パルスはだんだんまばらになって行く。これは、図１や図３に示す回路において、ストロボが発生する閃光検出の分解能が落ちていき、検出遅れが大きくなるためである。したがって、前記定電流値は、あまり大きくすることはできない。実用的には、回路の適性動作や回路調整の余裕を考慮して、以下のように決定される。すなわち、定電流値は、最至近撮影距離（通常０．５ｍ〜０．７５ｍ）においてストロボ発光させた場合の光電流ピーク値Ｌｐｅａｋを測定し、光電流ピーク値Ｌｐｅａｋの３倍程度に調整するのが適当である。
【００６３】
次に、ストロボの外部調光制御、すなわちストロボ自身による発光量制御について説明する。ストロボ側が発光量制御を行う場合、被写体からの反射光をストロボ本体のフォトダイオードで受光し、受光量に応じたパルスを発生させる。前記パルス数が所定値に達したとき、発光停止信号を出力する。この発光停止信号により、ストロボの発光管（キセノン管）をオフさせる。これを“自動調光モード”と呼ぶ。ここで、“外部”とはカメラ内の調光回路によらない外部（ストロボ側）の調光回路という意味である。
【００６４】
図６は、本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。図６に示す実施の形態は、図１に示すストロボ受光量ディジタル化回路を用いて、発光停止信号を発生させるストロボ発光量制御回路を示す。この実施の形態は、請求項８に記載の発明に対応する。
【００６５】
図６は、図１に示すストロボ発光量制御回路からの出力パルスをカウンタ１０で計数し、所定の光量に相当する比較値（ストップパルス数と呼ぶ）とカウント値をディジタルコンパレータ１１で比較し、比較値にカウント値が一致すると、後段のワンショットタイマ１２から発光停止信号を出力する。図６に示すカウンタ１０は、カメラ側から出力される発光開始信号を受けてクリアされるものとする。前記発光停止信号は、数μsecの短い信号である。また、カウンタ１０は、発光開始信号を受けてクリア解除された後、ストロボ発光の光量をゼロからカウントアップする。ストロボの発光を停止させる回路技術については、多くの開示例や製品があり、周知であるため、ここでは説明を省略する。
【００６６】
なお、前記第３の実施の形態と請求項８に記載する発明の構成要件との対応関係は、図１に示す第１の実施の形態と基本的に同一である。ただし、請求項８のストロボ発光停止手段は、カウンタ１０とディジタルコンパレータ１１とワンショットタイマ１２が対応している。
また、以下の説明においては、最至近撮影距離が０．５ｍ、定電流値が光電流のピーク値の２倍の電流値、フル発光時におけるカウンタ１１における最大パルスカウント値（以下、フル発光パルス数と呼ぶ）が１００００パルスとする。前記各値は、サンプルクロックＣＫを４〜８ＭＨｚとした場合、現実的な数値である。
【００６７】
図７及び図８は、前記条件下における各絞り値、各距離における、ストップパルス数とフル発光パルス数の例を示すものである。ストップパルス数とフル発光パルス数は、分数の形式で示している。分母がフル発光パルス数、分子がストップパルス数である。
フル発光パルス数は、距離が一定ならば同一であり、距離の２乗に反比例して増減する。
【００６８】
図７から明らかなように、フル発光パルス数は、距離０．５ｍでは１００００パルス存在する。しかし、図８から明らかなように、フル発光パルス数は、距離５．６ｍでは７８パルスにまで減少する。
また、カメラにおいて、適正露光量は、絞り値が同一であれば、距離に拘わらず一定である。したがって、各絞り値でのストップパルス数も一定になる。また、ＩＳＯ値（フィルム感度）を変えることは、光量制御の観点から、絞り値を変えることと同一である。したがって、図７及び図８では、各ＩＳＯ値と絞り値とを左側に示している。
【００６９】
図７及び図８から明らかなように、ＩＳＯ値と絞り値が分かると、ストップパルス数が定まる。すなわち、前記ストップパルス数は撮影距離には影響されない。また、ストップパルス数は、図６に示すディジタルコンパレータ１１に入力される比較値として設定される。
フル発光パルス数に対するストップパルス数の比は、ストロボ発光中における発光停止信号の出力タイミングを表している。例えば、前記フル発光パルス数に対するストップパルス数の比は、図７及び図８から明らかなように、「ＩＳＯ１００において距離０．５ｍ，絞り値ｆ３２では、２５００／１００００」、また、「ＩＳＯ１００において距離１ｍ，絞り値ｆ１６では、６２５／２５００」、また、「ＩＳＯ１００において距離２ｍ，絞り値ｆ８では、１５６／６２５」、また、「ＩＳＯ１００において距離４ｍ，絞り値ｆ４では、３９／１５６」となる。すなわち、前記各ケースにおけるフル発光パルス数に対するストップパルス数の比は、全て１／４になる。したがって、前記各ケースにおいては、発光停止信号を出力するタイミングはすべて同一になる。
【００７０】
しかし、ストロボ発光量制御回路は、ストップパルス数が少なくなると、ストロボの調光制御を精度よく行うことが困難になる。これは、ストロボ発光量制御回路の受光センサ（フォトダイオードＰＤ）の受光量は、被写体が遠距離に位置するほど減衰するため（距離の２乗に反比例）、例えば、図１又は図３又は図６に示す回路において、前記定電流値が固定値であることに起因して、前記出力パルスの発生回数が減少するためである。
【００７１】
図９の（ａ），（ｂ）は、近距離の被写体と遠距離の被写体と対して、同一光量のストロボ光を照射した場合におけるフォトダイオードＰＤの受光量を示す図である。図９の（ａ）は近距離の被写体の場合を示し、図９の（ｂ）は遠距離の被写体の場合を示す。
図１及び図３及び図６に示す回路においては、遠距離になるほど、前記出力パルスの発生がまばらになり、時間的な測定精度が劣化する。自動調光モードにおいては、遠距離において、絞り値が明るく、またＩＳＯ値が高い場合に、特に制御精度が問題になる。例えば、図８から明らかなように、ＩＳＯ４００において、絞り値ｆ２、距離４ｍでは、フル発光パルス数に対するストップパルス数の比は２／１５６となる。同じく、図８から明らかなように、ＩＳＯ４００において、絞り値ｆ２、距離５．６ｍでは、フル発光パルス数に対するストップパルス数の比は２／７８と非常にラフな値になる。
【００７２】
なお、撮影距離に応じたフル発光パルス数を予め知ることにより、図１及び図３及び図６における前記定電流値を、これに比例させて小さく設定することができる。これによって、図１及び図３及び図６に示す回路において、撮影距離によらずフル発光パルス数を同一にすることができる。この手法が実現可能ならば、前記制御精度の問題は解消する。
【００７３】
しかし、前記定電流値は、撮影距離が０．５ｍから１６ｍに至る１０段の場合、１０２４倍の比率で設定する必要がある。図１及び図３及び図６に示す回路を前記した大きな電流範囲で動作させることは、現実には困難である。また、撮影距離を知るには、カメラ側からレンズの距離情報を送信してもらう必要がある。しかし、前記距離情報は、誤差が大きいことがある。また、同じ撮影距離でも、被写体の反射率や背景の状態によって、フル発光パルス数は大きく異なる。したがって、図１及び図３及び図６に示す回路において、前記定電流値を撮影距離に比例させて小さく設定することにより、制御精度を上げることは困難である。
【００７４】
また、図７及び図８から分かるように、各絞り値に応じて、ストップパルス数がフル発光パルス数に等しくなる撮影距離は異なる。なお、図７及び図８において、ストップパルス数がフル発光パルス数に等しくなるのは、各距離における最も下の欄である。例えば、距離０．５ｍならば１００００／１００００、距離０．７ｍならば５０００／５０００である。絞り値が小さければ、フィルム面上の光量は多くなるので、当然遠距離までの撮影が可能になる。逆に、絞り値を１段大きくすれば、ストロボ光の到達距離は０．７０７倍になり、遠距離までの撮影は困難になる。
【００７５】
また、図７及び図８において、近距離の撮影限界は各絞り値に応じて異なっている。例えば、距離０．５ｍにおける撮影限界は、ストップパルス数とフル発光パルス数の比が、３９／１００００の条件を満たす各ＩＳＯ値と絞り値の組み合わせである。例えば、ＩＳＯ１００、絞り値４の組み合わせ、ＩＳＯ２００、絞り値５．６の組み合わせなどである。
【００７６】
なお、ＩＳＯ１００、距離０．５ｍ、絞り値１．４の条件下においても、ストップパルス数は、計算上存在する。しかし、この場合、ストロボの発光は、極めて微少発光になり、制御も困難になる。このため、図７及び図８では、ＩＳＯ１００、距離０．５ｍ、絞り値４を限界としている。
また、近距離の撮影限界は、距離が１段遠くなれば、絞り値が１段明るい値まで延びる。図７においては、ストップパルス数：フル発光パルス数＝３９：１００００を限界としたが、この比は制御回路の実力に応じて変化する。
【００７７】
微少発光の制御が困難な理由は、主に発光管（キセノン管）の性質と制御回路の遅延時間に起因する。すなわち、図６に示す回路から発光停止信号が出力されてから実際に発光が停止するまでに、いくらかの時間がかかる。
図１０の（ａ），（ｂ）は、フォトダイオードＰＤの受光量と時間の関係を示す図であり、特に発光停止信号が出力されてから発光が停止するまでの状態を示す。
【００７８】
図１０の（ａ）は、ストロボの発光開始後、比較的速いタイミングで発光停止信号が出力された場合を示す。図１０の（ｂ）は、ストロボの発光開始後、遅いタイミングで発光停止信号が出力された場合を示す。図１０の（ｂ）は、ストロボの全発光量の内、発光の大部分を終えた後で発光停止信号が出力された場合である。
【００７９】
図１０の（ａ），（ｂ）において、面積Ｓ１，Ｓ３は、ストロボの発光の開始から発光停止信号が出力される発光量を示す。また、図１０の（ａ），（ｂ）において、面積Ｓ２，Ｓ４は、発光停止信号が出力された後の発光量であり、“増光”と呼ばれる制御エラー量である。
面積Ｓ２，Ｓ４がゼロならば、制御上の工夫は必要ない。しかし、図７及び図８における分数比（ストップパルス数／フル発光パルス数）が小さくなるほど、面積Ｓ２，Ｓ４が大きくなる。その結果、前記分数比が小さくなると、ストロボの発光量が制御目標を大幅に超える事態が生じる。したがって、前記分数比は、ある値以上に設定し、この値を制御可能範囲の限界とする。前記事情は、従来のアナログ制御方式でも同じであり、アナログ制御方式の自動調光においても図７及び図８と同様に、制御可能範囲に制限がある。
【００８０】
そこで、ストロボ発光量の調光（制御）精度が、前記分数比が小さい範囲（例えば、絞り値が小さい撮影）において低下する事態を防止する手法について説明する。この手法は、絞り値に応じて、図６（図１及び図３でも同様）における前記定電流値を変化させるものである。
図７及び図８においては、フル発光パルス数を１００００とした。これは、図６において、サンプルクロックＣＫの周波数を決め、最短制御距離を０．５ｍとしたとき、フォトダイオードＰＤの光電流によりキャパシタＣpdの回路が一瞬たりともオーバフローしないよう、前記定電流値を定めた結果、決まるものである。
【００８１】
フォトダイオードＰＤの光電流がピーク値に達する前に、発光停止信号を出力することが予め分かっていれば、定電流値をより小さい値に設定することにより、発光量検出の分解能を上げ、調光（制御）精度を上げることができる。
例えば、ＩＳＯ１００，Ｆ１６では、図７の分数比は６２５／１００００であり、フル発光量の１０％の発光に至る前に発光停止信号を出力することになるのは明らかである。前記分数比は、撮影距離が長くなると大きくなる。しかし、ピーク電流自体が距離の２乗に反比例して小さくなるので、光電流によりキャパシタＣpdの回路がオーバフローすることはない。
【００８２】
図１１及び図１２は、各ＩＳＯ値、各絞り値、各距離、各定電流比における、ストップパルス数とフル発光パルス数の関係を示す図である。図１１及び図１２では、光電流のピークをフル発光パルス数の約２５％〜３５％程度とし、回路的に少し安全を見ながら、ＩＳＯ値と絞り値に応じて定電流値の設定を行った例を示している。
【００８３】
図１１及び図１２に示す“定電流比”は、図７及び図８に示す固定の定電流を“１”とした場合、実際に回路に流れる定電流との比を示すものである。図１１及び図１２では、例えばＩＳＯ１００において、絞り値ｆ４とｆ５．６において、定電流比を１／８に設定している。したがって、光電流の検出分解能は、図７及び図８の場合と比較して、８倍の精度向上が実現される。
【００８４】
前記図１、図３、図６に記載の回路によれば、図１１及び図１２に示すように、定電流比を変化させて、発光停止信号の出力タイミングの制御精度を高めることが可能である。しかし、従来の技術の欄に記載した抵抗を介しての光電流の放電では、このような制御精度の向上は実現不可能であり、本実施の形態の利点が分かる。
【００８５】
図１１及び図１２では、絞り値による定電流比を２の指数系列（１、１／２、１／４…）に選んでダイナミックレンジをカバーしている。これは、請求項１２に記載の発明に対応する。
しかし、本発明は前記２の指数系列に限定されるものではなく、複数の定電流値を用意して、選択できるように構成してもよい。これは、請求項４，５に記載の発明に対応する。
【００８６】
さらに、図１及び図３及び図６の回路に流す前記各定電流を所定の所定の電流値（例えば、１／２、１／４…の電流比）に調整するよりも、実際に回路に流れる各定電流をそのまま用いる方が容易である。これは、請求項６に記載の発明に対応する。
そして、実際に回路に流れる各定電流値又はある基準電流値に対する比を不揮発性メモリに記憶し、前記メモリの記憶内容に応じて、前記図６に示すディジタルコンパレータ１１に入力する比較値を設定するのが好ましい。例えば、図１及び図３及び図６において、前記定電流の設計値と実際にできあがった回路に流れる定電流が相違する場合、前記ずれ量を不揮発性のメモリ（図示せず）に記憶し、記憶されたずれ量に基づいて発光量を補正する。具体的には、図示しないストロボのＣＰＵが、図６のディジタルコンパレータ１１に入力される比較値を、図示しないメモリから読み出される前記ずれ量に相当するパルス数分だけ補正することにより実現される。以上の記載は、請求項１３に記載の発明に対応する。
【００８７】
前記絞り値に応じて定電流の値の設定を変化させる事は、発光停止信号の出力タイミングの精度向上に寄与する。しかし、図１０の（ａ），（ｂ）に関連して説明した、増光による制御エラーの改善には寄与しない。前記増光をゼロにすることは物理的には不可能なので、従来のアナログ方式の制御では、各種の補正を行うことにより、増光を少なくするように工夫した。簡単に言えば、図１０の（ａ），（ｂ）において、増光分の面積Ｓ２，Ｓ４を予測して、早めに発光停止信号を出力し、発光量を面積Ｓ１，Ｓ３に近づけている。
【００８８】
しかし、図１０の（ａ），（ｂ）から分かるように、発光停止信号が出力されるまでの発光時間に応じて、面積Ｓ１に対する面積Ｓ２の割合と面積Ｓ３に対する面積Ｓ４の割合は、大きく変わる。
被写体がストロボに接近するに従い、またＩＳＯ値が高くなるに従い、短い発光時間で発光停止させる必要がある。このような場合、増光分の面積（Ｓ２）が、面積（Ｓ１）に対して無視できないからである。しかし、発光時間が、図１０の（ｂ）に示すように長くなると、面積Ｓ４は面積Ｓ１に対して無視できるようになる。
【００８９】
次に、増光分（Ｓ２，Ｓ４）を補正するための手法について、いくつか説明する。
第１に、ある閾値から適当な固定値を差し引いて、図６のディジタルコンパレータ１１に入力する比較値を設定する手法について説明する。これは、請求項９に記載の発明に対応する。
【００９０】
先に説明した増光の性質から、閾値から適当な固定値を差し引いて比較値とするのは、原理的には不完全である。しかし、この手法は、近距離と遠距離での調光誤差を平均化する点では効果がある。
例えば、図７及び図８から明らかなように、ＩＳＯ１００、Ｆ５．６、距離０．５ｍでは、７８パルスがストップパルス数である。ここで、距離０．５ｍにおいて、Ｓ２／Ｓ１が０．５（０．５ＥＶ相当）であり、しかも遠距離での誤差がゼロである仮定する。この場合、通常の制御を行うと、距離０．５ｍでは０．５ＥＶオーバーになる。しかし、閾値から適当な固定値を差し引いて比較値を設定することにより、例えば、遠距離で−０．２５ＥＶアンダー、０．５ｍで０．２５ＥＶオーバーと振り分けることができる。この方法は簡単であり、実用上もかなり有効である。
【００９１】
前記ある閾値から適当な固定値を差し引いて、図６のディジタルコンパレータ１１に入力する比較値を設定する手法を用いると、図７及び図８に示すように、絞り値を１段暗くしたとき、比較値が２倍になるという規則が崩れる。実用的には、近距離から遠距離に至る調光制御が、バランスを取って実行できるような値を探し、不揮発性メモリに記憶させて調整要素とすることになる。また、絞り値やＩＳＯ値が変わった場合の比較値からの減算値は、それぞれ異なるので、それぞれの値を記憶させることになる。
【００９２】
第２に、比較値を時間と共に修正していく方法について説明する。増光が制御エラーに寄与する率（図１０の（ａ）に示すＳ１に対するＳ２の比率）は、発光停止信号の出力タイミングに影響される。したがって、ストロボの発光開始後、時間の経過とともに、前記比較値を動的に変化させる。これは、請求項１０に記載の発明に対応する。
【００９３】
ＣＰＵが比較値の設定を行うとすれば、比較値の書き換えには、例えばおよそ１０μｓｅｃ程度に時間がかかる。しかし、発光開始からピーク位置までおよそ２５０μｓｅｃ〜３００μｓｅｃかかるので問題はない。また、実用上、実現可能な方法である。また、前記比較値の変化量は、初めの補正量が一番大きく、補正量は更新する度に徐々に小さくするのが望ましい。
【００９４】
図１３の（ａ），（ｂ）は、ストロボの発光量の時間変化と比較値の時間変化の一例を示す図である。ただし、ＣＰＵが比較値を書き換えるときに、瞬間的に出力が不確定になり、誤ってディジタルコンパレータが一致信号を出力して発光停止信号が出る可能性がある。したがって、このような習慣的な一致信号を無効にする回路的工夫が、必要になる可能性がある。
【００９５】
また、図６の回路から比較値の書き換え中に出力パルスが２パルス以上発生した場合、カウンタ１０のカウント値が新しい比較値を超えてしまうことがある。この場合、ディジタルコンパレータ１１は、一致信号を出力することなく、さらにカウントアップしてしまう。このカウントアップを回避するには、以下のようにすればよい。すなわち、比較値の増加値は、前記比較値の書き換え中に生じるカウントの増加値より大きく設定する。あるいは、ＣＰＵは、比較値を書き換えた後にカウンタ１０のカウント値を読み取る。そして、ＣＰＵは、カウント値が書き換えられた比較値よりも大きな値であり、しかも発光停止信号が出なかった場合、発光停止信号を強制的に出力させる。さらに、比較値の更新をハードウェア化しておき、比較値のインクリメントの速度をプログラマブルにする方法もある。
【００９６】
比較値の動的な更新に関連する事項として、前記したコンパレータＣＭＰの入力端子のバイアス電流補償法について説明する。また、図１及び図３及び図６のラッチ防止の高抵抗Ｒpdからの電流やフォトダイオードＰＤのリーク電流は、コンパレータＣＭＰの入力端子のバイアス電流と同じ作用を果たすので、以下の手法によりまとめて補償することにする。
【００９７】
前記したように、コンパレータＣＭＰの入力端子からバイアス電流がフォトダイオードＰＤの電流に加わるため、キャパシタＣpdを充電する。そのため、時々コンパレータＣＭＰはＨｉに反転し、ナンド回路ＮＡＮＤはパルスを出力する。これを補償するためには、前記バイアス電流に相応するだけ、図６に示すディジタルコンパレータ１１に入力される比較値を時間と共に増加させればよい。
【００９８】
前記バイアス電流は、ストロボの発光前に測定しておく必要がある。前記バイアス電流には、通常の照明状態においてフォトダイオードＰＤから出力される光電流が含まれる。これらの電流は、原因は別であっても、ストロボの発光によらない電流である。そこで、図６の回路を用いて、ストロボ発光前に所定時間毎のパルス数を測定し、増加速度を調べておく。そして、ストロボ発光後は、時間の経過と共に比較値をこの増加分だけ補正して更新して行く。比較値の補正は、前述の増光の補正のための比較値の更新と同時に行うこともできる。
【００９９】
第３に、予備測光を用いた手法について説明する。これは、請求項１１記載の発明に対応する。図７及び図８に示すように、絞り値とＩＳＯ値から、予めフル発光パルス数が分かっていれば、ストップパルス数が定まる。ストップパルス数が分かると、発光停止信号が出力されるタイミングがほぼ分かり、増光分やバイアス電流の補正量（補正パルス数）を発光前に決めることができる。
【０１００】
このため、ストロボがフィルム露光に同期して発光する本発光の前に、例えばフル発光の数十分の一程度の発光を予備発光として行う。この予備発光による反射光量を図１又は図３又は図６に示す回路を用いて、出力パルスのパルス数として測定する。測定された予備発光時のパルス数に基づいて、フル発光におけるパルス数を推定する。
【０１０１】
予備発光の光量は、十分小さければその値はあまり問題にはならない。しかし、予備発光とフル発光の光量比は比較的精度良く分かっている必要がある。
予備発光として微少発光を実現するには、所定時間（例えば２０μｓ程度）だけ発光を許可するようにストロボを制御する。すなわち、予備発光としての微少発光は、発光時間の制御によって実現する。
【０１０２】
微小発光量とフル発光量の比率は、予め実験して調べることができる。発光エネルギは、大容量のメインコンデンサと呼ばれるキャパシタに充電され、この充電電圧が異なれば固定微少時間の発光でも発光量が変化する。通常は、所定電圧までメインコンデンサを充電させた後、ストロボを発光させて撮影する。しかし、撮影を連続して行う場合には、十分な充電を待たずに撮影を行う場合がある。この場合は、予備発光量とフル発光量は共に十分充電した場合に比べて低下し、予備発光量とフル発光量の光量比も変化する。この比率が大きく変化する場合は、メインコンデンサの充電電圧を調べることにより、発光量の比率を予測することができる。
【０１０３】
図１４は、予備発光を行う場合のタイムチャートの一例を示す図である。図中、１は予備発光の発光波形を示し、２は本発光の発光波形を示している。予備発光は、ストロボのガイドナンバーをあまり小さい値にしないように、微少光量で発光させる。
【０１０４】
図１４において、Ｆはシャッタの先幕の走行を示し、Ｂはシャッタの後幕の走行を示す。また、Ｔｏはシャッタの全開時間、すなわちフィルム全面が露光されている期間を示す。
予備発光を行った場合、フル発光パルス数がおおよそ予測できる。したがって、予測したフル発光パルス数に応じて定電流の大きさを変化させ、調光精度を上げる手法について説明する。
【０１０５】
図７及び図８の例では、フル発光パルス数を１００００とした。これは、前記したように、最至近撮影距離０．５ｍにおいてストロボを発光させた場合、フォトダイオードＰＤの光電流のピーク時にも、キャパシタＣpdの回路がオーバフローしないように定めたものである。予備発光によるフル発光パルス数と最至近撮影距離でのフル発光パルス数の比は、予備発光と最至近撮影距離発光とにおけるピーク電流の減衰率に相当する。したがって、前記減衰率に基づいて、定電流を小さくすれば、フル発光パルス数は最至近撮影距離の場合のフル発光パルス数と同じになる。
【０１０６】
回路的には、予備発光時の光電流と本発光時の光電流の電流比を整数に選ぶことが好ましい。なぜならば、前記電流比を整数に選ぶことは、ＩＣ化する上で設計上容易になる。また、前記電流比を２の指数系列にすることは、ダイナミックレンジをカバーする上で良い方法である。また、複数の定電流の選択肢から適当な定電流を選ぶことは、実用上も一種類の定電流だけの場合と比較して、調光精度上大きな改善効果が出る。前記した絞り値に応じて定電流を変化させる場合、前記複数の定電流の選択肢の中から回路的に共通して利用できる。
【０１０７】
しかし、予備発光はシャッタ開口の直前に行う必要がある。したがって、ストロボとカメラは、撮影シーケンスの同期を取る必要がある。最近のカメラは、ストロボとの間で通信を行うものが多い。したがって、カメラは、ストロボに対して予備発光の開始を許可するタイミング信号を送信する。一方、ストロボは、カメラに対して予備発光の終了までシャッタの走行を待機させるシャッタ走行許可信号を送信する。なお、カメラとストロボは、レリーズ開始前に、双方が自動調光モードでの予備発光に対応していることを通信により確認しておく必要がある。
【０１０８】
図１５は、前記予備発光による自動調光のカメラ側における制御の概略を示すフローチャートである。また、図１６は、前記予備発光による自動調光のストロボ側における制御の概略を示すフローチャートである。
以下、図１５と図１６に示すフローチャートに基づいて、予備発光と本発光の手順について説明する。
【０１０９】
図１５に示すステップＳ１と図１６に示すステップＳ１０１から明らかなように、カメラのＣＰＵとストロボのＣＰＵはルーチンワークとして定期的に通信する。
ステップＳ２において、カメラのＣＰＵは、ストロボとの通信を実施し、ストロボがカメラと通信を行うタイプであるか否かを調べる。カメラのＣＰＵは、通信を行うタイプであると判定された場合、ステップＳ３に進む。
【０１１０】
ステップＳ３において、カメラのＣＰＵは、さらに自動調光撮影でプリ発光の同期信号に対応しているストロボであるか否かを調べる。
ステップＳ２においてストロボが通信を行うタイプではないと判定された場合、及びステップＳ３においてストロボがプリ発光対応ではないと判定された場合には、ステップＳ５において、カメラのＣＰＵは、非プリ発光ストロボであることをフラグに記憶する。
【０１１１】
また、ステップＳ２においてストロボが通信を行うタイプであると判定され、かつステップＳ３においてストロボがプリ発光対応であると判定された場合には、ステップＳ４において、カメラのＣＰＵは、ストロボがプリ発光対応であることをフラグに記憶する。
ストロボのＣＰＵは、ステップＳ１Ｏ１からＳ１０５まで、カメラ側のステップＳ１からステップＳ５と全く同様の動作を行う。すなわち、ステップＳ１０２において、ストロボのＣＰＵは、カメラがストロボと通信を行うタイプであるか否かを調べる。また、ステップＳ１０３において、ストロボのＣＰＵは、さらに自動調光撮影でプリ発光の同期信号を要求するカメラであるか否かを調べる。そして、ストロボのＣＰＵは、カメラがプリ発光対応である場合には、ステップＳ１０４において、その旨をフラグに記憶する。また、ストロボのＣＰＵは、カメラがプリ発光対応ではない場合には、ステップＳ１０５において、その旨をフラグに記憶する。
【０１１２】
なお、ストロボの調光モードとしては、自動調光モードの他に、いくつものタイプがある。どのタイプの調光モードを選択するかは、通常、ストロボ側の操作部材の設定により定まる。したがって、ステップＳ１及びステップＳ１０１におけるカメラとストロボのハンドシェイクにおいて、次のような通信を行う。ストロボのＣＰＵは、通信データの中に、“自動調光撮影モードであること”及び“プリ発光の同期信号を要求すること”を含めて、カメラ側に送信する。これに対して、カメラのＣＰＵは、“自動調光モードでプリ発光の同期信号を出力する事を了解する”旨をストロボ側に返信することになる。前記ハンドシェイクが成立しないときは、ストロボ側はプリ発光を用いた自動調光は実行できない。この場合、ストロボは、前記絞り値に応じて適当な定電流を選択する方法を用いる。
【０１１３】
図１５に示すステップＳ６において、カメラ側はレリーズの開始を検査する。レリーズは、通常、カメラのレリーズボタンを押下することにより開始する。カメラのＣＰＵは、レリーズの開始をストロボへ送信する（図示せず）。
図１６に示すステップＳ１０６において、ストロボはカメラからの“レリーズの開始”を検出する。
【０１１４】
図１６に示すステップＳ１０７において、ストロボのＣＰＵはステップＳ１０４及び１０５で設定したフラグを参照して、カメラがプリ発光対応カメラか否かを判定する。ストロボのＣＰＵは、プリ発光対応カメラと判定した場合には、ステップＳ１０８において、カメラからのプリ発光許可のタイミング信号を受信したか否かを判定する。ストロボのＣＰＵは、前記タイミング信号を受信していない場合は、受信するまでステップＳ１０８の判定を繰り返す。なお、ステップＳ１０７において、プリ発光対応カメラではないと判定された場合には、ステップＳ１１１に進む。
【０１１５】
図１５に示すステップＳ７において、カメラとストロボがレリーズシーケンスの開始を認識した後、カメラのＣＰＵはメインミラーのアップとレンズの絞り込みを行う。これらの処理が完了すれと、カメラはシャッタを走行させることにより、フィルム露光が可能となる。ステップＳ８において、カメラのＣＰＵがステップＳ４とＳ５のフラグを参照して、ストロボを非プリ発光ストロボと判定した場合には、直ちにステップＳ１０に進む。また、ステップＳ８において、プリ発光を行うと判定された場合には、ステップＳ９に進む。
【０１１６】
ステップＳ９において、カメラのＣＰＵはストロボヘ予備発光許可のタイミング信号を送信する。
ストロボのＣＰＵは、図１６に示すステップＳ１０８で前記タイミング信号を検出し、ステップＳ１０９において、微少光量の予備発光を行う。ストロボは前記予備発光による反射光の測定結果に基づき、本発光で用いる定電流の選択を行う。
【０１１７】
ステップＳ１１０において、ストロボのＣＰＵはストロボの予備発光の終了後、カメラに対してシャッタ解放許可信号を出力する。
図１５に示すステップＳ９においてカメラのＣＰＵは、前記シャッタ解放許可信号を受けて、後先幕シャッタを走行させ、露光を開始する。
続いて、ステップＳ１１において、シャッタの先幕と後幕の走行の制御を実行する。
【０１１８】
なお、前記予備発光の所要時間は短時間であり、ステップＳ９から所定時間の経過後、先幕の走行を開始してもよい。この場合は、ステップＳ１１０とステップＳ１０は不要となる。この場合は、ステップＳ１０の代わりに、所定時間の遅延が必要となる。以上において、ストロボの予備発光の制御は終了する。先幕が完全に走行を完了すると、カメラのＣＰＵはＸ接点から同期信号を出力し、ストロボの本発光のタイミングを知らせる。この信号は直接ストロボヘ入力される。
【０１１９】
図１６のステップＳ１１１において、ストロボのＣＰＵは前記同期信号を検出すると、直ちに本発光を開始し、ストロボのＣＰＵはステップＳ１１２において発光量を制御する。
カメラはシャッタ時間の経過後、後幕を走行させる。なお、シャッタの先幕と後幕の走行の制御はまとめて、図１５においてステップＳ１１として示した。
【０１２０】
この後、カメラはフィルム巻き上げを行ってすべての撮影シーケンスを終了し再びステップＳ１に戻る。また、ストロボもステップＳ１１３において、前記巻き上げ完了を検出してステップＳ１０１に戻る。
図１７は、カレントミラー回路を用いて、図１及び図６に示す定電流源ＣＳ１を実現した図である。図１７において、定電圧回路ＲＥＧは、抵抗Ｒを介して、定電流をトランジスタＴｒ１のコレクタに供給する。トランジスタＴｒ２からＴｒ５は、トランジスタＴｒ１のべ一スとエミッタに発生した電圧に応じて、それぞれのエミッタ面積に応じた電流をそれぞれのコレクタから引き出す。トランジスタＴｒ１のエミッタ面積に対するトランジスタＴｒ２からＴｒ５のベース面積比が、トランジスタＴｒ１のエミッタ電流（≒コレクタ電流）に対するエミッタ電流の倍率となる。
【０１２１】
図１７では、トランジスタＴｒ１のエミッタ面積を１ｓとして表し、各トランジスタＴｒ２〜Ｔｒ５のエミッタの面積を１ｓ〜４ｓとして表してある。ｋｏｒｅｈａ，次のことを意味する。すなわち、トランジスタＴｒ２はトランジスタＴｒ１と同じエミッタ電流、トランジスタＴｒ３はトランジスタＴｒ１の２倍のエミッタ電流、トランジスタＴｒ３はトランジスタＴｒ１の４倍のエミッタ電流、トランジスタＴｒ４はトランジスタＴｒ１の８倍のエミッタ電流を引き出す。
【０１２２】
トランジスタＴｒ６は、トランジスタＴｒ１からＴｒ５に対して、ベース電流を供給するものである。
マルチプレクサＭＰＸは、図示しないストロボ側のＣＰＵからの選択信号の指示に基づいて、４つのトランジスタ出力電流から１つを選択する。選択された定電流は、例えば、図１におけるの定電流として使用さる。マルチプレクサＭＰＸによって選択されなかった他のトランジスタのコレクタは、回路電源電圧Ｖccに接続される。また、図１７において、電流Ｉsinkは、図３において、キャパシタＣpdから放電され、定電流源ＣＳ１に入力される電流を示している。
【０１２３】
以上の説明から明らかなように、前記した各実施の形態によれば、次の効果を得ることができる。
第１に、キャパシタＣpdの放電回数と放電電荷量を比例させることができるので、ストロボの調光制御を正確に行うことができる。
第２に、フォトダイオードＰＤの逆バイアス電圧を安定化し、キャパシタＣpdから定電流放電を実現することができるので、回路電源電圧の影響を受けにくいストロボの調光制御を実現することができる。
【０１２４】
第３に、ストロボ発光をストロボ側に設けられたフォトダイオードで検出し、ＩＳＯ値と絞り値から発光停止信号を発生させる、いわゆる自動調光モードでは、特に、次の効果を得ることができる。
（ａ）光電流を放電させる定電流を撮影絞り値とＩＳＯ感度に応じて変化させることにより、調光精度を上げることができる。
【０１２５】
（ｂ）ストロボの発光量をリアルタイムにディジタル値として検出し、これとディジタルコンパレータ１１で比較される比較値を発光開始から段階的に変化させることにより、発光停止信号を出力するタイミングを調整することが可能になる。したがって、前記増光と呼ばれるエラーの影響を少なくすることができる。
【０１２６】
（Ｃ）撮影時フィルム露光直前に予め決められた微小光量を行い、これによる反射光を測定してこの測定値からフル発光した場合の検出パルスの予測値を推定し、これに応じて光電流を放電させる定電流を変化させることで、調光制御の精度を上げることができる。
【０１２７】
【発明の効果】
請求項１記載のストロボ受光量ディジタル化回路によれば、ストロボ発光量、すなわち光電流の測定精度を大幅に向上させることができる。
【０１２８】
請求項２記載のストロボ受光量ディジタル化回路によれば、ストロボ発光量、光電流の測定精度を大幅に向上させることができる。具体的には、前記受光量出力手段から出力されるパルス数は、ストロボ受光量を正確に示すことが可能になる。
請求項３記載のストロボ受光量ディジタル化回路によれば、１回の放電は必ず１回の過渡現象によって行われるため、過渡現象の重複による定電流放電の誤差を確実に除去することができる。
【０１２９】
請求項４記載のストロボ受光量ディジタル化回路によれば、ストロボ発光量の測定精度を絞り値とフィルム感度に応じて定電流を適切な値に調整することができる。
請求項５記載のストロボ受光量ディジタル化回路によれば、カメラの絞り値とフィルム感度に応じて、容易に定電流を調整することができる。
【０１３０】
請求項６記載のストロボ受光量ディジタル化回路によれば、回路上特別の工夫を行う必要がない。
請求項７記載のストロボ受光量ディジタル化回路によれば、電源電圧の変動に起因する、ストロボ発光量（光電流）の測定精度の低下、及びストロボの調光精度の低下を有効に防止することができる。
【０１３１】
請求項８記載のストロボ発光量制御回路によれば、ストロボ発光量、すなわち光電流の測定精度を大幅に向上させることができる。また、前記受光量出力手段から出力されるパルス数は、ストロボ受光量を正確に示すことが可能になる。さらに、ストロボ発光を発光中に停止させる調光制御に関し、高い精度を得ることができる。
【０１３２】
請求項９及び１０及び１１記載のストロボ発光量制御回路によれば、発光停止信号が出力された後に発光が続く増光と呼ばれるエラーの影響を少なくすることができる。
請求項１２記載のストロボ発光量制御回路によれば、複数の電流値は、２のべき乗の指数系列であるため、ＩＣ化が容易になり、かつ複数の定電流のダイナミックレンジをカバーすることができる。
【０１３３】
請求項１３記載のストロボ発光量制御回路によれば、ストロボの調光制御を正確に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のストロボ受光量ディジタル化回路の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】図１に示す第１の実施の形態の動作を示すタイムチャートである。
【図３】本発明のストロボ受光量ディジタル化回路の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図４】一般的なストロボのフル発光波形を示す図である。
【図５】ピーク電流を下げた場合の発光波形を示す図である。
【図６】図１に示すストロボ受光量ディジタル化回路を用いて、発光停止信号を発生させるストロボ発光量制御回路の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図７】各ＩＳＯ値、各絞り値、各距離における、ストップパルス数とフル発光パルス数の関係を示す図である。
【図８】各ＩＳＯ値、各絞り値、各距離における、ストップパルス数とフル発光パルス数の関係を示す図である。
【図９】図９（ａ），（ｂ）は、近距離の被写体と遠距離の被写体とに対して、同一光量のストロボ光を照射した場合におけるフォトダイオードＰＤの受光量を示す図である。
【図１０】図１０（ａ），（ｂ）は、フォトダイオードの受光量と時間の関係を示す図であり、特に発光停止信号が出力されてから発光が停止するまでの状態を示す。
【図１１】各ＩＳＯ値、各絞り値、各距離、各定電流比における、ストップパルス数とフル発光パルス数の関係を示す図である。
【図１２】各ＩＳＯ値、各絞り値、各距離、各定電流比における、ストップパルス数とフル発光パルス数の関係を示す図である。
【図１３】図１３（ａ），（ｂ）は、ストロボの発光量の時間変化と比較値の時間変化の一例を示す図である。
【図１４】予備発光を行う場合のタイムチャートの一例を示す図である。
【図１５】予備発光による自動調光のカメラ側における制御の概略を示すフローチャートである。
【図１６】予備発光による自動調光のストロボ側における制御の概略を示すフローチャートである。
【図１７】カレントミラー回路を用いて定電流回路を実現した図である。
【図１８】従来技術の第１の例を示す回路図である。
【図１９】従来技術の第２の例を示す回路図である。
【符号の説明】
ＢＡ電源
Ｃpd キャパシタ
ＣＭＰコンパレータ
ＣＳ１定電流源
ＣＫサンプルクロック
Ｃc コンデンサ
Ｄc ダイオード
Ｄ２２個直列接続のダイオード
Ｄ３３個直列接続のダイオード
Ｄ４４個直列接続のダイオード
ＦＦＤ型フリップフロップ
Ｉsink キャパシタＣpdからの放電電流
ＰＤフォトダイオード
ＭＰＸマルチプレクサ
ＮＡＮＤナンド回路
Ｒpd ラッチ防止用抵抗
Ｒc 抵抗
Ｒ１，Ｒ２，ＲＬ抵抗
ＲＥＧ定電圧回路
ＲＴ可変抵抗
Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５，ｔｒ１，ｔｒ２，ｔｒ３，ｔｒ４，ｔｒ５，ｔｒ６トランジスタ
Ｖcc 回路電源電圧[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a strobe light reception amount digitizing circuit and a strobe light emission amount control circuit.
[0002]
[Prior art]
As a prior art, the invention described in Japanese Patent Laid-Open No. 6-308585 is known.
FIG. 18 is a circuit diagram showing a first example of the prior art described in the above publication. In FIG. 18, a photodiode PD1 outputs a photocurrent proportional to the light emission intensity of a strobe (not shown). The photocurrent output from the photodiode PD1 charges the capacitor C1 and gradually increases the potential of the capacitor C1. The potential of the capacitor C1 is input to the negative terminal of the comparator CP1. The resistors R3 and R4 create a threshold value by dividing the circuit power supply voltage Vcc, and the threshold value is input to the + terminal of the comparator CP1.
[0003]
The comparator CP1 outputs Hi when the potential of the capacitor C1 is lower than the threshold, and Lo when it is higher. The output of the comparator CP1 is latched (sampled) in the D-type flip-flop FF1 with the period of the oscillation output of the oscillator OSC.
Therefore, when the potential of the capacitor C1 is higher than the threshold, the D-type flip-flop FF1 sets the output Q to Lo and the inverted output of Q to Hi. As a result, the inverted output Hi of the D-type flip-flop FF1 is input to the switching element (analog switch) K1, and the switching element K1 is turned on.
[0004]
When the switching element K1 is turned on, the charge of the capacitor C1 is discharged through the resistor R2. As a result, the potential of the capacitor C1 falls. However, below the threshold, the inverted output of Q of the comparator CP1 becomes Lo. As a result, the switching element K1 is turned off, and the discharge of the capacitor C1 is stopped.
As is clear from the above description, the circuit diagram shown in FIG. 18 constitutes a feedback system and is controlled so that the potential of the capacitor C1 becomes a value near the threshold value. Therefore, since the potential of the capacitor C1 is controlled to a substantially constant value, the discharge current of the capacitor C1 becomes almost constant. For this reason, the product of the discharge current value and the discharge period is substantially equal to the amount of charge generated per unit time in the photodiode PD1.
[0005]
The OR circuit OR1 takes a logical sum of the Q output of the D-type flip-flop FF1 and the oscillation output of the oscillator OSC. When the output of the comparator CP1 latched in the D-type flip-flop FF1 is Lo, the OR circuit OR1 outputs a negative pulse as an output OUT only during a half period of the oscillation period of the oscillator OSC.
[0006]
The period in which the Q output of the D-type flip-flop FF1 is Lo and the inverted output of Q is Hi is proportional to the number of times a negative pulse is output to the output OUT of the OR circuit OR1. Therefore, the number of pulses is approximately proportional to the amount of charge generated by the photodiode PD1.
FIG. 19 is a circuit diagram showing a second example of the prior art described in Japanese Patent Laid-Open No. 6-308585. FIG. 19 is an improvement of the circuit shown in FIG. 18 as follows.
[0007]
That is, in FIG. 18, for example, when the comparator CP1 to Lo (when the potential of the capacitor C1 is lower than the threshold value) is sampled twice in succession by the flip-flop FF1, and discontinuously like Lo-Hi-Lo. In the case of sampling, Lo is output twice from the comparator CP1. Therefore, in the above two cases, the discharge charge amount of the capacitor C1 must be essentially the same. However, the circuit shown in FIG. 18 is not actually the same due to the influence of the transient characteristics when the switching element (analog switch) K1 is turned on / off. That is, when the output of Lo continues twice, the on / off transient phenomenon of the switching element occurs only once. However, when it occurs discontinuously as in Lo-Hi-Lo, the on / off transient phenomenon of the switching element occurs twice. As a result, due to the difference in the number of occurrences of the transient phenomenon, the discharge charge amount of the capacitor C1 is different between the case of being sampled continuously and the case of being sampled discontinuously.
[0008]
In the circuit shown in FIG. 19, in order to alleviate the above problem, in addition to the flip-flop FF1 that latches the output of the comparator CP1, a flip-flop FF2 that latches the output of the flip-flop FF1 with a half cycle delay is provided. The flip-flops FF1 and FF2 turn on the switching elements controlled by the flip-flops FF1 and FF2 (the resistors R2 and R6 include the switching elements) only during different half cycles.
[0009]
Accordingly, in the case of FIG. 18, even when the switching element K1 is continuously turned on, in the case of FIG. 19, the flip-flops FF1 and FF2 are alternately turned on. As a result, the discharge from the capacitor C1 is performed by alternately turning on the two resistors R2 and R6 including the switching element.
According to the circuit shown in FIG. 19, when the capacitor C1 is continuously discharged and when it is discontinuously discharged, the influence of the transient characteristics is the same, and a constant charge amount can be discharged. As a result, the measurement accuracy of the strobe emission amount is improved.
[0010]
Also, as conventional techniques for forming a digital signal indicating the amount of received light based on the strobe light received by the optical sensor and controlling the light emission of the strobe, Japanese Patent Laid-Open Nos. 55-93133 and 59-33842 are disclosed. Exists.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
In the prior art, since the discharge through the resistors (R2, R6) is controlled by the switching elements (K1 or R2, R6), there are the following problems.
[0012]
First, in the discharge from the capacitor (C1) in which the photocurrent of the photodiode (PD1) is accumulated, the discharge time and the discharge charge amount are not exactly proportional due to the influence of the transient characteristics of the switching element of the discharge circuit. Therefore, there is a problem that the measurement accuracy of the strobe light emission amount is lowered.
In the improved circuit shown in FIG. 19, the switching (R2, R6) of the two discharge circuits may partially overlap during discharge, which affects the discharge charge amount. Accordingly, the circuit shown in FIG. 19 cannot completely eliminate the influence of the transient characteristics of the switching element. Therefore, since the discharge time and the discharge charge amount are not exactly proportional, there is a problem that the measurement accuracy of the strobe light emission amount becomes inaccurate.
[0013]
Second, in the process of discharging from the capacitor (C1), the charging potential of the capacitor (C1) changes in principle. Therefore, the assumption of constant current discharge can only be established approximately. In particular, when the photocurrent output from the photodiode (PD1) is large, the potential fluctuation of the capacitor (C1) is large, which decreases the measurement accuracy of the strobe light emission amount.
[0014]
Third, the threshold value of the comparator (CP1) varies according to the variation of the circuit power supply voltage (Vcc). Therefore, the discharge current from the capacitor Pcd varies. Further, when the circuit power supply voltage (Vcc) varies, the reverse bias voltage of the photodiode (PD1) varies, which affects the photoelectric conversion characteristics and varies the leakage current. As a result, there is a problem that the measurement accuracy of the strobe emission amount is lowered.
[0015]
Fourthly, the prior art discloses a technique for converting a strobe emission amount into a digital value in real time as the number of pulses. However, there is no particular disclosure regarding the light emission amount control (dimming control) of the strobe. Therefore, there is a problem that various adjustments that have been conventionally performed in the analog circuit are not performed in the digital circuit. For example, there is a problem that the dimming control for stopping the light emission of the strobe during light emission is not realized by a digital circuit.
[0016]
The present invention has been made in view of the above-described problems of the prior art, and has the following objects.
The first object is to not reduce the measurement accuracy of the strobe light emission amount due to the effect of switching in the constant amount emitting means when emitting a constant accumulation amount from the storage means for accumulating the output of the photoelectric conversion means such as a photodiode. An object of the present invention is to provide a digitizing circuit for strobe light reception.
[0017]
The second object is to store a strobe light emission amount as a charge, and when discharging the accumulated charge, a strobe light reception amount digitizing circuit and a strobe light emission amount that do not deteriorate the measurement accuracy of the strobe light emission amount due to the effect of switching of the discharge circuit. It is to provide a control circuit.
[0018]
A third object is to provide a strobe light amount digitizing circuit and a strobe light amount control circuit that do not reduce the measurement accuracy of the strobe light amount with respect to fluctuations in the circuit power supply voltage.
A fourth object of the present invention is to provide a strobe light amount digitizing circuit and a strobe light amount control circuit that are realized by a digital circuit so that high accuracy can be obtained with respect to dimming control for stopping strobe light emission during light emission. .
[0019]
[Means for Solving the Problems]
The strobe light receiving amount digitizing circuit according to claim 1 includes a photoelectric conversion means for receiving light from the strobe light and generating an output corresponding to the received light intensity, and a storage means for storing the output generated by the photoelectric conversion means. , Based on a predetermined sampling period, The accumulation amount of the accumulation means exceeded a predetermined threshold Whether or not the accumulated amount exceeded the threshold If Detected Sampling period Until During the period Until the amount falls below the threshold When the discharge amount and the accumulation amount of the accumulation means are feedback-controlled so that the accumulation amount of the accumulation means is held in the vicinity of a certain value and the accumulation amount of the accumulation means exceeds a predetermined threshold, a pulse It is characterized by comprising received light amount output means for outputting a signal.
[0020]
Contract The strobe light reception digitizing circuit according to claim 1 is: one The fixed release means always has a predetermined sampling frequency Period In On the basis of, Sampling period Until During this period, since a constant accumulation amount is released, the release time and the release accumulation amount are exactly proportional. Therefore, the measurement accuracy of the strobe light emission amount, that is, the photocurrent can be greatly improved.
[0021]
The strobe light receiving amount digitizing circuit according to claim 2 receives the light from the strobe light, outputs a current corresponding to the received light intensity, accumulates the current output from the photoelectric converting means, and outputs a voltage. Current / voltage conversion means for converting to a value; Based on a predetermined sampling period, The voltage output from the current / voltage conversion means exceeded a predetermined threshold. Whether the voltage value exceeds the threshold If Detected Sampling period Until In the period of Current ・ From voltage conversion means Until the voltage value falls below the threshold A constant current discharge unit that discharges a constant current, feedback-controls the output voltage of the current / voltage conversion unit, and maintains a voltage value output from the current / voltage conversion unit in the vicinity of a constant voltage, and an output from the current / voltage conversion unit And a received light amount output means for outputting a pulse signal when the applied voltage value exceeds a predetermined threshold value.
[0022]
Contract The strobe light reception digitizing circuit described in claim 2 is: Constant The current discharge means always has a predetermined sampling frequency Period In On the basis of, Sampling period Until During this period, a constant current is discharged, so the discharge time and the discharge amount are exactly proportional. Therefore, the measurement accuracy of the strobe light emission amount, that is, the photocurrent can be greatly improved. Further, the number of pulses output from the received light amount output means can accurately indicate the strobe light received amount.
[0023]
The strobe light reception amount digitizing circuit according to claim 3 is the strobe light reception amount digitizing circuit according to claim 2, wherein the constant current discharge from the current / voltage conversion means is performed over a half period of the sampling period. It is characterized by.
In the strobe light reception digitizing circuit according to claim 3, since the constant current discharge from the current / voltage conversion means is performed over a half period of the sampling period, the discharge is continuously performed from the current / voltage conversion means. It will not be done. Therefore, since one discharge is always performed by one transient phenomenon, an error in constant current discharge due to the overlap of transient phenomena can be reliably removed.
[0024]
The strobe light reception digitizing circuit according to claim 4 is the strobe light reception digitizing circuit according to claim 2, characterized in that the constant current changes in accordance with the aperture value of the camera and the film sensitivity.
In the strobe light reception digitizing circuit according to claim 4, since the constant current changes according to the aperture value and film sensitivity of the camera, the measurement accuracy of the strobe light emission amount is an appropriate value according to the aperture value and the film sensitivity. Can be adjusted.
[0025]
The strobe light receiving amount digitizing circuit according to claim 5 is the strobe light receiving amount digitizing circuit according to claim 4, wherein the constant current that changes in accordance with the aperture value of the camera and the film sensitivity is a plurality of predetermined current values. It is characterized by selecting from.
The strobe light reception digitizing circuit according to claim 5 can easily adjust the constant current according to the aperture value and film sensitivity of the camera.
[0026]
The strobe light reception amount digitizing circuit according to claim 6 is characterized in that, in the strobe light reception amount digitizing circuit according to claim 5, a plurality of current values unique to the manufactured circuit are used as the plurality of current values.
The digitizing circuit for strobe light reception according to the sixth aspect uses a plurality of current values unique to the manufactured circuit as the plurality of current values, so that it is not necessary to devise special measures on the circuit.
[0027]
The strobe light receiving amount digitizing circuit according to claim 7 is the strobe light receiving amount digitizing circuit according to claim 2, light Means for stabilizing reverse bias voltage of electric conversion means The It is provided.
Contract The strobe light reception digitization circuit according to claim 7 can effectively prevent a decrease in measurement accuracy of the strobe emission amount (photocurrent) and a decrease in the dimming accuracy of the strobe caused by fluctuations in the circuit power supply voltage. it can.
[0028]
The strobe light emission amount control circuit according to claim 8 receives the light from the strobe light and outputs a current corresponding to the received light intensity, accumulates the current output from the photoelectric conversion means, and outputs a voltage value. Current / voltage conversion means for converting to Based on a predetermined sampling period, The voltage output from the current / voltage conversion means exceeded a predetermined threshold. Whether the voltage value exceeds the threshold If Detected Sampling period Until From the current / voltage conversion means Until the voltage value falls below the threshold A constant current discharge unit that discharges a constant current, feedback-controls the output voltage of the current / voltage conversion unit, and holds the voltage value output from the current / voltage conversion unit in the vicinity of a constant value, and an output from the current / voltage conversion unit When the voltage value exceeds a predetermined threshold value, the received light amount output means for outputting a pulse signal and the pulse signal are counted, and when the count value exceeds a predetermined comparison value, And a strobe light emission stop means for outputting a light emission stop signal.
[0029]
Contract The strobe light emission amount control circuit according to claim 8 is: Constant The current discharge means always has a predetermined sampling frequency Period In On the basis of, Sampling period Until During this period, a constant current is discharged, so the discharge time and the discharge amount are exactly proportional. Therefore, the measurement accuracy of the strobe light emission amount, that is, the photocurrent can be greatly improved. Further, the number of pulses output from the received light amount output means can accurately indicate the strobe light received amount. In addition, the flash emission stop means counts the number of pulses, and when the count value exceeds a predetermined comparison value, a flash stop signal is output to the flash, so that flash control is stopped to stop the flash emission High accuracy can be obtained.
[0030]
The strobe light emission amount control circuit according to claim 9 is the strobe light emission amount control circuit according to claim 8, wherein the comparison value is set to a value smaller than a design comparison value determined by the aperture value and the shooting distance. And
The strobe light emission amount control circuit according to the ninth aspect can reduce the influence of an error called light increase in which light emission continues after the light emission stop signal is output.
[0031]
The strobe light emission amount control circuit according to claim 10 is characterized in that, in the strobe light emission amount control circuit according to claim 9, the comparison value changes stepwise as time passes after the strobe light emission starts. To do.
In the strobe light emission amount control circuit according to the tenth aspect, since the comparison value changes stepwise as time elapses after the strobe light emission starts, the timing for outputting the light emission stop signal can be adjusted. . Therefore, it is possible to reduce the influence of the error called brightening.
[0032]
The strobe light emission amount control circuit according to claim 11 is the strobe light emission amount control circuit according to claim 8, wherein the strobe light emission stop means counts the number of pulse signals based on the light emission of a minute amount of light performed by the strobe, and the count result is obtained. On the basis of this, the constant current during main light emission following the minute light amount is selected from a plurality of predetermined current values.
[0033]
The strobe light emission amount control circuit according to claim 11 determines the constant current during the main light emission based on the count value of the pulse signal based on the light emission of the minute light amount before the main light emission. Can be reduced.
The strobe light emission amount control circuit according to claim 12 is the strobe light emission amount control circuit according to claim 11, wherein the plurality of predetermined current values are exponential series of powers of two.
[0034]
In the strobe light emission amount control circuit according to the twelfth aspect, since the plurality of current values are exponential series of powers of 2, it is easy to make an IC and can cover the dynamic range.
The strobe light emission amount control circuit according to claim 13 is the strobe light emission amount control circuit according to claim 11 or claim 12, wherein a plurality of constant current values determined in advance and a plurality of constant current values realized by an actual circuit are provided. And a memory storing means for storing the difference in a non-volatile memory and a correcting means for correcting a predetermined comparison value based on the difference between the constant current values stored in the memory.
[0035]
The strobe light emission amount control circuit according to claim 13 corrects the comparison value based on a difference between a predetermined constant current value and a constant current value realized by an actual circuit. Can be done accurately.
[0036]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
[0037]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention. This embodiment corresponds to the invention described in claims 1 to 3.
In the strobe light digitization circuit shown in FIG. 1, Vcc is a circuit power supply voltage, PD is a photodiode for detecting strobe light, Rpd is a resistor for preventing latching of the photodiode PD, and Cpd is a charge generated by the photodiode PD. Capacitors to be converted, CMP is a comparator, BA is a power source that outputs a bias voltage Vth applied to the negative terminal of the comparator CMP, FF is a D-type flip-flop, NAND is a NAND circuit, and CS1 is a constant current source.
[0038]
Here, the comparator CMP outputs Hi when the potential of the capacitor Cpd is higher than (Vcc−Vth), and outputs Lo when it is lower.
The D-type flip-flop FF samples the output of the comparator CMP at the rising edge of the sample clock CK. The NAND circuit NAND takes a NAND between the output of the D-type flip-flop FF and the inverted input of the sample clock CK.
[0039]
Specifically, the D-type flip-flop FF latches the output of the comparator CMP at the rising edge of the sample clock CK every time. Assuming that the output of the comparator CMP is Hi, the D-type flip-flop FF latches Hi at the rising edge of the sample clock CK and outputs Hi as the Q output. Next, the NAND circuit NAND outputs Lo only when the Q output of the D-type flip-flop FF is Hi during the period of Lo when the sample clock CK falls.
[0040]
That is, the output of the NAND circuit NAND becomes Lo when the output of the comparator CMP sampled immediately before the sample clock CK is Lo for half a period. When the condition is not satisfied, the NAND circuit NAND always holds the output Hi.
When the output of the NAND circuit NAND is Lo, the constant current source CS1 is active. When the constant current source CS1 becomes active, a constant charge is discharged from the capacitor Cpd.
[0041]
In the above configuration, the correspondence with the configuration requirements described in the claims is as follows. That is, the photodiode PD corresponds to the photoelectric conversion means. The storage means and the current / voltage conversion means correspond to the capacitor Cpd, and the constant amount emission means and the constant current emission means correspond to the comparator CMP, the D-type flip-flop FF, the NAND circuit NAND, and the constant current source CS1. The received light amount output means corresponds to a D-type flip-flop FF and a NAND circuit NAND.
[0042]
Next, the circuit operation of the first embodiment shown in FIG. 1 will be specifically described. In the circuit shown in FIG. 1, the photocurrent generated from the photodiode PD charges the capacitor Cpd. As a result of charging, when the potential of the capacitor Cpd exceeds (Vcc−Vth), the output of the comparator CMP becomes Hi. The output Hi of the comparator CMP is latched by the D-type flip-flop FF at the rising edge of the sample clock CK, and the constant current source CS1 becomes active in the next half period of Lo of the sample clock CK. Therefore, the capacitor Cpd discharges a constant charge during this period, and the potential of the capacitor Cpd drops by an amount corresponding to this charge. Therefore, by repeating the above operation, the potential of the capacitor Cpd is automatically held at the level of (Vcc 1 Vth). That is, the circuit of the first embodiment shown in FIG. 1 constitutes a feed hack circuit as in FIG. 18 shown in the prior art.
[0043]
FIG. 2 is a time chart showing an operation example of the first embodiment shown in FIG. 1, and shows circuit operation when a constant photocurrent is output from the photodiode PD. FIG. 2 shows the bias voltage Vth, the potential of the capacitor Cpd, the output of the comparator CMP, the sample clock CK, and the output of the NAND circuit NAND. As shown in FIG. 2, the output of the comparator CMP is detected at the rising edge of the sample clock CK. The detection result appears at the output of the NAND circuit NAND at the next falling edge of the sample clock CK. Therefore, there is a delay of 1/2 cycle of the minimum sample clock CK and 1 cycle of the maximum sample clock before the output inversion of the comparator CMP is fed back to ON / OFF of the constant current.
[0044]
In the circuit shown in FIG. 1, due to the operation of the NAND circuit NAND, the charge accumulated in the capacitor Cpd is discharged only during the period when the sample clock CK is Lo. That is, the period during which the constant current discharge is performed is only a half cycle of the sample clock CK, and is not continuously turned on. In addition, since the circuit operation of one constant current discharge is always the same, the proportional relationship between the number of discharges and the amount of discharge charge can be maintained with respect to the distortion of the electrical discharge waveform. This corresponds to the invention described in claim 3.
[0045]
Therefore, it is not necessary to provide a complicated circuit (FF1, FF2, etc.) that divides the discharge into separate half cycles as shown in FIG.
The discharge amount per pulse output from the NAND circuit NAND can be adjusted by the constant current source CS1. Further, the discharge amount per pulse can be measured in advance, stored in a non-volatile memory (not shown), and read out to be used as a constant current discharge value.
[0046]
Further, in the first embodiment shown in FIG. 1, consideration is given so that the circuit operation does not become unstable even if the circuit power supply voltage Vcc varies. Specifically, the voltage applied to the photodiode PD is stabilized at Vth, and a constant current independent of the circuit power supply voltage Vcc is used for discharging the capacitor Cpd. Therefore, according to the circuit of FIG. 1, even if the circuit power supply voltage Vcc is different, when the photodiode PD outputs the same photocurrent, the same number of pulses is output from the NAND circuit NAND. Of course, in an actual electric element, the constant current characteristic of the constant current circuit is somewhat dependent on Vcc. However, compared with the example of FIG. 18 and FIG. 19 described in the column of the prior art, the stability is remarkably increased.
[0047]
Note that the actual strobe light is a short flash of several hundred μs. In order for the circuit shown in FIG. 1 to convert the flash light into pulses in real time, the frequency of the sample clock CK must be increased and the response of the circuit must be commensurate with the frequency. In the light control of the strobe, the number of pulses is counted and compared with a threshold value, and a light emission stop signal is output. Therefore, the resolution of the sample clock CK determines the accuracy of the generation timing of the light emission stop signal. Actually, the frequency of the sample clock CK is suitably about 4 MHz to 8 MHz. In the case of 4 MHz, the resolution is 250 ns, and in the case of 8 MHz, the resolution is 125 ns.
[0048]
It is theoretically possible to increase the accuracy by further increasing the frequency. However, it is difficult in terms of a circuit to switch a constant current at a very high speed and to stabilize the accumulated charge amount.
The input of the comparator CMP is preferably a MOS transistor input that can ignore the bias current. However, the input of the comparator CMP is normally a bipolar transistor input when the high-speed response is required. For example, when the input stage of the comparator CMP is a PNP transistor input, a bias current at the human power terminal is added to the current of the photodiode, resulting in a measurement error. Usually, the input bias current is equivalent to the photocurrent, and charges the capacitor Cpd. Therefore, sometimes the comparator CMP is inverted to Hi, and the NAND circuit NAND outputs a pulse. Therefore, even if the photocurrent is zero in the dark state, an error due to the input bias current occurs. In general, from the viewpoint of circuit design, the comparator CMP is designed so as to reduce the bias current while ensuring responsiveness, or a comparator CMP having a small bias current is selected from commercially available ones. The error correction method will be described in detail later.
[0049]
FIG. 3 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. This embodiment corresponds to the invention in claims 1 to 3.
FIG. 3 is a more specific example of the circuit shown in FIG. 1 considering the implementation of the circuit shown in FIG. The operation of the constant current source CS1 shown in FIG. 3 will be described. 3, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In FIG. 3, R1, R2, RL are resistors, REG is a constant voltage circuit, RT is a variable resistor, Tr1, Tr2, Tr3, Tr4, Tr5 are transistors, D2 is a diode connected in series, D3 Are three diodes connected in series, and D4 are four diodes connected in series.
[0050]
The constant voltage circuit REG, transistors Tr1, Tr2, Tr3, Tr4, Tr5, diodes D2, D3, D4, etc. constitute a constant current source CS1 shown in FIG. More specifically, the constant voltage circuit REG and the transistors Tr3, Tr4, Tr5 constitute a constant current circuit, and the constant current flows between the collector and emitter of the transistor Tr3. In the following description, VF means a potential drop of one diode. The NAND circuit NAND has an open drain output.
[0051]
In the above configuration, the correspondence with the configuration requirements described in the claims is as follows. That is, the photodiode PD corresponds to the photoelectric conversion means. The storage means and the current / voltage conversion means correspond to the capacitor Cpd, and the constant amount emission means and the constant current emission means correspond to the comparator CMP, the D-type flip-flop FF, the NAND circuit NAND, and the constant current source CS1 composed of the respective elements. To do. The received light amount output means corresponds to a D-type flip-flop FF and a NAND circuit NAND.
[0052]
When the output of the NAND circuit NAND is Hi, the base potential of the transistor Tr1 is four times the potential drop VF due to the presence of the diode D4. On the other hand, the base potential of the transistor Tr2 is three times the potential drop VF due to the presence of the diode D3. Accordingly, the constant current output flowing between the collector and the emitter of the transistor Tr3 all flows through the transistor Tr1. Therefore, when the output of the NAND circuit NAND is Hi, the capacitor Cpd is not discharged.
[0053]
On the other hand, when the photocurrent is charged in the capacitor Cpd and the output of the comparator CMP becomes Hi, the NAND circuit NAND outputs Lo for a half cycle in which the sample clock CK is Lo as described above. Accordingly, the base potential of the transistor Tr1 drops to almost twice the potential drop VF due to the presence of the diode D2. As a result, the constant current output flowing between the collector and the emitter of the transistor Tr3 flows through the transistor Tr2 without flowing through the transistor Tr1. The current flowing through the transistor Tr2 extracts the charge charged in the capacitor Cpd. Accordingly, when the output of the comparator CMP becomes Lo again, the NAND circuit NAND outputs Hi, the transistor Tr1 is turned on, the transistor Tr2 is turned off, and the constant current drawing from the capacitor Cpd stops.
[0054]
The circuit shown in FIG. 3 has the following advantages compared to the case where the transistor is simply controlled to be turned on / off and the constant current is extracted from the constant voltage circuit. That is, the configuration in which the transistor is simply turned on / off to extract the constant current from the constant voltage circuit has very large response delay and transient distortion. In contrast, the circuit shown in FIG. 3 realizes a high-speed response by incorporating the principle of a differential circuit into the constant current source CS1 shown in FIG. In addition, the circuit shown in FIG. 3 exhibits relatively good characteristics against transient distortion.
[0055]
In the circuit shown in FIG. 3, the bias voltage Vth shown in FIG. 1 is provided by a diode Dc, a resistor Rc, and a capacitor Cc. Since the reverse bias potential of the diode Dc is stable, the bias voltage Vth is stabilized without depending on the circuit power supply voltage Vcc. Further, as described above, a constant current independent of the circuit power supply voltage Vcc is used for discharging the capacitor Cpd. As a result, like the circuit shown in FIG. 1, the circuit shown in FIG. 3 is designed so that the circuit operation does not become unstable even if the circuit power supply voltage Vcc varies. This corresponds to the invention described in claim 7.
[0056]
Next, adjustment of the constant current value, measurement accuracy, and switching of the constant current will be described.
The circuit shown in FIG. 3 can be provided on the strobe side or on the camera side. In the following description, the circuit shown in FIG. 3 is described as being provided on the strobe side. In this case, the photometric photodiode PD always receives the subject reflected light through the same opening.
[0057]
FIG. 4 is a diagram showing a (full) light emission waveform of a general strobe light received by the photodiode PD shown in FIG. The horizontal axis represents time, and the vertical axis represents photocurrent. The influence of the lens diaphragm does not occur because the circuit is provided on the strobe side. Therefore, the waveform of the photocurrent shown in FIG. 4 is similar regardless of the distance. However, since the reflected light becomes stronger as the subject distance becomes shorter, it decreases as the subject becomes farther. In principle, the photocurrent increases and decreases in inverse proportion to the square of the subject distance.
[0058]
When the strobe light having the waveform as shown in FIG. 4 is measured using the circuit shown in FIG. 3, even when the photocurrent of the photodiode PD has a peak value, the potential of the capacitor Cpd is maintained at Vth. It is necessary to determine a constant current value for extraction.
In the circuit shown in FIG. 3, since the constant current is discharged only in the half cycle of the sample clock CK, the constant current value needs to be set to a value more than twice the peak value of the photocurrent. Therefore, it is necessary to set the constant current value to be at least twice the peak value of the photocurrent at the closest control distance.
[0059]
In FIG. 4, if the area of the light emission waveform (total amount of received light) is S, the peak current is Lpeak, the sample period is ΔT (ΔT = 1 / CK), and the constant current in FIG. 3 is set to 2 × Lpeak, The total number of pulses N is
N = S / (Lpeak · ΔT) (1)
It becomes.
[0060]
From equation (1), it can be seen that Lpeak · ΔT can be reduced in order to convert the same total received light amount S into a larger number of pulses N. ΔT decreases as the sampling frequency is increased, and Lpeak decreases as the peak current is decreased.
FIG. 5 is a diagram showing a light emission waveform when the distance is the same, the total amount of received light S is the same, and the peak current is lowered compared to the example shown in FIG. As shown in FIG. 5, the light emission waveform is a flat waveform.
[0061]
Thus, flattening the light emission waveform is not limited to the strobe light reception digitizing circuit described in the present embodiment, but is an improvement that makes it easy to control even with a conventional analog system. However, in order to convert the same total received light amount S into a larger number of pulses N, flattening the light emission waveform increases the inductance inserted in series in the light emitting circuit. Therefore, in practice, a certain compromise must be made between the size of the inductor and its current capacity.
[0062]
Further, the constant current value needs to be set to at least twice the peak value Lpeak of the photocurrent if the constant current is extracted for a half period of the sampling period. As a result, the delay of the circuit due to a cause other than sampling can be prevented, and the detection capability can be maximized.
As described above, in the case of the circuits shown in FIGS. 1 and 3, the constant current value needs to be at least twice the peak value Lpeak of the photocurrent. However, as the constant current value is increased, the negative pulse output from the NAND circuit NAND gradually becomes sparse. This is because, in the circuits shown in FIG. 1 and FIG. 3, the resolution for detecting the flash light generated by the strobe decreases and the detection delay increases. Therefore, the constant current value cannot be increased too much. Practically, it is determined as follows in consideration of appropriate operation of the circuit and a margin for circuit adjustment. That is, the constant current value is adjusted to about three times the photocurrent peak value Lpeak by measuring the photocurrent peak value Lpeak when the strobe light is emitted at the closest shooting distance (usually 0.5 m to 0.75 m). Is appropriate.
[0063]
Next, the external light control of the strobe, that is, the light emission amount control by the strobe itself will be described. When the stroboscope performs light emission amount control, the reflected light from the subject is received by the photodiode of the stroboscope body, and a pulse corresponding to the light reception amount is generated. When the number of pulses reaches a predetermined value, a light emission stop signal is output. In response to this light emission stop signal, the light emission tube (xenon tube) of the strobe is turned off. This is called “automatic light control mode”. Here, “external” means an external (strobe side) dimming circuit that does not depend on the dimming circuit in the camera.
[0064]
FIG. 6 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention. The embodiment shown in FIG. 6 shows a strobe light emission amount control circuit that generates a light emission stop signal using the strobe light reception digitization circuit shown in FIG. This embodiment corresponds to the invention described in claim 8.
[0065]
In FIG. 6, the output pulse from the strobe light emission amount control circuit shown in FIG. 1 is counted by the counter 10, the comparison value corresponding to a predetermined light quantity (called the number of stop pulses) is compared with the count value by the digital comparator 11, When the count value matches the comparison value, a light emission stop signal is output from the one-shot timer 12 at the subsequent stage. The counter 10 shown in FIG. 6 is cleared upon receiving a light emission start signal output from the camera side. The light emission stop signal is a short signal of several μsec. Further, the counter 10 counts up the light quantity of strobe light emission from zero after being cleared by receiving the light emission start signal. There are many disclosed examples and products of the circuit technology for stopping the light emission of the strobe, and since it is well known, the description is omitted here.
[0066]
The correspondence relationship between the third embodiment and the constituent features of the invention described in claim 8 is basically the same as that of the first embodiment shown in FIG. However, the strobe light emission stop means of claim 8 corresponds to the counter 10, the digital comparator 11, and the one-shot timer 12.
In the following description, the closest shooting distance is 0.5 m, the constant current value is a current value that is twice the peak value of the photocurrent, and the maximum pulse count value in the counter 11 during full light emission (hereinafter referred to as a full light emission pulse). The number is called 10,000 pulses. Each value is a realistic value when the sample clock CK is 4 to 8 MHz.
[0067]
7 and 8 show examples of the number of stop pulses and the number of full emission pulses at each aperture value and each distance under the above conditions. The number of stop pulses and the number of full emission pulses are shown in fractional form. The denominator is the number of full emission pulses, and the numerator is the number of stop pulses.
The number of full light emission pulses is the same if the distance is constant, and increases or decreases in inverse proportion to the square of the distance.
[0068]
As is apparent from FIG. 7, the number of full light emission pulses is 10,000 at a distance of 0.5 m. However, as apparent from FIG. 8, the number of full emission pulses decreases to 78 pulses at a distance of 5.6 m.
In the camera, the appropriate exposure amount is constant regardless of the distance if the aperture value is the same. Therefore, the number of stop pulses at each aperture value is also constant. Also, changing the ISO value (film sensitivity) is the same as changing the aperture value from the viewpoint of light quantity control. Therefore, in FIGS. 7 and 8, each ISO value and aperture value are shown on the left side.
[0069]
As is clear from FIGS. 7 and 8, when the ISO value and the aperture value are known, the number of stop pulses is determined. That is, the number of stop pulses is not affected by the shooting distance. The number of stop pulses is set as a comparison value input to the digital comparator 11 shown in FIG.
The ratio of the number of stop pulses to the number of full light emission pulses represents the output timing of the light emission stop signal during strobe light emission. For example, as is apparent from FIGS. 7 and 8, the ratio of the number of stop pulses to the number of full emission pulses is “distance 0.5 m at ISO 100, 2500/10000 at aperture value f32”, and “distance at ISO 100”. It is 625/2500 at 1 m and aperture value f16, and “distance 2 m at ISO 100, 156/625 at aperture value f8”, and “distance 4 m at ISO 100 and 39/156 at aperture value f4”. That is, the ratio of the number of stop pulses to the number of full light emission pulses in each case is all 1/4. Therefore, in each case, the timing for outputting the light emission stop signal is the same.
[0070]
However, it becomes difficult for the strobe light emission amount control circuit to accurately control the light control of the strobe when the number of stop pulses decreases. This is because the amount of light received by the light receiving sensor (photodiode PD) of the strobe light emission amount control circuit is attenuated as the subject is located farther away (inversely proportional to the square of the distance). For example, FIG. This is because, in the circuit shown in FIG. 6, the number of occurrences of the output pulse decreases due to the constant current value being a fixed value.
[0071]
FIGS. 9A and 9B are views showing the amount of light received by the photodiode PD when a short distance object and a long distance object are irradiated with the same amount of strobe light. 9A shows the case of a subject at a short distance, and FIG. 9B shows the case of a subject at a long distance.
In the circuits shown in FIGS. 1, 3, and 6, as the distance increases, the generation of the output pulse becomes sparse and the temporal measurement accuracy deteriorates. In the automatic light control mode, the control accuracy is particularly problematic when the aperture value is bright and the ISO value is high at a long distance. For example, as is apparent from FIG. 8, in ISO 400, at the aperture value f2 and the distance of 4 m, the ratio of the number of stop pulses to the number of full emission pulses is 2/156. Similarly, as is apparent from FIG. 8, in ISO 400, at a diaphragm value f2 and a distance of 5.6 m, the ratio of the number of stop pulses to the number of full light emission pulses is a very rough value of 2/78.
[0072]
Note that, by knowing in advance the number of full light emission pulses corresponding to the shooting distance, the constant current value in FIGS. 1, 3 and 6 can be set to be small in proportion to this. Thereby, in the circuits shown in FIGS. 1, 3, and 6, the number of full light emission pulses can be made the same regardless of the shooting distance. If this method is feasible, the problem of the control accuracy is solved.
[0073]
However, the constant current value needs to be set at a ratio of 1024 when the shooting distance is 10 steps from 0.5 m to 16 m. It is actually difficult to operate the circuits shown in FIGS. 1, 3, and 6 in the large current range described above. Also, in order to know the shooting distance, it is necessary to have lens distance information transmitted from the camera side. However, the distance information may have a large error. Even at the same shooting distance, the number of full light emission pulses varies greatly depending on the reflectance of the subject and the state of the background. Therefore, in the circuits shown in FIGS. 1, 3, and 6, it is difficult to increase the control accuracy by setting the constant current value to be small in proportion to the shooting distance.
[0074]
Further, as can be seen from FIGS. 7 and 8, the photographing distance at which the number of stop pulses becomes equal to the number of full light emission pulses varies depending on each aperture value. In FIG. 7 and FIG. 8, the number of stop pulses is equal to the number of full light emission pulses in the lowest column at each distance. For example, if the distance is 0.5 m, it is 10,000 / 10000, and if the distance is 0.7 m, it is 5000/5000. If the aperture value is small, the amount of light on the film surface increases, so that it is naturally possible to shoot up to a long distance. On the contrary, if the aperture value is increased by one step, the reaching distance of the strobe light becomes 0.707 times, and it becomes difficult to take a picture up to a long distance.
[0075]
In FIGS. 7 and 8, the short-distance shooting limit differs depending on each aperture value. For example, the imaging limit at a distance of 0.5 m is a combination of ISO values and aperture values that satisfy the condition that the ratio of the number of stop pulses to the number of full emission pulses is 39/10000. For example, a combination of ISO 100 and aperture value 4, a combination of ISO 200 and aperture value 5.6, and the like.
[0076]
Note that the number of stop pulses exists in the calculation even under the conditions of ISO 100, distance 0.5 m, and aperture value 1.4. However, in this case, the light emission of the strobe is very small and control is difficult. Therefore, in FIGS. 7 and 8, ISO 100, distance 0.5 m, and aperture value 4 are the limits.
In addition, the short-distance shooting limit is increased to a value that is one step brighter as the distance increases by one step. In FIG. 7, the number of stop pulses: the number of full light emission pulses = 39: 10000 is the limit, but this ratio varies depending on the ability of the control circuit.
[0077]
The reason why it is difficult to control minute emission is mainly due to the nature of the arc tube (xenon tube) and the delay time of the control circuit. That is, it takes some time until the light emission is actually stopped after the light emission stop signal is output from the circuit shown in FIG.
FIGS. 10A and 10B are diagrams showing the relationship between the amount of light received by the photodiode PD and time, and particularly show the state from when the light emission stop signal is output until the light emission stops.
[0078]
FIG. 10A shows a case where a light emission stop signal is output at a relatively fast timing after the strobe light emission starts. FIG. 10B shows a case where a light emission stop signal is output at a later timing after the strobe light emission starts. FIG. 10B shows a case where a light emission stop signal is output after most of the light emission of the strobe is completed.
[0079]
In FIGS. 10A and 10B, areas S1 and S3 indicate the amount of light emission from which the light emission stop signal is output from the start of the light emission of the strobe. In FIGS. 10A and 10B, areas S2 and S4 are light emission amounts after the light emission stop signal is output, and are control error amounts called “brightening”.
If the areas S2 and S4 are zero, no control device is required. However, as the fractional ratio (number of stop pulses / number of full emission pulses) in FIGS. 7 and 8 decreases, the areas S2 and S4 increase. As a result, when the fraction ratio becomes small, a situation occurs in which the amount of light emitted from the strobe greatly exceeds the control target. Therefore, the fraction ratio is set to a certain value or more, and this value is set as the limit of the controllable range. The above situation is the same in the conventional analog control system, and the controllable range is limited in the automatic light control of the analog control system as in FIGS.
[0080]
Therefore, a method for preventing a situation in which the dimming (control) accuracy of the strobe light emission amount falls in a range where the fraction ratio is small (for example, photographing with a small aperture value) will be described. This method is to change the constant current value in FIG. 6 (the same applies to FIGS. 1 and 3) according to the aperture value.
7 and 8, the number of full light emission pulses is 10,000. In FIG. 6, when the frequency of the sample clock CK is determined and the shortest control distance is 0.5 m, the constant current value is set so that the circuit of the capacitor Cpd does not overflow for a moment due to the photocurrent of the photodiode PD. As a result, it is determined.
[0081]
If it is known in advance that the light emission stop signal is output before the photocurrent of the photodiode PD reaches the peak value, the constant current value is set to a smaller value to increase the resolution of light emission detection. Light (control) accuracy can be increased.
For example, in ISO100, F16, the fractional ratio in FIG. 7 is 625/10000, and it is clear that the light emission stop signal is output before the light emission reaches 10% of the full light emission amount. The fractional ratio increases as the shooting distance increases. However, since the peak current itself decreases in inverse proportion to the square of the distance, the circuit of the capacitor Cpd does not overflow due to the photocurrent.
[0082]
FIG. 11 and FIG. 12 are diagrams showing the relationship between the number of stop pulses and the number of full emission pulses at each ISO value, each aperture value, each distance, and each constant current ratio. In FIG. 11 and FIG. 12, the peak of the photocurrent is set to about 25% to 35% of the number of full emission pulses, and the constant current value is set according to the ISO value and the aperture value while looking a little safe in the circuit. An example is shown.
[0083]
The “constant current ratio” shown in FIGS. 11 and 12 indicates the ratio to the constant current that actually flows through the circuit when the fixed constant current shown in FIGS. 7 and 8 is “1”. 11 and 12, for example, in ISO 100, the constant current ratio is set to 1/8 at the aperture values f4 and f5.6. Therefore, the accuracy of detection of the photocurrent is improved by 8 times compared to the case of FIGS.
[0084]
According to the circuits shown in FIGS. 1, 3, and 6, it is possible to increase the control accuracy of the output timing of the light emission stop signal by changing the constant current ratio, as shown in FIGS. is there. However, such an improvement in the control accuracy cannot be realized by the discharge of the photocurrent through the resistor described in the column of the prior art, and the advantages of this embodiment can be understood.
[0085]
11 and 12, the constant current ratio based on the aperture value is selected as an exponent series of 2 (1, 1/2, 1/4...) To cover the dynamic range. This corresponds to the invention described in claim 12.
However, the present invention is not limited to the exponent series of 2, but a plurality of constant current values may be prepared and selected. This corresponds to the inventions described in claims 4 and 5.
[0086]
Furthermore, rather than adjusting each of the constant currents flowing through the circuits of FIGS. 1, 3 and 6 to a predetermined current value (for example, a current ratio of 1/2, 1/4...) It is easier to use each flowing constant current as it is. This corresponds to the invention described in claim 6.
Then, each constant current value actually flowing through the circuit or a ratio to a certain reference current value is stored in a nonvolatile memory, and a comparison value to be input to the digital comparator 11 shown in FIG. 6 is set according to the stored contents of the memory. It is preferable to do this. For example, in FIGS. 1, 3, and 6, when the design value of the constant current is different from the constant current that actually flows through the circuit, the shift amount is stored in a nonvolatile memory (not shown), The light emission amount is corrected based on the stored shift amount. Specifically, it is realized by a strobe CPU (not shown) correcting the comparison value input to the digital comparator 11 of FIG. 6 by the number of pulses corresponding to the shift amount read from the memory (not shown). The above description corresponds to the invention described in claim 13.
[0087]
Changing the setting of the constant current value according to the aperture value contributes to improving the accuracy of the output timing of the light emission stop signal. However, it does not contribute to the improvement of the control error due to the brightening described with reference to FIGS. 10 (a) and 10 (b). Since it is physically impossible to make the brightening zero, the conventional analog control is devised to reduce the brightening by performing various corrections. In short, in FIGS. 10A and 10B, the areas S2 and S4 for the brightening are predicted, the light emission stop signal is output early, and the light emission amount is brought close to the areas S1 and S3.
[0088]
However, as can be seen from FIGS. 10A and 10B, the ratio of the area S2 to the area S1 and the ratio of the area S4 to the area S3 are large depending on the light emission time until the light emission stop signal is output. change.
As the subject approaches the strobe and the ISO value increases, it is necessary to stop the light emission in a shorter light emission time. In such a case, the area (S2) of the brightening cannot be ignored with respect to the area (S1). However, when the light emission time becomes longer as shown in FIG. 10B, the area S4 can be ignored relative to the area S1.
[0089]
Next, some methods for correcting the brightening components (S2, S4) will be described.
First, a method for setting a comparison value to be input to the digital comparator 11 in FIG. 6 by subtracting an appropriate fixed value from a certain threshold value will be described. This corresponds to the invention described in claim 9.
[0090]
In principle, it is incomplete to subtract an appropriate fixed value from the threshold value as the comparison value due to the above-described property of brightening. However, this method is effective in averaging the light control error at a short distance and a long distance.
For example, as is apparent from FIGS. 7 and 8, 78 pulses are the number of stop pulses at ISO 100, F5.6, and a distance of 0.5 m. Here, it is assumed that at a distance of 0.5 m, S2 / S1 is 0.5 (corresponding to 0.5 EV), and the error at a long distance is zero. In this case, when normal control is performed, 0.5 EV is exceeded at a distance of 0.5 m. However, by setting a comparison value by subtracting an appropriate fixed value from the threshold value, for example, it can be sorted as -0.25 EV under at a long distance and 0.25 EV over at 0.5 m. This method is simple and practically effective.
[0091]
When a method of setting a comparison value to be input to the digital comparator 11 of FIG. 6 by subtracting an appropriate fixed value from the certain threshold value, as shown in FIGS. 7 and 8, when the aperture value is darkened by one stage, The rule that the comparison value is doubled is broken. Practically, the dimming control from a short distance to a long distance is searched for a value that can be executed in a balanced manner, and stored in a nonvolatile memory as an adjustment element. In addition, since the subtraction value from the comparison value when the aperture value or the ISO value changes is different, each value is stored.
[0092]
Second, a method of correcting the comparison value with time will be described. The rate at which the brightening contributes to the control error (the ratio of S2 to S1 shown in FIG. 10A) is affected by the output timing of the light emission stop signal. Therefore, the comparison value is dynamically changed as time passes after the strobe light emission is started. This corresponds to the invention described in claim 10.
[0093]
If the CPU sets the comparison value, it takes time, for example, about 10 μsec to rewrite the comparison value. However, there is no problem because it takes about 250 μsec to 300 μsec from the start of light emission to the peak position. In addition, this is a practically feasible method. Further, the amount of change in the comparison value is preferably the first correction amount, and it is desirable that the correction amount be gradually reduced each time it is updated.
[0094]
(A), (b) of FIG. 13 is a figure which shows an example of the time change of the light emission amount of a strobe, and the time change of a comparison value. However, when the CPU rewrites the comparison value, the output is instantaneously uncertain, and the digital comparator may erroneously output a coincidence signal to generate a light emission stop signal. Therefore, a circuit device that invalidates such a customary coincidence signal may be required.
[0095]
Further, when two or more output pulses are generated during rewriting of the comparison value from the circuit of FIG. 6, the count value of the counter 10 may exceed the new comparison value. In this case, the digital comparator 11 further counts up without outputting a coincidence signal. In order to avoid this count-up, the following may be performed. That is, the increment value of the comparison value is set to be larger than the increment value of the count that occurs during the rewriting of the comparison value. Alternatively, the CPU reads the count value of the counter 10 after rewriting the comparison value. The CPU forcibly outputs the light emission stop signal when the count value is larger than the rewritten comparison value and no light emission stop signal is output. Furthermore, there is a method in which the comparison value is updated by hardware so that the increment rate of the comparison value is programmable.
[0096]
As a matter related to the dynamic update of the comparison value, a bias current compensation method for the input terminal of the comparator CMP will be described. Also, the current from the latch-prevented high resistance Rpd and the leakage current of the photodiode PD shown in FIGS. 1, 3 and 6 have the same effect as the bias current of the input terminal of the comparator CMP. I will compensate.
[0097]
As described above, since the bias current is added to the current of the photodiode PD from the input terminal of the comparator CMP, the capacitor Cpd is charged. Therefore, sometimes the comparator CMP is inverted to Hi, and the NAND circuit NAND outputs a pulse. In order to compensate for this, the comparison value input to the digital comparator 11 shown in FIG. 6 may be increased with time corresponding to the bias current.
[0098]
The bias current needs to be measured before the strobe light is emitted. The bias current includes a photocurrent output from the photodiode PD in a normal illumination state. These currents are currents that do not depend on the light emission of the strobe even if the cause is different. Therefore, using the circuit of FIG. 6, the number of pulses per predetermined time is measured before strobe light emission, and the increase rate is checked. Then, after the strobe light is emitted, the comparison value is corrected and updated with the increase over time. The correction of the comparison value can also be performed simultaneously with the update of the comparison value for the above-described brightening correction.
[0099]
Third, a method using preliminary photometry will be described. This corresponds to the invention described in claim 11. As shown in FIGS. 7 and 8, if the number of full emission pulses is known in advance from the aperture value and the ISO value, the number of stop pulses is determined. If the number of stop pulses is known, the timing at which the light emission stop signal is output can be almost understood, and the correction amount (correction pulse number) of the brightening amount and the bias current can be determined before the light emission.
[0100]
For this reason, before the main light emission in which the strobe emits light in synchronism with the film exposure, for example, light emission of several tenths of full light emission is performed as preliminary light emission. The amount of light reflected by this preliminary light emission is measured as the number of output pulses using the circuit shown in FIG. 1, FIG. 3 or FIG. Based on the measured number of pulses in preliminary light emission, the number of pulses in full light emission is estimated.
[0101]
If the amount of preliminary light emission is sufficiently small, its value is not a problem. However, the light quantity ratio between preliminary light emission and full light emission needs to be known with relatively high accuracy.
In order to realize minute light emission as preliminary light emission, the strobe is controlled so as to allow light emission only for a predetermined time (for example, about 20 μs). That is, the minute light emission as the preliminary light emission is realized by controlling the light emission time.
[0102]
The ratio between the minute light emission amount and the full light emission amount can be examined through experiments in advance. The light emission energy is charged in a capacitor called a large-capacity main capacitor. If this charging voltage is different, the light emission amount changes even during light emission for a fixed minute time. Usually, the main capacitor is charged to a predetermined voltage, and then a strobe is emitted to take a picture. However, when shooting is performed continuously, shooting may be performed without waiting for sufficient charging. In this case, both the preliminary light emission amount and the full light emission amount are reduced as compared with the case where the full light emission is sufficiently performed, and the light amount ratio between the preliminary light emission amount and the full light emission amount also changes. When this ratio changes greatly, the ratio of the light emission amount can be predicted by examining the charging voltage of the main capacitor.
[0103]
FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a time chart for performing preliminary light emission. In the figure, 1 indicates a light emission waveform of preliminary light emission, and 2 indicates a light emission waveform of main light emission. In the preliminary light emission, light is emitted with a very small amount of light so as not to make the strobe guide number too small.
[0104]
In FIG. 14, F indicates the travel of the front curtain of the shutter, and B indicates the travel of the rear curtain of the shutter. Further, To indicates the fully open time of the shutter, that is, the period during which the entire film is exposed.
When preliminary light emission is performed, the number of full light emission pulses can be roughly estimated. Therefore, a method for increasing the dimming accuracy by changing the magnitude of the constant current according to the predicted number of full light emission pulses will be described.
[0105]
In the example of FIGS. 7 and 8, the number of full light emission pulses is 10,000. As described above, when strobe light is emitted at the closest shooting distance of 0.5 m, the circuit of the capacitor Cpd does not overflow even at the peak of the photocurrent of the photodiode PD. The ratio between the number of full light emission pulses by preliminary light emission and the number of full light emission pulses at the closest shooting distance corresponds to the decay rate of the peak current in preliminary light emission and light emission at the closest shooting distance. Therefore, if the constant current is reduced based on the attenuation rate, the number of full light emission pulses becomes the same as the number of full light emission pulses at the closest shooting distance.
[0106]
In terms of circuit, it is preferable to select an integer as the current ratio between the photocurrent during preliminary light emission and the photocurrent during main light emission. This is because the selection of the current ratio as an integer is easy in terms of design when making an IC. Further, making the current ratio an exponential series of 2 is a good method for covering the dynamic range. In addition, selecting an appropriate constant current from a plurality of constant current options has a large improvement effect in terms of dimming accuracy compared to the case of using only one type of constant current. When the constant current is changed according to the aperture value, the circuit can be used in common from the plurality of constant current options.
[0107]
However, preliminary light emission needs to be performed immediately before the shutter opening. Therefore, it is necessary to synchronize the shooting sequence between the strobe and the camera. Many recent cameras communicate with strobes. Therefore, the camera transmits a timing signal that permits the start of preliminary light emission to the strobe. On the other hand, the strobe transmits a shutter travel permission signal to wait for the shutter to travel until the end of preliminary light emission to the camera. It should be noted that the camera and the strobe need to confirm by communication that both are compatible with preliminary light emission in the automatic light control mode before the release is started.
[0108]
FIG. 15 is a flowchart showing an outline of control on the camera side of the automatic light control by the preliminary light emission. FIG. 16 is a flowchart showing an outline of control on the strobe side of the automatic light control by the preliminary light emission.
Hereinafter, the procedure of the preliminary light emission and the main light emission will be described based on the flowcharts shown in FIGS. 15 and 16.
[0109]
As is clear from step S1 shown in FIG. 15 and step S101 shown in FIG. 16, the CPU of the camera and the CPU of the flash communicate periodically as routine work.
In step S2, the CPU of the camera performs communication with the strobe, and checks whether the strobe is of a type that communicates with the camera. If the CPU of the camera is determined to be the type that performs communication, the process proceeds to step S3.
[0110]
In step S3, the CPU of the camera further checks whether or not the strobe is compatible with the pre-flash synchronization signal in the automatic flash photography.
If it is determined in step S2 that the strobe is not a communication type, or if it is determined in step S3 that the strobe is not compatible with pre-flash, in step S5, the CPU of the camera is a non-pre-flash. It is stored in the flag.
[0111]
If it is determined in step S2 that the strobe is a communication type, and if it is determined in step S3 that the strobe is compatible with pre-flash, the camera CPU in step S4 determines that the strobe is compatible with pre-flash. Is stored in the flag.
The CPU of the strobe performs exactly the same operations as steps S1 to S5 on the camera side from steps S1O1 to S105. That is, in step S102, the CPU of the strobe checks whether the camera is of a type that communicates with the strobe. In step S103, the CPU of the strobe further checks whether the camera requests a pre-flash synchronization signal in automatic flash photography. If the camera is compatible with pre-flash, the strobe CPU stores that fact in a flag in step S104. If the camera is not compatible with pre-flash, the strobe CPU stores this fact in a flag in step S105.
[0112]
In addition to the automatic light control mode, there are several types of flash light control modes. Which type of dimming mode is selected is usually determined by the setting of the operation member on the strobe side. Therefore, the following communication is performed in the handshake between the camera and the strobe in step S1 and step S101. The CPU of the strobe transmits the communication data to the camera side, including “automatic flash photography mode” and “requesting a pre-flash synchronization signal”. On the other hand, the CPU of the camera returns to the strobe side that “I understand to output the pre-flash synchronization signal in the automatic light control mode”. When the handshake is not established, the flash side cannot perform automatic light control using pre-flash. In this case, the strobe uses a method of selecting an appropriate constant current according to the aperture value.
[0113]
In step S6 shown in FIG. 15, the camera side checks the start of the release. The release is usually started by pressing the release button of the camera. The CPU of the camera transmits the start of release to the strobe (not shown).
In step S106 shown in FIG. 16, the strobe detects “release start” from the camera.
[0114]
In step S107 shown in FIG. 16, the strobe CPU refers to the flag set in steps S104 and 105 to determine whether or not the camera is a pre-flash compatible camera. If it is determined that the camera is a pre-flash compatible camera, the flash CPU determines in step S108 whether or not a pre-flash permission timing signal has been received from the camera. When the timing signal is not received, the flash CPU repeats the determination in step S108 until it is received. If it is determined in step S107 that the camera is not a pre-flash compatible camera, the process proceeds to step S111.
[0115]
In step S7 shown in FIG. 15, after the camera and strobe recognize the start of the release sequence, the camera CPU raises the main mirror and narrows the lens. When these processes are completed, the camera can expose the film by running the shutter. In step S8, when the CPU of the camera refers to the flags in steps S4 and S5 and determines that the strobe is a non-pre-flash, the process immediately proceeds to step S10. If it is determined in step S8 that pre-emission is to be performed, the process proceeds to step S9.
[0116]
In step S9, the CPU of the camera transmits a timing signal for permitting preliminary light emission to the strobe.
The CPU of the strobe detects the timing signal in step S108 shown in FIG. 16, and performs preliminary light emission with a minute amount of light in step S109. The strobe selects a constant current used for the main light emission based on the measurement result of the reflected light by the preliminary light emission.
[0117]
In step S110, the CPU of the strobe outputs a shutter release permission signal to the camera after completion of the strobe preliminary light emission.
In step S9 shown in FIG. 15, the CPU of the camera receives the shutter release permission signal, causes the trailing curtain shutter to travel, and starts exposure.
Subsequently, in step S11, control of traveling of the front curtain and rear curtain of the shutter is executed.
[0118]
The time required for the preliminary light emission is short, and the running of the front curtain may be started after a predetermined time has elapsed from step S9. In this case, step S110 and step S10 are unnecessary. In this case, a delay of a predetermined time is required instead of step S10. This completes the control of the strobe preliminary light emission. When the front curtain completes running, the camera CPU outputs a synchronization signal from the X contact to notify the timing of the main flash emission. This signal is directly input to the strobe.
[0119]
In step S111 in FIG. 16, when the strobe CPU detects the synchronization signal, the strobe CPU immediately starts main light emission. In step S112, the strobe CPU controls the light emission amount.
The camera moves the rear curtain after the shutter time elapses. Note that the control of the travel of the front curtain and rear curtain of the shutter is collectively shown as step S11 in FIG.
[0120]
Thereafter, the camera winds up the film, completes all shooting sequences, and returns to step S1 again. In step S113, the strobe also detects completion of the winding and returns to step S101.
FIG. 17 is a diagram in which the constant current source CS1 shown in FIGS. 1 and 6 is realized using a current mirror circuit. In FIG. 17, the constant voltage circuit REG supplies a constant current to the collector of the transistor Tr1 via the resistor R. The transistors Tr2 to Tr5 draw currents corresponding to their respective emitter areas from their respective collectors in accordance with the voltage generated at the base and emitter of the transistor Tr1. The base area ratio of the transistors Tr2 to Tr5 with respect to the emitter area of the transistor Tr1 is a ratio of the emitter current to the emitter current (≈collector current) of the transistor Tr1.
[0121]
In FIG. 17, the emitter area of the transistor Tr1 is represented as 1s, and the emitter areas of the transistors Tr2 to Tr5 are represented as 1s to 4s. koreha, meaning the following: That is, the transistor Tr2 extracts the same emitter current as the transistor Tr1, the transistor Tr3 extracts twice the emitter current of the transistor Tr1, the transistor Tr3 extracts four times the emitter current of the transistor Tr1, and the transistor Tr4 extracts eight times the emitter current of the transistor Tr1.
[0122]
The transistor Tr6 supplies a base current to the transistors Tr1 to Tr5.
The multiplexer MPX selects one of the four transistor output currents based on an instruction of a selection signal from a CPU on the strobe side (not shown). The selected constant current is used, for example, as the constant current in FIG. The collectors of the other transistors not selected by the multiplexer MPX are connected to the circuit power supply voltage Vcc. In FIG. 17, a current Isink indicates a current discharged from the capacitor Cpd and input to the constant current source CS1 in FIG.
[0123]
As is clear from the above description, according to each embodiment described above, the following effects can be obtained.
First, since the number of discharges of the capacitor Cpd and the amount of discharge charge can be made proportional, the light control of the strobe can be accurately performed.
Second, since the reverse bias voltage of the photodiode PD can be stabilized and the constant current discharge can be realized from the capacitor Cpd, it is possible to realize the dimming control of the strobe that is hardly affected by the circuit power supply voltage.
[0124]
Thirdly, in the so-called automatic light control mode in which strobe light emission is detected by a photodiode provided on the strobe side and a light emission stop signal is generated from the ISO value and the aperture value, the following effects can be obtained.
(A) The light control accuracy can be improved by changing the constant current for discharging the photocurrent according to the photographing aperture value and the ISO sensitivity.
[0125]
(B) Adjusting the timing of outputting the light emission stop signal by detecting the light emission amount of the strobe as a digital value in real time and changing the comparison value compared with this with the digital comparator 11 step by step from the light emission start. Is possible. Therefore, it is possible to reduce the influence of the error called brightening.
[0126]
(C) A pre-determined minute amount of light is taken immediately before film exposure at the time of filming, the reflected light is measured, and a predicted value of a detection pulse in the case of full light emission is estimated from this measured value, and the photocurrent is determined accordingly The accuracy of dimming control can be increased by changing the constant current that discharges the light.
[0127]
【The invention's effect】
According to the strobe light receiving amount digitizing circuit of the first aspect, the measurement accuracy of the strobe light emission amount, that is, the photocurrent can be greatly improved.
[0128]
According to the strobe light receiving amount digitizing circuit of the second aspect, the measurement accuracy of the strobe light emission amount and the photocurrent can be greatly improved. Specifically, the number of pulses output from the received light amount output means can accurately indicate the received light amount of the strobe.
According to the electronic circuit for digitizing strobe light received according to the third aspect, since one discharge is always performed by one transient phenomenon, it is possible to reliably remove an error of constant current discharge due to the overlap of transient phenomena.
[0129]
According to the strobe light receiving amount digitizing circuit of the fourth aspect, the constant current can be adjusted to an appropriate value according to the aperture value and the film sensitivity for the measurement accuracy of the strobe light emission amount.
According to the strobe light reception digitizing circuit of the fifth aspect, the constant current can be easily adjusted according to the aperture value of the camera and the film sensitivity.
[0130]
According to the strobe light reception digitizing circuit according to the sixth aspect, it is not necessary to make any special measures on the circuit.
According to the strobe light reception digitization circuit according to claim 7, it is possible to effectively prevent a decrease in the measurement accuracy of the strobe emission amount (photocurrent) and a decrease in the dimming accuracy of the strobe caused by fluctuations in the power supply voltage. Can do.
[0131]
According to the strobe light emission amount control circuit of the eighth aspect, the measurement accuracy of the strobe light emission amount, that is, the photocurrent can be greatly improved. Further, the number of pulses output from the received light amount output means can accurately indicate the strobe light received amount. Furthermore, high accuracy can be obtained with respect to the light control for stopping the strobe light emission during the light emission.
[0132]
According to the strobe light emission amount control circuit of the ninth, tenth and eleventh aspects, it is possible to reduce the influence of an error called brightening in which light emission continues after the light emission stop signal is output.
According to the strobe light emission amount control circuit of the twelfth aspect, since the plurality of current values are exponential series of powers of 2, it is easy to make an IC and can cover a dynamic range of a plurality of constant currents. it can.
[0133]
According to the strobe light emission amount control circuit of the thirteenth aspect, the light control of the strobe can be accurately performed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a strobe light reception digitizing circuit according to the present invention;
FIG. 2 is a time chart showing the operation of the first embodiment shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a circuit diagram showing a second embodiment of the strobe light reception digitizing circuit of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a full light emission waveform of a general strobe.
FIG. 5 is a diagram showing a light emission waveform when the peak current is lowered.
6 is a circuit diagram showing a first embodiment of a strobe light emission amount control circuit that generates a light emission stop signal using the strobe light reception amount digitizing circuit shown in FIG. 1; FIG.
FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the number of stop pulses and the number of full emission pulses at each ISO value, each aperture value, and each distance.
FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the number of stop pulses and the number of full light emission pulses at each ISO value, each aperture value, and each distance.
FIGS. 9A and 9B are diagrams showing the amount of light received by the photodiode PD when a short-distance object and a long-distance object are irradiated with the same amount of strobe light. FIGS. .
FIGS. 10A and 10B are diagrams showing the relationship between the amount of light received by a photodiode and time, and in particular, show a state from when a light emission stop signal is output until light emission stops.
FIG. 11 is a diagram showing the relationship between the number of stop pulses and the number of full light emission pulses at each ISO value, each aperture value, each distance, and each constant current ratio.
FIG. 12 is a diagram showing the relationship between the number of stop pulses and the number of full light emission pulses at each ISO value, each aperture value, each distance, and each constant current ratio.
FIGS. 13A and 13B are diagrams illustrating an example of a temporal change in the light emission amount of the strobe and a temporal change in the comparison value. FIG.
FIG. 14 is a diagram showing an example of a time chart for performing preliminary light emission.
FIG. 15 is a flowchart showing an outline of control on the camera side of automatic light control by preliminary light emission.
FIG. 16 is a flowchart showing an outline of control on the strobe side of automatic light control by preliminary light emission.
FIG. 17 is a diagram in which a constant current circuit is realized using a current mirror circuit.
FIG. 18 is a circuit diagram showing a first example of the prior art.
FIG. 19 is a circuit diagram showing a second example of the prior art.
[Explanation of symbols]
BA power supply
Cpd capacitor
CMP comparator
CS1 constant current source
CK Sample clock
Cc capacitor
Dc diode
D2 Two diodes connected in series
D3 3 diodes connected in series
D4 4 diodes connected in series
FF D-type flip-flop
Discharge current from Isink capacitor Cpd
PD photodiode
MPX multiplexer
NAND NAND circuit
Rpd Anti-latch resistor
Rc resistance
R1, R2, RL resistance
REG constant voltage circuit
RT variable resistance
Tr1, Tr2, Tr3, Tr4, Tr5, tr1, tr2, tr3, tr4, tr5, tr6 transistors
Vcc circuit power supply voltage

Claims

Photoelectric conversion means for receiving light from a strobe and generating an output corresponding to the received light intensity;
Storage means for storing the output generated by the photoelectric conversion means;
Based on a predetermined sampling period, it is monitored whether or not the accumulated amount of the accumulating means exceeds a predetermined threshold, and when it is detected that the accumulated amount exceeds the threshold , the detected sampling period is the period until the end, from said storage means to said accumulated amount becomes equal to or less than the threshold to release the accumulated amount, and then feedback control the accumulation amount of the storage means, a constant value near the accumulation amount of said storing means A fixed amount release means to be held in the
A strobe light reception amount digitizing circuit comprising: a light reception amount output means for outputting a pulse signal when the storage amount of the storage means exceeds a predetermined threshold value.

Photoelectric conversion means for receiving light from a strobe and outputting a current corresponding to the received light intensity;
Current / voltage conversion means for accumulating the current output from the photoelectric conversion means and converting it into a voltage value;
Based on a predetermined sampling period, monitoring whether or not the voltage value output from the current-voltage conversion means exceeds a predetermined threshold, and when detecting that the voltage value exceeds the threshold , The constant current is discharged from the current / voltage conversion means until the voltage value is equal to or lower than the threshold value until the detected sampling period ends , and the output voltage of the current / voltage conversion means is feedback controlled, and the current A constant current discharge means for holding the voltage value output from the voltage conversion means in the vicinity of a constant voltage;
A strobe light reception amount digitizing circuit comprising: a light reception amount output unit that outputs a pulse signal when a voltage value output from the current / voltage conversion unit exceeds a predetermined threshold value.

In the strobe light reception digitizing circuit according to claim 2,
The strobe light receiving amount digitizing circuit according to claim 1, wherein the constant current discharge from the current / voltage converting means is performed over a half period of the sampling period.

In the strobe light reception digitizing circuit according to claim 2,
The strobe light amount digitizing circuit according to claim 1, wherein the constant current changes in accordance with a diaphragm value and film sensitivity of a camera.

In the strobe light reception digitizing circuit according to claim 4,
The strobe light amount digitizing circuit according to claim 1, wherein the constant current changing according to the aperture value and film sensitivity of the camera is selected from a plurality of predetermined current values.

In the strobe light reception digitizing circuit according to claim 5,
A strobe light receiving amount digitizing circuit using a plurality of current values unique to a manufactured circuit as the plurality of current values.

In the strobe light reception digitizing circuit according to claim 2,
Strobe light receiving quantity digitizing circuit a reverse bias voltage you characterized in that a means for stabilizing the photoelectric conversion means.

Photoelectric conversion means for receiving light from a strobe and outputting a current corresponding to the received light intensity;
Current / voltage conversion means for accumulating the current output from the photoelectric conversion means and converting it into a voltage value;
Based on a predetermined sampling period, monitoring whether or not the voltage value output from the current-voltage conversion means exceeds a predetermined threshold, and when detecting that the voltage value exceeds the threshold , The constant current is discharged from the current / voltage conversion means until the voltage value is equal to or lower than the threshold value until the detected sampling period ends , and the output voltage of the current / voltage conversion means is feedback controlled, and the current A constant current discharge means for holding the voltage value output from the voltage conversion means in the vicinity of a constant voltage;
When the voltage value output from the current / voltage conversion means exceeds a predetermined threshold value, the received light amount output means for outputting a pulse signal;
Strobe light emission amount control comprising: a strobe light emission stop unit that counts the pulse signal and outputs a light emission stop signal to the strobe when the count value exceeds a predetermined comparison value circuit.

The strobe light emission amount control circuit according to claim 8,
The strobe light emission amount control circuit, wherein the comparison value is set to a value smaller than a design comparison value determined by an aperture value and a shooting distance.

The strobe light emission amount control circuit according to claim 9,
The strobe light emission amount control circuit is characterized in that the comparison value changes stepwise as time elapses after the strobe light emission starts.

The strobe light emission amount control circuit according to claim 8,
The strobe light emission stopping means counts the number of the pulse signals based on the light emission of the minute light amount performed by the strobe, and the constant current during the main light emission following the minute light amount is determined in advance based on the count result. A strobe light emission amount control circuit characterized by selecting from a plurality of current values.

The strobe light emission amount control circuit according to claim 11,
The strobe light emission amount control circuit, wherein the plurality of predetermined current values are exponential series of powers of 2.

In the strobe light emission amount control circuit according to claim 11 or 12,
Memory storage means for storing, in a nonvolatile memory, a difference between a plurality of predetermined current values and a plurality of current values realized by an actual circuit;
A strobe light emission amount control circuit comprising correction means for correcting the predetermined comparison value based on a difference between current values stored in the memory.