JP4465854B2

JP4465854B2 - Switching power supply circuit

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Publication number: JP4465854B2
Application number: JP2000332154A
Authority: JP
Inventors: 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-10-26
Filing date: 2000-10-26
Publication date: 2010-05-26
Anticipated expiration: 2020-10-26
Also published as: JP2002136137A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図１１の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路の一例を示している。この図に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチングコンバータとして電圧共振形コンバータを備えている。
【０００４】
この図に示す電源回路では、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。
【０００５】
上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共振形コンバータを形成するメインのスイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が選定される。このメインスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。また、ベース−エミッタ間に対しては、クランプダイオードＤDが接続される。ここで、並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次側並列共振回路を形成しており、これによって電圧共振形コンバータとしての動作が得られるようになっている。
そして、メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限抵抗ＲBから成る自励発振駆動回路が接続される。メインスイッチング素子Ｑ1には、この自励発振駆動回路にて発生される発振信号を基とするベース電流が供給されることでスイッチング駆動される。なお、起動時においては整流平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓ−ベース電流制限抵抗ＲBを介してベースに流れる起動電流によって起動される。
【０００６】
直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻線ＮBと電流検出巻線ＮDの巻装方向に対してその巻装方向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装されて構成され、後述するようにして一次側電圧共振形コンバータのスイッチング周波数を制御するために設けられる。
【０００７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側に得られたスイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
ここでの詳しい説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴには、コアに対してギャップが形成されていることで、疎結合の状態が得られるようになっている。
【０００８】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻始め端部は、メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続されて、巻終わり端部は、電流検出巻線ＮDを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続される。
また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部は二次側アースに対して接続され、巻終わり端部は整流ダイオードＤOを介して平滑コンデンサＣOの正極端子に対して接続される。
【０００９】
また、この図に示す回路の一次側においては、先に本出願人が提案したアクティブクランプ回路２２が設けられる。
このアクティブクランプ回路２２は、図示するように、クランプコンデンサＣCL−補助スイッチング素子Ｑ2の直列接続回路を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して形成されるものである。ここでは、補助スイッチング素子Ｑ2にはＭＯＳ−ＦＥＴが採用される。
【００１０】
この補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−駆動巻線Ｎｇを直列接続した自励発振駆動回路が接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間には、抵抗Ｒ１が挿入される。
この場合の駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終わり端部側を巻き上げるようにして形成されており、その巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。
そして補助スイッチング素子Ｑ2は、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期に同期したオン／オフタイミングで以て、所定期間において導通するようにスイッチング動作を行うことになるが、これにより、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間において並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する並列共振パルス波形をクランプして、そのピークレベルを抑制するようにされる。
【００１１】
一次側電圧共振形コンバータを形成するメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、上記した構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝送され、更に二次巻線Ｎ2に対して励起されるようにして伝達されることになる。
【００１２】
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、図示するように二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2が接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と共に二次側並列共振回路を形成する。
そして、この二次側並列共振回路に対して、図示する接続形態によって整流ダイオードＤO及び平滑コンデンサＣOから成る半波整流回路が接続されることで、二次側直流出力電圧ＥOを出力する。
【００１３】
このような構成による電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられることになる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１４】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥOのレベルに応じて可変の直流電流を、制御電流として、直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎｃに流すようにされる。このようにして、制御巻線Ｎｃに流れる制御電流レベルが可変されることで、直交型制御トランスＰＲＴにおいては、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変するように制御することになる。これによって、自励発振駆動回路における駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣBから成る共振回路の共振周波数が変化し、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御されることになる。このようにしてメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧ＥOが一定となるように制御される。つまり、電源の安定化が図られる。
【００１５】
ここで、参考までに上記図１１に示す電源回路における要部の仕様を以下に記しておく。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、ＥＲ４０型のフェライトコアを用い、一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝５０Ｔとされる。
また、駆動用共振コンデンサＣｇ＝０．３３μＦ、抵抗Ｒｇ＝１０Ω、抵抗Ｒ1＝８２Ω、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝２２００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL＝０．０４７μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝７５００ｐＦが選定されている。このような仕様とすることで、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜０Ｗの条件に対して、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜２８８Ｖまでの広範囲で実用充分なレギュレーション特性が満足される。
【００１６】
図１２は、上記図１１に示した電源回路における一次側の動作を示す波形図である。図１１（ａ）〜（ｇ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の動作を示し、図１１（ｈ）〜（ｎ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗとされる無負荷時の動作を示している。
先ず、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において、メインスイッチング素子Ｑ1//一次側並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端に得られる一次側並列共振電圧Ｖ1は、図１２（ａ）に示すようにして、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴON1においては０レベルで、オフとなる期間ＴOFF1において図示するような並列共振パルス波形が得られており、これにより、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作が電圧共振形となっていることが示される。
このようなメインスイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングに応じて、メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタに流れるコレクタ電流は図１２（ｂ）に示す波形となる。
【００１７】
また、アクティブクランプ回路２２を形成する補助スイッチング素子Ｑ2のゲートには、駆動巻線Ｎｇに励起された交番電圧が、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇの直列接続を介して印加されることで、補助スイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧ＶGSとしては、図１２（ｇ）に示すようにして、期間ＴOFF1にて台形形状のパルスとなる波形が得られる。また、このときには、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇの直列接続回路によってゲート−ソース間電圧ＶGSを微分した波形による駆動巻線電流Ｉｇが、図１２（ｆ）に示すようにして、流れることになる。この微分波形は、並列共振パルス波形の立ち上がり期間と立ち下がり期間である、期間ＴOFF1における開始区間と終了区間において得られる。
このような駆動回路系の動作により、アクティブクランプ回路２２を形成する補助スイッチング素子Ｑ2//クランプダイオードＤD2の並列回路は、期間ＴON2において導通し、期間ＴOFF2においてオフとなるようにスイッチング動作を行うことになる。
【００１８】
そして、期間ＴON2においては、本来、並列共振コンデンサＣｒへ流れる電流が、クランプコンデンサＣCLに対して、図１２（ｄ）に示すようにしてクランプ電流ＩQ2となって流れるようにされる。この結果、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において並列共振コンデンサＣｒへ流れる電流ＩC1は図１２（ｅ）に示すようにして、期間ＴOFF1における開始区間と終了区間のみとなるが、これによって、並列共振コンデンサＣｒにおける充電電流量は減少し、図１２（ａ）に示す並列共振電圧Ｖ1としては、そのピークレベルが１／２程度にまでクランプされるようにして抑制されることになる。
【００１９】
そして、無負荷の条件となって例えば二次側並列共振電圧が上昇した場合には、上記図１２（ａ）〜（ｇ）に示した波形は、それぞれ、図１２（ｈ）〜（ｎ）に示すようにして変化する。
ここで、図１２（ａ）と図１２（ｈ）を比較して分かるように、負荷電力Ｐｏが小さくなるのに従ってスイッチング周波数ｆｓは高くなるように制御されており、また、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF１は固定とされた上で、オンとなる期間ＴONについて可変を行うことでスイッチング周波数ｆｓ（スイッチング周期）を可変するようにされている。そして、このような動作によって定電圧制御が行われていることになる。
そして、このようにして、スイッチング周波数が可変された状態にあっても、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の場合と同様のタイミングで、メインスイッチング素子Ｑ1とアクティブクランプ回路２２とがオン／オフ動作を行うことで、図１２（ｈ）に示す並列共振電圧パルスのピークが抑制されるものである。
このようにして、アクティブクランプ回路を備えた電源回路では、スイッチング動作により発生する電圧共振パルスのピークレベルを大幅に抑制することが可能であり、これによって、スイッチング素子や共振コンデンサ等について低耐圧品を選定することができる。また、制御範囲も拡大されるという特性が得られている。
また、アクティブクランプ回路２２の補助スイッチング素子Ｑ2のための駆動回路としては、図１１に示したように自励発振駆動回路としていることで、例えば他励式による場合よりも回路構成を簡略なものとしている。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記図１１に示したようにしてアクティブクランプ回路２２を備える構成の場合、このアクティブクランプ回路の補助スイッチング素子としては、ＭＯＳ−ＦＥＴを使用するものとされている。そして、この補助スイッチング素子Ｑ2に対して、自励発振駆動回路（Ｎｇ−Ｒｇ−Ｃｇ）によりスイッチング駆動を行っていることになる。
ところが、このような構成の場合には次のような問題を有している。
ＭＯＳ−ＦＥＴは、その構造上、ゲート−ソース間に静電容量が存在する。このため、図１１に示す回路において、このＭＯＳ−ＦＥＴである補助スイッチング素子Ｑ2が導通したときには、上記ゲート−ソース間の静電容量に充電電荷が発生する。しかし、この充電電荷は、ターンオフ時において電流Ｉｇ（図２（ｆ）、図２（ｍ））として引き抜かれるようにして減少するのではあるが、図１１に示す自励発振駆動回路（Ｎｇ−Ｒｇ−Ｃｇ）の構成では、この充電電荷をターンオフ時に対応する短時間の間に急速かつ充分に引き抜くことができない。
このため、ターンオフ時における補助スイッチング素子Ｑ2の下降時間ｔｆが長くなる。このため、理想的には、図１２（ｄ）（ｋ）に示すクランプ電流ＩQ2は、補助スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時には、急峻に０レベルとなるべきなのであるが、実際には、ターンオフ期間がそのまま下降時間ｔｆとなって、クランプ電流が流れてしまっている。
【００２１】
このようにして、ターンオフ時においてクランプ電流が流れることで、特に補助スイッチング素子Ｑ2におけるスイッチング損失が３Ｗ程度増加してしまうことになる。この結果、電源回路としてのＤＣ−ＤＣ電力変換効率は、アクティブクランプ回路を設けない回路構成の場合が例えば９７％であるのに対して、９５．５％に低下する。そして負荷電力２００Ｗの条件では、入力電力が３Ｗほど増加してしまう。
また、電力損失が増加することで発熱が生じるために、ＭＯＳ−ＦＥＴである補助スイッチング素子Ｑ2についての信頼性の確保のため、放熱板を取り付ける必要があり、これが回路基板の小型、軽量化の妨げとなっている。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は、上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、自励発振によりスイッチング駆動されることで、直流入力電圧についてスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、この絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路とを備える。
また、絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、この二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段とを備える。
そしてまた、クランプコンデンサとバイポーラトランジスタとによる直列接続回路を備え、一次巻線に対して巻き上げられるようにして設けられる駆動巻線に対して、直列に接続される駆動用共振コンデンサ、インダクタ、及び抵抗とを備えて形成される駆動用共振回路によりスイッチング駆動されることで、スイッチング手段がオフとなる期間に一次側並列共振回路に発生する電圧をクランプするように設けられるアクティブクランプ手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備えることとした。
【００２４】
また、スイッチング電源回路として次のようにも構成することとした。
発振周波数信号を出力する発振手段と、発振周波数信号に基づいてスイッチング駆動されることで、直流入力電圧についてスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、この二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段とを備える。
また、クランプコンデンサとバイポーラトランジスタとによる直列接続回路を備え、一次巻線に対して巻き上げられるようにして設けられる駆動巻線に対して対して、直列に接続される駆動用共振コンデンサ、インダクタ、及び抵抗とを備えて形成される駆動用共振回路によりスイッチング駆動されることで、スイッチング手段がオフとなる期間に一次側並列共振回路に発生する電圧をクランプするように設けられるアクティブクランプ手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御することで、二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備えることとした。
【００２６】
また、スイッチング電源回路として次のようにも構成することとした。
自励発振により所定のスイッチング周波数により駆動されることで、直流入力電圧についてスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、一次巻線に得られるスイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、この絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列共振コンデンサとにより形成され、スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、絶縁コンバータトランスに巻装される二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段とを備える。
また、クランプコンデンサとバイポーラトランジスタとによる直列接続回路を備え、二次巻線に対して巻き上げられるようにして設けられる駆動巻線対して、直列に接続される駆動用共振コンデンサ、インダクタ、及び抵抗とを備えて形成される駆動用共振回路によりスイッチング駆動されることで、直流出力電圧生成手段を形成する整流ダイオード素子がオフとなる期間に二次側並列共振回路に発生する電圧をクランプするように設けられるアクティブクランプ手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記バイポーラトランジスタの導通角を可変制御することで、二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備えることとした。
【００２７】
上記各構成によれば、一次側においては電圧共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路を備え、二次側には、二次側巻線及び二次側並列共振コンデンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備えられた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの構成が得られる。
そして一次側又は二次側に対して、一次側並列共振回路又は二次側並列共振回路に生じる並列共振電圧をクランプするためのアクティブクランプ手段が備えられることで、この並列共振電圧レベルを抑制するようにされる。
このような構成とされた上で、本発明のアクティブクランプ手段は、絶縁コンバータトランスの一次側巻線又は二次巻線を巻き上げて形成した駆動巻線と共振回路を備えた駆動用共振回路によりスイッチング駆動される。このような構成を採ることで、アクティブクランプ手段を形成するトランジスタ素子の制御端子（ベース、ゲート等）に供給される電流としては正弦波状とすることができ、この結果、アクティブクランプ回路を形成するトランジスタ素子のターンオフ時における下降時間ｔｆを著しく短縮させることが可能となる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路（請求項１，２に対応）の構成例を示している。
この図１に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。
【００２９】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【００３０】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のメインスイッチング素子Ｑ1を備えた自励式の構成を採っている。この場合、メインスイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００３１】
メインスイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、メインスイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。
【００３２】
また、メインスイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地される。
【００３３】
また、上記メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【００３４】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００３５】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００３６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図９に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。但し、本実施の形態においては、一次巻線Ｎ1又は二次巻線Ｎ2を巻き上げるようにして、駆動巻線Ｎｇが巻装されるのであるが、ここでの図示は省略している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。
ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００３７】
ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の極性（巻方向）と整流ダイオードＤOの接続関係と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性変化によって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍの動作モード（加極性モード：フォワード動作）となる場合と−Ｍの動作モード（減極性モード：フライバック動作）となる場合とがある。
例えば、図１０（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１０（ｂ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。
【００３８】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻始め端部側は、メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻終わり端部は共振電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
また、この場合には、一次巻線Ｎ1の巻始め端部側を巻き上げるようにして駆動巻線Ｎｇが巻装される。
【００３９】
また、この図に示す電源回路の一次側にはアクティブクランプ回路２０が備えられる。
アクティブクランプ回路２０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えている。この場合、補助スイッチング素子Ｑ2についてはバイポーラトランジスタが選定される。また、クランプダイオードＤD2には、特性として逆回復特時間が長い高速リカバリ型が選定される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系としては、後述もするようにして、駆動巻線Ｎｇに対して、インダクタＬｇ−コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇから成るＬＣＲ直列共振回路を接続することで形成される。
【００４０】
また、補助スイッチング素子Ｑ2のコレクタはクランプコンデンサＣCLを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻終わり端部との接続点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のエミッタは一次巻線Ｎ1の巻始め端部側とメインスイッチング素子Ｑ1のコレクタとの接続点に対して接続される。また、クランプダイオードＤD2は、そのアノードが補助スイッチング素子Ｑ2のエミッタに接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2のベースに接続されことで、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成するようにしている。
このように、本実施の形態のアクティブクランプ回路２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成されるものである。
【００４１】
また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路系としては、補助スイッチング素子Ｑ2のベースに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−インダクタＬｇの直列共振回路が接続される。この直列接続回路は、一次側に巻装された駆動巻線Ｎｇと接続されて、補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動回路を形成する。
そして、その共振周波数としては、補助スイッチング素子Ｑ2に流れるベース流入電流（共振電流）Ｉｇと、メインスイッチング素子Ｑ1に流れる共振電流とが、ほぼ同じ周波数となるようにして設定される。つまり、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数とほぼ同等となるようにして設定される。
このために、例えば本実施の形態としては、抵抗Ｒｇ＝１Ω、コンデンサＣｇ＝０．６８μＦ、インダクタＬｇ＝１０μＨが選定される。
【００４２】
ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻始め端部側を巻き上げるようにして形成されており、この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これにより、駆動巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇとは逆極性の電圧が得られる。なお、実際としては駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定されるものではない。
【００４３】
上記アクティブクランプ回路２０は、後述するようにして、メインスイッチング素子Ｑ1//並列共振コンデンサＣｒの並列回路の両端に発生する並列共振電圧Ｖ1のピークレベルを抑制するように動作する。
並列共振電圧Ｖ1のピークレベルが抑制されることで、メインスイッチング素子Ｑ1及び並列共振コンデンサＣｒ等の部品素子については、低耐圧品を選定することが可能になるが、これにより、例えばメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング特性がより良好なものとなるため、電力損失の低減や回路としての信頼性の向上が図られる。また、低耐圧品とされることで、部品サイズも小型となるので、回路基板の小型軽量化の促進を図ることも可能になる。
【００４４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００４５】
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を有する。
【００４６】
上記のようにして形成される電源回路の二次側においては、整流ダイオードＤO及び平滑コンデンサＣOを図示するようにして接続することで、フライバック動作（図１０（ｂ）参照）によって半波整流動作を行う半波整流回路を形成することで二次側直流出力電圧ＥOを得るようにしている。なお、この直流出力電圧ＥOは制御回路１に対しても分岐して入力される。
制御回路１においては、直流出力電圧ＥOを検出電圧及び制御回路１の動作電源として利用する。
【００４７】
制御回路１では、二次側の直流出力電圧レベルＥOの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００４８】
ここで、アクティブクランプ回路２０内の補助スイッチング素子Ｑ2は、一次巻線Ｎ1を巻き上げた駆動巻線Ｎｇに励起される電圧に基づいて駆動されることから、そのスイッチング動作のタイミングとしては、メインスイッチング素子Ｑ1に同期して、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間内にオンとなるように動作するものとなる。従って上記のようにしてメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御されるのに応じて、これに同期するようにして補助スイッチング素子Ｑ2のスイッチング周波数も可変制御されることになる。
【００４９】
図２の波形図は、上記図１に示した電源回路における要部の動作を示している。この図２に示される動作は、図１に示す回路についてＡＣ１００Ｖ系に対応する構成とした場合に得られるものとされ、図２（ａ）〜（ｇ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗとされる条件での各部の動作が示され、図２（ｈ）〜（ｎ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２０Ｗとされる条件での図２（ａ）〜（ｇ）と同じ部位の動作が示される。
【００５０】
先ず、図２（ａ）〜（ｇ）に示される負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の動作から説明する。
この図においては、１スイッチング周期内の動作モードについて、モード▲１▼〜▲５▼までの５段階の動作モードが示される。
メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなるように制御されるのは、期間ＴON1においてであり、この期間ＴON1においてはモード▲１▼としての動作が得られる。なお、補助スイッチング素子Ｑ2は、この期間ＴON1においてはオフ状態にあるように制御される。
【００５１】
モード▲１▼（期間ＴON1）においては、図２（ｂ）に示す波形により、メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタにスイッチング出力電流ＩQ1が流れるのであるが、このスイッチング出力電流ＩQ1は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスＬ1を介してメインスイッチング素子Ｑ1に流れるものである。このときのスイッチング出力電流ＩQ1としては、図２（ｂ）の期間ＴON1に示すように、初期において負の方向から正の方向に反転する波形となる。ここで、スイッチング出力電流ＩQ1が負の方向に流れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て並列共振コンデンサＣｒにおける放電が終了することでクランプダイオードＤDが導通し、クランプダイオードＤD→一次巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流すことで、電源側に電力を回生するモードとなる。
そして、スイッチング出力電流ＩQ1（図２（ｂ））が負の方向から正の方向に反転するタイミングにおいては、メインスイッチング素子Ｑ1は、ＺＶＳ(Zero Volt Switching)及びＺＣＳ(Zero Current Switching)によりターンオンする。
【００５２】
そして、次の期間ｔｄ１においては、モード▲２▼としての動作となる。
この期間では、メインスイッチング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に流れていた電流は、並列共振コンデンサＣｒに流れることになる。このときに、並列共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉｃｒは、図２（ｅ）に示すように、正極性によりパルス的に現れる波形を示す。これは部分共振モードとしての動作とされる。また、このときには、メインスイッチング素子Ｑ1に対して並列に並列共振コンデンサＣｒが接続されていることで、メインスイッチング素子Ｑ1はＺＶＳによりターンオフされるものである。
【００５３】
続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオン状態となるように制御されると共に、メインスイッチング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間となり、これは、図２（ｃ）に示す補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2が０レベルとなる期間ＴON2に相当する。
この期間ＴON2は、アクティブクランプ回路２０の動作期間であり、先ずモード▲３▼としての動作を行った後にモード▲４▼としての動作を行うようにされる。
【００５４】
先のモード▲２▼の動作では、一次巻線Ｎ1から流れる電流によって並列共振コンデンサＣｒへの充電が行われるが、これによりモード▲３▼の動作としては、一次巻線Ｎ1に得られている電圧レベルが、初期時（期間ＴON2開始時）におけるクランプコンデンサＣCLの両端電圧レベルに対して同電位もしくはそれ以上となる。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2に並列接続されるクランプダイオードＤD2の導通条件が満たされて導通することで、クランプダイオードＤD2→補助スイッチング素子Ｑ2のベース→コレクタ→クランプコンデンサＣCLの経路で電流が流れるようにされ、クランプ電流ＩQ2としては、図２（ｄ）の期間ＴON2開始時以降において、負方向から時間経過に従って０レベルに近づく鋸歯状波形が得られることになる。
ここで、例えば、クランプコンデンサＣCLのキャパシタンスが並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスの５０倍以上となるように選定すれば、このモード▲３▼としての動作によっては、大部分の電流がクランプ電流ＩQ2としてクランプコンデンサＣCLに対して流れるようにされ、並列共振コンデンサＣｒに対してはほとんど流れない。これにより、この期間ＴON2時にメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1（図２（ａ））の傾きは緩やかとなるようにされ、結果的には、例えばアクティブクランプ回路２０を設けない場合に対して１／２程度にまで抑制されてその導通角は広がることになる。即ち、並列共振電圧Ｖ1に対するクランプ動作が得られる。
【００５５】
そして、期間ＴON2において上記モード▲３▼が終了すると引き続いてモード▲４▼としての動作に移行する。
このモード▲４▼開始時は、図２（ｄ）に示すクランプ電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングとされる。このタイミングでは、補助スイッチング素子Ｑ2は、このクランプ電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングで、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンする。
このようにして補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態では、このときに得られる一次側並列共振回路の共振作用によって、一次巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCLを介して、補助スイッチング素子Ｑ2のコレクタ→エミッタにクランプ電流ＩQ2が流れ、図２（ｄ）に示すように、正方向に増加していく波形が得られる。
【００５６】
上記モード▲４▼の動作は、補助スイッチング素子Ｑ2がターンオンしていることで、これまで期間ＴOFF1において０レベルとされていた、補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2が立ち上がりを開始するタイミングを以て終了するようにされ、続いては、期間ｔｄ２におけるモード▲５▼としての動作に移行する。
モード▲５▼では、並列共振コンデンサＣｒが一次巻線Ｎ1に対して放電電流を流す動作が得られる。つまり部分共振動作が得られる。そしてこの部分共振動作に対応して、並列共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉｃｒは、図２（ｅ）に示すように、負極性によりパルス的に現れる波形が得られる。
また、このときにメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1は、上述もしたように並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスが小さいことに因って、その傾きが大きいものとなり、図２（ａ）に示すようにして、急速に０レベルに向かって下降するようにして立ち下がっていく。
そして、補助スイッチング素子Ｑ2は、上記モード▲４▼が終了してモード▲５▼が開始されるタイミングでターンオフを開始するが、このときには、上記したようにして並列共振電圧Ｖ1が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳによるターンオフ動作となる。
また、補助スイッチング素子Ｑ2がターンオフすることによって発生する電圧は、上記したようにして並列共振コンデンサＣｒが放電を行うことで、急峻には立ち上がらないようにされる。この動作は、例えば図２（ｃ）の補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2として示されるように、期間ｔｄ２（モード▲５▼時）を以て、或る傾きを有して０レベルからピークレベルに遷移する波形として示されている。
なお、この補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2としては、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとされる期間ＴOFF2において、例えばピークレベルをほぼ維持すると共に、この期間ＴOFF2の開始期間である期間ｔｄ１（モード▲２▼時）を以て０レベルに遷移し、終了期間である期間ｔｄ２（モード▲５▼時）を以て、上述のように０レベルからピークレベルにまで遷移する波形となる。
そして、以降は、１スイッチング周期ごとにモード▲１▼〜▲５▼の動作が繰り返される。
【００５７】
ここで、補助スイッチング素子Ｑ2のベース−エミッタ間電圧ＶBEとしては、期間ｔｄ１に立ち上がり、期間ｔｄ２において立ち下がることで期間ＴON2において正極性にピークとなるパルス状の波形となる。
期間ｔｄ１及び期間ｔｄ２は、メインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2が共にオフとなるスレッシュホールド期間とされ、上記ベース流入電流Ｉｇが流れることによってこのスレッシュホールド期間が保持されるものである。
【００５８】
そして、補助スイッチング素子Ｑ2のベースに流れるベース流入電流Ｉｇは、駆動巻線Ｎｇに誘起された電圧に基づくものとなるが、補助スイッチング素子Ｑ2のベースと駆動巻線Ｎｇとの間には、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数とほぼ同等の共振周波数を有する直列共振回路（Ｒｇ−Ｃｇ−Ｌｇ）が挿入されていることで、この直列共振回路の共振作用によって、ベース流入電流Ｉｇは、図１２（ｆ）に示すように、モード▲１▼〜▲５▼の期間においては正レベルで、モード▲１▼に対応する期間においては負レベルによる正弦波が得られることになる。つまり、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング周波数と同等の周波数を有する正弦波となっている。
これに対して、図１１に示した電源回路の場合には、補助スイッチング素子Ｑ2の制御端子（ゲート）に流入する電流Ｉｇ（図１２（ｆ））は、期間ｔｄ１及び期間ｔｄ２に対応する期間において、微分波形的なパルスとして得られていたものである。
【００５９】
本実施の形態では、上記図１２（ｆ）に示すようにして、補助スイッチング素子Ｑ2の制御端子であるベースに対して正弦波状のベース流入電流Ｉｇを流すようにしているが、これによって結果的には、補助スイッチング素子Ｑ2においては、ターンオフ時におけるクランプ電流（コレクタ電流）ＩQ2の下降時間ｔｆを大幅に短縮することを可能としている。
つまり、補助スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流であるスイッチング出力電流ＩQ1について、図２（ｄ）に示すようにして、補助スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時（期間ＴON2の終了時）において、急峻に０レベルと成るようにしているものである。これに対して、図１１に示した電源回路では、図１２（ｆ）のゲート流入電流Ｉｇとして示されていたように、ターンオフ直後の部分共振期間がほぼ下降時間ｔｆとして現れていた。
【００６０】
また、上記図２（ａ）〜（ｇ）に示した各部の動作波形は、例えば負荷電力Ｐｏ＝０Ｗとなって無負荷となった条件の下では、それぞれ、図２（ｈ）〜（ｎ）に示すようにして変化する。
【００６１】
ここで、例えば図２（ａ）と図２（ｈ）の一次側並列共振電圧Ｖ1を比較して分かるように、図２（ｈ）に示す波形のほうが、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴON1が顕著に短くなっており、これによってスイッチング周波数は図２（ａ）に示す最大負荷電力時よりも高くなっている。
このようにして、図２に示す波形図からも、負荷変動に応じてスイッチング周波数が可変制御されており、これによって前述したように安定化が図られていることが分かる。
【００６２】
一方、補助スイッチング素子Ｑ2は、駆動巻線Ｎｇに得られる電圧波形に従ったタイミングで駆動されるもので、駆動巻線Ｎｇに得られる電圧は、一次巻線Ｎ1に発生する交番電圧によって励起されるものである。従って、上記のようにしてメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作が制御されるのに同期するようにして、補助スイッチング素子Ｑ2は、オン期間ＴON2及びオフ期間ＴOFF2が可変されることで、やはりスイッチング周波数が可変制御される。
【００６３】
そして、このような無負荷の条件の下でも、図２（ｈ）〜（ｎ）側に示すタイミングでモード▲１▼〜▲５▼の動作が行われることで、一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルが抑制され、また、補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2のピークレベルも例えば１／２程度にまで抑制される。
【００６４】
そして、これまでの説明から理解されるように、本実施の形態においては、アクティブクランプ回路２０の自励発振駆動回路系として、共振回路を備えることで、結果的に、補助スイッチング素子Ｑ2がターンオフする際の下降時間ｔｆを大幅短縮しており、これによって、この下降時間ｔｆによるスイッチング損失も減少されることになる。
そして、実際には、ＤＣ−ＤＣ電力変換効率について、図１１に示した回路では９５．５％であったのに対して、本実施の形態としての図１に示す回路では、９６．８％にまで向上されるという結果が得られている。また、これに伴って入力電力は約３Ｗ低減することができ、更に、無負荷（負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ）時における無効入力電力は、４．７Ｗから３．２Ｗにまで低減することが可能となった。
そして、このようにして補助スイッチング素子Ｑ2におけるスイッチング損失が低減されることで発熱も抑えられるために、例えば補助スイッチング素子Ｑ2に対して設けられていた放熱板も不要とすることが可能となる。
【００６５】
また、図１に示す電源回路のようにして、メインスイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素子Ｑ2とが共にバイポーラトランジスタである場合のように、その特性が同等である場合には、図３に示すようにして、メインスイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素子Ｑ2とをパッケージ化して１部品とした複合トランジスタ３０を形成し、これを使用することができる。
なお、この図に示す複合トランジスタ３０にあっては、メインスイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素子Ｑ2とについて、それぞれ、［クランプダイオードＤD−ツェナーダイオードＺＤ1］の直列接続回路と、［クランプダイオードＤD2−ツェナーダイオードＺＤ2］の直列接続回路とが図示する形態によって接続されている。ツェナーダイオードＺＤ1，ＺＤ2は、クランプダイオードに逆方向電流が流れようとする場合の保護用として設けられている。
【００６６】
図４は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路（請求項４、５に対応）の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
また、この第２の実施の形態の電源回路としても、図９に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えて、複合共振形スイッチングコンバータの構成を採るようにされている。なお、この点については、以降説明する各実施の形態についても同様である。
【００６７】
この図４に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、［整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接続形態によって接続することで、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電圧共振形コンバータに対して供給する。
【００６８】
また、本実施の形態の場合、一次側電圧共振形コンバータは、他励式によるシングルエンド方式の構成を採っている。そして、この場合にはメインスイッチング素子Ｑ1として、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が採用されている。なお、このＩＧＢＴとしては、例えば８００Ｖの中耐圧品が選定される。
ＩＧＢＴとしてのメインスイッチング素子Ｑ1のコレクタは、一次巻線Ｎ1の巻終わり端部に対して接続され、エミッタは一次側アースに対して接続される。また、並列共振コンデンサＣｒは、メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される。また、クランプダイオードＤDもまた、メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される。
【００６９】
スイッチング駆動部１０は、他励式によりメインスイッチング素子Ｑ1を駆動し、またスイッチング周波数制御を行うために設けられているもので、例えば１石のＩＣとして構成することができる。このスイッチング駆動部１０は、発振回路１１とドライブ回路１２から成る。このスイッチング駆動部１０は、起動時においては、整流平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓを介して起動用の電力を得るようにされている。
【００７０】
発振回路１１では、発振信号を生成してドライブ回路１２に対して出力する。ドライブ回路１２においては、入力された発振信号をＭＯＳ−ＦＥＴであるメインスイッチング素子Ｑ1を駆動可能なドライブ電圧に変換して、メインスイッチング素子Ｑ1のゲートに対して出力する。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1はスイッチング駆動されることになる。
また、発振回路１１においては、制御回路１から出力される二次側直流出力電圧ＥOの誤差検出出力に応じて、発振信号の周波数を可変するように構成されている。このようにして、その周波数が可変される発振信号に基づいてメインスイッチング素子Ｑ1が駆動されることで、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変され、これによって、二次側直流出力電圧ＥOの安定化が図られることになる。
このような構成であっても、アクティブクランプ回路２０における自励発振駆動回路について、ＬＣＲ共振回路（Ｒｇ−Ｃｇ−Ｌｇ）の構成が採られていることで、図１の電源回路と同様の効果が得られる。
【００７１】
図５には、第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路（請求項７、８に対応）の構成例が示される。なお、この図において図１及び図４と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す一次側には、上記した各実施の形態と同様にして、電圧共振形コンバータを備えるが、直交型制御トランスＰＲＴが省略されている。このため、メインスイッチング素子Ｑ1の自励発振駆動回路を形成する駆動巻線ＮBは、図示するように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装されることで、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧により励起されるようになっている。
そして、このような構成にあっては、メインスイッチング素子Ｑ1についての周波数制御は行われないことから、メインスイッチング素子Ｑ1は、自励発振駆動回路内に形成される共振回路（ＮB−ＣB）による共振周波数によって決定される、固定のスイッチング周波数によってスイッチング動作を行うことになる。
【００７２】
そして、この第３の実施の形態においては、アクティブクランプ回路は一次側ではなく、二次側に設けられることになる。
この二次側に設けられるアクティブクランプ回路２０Ａは、補助スイッチング素子Ｑ2として、図１及び図２に示したアクティブクランプ回路２０と同様に、バイポーラトランジスタが選定されており、その内部の回路構成自体も図１及び図２に示したアクティブクランプ回路２０と同様とされている。
この場合には、補助スイッチング素子Ｑ2のコレクタは、クランプコンデンサＣCLを介して、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部と整流ダイオードＤO2のアノードとの接続点に対して接続され、エミッタは二次巻線Ｎ2の巻始め端部側（二次側アース）に接続される。
また、駆動巻線Ｎｇは、二次巻線Ｎ2の巻始め端部を巻き上げるようにして形成される。
【００７３】
また、この場合には、制御回路１の検出出力は、二次側に設けられる補助スイッチング素子Ｑ2のベースに対して供給されるようになっている。このような構成では、例えばスイッチング周波数は固定とされた上で、負荷変動等による二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じて、補助スイッチング素子Ｑ2のオフ期間は一定としてオン期間を可変制御するという動作が得られる。つまり、補助スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作について、その導通角を可変制御（ＰＷＭ制御）する動作が得られる。
ここで、例えば軽負荷の状態となって二次側直流出力電圧ＥOのレベルが上昇したとすると、補助スイッチング素子Ｑ2のオン期間は拡大されるようにして導通角制御が行われる。
【００７４】
そして、上記のようにしてＰＷＭ制御が行われる結果、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に誘起される電圧としては、負極性の波形のパルス幅が拡大し、正極性の波形のパルス幅が短くなる。
二次側整流ダイオードＤOでは、この二次側並列共振電圧を入力してフォワード動作により整流を行うことから、二次側整流ダイオードＤOが導通してオンとなる期間は短縮され、一方のオフとなる期間は拡大することになる。このようにして、結果的には整流ダイオードＤO1の導通角が制御されることで、二次側直流出力電圧の安定化が図られることになる。
【００７５】
このようにして二次側にアクティブクランプ回路を設けた構成では、整流ダイオードＤO1がオフとなる期間において発生する二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）の共振パルスのピークレベルについて、アクティブクランプ回路を設けない場合の構成と比較して、ほぼ１／２程度とすることができる。
そして、本実施の形態においては、二次側に設けられるアクティブクランプ回路２０Ａにおける自励発振駆動回路についても、ＬＣＲ共振回路（Ｒｇ−Ｃｇ−Ｌｇ）の構成が採られていることで、図１の電源回路と同様に、補助スイッチング素子Ｑ2によるスイッチング損失が低減され、電源回路としてのＤＣ−ＤＣ電力変換効率を、アクティブクランプ回路を設けない構成とした場合と同等にまで向上されるものである。
【００７６】
図６は、本発明の第４の実施の形態としてのスイッチング電源回路（請求項２に対応）の構成例を示している。なお、この図において図１、図４、及び図５と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータ及びアクティブクランプ回路を備え、二次側には、並列共振回路及び半波整流回路を備えた複合共振形コンバータとしての構成を採っており、全体的には、図１の電源回路と同様の構成を採る。但し、一次側に設けられるアクティブクランプ回路の構成が異なっている。
【００７７】
図６において示されるアクティブクランプ回路２１においては、補助スイッチング素子Ｑ2として、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。
このように補助スイッチング素子Ｑ2がＭＯＳ−ＦＥＴとされる場合には、ドレインがクランプコンデンサＣCLと接続され、ソースが一次巻線Ｎ1の巻始め端部側と接続される。また、クランプダイオードＤD2は、補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対して並列に接続される。この場合のクランプダイオードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴとしての補助スイッチング素子Ｑ2に内蔵される、いわゆるボディダイオードを用いる。
【００７８】
また、先の第１〜第３の実施の形態（図１，４，５の電源回路）においては、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための共振回路としてＬＣＲ直列共振回路とされているのに対して、この第４の実施の形態においては、並列共振回路としている。
つまり、駆動巻線Ｎｇに対して並列に共振コンデンサＣｇを接続することで並列共振回路を形成するものである。そして、この並列共振回路の出力点と、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートとを、抵抗Ｒｇを介して接続する。また、この場合には、補助スイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間に対して並列に抵抗Ｒ１を接続している。
また、この場合にも、並列共振回路（Ｎｇ//Ｃｇ）の共振周波数は、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数と同等となるようにされており、実際には、Ｎｇ＝１Ｔ、Ｃｇ＝１μＦ、Ｒｇ＝２２Ω、Ｒ１＝８２Ωが選定されることで、自励発振駆動回路を形成している。
【００７９】
そして、このような構成による電源回路の動作としては、先に図２に示した各部と同様の波形が得られることになる。
ここで、本実施の形態の場合、補助スイッチング素子Ｑ2はＭＯＳ−ＦＥＴとなるのあるが、この場合にも、補助スイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧は、図２（ｇ）及び図２（ｎ）と同様にして、矩形波状となる。また、クランプ電流ＩQ2も、図２（ｄ）（ｋ）と同様の波形が得られるのであるが、この場合には、モード▲３▼の期間に対応して流れる負極正方向のクランプ電流ＩQ2は、一次巻線Ｎ1→クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCLの経路で流れることになる。
そして、この実施の形態の場合にも、ゲート流入電流Ｉｇとしては図２（ｆ）（ｍ）に示すようにしてスイッチング周波数に応じた正弦波状となることに起因して、補助スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時に生じるクランプ電流（ドレイン電流）ＩQ2（図２（ｄ）（ｋ））の下降時間ｔｆは大幅に短縮される。従って、スイッチング損失も低減され、結果的に回路全体としてのＤＣ−ＤＣ変換効率の向上が図られる。
この図６に示す回路の場合には、実際の実験結果によりＤＣ−ＤＣ電力変換効率９６．５％が得られ、図１１に示した回路よりも１．０％向上している。また、入力電力は約２．３Ｗ低減され、無負荷（負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ）時における無効入力電力は、４．７Ｗから３．５Ｗにまで低減された。そして、この実施の形態の場合にも、上記のようにして電力損失の低減が図られていることで、補助スイッチング素子Ｑ2に対して設けられていた放熱板も不要とすることができる。
【００８０】
図７は本発明の第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路（請求項６に対応）の構成例を示している。なお、この図において、図１、図４、図５及び図６と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
この図に示される電源回路の基本的構成としては、図４に示した第２の実施の形態の回路とほぼ同様となる。つまり一次側電圧共振形コンバータは、スイッチング駆動部１０を備えることで他励式によりスイッチング駆動される。但し、この場合には、メインスイッチング素子Ｑ1として、ＩＧＢＴに代えてＭＯＳ−ＦＥＴが備えられ、従って、クランプダイオードＤD2にはボディダイオードが用いられて、メインスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対して並列に接続される。
また、この図において一次側に備えられるアクティブクランプ回路２１は、図６に示したのと同様の回路構成が採られている。
【００８１】
図８は、第６の実施の形態としてのスイッチング電源回路（請求項７，９に対応）の構成例を示している。なお、この図において、図１、図４、図５、図６、及び図７と同一部分には、同一符号を付して説明を省略する。
この図に示される電源回路の全体的構成としては、図５に示した第３の実施の形態としての電源回路とほぼ同様となる。そのうえで、二次側に備えられるアクティブクランプ回路２１Ａ自体としては、上記図６及び図７に示したアクティブクランプ回路２１と同様の接続形態が採られている。但し、このアクティブクランプ回路２１Ａにおいては、補助スイッチング素子Ｑ2として、ＭＯＳ−ＦＥＴに代えてＩＧＢＴが備えられる。
【００８２】
上記図７及び図８に示した各構成にあっても、アクティブクランプ回路２１，２１Ａ内の補助スイッチング素子Ｑ2に流れるクランプ電流（ドレイン電流又はコレクタ電流）についての、ターンオフ時における下降時間ｔｆは大幅に短縮されるものであり、その結果、これまで説明した各実施の形態と同様の効果が得られるものである。
【００８３】
なお、本実施の形態においては、一次側に対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御トランスが用いられているが、この直交形制御トランスの代わりに、先に本出願人により提案された斜交形制御トランスを採用することができる。
上記斜交形制御トランスの構造としては、ここでの図示は省略するが、例えば直交形制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚を有する２組のダブルコの字形コアを組み合わせることで立体型コアを形成する。そして、この立体形コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、この際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに交差する関係となるようにされる。具体的には、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされる２本の磁脚に対して巻装するものである。
そして、このような斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流レベルから正の電流レベルとなった場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加するという動作傾向が得られる。これにより、メインスイッチング素子をターンオフするための負方向の電流レベルは増加して、メインスイッチング素子の蓄積時間が短縮されることになるので、これに伴ってメインスイッチング素子のターンオフ時の下降時間も短くなり、メインスイッチング素子の電力損失をより低減することが可能になるものである。
【００８４】
また、本発明の実施の形態として各図に示した構成に限定されるものではない。例えば、上記実施の形態では、メインとなるスイッチング素子と補助スイッチング素子とについては、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等を採用するものとしているが、ほかにも例えばＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）などの他の素子を採用することも考えられるものである。また、メインスイッチング素子Ｑ1を他励式により駆動するためのスイッチング駆動部の構成も各図に示したものに限定される必要はなく、適宜適切とされる回路構成に変更されて構わない。また、メインスイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素子Ｑ2とについての素子の種類の組み合わせとしても、上記各図に示した構成に限定されるものではない。
また、二次側共振回路を含んで形成される二次側の整流回路としても、実施の形態としての各図に示した構成に限定されるものではなく、他の回路構成が採用されて構わないものである。
【００８５】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側に並列共振回路を備えることで複合共振形スイッチングコンバータを形成すると共に、一次側又は二次側に対してアクティブクランプ回路を設けるようにされている。そして、この構成の上で、アクティブクランプ回路において補助スイッチング素子を駆動する自励発振駆動回路において、ＬＣＲ直列共振回路又は並列共振回路（駆動用共振回路）を備えるようにされる。
このような構成であれば、補助スイッチング素子のターンオフ時における、スイッチング出力電流（ドレイン電流又はコレクタ電流）の下降時間を大幅に短縮され、スイッチング損失を低減することが可能になる。これにより、スイッチング電源回路のＤＣ−ＤＣ変換効率としては、例えばアクティブクランプ回路を備えない場合と同程度にまで向上させることができるという効果を有している。また、これに伴って入力電力も低減することが可能になる。
更に、補助スイッチング素子におけるスイッチング損失の低減によって、その発熱も抑えられることから、補助スイッチング素子に対して設けるべき放熱板も削除することが可能になり、それだけ、低コスト化及び回路の小型軽量化を図ることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示した電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図３】複合トランジスタの内部構成例を示す回路図である。
【図４】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図５】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図６】第４の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図７】第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図８】第６の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図９】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図１０】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す等価回路図である。
【図１１】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１２】図１１に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１制御回路、１０スイッチング駆動部、１１発振回路、１２ドライブ回路、２０,２０Ａ，２１，２１Ａアクティブクランプ回路、３０複合トランジスタ、Ｑ1 メインスイッチング素子、Ｑ2 補助スイッチング素子、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ直交型制御トランス、Ｃｒ一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＣCL クランプコンデンサ、Ｎｇ駆動巻線、Ｃｇコンデンサ、Ｒｇ，Ｒ1 抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power source for various electronic devices.
[0002]
[Prior art]
As a switching power supply circuit, a circuit using a switching converter such as a flyback converter or a forward converter is widely known. Since these switching converters have a rectangular switching operation waveform, there is a limit to suppression of switching noise. Further, it has been found that there is a limit to improving the power conversion efficiency due to its operating characteristics.
Therefore, various types of switching power supply circuits using various resonant converters have been previously proposed by the present applicant. The resonant converter can easily obtain high power conversion efficiency, and low noise is realized by making the switching operation waveform sinusoidal. In addition, there is an advantage that it can be configured with a relatively small number of parts.
[0003]
The circuit diagram of FIG. 11 shows an example of a switching power supply circuit as a prior art that can be configured based on the invention previously proposed by the present applicant. The basic configuration of the power supply circuit shown in this figure includes a voltage resonance type converter as a primary side switching converter.
[0004]
In the power supply circuit shown in this figure, the bridge rectifier circuit Di and the smoothing capacitor Ci generate a rectified and smoothed voltage Ei corresponding to a level one time the AC input voltage VAC from a commercial AC power supply (AC input voltage VAC).
[0005]
As a voltage resonance type converter that inputs and rectifies the rectified and smoothed voltage Ei (DC input voltage), a single-end method using one stone is adopted. The drive system is a self-excited configuration. In this case, a high breakdown voltage bipolar transistor (BJT; junction transistor) is selected as the main switching element Q1 forming the voltage resonance type converter. A primary side parallel resonant capacitor Cr is connected in parallel between the collector and emitter of the main switching element Q1. A clamp diode DD is connected between the base and the emitter. Here, the parallel resonant capacitor Cr forms a primary side parallel resonant circuit together with the leakage inductance L1 obtained in the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, so that an operation as a voltage resonant converter can be obtained. It has become.
A self-oscillation drive circuit comprising a drive winding NB, a resonant capacitor CB, and a base current limiting resistor RB is connected to the base of the main switching element Q1. The main switching element Q1 is driven to be switched by being supplied with a base current based on an oscillation signal generated by the self-excited oscillation driving circuit. At the time of start-up, the start-up is started by the start-up current flowing from the line of the rectified and smoothed voltage Ei to the base via the start-up resistor Rs-base current limiting resistor RB.
[0006]
The orthogonal control transformer PRT is configured by winding the control winding Nc so that the winding direction is orthogonal to the winding direction of the drive winding NB and the current detection winding ND, as will be described later. Is provided to control the switching frequency of the primary side voltage resonance type converter.
[0007]
The insulating converter transformer PIT is provided to transmit the switching output of the switching converter obtained on the primary side to the secondary side.
Although a detailed description is omitted here, the insulating converter transformer PIT has a gap formed with respect to the core so that a loosely coupled state can be obtained.
[0008]
The winding start end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the collector of the main switching element Q1, and the winding end is connected to the line of the rectified and smoothed voltage Ei via the current detection winding ND. Is done.
The winding start end of the secondary winding N2 is connected to the secondary side ground, and the winding end is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor CO through the rectifier diode D0.
[0009]
Further, on the primary side of the circuit shown in this figure, an active clamp circuit 22 previously proposed by the present applicant is provided.
As shown in the figure, the active clamp circuit 22 is formed by connecting a series connection circuit of a clamp capacitor CCL and an auxiliary switching element Q2 in parallel to the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. Here, a MOS-FET is adopted as the auxiliary switching element Q2.
[0010]
As shown in the figure, the drive circuit system for the auxiliary switching element Q2 is connected to a self-oscillation drive circuit in which a capacitor Cg, a resistor Rg, and a drive winding Ng are connected in series to the gate of the auxiliary switching element Q2. . A resistor R1 is inserted between the gate and source of the auxiliary switching element Q2.
The drive winding Ng in this case is formed so as to wind up the winding end end side of the primary winding N1 in the insulating converter transformer PIT. The number of turns is, for example, 1T (turn).
The auxiliary switching element Q2 performs a switching operation so as to be conducted in a predetermined period at an on / off timing synchronized with the switching cycle of the main switching element Q1, and thereby the main switching element Q1 is turned off. During this period, the parallel resonance pulse waveform generated at both ends of the parallel resonance capacitor Cr is clamped to suppress the peak level.
[0011]
The switching output of the main switching element Q1 forming the primary side voltage resonance type converter is transmitted to the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT having the above-described structure and further excited to the secondary winding N2. Will be communicated.
[0012]
In this case, on the secondary side of the insulating converter transformer PIT, a secondary parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2 as shown in the figure, so that the leakage inductance of the secondary winding N2 is obtained. A secondary parallel resonant circuit is formed together with L2.
The secondary side parallel resonant circuit is connected to a half-wave rectifier circuit composed of a rectifier diode DO and a smoothing capacitor CO according to the illustrated connection configuration, thereby outputting a secondary side DC output voltage EO.
[0013]
In the power supply circuit having such a configuration, the primary side is provided with a parallel resonance circuit for making the switching operation a voltage resonance type, and the secondary side is provided with a parallel resonance circuit for obtaining a voltage resonance operation. Become. In the present specification, the switching converter configured to operate with the resonance circuits provided on the primary side and the secondary side as described above is also referred to as a “composite resonance switching converter”.
[0014]
The control circuit 1 causes a variable direct current to flow through the control winding Nc of the orthogonal control transformer PRT as a control current according to the level of the secondary side direct current output voltage EO. In this way, by changing the control current level flowing through the control winding Nc, the orthogonal control transformer PRT is controlled to change the inductance LB of the drive winding NB. As a result, the resonance frequency of the resonance circuit composed of the drive winding NB and the resonance capacitor CB in the self-excited oscillation drive circuit changes, and the switching frequency of the main switching element Q1 is variably controlled. Thus, the secondary side DC output voltage EO is controlled to be constant by changing the switching frequency of the main switching element Q1. That is, the power supply can be stabilized.
[0015]
Here, for reference, specifications of the main part of the power supply circuit shown in FIG. 11 are described below.
The insulating converter transformer PIT uses an ER40 type ferrite core and has a primary winding N1 = 50T and a secondary winding N2 = 50T.
In addition, driving resonance capacitor Cg = 0.33 μF, resistance Rg = 10Ω, resistance R 1 = 82Ω, primary side parallel resonance capacitor Cr = 2200 pF, clamp capacitor CCL = 0.047 μF, secondary side parallel resonance capacitor C 2 = 7500 pF are selected. Has been. By adopting such a specification, a sufficient and practical regulation characteristic in a wide range from AC input voltage VAC = 80 V to 288 V is satisfied with respect to the condition of load power Po = 200 W to 0 W.
[0016]
FIG. 12 is a waveform diagram showing an operation on the primary side in the power supply circuit shown in FIG. FIGS. 11A to 11G show the operation when the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 200 W, respectively, and FIGS. 11H to 11 N show the AC input voltage VAC = 100 V, respectively. The operation at no load when the load power Pomin = 0 W is shown.
First, when the load power Po = 200 W, the primary side parallel resonance voltage V1 obtained at both ends of the parallel connection circuit of the main switching element Q1 // primary side parallel resonance capacitor Cr is as shown in FIG. A parallel resonance pulse waveform as shown in the figure is obtained in the period TON1 in which the main switching element Q1 is turned on, and in the period TOFF1 in which the main switching element Q1 is turned off. It is shown that.
Depending on the on / off timing of the main switching element Q1, the collector current flowing through the collector of the main switching element Q1 has the waveform shown in FIG.
[0017]
Further, an alternating voltage excited by the drive winding Ng is applied to the gate of the auxiliary switching element Q2 forming the active clamp circuit 22 through a series connection of a resistor Rg and a capacitor Cg, so that the auxiliary switching element Q2 is applied. As the gate-source voltage VGS of Q2, a waveform that becomes a trapezoidal pulse in the period TOFF1 is obtained as shown in FIG. At this time, the drive winding current Ig having a waveform obtained by differentiating the gate-source voltage VGS by the series connection circuit of the resistor Rg and the capacitor Cg flows as shown in FIG. This differential waveform is obtained in the start interval and the end interval in the period TOFF1, which are the rising and falling periods of the parallel resonance pulse waveform.
By such an operation of the driving circuit system, the parallel circuit of the auxiliary switching element Q2 // clamp diode DD2 forming the active clamp circuit 22 performs the switching operation so as to be conductive in the period TON2 and to be turned off in the period TOFF2. become.
[0018]
In the period TON2, the current that flows to the parallel resonant capacitor Cr originally flows to the clamp capacitor CCL as the clamp current IQ2 as shown in FIG. 12 (d). As a result, the current IC1 flowing to the parallel resonant capacitor Cr in the period TOFF1 in which the main switching element Q1 is turned off is only the start period and the end period in the period TOFF1, as shown in FIG. The amount of charging current in the parallel resonant capacitor Cr decreases, and the parallel resonant voltage V1 shown in FIG. 12A is suppressed so that its peak level is clamped to about ½.
[0019]
When the secondary parallel resonant voltage rises, for example, under no-load conditions, the waveforms shown in FIGS. 12 (a) to 12 (g) are respectively shown in FIGS. 12 (h) to 12 (n). It changes as shown in.
Here, as can be seen by comparing FIG. 12A and FIG. 12H, the switching frequency fs is controlled to increase as the load power Po decreases, and the main switching element Q1 is The OFF period TOFF1 is fixed, and the switching frequency fs (switching cycle) is varied by changing the ON period TON. And constant voltage control is performed by such operation | movement.
In this way, even when the switching frequency is varied, the main switching element Q1 and the active clamp circuit 22 perform on / off operations at the same timing as when the load power Po = 200 W. Thus, the peak of the parallel resonance voltage pulse shown in FIG.
In this way, the power supply circuit including the active clamp circuit can greatly suppress the peak level of the voltage resonance pulse generated by the switching operation. Can be selected. Moreover, the characteristic that the control range is also expanded is obtained.
Further, the drive circuit for the auxiliary switching element Q2 of the active clamp circuit 22 is a self-excited oscillation drive circuit as shown in FIG. 11, so that, for example, the circuit configuration is simplified as compared with the case of the separate excitation type. Yes.
[0020]
[Problems to be solved by the invention]
Incidentally, in the case of the configuration including the active clamp circuit 22 as shown in FIG. 11, a MOS-FET is used as an auxiliary switching element of the active clamp circuit. The auxiliary switching element Q2 is switched by a self-excited oscillation driving circuit (Ng-Rg-Cg).
However, such a configuration has the following problems.
The MOS-FET has a capacitance between the gate and the source due to its structure. For this reason, in the circuit shown in FIG. 11, when the auxiliary switching element Q2, which is a MOS-FET, is turned on, a charge is generated in the capacitance between the gate and the source. However, this charge is reduced so as to be extracted as a current Ig (FIG. 2 (f), FIG. 2 (m)) at the time of turn-off, but the self-oscillation drive circuit (Ng−) shown in FIG. In the configuration of Rg-Cg), this charged charge cannot be extracted rapidly and sufficiently in a short time corresponding to the turn-off time.
For this reason, the fall time tf of the auxiliary switching element Q2 at the time of turn-off becomes longer. Therefore, ideally, the clamp current IQ2 shown in FIGS. 12 (d) and 12 (k) should be steeply 0 level when the auxiliary switching element Q2 is turned off. In practice, however, the turn-off period remains as it is. The clamp current flows at the falling time tf.
[0021]
In this way, when the clamp current flows at the turn-off time, the switching loss particularly in the auxiliary switching element Q2 increases by about 3 W. As a result, the DC-DC power conversion efficiency as the power supply circuit is reduced to 95.5%, for example, 97% in the case of a circuit configuration without an active clamp circuit. Under the condition of load power of 200 W, the input power increases by about 3 W.
In addition, since heat is generated due to an increase in power loss, it is necessary to attach a heat sink to ensure the reliability of the auxiliary switching element Q2 that is a MOS-FET, which reduces the size and weight of the circuit board. It is a hindrance.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above-described problems, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows.
That is, by switching driving by self-excited oscillation, the switching means formed with a switching element that performs switching with respect to the DC input voltage and the output of the switching means obtained in the primary winding are transmitted to the secondary side. An insulation converter transformer, a primary winding of the insulation converter transformer, and a primary side parallel resonance circuit formed by a primary side parallel resonance capacitor and provided so that the operation of the switching means is a voltage resonance type.
In addition, a secondary side parallel resonant circuit formed by connecting a secondary side parallel resonant capacitor in parallel to a secondary winding wound around an insulating converter transformer, and the secondary side parallel resonant circuit can be obtained. DC output voltage generation means configured to obtain a secondary side DC output voltage by inputting an alternating voltage and performing a rectification operation.
In addition, a drive winding provided with a series connection circuit of a clamp capacitor and a bipolar transistor and provided to be wound up with respect to the primary winding In contrast, a resonant capacitor for driving, an inductor, and a resistor connected in series Active clamp means provided to clamp the voltage generated in the primary side parallel resonant circuit during a period when the switching means is turned off by being driven by the drive resonant circuit formed with the secondary side, and the secondary side Constant voltage control means adapted to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage by variably controlling the switching frequency of the switching element according to the level of the DC output voltage. .
[0024]
The switching power supply circuit is also configured as follows.
Oscillating means for outputting an oscillation frequency signal, switching means formed by switching driving based on the oscillation frequency signal to switch the DC input voltage, and the switching obtained in the primary winding A primary converter formed by an insulating converter transformer for transmitting the output of the means to the secondary side, a primary winding of the insulating converter transformer, and a primary side parallel resonant capacitor, and configured so that the operation of the switching means is a voltage resonance type Side parallel resonant circuit, a secondary side parallel resonant circuit formed by connecting a secondary side parallel resonant capacitor in parallel to a secondary winding wound around an insulating converter transformer, and this secondary side parallel resonant circuit It is configured to obtain the secondary side DC output voltage by inputting the alternating voltage obtained in the circuit and performing rectification operation. And a flow output voltage generating means.
In addition, a series connection circuit with a clamp capacitor and a bipolar transistor is provided, and a drive winding provided so as to be wound up with respect to the primary winding. In contrast, a resonant capacitor for driving, an inductor, and a resistor connected in series And an active clamp means provided to clamp a voltage generated in the primary side parallel resonance circuit during a period when the switching means is turned off by being driven by a drive resonance circuit formed of Constant voltage control means configured to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage by variably controlling the switching frequency of the switching element according to the level of the side DC output voltage. .
[0026]
The switching power supply circuit is also configured as follows.
Driven by a self-excited oscillation at a predetermined switching frequency, the switching means formed with a switching element that switches the DC input voltage and the output of the switching means obtained in the primary winding are transmitted to the secondary side An insulation converter transformer, a primary winding of the insulation converter transformer, and a primary side parallel resonance capacitor, and a primary side parallel resonance circuit provided so that the operation of the switching means is a voltage resonance type, and an insulation converter transformer. The secondary side parallel resonant circuit formed by connecting the secondary side parallel resonant capacitor in parallel to the secondary winding wound on the secondary winding and the alternating voltage obtained by the secondary side parallel resonant circuit are input. And DC output voltage generating means configured to obtain a secondary side DC output voltage by performing a rectifying operation.
In addition, a drive winding provided with a series connection circuit of a clamp capacitor and a bipolar transistor so as to be wound around the secondary winding On the other hand, a drive resonance capacitor, inductor, and resistor connected in series So that the voltage generated in the secondary parallel resonant circuit is clamped during the period when the rectifier diode element forming the DC output voltage generating means is turned off. The constant voltage control for the secondary side DC output voltage is performed by variably controlling the conduction angle of the bipolar transistor according to the active clamp means provided and the level of the secondary side DC output voltage. Voltage control means.
[0027]
According to each of the above configurations, the primary side is provided with the primary side parallel resonance circuit for forming the voltage resonance type converter, and the secondary side is formed by the secondary side winding and the secondary side parallel resonance capacitor. Thus, a so-called composite resonance type switching converter having a secondary side parallel resonance circuit is obtained.
Further, an active clamp means for clamping a parallel resonance voltage generated in the primary side parallel resonance circuit or the secondary side parallel resonance circuit is provided for the primary side or the secondary side, thereby suppressing the parallel resonance voltage level. To be done.
After having such a configuration, the active clamping means of the present invention includes a drive winding formed by winding up a primary side winding or a secondary winding of an insulating converter transformer and a drive resonance circuit including a resonance circuit. Switching driven. By adopting such a configuration, the current supplied to the control terminals (base, gate, etc.) of the transistor elements forming the active clamp means can be made sinusoidal, and as a result, an active clamp circuit is formed. It is possible to significantly reduce the falling time tf when the transistor element is turned off.
[0028]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a configuration example of a switching power supply circuit (corresponding to claims 1 and 2) as a first embodiment of the present invention.
The power supply circuit shown in FIG. 1 adopts a configuration as a complex resonance type switching converter having a voltage resonance type converter on the primary side and a parallel resonance circuit on the secondary side.
[0029]
In the power supply circuit shown in this figure, a full-wave rectification circuit including a bridge rectification circuit Di and a smoothing capacitor Ci is provided as a rectification smoothing circuit for obtaining a DC input voltage by inputting a commercial AC power supply (AC input voltage VAC). The rectified and smoothed voltage Ei corresponding to a level equal to the AC input voltage VAC is generated.
[0030]
The voltage resonance type switching converter provided in the power supply circuit has a self-excited configuration including one main switching element Q1. In this case, a high breakdown voltage bipolar transistor (BJT; junction transistor) is adopted as the main switching element Q1.
[0031]
A series resonance circuit for driving self-oscillation comprising a series connection circuit of a drive winding NB, a resonance capacitor CB, and a base current limiting resistor RB is connected between the base of the main switching element Q1 and the primary side ground.
The base of the main switching element Q1 is also connected to the positive side of the smoothing capacitor Ci (rectified smoothing voltage Ei) via the base current limiting resistor RB-starting resistor RS, and the base current at the start is rectified and smoothed. To get from.
[0032]
A clamp diode DD inserted between the base of the main switching element Q1 and the negative electrode (primary side ground) of the smoothing capacitor Ci forms a path for a clamp current that flows when the main switching element Q1 is turned off. The collector of the main switching element Q1 is connected to one end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, and the emitter is grounded.
[0033]
A parallel resonant capacitor Cr is connected in parallel between the collector and emitter of the main switching element Q1. This parallel resonant capacitor Cr forms a primary side parallel resonant circuit of a voltage resonant converter by its own capacitance and a leakage inductance L1 on the primary winding N1 side of an insulating converter transformer PIT described later. Although detailed description is omitted here, when the main switching element Q1 is turned off, the voltage V1 across the parallel resonant capacitor Cr is actually a sinusoidal pulse waveform due to the action of the parallel resonant circuit. Can be obtained.
[0034]
The orthogonal control transformer PRT shown in this figure is a saturable reactor around which a resonance current detection winding ND, a drive winding NB, and a control winding NC are wound. This orthogonal control transformer PRT drives the main switching element Q1 and is provided for constant voltage control.
As a structure of this orthogonal control transformer PRT, although not shown, a three-dimensional core is formed by joining the ends of the magnetic legs of two double U-shaped cores having four magnetic legs. . Then, the resonance current detection winding ND and the drive winding NB are wound in the same winding direction on the predetermined two magnetic legs of the three-dimensional core, and the control winding NC is further connected to the resonance current detection. It is configured by winding in a direction orthogonal to the winding ND and the drive winding NB.
[0035]
In this case, the resonance current detection winding ND of the orthogonal control transformer PRT is inserted in series between the positive electrode of the smoothing capacitor Ci and the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, thereby switching the main switching element Q1. The output is transmitted to the resonance current detection winding ND via the primary winding N1. In the orthogonal control transformer PRT, the switching output obtained in the resonance current detection winding ND is induced in the drive winding NB via the transformer coupling, so that the drive winding NB has an alternating voltage as a drive voltage. appear. This drive voltage is output from the series resonance circuit (NB, CB) forming the self-oscillation drive circuit to the base of the main switching element Q1 as a drive current via the base current limiting resistor RB. As a result, the main switching element Q1 performs a switching operation at a switching frequency determined by the resonance frequency of the series resonance circuit.
[0036]
The insulating converter transformer PIT transmits the switching output of the main switching element Q1 to the secondary side.
As shown in FIG. 9, the insulating converter transformer PIT is provided with an EE type core in which, for example, ferrite type E cores CR1 and CR2 are combined so that their magnetic legs face each other, and the central magnetic leg of the EE type core is provided. On the other hand, using the divided bobbin B, the primary winding N1 and the secondary winding N2 are wound in a divided state. However, in the present embodiment, the drive winding Ng is wound so as to wind up the primary winding N1 or the secondary winding N2, but illustration thereof is omitted here. A gap G is formed on the central magnetic leg as shown in the figure. As a result, loose coupling with a required coupling coefficient is obtained.
The gap G can be formed by making the central magnetic legs of the E-type cores CR1 and CR2 shorter than the two outer magnetic legs. Further, as the coupling coefficient k, for example, a loosely coupled state of k≈0.85 is obtained, and accordingly, a saturated state is hardly obtained.
[0037]
By the way, the secondary side operation of the insulating converter transformer PIT includes the primary winding N1, the polarity (winding direction) of the secondary winding N2, the connection relationship between the rectifier diode D0, and the alternating power excited by the secondary winding N2. When the voltage polarity changes, the mutual inductance M of the inductance L1 of the primary winding N1 and the inductance L2 of the secondary winding N2 becomes + M operation mode (additional polarity mode: forward operation) and -M operation mode. (Depolarization mode: flyback operation).
For example, when the circuit is equivalent to the circuit shown in FIG. 10A, the mutual inductance is + M, and when the circuit is equivalent to the circuit shown in FIG. 10B, the mutual inductance is −M.
[0038]
The winding start end side of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the collector of the main switching element Q1, and the winding end end is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci via the series connection of the resonance current detection winding ND. (Rectified and smoothed voltage Ei).
In this case, the drive winding Ng is wound so as to wind up the winding start end side of the primary winding N1.
[0039]
An active clamp circuit 20 is provided on the primary side of the power supply circuit shown in FIG.
The active clamp circuit 20 includes an auxiliary switching element Q2, a clamp capacitor CCL, and a clamp diode DD2. In this case, a bipolar transistor is selected for the auxiliary switching element Q2. For the clamp diode DD2, a fast recovery type having a long reverse recovery time is selected as a characteristic.
Further, as a drive circuit system for driving the auxiliary switching element Q2, an LCR series resonance circuit including an inductor Lg, a capacitor Cg, and a resistor Rg is connected to the drive winding Ng as will be described later. Formed with.
[0040]
The collector of the auxiliary switching element Q2 is connected to a connection point between the line of the rectified and smoothed voltage Ei and the end of winding end of the primary winding N1 via a clamp capacitor CCL. The emitter of the auxiliary switching element Q2 is connected to the connection point between the winding start end side of the primary winding N1 and the collector of the main switching element Q1. Also, the clamp diode DD2 has an anode connected to the emitter of the auxiliary switching element Q2 and a cathode connected to the base of the auxiliary switching element Q2, thereby providing a path for a clamp current that flows during a period in which the auxiliary switching element Q2 is turned off. Try to form.
As described above, the active clamp circuit 20 of the present embodiment is configured by connecting the clamp capacitor CCL in series to the switching circuit including the auxiliary switching element Q2 and the clamp diode DD2. The circuit thus formed is connected in parallel to the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT.
[0041]
Further, as a drive circuit system for the auxiliary switching element Q2, a series resonance circuit of a resistor Rg, a capacitor Cg, and an inductor Lg is connected to the base of the auxiliary switching element Q2. This series connection circuit is connected to the drive winding Ng wound on the primary side to form a self-oscillation drive circuit for the auxiliary switching element Q2.
The resonance frequency is set so that the base inflow current (resonance current) Ig flowing through the auxiliary switching element Q2 and the resonance current flowing through the main switching element Q1 have substantially the same frequency. That is, it is set so as to be substantially equal to the switching frequency of the main switching element Q1.
For this reason, for example, in this embodiment, a resistor Rg = 1Ω, a capacitor Cg = 0.68 μF, and an inductor Lg = 10 μH are selected.
[0042]
Here, the drive winding Ng is formed to wind up the winding start end side of the primary winding N1 in the insulating converter transformer PIT. In this case, the number of turns is, for example, 1T (turn). As a result, a voltage excited by the alternating voltage obtained in the primary winding N1 is generated in the drive winding Ng. In this case, a voltage having a reverse polarity between the primary winding N1 and the drive winding Ng can be obtained from the relationship of the winding direction. In practice, if the number of turns of the drive winding Ng is 1T, its operation is guaranteed, but it is not limited to this.
[0043]
The active clamp circuit 20 operates to suppress the peak level of the parallel resonance voltage V1 generated at both ends of the parallel circuit of the main switching element Q1 // parallel resonance capacitor Cr, as will be described later.
By suppressing the peak level of the parallel resonance voltage V1, it is possible to select a low withstand voltage product for the main switching element Q1 and the parallel resonance capacitor Cr and other component elements. Since the switching characteristic of Q1 becomes better, the power loss can be reduced and the reliability as a circuit can be improved. In addition, since the low-pressure product is used, the component size is also reduced, so that it is possible to promote the reduction in size and weight of the circuit board.
[0044]
On the secondary side of the insulating converter transformer PIT, an alternating voltage induced by the primary winding N1 is generated in the secondary winding N2. In this case, a secondary side parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2, so that the leakage inductance L2 of the secondary winding N2 and the capacitance of the secondary side parallel resonant capacitor C2 A parallel resonant circuit is formed. By this parallel resonance circuit, the alternating voltage induced in the secondary winding N2 becomes the resonance voltage. That is, a voltage resonance operation is obtained on the secondary side.
[0045]
That is, in this power supply circuit, the primary side is provided with a parallel resonance circuit for making the switching operation a voltage resonance type, and the secondary side is provided with a parallel resonance circuit for obtaining a voltage resonance operation. It has a configuration as a “resonant switching converter”.
[0046]
On the secondary side of the power supply circuit formed as described above, the rectifier diode D0 and the smoothing capacitor C0 are connected as shown in the figure, so that half-wave rectification is achieved by flyback operation (see FIG. 10B). The secondary side DC output voltage EO is obtained by forming a half-wave rectifier circuit that operates. This DC output voltage EO is also branched and input to the control circuit 1.
In the control circuit 1, the DC output voltage EO is used as a detection voltage and an operating power source for the control circuit 1.
[0047]
In the control circuit 1, the drive wound around the orthogonal control transformer PRT is varied by changing the control current (DC current) level flowing through the control winding NC in accordance with the change in the DC output voltage level EO on the secondary side. The inductance LB of the winding NB is variably controlled. As a result, the resonance condition of the series resonance circuit in the self-oscillation drive circuit for the main switching element Q1 formed including the inductance LB of the drive winding NB changes. This is an operation for changing the switching frequency of the main switching element Q1, and this operation stabilizes the secondary side DC output voltage.
[0048]
Here, since the auxiliary switching element Q2 in the active clamp circuit 20 is driven based on the voltage excited by the drive winding Ng that has wound up the primary winding N1, the timing of the switching operation is the main switching. In synchronism with the element Q1, the main switching element Q1 operates so as to be turned on within a period of being turned off. Therefore, in response to the switching control of the main switching element Q1 being variably controlled as described above, the switching frequency of the auxiliary switching element Q2 is also variably controlled in synchronization with the switching frequency.
[0049]
The waveform diagram of FIG. 2 shows the operation of the main part of the power supply circuit shown in FIG. The operation shown in FIG. 2 is obtained when the circuit shown in FIG. 1 has a configuration corresponding to the AC 100V system. FIGS. 2A to 2G show the AC input voltage VAC = 100 V, The operation of each part under the condition that the load power Po = 200 W is shown, and FIGS. 2H to 2N show FIG. 2 under the condition where the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 20 W. The operation | movement of the same site | part as (a)-(g) is shown.
[0050]
First, the operation when the load power Po = 200 W shown in FIGS. 2A to 2G will be described.
In this figure, five operation modes from (1) to (5) are shown for the operation modes within one switching cycle.
It is during period TON1 that the main switching element Q1 is controlled to be turned on. In this period TON1, operation as mode (1) is obtained. The auxiliary switching element Q2 is controlled so as to be in the OFF state during this period TON1.
[0051]
In mode {circle around (1)} (period TON1), the switching output current IQ1 flows through the collector of the main switching element Q1 according to the waveform shown in FIG. 2B. This switching output current IQ1 is generated by the insulation converter transformer PIT. The current flows to the main switching element Q1 via the leakage inductance L1 obtained in the primary winding N1. The switching output current IQ1 at this time has a waveform that inverts from the negative direction to the positive direction in the initial stage, as shown in the period TON1 in FIG. Here, during the period in which the switching output current IQ1 flows in the negative direction, the clamp diode DD becomes conductive when the discharge in the parallel resonant capacitor Cr ends with the end of the immediately preceding period td2, and the clamp diode DD → the primary winding N1 By passing the switching output current IQ1 through the mode, the power is regenerated to the power source side.
At the timing when the switching output current IQ1 (FIG. 2B) is inverted from the negative direction to the positive direction, the main switching element Q1 is turned on by ZVS (Zero Volt Switching) and ZCS (Zero Current Switching). .
[0052]
Then, in the next period td1, the operation as mode (2) is performed.
During this period, the main switching element Q1 is turned off, so that the current flowing through the primary winding N1 flows through the parallel resonant capacitor Cr. At this time, the current Icr flowing through the parallel resonant capacitor Cr shows a waveform that appears like a pulse due to the positive polarity, as shown in FIG. This is an operation as a partial resonance mode. At this time, since the parallel resonant capacitor Cr is connected in parallel to the main switching element Q1, the main switching element Q1 is turned off by ZVS.
[0053]
Subsequently, the auxiliary switching element Q2 is controlled to be turned on and the main switching element Q1 is controlled to be turned off. This is the auxiliary switching element shown in FIG. This corresponds to the period TON2 during which the voltage V2 across Q2 is at the 0 level.
This period TON2 is an operation period of the active clamp circuit 20, and first, the operation as the mode (3) is performed, and then the operation as the mode (4) is performed.
[0054]
In the operation of the previous mode {circle around (2)}, the parallel resonant capacitor Cr is charged by the current flowing from the primary winding N1, and as a result, the operation of the mode {circle around (3)} is obtained at the primary winding N1. The voltage level is equal to or higher than the voltage level across the clamp capacitor CCL at the initial time (at the start of the period TON2). As a result, when the conduction condition of the clamp diode DD2 connected in parallel to the auxiliary switching element Q2 is satisfied, the current flows through the path of the clamp diode DD2 → the base of the auxiliary switching element Q2 → the collector → the clamp capacitor CCL. As the clamp current IQ2, a sawtooth waveform that approaches the 0 level as time elapses from the negative direction is obtained after the start of the period TON2 in FIG.
Here, for example, if the capacitance of the clamp capacitor CCL is selected to be 50 times or more than the capacitance of the parallel resonant capacitor Cr, depending on the operation in this mode (3), most of the current is clamped as the clamp current IQ2. It flows to the capacitor CCL and hardly flows to the parallel resonance capacitor Cr. As a result, the slope of the parallel resonance voltage V1 (FIG. 2 (a)) applied to the main switching element Q1 during this period TON2 is made gentle, and as a result, for example, when the active clamp circuit 20 is not provided. Therefore, the conduction angle is expanded to about 1/2. That is, a clamping operation with respect to the parallel resonance voltage V1 is obtained.
[0055]
Then, when the mode {circle around (3)} ends in the period TON2, the operation is subsequently shifted to the mode {circle around (4)}.
At the start of this mode {circle around (4)}, the clamp current IQ2 shown in FIG. At this timing, the auxiliary switching element Q2 is turned on by ZVS and ZCS at a timing when the clamp current IQ2 is inverted from the negative direction to the positive direction.
When the auxiliary switching element Q2 is turned on in this way, the collector of the auxiliary switching element Q2 → the emitter of the auxiliary switching element Q2 via the primary winding N1 → the clamp capacitor CCL by the resonance action of the primary side parallel resonance circuit obtained at this time. Then, a clamp current IQ2 flows and a waveform increasing in the positive direction is obtained as shown in FIG.
[0056]
The operation of the mode {circle over (4)} ends with the timing when the voltage V2 across the auxiliary switching element Q2 starts to rise, which has been set to 0 level in the period TOFF1 until the auxiliary switching element Q2 is turned on. Subsequently, the operation shifts to the mode (5) in the period td2.
In mode {circle around (5)}, an operation in which the parallel resonant capacitor Cr flows a discharge current to the primary winding N1 is obtained. That is, partial resonance operation is obtained. Corresponding to this partial resonance operation, the current Icr flowing through the parallel resonance capacitor Cr has a waveform appearing in a pulse due to the negative polarity as shown in FIG.
At this time, the parallel resonance voltage V1 applied to the main switching element Q1 has a large inclination due to the small capacitance of the parallel resonance capacitor Cr as described above, and is shown in FIG. In this way, it descends so as to rapidly descend toward the zero level.
The auxiliary switching element Q2 starts to turn off at the timing when the mode (4) ends and the mode (5) starts. At this time, the parallel resonant voltage V1 has a certain slope as described above. When it has and falls, it becomes a turn-off operation by ZVS.
Further, the voltage generated when the auxiliary switching element Q2 is turned off is prevented from rising sharply as the parallel resonant capacitor Cr discharges as described above. This operation changes from the 0 level to the peak level with a certain slope over a period td2 (in mode (5)), as shown, for example, as the voltage V2 across the auxiliary switching element Q2 in FIG. Is shown as a waveform.
As the voltage V2 across the auxiliary switching element Q2, for example, during the period TOFF2 when the auxiliary switching element Q2 is turned off, for example, the peak level is substantially maintained, and the period td1 (mode ▲ 2) which is the start period of this period TOFF2 The waveform changes from the 0 level to the peak level as described above with the period td2 (mode (5)) as the end period.
Thereafter, the operations of modes {circle around (1)} to {circle around (5)} are repeated every switching period.
[0057]
Here, the base-emitter voltage VBE of the auxiliary switching element Q2 has a pulse-like waveform that rises in the period td1 and falls in the period td2 and peaks in the positive polarity in the period TON2.
The period td1 and the period td2 are threshold periods in which both the main switching element Q1 and the auxiliary switching element Q2 are turned off, and the threshold period is maintained by the flow of the base inflow current Ig.
[0058]
The base inflow current Ig flowing to the base of the auxiliary switching element Q2 is based on the voltage induced in the drive winding Ng, but between the base of the auxiliary switching element Q2 and the drive winding Ng, the main By inserting a series resonance circuit (Rg-Cg-Lg) having a resonance frequency substantially equal to the switching frequency of the switching element Q1, the base inflow current Ig is obtained as shown in FIG. As shown in f), a sine wave having a positive level is obtained in the period of the modes (1) to (5), and a negative level is obtained in the period corresponding to the mode (1). That is, it is a sine wave having a frequency equivalent to the switching frequency of the primary side voltage resonance type converter.
On the other hand, in the case of the power supply circuit shown in FIG. 11, the current Ig (FIG. 12 (f)) flowing into the control terminal (gate) of the auxiliary switching element Q2 is a period corresponding to the period td1 and the period td2. In FIG. 5, the pulse is obtained as a differential waveform pulse.
[0059]
In the present embodiment, as shown in FIG. 12 (f), the sinusoidal base inflow current Ig is caused to flow to the base which is the control terminal of the auxiliary switching element Q2. In the auxiliary switching element Q2, the fall time tf of the clamp current (collector current) IQ2 at the turn-off time can be greatly shortened.
That is, the switching output current IQ1, which is the collector current of the auxiliary switching element Q2, is suddenly set to 0 level when the auxiliary switching element Q2 is turned off (at the end of the period TON2) as shown in FIG. It is what you are doing. On the other hand, in the power supply circuit shown in FIG. 11, the partial resonance period immediately after the turn-off appears as the fall time tf, as shown as the gate inflow current Ig in FIG.
[0060]
2A to 2G, the operation waveforms of the respective parts shown in FIGS. 2A to 2G are, for example, under the condition that the load power Po = 0W and no load is applied, respectively. ).
[0061]
Here, for example, as can be seen by comparing the primary side parallel resonance voltage V1 of FIGS. 2A and 2H, the waveform shown in FIG. 2H is the period during which the main switching element Q1 is turned on. TON1 is remarkably shortened, whereby the switching frequency is higher than that at the maximum load power shown in FIG.
In this way, it can be seen from the waveform diagram shown in FIG. 2 that the switching frequency is variably controlled in accordance with the load fluctuation, thereby stabilizing as described above.
[0062]
On the other hand, the auxiliary switching element Q2 is driven at a timing according to the voltage waveform obtained in the drive winding Ng, and the voltage obtained in the drive winding Ng is excited by an alternating voltage generated in the primary winding N1. Is. Accordingly, the auxiliary switching element Q2 is changed in the ON period TON2 and the OFF period TOFF2 in synchronism with the switching operation of the main switching element Q1 as described above. Variable control.
[0063]
Even under such a no-load condition, the operations of the modes {circle around (1)} to {circle around (5)} are performed at the timings shown in FIGS. The peak level is suppressed, and the peak level of the voltage V2 across the auxiliary switching element Q2 is also suppressed to about ½, for example.
[0064]
As can be understood from the above description, in the present embodiment, the self-excited oscillation drive circuit system of the active clamp circuit 20 is provided with a resonance circuit, and as a result, the auxiliary switching element Q2 is turned off. The fall time tf at the time of performing is greatly shortened, so that the switching loss due to the fall time tf is also reduced.
Actually, the DC-DC power conversion efficiency was 95.5% in the circuit shown in FIG. 11, whereas it was 96.8% in the circuit shown in FIG. 1 as the present embodiment. The result that it is improved to is obtained. As a result, the input power can be reduced by about 3 W, and the invalid input power at no load (load power Po = 0 W) can be reduced from 4.7 W to 3.2 W. became.
Further, since the switching loss in the auxiliary switching element Q2 is reduced in this way, the heat generation is also suppressed, and therefore, for example, the heat dissipating plate provided for the auxiliary switching element Q2 can be made unnecessary.
[0065]
Further, as in the power supply circuit shown in FIG. 1, when the main switching element Q1 and the auxiliary switching element Q2 are both bipolar transistors, as shown in FIG. Thus, the composite transistor 30 is formed by packaging the main switching element Q1 and the auxiliary switching element Q2 into one component, and this can be used.
In the composite transistor 30 shown in this figure, for the main switching element Q1 and the auxiliary switching element Q2, a series connection circuit of [clamp diode DD-zener diode ZD1] and [clamp diode DD2-zener diode] are respectively provided. ZD2] are connected in series as shown in the figure. Zener diodes ZD1 and ZD2 are provided for protection when a reverse current flows through the clamp diode.
[0066]
FIG. 4 shows a configuration example of a switching power supply circuit (corresponding to claims 4 and 5) as a second embodiment of the present invention. In this figure, the same parts as those in FIG.
Further, the power supply circuit of the second embodiment is also provided with the insulating converter transformer PIT shown in FIG. 9 and adopts the configuration of a composite resonance type switching converter. This is the same for each embodiment described below.
[0067]
In the power supply circuit shown in FIG. 4, first, [rectifier diodes Di1, Di2, smoothing capacitors Ci1, Ci2] are connected to the commercial AC power supply AC in the connection form shown in the figure, thereby connecting the smoothing capacitors connected in series. A rectified and smoothed voltage Ei corresponding to twice the AC1 to Ci2 AC input voltage VAC is generated and supplied to the primary side voltage resonant converter.
[0068]
In the case of the present embodiment, the primary side voltage resonance type converter adopts a single-ended configuration by separate excitation. In this case, an IGBT (insulated gate bipolar transistor) is employed as the main switching element Q1. As this IGBT, for example, a medium voltage product of 800V is selected.
The collector of the main switching element Q1 as the IGBT is connected to the end of winding of the primary winding N1, and the emitter is connected to the primary side ground. The parallel resonant capacitor Cr is connected in parallel with the collector-emitter of the main switching element Q1. Clamp diode DD is also connected in parallel with the collector and emitter of main switching element Q1.
[0069]
The switching drive unit 10 is provided to drive the main switching element Q1 by a separate excitation method and to control the switching frequency, and can be configured as, for example, a one-piece IC. The switching drive unit 10 includes an oscillation circuit 11 and a drive circuit 12. The switching drive unit 10 is configured to obtain power for starting from the line of the rectified and smoothed voltage Ei through the starting resistor Rs at the time of starting.
[0070]
The oscillation circuit 11 generates an oscillation signal and outputs it to the drive circuit 12. In the drive circuit 12, the input oscillation signal is converted into a drive voltage that can drive the main switching element Q1 that is a MOS-FET, and is output to the gate of the main switching element Q1. As a result, the main switching element Q1 is driven to be switched.
The oscillation circuit 11 is configured to vary the frequency of the oscillation signal according to the error detection output of the secondary side DC output voltage EO output from the control circuit 1. In this way, the main switching element Q1 is driven based on the oscillation signal whose frequency is varied, whereby the switching frequency of the main switching element Q1 is varied, thereby stabilizing the secondary side DC output voltage EO. Will be achieved.
Even in such a configuration, the self-excited oscillation drive circuit in the active clamp circuit 20 adopts the configuration of the LCR resonance circuit (Rg-Cg-Lg), so that the same effect as the power supply circuit of FIG. Is obtained.
[0071]
FIG. 5 shows a configuration example of a switching power supply circuit (corresponding to claims 7 and 8) as a third embodiment. In this figure, the same parts as those in FIG. 1 and FIG.
The primary side shown in this figure is provided with a voltage resonance type converter as in the above-described embodiments, but the orthogonal control transformer PRT is omitted. For this reason, the drive winding NB forming the self-oscillation drive circuit of the main switching element Q1 is wound around the primary side of the insulating converter transformer PIT as shown in the figure, whereby the alternating winding obtained in the primary winding N1 is obtained. It is excited by voltage.
In such a configuration, since the frequency control for the main switching element Q1 is not performed, the main switching element Q1 is a resonance circuit (NB-CB) formed in the self-excited oscillation drive circuit. The switching operation is performed at a fixed switching frequency determined by the resonance frequency.
[0072]
In the third embodiment, the active clamp circuit is provided not on the primary side but on the secondary side.
In the active clamp circuit 20A provided on the secondary side, a bipolar transistor is selected as the auxiliary switching element Q2 in the same way as the active clamp circuit 20 shown in FIGS. This is the same as the active clamp circuit 20 shown in FIGS.
In this case, the collector of the auxiliary switching element Q2 is connected to the connection point between the winding end of the secondary winding N2 and the anode of the rectifier diode D02 through the clamp capacitor CCL, and the emitter is secondary. It is connected to the winding start end side (secondary side ground) of the winding N2.
The drive winding Ng is formed so as to wind up the winding start end of the secondary winding N2.
[0073]
In this case, the detection output of the control circuit 1 is supplied to the base of the auxiliary switching element Q2 provided on the secondary side. In such a configuration, for example, the switching frequency is fixed, and the on-period is variably controlled while the off-period of the auxiliary switching element Q2 is constant according to the level change of the secondary side DC output voltage EO due to load fluctuation or the like. The operation to do is obtained. That is, with respect to the switching operation of the auxiliary switching element Q2, an operation of variably controlling the conduction angle (PWM control) is obtained.
Here, for example, assuming that the level of the secondary side DC output voltage EO rises in a light load state, the conduction angle control is performed so that the ON period of the auxiliary switching element Q2 is extended.
[0074]
As a result of the PWM control performed as described above, as the voltage induced in the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT, the pulse width of the negative waveform increases and the pulse width of the positive waveform Becomes shorter.
In the secondary side rectifier diode D0, the secondary side parallel resonant voltage is input and rectification is performed by forward operation. Therefore, the period during which the secondary side rectifier diode D0 is turned on by conduction is shortened. The period will be expanded. In this way, as a result, the conduction angle of the rectifier diode D01 is controlled, so that the secondary side DC output voltage can be stabilized.
[0075]
In the configuration in which the active clamp circuit is provided on the secondary side in this way, the active clamp is applied to the peak level of the resonance pulse of the secondary side parallel resonance circuit (N2 // C2) generated during the period in which the rectifier diode D01 is turned off. Compared to the configuration in the case where no circuit is provided, it can be about ½.
In the present embodiment, the self-excited oscillation drive circuit in the active clamp circuit 20A provided on the secondary side is also configured as an LCR resonance circuit (Rg-Cg-Lg). As in the case of the power supply circuit, the switching loss due to the auxiliary switching element Q2 is reduced, and the DC-DC power conversion efficiency as the power supply circuit is improved to the same level as when the active clamp circuit is not provided. .
[0076]
FIG. 6 shows a configuration example of a switching power supply circuit (corresponding to claim 2) as a fourth embodiment of the present invention. In this figure, the same parts as those in FIGS. 1, 4 and 5 are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.
The power supply circuit shown in this figure includes a voltage resonance type converter and an active clamp circuit on the primary side, and a composite resonance type converter including a parallel resonance circuit and a half-wave rectifier circuit on the secondary side. The overall configuration is the same as that of the power supply circuit of FIG. However, the configuration of the active clamp circuit provided on the primary side is different.
[0077]
In the active clamp circuit 21 shown in FIG. 6, a MOS-FET is selected as the auxiliary switching element Q2.
In this way, when the auxiliary switching element Q2 is a MOS-FET, the drain is connected to the clamp capacitor CCL and the source is connected to the winding start end side of the primary winding N1. The clamp diode DD2 is connected in parallel with the drain-source of the auxiliary switching element Q2. In this case, a so-called body diode built in the auxiliary switching element Q2 as a MOS-FET is used as the clamp diode DD2.
[0078]
In the first to third embodiments (power supply circuits of FIGS. 1, 4 and 5), the LCR series resonance circuit is used as the resonance circuit for driving the auxiliary switching element Q2. Thus, in the fourth embodiment, a parallel resonant circuit is used.
That is, a parallel resonance circuit is formed by connecting a resonance capacitor Cg in parallel to the drive winding Ng. The output point of the parallel resonance circuit and the gate of the auxiliary switching element Q2 are connected via a resistor Rg. In this case, the resistor R1 is connected in parallel with the gate-source of the auxiliary switching element Q2.
Also in this case, the resonance frequency of the parallel resonance circuit (Ng // Cg) is set to be equal to the switching frequency of the main switching element Q1, and actually, Ng = 1T, Cg = 1 μF, By selecting Rg = 22Ω and R1 = 82Ω, a self-excited oscillation drive circuit is formed.
[0079]
As the operation of the power supply circuit having such a configuration, the same waveforms as those of the respective parts shown in FIG. 2 are obtained.
In this embodiment, the auxiliary switching element Q2 is a MOS-FET. In this case as well, the gate-source voltage of the auxiliary switching element Q2 is as shown in FIGS. In the same manner as in n), a rectangular wave shape is obtained. The clamp current IQ2 also has the same waveform as in FIGS. 2D and 2K. In this case, the clamp current IQ2 flowing in the negative direction in the mode {circle around (3)} is The current flows through the path of the primary winding N1, the clamp diode DD2, and the clamp capacitor CCL.
Also in this embodiment, the gate inflow current Ig becomes sinusoidal according to the switching frequency as shown in FIGS. 2 (f) and 2 (m). The fall time tf of the clamp current (drain current) IQ2 (FIGS. 2D and 2K) generated at turn-off is greatly shortened. Therefore, switching loss is also reduced, and as a result, the DC-DC conversion efficiency of the entire circuit is improved.
In the case of the circuit shown in FIG. 6, a DC-DC power conversion efficiency of 96.5% is obtained from the actual experimental results, which is 1.0% higher than the circuit shown in FIG. Further, the input power was reduced by about 2.3 W, and the reactive input power at no load (load power Po = 0 W) was reduced from 4.7 W to 3.5 W. Also in this embodiment, since the power loss is reduced as described above, the heat dissipating plate provided for the auxiliary switching element Q2 can be made unnecessary.
[0080]
FIG. 7 shows a configuration example of a switching power supply circuit (corresponding to claim 6) as a fifth embodiment of the present invention. In this figure, the same parts as those in FIGS. 1, 4, 5, and 6 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
The basic configuration of the power supply circuit shown in this figure is almost the same as that of the circuit of the second embodiment shown in FIG. That is, the primary side voltage resonance type converter is provided with the switching drive unit 10 and is driven to be switched by another excitation type. However, in this case, a MOS-FET is provided as the main switching element Q1 instead of the IGBT, and therefore, a body diode is used as the clamp diode DD2, and the drain-source between the main switching element Q1 is used. Connected in parallel.
In this figure, the active clamp circuit 21 provided on the primary side has a circuit configuration similar to that shown in FIG.
[0081]
FIG. 8 shows a configuration example of a switching power supply circuit (corresponding to claims 7 and 9) as a sixth embodiment. In this figure, the same parts as those in FIG. 1, FIG. 4, FIG. 5, FIG. 6, and FIG.
The overall configuration of the power supply circuit shown in this figure is substantially the same as that of the power supply circuit as the third embodiment shown in FIG. In addition, as the active clamp circuit 21A itself provided on the secondary side, a connection form similar to that of the active clamp circuit 21 shown in FIGS. 6 and 7 is adopted. However, in the active clamp circuit 21A, an IGBT is provided as an auxiliary switching element Q2 in place of the MOS-FET.
[0082]
7 and 8, the fall time tf at the turn-off time for the clamp current (drain current or collector current) flowing through the auxiliary switching element Q2 in the active clamp circuits 21 and 21A is large. As a result, the same effects as those of the embodiments described so far can be obtained.
[0083]
In this embodiment, an orthogonal control transformer is used as a control transformer for performing constant voltage control under a configuration including a self-excited resonance converter on the primary side. Instead of the control transformer, an oblique control transformer previously proposed by the present applicant can be adopted.
Although the illustration of the oblique control transformer is omitted here, for example, as in the case of the orthogonal control transformer, a three-dimensional structure can be obtained by combining two sets of double U-shaped cores having four magnetic legs. A mold core is formed. Then, the control winding NC and the drive winding NB are wound around the solid core. At this time, the relationship between the winding direction of the control winding and the drive winding is an oblique relationship. To be done. Specifically, one of the control winding NC and the drive winding NB is wound around two magnetic legs that are adjacent to each other among the four magnetic legs, The other winding is wound around two magnetic legs that are supposed to be in a diagonal positional relationship.
When such an oblique control transformer is provided, the drive winding inductance increases even when the alternating current flowing through the drive winding changes from a negative current level to a positive current level. Is obtained. As a result, the current level in the negative direction for turning off the main switching element is increased, and the storage time of the main switching element is shortened. Accordingly, the fall time when the main switching element is turned off is also reduced. As a result, the power loss of the main switching element can be further reduced.
[0084]
Further, the embodiments of the present invention are not limited to the configurations shown in the drawings. For example, in the above embodiment, bipolar transistors, MOS-FETs, IGBTs, etc. are adopted as the main switching element and auxiliary switching element, but other examples include SIT (electrostatic induction thyristor). It is conceivable to employ other elements. Further, the configuration of the switching drive unit for driving the main switching element Q1 by a separate excitation method is not necessarily limited to that shown in each drawing, and may be changed to an appropriate circuit configuration. Further, the combination of the element types of the main switching element Q1 and the auxiliary switching element Q2 is not limited to the configurations shown in the above drawings.
Further, the secondary side rectifier circuit formed including the secondary side resonance circuit is not limited to the configuration shown in each drawing as the embodiment, and other circuit configurations may be adopted. There is nothing.
[0085]
【The invention's effect】
As described above, the present invention includes a voltage resonant converter on the primary side and a parallel resonant circuit on the secondary side to form a composite resonant switching converter and is active with respect to the primary side or the secondary side. A clamp circuit is provided. With this configuration, the self-excited oscillation drive circuit that drives the auxiliary switching element in the active clamp circuit includes an LCR series resonance circuit or a parallel resonance circuit (drive resonance circuit).
With such a configuration, the fall time of the switching output current (drain current or collector current) when the auxiliary switching element is turned off can be greatly shortened, and the switching loss can be reduced. As a result, the DC-DC conversion efficiency of the switching power supply circuit can be improved to, for example, the same level as when no active clamp circuit is provided. As a result, the input power can also be reduced.
Further, since the heat generation is suppressed by reducing the switching loss in the auxiliary switching element, it is possible to eliminate the heat sink to be provided for the auxiliary switching element, and accordingly, the cost is reduced and the circuit is reduced in size and weight. Can be achieved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
2 is a waveform diagram showing an operation of a main part in the power supply circuit shown in FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating an internal configuration example of a composite transistor.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit as a second embodiment;
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit as a third embodiment;
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit as a fourth embodiment;
FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit as a fifth embodiment;
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit as a sixth embodiment;
FIG. 9 is a cross-sectional view showing a configuration of an insulating converter transformer.
FIG. 10 is an equivalent circuit diagram showing each operation when the mutual inductance is + M / −M.
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit as a prior art.
12 is a waveform diagram showing an operation of a main part in the power supply circuit shown in FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Control circuit, 10 Switching drive part, 11 Oscillation circuit, 12 Drive circuit, 20,20A, 21,21A Active clamp circuit, 30 Composite transistor, Q1 main switching element, Q2 Auxiliary switching element, PIT insulation converter transformer, PRT orthogonal type Control transformer, Cr primary side parallel resonant capacitor, C2 secondary side parallel resonant capacitor, CCL clamp capacitor, Ng drive winding, Cg capacitor, Rg, R1 resistance

Claims

Switching means formed by a switching element that performs switching with respect to a DC input voltage by being driven by switching by self-excited oscillation;
An insulating converter transformer for transmitting the output of the switching means obtained in the primary winding to the secondary side;
A primary side parallel resonance circuit formed by a primary winding of the insulating converter transformer and a primary side parallel resonance capacitor, and provided so that the operation of the switching means is a voltage resonance type;
A secondary parallel resonant circuit formed by connecting a secondary parallel resonant capacitor in parallel to the secondary winding wound around the insulating converter transformer;
DC output voltage generating means configured to obtain a secondary side DC output voltage by performing an rectification operation by inputting an alternating voltage obtained in the secondary side parallel resonant circuit;
A series connection circuit including a clamp capacitor and a bipolar transistor is provided, and a drive resonance capacitor, an inductor, and a resistor connected in series to a drive winding provided so as to be wound around the primary winding. Active clamp means provided to clamp the voltage generated in the primary side parallel resonant circuit during the period when the switching means is turned off by being driven by the drive resonant circuit formed
Constant voltage control means configured to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage by variably controlling the switching frequency of the switching element according to the level of the secondary side DC output voltage;
A switching power supply circuit comprising:

An oscillation means for outputting an oscillation frequency signal;
Switching means formed by including a switching element that performs switching with respect to a DC input voltage by being driven to be switched based on the oscillation frequency signal;
An insulating converter transformer for transmitting the output of the switching means obtained in the primary winding to the secondary side;
A primary side parallel resonance circuit formed by a primary winding of the insulating converter transformer and a primary side parallel resonance capacitor, and provided so that the operation of the switching means is a voltage resonance type;
A secondary parallel resonant circuit formed by connecting a secondary parallel resonant capacitor in parallel to the secondary winding wound around the insulating converter transformer;
DC output voltage generating means configured to obtain a secondary side DC output voltage by performing an rectification operation by inputting an alternating voltage obtained in the secondary side parallel resonant circuit;
A series connection circuit including a clamp capacitor and a bipolar transistor is provided, and includes a drive resonance capacitor, an inductor, and a resistor connected in series to a drive winding provided so as to be wound around the primary winding. Active clamp means provided so as to clamp a voltage generated in the primary side parallel resonance circuit during a period when the switching means is turned off by being driven by the driving resonance circuit formed
Constant voltage control means configured to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage by variably controlling the switching frequency of the switching element according to the level of the secondary side DC output voltage;
A switching power supply circuit comprising:

Switching means formed with a switching element that performs switching with respect to a DC input voltage by being driven at a predetermined switching frequency by self-excited oscillation;
An insulating converter transformer for transmitting the output of the switching means obtained in the primary winding to the secondary side;
A primary side parallel resonance circuit formed by a primary winding of the insulating converter transformer and a primary side parallel resonance capacitor, and provided so that the operation of the switching means is a voltage resonance type;
A secondary parallel resonant circuit formed by connecting a secondary parallel resonant capacitor in parallel to the secondary winding wound around the insulating converter transformer;
DC output voltage generating means configured to obtain a secondary side DC output voltage by performing an rectification operation by inputting an alternating voltage obtained in the secondary side parallel resonant circuit;
A series connection circuit comprising a clamp capacitor and a bipolar transistor is provided, and a drive resonance capacitor connected in parallel with a drive winding provided so as to be wound around the secondary winding is connected in series. Is switched by a drive resonance circuit formed with a resistor, so that a voltage generated in the secondary parallel resonance circuit during a period in which the rectifier diode element forming the DC output voltage generating means is off is generated. Active clamping means provided for clamping;
Constant voltage control means configured to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage by variably controlling the conduction angle of the bipolar transistor according to the level of the secondary side DC output voltage;
A switching power supply circuit comprising:

4. The switching power supply circuit according to claim 3, wherein the drive resonance circuit uses an insulated gate bipolar transistor as the bipolar transistor.