JP4455960B2

JP4455960B2 - Ｄｃブラシレスモータの制御装置

Info

Publication number: JP4455960B2
Application number: JP2004259608A
Authority: JP
Inventors: 伸悟加藤; 勝紀岡本
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2004-09-07
Filing date: 2004-09-07
Publication date: 2010-04-21
Anticipated expiration: 2024-09-07
Also published as: JP2006081247A

Description

本発明は、位置検出センサを用いずにＤＣブラシレスモータのロータ角度を検出する機能を有するＤＣブラシレスモータの制御装置に関する。

ＤＣブラシレスモータを駆動して所望のトルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電機子に電圧を印加する必要がある。そのため、ＤＣブラシレスモータにはロータ角度を検出する位置検出センサが設けられるのが一般的である。

しかし、位置検出センサを設けた場合には、位置検出センサのみならず、ＤＣブラシレスモータの駆動装置側に位置検出センサから出力される検出信号を入力するための回路を設ける必要があり、また、位置検出センサと駆動装置間の配線も必要となる。そこで、位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータと駆動装置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出する方法が提案されている。

かかる方法として、ＤＣブラシレスモータの駆動電圧にロータ角度検出用の高周波電圧を重畳したときの電機子電流の検出値に基づいてロータ角度を１８０度周期で検出し、また、いわゆるｄ−ｑ座標におけるｑ軸電機子（界磁方向の電機子）に磁極向き判別電流を供給したときの電機子電流の検出値に基づいてロータの磁極の向きを検出することによって、ロータ角度を３６０度周期で検出する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００２−３２０３９８号公報

上記背景技術の方法によるロータの磁極向き判別処理は、ロータ角度の検出開始時に一回行えばよい。そして、ｑ軸電機子への磁極向き判別電流の供給に対する電機子電流の変化の応答性を高めて、ロータの磁極向きの判別に要する時間を短縮するため、ｑ軸電機子に対する指令値に実電流を追従させるフィードバック制御におけるゲインを大きく設定することが考えられる。しかし、本願発明者らは、このようにゲインを大きく設定して、ＤＣブラシレスモータのｄ軸電機子に対する指令値に実電流を追従させるトルク電流のフィードバック制御を行ったときに、ロータ磁石の減磁が促進される場合があることを知見した。

そこで、本発明は、ロータの磁極向き判別処理に要する時間を短縮すると共に、トルク電流のフィードバック制御実行時におけるロータ磁石の減磁を抑制したＤＣブラシレスモータの制御装置を提供することを目的とする。

本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された電流値と、前記モータのロータ角度から、前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸実電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流とを算出する実電流算出手段と、前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流と前記ｑ軸実電流との偏差であるｑ軸電流偏差及び前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流と前記ｄ軸実電流との偏差であるｄ軸電流偏差を小さくするように、前記ｄ軸電機子に印加する電圧の指令値であるｄ軸指令電圧及び前記ｑ軸電機子に印加する電圧の指令値であるｑ軸指令電圧を決定する指令電圧決定手段と、前記ｄ軸指令電圧と前記ｑ軸指令電圧とに基づいて、前記モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して、前記モータの通電制御を行う通電制御手段と、前記モータの回転数が所定値未満であるときは、前記駆動電圧にロータ角度検出用の高周波電圧を重畳したときに前記電流検出手段により検出される電流値に基づいて、前記モータのロータ角度を１８０度周期で検出するロータ角度検出処理と、前記ｑ軸指令電流に磁極向き判別電流を重畳したときに前記電流検出手段により検出される電流値に基づいて、前記モータのロータの磁極の向きを判別するロータ磁極向き判別処理とを行って、前記モータのロータ角度を３６０度周期で検出し、前記モータの回転数が前記所定値以上であるときには、前記高周波電圧の重畳を行わずに、前記モータの電機子に生じる逆起電力により前記モータのロータ角度を検出する高回転域用のロータ角度検出処理を行うロータ角度検出手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置の改良に関する。

そして、前記指令電圧決定手段は、前記ロータ磁極向き判別処理が実行されるときは、前記ｑ軸電流偏差に第１のゲインを乗じて前記ｑ軸指令電圧を決定し、前記ロータ磁極向き判別処理が終了して前記ｄ軸指令電流の印加が開始された後に、前記低回転域用のロータ角度検出処理が実行されるときには、前記ｑ軸電流偏差に該第１のゲインよりも小さい第２のゲインを乗じて前記ｑ軸指令電圧を決定することを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記指令電圧生成手段は、前記ｑ軸指令電圧を決定する際に使用するゲインを前記第１のゲインと前記第２のゲインとに切換える。そして、前記ロータ磁極向き判別処理が実行されるときは、相対的に大きく設定された前記第１のゲインを用いて前記ｑ軸指令電圧を決定することにより、前記磁極判別用電流を重畳したときの前記モータの電機子電流の変化の応答性を向上させて、前記ロータ磁極向き判別処理に要する時間を短縮することができる。一方、前記ｄ軸指令電圧の印加が開始された後は、前記指令電圧生成手段は、相対的に小さく設定された前記第２のゲインを用いて前記ｑ軸指令電圧を決定するため、前記ロータ角度検出手段によるロータ角度の検出誤差が生じたときに、該検出誤差に基づいて決定される前記ｑ軸指令電圧のレベルが抑制される。そのため、前記ｑ軸指令電圧に応じた駆動電圧の印加により、前記モータのロータ磁石が減磁されることを抑制することができる。

また、前記モータを駆動軸に対する駆動力の発生源とする車両に搭載され、該車両の運転開始時に、前記ロータ角度検出手段により前記ロータ角度推定処理と前記ロータ磁極向き検出処理とを実行して、３６０度周期での前記モータのロータ角度の検出が可能となった後に、前記モータのトルク電流を制御するための前記ｄ軸指令電流の印加が開始されることを特徴とする。

かかる本発明によれば、上述した第１のゲインと第２のゲインを切換えて前記ロータ磁極向き判別処理に要する時間を短縮することにより、前記車両の運転開始時に、３６０度周期での前記モータのロータ角度の検出が可能となって前記ｄ軸指令電圧が印加され、前記車両の走行が可能となるまでの時間を短くすることができる。

本発明の実施の形態の一例について図１〜図６を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２は図１に示したＤＣブラシレスモータの作動を制御する制御装置の制御ブロック図、図３は図２に示した制御装置の作動フローチャート、図４は電流フィードバックゲインを切換えるタイミングと磁極向き判別電流を重畳するタイミングを示したグラフ、図５は電流フィードバックゲインを変更して磁極向き判別電流を重畳したときのｑ軸電流の変化の応答性を比較したグラフ、図６は電流フィードバックゲインを変更してｄ軸指令電圧を印加したときのｑ軸電流の大きさを比較したグラフである。

図２に示したＤＣブラシレスモータの制御装置１０（以下、単に制御装置１０という）は、図１に示したＤＣブラシレスモータ１（以下、単にモータ１という）とエンジン２を備えたハイブリッド車両（本発明のモータを駆動軸に対する駆動力の発生源とする車両に相当する）に搭載される。そして、該ハイブリッド車両においては、モータ１とエンジン２の駆動軸が直結され、モータ１とエンジン２は協働して駆動軸（図示しない）を回転作動させる。また、エンジン２の始動時にはモータ１によりエンジン２がクランキングされる。また、ハイブリッド車両を運転状態と停止状態に切換えるイグニッションスイッチ１３が備えられている。

制御装置１０は、図１に示したモータ１の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。

そして、制御装置１０は、ハイブリッド車両の運転状況に応じて印加されるｄ軸指令電流Ｉd_cとｑ軸指令電流Ｉq_cとに応じて、ｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）とｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）をフィードバック制御する。

また、制御装置１０は、ｄ軸電機子への印加電圧（以下、ｄ軸電圧Ｖdという）とｑ軸電機子への印加電圧（以下、ｑ軸電圧Ｖqという）とを、モータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する駆動電圧Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_cに変換するｄｑ／３相変換部２０、該駆動電圧Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_cにロータ角度検出用の高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳する高周波重畳部２１、及び駆動電圧Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_cに応じた電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwをモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子に印加するように複数のスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路からなるパワードライブユニット２２を備えている。

さらに、制御装置１０は、モータ１のＵ相の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３（本発明の電流検出手段に相当する）、モータ１のＷ相の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本発明の電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値Ｉu_sとＷ相電流センサ２４の検出電流値Ｉw_sとモータ１のロータ角度θとに応じて、ｄ軸電流の検出値であるｄ軸実電流Ｉd_sとｑ軸電流の検出値であるｑ軸実電流Ｉq_sとを算出する３相／ｄｑ変換部２６（本発明の実電流算出手段に相当する）、モータ１のロータ角度θを検出するロータ角度検出部２５（本発明のロータ角度検出手段に相当する）、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打ち消す処理を行う非干渉演算部２７を備えている。

そして、制御装置１０は、以下の式（１）により、ｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸実電流Ｉd_sを第１減算器２８で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分を加算して、ｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸実電流Ｉd_cの偏差（Ｉd_c−Ｉd_s）に応じたｄ軸指令電圧Ｖd_cを決定する。この場合、非干渉成分を無視すれば、Ｖd_cは以下の式（１）で表される。

但し、Ｋp：比例ゲイン、Ｋi：積分ゲイン、Ｓ：積分記号。

また、制御装置１０は、同様にして、ｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸実電流Ｉq_sを第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成分を加算して、ｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸実電流Ｉq_sとの偏差（Ｉq_c−Ｉq_s）に応じたｑ軸指令電圧Ｖq_cを決定する。この場合、非干渉成分を無視すれば、ｑ軸指令電圧Ｖq_cは以下の式（２）で表される。

そして、制御装置１０は、ｄ軸指令電圧Ｖd_cとｑ軸指令電圧Ｖq_cをｄｑ／３相変換部２０に入力する。これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸実電流Ｉd_sとの偏差、及びｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸実電流との偏差を小さくする３相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷがモータ１の電機子に印加されて、モータ１の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。

なお、第１減算器２８、第１のＰＩ演算部２９、第１加算器３０、第２減算器３１、第２のＰＩ演算部３２、及び第２加算器３３により、本発明の指令電圧決定手段が構成される。また、ｄｑ／３相変換部２０とパワードライブユニット２２とにより、本発明の通電手段が構成される。

ここで、ｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸指令電圧Ｖd_cとｑ軸指令電圧Ｖq_cを３相の指令電圧ＶＵ_c，ＶＶ_c，ＶＷ_cに変換する際には、モータ１のロータ角度θ（図１参照）が必要となる。また、３相／ｄｑ変換部２６によりＵ相電流センサ２３の検出電流値Ｉu_sとＷ相電流センサ２４の検出電流値Ｉw_sをｄ軸実電流Ｉd_sとｑ軸実電流Ｉq_sに変換する際にも、モータ１のロータ角度θが必要となる。

そして、角度検出部２５は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、ロータ角度θを検出する。角度検出部２５は、高周波電圧重畳部２１により第３加算器３４と第４加算器３５と第５加算器３６を介して、３相の指令電圧ＶＵ_c，ＶＶ_c，ＶＷ_cに高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳したときの、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値Ｉw_s及びＷ相電流センサ２４の検出電流値Ｉw_sに応じて、以下の式（３）により正弦参照値Ｖsを算出し、以下の式（４）により余弦参照値Ｖcを算出する。

但し、Ｋ：演算ゲイン、Δｌ：Ｕ，Ｖ，Ｗ相の自己インダクタンスｌの変動分。

そして、角度検出部２５は、以下の式（５）により、ロータ角度θを算出する。

ここで、上記式（４）〜式（５）により算出されるロータ角度は１８０度周期であり、３６０度周期でロータ角度を検出するためには、ロータの磁極の向きを判別する必要がある。そこで、角度検出部２５は、ｑ軸指令電流Ｉq_cに磁極向き判別電流を重畳したときの上記式（３）による正弦参照値Ｖsと上記式（４）による余弦参照値Ｖcとにより、以下の式（６）により磁極判別値Ａを算出して、ロータの磁極の向きを判別する。

ここで、ｑ軸電流指令Ｉq_cに磁極判別用電流を重畳してｑ軸方向（ロータ２の磁石の磁束方向）に磁界を生じさせると、磁極判別用電流により生じた磁界の向きとロータ２の磁石により生じる磁界の向きが同一である飽和状態であるときは、自己インダクタンスの変動分Δｌが大きくなる。一方、磁極判別用電流により生じる磁界の向きとロータ２の磁石により生じる磁界の向きが逆である非飽和状態であるときには、Δｌが小さくなる。

そのため、Δｌの値により変化する正弦参照値Ｖsと余弦参照値Ｖcから上記式（６）により算出される磁極判別値Ａ値が変化する。そこで、磁極判別用電流の向き（正／負）を変えて、飽和状態と非飽和状態を判断することにより、ロータ２の磁極の向きを判別することができる。

次に、図３に示したフローチャートに従って、ハイブリッド車両のイグニッションスイッチ１３（図２参照）がＯＮ操作されたときの制御装置１０の作動について説明する。ＳＴＥＰ１でイグニッションスイッチ１３がＯＮ操作されるとＳＴＥＰ２に進み、ＳＴＥＰ２で第１のＰＩ演算部２９及び第２のＰＩ演算部３２における比例ゲインＫpと積分ゲインＫi（上記式（１），式（２）参照、本発明のフィードバックゲインに相当する）が「大」に設定される。ここで、比例ゲインＫpと積分ゲインＫiは以下の式（７），式（８）により設定され、変数τの値を変更することによって、比例ゲインＫpと積分ゲインＫiの大きさが変更される。

但し、Ｌ：モータ１の電機子のインダクタンスに応じた定数、τ：ゲイン設定用の変数。

但し、Ｒ：モータ１の電機子の抵抗に応じた定数、τ：ゲイン設定用の変数。

なお、「大」に設定された比例ゲインＫpと積分ゲインＫiが、本発明の第１のゲインに相当する。

そして、ロータ角度検出部２５は、続くＳＴＥＰ３で、上述したように高周波電圧を重畳して１８０度周期でロータ角度を検出する「ロータ角度検出処理」を開始し、ＳＴＥＰ４で、上述したように磁極向き判別電流を重畳してロータ２の磁極の向きを判別する「ロータ磁極向き判別処理」を開始する。

次のＳＴＥＰ５で「ロータ磁極向き判別処理」が終了して３６０度周期でのロータ角度θが決定されたときにＳＴＥＰ６に進み、第１のＰＩ演算分２９及び第２のＰＩ演算部３２における比例ゲインＫpと積分ゲインＫiが、ＳＴＥＰ２における「大」設定よりも小さい「小」に切換えられる。

そして、続くＳＴＥＰ７でトルク指令電流であるｄ軸指令電流Ｉd_cの印加が開始され、これにより、制御装置１０は「小」に設定された比例ゲインＫpと積分ゲインＫiを用いてｄ軸指令電圧Ｖd_cを算出する。

図４（ａ）は、比例ゲインＫp及び積分ゲインＫiの設定切換えのタイミングと、ロータ角度検出処理の切換えタイミングを示したグラフであり、縦軸がモータ１の回転数Ｎに設定され、横軸が時間ｔに設定されている。そして、図中ａはモータ１の回転数Ｎの推移を示している。図中ｔ₁₀〜ｔ₁₅は図３のフローチャートにおけるＳＴＥＰ２〜ＳＴＥＰ５までの処理に対応しており、比例ゲインＫp及び積分ゲインＫiが「大」に設定されている。

また、ｔ₁₅は図３のフローチャートにおけるＳＴＥＰ６〜ＳＴＥＰ７の処理に対応しており、ｔ₁₅で比例ゲインＫp及び積分ゲインＫiが「小」に設定されてｄ軸指令電流Ｉd_cの印加が開始される。その結果、モータ１が回転を開始して回転数Ｎが増加し、回転数ＮがＮ1に達したｔ₁₆で、低回転域に対応した高周波電圧の重畳を伴う上記「ロータ角度検出処理」から、高周波電圧の重畳を行わずにモータ１の電機子に生じる逆起電圧によりロータ角度を検出する高回転域用のロータ角度検出処理に切換る。

また、図４（ｂ）は、図４（ａ）のｔ₁₀〜ｔ₁₅における「ロータ角度検出処理」と「ロータ磁極向き判別処理」の実行タイミングを詳細に示したものである。図中ｔ₁₀で「ロータ角度検出処理」が開始される。また、ｔ₁₁〜ｔ₁₂で正の磁極判別用電流がｑ軸指令電流Ｉq_cに重畳され、ｔ₁₃〜ｔ₁₄で負の磁極判別用電流がｑ軸指令電流Ｉq_cに重畳される。

このように、正／負の磁極判別用電流をｑ軸指令電流Ｉq_cに重畳し、「ロータ角度検出処理」により検出される１８０度周期のロータ角度により、３相／ｄｑ変換部２６及びｄｑ／３相変換部２０による変換処理を行ってモータ１の電機子に駆動電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを印加し、上記式（６）により磁極判別値Ａを算出する。そして、ロータ角度検出部２５は、磁極判別用電流の向き（正／負）と磁極判別値Ａによる飽和状態／非飽和状態の検知結果から、ロータ２の磁極の向きを判別する。

次に、図５，図６は、以上説明したように、比例ゲインＫpと積分ゲインＫiの大きさを、「ロータ磁極判別処理」の実行時に「大」とし、ｄ軸指令電流Ｉd_cの印加開始後は「小」に切換えた場合の効果を示したグラフである。

先ず、図５（ａ），図５（ｂ）は、縦軸をｑ軸電流Ｉqに設定し、横軸を時間ｔに設定したグラフであり、図５（ａ）のｄは比例ゲインＫpと積分ゲインＫiを「大」に設定して、ｔ₂₀で磁極向き判別用電流の重畳を開始した場合のｑ軸電流Ｉqの変化を示している。この場合、磁極向き判別用電流の重畳を開始してからｑ軸電流Ｉqがピーク値Ｉ₂₀に達するまでに要する時間はｔ₂₀〜ｔ₂₁となる。

一方、図５（ｂ）のｅは、比例ゲインＫpと積分ゲインＫiを「小」に設定して、ｔ₃₀で磁極向き判別用電流の重畳を開始した場合のｑ軸電流Ｉqの変化を示している。この場合、磁極向き判別用電流の重畳を開始してからｑ軸電流Ｉqがピーク値Ｉ₂₀に達するまでに要する時間はｔ₃₀〜ｔ₃₁となり、図５（ａ）に示したｔ₂₀〜ｔ₂₁よりも長くなる。

そのため、「ロータ磁極判別処理」の実行時に、比例ゲインＫpと積分ゲインＫiを「大」に設定することによって、磁極向き判別用電流を重畳したときのｑ軸電流の変化の応答性が速くなり、ｑ軸電流の立ち上がりを待つ時間を短く設定できるため、「ロータ磁極判別処理」に要する時間を短縮することができる。

また、図６（ａ），図６（ｂ）は、縦軸をロータ角度θ及び相電流に設定し、横軸を時間ｔに設定したグラフである。そして、図６（ａ）は、比例ゲインＫpと積分ゲインＫiを「大」に設定してｄ軸トルク指令電流Ｉd_cを印加した場合であり、図中ｆはロータ角度θの推移を示し、図中ｇは相電流の推移を示している。

ここで、トルク指令電流であるｄ軸指令電流Ｉd_cの印加時に、界磁指令電流であるｑ軸指令電流Ｉq_cは通常０に設定されるが、ロータ角度の検出誤差Δθに応じて、ｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸実電流Ｉq_sとの偏差が生じる。そして、該偏差に応じたｑ軸指令電圧Ｖq_cが算出されて相電流が生じ、図６（ａ）においては、相電流の大きさ（peak to peak)はＩ₁₀〜Ｉ₁₁となる。

一方、図６（ｂ）は比例ゲインＫpと積分ゲインＫiを「小」に設定してｄ軸トルク指令電流Ｉd_cを印加した場合であり、図中ｈはロータ角度θの推移を示し、図中ｉは相電流の推移を示している。そして、図６（ｂ）においては、相電流の大きさ（peak to peak)は図６（ａ）におけるＩ₁₀〜Ｉ₁₁よりも小さくなる。

ここで、ｑ軸電流Ｉqは、ロータ２の磁石を減磁する作用を有する。そのため、「ロータ磁極向き判別処理」が終了した後は、比例ゲインＫpと積分ゲインＫiを「小」に設定することにより、図６（ｂ）に示したようにｑ軸電流Ｉqを減少させてロータ２の磁石の減磁を抑制することができる。

なお、本実施の形態では、比例ゲインＫpと積分ゲインＫiの設定を「大」と「小」に切換えたが、比例ゲインＫpの設定のみを「大」と「小」に切換えるようにしてもよい。

また、本実施の形態では、本発明のＤＣブラシレスモータの制御装置１０がハイブリッド車両に搭載された態様を示したが、本発明の実施形態はこれに限られず、ロータの磁極向き判別処理を行うＤＣブラシレスモータの制御装置に対して幅広く適用することができる。

ＤＣブラシレスモータの構造図。図１に示したＤＣブラシレスモータの作動を制御する制御装置の制御ブロック図。図２に示したモータ制御装置の作動フローチャート。電流フィードバックゲインを切換えるタイミングと磁極向き判別電流を重畳するタイミングを示したグラフ。電流フィードバックゲインを変更して磁極向き判別用電流を重畳したときのｑ軸電流の応答性の変化を比較したグラフ。電流フィードバックゲインを変更してｄ軸指令電流を印加したときのｑ軸電流の大きさを比較したグラフ。

１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…ＤＣブラシレスモータの制御装置、１１…エンジン、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…高周波重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…角度検出部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部

Claims

ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、
前記モータの電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、
該電流検出手段により検出された電流値と、前記モータのロータ角度から、前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸実電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流とを算出する実電流算出手段と、
前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流と前記ｑ軸実電流との偏差であるｑ軸電流偏差及び前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流と前記ｄ軸実電流との偏差であるｄ軸電流偏差を小さくするように、前記ｄ軸電機子に印加する電圧の指令値であるｄ軸指令電圧及び前記ｑ軸電機子に印加する電圧の指令値であるｑ軸指令電圧を決定する指令電圧決定手段と、
前記ｄ軸指令電圧と前記ｑ軸指令電圧とに基づいて、前記モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して、前記モータの通電制御を行う通電制御手段と、
前記モータの回転数が所定値未満であるときは、前記駆動電圧にロータ角度検出用の高周波電圧を重畳したときに前記電流検出手段により検出される電流値に基づいて、前記モータのロータ角度を１８０度周期で検出する低回転域用のロータ角度検出処理と、前記ｑ軸指令電流に磁極向き判別電流を重畳したときに前記電流検出手段により検出される電流値に基づいて、前記モータのロータの磁極の向きを判別するロータ磁極向き判別処理とを行って、前記モータのロータ角度を３６０度周期で検出し、前記モータの回転数が前記所定値以上であるときには、前記高周波電圧の重畳を行わずに、前記モータの電機子に生じる逆起電力により前記モータのロータ角度を検出する高回転域用のロータ角度検出処理を行うロータ角度検出手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置において、
前記指令電圧決定手段は、前記ロータ磁極向き判別処理が実行されるときは、前記ｑ軸電流偏差に第１のゲインを乗じて前記ｑ軸指令電圧を決定し、前記ロータ磁極向き判別処理が終了して前記ｄ軸指令電流の印加が開始された後に、前記低回転域用のロータ角度検出処理が実行されるときには、前記ｑ軸電流偏差に該第１のゲインよりも小さい第２のゲインを乗じて前記ｑ軸指令電圧を決定することを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御装置。
前記モータを駆動軸に対する駆動力の発生源とする車両に搭載され、
該車両の運転開始時に、前記ロータ角度検出手段により前記ロータ角度推定処理と前記ロータ磁極向き検出処理とを実行して、３６０度周期での前記モータのロータ角度の検出が可能となった後に、前記モータのトルク電流を制御するための前記ｄ軸指令電流の印加が開始されることを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。