JP4505238B2 - 歪補償回路 - Google Patents

Description

本発明は、電力増幅器を用いて無線電波送信を行う送信装置から出力される非線形歪み成分を減少させる非線形歪補償技術に関する。

従来の非線形歪補償技術、特に、前置歪補償方式の技術の例としては、例えば、映情学技報 Ｖｏｌ．２４、Ｎｏ．７９、ＢＣＳ２０００−９２、「適応プレディストータ型歪み補償電力増幅器」（非特許文献１）に記載のものがある。ここで、従来の技術の電力増幅器を含む送信装置のブロック構成例を図６に示し、以下図６を用いて、この技術を説明する。

図６において、送信すべき信号である入力信号は、分配器５１、遅延素子５２，位相調整器５３、利得調整器５４を通して電力増幅器５５にて増幅され、方向性結合器５６を通り出力信号として出力される。一方、分配器５１で分配された入力信号の一部は、検波器５７、Ａ／Ｄ変換器５８でデジタル信号に変換される。

さらに、方向性結合器５６で分配された出力信号の一部は、ミキサ５９及びシンセサイザ６０により中間周波数に変換され、ＢＰＦ６１により電力増幅器５５で発生した帯域外歪電力が抽出され、検波器６２を通りＡ／Ｄ変換器６８でデジタル信号に変換される。

以下、非線形歪補償動作の制御方法について説明する。位相調整器５３、利得調整器５４は、テーブル６４，６５の内容がＤＡ変換器６６，６７でアナログ信号に変換され、その信号によって制御される。この位相調整器５３及び利得調整器５４では、電力増幅器５５で発生する歪と同振幅、逆位相の歪みを生成し、電力増幅器５５で発生する歪みを相殺し、非線形補償を行うものである。

テーブル６４，６５は、検波器５７で検波しＡＤ変換器５８で取り込まれた包絡線信号に対しアドレスが割り当てられている。また、検波器６２で検出された歪みの電力が小さくなるように演算部６３にて摂動法を用いて学習し、テーブル６４，６５の内容を更新し、歪みが最小となる最適な値に順次書き替える。

なお、テーブルの更新方法としては、上記非特許文献１に記載してあるように、テーブルのアドレスが１つ刻みとなるようにして、全てのアドレスでの値を摂動法で求める場合は、相当の更新時間が必要となり、そのため極めて非実用的となる。従って、テーブルの値の全ては摂動法で求めるのではなく、例えば、８点の代表点の値を求める場合について摂動法を用いるものとするのがより実用的である。

図７に、その場合のテーブルアドレスと代表点との関係を示す。ここで、テーブルのアドレスを１〜１０２４と仮定し説明する。まず、アドレス１〜１０２４番地を８点で代表する。図７では８ポイントの代表点とその代表点アドレスのテーブル値を黒丸で示している。

ここで、その８代表点アドレスの値（黒丸の高さ方向の位置で示される値）を歪みの電力を見ながら大きくしたり（図中の上矢印方向）、小さくしたり（図中の下矢印方向）して、歪みが小さくなった方の値に更新する。以下、他の代表点についても同様な操作を繰り返し行い、テーブルの値を最適化していく。なお、８代表点以外のアドレスの値については、ＦＩＲフィルタを用いて補間した値が更新値として用いられる。

この８代表点の値の更新制御を、歪電力を監視しながら位相調整器のテーブル、利得調整器のテーブルに対して行い、計１６点について摂動法を用いて最適化する。

また、別の従来技術としては、特開２００１−１６８７７４号公報（特許文献１）に、ＲＦ増幅器のＲＦ入力とＲＦ出力のデジタルベースバンド信号を抽出し、両信号の時間差、位相差を検出し、両者の同期合わせおよび位相合わせを行う。

その状態で、両信号の振幅誤差および位相誤差を求め、振幅値に対する振幅、位相の補償量を、初期段階で登録され適応的に更新された補償量の中から順次選び出し、この補償量を前記ＲＦ入力のデジタルベースバンド信号に加算することで歪み成分を補償するものがある。

映情学技報 Ｖｏｌ．２４、Ｎｏ．７９、ＢＣＳ２０００−９２、「適応プレディストータ型歪み補償電力増幅器」、ｐ．９１−９６

特開２００１−１６８７７４号公報、要約

上記の非特許文献１記載の技術では、歪の電力を監視し、その電力が小さくなるように摂動法にて最適化処理し、振幅歪成分と位相歪成分の非線形補償を行う。この技術では、振幅歪の大きさ、位相歪の大きさを見分けることはできない。また、振幅歪に３次歪成分と５次歪成分と７次歪成分が、さらに、位相歪にも３次歪成分と５次歪成分と７次歪成分が、それぞれどの位含まれているかを見分けることはできない。従って、補償の精度だけでなく、補償の速度（収束時間）も大幅にかかってしまうことは明白である。

また、電力増幅器で発生する歪み成分が、電力増幅器を構成する半導体デバイスの特性のばらつきにより異なるため、電力増幅器の特性に応じて該電力増幅器で発生する歪み成分をより小さくするように調整することが望ましいが、上記の特許文献記載１の技術では、そのことについての記載はない。

また、上記の特許文献記載１の技術では、単純に差分だけを取っているので、入力信号の振幅が小さい場合には、その差分値の誤差が無視できなくなり、歪補償を行えなくなってしまう。

また、電力増幅器の入力信号に対する出力信号の周波数特性をリニアにすることが望ませるが、電力増幅器を構成する半導体デバイスの特性のばらつきにより一様にリニアにすることが困難であり、上記の特許文献記載１の技術では、そのことについての記載はない。

本発明の目的は、電力増幅器の歪補償を行う場合に、正確かつ高速に歪補償信号を生成することで、歪補償の精度を向上しかつ収束時間を短縮し、かつ電力増幅器の特性に応じて該電力増幅器で発生する歪み成分をより小さくするように調整することが可能な歪補償回路を提供することにある。

本発明の他の目的は、さらに、入力信号の振幅が小さいレベルに対する歪補償を行うことが可能な歪補償回路を提供することにある。

本発明のさらに他の目的は、電力増幅器の歪補償を行う場合の電力増幅器の入力信号に対する出力信号の周波数特性をリニアにすることが可能な歪補償回路を提供することにある。

本発明による請求項１記載の歪補償回路は、高周波帯の入力信号を電力増幅する電力増幅器の出力信号と前記入力信号とから、前記電力増幅器で発生する歪み成分のうちの３次相互変調歪みに関わる係数及び５次相互変調歪みに関わる係数及び７次相互変調歪みに関わる係数のうち少なくとも前記３次相互変調歪みに関わる係数を構成する振幅３次歪と位相３次歪とを歪係数検出回路でそれぞれ独立に検出し、検出した少なくとも振幅３次歪，位相３次歪を基に歪補償信号生成回路で歪補償信号を生成し、生成した該歪補償信号と前記入力信号の少なくともいずれかを可変遅延フィルタを通してから乗算器で加算した後、前記電力増幅器で電力増幅することを特徴とする。

本発明による請求項２記載の歪補償回路は、請求項１記載の歪補償回路において、前記入力信号の振幅が小さいレベルに対する固定の歪補償信号を歪補償信号発生回路で発生し、発生した前記固定の歪補償信号を、前記乗算器の後の第２乗算器で加算した後、前記電力増幅器で電力増幅することを特徴とする。

本発明による請求項３記載の歪補償回路は、請求項２記載の歪補償回路において、前記第２乗算器で加算した後、周波数特性調整回路を通してから、前記電力増幅器で電力増幅することを特徴とする。

本発明によれば、電力増幅器の歪補償を行う場合に、正確かつ高速に歪補償信号を生成することで、歪補償の精度を向上しかつ収束時間を短縮し、かつ電力増幅器の特性に応じて該電力増幅器で発生する歪み成分をより小さくするように調整することが可能な歪補償回路を得ることができる。また本発明は、さらに、入力信号の振幅が小さいレベルに対する歪補償を行うことが可能な歪補償回路を得ることができる。また本発明は、電力増幅器の歪補償を行う場合の電力増幅器の入力信号に対する出力信号の周波数特性をリニアにすることが可能な歪補償回路を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態について説明する。

本発明の実施の形態においては、歪補償信号として、入力信号レベルに応じた２種類の歪補償信号を生成して使用する。ひとつの歪補償信号は入力信号の振幅レベルが比較的大きなレベルに対する自動補正用歪補償信号であり、もうひとつの歪補償信号は入力信号の振幅が小さいレベルに対する固定の歪補償信号である。

始めに、自動補正用歪補償信号について説明する。

先ず、逆特性の歪補償信号を生成するために電力増幅器で発生する歪みの値を得るための原理について説明する。一般に、電力増幅器の特性は、入力信号をｖｉｎ、出力信号をＶｏｕｔとすると（１）式に示す展開式のように表現できる。

ここでα０〜α７は、各々の次数の項における係数であり、電力増幅器に応じた値を示すものとなっている。なお、これら係数は、経時変化等によっても変動し得るものである。

ところで、歪みのない信号が（１）式で表される特性を有した電力増幅器で電力増幅された場合、その出力信号Ｖｏｕｔは、α０〜α７の値に応じて歪んだ信号となる。ここで、奇数次の項のうち、３次の項や５次の項や７次の項については、３次相互変調歪み（ＩＭ３）及び５次相互変調歪み（ＩＭ５）及び７次相互変調歪み（ＩＭ７）が生成される。これら奇数次の項について生成される歪みは、入力信号のみの帯域である希望波帯域内に落ち込んでくるため、前置歪補償等の歪補償回路で歪を除去することが必要となる。ただし、７次以上の奇数次の項について生成される歪みについては、本実施の形態では無視し得る程度に値が小さくなるため、除去の対象とはならないものである。

一方、偶数次の項について生成される歪みは、希望波帯域とはかけ離れた周波数成分に落ち込むため、フィルタ等で容易に除去可能であり、本発明の歪補償の対象とはならないものである。

従って、本実施の形態の歪補償技術を説明するについては、奇数次の項だけを考慮すれば良く、特に、３次と５次と７次に着目して説明する。

先ず、電力増幅器に入力される入力信号として、ＯＦＤＭ変調波を用いるとする。入力するＯＦＤＭ変調波信号Ｖｉｎを振幅と位相の関数で表すとすると、（２）式のようになる。

ここで、
Ａ（ｔ）：振幅の瞬時値
θ（ｔ）：位相の瞬時値
である。

一方、振幅の瞬時値Ａ（ｔ）の確率密度関数ＰＡ（Ａ（ｔ））はレイレー分布をすることが知られており、（３）式で表される。

ここでσは、信号の分散値である。

また、位相の確率密度関数Ｐθ(θ(t)) は一様分布であり、次の（４）式となる。

いま、簡単のため、信号の分散σ＝１と仮定すると（３）式より次の（５）式が得られる。

この（５）式から、σ＝１の場合のＡ（ｔ）の平均値が求められ、その値は次の（６）式に示すようになる。

同様にして、Ａ^ｎの平均値、すなわち、次の（７）式を算出する。

その結果は次の表１のようになる。

さて、上述したように、上記（１）式において、ＩＭ３及びＩＭ５及びＩＭ７を発生させるのは３次の項と５次の項と７次の項である。しかしながら、これらの項には、入力信号に関わる成分や他の次数成分についてもそれぞれ含まれている。従って、３次の項からその入力信号に関わる成分を、また５次の項からもその入力信号に関わる成分と３次の項に関わる成分を、７次の項からその入力信号に関わる成分と３次の項に関わる成分と５次の項に関わる成分を差し引き、それら差し引いたものが各次数における相互変調歪み成分となる。

そこで、ＯＦＤＭ変調波において、上記（１）式における３次の項に含まれる入力信号に関わる成分の大きさについて求めるために、先ず、その相互相関係数η３１を次の（８）式に示すように求める。

この（８）式より、３次の項に含まれる信号には大きさ２の入力信号が含まれることがわかる。そのため、この入力信号を２倍したものを、入力信号を３乗したものから差し引いた残りが、３次相互変調歪みとなる。これを次の（９）式に示す。

ここで、（９）式を２乗してその平均値を求めるとすると、表１を参照して計算することにより、その２乗平均値は“２”となる。そのため、（９）式で表される３次相互変調歪みの分散値は、√２となる。

このことから、分散１の場合の３次相互変調歪みＩＭ３を求めるとすると、次の（１０）式となる。

同様にして分散１の場合の５次相互変調歪みＩＭ５を求めるとすると、次の（１１）式となる。

また、同様にして分散１の場合の７次相互変調歪みＩＭ７を求めるとすると、次の（１２）式となる。

ここで、

とおくと、電力増幅器で発生したＩＭ３及びＩＭ５及びＩＭ７を含む出力信号Ｖｏｕｔは、次の（１６）式で表現できる。

次に、歪係数であるα３とα５とα７を算出する方法について述べる。ここで、歪みを含んだ（１６）式から歪みのない（２）式を差し引いて、誤差信号ｅｒｒを求めると、次の（１７）式となる。

さらに、この（１７）式の誤差信号ｅｒｒと（２）式の複素共約の積ｕを取ると、次の（１８）式となる。

さらに、この（１８）式の誤差相関信号ｕ(ｔ)と（１３）式のＡ３との積の平均値ｘｃｏｒ３を求めると、次の（１９）式となる。

以上のような計算により、３次高調波の係数α３が検出できる。

同様にして、（１８）式の誤差相関信号ｕ（ｔ）と（１４）式の積の平均値ｘｃｏｒ５を求めると、次の（２０）式となる。

このことで、５次高調波の係数α５が検出できる。

同様にして、（１８）式の誤差相関信号ｕ（ｔ）と（１５）式の積の平均値ｘｃｏｒ７を求めると、次の（２１）式となる。

このことで、７次高調波の係数α７が検出できる。

以上説明したようにして、入力信号ＶｉｎからＡ３（ｔ）とＡ５（ｔ）とＡ７（ｔ）を算出し、入力信号Ｖｉｎと出力信号Ｖｏｕｔから差分をとった誤差信号を算出し、算出された誤差信号と入力信号Ｖｉｎから誤差相関信号ｕ（ｔ）を算出し、Ａ３（ｔ）とＡ５（ｔ）とＡ７（ｔ）と誤差相関信号ｕ（ｔ）から、３次高調波の係数α３と５次高調波の係数α５と７次高調波の係数α７を、そしてそれから各高調波の係数を構成する振幅歪及び位相歪を独立して求めることができる。

したがってこの独立して求めた各高調波の係数を構成する振幅歪及び位相歪からその逆特性の歪補償信号を生成して入力信号に加えてやるようにすれば、出力信号における歪みを低減することができる。

この出力信号における低減した歪みは、電力増幅器で発生する歪み成分が、電力増幅器を構成する半導体デバイスの特性のばらつきにより異なるため、必ずしも所望の歪まで低減できるとは限らない。ここで、生成した歪補償信号と入力信号の少なくともいずれかを可変遅延フィルタを通してから乗算器で加算した後、電力増幅器で電力増幅することで、電力増幅器の出力信号を見ながら可変遅延フィルタの値を調整することにより、歪を所望の歪まで低減することができる。

したがって、電力増幅器の歪補償を行う場合に、正確かつ高速に歪補償信号を生成することで、歪補償の精度を向上しかつ収束時間を短縮し、かつ電力増幅器の特性に応じて該電力増幅器で発生する歪み成分をより小さくするように調整することが可能な歪補償回路を得ることができる。

次に、もうひとつの、入力信号の振幅が小さいレベルに対する固定の歪補償信号について、説明する。

電力増幅器は通常プッシュプル型電力増幅器で構成されており、入力信号は入力トランスによりアンバランスからバランスに変換されて１８０度の位相差で対をなすＦＥＴのゲートに入力され、増幅され、出力トランスにより、バランスからアンバランスに変換され出力される。この場合、ひとつのＦＥＴのゲートバイアス電圧に対するドレイン電流はゲートバイアス電圧の小さい電圧の部分ではドレイン電流がほとんど流れないので、ひとつのＦＥＴからもうひとつのＦＥＴにプッシュプルで切り替わる領域では、ドレイン電流がほとんど流れない部分が連続し、その結果、ドレイン電流が流れてドレイン電流が変化する部分に対して、歪んだ特性となる。この歪みは、通常クロスオーバー歪といわれている。

このようなクロスオーバー歪の部分では、ドレイン電流が流れてレベルの変化を容易に検出可能ではないため、上記説明のような自動補正用歪補償信号を用いることが困難である。しかしながら、信号レベルのほとんどない部分では、逆に信号レベルの変化がほぼない点に着目し、逆特性の固定の歪補償信号を予め生成保持した補償部を用意し、逆特性の固定の歪補償信号を入力信号に加えるようにすれば、出力信号における歪みを低減することができる。

図４は、クロスオーバー歪を低減する説明図であり、（ａ）は入力信号７１のうちの信号レベルのほとんどない部分を拡大して示した図で、電力増幅器の出力信号７２は信号レベルが下がり、信号レベルがほとんどない。しかしその信号レベルはほぼ変化がないため、出力信号７２と逆特性の固定の歪補償信号７３を生成して用意して、入力信号に加算するようにする。ここで、出力信号７２と逆特性の固定の歪補償信号７３としては、（ｂ）に示す振幅歪補償信号７４と、（ｃ）に示す位相歪補償信号７５を生成して用意し、入力信号に加算するようにする。このことにより、歪のない入力信号７１とほぼ同じにすることができ、出力信号における歪みを低減することができる。

このように、電力増幅器の歪補償を行う場合に、正確かつ高速に歪補償信号を生成することで、歪補償の精度を向上しかつ収束時間を短縮し、かつ電力増幅器の特性に応じて該電力増幅器で発生する歪み成分をより小さくするように調整することができるとともに、さらに、入力信号の振幅が小さいレベルに対する歪補償を行うことが可能な歪補償回路を得ることができる。

次に、電力増幅器の入力信号に対する出力信号の周波数特性をリニアにすることが望ませるが、電力増幅器を構成する半導体デバイスの特性のばらつきにより一様にリニアにすることが困難である。そこで歪補償を行う場合に、周波数特性調整回路を通してから、電力増幅器で電力増幅することで、電力増幅器の出力信号を見ながら周波数特性を周波数特性調整回路で調整することにより、電力増幅器の周波数特性をリニアにすることができる。

以上説明した実施の形態を、図を用いて具体的に説明する。

図１は、電力増幅器と本発明による歪補償回路の実施の形態を含む送信装置のブロック構成を示す図である。

図１において、ＯＦＤＭ変調器１から出力された入力信号は、本発明の歪補償回路２に入力される。この入力信号は、Ａ／Ｄ変換器２１でデジタル信号に変換される。変換された信号はＡＧＣ２２で適切なレベルの信号にゲイン調整され、さらに、直交復調器２３にてベースバンド信号に変換する。そのベースバンド信号は、自動遅延調整器２４および遅延素子３４にそれぞれ入力される。自動遅延調整器２４で適切な遅延調整が施された入力信号は、歪補償演算回路３の歪係数検出回路３２に入力される。

遅延素子３４の出力信号は乗算器２５，３９を通り、周波数特性調整回路４０で調整され、直交変調器２６で変調され、Ｄ／Ａ変換器２７でアナログ信号に変換された後、歪補償回路２から出力され、アップコンバータ８に入力される。アップコンバータ８にてＲＦ帯の周波数に変換され、さらに、電力増幅器９にて規定のレベルに電力増幅される。ここで、歪み成分を含んだ信号として電力増幅器９から出力される。電力増幅器９から出力された出力信号は方向性結合器１０と、ＢＰＦ１１とを通りアンテナ１２より電波送信される。

一方、方向性結合器１０で分配され、ダウンコンバータ７にてＩＦ帯へ周波数変換された出力信号が、歪補償回路２に入力される。この出力信号はＡ／Ｄ変換器２８にてデジタル信号に変換される。そのデジタル信号はＡＧＣ２９にて適正なレベルに調整され、直交復調器３０にてベースバンド信号に変換される。

そのベースバンド信号は自動位相調整器３１で適切な位相に調整されて、歪補償演算回路３の歪係数検出回路３２に入力される。

歪係数検出回路３２には、直交復調器２３出力のベースバンド信号が自動遅延調整器２４で適切な遅延調整が施された信号と、直交復調器３０出力のベースバンド信号が自動位相調整器３１で適切な位相に調整された信号とが入力されるが、この２つのベースバンド信号は、それぞれ遅延と位相があうように自動遅延調整器２４と自動位相調整器３１で調整される。

その調整された２つの入力された信号により、歪係数検出回路３２にて振幅３次歪，位相３次歪，振幅５次歪，位相５次歪，振幅７次歪，位相７次歪の６種類の歪をそれぞれ独立に算出して検出し、該６種類のそれぞれの歪から歪補償信号生成回路３３で歪補償信号が生成されて、その歪補償信号が可変遅延フィルタ３５を経由して乗算器２５にて、直交復調器２３から遅延素子３４を経由した信号に加算されるようにしたことで、入力信号の振幅レベルが比較的大きなレベルに対して正確かつ高速な前置歪補償動作を実現している。

以下、図１の歪補償回路２の歪係数検出回路３２と、歪補償信号生成回路３３の実施例について、図を用いて説明する。図２は、図１の歪補償回路２の歪係数検出回路３２の一実施例の構成を示す図である。図３は、図１の歪補償回路２の歪補償信号生成回路３３の一実施例の構成を示す図である。歪係数検出回路３２と歪補償信号生成回路３３により、自動補正用歪補償信号を生成して使用する。

図２において、図１の歪係数検出回路３２としては、図１の自動遅延調整器２４からの出力信号が端子４１に、また、自動位相調整器３１からの出力信号が端子４２にそれぞれ入力信号として入力される。端子４１に入力された入力信号は、図に示すように回路ブロック（以下、ブロックと称す）９０の絶対値化回路８０に入力され、コンプレックス信号の絶対値のリアル信号に変換される。そのリアル信号は、乗算器８４に入力されて、２乗された値の信号となって、ブロック９０から出力され、ブロック９１とブロック９２とブロック９３に入力される。

ここで、ブロック９１は、上述の（１３）式に基づいてＡ３（ｔ）の値を出力するための回路ブロックである。また、ブロック９２は、上述の（１４）式に基づいてＡ５（ｔ）の値を出力するための回路ブロックである。また、ブロック９３は、上述の（１５）式に基づいてＡ７（ｔ）の値を出力するための回路ブロックである。

一方、端子４２に入力された入力信号は、端子４１に入力された入力信号と共に、ブロック９４に入力される。ここで、ブロック９４は、端子４１に入力された入力信号と端子４２に入力された入力信号から差分をとった誤差信号を算出し、算出された誤差信号と端子４１に入力された入力信号から、上述の（１８）式に基づいた誤差相関信号ｕ（ｔ）の値を算出して出力するための回路ブロックである。

このブロック９４からの誤差相関信号ｕ（ｔ）は、乗算器８４により信号Ａ３（ｔ）と信号Ａ５（ｔ）と信号Ａ７（ｔ）にそれぞれ乗算され、さらに、平均化回路８５によりそれぞれ平均化され、上述のα３とα５とα７の値を有する複素数信号が出力される。

そして、その信号α３と信号α５と信号α７は、ｒｅａｌ回路８６とｉｍａｇ回路８７とによって、それぞれ実部と虚部の値を有する係数信号である、振幅３次歪，位相３次歪，振幅５次歪，位相５次歪，振幅７次歪，位相７次歪となって、端子４３−１〜端子４３−６から歪補償信号生成回路３３へ出力される。

図１の歪補償信号生成回路３３は、図３に示すように、上述の振幅３次歪，位相３次歪，振幅５次歪，位相５次歪，振幅７次歪，位相７次歪が端子４５−１〜端子４５−６へ入力される。また、図１の直交復調器２３からの入力信号が端子４４に入力される。端子４４に入力された入力信号は、図に示すようにブロック９６およびブロック９７へそれぞれ入力される。

ブロック９６は、端子４４からの入力信号と端子４５−１からの振幅３次歪と端子４５−３からの振幅５次歪と端子４５−５からの振幅７次歪とにより、α３Ａ３（ｔ）＋α５Ａ５（ｔ）＋α７Ａ７（ｔ）の実部の値の信号を出力する。また、ブロック９７は、端子４４からの入力信号と端子４５−２からの位相３次歪と端子４５−４からの位相５次歪と端子４５−６からの位相７次歪により、α３Ａ３（ｔ）＋α５Ａ５（ｔ）＋α７Ａ７（ｔ）の虚部の値の信号を出力する。
ブロック９６から出力された、α３Ａ３（ｔ）＋α５Ａ５（ｔ）＋α７Ａ７（ｔ）の実部の値の信号は、加算器８３で値１の信号から減算される。また、ブロック９７から出力された、α３Ａ３（ｔ）＋α５Ａ５（ｔ）＋α７Ａ７（ｔ）の虚部の値の信号は、加算器８３で値０の信号から減算される。それら減算して得られた信号は、端子４６−１と端子４６−２からそれぞれ図１の乗算器２５へ出力され、入力信号を補正する。この乗算器２５は、実部と虚部の信号を用いて乗算するベクトル乗算器である。

ここで、α３Ａ３（ｔ）＋α５Ａ５（ｔ）＋α７Ａ７（ｔ）の虚部の値の信号や実部の値の信号が減算されることで、それら減算して得られた信号が歪補償信号として出力される。なお、α３Ａ３（ｔ）＋α５Ａ５（ｔ）＋α７Ａ７（ｔ）の実部の値の信号が加算器８３で値１の信号から減算されているのは、値１が後段の乗算器２５で直交復調器２３からの入力信号を保持するようにしたことと、電力増幅器で発生した振幅歪と逆特性とするためである。また、虚部の値が０から減算されているのは、電力増幅器で発生した位相歪と逆特性とするためである。

以上説明したように、本発明の実施の形態によれば、摂動方式を用いることなく、演算手段により、電力増幅器の入力信号と出力信号から、振幅３次歪，位相３次歪，振幅５次歪，位相５次歪，振幅７次歪，位相７次歪を歪係数検出回路でそれぞれ独立に検出し、検出した振幅３次歪，位相３次歪，振幅５次歪，位相５次歪，振幅７次歪，位相７次歪を基に歪補償信号生成回路で歪補償信号を生成することで、正確かつ高速に歪係数を検出することが可能であり、かつそれらを用いて正確かつ高速に歪補償信号を生成することが可能なため、歪補償の精度が格段に向上することができ、かつ、収束時間を格段に短縮することができる。

図３および図１の歪補償信号生成回路３３で生成された歪補償信号は、可変遅延フィルタ３６を通して乗算器２５で、直交復調器２３から遅延素子３４を通した信号と加算される。したがって、直交復調器２３から遅延素子３４を通して乗算器２５に加算されるまでの時間をｔ１とし、直交復調器２３から歪補償信号生成回路３３と可変遅延フィルタ３５を通して乗算器２５に加算されるまでの時間をｔ２とすれば、ｔ１に対するｔ２が可変遅延フィルタ３５の値を調整することにより、電力増幅器の出力信号を図示していないモニタで見ながら電力増幅器９の出力信号に現れる歪が所望の歪になるように調整することができる。

図５は、図１の電力増幅器９の出力信号のスペクトラムを示す図である。横軸が周波数、縦軸が振幅レベルｄＢを示し、図の中央の５Ａが電波送信したい信号であり、それに対して両側の周波数に歪み成分５Ｂが重畳された出力信号が電力増幅器９からでてくる。その歪み成分５Ｂが、本発明の歪補償回路２により歪み成分５Ｃまたは５Ｄのように低減して、出力信号と歪とのＳ／Ｎを大きく改善することができる。

しかし、電力増幅器９で発生する歪み成分が、電力増幅器を構成する半導体デバイスの特性のばらつきにより異なるため、本発明の歪補償回路２により得られる歪み成分も、５Ｃまたは５Ｄのようにばらつく。したがって例えば歪み成分５Ｃとなった場合は、必要とするＳ／Ｎが少し足りないという現象となる。

そういう場合に、可変遅延フィルタ３５の値を調整することにより、例えば歪み成分５Ｄのように少し下げてＳ／Ｎを必要とする値に調整することができる。

図５では、歪み成分５Ｃがｔ１＝ｔ２の場合、それに対して可変遅延フィルタ３５の値を調整して、ｔ１＞ｔ２とすることにより、歪み成分５Ｄとした例であるが、電力増幅器９で発生する歪み成分により、可変遅延フィルタ３５の値を調整する必要がある場合とない場合があることはいうまでもない。また可変遅延フィルタ３５と遅延素子３４を例えば入れ替えて直交復調器２３側で調整するようにしても良い。可変遅延フィルタ３５を設けておくことで、電力増幅器９で発生する最終歪み成分を調整することができる。

次に、固定の歪補償信号について説明する。固定の歪補償信号は、固定補償用ＲＯＭ３８の中に生成保持してなり、固定補償用ＲＯＭ３８は、図４の（ｂ）に示す振幅歪補償信号７４を有する振幅歪用ＲＯＭと、図４の（ｃ）に示す位相歪補償信号７５を有する位相歪用ＲＯＭで構成され、直交復調器２３の出力信号の振幅に対してアドレスが割り当てられている。

直交復調器２３の出力信号が遅延素子３６、振幅２乗回路３７を通過し固定補償用ＲＯＭ３８のアドレスを指定する。固定補償用ＲＯＭ３８から、指定されたアドレス（振幅２乗回路出力）の中身が吐き出され、乗算器３９で乗算器２５の出力信号に加算される。

そして、自動補正用歪補償信号と固定の歪補償信号とで、入力信号に対して乗算器２５と乗算器３９とで補正を行うことで、振幅レベルの小さい時に生じるクロスオーバー歪から振幅レベルの比較的大きい時に生じる歪までの広範囲の振幅レベルにわたって、正確かつ高速に歪補償信号を生成することで、歪補償の精度を向上しかつ収束時間を短縮し、かつ電力増幅器の特性に応じて該電力増幅器で発生する歪み成分をより小さくするように調整することが可能な歪補償回路を得ることができる。

次に、歪補償された入力信号が周波数特性調整回路４０に入力され、電力増幅器９の入力信号に対する出力信号の周波数特性をリニアにする周波数特性調整回路４０を通して、後段で電力増幅器９に入力して電力増幅する。このことで電力増幅器９の入力信号に対する出力信号の周波数特性を予めリニアに設定できなくとも、電力増幅器の出力信号を見ながら周波数特性を周波数特性調整回路で調整することにより、電力増幅器の周波数特性をリニアにすることができる。

電力増幅器と本発明による歪補償回路の実施の形態を含む送信装置のブロック構成を示す図である。 図１の歪補償回路の歪係数検出回路の一実施例の構成を示す図である。 図１の歪補償回路の歪補償信号生成回路の一実施例の構成を示す図である。 クロスオーバー歪を低減する説明図である。 図１の電力増幅器の出力信号のスペクトラムを示す図である。 従来の技術の電力増幅器を含む送信装置のブロック構成例を示す図である。 図６において、摂動法により代表点の値を求める場合のテーブルアドレスと代表点との関係を示す図である。

符号の説明

１：ＯＦＤＭ変調器、２：歪補償回路、３：歪補償演算回路、７：ダウンコンバータ、８：アップコンバータ、９：電力増幅器、１０：方向性結合器、１１：ＢＰＦ、１２：アンテナ、２１，２８：Ａ／Ｄ変換器、２２，２９：ＡＧＣ、２３，３０：直交復調器、２４：自動遅延調整器、２５，３９：乗算器、２６：直交変調器、２７：Ｄ／Ａ変換器、３１：自動位相調整器、３２：歪係数検出回路、３３：歪補償信号生成回路、３４：遅延素子、３５：可変遅延フィルタ、３６：遅延素子、３７：振幅２乗回路、３８：補償用ＲＯＭ、４０：周波数特性調整回路、４１，４２，４３−１〜４３−６，４４，４５−１〜４５−６，４６−１，４６−２：端子、７１：入力信号、７２：出力信号、７３：固定の歪補償信号、７４：振幅歪補償信号、７５：位相歪補償信号、８０：絶対値化回路、８１：複素共役化回路、８２：加算器、８４：乗算器、８５：平均化回路、８６：ｒｅａｌ回路、８７：ｉｍａｇ回路、８８：絶対値化回路、９０，９１，９２，９３，９４，９６，９７：回路ブロック。

Claims (2)

1. 高周波帯の入力信号を電力増幅する電力増幅器の出力信号と前記入力信号とから、前記電力増幅器で発生する歪み成分のうちの３次相互変調歪みに関わる係数及び５次相互変調歪みに関わる係数及び７次相互変調歪みに関わる係数のうち少なくとも前記３次相互変調歪みに関わる係数を構成する振幅３次歪と位相３次歪とを歪係数検出回路でそれぞれ独立に検出し、検出した少なくとも振幅３次歪，位相３次歪を基に歪補償信号生成回路で歪補償信号を生成し、生成した該歪補償信号と前記入力信号の少なくともいずれかを可変遅延フィルタを通してから乗算器で加算した後、前記電力増幅器で電力増幅する歪補償回路において、前記入力信号の振幅が小さいレベルに対する固定の歪補償信号を歪補償信号発生回路で発生し、発生した前記固定の歪補償信号を、前記乗算器の後の第２乗算器で加算した後、前記電力増幅器で電力増幅することを特徴とする歪補償回路。
2. 請求項１記載の歪補償回路において、前記第２乗算器で加算した後、周波数特性調整回路を通してから、前記電力増幅器で電力増幅することを特徴とする歪補償回路。

Images