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JP4535153B2 - 電力変換回路の制御装置、及び電力変換システム - Google Patents
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JP4535153B2 - 電力変換回路の制御装置、及び電力変換システム - Google Patents

電力変換回路の制御装置、及び電力変換システム Download PDF

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Description

本発明は、電圧制御形のスイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによってコイルを流れる電流の絶対値を増減させることで直流電源の電圧を変換して出力する電力変換回路について、その出力電圧を制御すべく電力変換回路を操作する電力変換回路の制御装置、及び電力変換システムに関する。
回転機に対する指令電圧とキャリアとの大小比較に基づきインバータのスイッチング素子を操作することが周知である。これによれば、回転機の端子に、擬似的に正弦波形状の指令電圧を印加することができる。ただし、この場合には、インバータの出力電圧が２値的に激しく変動することに起因して、回転機の中性点電圧が大きく変動してコモンモードノイズが発生したり、サージが大きくなったりする等の不都合が生じる。
そこで従来は、例えば下記特許文献１の図１９等に見られるように、電源電圧に対してコンデンサの電圧を所望に変換するＤＣＤＣコンバータに３相回転機の各相の端子を接続することも提案されている。上記文献には、これによって、３相回転機の各相に正弦波形状の電圧が印加されるために、サージ電圧を抑制することができると記載されている。
特開２００６−１３６１２５号公報
ところで、通常、ＤＣＤＣコンバータとして利用されるコンバータに回転機を接続することでコンバータ及び回転機間に交流電流を流す場合には、コンデンサの電圧を迅速に変化させる必要が生じる。そしてこの際の電圧の制御性を高くするためには、コンバータのスイッチング素子のスイッチング周波数が高くなるため、スイッチング状態の切り替え速度についてもこれを高速化することが望まれる。
ただし、上記要求に答えるべく、スイッチング状態の切替速度を高速化していくと、スイッチング素子の導通制御端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズが生じるおそれがあることが発明者らによって見出された。
なお、上記に限らず、電圧制御形のスイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによってコイルを流れる電流の絶対値を増減させることで直流電源の電圧を変換して出力するものにあっては、スイッチング素子のスイッチング状態の切替速度を向上させることに起因して不都合が生じるこうした実情も概ね共通したものとなっている。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電圧制御形のスイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによってコイルを流れる電流の絶対値を増減させることで直流電源の電圧を変換して出力する電力変換回路について、スイッチング素子の信頼性を高く維持しつつ出力電圧を制御することのできる電力変換回路の制御装置及び電力変換システムを提供することにある。
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
請求項１記載の発明は、電圧制御形のスイッチング素子のオン操作によってコイルを流れる電流の絶対値を漸増させ前記スイッチング素子のオフ操作によって前記絶対値を漸減させる処理を繰り返すことで直流電源の電圧を変換して出力する電力変換回路について、その出力電圧を制御すべく前記スイッチング素子の駆動回路に操作信号を出力する出力電圧制御手段と、前記出力電圧制御手段の出力する操作信号に応じて前記駆動回路によって前記スイッチング素子のスイッチング状態がオン状態からオフ状態に切り替えられる際の該スイッチング素子によって遮断される電流量に基づき、前記スイッチング素子の導通制御端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズを生じさせないために要求されるスイッチング状態の切り替え速度を設定する設定手段と、前記駆動回路によって前記スイッチング素子のスイッチング状態が切り替えられる際の速度が前記設定される速度となるように前記駆動回路を調節する調節手段とを備え、前記設定手段は、前記スイッチング状態の切替速度を低下させなくても前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズが生じない状況下、前記スイッチング素子の導通制御端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズを生じさせないように前記スイッチング状態の切替速度を低下させることを特徴とする。
スイッチング素子の導通制御端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズが生じるか否かは、スイッチング素子によって断続される電流量に依存することが発明者らによって見出されている。そして、このノイズを低減するためには、スイッチング素子の切替速度を低下させることが有効であることも発明者らによって見出されている。上記発明では、この点に鑑み、設定手段を備えることで、耐圧を超えるノイズの発生を好適に回避することができ、ひいては、スイッチング素子の信頼性を高く維持しつつ出力電圧を制御することができる。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記設定手段は、前記遮断される電流量が大きい場合、前記切り替え速度を低下させることを特徴とする。
請求項４記載の発明は、電圧制御形のスイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによってコイルを流れる電流の絶対値を増減させることで直流電源の電圧を変換して出力する電力変換回路について、その出力電圧を制御すべく前記スイッチング素子の駆動回路に操作信号を出力する出力電圧制御手段と、前記出力電圧制御手段の出力する操作信号に応じて前記駆動回路によって前記スイッチング素子のスイッチング状態が切り替えられる際の該スイッチング素子によって断続される電流量に基づき、前記スイッチング素子の導通制御端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズを生じさせないために要求されるスイッチング状態の切り替え速度を設定する設定手段と、前記駆動回路によって前記スイッチング素子のスイッチング状態が切り替えられる際の速度が前記設定される速度となるように前記駆動回路を調節する調節手段とを備え、前記スイッチング素子は、前記コイルを流れる電流が漸減して規定値となることでオン操作されるものであり、前記出力電圧制御手段は、前記出力電圧を制御すべく、前記スイッチング素子がオン状態とされる時間を算出する算出手段を備え、前記設定手段は、前記スイッチング素子がオン状態とされる時間に基づき、前記スイッチング素子によって遮断される電流量を予測する手段と、該予測される電流量に基づき前記設定を行う手段とを備えることを特徴とする。
スイッチング素子がオン状態とされることで、コイルを流れる電流は漸減又は漸増する。このため、スイッチング素子がオン状態とされる時間によって、スイッチング状態をオフ状態に切り替える際の電流量を予測することができる。上記発明では、この点に鑑み、オフ状態への切り替えに際しての電流量を予測することで、電流検出手段の検出値を利用することなく電流情報を取得することができる。
請求項５記載の発明は、電圧制御形のスイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによってコイルを流れる電流の絶対値を増減させることで直流電源の電圧を変換して出力する電力変換回路について、その出力電圧を制御すべく前記スイッチング素子の駆動回路に操作信号を出力する出力電圧制御手段と、前記出力電圧制御手段の出力する操作信号に応じて前記駆動回路によって前記スイッチング素子のスイッチング状態が切り替えられる際の該スイッチング素子によって断続される電流量に基づき、前記スイッチング素子の導通制御端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズを生じさせないために要求されるスイッチング状態の切り替え速度を設定する設定手段と、前記駆動回路によって前記スイッチング素子のスイッチング状態が切り替えられる際の速度が前記設定される速度となるように前記駆動回路を調節する調節手段とを備え、前記スイッチング素子は、前記コイルを流れる電流が漸減して規定値となることでオン操作されるものであり、前記設定手段は、前記スイッチング素子の操作信号に基づき該スイッチング素子がオン状態とされる時間を計時する計時手段と、該計時された時間が長い場合、前記切り替え速度を遅い側へと設定する手段とを備えることを特徴とする。
スイッチング素子がオン状態とされることで、コイルを流れる電流は漸減又は漸増する。このため、スイッチング素子がオン状態とされる時間が長いほど、オフ状態とする際の電流量が大きくなる。上記発明では、この点に鑑み、計時された時間が長い場合、前記切り替え速度を遅い側へと設定することで、設定手段を適切に構成することができる。
請求項６記載の発明は、請求項４又は５記載の発明において、前記設定手段は、前記スイッチング速度を切り替えるための閾値と前記断続される電流量との大小を比較する比較手段と、該比較手段の比較結果に基づき、前記設定を行う手段とを備えることを特徴とする。
なお、上記閾値は、複数の閾値であってもよく、この場合、比較手段は、各閾値と電流量との大小を各別に比較することとなる。
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記出力電圧制御手段は、前記電力変換回路及び該電力変換回路の出力端子に接続される負荷間に交流電流を流すべく前記出力電圧を制御するものであることを特徴とする。
電力変換回路及び該電力変換回路の出力端子に接続される負荷間に交流電流を流す場合、スイッチング素子のスイッチング周波数を上昇させる要求が生じやすい。このため、スイッチング素子の導通制御端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズが生じやすい。したがって、上記発明では、設定手段及び調節手段の利用価値が特に高い。
更に、交流電流を流す場合、スイッチング周波数が周期的に大きく変動する。このため、電流量が小さい場合にスイッチング速度を上昇させるなら、スイッチング周波数が高い場合における単位時間当たりの電力損失を極力低減することができる。また、電流量が大きくスイッチング周波数が低い場合にスイッチング速度を低下させる場合には、一回のスイッチング状態の切り替えに伴う電力損失は増大するものの、単位時間当たりの電力損失の増大量を抑制することができると考えられる。このため、スイッチング素子のオン・オフ操作を適切に行いつつも、単位時間当たりのスイッチング状態の切り替えに伴う電力損失を極力抑制することができる。
請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記電力変換回路の出力端子は、回転機の端子に接続されるものであることを特徴とする。
請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記駆動回路は、前記スイッチング素子をオン状態からオフ状態へと切り替える際における前記スイッチング素子の導通制御端子の電荷の流動経路の抵抗値を可変とするものであり、前記調節手段は、前記抵抗値を調節することでスイッチング状態の切替速度を調節するものであることを特徴とする。
請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の発明において、前記スイッチング素子が、ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。
請求項１１記載の発明は、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置と、前記駆動回路とを備えることを特徴とする電力変換システムである。
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換回路の制御装置をハイブリッド車の動力発生装置に接続される電力変換回路の制御装置に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。
図１に、本実施形態の制御システムの全体構成を示す。
電動機１０は、ハイブリッド車の動力発生装置であり、ここでは、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を例示している。電動機１０は、電力変換回路としての３相コンバータ（ＴＣＶ１４）を介して、高圧バッテリ１２に接続されている。ここで、高圧バッテリ１２は、ニッケル水素蓄電池やリチウムイオン蓄電池等の蓄電池である。
上記ＴＣＶ１４は、電動機１０の各相に接続される各別のコンバータを備えて構成され、各相に印加する電圧を連続的に調節することが可能なものである。詳しくは、本実施形態にかかるＴＣＶ１４は、各相毎に、非反転形バックブーストコンバータを備えて構成されている。すなわち、Ｕ相については、上記高圧バッテリ１２に並列接続されるパワースイッチング素子Ｓｕ１及びパワースイッチング素子Ｓｕ２の直接接続体と、電動機１０のＵ相及びグランド間に接続されるコンデンサＣｕと、コンデンサＣｕに並列接続されるパワースイッチング素子Ｓｕ３及びパワースイッチング素子Ｓｕ４の直接接続体と、上記２つの直列接続体の接続点間を接続するコイルＬｕとを備えるコンバータを有する。ここで本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｕ３，Ｓｕ４として、パワーＭＯＳＦＥＴを例示している。これら各パワースイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｕ３，Ｓｕ４には、ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２，Ｄｕ３，Ｄｕ４が並列接続されている。そして、ＴＣＶ１４は、Ｖ相、Ｗ相についても、同様の構成を有するコンバータを備えて構成されている。
上記制御システムは、その内部の各種状態を検出するための手段として、次のものを備えている。まず、高圧バッテリ１２の電圧を検出する電圧センサ２０を備えている。またＴＣＶ１４のＵ相部分については、コイルＬｕを流れる電流を検出する電流センサ２２と、コンデンサＣｕの電圧を検出する電圧センサ２４とを備えている。一方、ＴＣＶ１４のＶ相部分については、コイルＬｖを流れる電流を検出する電流センサ２６と、コンデンサＣｖの電圧を検出する電圧センサ２８とを備えている。また、ＴＣＶ１４のＷ相部分については、コイルＬｗを流れる電流を検出する電流センサ３０と、コンデンサＣｗの電圧を検出する電圧センサ３２とを備えている。更に、電動機１０に関する状態としては、各相の電流を検出する電流センサ３４，３６，３８を備えている。
一方、制御装置４０は、電動機１０を制御対象とする制御装置であり、上記各種センサの検出値を取り込み、これらに基づき、ＴＣＶ１４を操作する。詳しくは、ＴＣＶ１４の各パワースイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｕ４，Ｓｖ１〜Ｓｖ４、Ｓｗ１〜Ｓｗ４のそれぞれを、駆動回路Ｄｒを介して操作する。そして、これらを用いてチョッパ制御を行うことで、高圧バッテリ１２の電圧を所望に変換して各コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧とする。
図２に、上記駆動回路Ｄｒの回路構成を示す。なお、これ以降の記載においては、原則として、電動機１０の各相を示すアルファベットを削除する。このため、例えば、パワースイッチング素子Ｓｕｉ，Ｓｖｉ，Ｓｗｉ（ｉ＝１〜４）を、パワースイッチング素子Ｓｉと記載する。
図示されるように、駆動回路Ｄｒは、パワースイッチング素子Ｓｉを操作する操作信号ｇｉと、駆動回路Ｄｒのゲート抵抗の値を指令する抵抗値指令信号Ｒｃとを、絶縁部５０を介して取り込む。そして、操作信号ｇｉは、駆動ＩＣ５２によって電圧変換される。ここで、パワースイッチング素子Ｓｉをオンすべくそのゲートに電荷を充電する際には、駆動ＩＣ５２の出力信号がダイオード５４及び抵抗体５６を介してパワースイッチング素子Ｓｉのゲートに印加される。一方、パワースイッチング素子Ｓｉをオフすべくそのゲートの電荷を放電させる際には、パワースイッチング素子Ｓｉのゲートの電荷は、ダイオード５８及び抵抗体６０を介して駆動ＩＣ５２に引き込まれる。ただし、スイッチング素子６４がオン操作される場合には、この電気経路に加えて、ゲートの電荷は、更に、抵抗体６２及びスイッチング素子６４を備える電気経路を介して駆動ＩＣ５２へと引き込まれる。
ここで、抵抗体６０及び抵抗体６２は、いずれも線形素子である。一方、スイッチング素子６４は、絶縁部５０を介して抵抗値指令信号Ｒｃによって操作される。このため、抵抗値指令信号Ｒｃが低抵抗を指令するものであれば、スイッチング素子６４はオン状態とされ、抵抗値指令信号Ｒｃが高抵抗を指令するものであれば、スイッチング素子６４はオフ状態とされる。
次に、本実施形態にかかるチョッパ制御について、図３を用いて説明する。なお、図３においては、ＴＣＶ１４を構成する３つのコンバータのうちの１つを示す。なお、図３においては、説明の便宜上、コンデンサＣ及びこれに接続される電動機１０の端子間の電荷の流出入量が無視できるほど小さい場合を示す。以下では、コンバータのうちのコンデンサＣ以外の回路（チョッパ回路部）からチョッパ回路部及びコンデンサＣ間への出力電流の符号が正である場合を説明した後、負である場合を説明する。
まず初めに、図３(ａ)、図３（ｂ）に基づき、上記出力電流が正である場合の処理について説明する。図３（ａ）に示されるように、パワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態とされると、高圧バッテリ１２、パワースイッチング素子Ｓ１、コイルＬ、及びパワースイッチング素子Ｓ４を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。その後、図３（ｂ）に示されるように、パワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ、ダイオードＤ３、コンデンサＣ，及びダイオードＤ２を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣが充電される。
次に、図３（ｃ）、図３（ｄ）に基づき、上記出力電流が負である場合の処理について説明する。図３（ｃ）に示されるように、パワースイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態とされると、コンデンサＣ、パワースイッチング素子Ｓ３、コイルＬ、及びパワースイッチング素子Ｓ２を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣの電荷が放出される。その後、図３（ｄ）に示されるように、パワースイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ，ダイオードＤ１、高圧バッテリ１２、及びダイオードＤ４を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。
このように、チョッパ制御によって、直流電源（高圧バッテリ１２）の電圧を変換して出力することで、換言すればコンデンサＣの電圧を調節することで、電動機１０に印加する電圧値をアナログ値とすることができる。ただし、実際には、コンデンサＣ及び電動機１０間での電荷の流出入に起因して、コンデンサＣの電圧の上昇及び低下のそれぞれと、上記チョッパ回路部からの出力電流の符号とが１対１に対応しない。本実施形態では、こうした状況にあっても、コンデンサＣの電圧を適切に制御することができるように、上記操作信号ｇｉを生成する。図４に、上記操作信号ｇｉの生成処理を示す。
指令電圧設定部７０では、電動機１０の各相の電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗ（コンバータの出力電流Ｉｏｕｔ）と、要求トルクとに基づき、コンバータに対する出力電圧の指令値(指令電圧Ｖｃ）を設定する。この処理は、周知の電流フィードバック制御によって行えばよい。すなわち、相電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗを２相変換して得られるｄｑ軸上の実電流を要求トルクに応じて算出されるｄｑ軸上の指令電流にフィードバック制御するための操作量として、電動機１０の各相の指令電圧Ｖｃを算出すればよい。ここで、フィードバック制御としては、例えば比例積分制御とすればよい。こうして設定される指令電圧Ｖｃは、正弦波等の交流信号となる。
オフセット補正部７２では、指令電圧Ｖｃに、オフセット電圧Δを加算する補正を行う。これは、指令電圧Ｖｃがゼロボルトを振幅中心とする正弦波等の交流信号であるという条件下、コンデンサＣの電圧の極性を固定するためになされるものである。このようにオフセット電圧Δを加算する補正を行うことで、コンデンサＣの電圧は、オフセット電圧Δを振幅中心として変動するように制御されることとなる。なお、コンデンサＣの極性を固定するためには、オフセット電圧Δは、指令電圧Ｖｃの振幅の最大値以上とすれば足りるが、本実施形態では、更に、振幅の最大値よりも規定電圧だけ高い電圧をオフセット電圧Δとしている。これは、チョッパ制御による電流の変化がコンデンサＣの電圧と高圧バッテリ１２の電圧とによって定まることに鑑み、チョッパ制御の電流の変化速度を規定速度以上とするための設定である。
オフセット補正された指令電圧Ｖｃは、偏差算出部７４に取り込まれる。偏差算出部７４は、オフセット補正部７２の出力から、コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔ（電動機１０の各相に印加される電圧ＶＣｕ、ＶＣｖ，ＶＣｗ）を減算する。偏差算出部７４の出力は、フィードバック制御部７６に取り込まれる。ここでは、比例制御がなされる。ここで、比例ゲインＫは、コンデンサＣの容量と、コンデンサＣの電圧の要求変化速度とに基づき設定されるものである。フィードバック制御部７６の出力は、フィードフォワード補正部７８に取り込まれる。フィードフォワード補正部７８では、フィードバック制御部７６の出力に上記出力電流Ｉｏｕｔを加算することで、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力指令値ｉＣｃを算出する。この出力指令値ｉＣｃは、コンデンサＣへの供給電流量と電動機１０の端子への供給電流量との和の指令値となっている。そして、パルス幅算出部８０では、出力指令値ｉＣｃや、電圧センサ２０によって検出される高圧バッテリ１２の電圧(入力電圧Ｖｉｎ)、出力電圧Ｖｏｕｔに基づき、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流が出力指令値ｉＣｃとなるように、パワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオン時間ｔｐ又はパワースイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のオン時間ｔｎを算出する。これにより、コンバータの出力電流を、出力指令値ｉＣｃに制御する。出力部８２では、オン時間ｔｐ又はオン時間ｔｎに基づき、パワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の操作信号ｇ１、ｇ４又はスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の操作信号ｇ２、ｇ３を生成するとともに、上記抵抗値指令信号Ｒｃを生成する。
次に、図５に基づき、パルス幅算出部８０の処理について詳述する。
図５（ａ）は、出力電流ｉＣが正である場合にコイルＬに流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｐは、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４のオン時間を示している。図示されるように、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオン操作されると、先の図３（ａ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬに流れる電流が漸増する。そして、オン時間ｔｐが経過すると、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオフ操作されるために、先の図３（ｂ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬの電流は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬを流れる電流がゼロとなることで、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４を再度オン状態に切り替える。
ここで、コンデンサＣ及び電動機１０側に電流が流れるのがパワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオフ状態である期間であり、また、この電流が漸減するものであるため、微視的なタイムスケールでは、この電流を出力指令値ｉＣｃとすることはできない。そこで本実施形態では、コンデンサＣ及び電動機１０側に出力される電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｃとする。そして、この所定期間を、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４のオン・オフ操作の一周期とする。図５（ａ）では、コンデンサＣ及び電動機１０側に供給される電荷量を、斜線部分の面積として示している。この面積がパワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｃの積分値に等しくなるなら、コンデンサＣ及び電動機１０側への実際の出力電流の一周期における平均値を、出力指令値ｉＣｃとすることができる。これは、オン時間ｔｐを以下のように設定することで実現することができる。
漸増及び漸減を繰り返しつつコイルＬを流れるピーク電流Ｉｐｅａｋは、コイルＬのインダクタンスＬ、オン時間ｔｐ及び入力電圧Ｖｉｎを用いて、以下の式にて表現される。
Ｖｉｎ＝Ｌ・Ｉｐｅａｋ／ｔｐ …（ｃ１）
また、このピーク電流Ｉｐｅａｋは、オフ時間ｔｏｆｆと、コンデンサＣの電圧(出力電圧Ｖｏｕｔ)とを用いて、以下の式にて表現される。
Ｖｏｕｔ＝Ｌ・Ｉｐｅａｋ／ｔｏｆｆ …（ｃ２）
上記の式（ｃ１）、（ｃ２）から、オン時間ｔｐとオフ時間ｔｏｆｆとの関係が下記の式（ｃ３）となる。
Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ＝ｔｏｆｆ／ｔｐ …（ｃ３）
ここで、上記一周期におけるコンデンサＣ及び電動機１０側への供給電流の平均値は、下記の式（ｃ４）にて表現される。
Ｉｐｅａｋ・ｔｏｆｆ／｛２・（ｔｐ＋ｔｏｆｆ）｝
＝ｔｐ・Ｖｉｎ・Ｖｉｎ／２・Ｌ・（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ） …（ｃ４）
これが、出力指令値ｉＣｃと等しいとすると、下記の式（ｃ５）が得られる。
ｔｐ＝２・Ｌ・ｉＣｃ・（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）／（Ｖｉｎ・Ｖｉｎ） …（ｃ５）
一方、図５（ｂ）は、出力電流ｉＣが負である場合のコイルＬに流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｎは、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３のオン時間を示している。図示されるように、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオン操作されると、先の図３（ｃ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬに流れる電流の絶対値が漸増する。ただし、コンデンサＣの両電極のうちの電動機１０との接続側へ流れる方向を電流の正の向きとしているために、図５（ｃ）では、電流がゼロを下回って漸減すると記載している。そして、オン時間ｔｎが経過すると、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓｃ３がオフ操作されるために、先の図２（ｄ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬの電流の絶対値は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬを流れる電流がゼロとなることで、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３を再度オン状態に切り替える。
ここでも、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｃとすべく、オン時間ｔｎにおいてコンデンサＣ及び電動機１０側から引き抜かれる電荷量（斜線部分の面積）を、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｃの積分値に等しくする。これは、オン時間ｔｎを以下の式（ｃ６）とすることで実現することができる。
ｔｎ
＝２・Ｌ・（−ｉＣｃ）・（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）／（Ｖｉｎ・Ｖｏｕｔ） …（ｃ６）
上記の式（ｃ６）においては、コンデンサＣ及び電動機１０側に電流が流れる方向を正としているため、出力指令値ｉＣｃに「−１」を乗算することで、オン時間ｔｎを正としている。上記の式（ｃ５）及び式（ｃ６）からわかるように、出力指令値ｉＣｃ、入力電圧Ｖｉｎ、及び出力電圧Ｖｏｕｔを入力とすることで、オン時間ｔｐ，ｔｎを算出することができる。ここで、オン時間ｔｐを用いるか、オン時間ｔｎを用いるかは、出力指令値ｉＣｃの符号によって定まる。
図６に、本実施形態にかかるチョッパ制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置４０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、コイルＬに流れる電流ｉＬがゼロであるか否かを判断する。この処理は、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４又はパワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを判断するためのものである。そして、ゼロであると判断される場合には、オン状態への切り替えタイミングであることから、ステップＳ１２に移行する。ステップＳ１２においては、出力指令値ｉＣｃがゼロ以上であるか否かを判断する。この処理は、コンデンサＣ及び電動機１０側に電荷を供給すべく、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオン操作するか、コンデンサＣ及び電動機１０側から電荷を引き抜くべく、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオン操作するかを判断するものである。
出力指令値ｉＣｃがゼロ以上である場合、ステップＳ１４において、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオン操作すべく、操作信号ｇ１，ｇ４をターンオンする。続くステップＳ１６においては、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオン状態とされる時間を計時するカウンタをインクリメントする。この処理は、カウンタの値が上記オン時間ｔｐ以上となるまで継続される(ステップＳ１８)。そして、カウンタの値が上記オン時間ｔｐ以上となると(ステップＳ１８：Ｙｅｓ)、ステップＳ２０において、操作信号ｇ１、ｇ４をターンオフするとともに、カウンタをリセットする。
一方、上記ステップＳ１２において出力指令値ｉＣｃがゼロ未満と判断される場合、ステップＳ２２において、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオン操作すべく、操作信号ｇ２，ｇ３をターンオンする。続くステップＳ２４においては、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオン状態とされる時間を計時するカウンタをインクリメントする。この処理は、カウンタの値が上記オン時間ｔｎ以上となるまで継続される(ステップＳ２６)。そして、カウンタの値が上記オン時間ｔｎ以上となると(ステップＳ２６：Ｙｅｓ)、ステップＳ２８において、操作信号ｇ２、ｇ３をターンオフするとともに、カウンタをリセットする。
上述した一連の処理によれば、コンデンサＣの電圧をオフセット電圧Δを中心とする交流電圧に制御することができ、ひいては電動機１０を所望に制御することができる。
ただし、こうした制御を行う際には、パワースイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング速度が極めて速くなり得る。このため、スイッチング状態の切り替え速度についても高速化することが望まれる。しかしこの場合、図７に示すように、スイッチング状態をオン状態からオフ状態へと切り替える際に、ゲート電圧にノイズが生じ、ゲート電圧が大きく変動するリンギングが生じるおそれがある。図７では、時刻ｔ１に操作信号をオフ指令状態とし、ゲートの電荷の放電が開始されている。これにより、ゲート電圧Ｖｇｓは、一旦低下した後、電圧の停滞期間であるいわゆるミラー期間（時刻ｔ２〜ｔ３）を経由して再度低下してゼロとなる(時刻ｔ４)。ここで、ミラー期間の後半からゲート電圧Ｖｇｓがゼロとなる直前までの期間において、大きなノイズが重畳する現象が発明者らによって確認された。これは、パワースイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフし、ドレイン及びソース間の電圧Ｖｄｓが急激に変化している期間に一致している。しかも、このノイズは、ゲート及びソース間にゲート絶縁膜の耐圧を超える大きさとなり得ることも見出された。
ここで、本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｉとして、図８にその断面構造を示すようなスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いている。スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴの特徴は、従来のＭＯＳＦＥＴにおいてオン抵抗が高くなる要因となるｎ-層を、ストライプ状のｐ層及びｎ層によって置き換えた点である。この場合、ストライプ状のｐ層及びｎ層の接合面積が増大するため、寄生容量が増大する。これが上記リンギングノイズを増大させている一因と考えられる。
また、本実施形態では、本来ＤＣＤＣコンバータとして利用されている回路を用いて交流負荷を駆動することに起因して、スイッチング周波数がＤＣＤＣコンバータの駆動時と比較して極めて高くなっている。このため、この高速化も、リンギングノイズを増大させる一因と考えられる。そして、リンギングノイズの増大は、上記スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴに限らず、スイッチング周波数の増大に伴って生じると考えられる。
ここで、リンギングノイズがゲート及びソース間の耐圧を超える大きさとなることを回避すべく、ゲート及びソース間に、互いにアノードが接続されたツェナーダイオードを接続することも考えられる。しかし本実施形態のようにスイッチング周波数が高い場合（例えば数百ｋＨｚ〜数百ＭＨｚ）には、ツェナーダイオードではノイズが除去できない。
そこで本実施形態では、ゲート抵抗の増大によってリンギングノイズを低減させる。図９に、パワースイッチング素子Ｓｉの入出力端子（ソース及びドレイン）間に流れる電流が「１０Ａ」、「２０Ａ」、「３０Ａ」、「４０Ａ」のそれぞれである場合について、ゲート抵抗Ｒｇとゲート及びソース間の電圧Ｖｇｓのリンギングとの関係を示す。
図示されるように、パワースイッチング素子Ｓｉのソース及びドレイン間に流れる電流が大きくなるほど、リンギングノイズが大きくなるものの、このノイズは、ゲート抵抗Ｒｇを大きくすることで低減することができる。特に、ゲート抵抗Ｒｇを「５Ω」とすることで、リンギングノイズを十分に低減することができる。ちなみに、本実施形態では、ゲート及びソース間の耐圧は、「３０Ｖ」である。
この点に鑑み、本実施形態では、図１０に示す態様にてゲート抵抗Ｒｇを切り替える。すなわち、コイルＬを流れるピーク電流Ｉｐｅａｋが閾値電流以上となる場合、ゲート抵抗Ｒｇを高抵抗化する。これにより、スイッチング状態の切り替えに伴う電力損失（スイッチング損失）の増大を極力抑制しつつも、パワースイッチング素子Ｓｉの信頼性を維持することができる。すなわち、コイルＬを流れるピーク電流Ｉｐｅａｋが小さい場合には、スイッチング周波数が高い（例えば数十ＭＨｚ）ため、このときのゲート抵抗Ｒｇを低抵抗化することで、スイッチング速度を上昇させ、ひいては単位時間当たりのスイッチング損失の低減を図る。一方、コイルＬを流れるピーク電流Ｉｐｅａｋが大きい場合には、スイッチング周波数が低い（例えば数百ｋＨｚ〜数ＭＨｚ）ため、このときのゲート抵抗Ｒｇを高抵抗化したとしても、単位時間当たりの電力損失の増大は、スイッチング周波数が高い場合にゲート抵抗Ｒｇを高抵抗化する場合と比較して小さくなる。特に、本実施形態では、交流負荷を駆動する関係上、スイッチング周波数が数倍〜十数倍程度の範囲で周期的に変動するため、上記設定が特に有効である。
図１１に、先の図４に示した出力部８２の処理の詳細を示す。
図示されるように、出力部８２は、上記オン時間ｔｐ又はオン時間ｔｎに基づき操作信号ｇ１〜ｇ４を生成する操作信号生成部８２ａを備えている。また、オン時間ｔｐ及び入力電圧Ｖｉｎ、又はオン時間ｔｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔに基づき、ピーク電流Ｉｐｅａｋを予測するピーク電流予測部８２ｂを備えている。ここで、出力指令値ｉＣｃが正である場合のピーク電流Ｉｐｅａｋは、上記の式（ｃ１）に基づき予測することができる。また、出力指令値ｉＣｃが負である場合のピーク電流Ｉｐｅａｋは、上記の式（ｃ１）の要領でオン時間ｔｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔに基づき予測することができる。更に、出力部８２は、予測されるピーク電流Ｉｐｅａｋに基づき、抵抗値指令信号Ｒｃを出力する抵抗値指令部８２ｃを備えている。
図１２に、抵抗値指令部８２ｃの処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、ピーク電流Ｉｐｅａｋの絶対値が閾値電流Ｉｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、先の図１０に示した態様にてゲート抵抗Ｒｇを増加させる処理を行うか否かを判断するためのものである。ここで、ピーク電流Ｉｐｅａｋの絶対値を用いるのは、コイルＬを流れる電流が双方向であるためである。この閾値電流Ｉｔｈは、例えば「２０Ａ」程度に設定されている。そして閾値電流Ｉｔｈ以上と判断される場合、ステップＳ１２において、ゲート抵抗Ｒｇを増加させるべく、抵抗値指令信号Ｒｃの論理値を設定して出力する。これにより、先の図２に示した駆動回路Ｄｒのスイッチング素子６４がオフ状態とされ、パワースイッチング素子Ｓｉの放電経路が高抵抗化される。なお、ステップＳ１２の処理が完了する場合や、上記ステップＳ１０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
上記処理によれば、図１３（ａ）に示すようにパワースイッチング素子Ｓｉのドレイン電流が閾値電流Ｉｔｈ以上となることでゲート抵抗Ｒｇが「５Ω」に増大される。換言すれば、図１３（ｂ）に示すように、コイル電流の絶対値が閾値電流Ｉｔｈ以上となることで、ゲート抵抗Ｒｇが「５Ω」に増大される。これは、ゲート抵抗Ｒｇを「５Ω」とすることでパワースイッチング素子Ｓｉによって大電流を遮断する際のリンギングノイズがゲート及びソース間の耐圧以下となるとの計測結果（図９）に鑑みた設定である。このように、ゲート抵抗Ｒｇを「５Ω」以下に制限しつつチョッパ制御を行うことで、スイッチング周波数が高周波「数百ｋＨｚ〜数百ＭＨｚ」であっても、チョッパ制御の制御性を維持することが可能である。
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
（１）パワースイッチング素子Ｓｉがオフ操作される際にパワースイッチング素子Ｓｉによって遮断される電流量に基づき、パワースイッチング素子Ｓｉの導通制御端子（ゲート）及び出力端子（ソース）間に耐圧を超えるノイズを生じさせないために要求されるスイッチング状態の切り替え速度（抵抗値指令信号Ｒｃ）を設定した。これにより、パワースイッチング素子Ｓｉの信頼性を高く維持しつつ出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。
（２）遮断される電流量が大きい場合、切り替え速度を低下させた（ゲート抵抗Ｒｇを増大させた）。これにより、単位時間当たりの電力損失の増大を極力抑制しつつも、パワースイッチング素子Ｓｉの信頼性を維持することができる。
（３）パワースイッチング素子Ｓｉのオン時間ｔｐ，ｔｎに基づき、パワースイッチング素子Ｓｉの遮断電流量（コイルＬを流れる電流量）を予測した。これにより、電流センサ２２，２６，３０のサンプリング周期を増大させることなく、ピーク電流Ｉｐｅａｋの絶対値が閾値電流Ｉｔｈ以上となるか否かを的確に判断することができる。
（４）電力変換回路及びこれに接続される負荷（電動機１０）間に交流電流を流すべく出力電圧を制御した。このため、パワースイッチング素子Ｓｉのスイッチング周波数を上昇させる要求が生じやすいことに起因してパワースイッチング素子Ｓｉのゲート及びソース間に耐圧を超えるノイズが生じやすい。したがって、本発明の利用価値が特に高い。
（５）パワースイッチング素子Ｓｉのゲートの電荷を引き抜く際の電気経路として、互いに並列接続される線形素子である抵抗体のいくつを用いるかによって、電気経路の抵抗値を調節した。これにより、ゲート抵抗Ｒｇを適切に調節することができる。
（６）パワースイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴを用いた。これにより、スイッチング周波数を高周波とするチョッパ制御が可能となる。
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
図１４に、本実施形態にかかる駆動回路Ｄｒの構成を示す。なお、図１４において、先の図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
図示されるように、本実施形態では、互いに抵抗値の相違する複数個の抵抗体６２ａと、これらのいずれを抵抗体６０に並列に接続するかを選択するセレクタ６４ａと備える。これにより、パワースイッチング素子Ｓｉのゲートの放電経路の抵抗値を多段階で調節することが可能となる。
図１５に、本実施形態にかかるゲート抵抗Ｒｇの設定手法を示す。詳しくは、図１５（ａ）に、ドレイン電流とゲート抵抗Ｒｇとの関係を示し、図１５（ｂ）に、コイル電流とゲート抵抗Ｒｇとの関係を示す。図示されるように、本実施形態では、複数個の閾値電流Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２、…を設定することで、ゲート抵抗Ｒｇの抵抗値を、上限を「５Ω」としつつ多段階に調節する。これにより、先の第１の実施形態と比較して、パワースイッチング素子Ｓｉのゲート及びソース間に信頼性の低下を招くレベルのノイズが生じることを回避しつつも、ゲート抵抗Ｒｇを極力低減することが可能となる。
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
本実施形態では、制御装置４０から抵抗値指令信号Ｒｃを出力する代わりに、駆動回路Ｄｒにおいて操作信号ｇｉに基づきオン時間をカウントし、これに基づきコイルＬを流れる電流を推定することで、ゲート抵抗Ｒｇを調節する。
図１６に、本実施形態にかかるゲート抵抗Ｒｇの調節処理の手順を示す。この処理は、駆動回路Ｄｒによって、例えば所定周期で繰り返し実行される。
この一連の処理では、まずステップＳ２０において、操作信号ｇｉの立ち上がり時であるか否かを判断する。この処理は、パワースイッチング素子Ｓｉがオフ状態からオン状態へと切り替えられるタイミングを判断するものである。そして、立ち上がり時であると判断される場合、ステップＳ２２において、オン時間を計時するカウンタをインクリメントする。そして、カウンタの値は、出力指令値ｉＣｃの符号に応じて（ステップＳ２４）、互いに相違する閾値Ｃｔｈと比較される（ステップＳ２６，Ｓ２８）。
ここで、出力指令値ｉＣｃがゼロ以上である場合には、カウンタ値は、入力電圧Ｖｉｎによって可変設定される閾値Ｃｔｈと比較される。これは、出力指令値ｉＣｃがゼロ以上である場合、コイルＬを流れる電流がオン時間と入力電圧Ｖｉｎに依存することに鑑みてなされるものである。詳しくは、コイルＬを流れる電流が同一であるならゲート抵抗Ｒｇを同一とすべく、入力電圧Ｖｉｎが大きいほど、閾値Ｃｔｈを小さくする。一方、出力指令値ｉＣｃが負である場合には、カウンタ値は、出力電圧Ｖｏｕｔによって可変設定される閾値Ｃｔｈと比較される。これは、出力指令値ｉＣｃが負である場合、コイルＬを流れる電流が出力電圧Ｖｏｕｔに依存することに鑑みてなされるものである。詳しくは、コイルＬを流れる電流が同一であるならゲート抵抗Ｒｇを同一とすべく、出力電圧Ｖｏｕｔが大きいほど、閾値Ｃｔｈを小さくする。
そして、カウンタの値が閾値Ｃｔｈ以上となる場合、コイルＬを流れる電流が先の第１の実施形態におけるピーク電流Ｉｐｅａｋとなったと判断し、ステップＳ３０において、ゲート抵抗増加処理を行う。
以上説明した本実施形態によれば、上記（１）、（２）、(４)〜(６)の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
（７）パワースイッチング素子Ｓｉのオン時間に基づき、ゲート抵抗Ｒｇを調節した。これにより、パワースイッチング素子Ｓｉによって遮断される電流に応じてゲート抵抗Ｒｇを調節することができる。
（８）ゲート抵抗Ｒｇを変更するための閾値Ｃｔｈを、入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖｏｕｔに応じて可変設定した。これにより、パワースイッチング素子Ｓｉによって遮断される電流が同一である場合にはゲート抵抗Ｒｇを同一とすることが可能となる。
（９）オン時間の計時当初は、ゲート抵抗Ｒｇを低抵抗側に設定した。これにより、コイルＬを流れる電流が大きくなる場合にのみゲート抵抗Ｒｇを切り替える処理を行うようにすることができる。
（１０）高圧システム側（駆動回路Ｄｒ側）においてオン時間を計時し、これに基づきゲート抵抗Ｒｇを調節した。これにより、低圧システム側（制御装置４０側）及び高圧システム側（駆動回路Ｄｒ側）間の絶縁手段の数を低減することができる。
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
・上記第２の実施形態では、抵抗体６０と並列接続する抵抗体を１つ選択することとしたが、これに限らない。例えば抵抗体を３つ以上備え、これらの何本を放電経路として利用するかによってゲート抵抗Ｒｇを調節してもよい。
・上記第１、第２実施形態では、出力電圧制御のためのパワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ４（Ｓ２，Ｓ３）のみならず、残りのパワースイッチング素子Ｓ２，Ｓ３（Ｓ１，Ｓ４）についても都度そのゲート抵抗Ｒｇを可変としたが、これに限らず、出力電圧制御のためのパワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ４（Ｓ２，Ｓ３）のみのゲート抵抗Ｒｇを可変としてもよい。
・上記第３の実施形態では、オン時間のカウンタ値が閾値Ｃｔｈ以上であるか否かに基づき、ゲート抵抗Ｒｇを高抵抗、低抵抗のいずれか一方に調節したが、これに限らず、カウンタ値に基づき、先の第２の実施形態に例示したように、ゲート抵抗Ｒｇを多段階に調節してもよい。
・上記第３の実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔ又は入力電圧Ｖｉｎに基づき閾値Ｃｔｈを可変としたがこれに限らず、カウンタのインクリメント速度を出力電圧Ｖｏｕｔ又は入力電圧Ｖｉｎに基づき可変としてもよい。これによっても、コイル電流が同一なら同一のゲート抵抗Ｒｇを設定することができる。
・上記第３の実施形態では、出力指令値ｉＣｃが正である場合、閾値Ｃｔｈを入力電圧Ｖｉｎに応じて可変設定したが、高圧バッテリ１２がその電荷の流出入にかかわらず電圧変化が無視できる安定化電源なら、可変設定をしなくてもよい。
・ＭＯＳＦＥＴとしては、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴに限らない。例えば、シリコンカーバイトにて構成されるＭＯＳＦＥＴであってもよい。
・パワースイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴに限らない。電圧制御形のスイッチング素子のスイッチング状態の切替速度を高速化する際には、その導通制御端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズが生じる可能性があると考えられるため、本発明の適用は有効である。ここで、スイッチング素子が大電流（例えば「２０Ａ」よりも大きい電流）を流すパワースイッチング素子であるなら、その導通制御端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズが生じる可能性が高くなると考えられるため、本発明の適用が特に有効である。
・上記発明では、スイッチング素子を流れる電流に応じてゲート抵抗Ｒｇを可変としたが、これに限らず、例えばゲートに印加する電圧を可変としてもよい。これによっても、例えばスイッチング素子をオフ操作するに際し、ゲートを放電させるべく、ゲート印加電圧を正から負に切り替える場合と、正からゼロに切り替える場合とのいずれか一方を選択することで、スイッチング速度を調節することができる。先の図９に示したゲート抵抗Ｒｇとノイズとの関係は、スイッチング速度とノイズとの関係と考えられるため、これによってもノイズを低減することができると考えられる。
・上記各実施形態では、スイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替えに際してゲート抵抗を調節したがオフ状態からオン状態への切り替えに際してもゲート抵抗を調節してもよい。
・電力変換回路としては、先の図１に例示したものに限らない。例えば図１７（ａ）に例示されるバックブーストコンバータであってもよい。これは、コンデンサＣと、高圧バッテリ１２の正極及びコンデンサＣの一方の電力間を接続するパワースイッチング素子Ｓ１,Ｓ２の直列接続体と、これらの接続点を高圧バッテリ１２の負極及びコンデンサＣの他方の電極間に接続するコイルＬと、パワースイッチング素子に並列接続されるダイオードＤ１，Ｄ２とを備えて構成されている。また、図１７（ｂ）に例示されるブーストコンバータであってもよい。これは、コンデンサＣに並列接続されるパワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続体と、直列接続体の接続点を高圧バッテリ１２に接続するコイルＬと、パワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に並列接続されるダイオードＤ１，Ｄ２とを備えている。また、図１７（ｃ）に示す降圧コンバータであってもよい。これは、高圧バッテリ１２に並列接続されるパワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続体と、直列接続体の接続点をコンデンサＣに接続するコイルＬと、パワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に並列接続されるダイオードＤ１，Ｄ２とを備えている。なお、こうしたコンバータを先の第３の実施形態に適用する場合には、カウンタの閾値Ｃｔｈを可変設定させる際に参照するパラメータを変更することが必要となる場合がある。しかしいずれにせよ、出力電圧Ｖｏｕｔ及び入力電圧Ｖｉｎの少なくとも一方を用いることで閾値Ｃｔｈを適切に設定することができる。
・ＴＣＶとしては、電動機１０の各相に接続される非絶縁型コンバータを備えるものに限らない。例えば、絶縁型のコンバータを備えるものであってもよい。
・回転機としては、３相電動機に限らず、例えば単相電動機や５相電動機であってもよい。この場合、ＴＣＶに代えて、各相(端子)毎にコンバータを備える電力変換回路を用いればよい。また、電動機に限らず、発電機であってもよい。
・上記実施形態では、ハイブリッド車の動力発生装置としての回転機にＴＣＶを接続したがこれに限らず、電気自動車の回転機に接続してもよい。
・更に、ＴＣＶとしては、車両の動力発生装置としての回転機に接続されるものに限らず、例えば空調装置に搭載される電動機に接続されるものであってもよい。
・電力変換回路としては、回転機の端子に接続されるものに限らない。例えば、交流信号を出力する無停電電源装置（ＵＰＳ）に搭載されるものであってもよい。また、交流信号を出力するものにも限らず、例えば車載回転機に接続されるインバータと高圧バッテリとの間に接続されるＤＣＤＣコンバータであってもよい。
第１の実施形態のシステム構成図。 同実施形態にかかる駆動回路の回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す回路図。 同実施形態にかかるチョッパ制御に関する処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる出力指令値ｉＣｃの設定手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるチョッパ制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるスイッチング状態の切り替えに伴うノイズを示すタイムチャート。 上記ノイズの計測に用いたパワースイッチング素子の断面構造を示す断面図。 ゲート抵抗とノイズとの関係を示す図。 上記実施形態にかかるコイル電流のピーク値とゲート抵抗との関係を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるパルス幅算出部の処理の詳細を示すブロック図。 同実施形態にかかるゲート抵抗増加処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるゲート抵抗と電流との関係を示す図。 第２の実施形態にかかる駆動回路の回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかるゲート抵抗と電流との関係を示す図。 第３の実施形態にかかるゲート抵抗増加処理の手順を示す流れ図。 上記各実施形態の変形例におけるコンバータの回路構成を示す回路図。
符号の説明
１０…電動機、１２…高圧バッテリ、８２ｃ…抵抗値指令部（設定手段の一実施形態）、Ｌ（Ｌｕ，Ｌｖ、Ｌｗ）…コイル、Ｓｉ（Ｓｕ１〜Ｓｕ４，Ｓｖ１〜Ｓｖ４，Ｓｗ１〜Ｓｗ４）…パワースイッチング素子、Ｄｒ…駆動回路。

Claims (11)

  1. 電圧制御形のスイッチング素子のオン操作によってコイルを流れる電流の絶対値を漸増させ前記スイッチング素子のオフ操作によって前記絶対値を漸減させる処理を繰り返すことで直流電源の電圧を変換して出力する電力変換回路について、その出力電圧を制御すべく前記スイッチング素子の駆動回路に操作信号を出力する出力電圧制御手段と、
    前記出力電圧制御手段の出力する操作信号に応じて前記駆動回路によって前記スイッチング素子のスイッチング状態がオン状態からオフ状態に切り替えられる際の該スイッチング素子によって遮断される電流量に基づき、前記スイッチング素子の導通制御端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズを生じさせないために要求されるスイッチング状態の切り替え速度を設定する設定手段と、
    前記駆動回路によって前記スイッチング素子のスイッチング状態が切り替えられる際の速度が前記設定される速度となるように前記駆動回路を調節する調節手段とを備え、
    前記設定手段は、前記スイッチング状態の切替速度を低下させなくても前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズが生じない状況下、前記スイッチング素子の導通制御端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズを生じさせないように前記スイッチング状態の切替速度を低下させることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  2. 前記設定手段は、前記遮断される電流量が大きい場合、前記切り替え速度を低下させることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の制御装置。
  3. 前記設定手段は、前記遮断される電流量のみに基づき、スイッチング状態の切り替え速度を低下させることを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換回路の制御装置。
  4. 電圧制御形のスイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによってコイルを流れる電流の絶対値を増減させることで直流電源の電圧を変換して出力する電力変換回路について、その出力電圧を制御すべく前記スイッチング素子の駆動回路に操作信号を出力する出力電圧制御手段と、
    前記出力電圧制御手段の出力する操作信号に応じて前記駆動回路によって前記スイッチング素子のスイッチング状態が切り替えられる際の該スイッチング素子によって断続される電流量に基づき、前記スイッチング素子の導通制御端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズを生じさせないために要求されるスイッチング状態の切り替え速度を設定する設定手段と、
    前記駆動回路によって前記スイッチング素子のスイッチング状態が切り替えられる際の速度が前記設定される速度となるように前記駆動回路を調節する調節手段とを備え、
    前記スイッチング素子は、前記コイルを流れる電流が漸減して規定値となることでオン操作されるものであり、
    前記出力電圧制御手段は、前記出力電圧を制御すべく、前記スイッチング素子がオン状態とされる時間を算出する算出手段を備え、
    前記設定手段は、前記スイッチング素子がオン状態とされる時間に基づき、前記スイッチング素子によって遮断される電流量を予測する手段と、該予測される電流量に基づき前記設定を行う手段とを備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  5. 電圧制御形のスイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによってコイルを流れる電流の絶対値を増減させることで直流電源の電圧を変換して出力する電力変換回路について、その出力電圧を制御すべく前記スイッチング素子の駆動回路に操作信号を出力する出力電圧制御手段と、
    前記出力電圧制御手段の出力する操作信号に応じて前記駆動回路によって前記スイッチング素子のスイッチング状態が切り替えられる際の該スイッチング素子によって断続される電流量に基づき、前記スイッチング素子の導通制御端子及び出力端子間に耐圧を超えるノイズを生じさせないために要求されるスイッチング状態の切り替え速度を設定する設定手段と、
    前記駆動回路によって前記スイッチング素子のスイッチング状態が切り替えられる際の速度が前記設定される速度となるように前記駆動回路を調節する調節手段とを備え、
    前記スイッチング素子は、前記コイルを流れる電流が漸減して規定値となることでオン操作されるものであり、
    前記設定手段は、前記スイッチング素子の操作信号に基づき該スイッチング素子がオン状態とされる時間を計時する計時手段と、該計時された時間が長い場合、前記切り替え速度を遅い側へと設定する手段とを備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
  6. 前記設定手段は、前記スイッチング速度を切り替えるための閾値と前記断続される電流量との大小を比較する比較手段と、該比較手段の比較結果に基づき、前記設定を行う手段とを備えることを特徴とする請求項４又は５記載の電力変換回路の制御装置。
  7. 前記出力電圧制御手段は、前記電力変換回路及び該電力変換回路の出力端子に接続される負荷間に交流電流を流すべく前記出力電圧を制御するものであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
  8. 前記電力変換回路の出力端子は、回転機の端子に接続されるものであることを特徴とする請求項７記載の電力変換回路の制御装置。
  9. 前記駆動回路は、前記スイッチング素子をオン状態からオフ状態へと切り替える際における前記スイッチング素子の導通制御端子の電荷の流動経路の抵抗値を可変とするものであり、
    前記調節手段は、前記抵抗値を調節することでスイッチング状態の切替速度を調節するものであることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
  10. 前記スイッチング素子が、ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
  11. 請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置と、
    前記駆動回路とを備えることを特徴とする電力変換システム。
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