JP4479217B2 - インバータ制御方法及び多相電流供給回路 - Google Patents

Description

この発明はインバータ技術に関する。

平滑コンデンサの容量を著しく小さくし、しかも力率改善用リアクトルを用いず、単相交流電源から多相交流電流を得る技術が、例えば特許文献１や非特許文献１に開示されている。この技術においては、単相交流電源から与えられる入力電圧の位相に同期させて負荷電力を脈動させることにより、多相交流電流を出力するインバータに対して印加される直流電圧は、単相交流電源のほぼ２倍の周波数で大きく脈動する。

かかる脈動によって、単相交流電源から与えられる入力電流の導通幅を拡げることができ、力率が改善される。一方、インバータに対して印加される直流電圧がかかる脈動を有していても、当該インバータにおけるスイッチングを適切に制御することにより、多相交流電流を出力できる。かかるスイッチング制御をここでは単相コンデンサレスインバータ制御と称する。

単相コンデンサレスインバータ制御では、平滑コンデンサを小型化でき、しかもリアクトルをも必要としないので、整流回路及びインバータを含む回路の全体を小型化し、コストダウンを招来する。

しかし平滑コンデンサの容量が小さいと、交流電源のリアクトルとの共振周波数は電源周波数よりも高くなり、入力電流の高調波成分が突出して出現することになる。そこでこれを抑制するために、特許文献１や非特許文献１では、入力電流をフィードバックして、これを正弦波となるような電力制御が提案されている。

特開２００２−５１５８９号公報 芳賀仁、齋藤和夫、高橋勲「単相ダイオード整流回路の電解コンデンサレス高力率インバータ制御法」、平成１５年電気学会全国大会論文集４−０６９（平成１５年３月）、第９９頁

しかしながら、マイクロコンピュータなどを用いてデジタル制御でフィードバック制御を実現する場合、その制御周期に依存して制御帯域が制限され、高周波の共振の抑制は容易ではない。この共振は負荷が軽くなるほどに顕著となる傾向がある。

本発明は、かかる共振を容易に軽減する技術を提供することを目的としている。

この発明にかかるインバータ制御方法は、交流電源（１）から入力電圧（ｖ_in）及び入力電流（ｉ_in）を受けて全波整流を行うダイオード群（２）と、前記ダイオード群の出力を受けるコンデンサ（３１）を有する平滑回路（３）と、前記平滑回路の出力を受け、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）を出力するインバータ（４）とを用いて多相駆動部（５）を駆動する際に前記インバータのスイッチングを制御する方法である。

そしてその第１の態様は、（ａ）前記多相駆動部の回転角速度（ω_m）、前記回転角速度の指令値（ω_m ^*）、及び前記入力電圧（ｖ_in）の位相角（θ_in）に基づいて前記多相駆動部の駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）を生成するステップと、（ｂ）前記駆動電流の指令値に基づいて前記インバータのスイッチング動作の指令値（Ｔ_u，Ｔ_v，Ｔ_w）を生成するステップとを備える。但し、前記ステップ（ａ）は（ａ−１）前記多相駆動部の回転角速度（ω_m）と前記回転角速度の指令値（ω_m ^*）との差に基づいて第１の電流指令値（ｉ_m ^*）を生成するステップと、（ａ−２）前記第１の電流指令値を、前記入力電圧の周期の半分の周期で変化する変調係数（ｒ）（｜sinθ_in｜；sin²θ_in）に基づいて変調して第２の電流指令値（ｉ_T ^*）を生成するステップと、（ａ−３）前記入力電流の絶対値の立ち上がりを妨げる補正電流指令値（ｉ_corr ^*）を前記第２の電流指令値に加えて前記駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）を生成するステップとを有する。

この発明にかかるインバータ制御方法の第２の態様は、第１の態様であって、前記補正電流指令値（ｉ_corr ^*）は正弦波の半周期分の波形を呈し、前記入力電流の絶対値（｜ｉ_in｜）の立ち上がり時から立ち下がり、前記正弦波の半周期は前記入力電流の絶対値の振動周期の半分である。

この発明にかかるインバータ制御方法の第３の態様は、第１の態様であって、前記補正電流指令値（ｉ_corr ^*）は正弦波の半周期分の波形を呈し、前記入力電流の絶対値（｜ｉ_in｜）の立ち上がり時から前記半周期分が経過してから立ち上がり、前記正弦波の半周期は前記入力電流の絶対値の振動周期の半分である。

この発明にかかるインバータ制御方法の第４の態様は、第１乃至第３の態様であって、前記ステップ（ａ）は、（ａ−４）前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉ_in ^*｜）と前記入力電流の絶対値（｜ｉ_in｜）との差に基づいた補償信号（ｉ_comp ^*）を前記駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）に加算して、前記駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）を更新するステップを更に有する。

この発明にかかるインバータ制御方法の第５の態様は、第４の態様であって、前記ステップ（ａ−４）は、（ａ−４−１）前記入力電圧の位相角の正弦値（sinθ_in）と前記入力電流（ｉ_in）との積を平均化した値の２倍を第１の値（ｉ_in1）として求めるステップと、（ａ−４−２）前記変調係数（ｒ）に前記第１の値を乗じて前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉ_in ^*｜）を求めるステップとを含む。

この発明にかかる多相電流供給回路は、交流電源（１）から入力電圧（ｖ_in）及び入力電流（ｉ_in）を受けて全波整流を行うダイオード群（２）と、前記ダイオード群の出力を受けるコンデンサ（３１）を有する平滑回路（３）と、前記平滑回路の出力を受け、スイッチング制御を行って多相駆動部へと多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）を出力するインバータ（４）とを備える多相電流供給回路である。

そしてその第１の態様は、前記多相駆動部の回転角速度（ω_m）と前記回転角速度の指令値（ω_m ^*）との差に基づいて第１の電流指令値（ｉ_m ^*）を生成する速度制御演算部（６３）と、前記第１の電流指令値を、前記入力電圧の周期の半分の周期で変化する変調係数（ｒ）（｜sinθ_in｜；sin²θ_in）に基づいて変調して第２の電流指令値（ｉ_T ^*）を生成する電流指令値変調部（６４１）と、前記入力電流の絶対値の立ち上がりを妨げる補正電流指令値（ｉ_corr ^*）を前記第２の電流指令値に加えて前記駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）を生成する駆動電流指令値生成部（６４２）と、前記駆動電流の指令値に基づいて前記インバータのスイッチング動作の指令値（Ｔ_u，Ｔ_v，Ｔ_w）を生成する指令値信号生成手段（６０）とを備える。

この発明にかかる多相電流供給回路の第２の態様は、第１の態様であって、前記補正電流指令値（ｉ_corr ^*）は正弦波の半周期分の波形を呈し、前記入力電流の絶対値（｜ｉ_in｜）の立ち上がり時から立ち下がり、前記正弦波の半周期は前記入力電流の絶対値の振動周期の半分である。

この発明にかかる多相電流供給回路の第３の態様は、第１の態様であって、前記補正電流指令値（ｉ_corr ^*）は正弦波の半周期分の波形を呈し、前記入力電流の絶対値（｜ｉ_in｜）の立ち上がり時から前記半周期分が経過してから立ち上がり、前記正弦波の半周期は前記入力電流の絶対値の振動周期の半分である。

この発明にかかる多相電流供給回路の第４の態様は、第１乃至第３の態様であって、前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉ_in ^*｜）と前記入力電流の絶対値（｜ｉ_in｜）との差に基づいた補償信号（ｉ_comp ^*）を前記駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）に加算して、前記駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）を更新する駆動電流指令値更新部（６４３）を更に備える。

この発明にかかる多相電流供給回路の第５の態様は、第４の態様であって、前記駆動電流指令値更新部（６４４）は、前記入力電圧の位相角の正弦値（sinθ_in）と前記入力電流（ｉ_in）との積を平均化した値の２倍を第１の値（ｉ_in1）として求める平均化部（６４３ａ）と、前記変調係数に前記第１の値を乗じて前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉ_in ^*｜）を求める乗算器（６４３ｂ）とを有する。

この発明にかかるインバータ制御方法の第１の態様及び多相電流供給回路の第１の態様によれば、補正電流指令値によって入力電流の立ち上がりを妨げることにより、入力電流の共振を抑制することができる。

この発明にかかるインバータ制御方法の第２の態様及び多相電流供給回路の第２の態様によれば、入力電流の絶対値が急峻に立ち上がることを抑制できるので、高調波を抑制する効果が高い。

この発明にかかるインバータ制御方法の第３の態様及び多相電流供給回路の第３の態様によれば、電力の回生を必要としないので運転状態によらずに採用することができる。

この発明にかかるインバータ制御方法の第４の態様及び多相電流供給回路の第４の態様によれば、入力電流の絶対値の指令値に対する、入力電流の絶対値の追従性を改善し、共振を抑制する。

この発明にかかるインバータ制御方法の第５の態様及び多相電流供給回路の第５の態様によれば、入力電流の絶対値の指令値を求めることができる。

図１は本発明の実施の形態にかかる駆動装置を例示する回路図である。当該駆動装置は多相駆動部たるモータ５と、これに多相電流を供給する多相電流供給回路とを備えている。

多相電流供給回路はダイオードブリッジ２、平滑回路３、インバータ４、制御回路６を備えている。ダイオードブリッジ２には単相交流の電源１が接続され、単相交流の入力電圧ｖ_in及び単相交流の入力電流ｉ_inが供給される。電源１は理想的交流電圧源１１と、誘導性リアクトル１２との直列接続として示されている。

ダイオードブリッジ２は全波整流を行う機能を有し、入力電圧ｖ_inを全波整流して平滑回路３に入力する。平滑回路３はコンデンサ３１を有している。具体的にはコンデンサ３１の両端の間にダイオードブリッジ２の出力を受け、コンデンサ３１の両端に生じた整流電圧（両端電圧）ｖ_dcがインバータ４に出力される。

インバータ４は平滑回路３の出力を受け、コンデンサ３１の一端（ダイオードブリッジ２を構成するダイオードのカソード側）からインバータ４へと電流ｉ_invが入力する。コンデンサ３１の容量は、両端電圧ｖ_dcが入力電圧ｖ_inの周波数の２倍の周波数で大きく脈動するように設定される。例えばコンデンサ３１の容量として数十μＦ程度が設定される。

インバータ４は三相の電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wをモータ５に供給する。電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。インバータ４は、いずれもコンデンサ３１の一端に接続されるコレクタを有する３個のトランジスタ（アッパーアーム側トランジスタ）と、いずれもコンデンサ３１の他端（ダイオードブリッジ２を構成するダイオードのアノード側）に接続されるエミッタを有する３個のトランジスタ（ローワーアーム側トランジスタ）とを備えている。

アッパーアーム側トランジスタのそれぞれは、ローワーアーム側トランジスタのそれぞれと相毎に対をなす。対を形成するアッパーアーム側トランジスタのエミッタと、ローワーアーム側トランジスタのコレクタとは共通に接続され、その接続点から電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wが出力される。アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれは、制御回路６からのスイッチング動作の指令値信号Ｔ_u、Ｔ_v、Ｔ_wに基づいてオン／オフのスイッチングが制御される。指令値信号Ｔ_u、Ｔ_v、Ｔ_wはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。

なお、モータ５からの回生電流を流すため、アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれに対して、エミッタに接続されたアノードと、コレクタに接続されたカソードとを有するフリーホイールダイオードが設けられている。

制御回路６は電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w及びモータ５の回転子の回転角（機械角）θ_m、並びに入力電圧の位相角θ_in及びコンデンサ３１の両端電圧ｖ_dcを入力する。これらの諸量は周知の技術を用いて検出することができる。制御回路６にはモータ５の速度である回転角速度（機械角の角速度）の指令値ω_m ^*、電流位相指令値β^*も入力する。そしてこれらの値に基づいて、指令値信号Ｔ_u、Ｔ_v、Ｔ_wを後述する計算に基づいて生成する。

図２は制御回路６の構成を例示するブロック図である。制御回路６は、位置・速度演算部６１、ｄ−ｑ座標変換部６２、速度制御演算部６３、指令値電流演算部６４、ｄｑ軸電流制御部６５、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）演算部６６、ＰＷＭタイマ部６７を備えており、それぞれ下記の計算を実行する機能を有している。

位置・速度演算部６１はモータ５の回転子の機械角θ_mに基づいて、モータ５の回転子の回転角（電気角）θ_eと、モータ５の速度である回転角速度（電気角の角速度）ω_e及び回転角速度（機械角の角速度）ω_mを求めて出力する。ｄ−ｑ座標変換部６２は電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wとモータ５の電気角θ_eとから、式（１）に基づいていわゆるｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qを求める。

速度制御演算部６３は減算器６３ａと、ＰＩ演算部６３ｂとを有している。減算器６３ａはモータ５の機械角の角速度の指令値ω_m ^*と機械角の角速度ω_mとの差を採り、当該差がＰＩ演算部６３ｂによって比例・積分演算（ＰＩ演算）が施されて第１の電流指令値ｉ_m ^*が出力される。

指令値電流演算部６４は電流指令値変調部６４１、共振抑制補正部６４２、電流指令値補償部６４３、ｄｑ電流指令値生成部６４４を有している。電流指令値変調部６４１は第１の電流指令値ｉ_m ^*を後に詳述する変調係数ｒを用いて変調し、第２の電流指令値ｉ_T ^*を生成する。共振抑制補正部６４２は第２の電流指令値ｉ_T ^*に後述する補正電流指令値ｉ_corr ^*を加えて駆動電流指令値ｉ_dq ^*を生成する。この意味で、共振抑制補正部６４２は駆動電流指令値生成手段として把握することもできる。電流指令値補償部６４３は、入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜とその指令値｜ｉ_in ^*｜との差に基づいて、後に詳述する補償電流指令値ｉ_comp ^*を加算することにより駆動電流指令値ｉ_dq ^*を更新する。この意味で、電流指令値補償部６４３は、駆動電流の指令値を更新する駆動電流指令値更新手段として把握することもできる。

ｄｑ電流指令値生成部６４４は駆動電流指令値ｉ_dq ^*と電流位相指令値β^*とを用い、式（２）に基づいてｄ軸電流指令値ｉ_d ^*及びｑ軸電流ｉ_q ^*を出力する。つまり駆動電流指令値ｉ_dq ^*に対して所定値（−β^*）の正弦値（−sinβ^*）と余弦値（cosβ^*）とを乗じて、それぞれｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とを生成する。

ｄｑ軸電流制御部６５は、ｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_q並びにｄ軸電流指令値ｉ_d ^*及びｑ軸電流ｉ_q ^*並びに電気角の角速度ω_eを入力し、式（３）に基づいてｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を出力する。但し、式（３）においてＫ_d，Ｋ_qはそれぞれｄ軸及びｑ軸の比例ゲインであり、Ｌ_d，Ｌ_qはそれぞれｄ軸及びｑ軸のモータインダクタンスであり、φ_aはモータ逆起電圧定数である。

ＰＷＭ演算部６６には、回転子の回転角（電気角）θ_e並びにｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を入力し、式（４）に基づいて各相電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*を生成する。

更に、ＰＷＭ演算部６６には両端電圧ｖ_dcも入力し、これと各相電圧指令値ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*とを用いて、式（５）に基づいて、各相のアッパーアーム側トランジスタのオン時間τ_j（ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ）を求める。但し式（５）において、キャリア周期Ｔｃを導入している。またオン時間τ_jがキャリア周期Ｔｃを越える場合にはその値を強制的にＴｃにし、オン時間τ_jが０未満となる場合にはその値を強制的に０にする。

ＰＷＭタイマ部６７はオン時間τ_u，τ_v，τ_wをキャリア周期Ｔｃ毎に記憶し、記憶された時間に応答して各相トランジスタをオン・オフする制御信号Ｔ_u，Ｔ_v，Ｔ_wをインバータ４に与える。

位置・速度演算部６１、ｄ−ｑ座標変換部６２、ｄｑ軸電流制御部６５、ＰＷＭ演算部６６、ＰＷＭタイマ部６７のまとまりは、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*及びｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に基づいて指令値信号Ｔ_u，Ｔ_v，Ｔ_wを生成する指令値信号生成手段６０として把握することができる。

電流指令値変調部６４１は変調係数生成部６４１ａと乗算器６４１ｂとを備えている。変調係数生成部６４１ａは電圧ｖ_inの位相角θ_inを入力して変調係数ｒを生成する。乗算器６４１ｂは変調係数ｒを第１の電流指令値ｉ_m ^*に乗じて第２の電流指令値ｉ_T ^*を生成する。

さて、理想的な入力電流ｉ_in0が実現されるのであれば、入力電流ｉ_inの高調波成分を顕著に抑制できる。この場合に入力される電力Ｐ_inは、式（６）で表すことができる。

このように入力電力Ｐ_inは入力電圧ｖ_inの位相θ_inの正弦波の二乗に比例するので、入力電圧ｖ_inの周波数の２倍の周波数で変動する。

また、式（７）で示されるようにモータ５での消費電力Ｐ_mはモータ５のトルクτ_mと回転角周波数ω_mの積である一方、入力電力Ｐ_inにインバータ４の効率η₄とモータ５の効率η₅を乗じた電力としても把握できる。

モータ５には慣性が生じるため、回転角周波数ω_mはほぼ一定に保たれる。従って、モータのトルクτ_mを入力電圧ｖ_inの周波数の２倍の周波数で変動させることは、入力電流ｉ_inを理想的な入力電流ｉ_in0へと制御する観点から望ましい。かかる制御は例えば上述の特許文献１に紹介されている。

そしてモータ５のトルクτ_mは、モータに流す電流の位相β（この指令値が電流位相指令値β^*である）が一定であれば、式（８）に示されるように駆動電流ｉ_dq（この指令値が駆動電流指令値ｉ_dq ^*である）に比例する。

よって駆動電流指令値ｉ_dq ^*を入力電圧ｖ_inの周波数の２倍の周波数で変動させることは、入力電流ｉ_inを理想的な入力電流ｉ_in0へと制御する観点から望ましい。そこで変調係数ｒとして電圧ｖ_inの周波数の２倍の周波数で変動する非負の係数を採用する。

図３は変調係数生成部６４１ａの構成を例示するブロック図である。変調係数生成部６４１ａは正弦値生成部６４１０と絶対値生成部６４１１を有している。正弦値生成部６４１０は位相角θ_inを入力してその正弦値sinθ_inを生成し、これを受けて絶対値生成部６４１１が変調係数ｒとして｜sinθ_in｜を生成する。

このほか、絶対値生成部６４１１に代えて、入力の二乗を生成する機能を用いてもよい。この場合、変調係数ｒとしてsin²θ_inが採用されることになる。

理想的な場合には第２の電流指令値ｉ_T ^*を駆動電流指令値ｉ_dq ^*に採用すればよい。しかし共振を抑制するためには第２の電流指令値ｉ_T ^*に補正を行って駆動電流指令値ｉ_dq ^*を生成する必要がある。

図２に戻り、共振抑制補正部６４２は絶対値生成部６４２ａと共振抑制パターン重畳部６４２ｂと、加算器６４２ｃとを有している。絶対値生成部６４２ａは入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜を生成し、これを受けて共振抑制パターン重畳部６４２ｂが補正電流指令値ｉ_corr ^*を生成する。加算器６４２ｃは第２の電流指令値ｉ_T ^*に補正電流指令値ｉ_corr ^*を加算して駆動電流指令値ｉ_dq ^*を生成する。

図４は共振抑制パターン重畳部６４２ｂの構成を例示するブロック図である。共振抑制パターン重畳部６４２ｂは共振位相算出部６４２１とパターン生成部６４２２とを有している。共振位相算出部６４２１は絶対値生成部６４２ａから得た入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜に基づいて、共振位相θ_rを生成する。パターン生成部６４２２は共振位相θ_rに基づいて、補正電流指令値ｉ_corr ^*を生成する。

図５乃至図７は補正電流指令値ｉ_corr ^*の挙動及びその効果を説明するグラフである。図５は補正電流指令値ｉ_corr ^*を加算することなく第２の電流指令値ｉ_T ^*をそのまま駆動電流指令値ｉ_dq ^*に採用した場合を、図６は補正電流指令値ｉ_corr ^*として共振位相θｒが０〜π（rad）の間で実効的な場合を、図７は補正電流指令値ｉ_corr ^*として共振位相θｒがπ〜２π（rad）の間で実効的な場合を、それぞれ示している。

入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜の立ち上がりが、共振位相θ_rの基準（０rad）として採用される。ダイオードブリッジ２を構成するダイオードに順方向電流が流れる際に、ダイオードに印加される電圧は入力電圧ｖ_inや両端電圧ｖ_dcと比較して非常に小さく無視できるので、入力電圧ｖ_inが両端電圧ｖ_dcを越えた時点を共振位相θ_rの基準として把握することもできる。

補正電流指令値ｉ_corr ^*は、例えば共振位相θ_r＝０から所定の期間内２Δにおいて、実効的な値を採る。図６及び図７のいずれにおいても補正電流指令値ｉ_corr ^*が実効的な値を採る期間はΔであり、図６及び図７ではそれぞれ当該期間Δの起点としてθ_r＝０，πが採用される場合が例示されている。

補正電流指令値ｉ_corr ^*は周期２Δの正弦波形から期間Δを取り出した波形を有しており、その周期２Δは２π（ＬＣ）^1/2で与えられる。ここで値Ｌは誘導性リアクトル１２のインダクタンスを、値Ｃはコンデンサ３１の容量値を、それぞれ採用することができる。また補正電流指令値ｉ_corr ^*の振幅は、コンデンサ３１の容量値Ｃ、入力電圧ｖ_inの実効値Ｖ_in及び角周波数ω_inを用いて、Ｋ_r＝３^1/2・ω_inＣＶ_inを採用することができる。よって補正電流指令値ｉ_corr ^*は式（９）で表される。

但し、ｔは時刻を示し、その基準（値０）を入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜の立ち上がりとして採用する。そして図６ではｔ＝０〜π（ＬＣ）^1/2以外において、また図７ではｔ＝π（ＬＣ）^1/2〜２π（ＬＣ）^1/2以外において、いずれもｉ_corr ^*＝０となる。

なお期間Δを実験的に求めてもよい。例えば図５に示された入力電流の絶対値｜ｉ_in｜の振動から求めることができる。また補正電流指令値ｉ_corr ^*の振幅も実験的に求めてもよい。

入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜が立ち上がってから期間Δの間（共振位相θ_rが０〜π（rad）の間）で補正電流指令値ｉ_corr ^*が実効的な値を採る場合（図６）には、入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜が急峻に立ち上がることを抑制できるので、高調波を抑制する効果は高い。しかし負荷側からインバータ側へと電力を回生させることになるので、運転状態、例えば回転数の大きさによっては、容易には実現されない場合もあり得る。

入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜が立ち上がってから期間Δが経過した後の更に期間Δの間（共振位相θ_rがπ〜２π（rad）の間）で補正電流指令値ｉ_corr ^*が実効的な値を採る場合（図７）には、入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜の急峻な立ち上がりを抑制できないものの、負荷電力を増加させることになるので、電力の回生を必要とせず、よって運転状態によらずに採用することができる。

もちろん、本発明では入力電流の絶対値の立ち上がりを妨げる補正電流指令値ｉ_corr ^*であれば、その実効的な値を採る期間が限定されるものではなく、その波形も正弦波に限定されるものではない。式（９）で表された補正電流指令値ｉ_corr ^*は好適な例示に過ぎない。

図８は制御回路６の動作を例示するフローチャートである。まずステップＳ１１において速度制御演算部６３により、第１の電流指令値ｉ_m ^*が生成される。次にステップＳ１２において電流指令値変調部６４１によって第２の電流指令値ｉ_T ^*が生成される。次にステップＳ１３において共振抑制補正部６４２によって補正電流指令値ｉ_corr ^*が第２の電流指令値ｉ_T ^*に加算され、駆動電流指令値ｉ_dq ^*が生成される。次にステップＳ１４において電流指令値補償部６４３によって、後述する補償電流指令値ｉ_comp ^*が加算されて駆動電流指令値ｉ_dq ^*が更新される。次にステップＳ１５においてｄｑ電流指令値生成部６４４、ｄｑ軸電流制御部６５によって電流制御が行われ、更にステップＳ１６においてＰＷＭ演算部６６、ＰＷＭタイマ部６７によって指令値信号Ｔ_u、Ｔ_v、Ｔ_wが生成される。

図９はステップＳ１３の詳細を例示するフローチャートである。ステップＳ１３はステップＳ１３０〜Ｓ１３９を有している。ステップＳ１３ではまずステップＳ１３０において、駆動電流指令値ｉ_dq ^*として第２の電流指令値ｉ_T ^*を採用する。次にステップＳ１３１において入力電圧ｖ_inの位相θ_inが零であるか否かを判断する。もちろん、位相θ_inが零であるか否かの判断には、実際上は、位相θ_inが所定の正値よりも小さいことを採用することが望ましい。そして位相θ_inが零であればステップＳ１３２へと処理が進む。ステップＳ１３２では共振位相θ_rの仮の値として、２π以上の値Θを代入する。またフラグflgに値１を与える。その後はステップＳ１３３へとと処理が進む。位相θ_inが零以外であればステップＳ１３２を経由することなく（即ちフラグflgに値１が強制的に与えられることなく）ステップＳ１３３へと処理が進む。

ステップＳ１３３ではフラグflgの値が１であって、かつ入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜が非零であるかが判断される。つまり位相θ_inが零となった後に入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜の立ち上がりが検出されたかどうかが判断される。もちろん、入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜が非零であるかの判断には、実際上は、絶対値｜ｉ_in｜が所定の正値よりも大きいことを採用することが望ましい。

入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜の立ち上がりが検出された場合、ステップＳ１３３の判断結果がYesとなってステップＳ１３４へと処理が進み、共振位相θｒに初期値零が設定される。そしてフラグflgの値を零にする。

ステップＳ１３４が実行されたのち、ステップＳ１３５に処理が移行する。またステップＳ１３３において判断結果がNoであった場合にもステップＳ１３５に処理が移行する。ステップＳ１３５において共振位相θ_rは、増分２πｆ_r／ｆ_cだけ増加する。ここで周波数ｆ_r，ｆ_cはそれぞれ共振周波数及びキャリア周波数であり、１／｛２π（ＬＣ）^1/2｝，１／Ｔ_cで表される。もちろん、周波数ｆ_rについては期間Δと同様に実験的に定めてもよい。

ステップＳ１３５が実行された後、ステップＳ１３６によって図６に示された手法と図７に示された手法とが選択される。図９中、記号(i)(ii)はそれぞれ図６に示された手法と図７に示された手法とを採用する場合の分岐を示している。

図６に示された手法を採用する場合、既述のように補正電流指令値ｉ_corr ^*として共振位相θ_rが０〜π（rad）の間で実効的な値を採る。よってステップＳ１３７へと処理が進み、共振位相θ_rが０〜πであればステップＳ１３８へと処理が進み、式（９）に示された補正電流指令値ｉ_corr ^*に相当した増分で駆動電流指令値ｉ_dq ^*を増加させる。それ以外の場合にはステップＳ１３の処理は終了する。同様にして図７に示された手法を採用する場合、既述のように補正電流指令値ｉ_corr ^*として共振位相θｒがπ〜２π（rad）の間で実効的な値を採る。よってステップＳ１３９へと処理が進み、共振位相θ_rがπ〜２πであればステップＳ１３８へと処理が進む。

なお、ステップＳ１３３において入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜の立ち上がりがまだ生じていない場合には、ステップＳ１３２が実行されたままステップＳ１３４が実行されていないので、位相θ_rは値Θを採って２π以上である。よってステップＳ１３７，Ｓ１３９のいずれの判断においてもステップＳ１３８へとは処理が進まず、よって補正電流指令値ｉ_corr ^*の加算は実質的には行われない。

また、一旦、補正電流指令値ｉ_corr ^*が実効的な値を採った後もステップＳ１３５によって位相θ_rは増加し続ける場合も同様である。そしてこれは処理がステップＳ１３３からステップＳ１３４を経由して位相θｒが零に設定されるまで続き、補正電流指令値ｉ_corr ^*の加算は実質的には行われない。

もちろん、図６に示された手法と図７に示された手法とのうち、いずれか採用する方が定まっていれば、ステップＳ１３６は不要であり、従ってステップＳ１３７，Ｓ１３９のいずれか一方も不要である。

図２に戻り、電流指令値補償部６４３の構成及びその動作について説明する。電流指令値補償部６４３は補償電流指令値ｉ_comp ^*を生成する入力電流補償部６４３ｄと、これを共振抑制補正部６４２の出力として得られた駆動電流指令値ｉ_dq ^*に加算して更新する加算機６４３ｅとを有している。

理想的な場合には第２の電流指令値ｉ_T ^*を駆動電流指令値ｉ_dq ^*に採用すればよい。しかし、このように駆動電流指令値ｉ_dq ^*を設定しても、インバータ４やモータ５の動作点の変動に依存して効率η₄，η₅（式（７）参照）が変動したり、コンデンサ３１への充電電流に依存して入力電流ｉ_inは理想的な入力電流ｉ_in0から歪んでしまう。

そこで、補償電流指令値ｉ_comp ^*を加えて駆動電流指令値ｉ_dq ^*を更新する。理想的には入力電力Ｐ_inが駆動電流ｉ_dqと比例するのであるから、入力電流ｉ_inが理想的な入力電流ｉ_in0よりも大きい場合には、補償電流指令値ｉ_comp ^*を小さくし、入力電流ｉ_inが理想的な入力電流ｉ_in0よりも小さい場合には、補償電流指令値ｉ_comp ^*を大きくする。

電流指令値補償部６４３は、入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜とその指令値｜ｉ_in ^*｜との差に基づいて補償電流指令値ｉ_comp ^*を生成するために、減算器６４３ｃを備えており、その出力が入力電流補償部６４３ｄに与えられている。減算器６４３ｃは入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜をその指令値｜ｉ_in ^*｜から差し引き、その結果に対して入力電流補償部６４２ｅがＰＩ制御、例えば比例制御を行い、補償電流指令値ｉ_comp ^*が生成される。入力電流ｉ_inの絶対値｜ｉ_in｜は電流指令値補償部６４３内で別途に生成してもよいが、共振抑制補正部６４２が備える絶対値生成部６４２ａからの出力を利用したり、絶対値生成部６４２ａを共振抑制補正部６４２と電流指令値補償部６４３とで共有してもよい。

電流指令値補償部６４３は、入力電流ｉ_inの絶対値の指令値｜ｉ_in ^*｜を生成するため、平均化部６４３ａと乗算器６４３ｂとを有している。平均化部６４３ａは入力電流ｉ_inの平均化を行って、その基本周波数成分の振幅ｉ_in1を生成する。乗算器６４３ｂは、電流指令値変調部６４１が備える変調係数生成部６４１ａから得た変調係数ｒと基本周波数成分の振幅ｉ_in1との積として入力電流ｉ_inの絶対値の指令値｜ｉ_in ^*｜を生成する。変調係数生成部６４１ａは電流指令値補償部６４３において別途に設けてもよいし、電流指令値変調部６４１と電流指令値補償部６４３との間で共有されてもよい。

図１０は平均化部６４３ａの構成を例示するブロック図である。平均化部６４３ａは正弦値生成部６４３０と、乗算器６４３１と積分計算部６４３２とを有している。基本周波数成分の振幅ｉ_in1は式（１０）によって計算される。

正弦値生成部６４３０は入力電圧ｖ_inの位相角θ_inの正弦値sinθ_inを生成し、乗算器６４３１は入力電流ｉ_inと正弦値sinθ_inの積を採り、積分計算部６４３２は当該積を位相角θ_inについて区間０〜２πまで積分した結果をπで除して基本周波数成分の振幅ｉ_in1を得る。

以上のようにして、補償電流指令値ｉ_comp ^*を加えることにより駆動電流指令値ｉ_dq ^*を更新し、これに基づいてインバータ４のスイッチング制御を行うことにより、入力電流ｉ_inの指令値ｉ_in ^*に対する入力電流ｉ_inの追従性を改善し、共振しにくい制御系を構築することができる。

本発明の実施の形態にかかる駆動装置を例示する回路図である。 制御回路６の構成を例示するブロック図である。 変調係数生成部６４１ａの構成を例示するブロック図である。 共振抑制パターン重畳部６４２ｂの構成を例示するブロック図である。 補正電流指令値ｉ_corr ^*の挙動及びその効果を説明するグラフである。 補正電流指令値ｉ_corr ^*の挙動及びその効果を説明するグラフである。 補正電流指令値ｉ_corr ^*の挙動及びその効果を説明するグラフである。 制御回路６の動作を例示するフローチャートである。 制御回路６の動作を例示するフローチャートである。 平均化部６４３ａの構成を例示するブロック図である。

符号の説明

１ 交流電源
２ ダイオードブリッジ
３ 平滑回路
３１ コンデンサ
４ インバータ
５ モータ
６ 制御回路
６０ 指令値信号生成手段
６４１ 電流指令値変調部
６４２ 共振抑制補正部（駆動電流指令値生成手段）
６４３ 電流指令値補償部（駆動電流指令値更新手段）
６４３ａ 平均化部
６４３ｂ 乗算器

Claims (10)

1. 交流電源（１）から入力電圧（ｖ_in）及び入力電流（ｉ_in）を受けて全波整流を行うダイオード群（２）と、
   前記ダイオード群の出力を受けるコンデンサ（３１）を有する平滑回路（３）と、
   前記平滑回路の出力を受け、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）を出力するインバータ（４）と
   を用いて多相駆動部（５）を駆動する際に前記インバータのスイッチングを制御する方法であって、
   （ａ）前記多相駆動部の回転角速度（ω_m）、前記回転角速度の指令値（ω_m ^*）、及び前記入力電圧の位相角（θ_in）に基づいて前記多相駆動部の駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）を生成するステップと、
   （ｂ）前記駆動電流の指令値に基づいて前記インバータのスイッチング動作の指令値（Ｔ_u，Ｔ_v，Ｔ_w）を生成するステップと
   を備え、
   前記ステップ（ａ）は
   （ａ−１）前記多相駆動部の回転角速度（ω_m）と前記回転角速度の指令値（ω_m ^*）との差に基づいて第１の電流指令値（ｉ_m ^*）を生成するステップと、
   （ａ−２）前記第１の電流指令値を、前記入力電圧の周期の半分の周期で変化する変調係数（ｒ）（｜sinθ_in｜；sin²θ_in）に基づいて変調して第２の電流指令値（ｉ_T ^*）を生成するステップと、
   （ａ−３）前記入力電流の絶対値の立ち上がりを妨げる補正電流指令値（ｉ_corr ^*）を前記第２の電流指令値に加えて前記駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）を生成するステップと
   を有するインバータ制御方法。
2. 前記補正電流指令値（ｉ_corr ^*）は正弦波の半周期分の波形を呈し、前記入力電流の絶対値（｜ｉ_in｜）の立ち上がり時から立ち下がり、前記正弦波の半周期は前記入力電流の絶対値の振動周期の半分である、請求項１記載のインバータ制御方法。
3. 前記補正電流指令値（ｉ_corr ^*）は正弦波の半周期分の波形を呈し、前記入力電流の絶対値（｜ｉ_in｜）の立ち上がり時から前記半周期分が経過してから立ち上がり、前記正弦波の半周期は前記入力電流の絶対値の振動周期の半分である、請求項１記載のインバータ制御方法。
4. 前記ステップ（ａ）は、
   （ａ−４）前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉ_in ^*｜）と前記入力電流の絶対値（｜ｉ_in｜）との差に基づいた補償信号（ｉ_comp ^*）を前記駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）に加算して、前記駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）を更新するステップ
   を更に有する、請求項１乃至３のいずれか一つに記載のインバータ制御方法。
5. 前記ステップ（ａ−４）は、
   （ａ−４−１）前記入力電圧の位相角の正弦値（sinθ_in）と前記入力電流（ｉ_in）との積を平均化した値の２倍を第１の値（ｉ_in1）として求めるステップと、
   （ａ−４−２）前記変調係数（ｒ）に前記第１の値を乗じて前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉ_in ^*｜）を求めるステップと
   を含む、請求項４記載のインバータ制御方法。
6. 交流電源（１）から入力電圧（ｖ_in）及び入力電流（ｉ_in）を受けて全波整流を行うダイオード群（２）と、
   前記ダイオード群の出力を受けるコンデンサ（３１）を有する平滑回路（３）と、
   前記平滑回路の出力を受け、スイッチング制御を行って多相駆動部へと多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）を出力するインバータ（４）と
   を備える多相電流供給回路であって、
   前記多相駆動部の回転角速度（ω_m）と前記回転角速度の指令値（ω_m ^*）との差に基づいて第１の電流指令値（ｉ_m ^*）を生成する速度制御演算部（６３）と、
   前記第１の電流指令値を、前記入力電圧の周期の半分の周期で変化する変調係数（ｒ）（｜sinθ_in｜；sin²θ_in）に基づいて変調して第２の電流指令値（ｉ_T ^*）を生成する電流指令値変調部（６４１）と、
   前記入力電流の絶対値の立ち上がりを妨げる補正電流指令値（ｉ_corr ^*）を前記第２の電流指令値に加えて前記駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）を生成する駆動電流指令値生成部（６４２）と、
   前記駆動電流の指令値に基づいて前記インバータのスイッチング動作の指令値（Ｔ_u，Ｔ_v，Ｔ_w）を生成する指令値信号生成手段（６０）と
   を備える多相電流供給回路。
7. 前記補正電流指令値（ｉ_corr ^*）は正弦波の半周期分の波形を呈し、前記入力電流の絶対値（｜ｉ_in｜）の立ち上がり時から立ち下がり、前記正弦波の半周期は前記入力電流の絶対値の振動周期の半分である、請求項６記載の多相電流供給回路。
8. 前記補正電流指令値（ｉ_corr ^*）は正弦波の半周期分の波形を呈し、前記入力電流の絶対値（｜ｉ_in｜）の立ち上がり時から前記半周期分が経過してから立ち上がり、前記正弦波の半周期は前記入力電流の絶対値の振動周期の半分である、請求項６記載の多相電流供給回路。
9. 前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉ_in ^*｜）と前記入力電流の絶対値（｜ｉ_in｜）との差に基づいた補償信号（ｉ_comp ^*）を前記駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）に加算して、前記駆動電流の指令値（ｉ_dq ^*）を更新する駆動電流指令値更新部（６４３）
   を更に備える、請求項６乃至８のいずれか一つに記載の多相電流供給回路。
10. 前記駆動電流指令値更新部（６４３）は、
    前記入力電圧の位相角の正弦値（sinθ_in）と前記入力電流（ｉ_in）との積を平均化した値の２倍を第１の値（ｉ_in1）として求める平均化部（６４３ａ）と、
    前記変調係数に前記第１の値を乗じて前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉ_in ^*｜）を求める乗算器（６４３ｂ）と
    を有する、請求項９記載の多相電流供給回路。

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