JP4550135B2

JP4550135B2 - Coupling circuit

Info

Publication number: JP4550135B2
Application number: JP2008242184A
Authority: JP
Inventors: 英二天川; 賢明土澤; 大岳小倉; 啓介佐藤
Original assignee: Denki Kogyo Co Ltd
Current assignee: DKK Co Ltd
Priority date: 2008-09-22
Filing date: 2008-09-22
Publication date: 2010-09-22
Anticipated expiration: 2028-09-22
Also published as: JP2010074710A

Description

本発明は、高周波信号を分配し、かつ、分配した高周波信号の位相を連続的に変化させることができる結合回路に関する。 The present invention relates to a coupling circuit capable of distributing a high-frequency signal and continuously changing the phase of the distributed high-frequency signal.

高周波信号の位相を連続的に変化させる機能を有した結合回路は、例えば、下記特許文献１、２によって提案されている。
この従来の結合回路は、誘電体基板に形成された入力側ストリップ線路および出力側ストリップ線路と、上記入力側ストリップ線路にその一端部が結合かつ枢支された回転結合導体とを備えている。上記出力側ストリップ線路は、上記回転結合導体の枢軸を中心とする円周上に位置した円弧状結合部を有し、上記回転結合導体の他端部がこの円弧状結合部に対し移動可能に結合している。 A coupling circuit having a function of continuously changing the phase of a high-frequency signal is proposed, for example, in Patent Documents 1 and 2 below.
This conventional coupling circuit includes an input side strip line and an output side strip line formed on a dielectric substrate, and a rotary coupling conductor having one end coupled and pivotally supported on the input side strip line. The output-side stripline has an arc-shaped coupling portion located on a circumference centered on the pivot axis of the rotary coupling conductor, and the other end of the rotary coupling conductor is movable with respect to the arc-shaped coupling portion. Are connected.

この結合回路においては、入力側ストリップ線路に設けられた入力端子に高周波信号が入力される。入力された高周波信号は、回転結合導体を介して出力側ストリップ線路の円弧状結合部に入力された後に２分配され、その分配された高周波信号が出力側ストリップ線路の一端および他端に設けられた一方および他方の出力端子に供給される。 In this coupling circuit, a high frequency signal is input to an input terminal provided on the input side strip line. The input high frequency signal is input to the arc-shaped coupling portion of the output side strip line via the rotary coupling conductor and then divided into two, and the distributed high frequency signal is provided at one end and the other end of the output side strip line. And supplied to the other output terminal.

上記円弧状結合部に対する回転結合導体の結合位置は、該回転結合導体の回転操作によって変化する。そして、この回転結合導体の結合位置の変化は、該結合位置から出力側ストリップ線路の各出力端子に至る二つの経路の長さの変化をもたらすので、結果的に、上記各出力端子に供給される高周波信号の位相量を変化させることになる。
つまり、この結合回路は、入力電力を等分した電力を各出力端子に分配供給する分配器としての機能と、各出力端子に分配される電力の位相を回転結合導体の回転に伴って連続的に変化させる移相器としての機能とを併せ持つ。
特許第３０９５６７６号特許第３０９５６７７号 The coupling position of the rotary coupling conductor with respect to the arc-shaped coupling portion varies depending on the rotation operation of the rotary coupling conductor. The change in the coupling position of the rotary coupling conductor results in a change in the length of the two paths from the coupling position to each output terminal of the output side strip line. As a result, the change is supplied to each output terminal. This changes the phase amount of the high-frequency signal.
In other words, this coupling circuit has a function as a distributor that distributes and distributes power equally divided into input power to each output terminal, and the phase of the power distributed to each output terminal continuously with the rotation of the rotating coupling conductor. It also has a function as a phase shifter that changes to.
Patent No. 3095676 Patent No. 3095677

ところで、上記結合回路では、誘電体基板の誘電率、出力側マイクロストリップ線路の円弧状結合部の円弧径、および、回転結合導体の可動範囲が可変位相量を決定する要素となる。 By the way, in the above coupling circuit, the dielectric constant of the dielectric substrate, the arc diameter of the arc-shaped coupling portion of the output-side microstrip line, and the movable range of the rotary coupling conductor are factors that determine the variable phase amount.

そこで、上記位相量の可変範囲をより大きくするための手段として以下の方法が考えられる。
方法１：誘電体基板の誘電率を大きくする。
出力側マイクロストリップ線路の実効誘電率が大きくなるので、位相量
の可変範囲が拡大する。
方法２：出力側マイクロストリップ線路の円弧状結合部の円弧径を大きくする。
回転結合導体の結合位置から出力側ストリップ線路の各出力端子に至る
二つの経路の長さの比を大きく変化させることが可能になるので、位相
量の可変範囲が拡大する。 Therefore, the following method can be considered as means for increasing the variable range of the phase amount.
Method 1: Increasing the dielectric constant of the dielectric substrate.
Since the effective dielectric constant of the output microstrip line is increased, the variable range of the phase amount is expanded.
Method 2: Increasing the arc diameter of the arc-shaped coupling portion of the output side microstrip line.
Since the ratio of the lengths of the two paths from the coupling position of the rotary coupling conductor to each output terminal of the output side strip line can be changed greatly, the variable range of the phase amount is expanded.

しかし、上記方法１では、入力側マイクロストリップ線路の実効誘電率も大きくなる。一般的に、誘電体基板の誘電率には、製作に伴うある範囲の誤差が含まれているが、誘電体基板の誘電率を大きくした場合には、この誤差の範囲も大きくなる。このため、入力側マイクロストリップ線路および出力側マイクロストリップ線路の特性インピーダンス（例えば５０Ω）を規定する線路幅のバラツキや絶対位相量のバラツキが大きくなって、ＶＳＷＲ特性の劣化、損失の増大などの問題を生じ、その結果、量産性が低下する。
一方、上記方法２は、円弧状結合部を形成するために大きなスペースを必要とするので、全体形状が大きくなるという問題がある。 However, in the above method 1, the effective dielectric constant of the input side microstrip line is also increased. In general, the dielectric constant of a dielectric substrate includes a certain range of errors associated with fabrication. However, when the dielectric constant of the dielectric substrate is increased, the range of this error also increases. For this reason, the line width variation and the absolute phase amount variation that define the characteristic impedance (for example, 50Ω) of the input side microstrip line and the output side microstrip line become large, causing problems such as deterioration of VSWR characteristics and increase of loss. As a result, mass productivity decreases.
On the other hand, since the above method 2 requires a large space for forming the arcuate coupling portion, there is a problem that the overall shape becomes large.

そこで、本発明の目的は、電気的特性の劣化を伴うことなく、かつ、形状を大きくすることなく位相量の可変範囲を拡大することができる結合回路を提供することにある。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a coupling circuit that can expand the variable range of the phase amount without deteriorating the electrical characteristics and without increasing the shape.

本発明は、上記課題を解決するために、第１の誘電体基板に形成され、一端に入力端子を有する入力側マイクロストリップ線路と、前記第１の誘電体基板に形成され、第１の出力端子、第２の出力端子およびこれらの出力端子間に介在する円弧状結合部を有する出力側マイクロストリップ線路と、第２の誘電体基板に形成され、前記円弧状結合部の曲率中心を通る支軸によって枢支された回転結合導体と、前記第２の誘電体基板に付加され、該第２の誘電体基板と共に前記支軸を中心として回転する付加誘電体とを備える結合回路を提供する。
前記回転結合導体は、前記枢支部位において前記入力側マイクロストリップ線路の他端部と結合する第１の結合部を有するとともに、前記円弧状結合部と結合する第２の結合部を有する。前記付加誘電体は、前記第１の誘電体基板の誘電率よりも高い誘電率を有するように、かつ、前記円弧状結合部における前記第２の結合部の結合部位を除いた部位を覆うように形成され、前記第２の結合部は、前記円弧状結合部におけるその結合部位の特性インピーダンスがその結合部位を除いた部位の特性インピーダンスと同一となるようにその大きさが設定される。 In order to solve the above problems, the present invention provides an input-side microstrip line formed on a first dielectric substrate and having an input terminal at one end, the first dielectric substrate, and a first output. An output-side microstrip line having a terminal, a second output terminal, and an arc-shaped coupling portion interposed between the output terminals, and a support formed through the second dielectric substrate and passing through the center of curvature of the arc-shaped coupling portion. Provided is a coupling circuit comprising: a rotationally coupled conductor pivotally supported by a shaft; and an additional dielectric that is added to the second dielectric substrate and rotates about the support shaft together with the second dielectric substrate.
The rotary coupling conductor has a first coupling portion coupled to the other end portion of the input-side microstrip line at the pivotal support portion, and a second coupling portion coupled to the arc-shaped coupling portion. The additional dielectric has a dielectric constant higher than that of the first dielectric substrate and covers a portion of the arcuate coupling portion excluding the coupling portion of the second coupling portion. The size of the second coupling part is set so that the characteristic impedance of the coupling part in the arcuate coupling part is the same as the characteristic impedance of the part excluding the coupling part.

実施の態様において、前記回転結合導体は、前記第２の結合部からλｇ／４（λｇは、前記回転結合導体上における使用周波数の波長）だけ前記第１の結合部側に寄った箇所に至る部位に４分の１波長変成器としての機能を有する負荷インピーダンス回路を形成し、これによって前記第１の結合部におけるインピーダンス整合を図るようにしている。
また、実施の態様において、前記付加誘電体は切欠き部を有し、該切欠き部を前記第２の誘電体基板に嵌合させることによって前記軸を中心として回転可能な円板状の回転体を構成するように形成されている。 In an embodiment, the rotationally coupled conductor reaches from the second coupled part to a location close to the first coupled part side by λg / 4 (λg is the wavelength of the operating frequency on the rotationally coupled conductor). A load impedance circuit having a function as a quarter-wave transformer is formed at the site, thereby achieving impedance matching at the first coupling portion.
Further, in an embodiment, the additional dielectric has a notch portion, and the disc-shaped rotation is rotatable about the axis by fitting the notch portion to the second dielectric substrate. It is formed to constitute the body.

前記回転結合導体の第２の結合部は、該回転結合導体の長手方向中心軸線から前記出力側マイクロストリップ線路の第１の出力端子側に寄った部位もしくは第２の出力端子側に寄った部位に電力分配調整スタブを備えることができる。前記第２の結合部にこの電力分配調整スタブを具備させることにより、前記出力側マイクロストリップ線路の第１の出力端子と第２の出力端子から出力させる電力の分配比を調整することが可能になる。
実施の態様において、前記電力分配調整スタブは、前記回転結合導体の長手方向中心軸線からλｇ／４（λｇは前記回転結合導体上における使用周波数の波長）以下の距離をおいて設けられている。 The second coupling portion of the rotationally coupled conductor is a portion that is closer to the first output terminal side or the second output terminal side of the output-side microstrip line from the longitudinal center axis of the rotationally coupled conductor. Can be provided with a power distribution adjustment stub. By providing the second coupling unit with the power distribution adjustment stub, it is possible to adjust the distribution ratio of the power output from the first output terminal and the second output terminal of the output-side microstrip line. Become.
In an embodiment, the power distribution adjustment stub is provided at a distance of λg / 4 (λg is the wavelength of the operating frequency on the rotary coupling conductor) or less from the longitudinal center axis of the rotary coupling conductor.

前記回転結合導体の第１、第２の結合部は、これらの結合部の機械的接触に起因する雑音の発生や相互変調の問題が回避するために、それぞれ電気絶縁性の膜を介して結合させることが望ましい。 The first and second coupling portions of the rotary coupling conductor are coupled via an electrically insulating film, respectively, in order to avoid noise generation and intermodulation problems caused by mechanical contact of these coupling portions. It is desirable to make it.

本発明は、第１の誘電体基板に形成され、一端に入力端子を有する入力側マイクロストリップ線路と、前記第１の誘電体基板に形成され、それぞれが第１の出力端子、第２の出力端子および該各出力端子間に介在する円弧状結合部を有し、それぞれの前記円弧状結合部が異径かつ同心で互いに並行している複数の出力側マイクロストリップ線路と、第２の誘電体基板に形成され、前記各円弧状結合部の同心位置を通る支軸によって枢支された回転結合導体と、前記第２の誘電体基板に付加され、該第２の誘電体基板と共に前記支軸を中心として回転する付加誘電体とを備える結合回路も提供する。
前記回転結合導体は、前記枢支部位において前記入力側マイクロストリップ線路の他端部と結合する第１の結合部を有するとともに、前記各円弧状結合部とそれぞれ結合する複数の第２の結合部を有する。
前記付加誘電体は、前記第１の誘電体基板の誘電率よりも高い誘電率を有するように、かつ、前記各円弧状結合部における前記各第２の結合部の結合部位を除く部位を覆うように形成され、前記各第２の結合部は、対応する前記円弧状結合部におけるその結合部位の特性インピーダンスがその結合部位を除いた部位の特性インピーダンスと同一となるようにその大きさが設定される。 The present invention includes an input-side microstrip line formed on a first dielectric substrate and having an input terminal at one end, and formed on the first dielectric substrate, each of which includes a first output terminal and a second output. A plurality of output-side microstrip lines having a terminal and arcuate coupling portions interposed between the output terminals, each arcuate coupling portion having a different diameter and being concentrically parallel to each other; and a second dielectric A rotary coupling conductor formed on the substrate and pivotally supported by a pivot passing through the concentric position of each arc-shaped coupling portion, and added to the second dielectric substrate, and the pivot along with the second dielectric substrate Also provided is a coupling circuit comprising an additional dielectric rotating about the axis.
The rotary coupling conductor has a first coupling portion coupled to the other end portion of the input-side microstrip line at the pivot portion, and a plurality of second coupling portions coupled to the arc-shaped coupling portions, respectively. Have
The additional dielectric has a dielectric constant higher than a dielectric constant of the first dielectric substrate, and covers a portion excluding the coupling portion of each second coupling portion in each arc-shaped coupling portion. Each of the second coupling portions is configured so that the characteristic impedance of the coupling portion in the corresponding arc-shaped coupling portion is the same as the characteristic impedance of the portion excluding the coupling portion. Is done.

実施の態様において、前記回転結合導体は、前記各第２の結合部からλｇ／４（λｇは、前記回転結合導体上における使用周波数の波長）だけ前記第１の結合部側に寄った箇所に至る複数の部位にそれぞれ４分の１波長変成器としての機能を有する負荷インピーダンス回路形成し、これによって前記第１の結合部におけるインピーダンス整合を図るようにしている。
また、実施の態様において、前記付加誘電体は切欠き部を有し、該切欠き部を前記第２の誘電体基板に嵌合させることによって前記軸を中心として回転可能な円板状の回転体を構成するように形成されている。 In an embodiment, the rotary coupling conductor is located at a location near the first coupling portion by λg / 4 (λg is the wavelength of the operating frequency on the rotary coupling conductor) from each second coupling portion. A load impedance circuit having a function as a quarter-wave transformer is formed in each of a plurality of portions, thereby achieving impedance matching in the first coupling portion.
Further, in an embodiment, the additional dielectric has a notch portion, and the disc-shaped rotation is rotatable about the axis by fitting the notch portion to the second dielectric substrate. It is formed to constitute the body.

前記回転結合導体の各第２の結合部は、該回転結合導体の長手方向中心軸線から対応する前記出力側マイクロストリップ線路の第１の出力端子側に寄った部位もしくは第２の出力端子側に寄った部位にそれぞれ電力分配調整スタブを備えることができる。前記各第２の結合部に前記電力分配調整スタブを具備させることにより、前記対応する出力側マイクロストリップ線路の第１の出力端子と第２の出力端子から出力させる電力の分配比を調整することが可能になる。 Each of the second coupling portions of the rotationally coupled conductor is located on a portion of the corresponding output-side microstrip line that is closer to the first output terminal side from the longitudinal center axis of the rotationally coupled conductor or on the second output terminal side. A power distribution adjustment stub can be provided at each of the offset parts. Adjusting the distribution ratio of power output from the first output terminal and the second output terminal of the corresponding output-side microstrip line by providing each of the second coupling portions with the power distribution adjustment stub; Is possible.

実施の態様において、前記各電力分配調整スタブは、前記回転結合導体の長手方向中心軸線からλｇ／４（λｇは前記回転結合導体上における使用周波数の波長）以下の距離をおいて設けられている。 In an embodiment, each of the power distribution adjustment stubs is provided at a distance equal to or less than λg / 4 (λg is the wavelength of the operating frequency on the rotary coupling conductor) from the longitudinal center axis of the rotary coupling conductor. .

前記回転結合導体の第１の結合部および各第２の結合部は、これらの結合部の機械的接触に起因する雑音の発生や相互変調の問題が回避するために、それぞれ電気絶縁性の膜を介して結合させることが望ましい。 The first coupling portion and each second coupling portion of the rotary coupling conductor are respectively electrically insulating films in order to avoid noise generation and intermodulation problems caused by mechanical contact of these coupling portions. It is desirable to couple via.

本発明によれば、付加誘電体によって出力側マイクロストリップ線路の円弧状結合部の実効誘電率を増大させている。したがって、出力側マイクロストリップ線路が形成された誘電体基板の誘電率を高くするという手法によって上記実効誘電率を増大させた場合の問題点である電気的特性の劣化やバラツキを回避して、量産性を向上することができる。また、上記円弧状結合部の円弧径を大きくするという手法によって上記実効誘電率を増大させた場合には、全体形状が大きくなるという問題を生じるが、本発明によれば、そのような不都合を回避することができる。
さらに、出力側マイクロストリップ線路を複数設けるようにした第２の発明によれば、上記の利点に加えて、上記出力側マイクロストリップ線路の数に対応した数の分配出力電力を得ることができるという利点が得られる。 According to the present invention, the effective dielectric constant of the arcuate coupling portion of the output microstrip line is increased by the additional dielectric. Therefore, mass production is avoided by avoiding the deterioration and variation of electrical characteristics, which is a problem when the above effective dielectric constant is increased by increasing the dielectric constant of the dielectric substrate on which the output side microstrip line is formed. Can be improved. Further, when the effective dielectric constant is increased by a method of increasing the arc diameter of the arc-shaped coupling portion, there arises a problem that the overall shape becomes large. However, according to the present invention, such an inconvenience is caused. It can be avoided.
Furthermore, according to the second invention in which a plurality of output-side microstrip lines are provided, in addition to the above-mentioned advantages, it is possible to obtain a number of distributed output powers corresponding to the number of the output-side microstrip lines. Benefits are gained.

以下、図面を参照しながら本発明に係る結合回路の実施の形態について説明する。
図１は、２ＧＨｚ帯の周波数に適用し得るように、また、１：１の電力分配比が得られるように構成した本実施形態に係る結合回路の分解斜視図である。本実施形態に係る結合回路は、誘電体基板１０、２０および付加誘電体３０を備えている。 Embodiments of a coupling circuit according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is an exploded perspective view of a coupling circuit according to the present embodiment configured to be applicable to a frequency of 2 GHz band and to obtain a power distribution ratio of 1: 1. The coupling circuit according to this embodiment includes dielectric substrates 10 and 20 and an additional dielectric 30.

誘電体基板１０の上面には、入力側線路導体１１および出力側線路導体１２がそれぞれ金属箔（例えば銅箔）を着設することによって形成され、また、該誘電体基板1０の下面全域には同様の金属箔によって接地導体１３が形成されている。
図２（ａ）に示すように、入力線路導体１１は、誘電体基板１０の中央部から前端に向かって直線上に延び、図１に示す接地導体１３と共に入力側マイクロストリップ線路１４を構成している。入力側マイクロストリップ線路１４は、基端に入力端子１４ａを有し、先端に円形の結合部１４ｂを有している。 An input side line conductor 11 and an output side line conductor 12 are formed on the upper surface of the dielectric substrate 10 by attaching metal foil (for example, copper foil), respectively. A ground conductor 13 is formed of the same metal foil.
As shown in FIG. 2A, the input line conductor 11 extends linearly from the center of the dielectric substrate 10 toward the front end, and constitutes the input side microstrip line 14 together with the ground conductor 13 shown in FIG. ing. The input-side microstrip line 14 has an input terminal 14a at the proximal end and a circular coupling portion 14b at the distal end.

出力側線路導体１２は、上記円形結合部１４ｂの中心を曲率中心とする円弧状部位と、該円弧状部位の一端および他端からそれぞれ誘電体基板１０の前端に向かって直線上に延びる導体部をそれぞれ備え、図１に示す接地導体１３と共に出力側マイクロストリップ線路１５を構成している。
出力側マイクロストリップ線路１５は、出力側線路導体１２の円弧状部位において円弧状結合部１５ａを形成し、かつ、誘電体基板１の前端側に位置した一端
部及び他端部において出力端子１５ｂおよび１５ｃをそれぞれ形成している。
本実施形態においては、上記円弧状結合部１５ａが半径Ｒ１＝０．２４λ（λは使用周波数の波長である）の円周上に位置している。したがって、この円弧状結合部１５ａの線路長Ｌ１はπ・０．２４λである。 The output-side line conductor 12 includes an arc-shaped portion whose center of curvature is the center of the circular coupling portion 14b, and a conductor portion that extends linearly from one end and the other end of the arc-shaped portion toward the front end of the dielectric substrate 10, respectively. The output microstrip line 15 is configured together with the ground conductor 13 shown in FIG.
The output-side microstrip line 15 forms an arc-shaped coupling portion 15 a at the arc-shaped portion of the output-side line conductor 12, and the output terminal 15 b and the other end at the one end and the other end located on the front end side of the dielectric substrate 1. 15c is formed.
In the present embodiment, the arcuate coupling portion 15a is located on the circumference of the radius R1 = 0.24λ (λ is the wavelength of the used frequency). Therefore, the line length L1 of the arcuate coupling portion 15a is π · 0.24λ.

次に、誘電体基板２０について説明する。図２（ｂ）に示すように、この誘電体基板２０は細長に形成され、その下面に回転結合導体２１が上記金属箔によって形成されている。
回転結合導体２１は、その基端側（入力側）に設けられた円形結合部２１ａと、その先端側（出力側）に設けられた線路状結合部２１ｂと、これらの結合部２１ａ、２１ｂ間に位置された方形状の幅広部２１ｃとを備えている。
上記幅広部２１ｃは、線路状結合部２１ｂからλｇ／４（λｇは、回転結合導体２１上における使用周波数の波長）だけ円形結合部２１ａ側に寄った箇所に形成されている。線路状結合部２１ｂ、幅広部２１ｃおよびこれら間に介在する導体部分は、周知の４分の１波長変成器としての機能を有する後述の負荷インピーダンス回路２２を構成している。なお、上記幅広部２１の形状は方形に限らず、例えば円形であっても良い。 Next, the dielectric substrate 20 will be described. As shown in FIG. 2B, the dielectric substrate 20 is formed in an elongated shape, and the rotary coupling conductor 21 is formed on the lower surface of the metal foil.
The rotary coupling conductor 21 includes a circular coupling portion 21a provided on the base end side (input side), a line-like coupling portion 21b provided on the distal end side (output side), and a space between these coupling portions 21a and 21b. And a square-shaped wide portion 21c positioned at the center.
The wide portion 21c is formed at a location close to the circular coupling portion 21a by λg / 4 (λg is the wavelength of the used frequency on the rotary coupling conductor 21) from the line-shaped coupling portion 21b. The line-shaped coupling portion 21b, the wide portion 21c, and the conductor portion interposed therebetween constitute a load impedance circuit 22 described later having a function as a well-known quarter wavelength transformer. In addition, the shape of the said wide part 21 is not restricted to a square, For example, a circle may be sufficient.

図１に示すように、誘電体基板１０には、前記入力側マイクロストリップ線路１４の円形結合部１４ａの中心を支軸４０が貫通している。誘電体基板２０は、回転結合導体２１の円形結合部２１ａの中心に上記支軸４０を貫通させることによって誘電体基板１０に回転可能に支持される。このとき、図３に示すように、円形結合部２１ａが入力側マイクロストリップ線路１４の円形結合部１４ｂ上に重ね合わされるとともに、線路状結合部２１ｂが出力側マイクロストリップ線路１５の円弧状結合部１５ａ上に重ね合わされる。したがって、誘電体基板２０を上記支軸４０を中心として回転させれば、回転結合導体２１の線路状結合部２１ｂが円弧状結合部１５ａ上を移動することになる。
なお、本実施形態における誘電体基板１０、２０は、厚さが１．６ｍｍに、また、誘電率が２．６にそれぞれ設定されている。 As shown in FIG. 1, a support shaft 40 passes through the dielectric substrate 10 through the center of the circular coupling portion 14 a of the input side microstrip line 14. The dielectric substrate 20 is rotatably supported by the dielectric substrate 10 by passing the support shaft 40 through the center of the circular coupling portion 21a of the rotary coupling conductor 21. At this time, as shown in FIG. 3, the circular coupling portion 21 a is superimposed on the circular coupling portion 14 b of the input-side microstrip line 14, and the line-shaped coupling portion 21 b is an arc-shaped coupling portion of the output-side microstrip line 15. Overlaid on 15a. Therefore, when the dielectric substrate 20 is rotated about the support shaft 40, the line-shaped coupling portion 21b of the rotationally coupled conductor 21 moves on the arc-shaped coupling portion 15a.
Note that the dielectric substrates 10 and 20 in the present embodiment are set to have a thickness of 1.6 mm and a dielectric constant of 2.6, respectively.

次に、負荷インピーダンス回路２２について説明する。出力側マイクロストリップ線路１５の特性インピーダンスをＺout、回転結合導体２１の入力側部分の特性インピーダンスをＺinとすると、出力側マイクロストリップ線路１５が回転結合導体２１の線路状結合部２１ｂの結合部位で左右に分岐していることから、この線路状結合部２１ｂから出力側マイクロストリップ線路１５側を見た負荷インピーダンスは略Ｚout／２になる。
本実施形態において、Ｚin、Ｚoutは５０Ωに設定される。したがって、通常、このままでは出力側結合部２１ｂでの整合をとることはできない。しかし、本実施形態では、回転結合導体２１に上述した負荷インピーダンス回路２２が設けられているので、これによるインピーダンス変換作用によって整合をとることができる。 Next, the load impedance circuit 22 will be described. Assuming that the characteristic impedance of the output side microstrip line 15 is Zout and the characteristic impedance of the input side part of the rotary coupling conductor 21 is Zin, the output side microstrip line 15 is left and right at the coupling part of the line-like coupling part 21b of the rotary coupling conductor 21 Therefore, the load impedance when the output-side microstrip line 15 side is viewed from the line-like coupling portion 21b is substantially Zout / 2.
In this embodiment, Zin and Zout are set to 50Ω. Therefore, normally, the output side coupling portion 21b cannot be matched as it is. However, in the present embodiment, since the load impedance circuit 22 described above is provided in the rotary coupling conductor 21, matching can be achieved by the impedance conversion action by this.

すなわち、負荷インピーダンス回路２２の部分の静電容量をＣ、信号の群速度をＶpとすると、この部分の等価特性インピーダンスＺoはＺo＝（Ｖp・Ｃ）−１と表される。線路状結合部２１ｂにおけるインピーダンス整合条件はＺin・Ｚout＝Ｚo^２である。負荷インピーダンス回路２２は、幅広部２１ｃによる上記静電容量Ｃの増大によって上記等価特性インピーダンスＺoを小さくし、それによって、上記整合条件を満足させる機能を有する。 That is, assuming that the capacitance of the portion of the load impedance circuit 22 is C and the group velocity of the signal is Vp, the equivalent characteristic impedance Zo of this portion is expressed as Zo = (Vp · C) −1. Impedance matching condition in the line-shaped connecting portion 21b is Zin · Zout = Zo ^2. The load impedance circuit 22 has a function of reducing the equivalent characteristic impedance Zo by increasing the capacitance C by the wide portion 21c, thereby satisfying the matching condition.

なお、上記負荷インピーダンス回路２２は、出力側マイクロストリップ線路１５の円弧状結合部１５ａの寸法や、入力側マイクロストリップ線路１４の円形結合部１４ａの寸法などのパラメータを考慮して４分の１波長変成器としての機能を持つように適宜設計すればよいので、本実施形態の構成に限定されない。例えば、回転結合導体２１における線路状結合部２１ｂからλｇ／４だけ円形結合部１４ａ側に寄った箇所に至る区間の線路幅を単に広くする等の手段によっても負荷インピーダンス回路２２を構成することができる。 The load impedance circuit 22 takes into consideration a parameter such as the size of the arc-shaped coupling portion 15a of the output-side microstrip line 15 and the size of the circular coupling portion 14a of the input-side microstrip line 14 by a quarter wavelength. Since it may be appropriately designed so as to have a function as a transformer, it is not limited to the configuration of the present embodiment. For example, the load impedance circuit 22 can also be configured by means such as simply increasing the line width in a section from the line-like coupling portion 21b of the rotary coupling conductor 21 to the portion that is closer to the circular coupling portion 14a by λg / 4. it can.

本実施形態によれば、回転結合導体２１の線路状結合部２１ｂと、出力側マイクロストリップ線路１５の円弧状結合部１５ａとがインピーダンス整合されるので、線路状結合部２１ｂの長さをλｇ／４よりも小さくすることが可能である。これは、上記円弧状結合部１５ａにおける回転結合導体２１の回転可能範囲が広くなることを意味する。 According to the present embodiment, the line-shaped coupling portion 21b of the rotary coupling conductor 21 and the arc-shaped coupling portion 15a of the output-side microstrip line 15 are impedance-matched, so that the length of the line-shaped coupling portion 21b is λg / It is possible to make it smaller than 4. This means that the rotatable range of the rotary coupling conductor 21 in the arcuate coupling portion 15a is widened.

次に、付加誘電体３０について説明する。図２（ｃ）に示すように、この付加誘電体３０は、円板状誘電体にその半径方向に沿った切欠き部３１を形成した構成を有する。切欠き部３１の形状は、図２（ｂ）に示す誘電体基板２０の外形と一致しているので、この切欠き部３１を誘電体基板２０に嵌合した場合、図３に示すように、前記支軸４０を中心として回転可能な円板状回転体が構成される。
本実施形態における付加誘電体３０は、半径Ｒ２が０．２７λに、厚さが１．６ｍｍに、誘電率が２０にそれぞれ設定されている。 Next, the additional dielectric 30 will be described. As shown in FIG. 2C, the additional dielectric 30 has a configuration in which a notch 31 along the radial direction is formed in a disk-shaped dielectric. Since the shape of the notch 31 matches the outer shape of the dielectric substrate 20 shown in FIG. 2B, when the notch 31 is fitted to the dielectric substrate 20, as shown in FIG. A disk-shaped rotating body that is rotatable about the support shaft 40 is configured.
In the present embodiment, the additional dielectric 30 has a radius R2 of 0.27λ, a thickness of 1.6 mm, and a dielectric constant of 20.

図３から明らかなように、出力側マイクロストリップ線路１５には、誘電体基板２０もしくは付加誘電体３０によって覆われる第１の部分、換言すれば、誘電体基板１０と誘電体基板２０もしくは誘電体基板１０と付加誘電体３０によって挟まれる部分（円弧状結合部１５ａはこの部分に含まれている）と、そうでない第２の部分とが存在する。
図２（ａ）に示すように、上記第１の部分の線路幅ｗ１は、上記第２の部分の線路幅ｗ２よりも小さく設定されている。線路幅ｗ１は、該当領域の線路が誘電体基板１０と付加誘電体３０とで挟まれた状態下で所定の特性インピーダンス（本実施形態では５０Ω）を示すように設定される。本実施形態において、線路幅ｗ１は１．８６ｍｍである。 As is apparent from FIG. 3, the output-side microstrip line 15 has a first portion covered by the dielectric substrate 20 or the additional dielectric 30, in other words, the dielectric substrate 10 and the dielectric substrate 20 or the dielectric. There is a portion sandwiched between the substrate 10 and the additional dielectric 30 (the arc-shaped coupling portion 15a is included in this portion) and a second portion that is not.
As shown in FIG. 2A, the line width w1 of the first portion is set smaller than the line width w2 of the second portion. The line width w1 is set so as to exhibit a predetermined characteristic impedance (50Ω in the present embodiment) in a state where the line in the corresponding region is sandwiched between the dielectric substrate 10 and the additional dielectric 30. In the present embodiment, the line width w1 is 1.86 mm.

ところで、上記幅ｗ１の線路には、誘電体基板２０によって覆われる部位、換言すれば、誘電体基板１０と該誘電体基板２０とによって挟まれる部位が存在する。上記したように、幅ｗ１の線路は、誘電体基板１０と付加誘電体３０とで挟まれた状態下で所定の特性インピーダンス（本実施形態では５０Ω）を示す。誘電体基板２０の誘電率（本実施形態では２．６）は、付加誘電体３０の誘電率（本実施形態では２０）に比して大幅に低いので、上記誘電体基板１０と該誘電体基板２０とによって挟まれる部位の特性インピーダンスは、上記所定の特性インピーダンスからずれることになる。
そこで、本実施形態では、上記誘電体基板１０と該誘電体基板２０とによって挟まれる部位の特性インピーダンスが上記所定の特性インピーダンス５０Ωを示すように、上記回転結合導体２１の線路状結合部２１ｂの線路幅ｗ３（図２（ｂ）参照）を４．０１ｍｍに設定している。 By the way, the line having the width w1 has a portion covered by the dielectric substrate 20, in other words, a portion sandwiched between the dielectric substrate 10 and the dielectric substrate 20. As described above, the line having the width w1 exhibits a predetermined characteristic impedance (50Ω in the present embodiment) in a state sandwiched between the dielectric substrate 10 and the additional dielectric 30. Since the dielectric constant of the dielectric substrate 20 (2.6 in the present embodiment) is significantly lower than the dielectric constant of the additional dielectric 30 (20 in the present embodiment), the dielectric substrate 10 and the dielectric The characteristic impedance of the part sandwiched between the substrates 20 deviates from the predetermined characteristic impedance.
Therefore, in the present embodiment, the line-like coupling portion 21b of the rotary coupling conductor 21 is arranged so that the characteristic impedance of the portion sandwiched between the dielectric substrate 10 and the dielectric substrate 20 exhibits the predetermined characteristic impedance 50Ω. The line width w3 (see FIG. 2B) is set to 4.01 mm.

出力側マイクロストリップ線路１５の線路幅ｗ１および線路状結合部２１ｂの線路幅ｗ２を上記のように設定した本実施形態によれば、回転結合導体２１の回転位置によらず出力側マイクロストリップ線路１５の特性インピーダンスを５０Ωに維持することが可能となる。
なお、出力側マイクロストリップ線路１５における上記第２の部分、すなわち、誘電体基板２０および誘電体３０のいずれにも覆われない部分は、その特性インピーダンスが５０Ωになるようにその線路幅ｗ２が設定されている。本実施形態において、線路幅ｗ３は４．４２ｍｍである。 According to this embodiment in which the line width w1 of the output-side microstrip line 15 and the line width w2 of the line-like coupling portion 21b are set as described above, the output-side microstrip line 15 is independent of the rotational position of the rotary coupling conductor 21. It is possible to maintain a characteristic impedance of 50Ω.
Note that the line width w2 of the second portion of the output-side microstrip line 15, that is, the portion not covered by either the dielectric substrate 20 or the dielectric 30, is set so that the characteristic impedance is 50Ω. Has been. In the present embodiment, the line width w3 is 4.42 mm.

次に、入力側マイクロストリップ線路１４について説明する。この入力側マイクロストリップ線路１４には、誘電体基板２０によって常時覆われる（誘電体基板１０、２０によって常時挟まれる）第１の部分と、付加誘電体３０によって常時覆われる（誘電体基板１０と付加誘電体３０とによって常時挟まれる）第２の部分と、誘電体基板２０および付加誘電体３０のいずれによっても覆われない第３の部分とが存在する。
そこで、本実施形態では、上記第１、第２および第３の部分の特性インピーダンスがいずれも５０Ωを示すように、上記第１の部分の線路幅ｗ４を４．０１ｍｍに、上記第２の部分の線路幅ｗ５を１．８６ｍｍ（＝ｗ１）に、また、上記第３の部分の線路幅ｗ６を４．４２ｍｍ（＝ｗ３）にそれぞれ設定している。 Next, the input side microstrip line 14 will be described. The input-side microstrip line 14 is always covered by the dielectric substrate 20 (always sandwiched by the dielectric substrates 10 and 20) and always covered by the additional dielectric 30 (with the dielectric substrate 10). There is a second part (always sandwiched between the additional dielectric 30) and a third part that is not covered by either the dielectric substrate 20 or the additional dielectric 30.
Therefore, in the present embodiment, the line width w4 of the first part is set to 4.01 mm so that the characteristic impedances of the first, second, and third parts all indicate 50Ω. The line width w5 is set to 1.86 mm (= w1), and the line width w6 of the third portion is set to 4.42 mm (= w3).

上記構成の本実施形態に係る結合回路においては、入力側マイクロストリップ線路１４の円形結合部１４ｂと回転結合導体２１の円形結合部２１ａとが高周波的に結合され、また、回転結合導体２１の線路状結合部２１ｂと、出力側マイクロストリップ線路１５の円弧状結合部１５ａとが高周波的に結合されている。
したがって、入力側マイクロストリップ線路１４の入力端子１４ａに入力された高周波電力（本実施形態では、２ＧＨｚ帯の周波数を有する）は、該入力側マイクロストリップ線路１４と回転結合導体２１とを介して出力側マイクロストリップ線路１５の円弧状結合部１５ａに供給される。このとき、回転結合導体２１の線路状結合部２１ｂでの電力の反射は生じない。なぜなら、線路状結合部２１ｂは、４分の１波長変成器としての機能を持つ上記した負荷インピーダンス回路２２によって円弧状結合部１５ａとのインピーダンス整合が取れた状態にあるからである。 In the coupling circuit according to the present embodiment having the above-described configuration, the circular coupling portion 14b of the input-side microstrip line 14 and the circular coupling portion 21a of the rotary coupling conductor 21 are coupled in high frequency, and the line of the rotary coupling conductor 21 is also coupled. The coupling portion 21b and the arcuate coupling portion 15a of the output side microstrip line 15 are coupled in a high frequency manner.
Therefore, high-frequency power (having a frequency of 2 GHz band in the present embodiment) input to the input terminal 14 a of the input-side microstrip line 14 is output via the input-side microstrip line 14 and the rotary coupling conductor 21. It is supplied to the arcuate coupling portion 15 a of the side microstrip line 15. At this time, no power is reflected at the line-like coupling portion 21b of the rotary coupling conductor 21. This is because the line-shaped coupling portion 21b is in a state where impedance matching with the arc-shaped coupling portion 15a is achieved by the load impedance circuit 22 having a function as a quarter-wave transformer.

出力側マイクロストリップ線路１５は、円弧状結合部１５ａにおける線路状結合部２１ｂの結合部位において左右に分岐することになる。したがって、円弧状結合部１５ａに入力された高周波電力は、上記分岐点から一方の出力端子１５ｂに向う電力と他方の出力端子１５ｃに向う電力に分配される。なお、本実施形態における電力の分配比は１：１である。
上記出力端子１５ｂから出力される電力の位相量と上記出力端子１５ｃから出力される電力の位相量との差は、上記線路状結合部２１ｂの結合位置から出力端子１５ｂ、１５ｃに至る各線路の長さの差に対応する。そして、この線路の長さの差は、回転結合導体２１の回転位置に応じて変化することになる。 The output-side microstrip line 15 branches to the left and right at the coupling portion of the line-shaped coupling portion 21b in the arc-shaped coupling portion 15a. Therefore, the high-frequency power input to the arcuate coupling portion 15a is distributed to the power from the branch point toward one output terminal 15b and the power toward the other output terminal 15c. In this embodiment, the power distribution ratio is 1: 1.
The difference between the phase amount of the electric power output from the output terminal 15b and the phase amount of the electric power output from the output terminal 15c is the difference between the coupling position of the line-like coupling portion 21b and the output terminals 15b and 15c. Corresponds to the difference in length. The difference in the lengths of the lines changes depending on the rotational position of the rotary coupling conductor 21.

回転結合導体２１の回転によって変化される位相量は、出力側マイクロストリップ線路１５の円弧状結合部１５ａの実効誘電率εeffに比例する。
ここで、付加誘電体３０を使用しない比較例に係る結合回路について考察する。この比較例に係る結合回路の場合、上記円弧状結合部１５ａは、５０Ωの特性インピーダンスをもたすために、その線路幅ｗ１が４．４２ｍｍ（＝ｗ２）に設定される。この円弧状結合部１５ａは、実効誘電率εeffが２．１７、波長短縮率εeff^−０．５が０．６８であるので、周波数２．０４５ＧＨｚにおける線路長１ｍｍあたりの位相量が３．６１°になる。したがって、円弧状結合部１５ａの円弧半径を０．２４λ、回転結合導体２１の回転角度±θを±９０°とした場合の可変位相量は±２０４°となる。 The phase amount changed by the rotation of the rotary coupling conductor 21 is proportional to the effective dielectric constant εeff of the arc-shaped coupling portion 15 a of the output side microstrip line 15.
Here, a coupling circuit according to a comparative example in which the additional dielectric 30 is not used will be considered. In the case of the coupling circuit according to this comparative example, the arc-shaped coupling portion 15a has a line width w1 of 4.42 mm (= w2) in order to have a characteristic impedance of 50Ω. Since this arc-shaped coupling portion 15a has an effective dielectric constant εeff of 2.17 and a wavelength shortening rate εeff− ^0.5 of 0.68, the phase amount per 1 mm of the line length at a frequency of 2.045 GHz is 3.61 °. become. Therefore, the variable phase amount is ± 204 ° when the arc radius of the arcuate coupling portion 15a is 0.24λ and the rotation angle ± θ of the rotary coupling conductor 21 is ± 90 °.

これに対して、本実施形態に係る結合回路によれば、円弧状結合部１５ａが誘電体基板１０と該誘電体基板１０よりも高い誘電率を有する付加誘電体３０とによって挟まれるため、円弧状結合部１５ａの実効誘電率εeffが５．１５に、また、波長短縮率εeff^−０．５が０．４４になり、その結果、２．０４５ＧＨｚにおける線路長１ｍｍあたりの位相量が５．５７°になる。
したがって、上記と同様に、出力側マイクロストリップ線路１５の円弧半径を０．２４λ、回転結合導体２１の回転角度±θを±９０°とした場合、可変位相量が±３１５°となる。 On the other hand, according to the coupling circuit according to the present embodiment, since the arc-shaped coupling portion 15a is sandwiched between the dielectric substrate 10 and the additional dielectric 30 having a higher dielectric constant than the dielectric substrate 10, The effective permittivity εeff of the arc-shaped coupling portion 15a is 5.15, and the wavelength shortening rate εeff− ^0.5 is 0.44. As a result, the phase amount per 1 mm of the line length at 2.045 GHz is 5.57. It becomes °.
Therefore, similarly to the above, when the arc radius of the output-side microstrip line 15 is 0.24λ and the rotation angle ± θ of the rotary coupling conductor 21 is ± 90 °, the variable phase amount is ± 315 °.

このように、本実施形態に係る結合回路によれば、誘電体基板１０の誘電率よりも高い誘電率を有する付加誘電体３０を備えているので、出力側マイクロストリップ線路１５の実効誘電率が増大され、その結果、全体形状の大きさを変えることなく可変位相量を大きくすることができる。
付加誘電体３０は、その誘電率が誘電体基板１０の誘電率よりも高く設定されていれば、出力側マイクロストリップ線路１５の実効誘電率の増大をもたらす。したがって、この付加誘電体３０の誘電率の値は、上記実施形態の値２０に限定されず、２０以下であってもあるいは２０より大きくてもよい。そして、付加誘電体３０の誘電率を２０よりも高い値に設定すれば、上記した±３１５°よりも大きな可変位相量を得ることができる。
なお、本実施形態では、誘電体基板２０の誘電率を誘電体基板１０の誘電率の値２．６と同じ値に設定しているが、回転結合導体２１の設計に支障をきたさない範囲内であれば、２．６とは異なる値に設定してもよい。 Thus, according to the coupling circuit according to the present embodiment, since the additional dielectric 30 having a dielectric constant higher than that of the dielectric substrate 10 is provided, the effective dielectric constant of the output-side microstrip line 15 is increased. As a result, the variable phase amount can be increased without changing the size of the entire shape.
If the dielectric constant of the additional dielectric 30 is set higher than that of the dielectric substrate 10, the effective dielectric constant of the output-side microstrip line 15 is increased. Therefore, the value of the dielectric constant of the additional dielectric 30 is not limited to the value 20 in the above embodiment, and may be 20 or less or greater than 20. If the dielectric constant of the additional dielectric 30 is set to a value higher than 20, a variable phase amount larger than the above-described ± 315 ° can be obtained.
In the present embodiment, the dielectric constant of the dielectric substrate 20 is set to the same value as the dielectric constant value 2.6 of the dielectric substrate 10, but within a range that does not hinder the design of the rotary coupling conductor 21. If so, it may be set to a value different from 2.6.

上記のように付加誘電体３０は、円弧状結合部１５ａの実効誘電率を大きくするように作用する。したがって、誘電体基板１０の誘電率が小さい場合においても、付加誘電体３０の誘電率を適宜設定することにより、円弧状結合部１５ａに充分高い実効誘電率を持たすことが可能である。つまり、本実施形態に係る結合回路によれば、低誘電率の誘電体基板１０を使用することが可能であり、これは、次のような利点をもたらす。
すなわち、誘電体基板は、その誘電率が高いほど製作上における誘電率の誤差の範囲が大きくなる傾向を示す。低誘電率の誘電体基板１０を使用することが可能な本実施形態によれば、上記誘電率の誤差の影響による入力側マイクロストリップ線路１４の特性インピーダンス（５０Ω）のバラツキや、絶対位相量のバラツキ等が抑制されるため、ＶＳＷＲ（定在波比）特性などの電気特性の安定化や損失の低減を図ることが可能となり、これは量産性の向上に寄与する。 As described above, the additional dielectric 30 acts to increase the effective dielectric constant of the arcuate coupling portion 15a. Therefore, even when the dielectric constant of the dielectric substrate 10 is small, the arc-shaped coupling portion 15a can have a sufficiently high effective dielectric constant by appropriately setting the dielectric constant of the additional dielectric 30. That is, according to the coupling circuit according to the present embodiment, it is possible to use the dielectric substrate 10 having a low dielectric constant, which brings the following advantages.
That is, the dielectric substrate tends to have a larger range of error in dielectric constant in production as its dielectric constant is higher. According to the present embodiment in which the dielectric substrate 10 having a low dielectric constant can be used, variation in the characteristic impedance (50Ω) of the input side microstrip line 14 due to the influence of the dielectric constant error and the absolute phase amount can be reduced. Since variations and the like are suppressed, it is possible to stabilize electrical characteristics such as VSWR (standing wave ratio) characteristics and reduce loss, which contributes to improvement of mass productivity.

ところで、入力側マイクロストリップ線路１４の円形結合部１４ｂと回転結合導体２１の円形結合部２１ａ相互、および、回転結合導体２１の線路状結合部２１ｂと出力側マイクロストリップ線路１５の円弧状結合部１５ａ相互を機械的に接触させた場合、雑音の発生や相互変調の問題、耐久性の低下等を生じるおそれがある。
このため、本実施形態では、少なくとも誘電体基板２０の下面、もしくは、該下面が摺動する誘電体基板１０の上面を厚さ０．２ｍｍ程度の電気絶縁性の膜で被覆して上記した各要素相互の機械的接触を回避し、それによって信頼性の向上を図っている。
なお、上記被覆処理に際しては、その処理が各線路の特性インピーダンスに影響を与えないように被覆材の膜厚等を考慮することが望ましい。 By the way, the circular coupling portion 14b of the input-side microstrip line 14 and the circular coupling portion 21a of the rotary coupling conductor 21 and the arc-shaped coupling portion 15a of the line-shaped coupling portion 21b of the rotary coupling conductor 21 and the output-side microstrip line 15 are used. When they are brought into mechanical contact with each other, there is a risk of generating noise, intermodulation problems, lowering durability, and the like.
For this reason, in this embodiment, at least the lower surface of the dielectric substrate 20 or the upper surface of the dielectric substrate 10 on which the lower surface slides is covered with an electrically insulating film having a thickness of about 0.2 mm. Mechanical contact between elements is avoided, thereby improving reliability.
In the covering process, it is desirable to consider the film thickness of the covering material so that the process does not affect the characteristic impedance of each line.

図４は、本実施形態に係る結合回路のリターンロス特性を示す。また、図５の（ａ）および（ｂ）は、それぞれ本実施形態に係る結合回路の右側出力端子１６ｂおよび左側出力端子１６ｃ（図３参照）での通過損失特性を示す。なお、これらの特性は、回転結合導体２１が図３に示す０°位置にある状態で測定したものである。
図４において、周波数０．９４ｆ_０（１．９２ＧＨｚ）、周波数ｆ_０（２．０４５ＧＨｚ）および周波数１．０６ｆ_０（２．１７ＧＨｚ）での反射損失は、それぞれ−２３．４０７ｄＢ、−２３．６５６ｄＢおよび−１９．４０４ｄＢである。
また、図５（ａ）において、周波数０．９４ｆ_０、周波数ｆ_０および周波数１．０６ｆ_０での通過損失は、それぞれ−３．５９４５ｄＢ、−３．６７６４ｄＢおよび−３．５５４６ｄＢである。
さらに、図５（ｂ）において、周波数０．９４ｆ_０、周波数ｆ_０および周波数１．０６ｆ_０での通過損失は、それぞれ−３．５４６５ｄＢ、−３．６５６４ｄＢおよび−３．５２９８ｄＢである。
図４および図５に示すように、本実施形態に係る結合回路は、良好なリターンロス特性および通過損失特性を示す。 FIG. 4 shows the return loss characteristics of the coupling circuit according to this embodiment. 5A and 5B show the passage loss characteristics at the right output terminal 16b and the left output terminal 16c (see FIG. 3) of the coupling circuit according to the present embodiment, respectively. These characteristics are measured in a state where the rotary coupling conductor 21 is at the 0 ° position shown in FIG.
In FIG. 4, reflection losses at a frequency of 0.94f ₀ (1.92 GHz), a frequency f ₀ (2.045 GHz), and a frequency 1.06f ₀ (2.17 GHz) are −23.407 dB and −23.656 dB, respectively. And -19.404 dB.
Further, in FIG. 5A, the passage losses at the frequency of 0.94f ₀ , the frequency f ₀ and the frequency of 1.06f ₀ are −3.5945 dB, −3.6676 dB and −3.5546 dB, respectively.
Further, in FIG. 5B, the passage losses at the frequency 0.94f ₀ , the frequency f ₀ and the frequency 1.06f ₀ are −3.5465 dB, −3.6564 dB and −3.5298 dB, respectively.
As shown in FIGS. 4 and 5, the coupling circuit according to the present embodiment exhibits good return loss characteristics and passing loss characteristics.

図６において、実線および太点線は、本実施形態に係る結合回路の右側出力端子１６ｂおよび左側出力端子１６ｃでの位相変化量特性をそれぞれ示す。また、この図６において、一転鎖線および細点線は、付加誘電体３０を併用しない比較例に係る結合回路の右側出力端子１６ｂおよび左側出力端子１６ｃでの位相変化量特性をそれぞれ示す。なお、前記したように、比較例に係る結合回路では、円弧状結合部１５ａの線路幅ｗ１が４．４２ｍｍに設定される。
この図６から明らかなように、付加誘電体３０を使用する本実施形態に係る結合回路によれば、比較例に係る結合回路に比して大きな位相変化量を得ることができる。 In FIG. 6, the solid line and the thick dotted line indicate the phase change amount characteristics at the right output terminal 16b and the left output terminal 16c of the coupling circuit according to the present embodiment, respectively. In FIG. 6, the alternate long and short dashed lines and the thin dotted lines respectively indicate the phase variation characteristics at the right output terminal 16 b and the left output terminal 16 c of the coupling circuit according to the comparative example in which the additional dielectric 30 is not used together. As described above, in the coupling circuit according to the comparative example, the line width w1 of the arcuate coupling portion 15a is set to 4.42 mm.
As can be seen from FIG. 6, according to the coupling circuit according to this embodiment using the additional dielectric 30, a large amount of phase change can be obtained as compared with the coupling circuit according to the comparative example.

本実施形態に係る結合回路は、例えばアレーアンテナの各アンテナ素子の前段に配置して使用する。この場合、アレーアンテナの給電信号の位相を連続的に変化させて、該アレーアンテナからの放射のメインローブ方向を連続して変化させることが可能になる。 The coupling circuit according to the present embodiment is used by being disposed, for example, before each antenna element of the array antenna. In this case, it is possible to continuously change the main lobe direction of radiation from the array antenna by continuously changing the phase of the feeding signal of the array antenna.

本実施形態に係る結合回路における電力の分配比は１：１である。しかし、移動体通信に用いるアレーアンテナの指向性制御に適用する場合には、個々のアンテナ素子に給電される電力の振幅が必ずしも均一にならないので、所望の分配比の電力を取り出せる機能を上記結合回路に持たせることが望ましい。
図７に所望の分配比の電力を取り出せる機能を有した本発明に係る結合回路の実施形態を示す。
この結合回路において、誘電体基板２００および付加誘電体３００は、それぞれ図１に示す誘電体基板２０および付加誘電体３０に対応するものである。本実施形態の結合回路は、誘電体基板２００に設けられた回転結合導体２１０の構成および付加誘電体３００の切欠き部３１０の形状においてのみ、図１に示した結合回路と相違している。 The power distribution ratio in the coupling circuit according to the present embodiment is 1: 1. However, when applied to directivity control of an array antenna used for mobile communication, the amplitude of the power supplied to each antenna element is not necessarily uniform. It is desirable to have the circuit.
FIG. 7 shows an embodiment of a coupling circuit according to the present invention having a function of extracting power with a desired distribution ratio.
In this coupling circuit, the dielectric substrate 200 and the additional dielectric 300 correspond to the dielectric substrate 20 and the additional dielectric 30 shown in FIG. 1, respectively. The coupling circuit of this embodiment is different from the coupling circuit shown in FIG. 1 only in the configuration of the rotary coupling conductor 210 provided on the dielectric substrate 200 and the shape of the notch 310 of the additional dielectric 300.

回転結合導体２１０は、図１に示す円形結合部２１ａ、線路状結合部２１ｂおよび幅広部２１ｃに対応する円形結合部２１０ａ、線路状結合部２１０ｂおよび幅広部２１０ｃに加えて、金属箔からなる電力分配調整スタブ２１０ｄを備えている。
電力分配調整スタブ２１０ｄは、図８に示すように、回転結合導体２１０の長手軸線に沿う形態で線路状結合部２１０ｂから円形結合部２１ａ側に向かって延びている。この電力分配調整スタブ２１０ｄの長手軸線と回転結合導体２１０の長手軸線とのなす間隔Ｄは、λｇ／４以下に設定され、本実施形態では０．０５２λｇに設定されている。また、この電力分配調整スタブ２１０ｄの長さＬ２は、所望の電力分配比が得られるように適宜設定され、本実施形態では０．２９４λｇに設定されている。
付加誘電体３００の切欠き部３１０は、誘電体基板２００の外形に合致するように形成されている。 Rotation coupling conductor 210 includes a metal coupling in addition to circular coupling portion 210a, line-shaped coupling portion 210b and wide portion 210c corresponding to circular coupling portion 21a, line-shaped coupling portion 21b and wide portion 21c shown in FIG. A distribution adjustment stub 210d is provided.
As shown in FIG. 8, the power distribution adjustment stub 210 d extends from the line-shaped coupling portion 210 b toward the circular coupling portion 21 a in a form along the longitudinal axis of the rotary coupling conductor 210. The distance D between the longitudinal axis of the power distribution adjustment stub 210d and the longitudinal axis of the rotary coupling conductor 210 is set to λg / 4 or less, and is set to 0.052λg in this embodiment. Further, the length L2 of the power distribution adjustment stub 210d is appropriately set so as to obtain a desired power distribution ratio, and is set to 0.294λg in this embodiment.
The notch 310 of the additional dielectric 300 is formed so as to match the outer shape of the dielectric substrate 200.

本実施形態に係る結合回路によれば、線路状結合部２１０ｂを介して円弧状結合部１５ａに流入して出力端子１５ｃ側に向う電力の一部が上記分配調整スタブ２１０ｄによって反射される。この反射された電力は、出力端子１５ｂ側に向かって移動し、その結果、出力端子１５ｂに分配される電力が出力端子１５ｃに分配される電力よりも大きくなる。すなわち、本実施形態では、出力端子１５ｂに分配される電力と出力端子１５ｃに分配される電力の比が例えば２：１になる。 According to the coupling circuit according to the present embodiment, part of the electric power that flows into the arc-shaped coupling portion 15a via the line-shaped coupling portion 210b and travels toward the output terminal 15c is reflected by the distribution adjustment stub 210d. The reflected power moves toward the output terminal 15b, and as a result, the power distributed to the output terminal 15b becomes larger than the power distributed to the output terminal 15c. That is, in this embodiment, the ratio of the power distributed to the output terminal 15b and the power distributed to the output terminal 15c is, for example, 2: 1.

以上の説明から明らかなように、電力分配比は、電力分配調整スタブ２１０ｄによる電力の反射量に依存する。そして、この電力の反射量は、上記電力分配調整スタブ２１０ｄの配置距離Ｄおよび形状要素（長さＬ２並びに幅）によって規定される。それ故、本実施形態に係る結合回路によれば、上記電力分配調整スタブ２１０ｄの配置距離Ｄおよび／または形状要素の調整によって、所望の電力分配比を設定することが可能である。もちろん、本実施形態に係る結合回路は、前記実施形態に係る結合回路の利点を併せ持つ。
なお、上記電力分配調整スタブ２１０ｄは、回転結合導体２１０の長手軸線を基準として出力側マイクロストリップ線路１５の出力端子１５ｃ側に設けられているが、同線路１５の出力端子１５ｂ側に設けてもよい。 As is clear from the above description, the power distribution ratio depends on the amount of power reflected by the power distribution adjustment stub 210d. The amount of reflected power is defined by the arrangement distance D and the shape element (length L2 and width) of the power distribution adjustment stub 210d. Therefore, according to the coupling circuit according to the present embodiment, it is possible to set a desired power distribution ratio by adjusting the arrangement distance D and / or the shape element of the power distribution adjustment stub 210d. Of course, the coupling circuit according to the present embodiment also has the advantages of the coupling circuit according to the embodiment.
The power distribution adjustment stub 210d is provided on the output terminal 15c side of the output-side microstrip line 15 with respect to the longitudinal axis of the rotary coupling conductor 210, but may be provided on the output terminal 15b side of the line 15 as well. Good.

図９は、２分配された高周波電力を複数出力するように構成された本発明の実施形態を示す。
本実施形態に係る結合回路は、誘電体基板１０に出力側マイクロストリップ線路１５'を追加形成した点と、回転結合導体２１に線路状結合部２１ｂ'および幅広部２１ｃ'を追加形成した点において図１に示した結合回路と相違する。以下、この相違点のみについて説明する。 FIG. 9 shows an embodiment of the present invention configured to output a plurality of two distributed high frequency powers.
In the coupling circuit according to the present embodiment, the output-side microstrip line 15 ′ is additionally formed on the dielectric substrate 10, and the line-shaped coupling part 21 b ′ and the wide part 21 c ′ are additionally formed on the rotary coupling conductor 21. This is different from the coupling circuit shown in FIG. Only this difference will be described below.

出力側マイクロストリップ線路１５'は、入力側マイクロストリップ線路１４と出力側マイクロストリップ線路１５との間に形成され、該出力側マイクロストリップ線路１５の円弧状結合部１５ａおよび出力端子１５ｂ、１５ｃに対応する円弧状結合部１５ａ'および出力端子１５ｂ'、１５ｃ'を備えている。
この出力側マイクロストリップ線路１５'の線路幅は、出力側マイクロストリップ線路１５の線路幅に準じて設定されている。したがって、円弧状結合部１５ａ'は、誘電体基板１０と付加誘電体３０とによって挟まれた状態において５０Ωの特性インピーダンスを示す。 The output side microstrip line 15 ′ is formed between the input side microstrip line 14 and the output side microstrip line 15, and corresponds to the arcuate coupling portion 15 a and the output terminals 15 b and 15 c of the output side microstrip line 15. Arc-shaped coupling portion 15a ′ and output terminals 15b ′ and 15c ′.
The line width of the output side microstrip line 15 ′ is set according to the line width of the output side microstrip line 15. Therefore, the arcuate coupling portion 15 a ′ exhibits a characteristic impedance of 50Ω when sandwiched between the dielectric substrate 10 and the additional dielectric 30.

線路状結合部２１ｂ'は、円弧状結合部１５ａ'と結合し得る位置に設けられている。そして、この線路状結合部２１ｂ'は、誘電体基板１０と誘電体基板２０とによって挟まれた状態での円弧状結合部１５ａ'が５０Ωの特性インピーダンスを示すようにその大きさが設定されている。
線路状結合部２１ｂ'、幅広部２１ｃ'およびこれら間に介在する導体部分は、周知の４分の１波長変成器としての機能を有する負荷インピーダンス回路２２'を構成している。もちろん、この負荷インピーダンス回路２２'は、線路状結合部２１ｂ'と円弧状結合部１５ａ'とのインピーダンス整合をとるために設けられている。
以上の構成により、回転結合導体２１の回転位置によらず線路状結合部２１ｂ'と円弧状結合部１５ａ'とがインピーダンス整合され、かつ、円弧状結合部１５ａ'の特性インピーダンスが５０Ωに維持される。 The line-shaped coupling portion 21b ′ is provided at a position where it can be coupled to the arc-shaped coupling portion 15a ′. The line-shaped coupling portion 21b ′ is sized so that the arc-shaped coupling portion 15a ′ sandwiched between the dielectric substrate 10 and the dielectric substrate 20 exhibits a characteristic impedance of 50Ω. Yes.
The line-shaped coupling portion 21b ′, the wide portion 21c ′, and the conductor portion interposed therebetween constitute a load impedance circuit 22 ′ having a function as a well-known quarter wavelength transformer. Of course, this load impedance circuit 22 ′ is provided for impedance matching between the line-shaped coupling portion 21b ′ and the arc-shaped coupling portion 15a ′.
With the above configuration, the line-shaped coupling portion 21b ′ and the arc-shaped coupling portion 15a ′ are impedance-matched regardless of the rotational position of the rotary coupling conductor 21, and the characteristic impedance of the arc-shaped coupling portion 15a ′ is maintained at 50Ω. The

本実施形態に係る結合回路によれば、出力側マイクロストリップ線路１５の各出力端子１５ｂ、１５ｃから等分配された電力が出力され、同様に、出力側マイクロストリップ線路１５'の各出力端子１５ｂ'、１５ｃ'からも等分配された電力が出力される。そして、回転結合導体２１の回転操作に伴って、出力端子１５ｂ、１５ｃおよび１５ｂ'、１５ｃ'から出力される電力の位相が図６に例示したような形態で変化される。 According to the coupling circuit according to the present embodiment, the power equally distributed from the output terminals 15b and 15c of the output-side microstrip line 15 is output, and similarly, the output terminals 15b ′ of the output-side microstrip line 15 ′. , 15c ′ also outputs the equally distributed power. Then, as the rotary coupling conductor 21 is rotated, the phase of the power output from the output terminals 15b, 15c and 15b ′, 15c ′ is changed in the form illustrated in FIG.

なお、本実施形態に係る結合回路は、前記各実施形態の結合回路と同様に、少なくとも誘電体基板２０の下面、もしくは、該下面が摺動する誘電体基板１０の上面が厚さ０．２ｍｍ程度の電気絶縁性の膜で被覆される。
また、本実施形態に係る結合回路では、２つの出力側マイクロストリップ線路１５、１５'を設けているが、２つよりも多い出力側マイクロストリップ線路を備える結合回路を構成することも当然可能である。もちろんこの場合には、回転結合導体２１において個々の出力側マイクロストリップ線路に対応する線路状結合部および幅広部が設けられることになる。 Note that, in the coupling circuit according to the present embodiment, at least the lower surface of the dielectric substrate 20 or the upper surface of the dielectric substrate 10 on which the lower surface slides has a thickness of 0.2 mm, as in the coupling circuits of the above embodiments. It is covered with an electrically insulating film.
In the coupling circuit according to the present embodiment, two output-side microstrip lines 15 and 15 ′ are provided, but it is naturally possible to configure a coupling circuit including more than two output-side microstrip lines. is there. Of course, in this case, the rotary coupling conductor 21 is provided with a line-like coupling portion and a wide portion corresponding to each output-side microstrip line.

図９に示した実施形態においても、回転結合導体２１の線路状結合部２１ｂ、２１ｂ'に対して図８に例示した電力分配調整スタブ２１０ｄに相当する電力分配調整スタブ（図示せず）を付設することができる。
この場合、個々の電力分配調整スタブの配置距離（図８の距離Ｄ参照）および／または形状要素の調整によって、個々の出力側マイクロストリップ線路の各出力端子から出力される電力の分配比を任意に設定することができる。したがって、個々の出力側マイクロストリップ線路の各出力端子から出力される電力の分配比を全て同一もしくは相違させることや、特定の出力側マイクロストリップ線路の各出力端子から出力される電力の分配比を他の出力側マイクロストリップ線路の各出力端子から出力される電力の分配比と相違させることなどが可能である。 Also in the embodiment shown in FIG. 9, a power distribution adjustment stub (not shown) corresponding to the power distribution adjustment stub 210 d illustrated in FIG. 8 is attached to the line-like coupling portions 21 b and 21 b ′ of the rotary coupling conductor 21. can do.
In this case, the distribution ratio of the power output from each output terminal of the individual output-side microstrip line can be arbitrarily set by adjusting the arrangement distance of each individual power distribution adjustment stub (see distance D in FIG. 8) and / or the shape element. Can be set to Therefore, the distribution ratio of power output from each output terminal of each output-side microstrip line is all the same or different, or the distribution ratio of power output from each output terminal of a specific output-side microstrip line is It is possible to make it different from the distribution ratio of power output from each output terminal of the other output side microstrip line.

本発明に係る結合回路の一実施形態を示す分解斜視図である。It is a disassembled perspective view which shows one Embodiment of the coupling circuit which concerns on this invention. （ａ）は入力側マイクロストリップ線路および出力側マイクロストリップ線路の形状構成を示す平面図、（ｂ）および（ｃ）はそれぞれ回転結合導体および付加誘電体の形状構成を示す平面図である。(A) is a top view which shows the shape structure of an input side microstrip line and an output side microstrip line, (b) and (c) are top views which show the shape structure of a rotation coupling conductor and an additional dielectric, respectively. 図１に示す各要素を組み合わせた状態を示す平面図である。It is a top view which shows the state which combined each element shown in FIG. 本発明に係る結合回路のリターンロス特性を例示したグラフである。It is the graph which illustrated the return loss characteristic of the coupling circuit concerning the present invention. （ａ）および（ｂ）は、それぞれ本発明に係る結合回路における右側出力端子および左側出力端子での通過損失特性を例示したグラフである。(A) And (b) is the graph which illustrated the passage loss characteristic in the right output terminal and the left output terminal, respectively, in the coupling circuit concerning the present invention. 本発明に係る結合回路の位相変化特性と比較例に係る結合回路の位相変化特性とを例示したグラフである。It is the graph which illustrated the phase change characteristic of the coupling circuit which concerns on this invention, and the phase change characteristic of the coupling circuit which concerns on a comparative example. 回転結合導体に電力分配調整スタブを設けた本発明に係る結合回路の実施形態を示す分解斜視図である。It is a disassembled perspective view which shows embodiment of the coupling circuit which concerns on this invention which provided the power distribution adjustment stub in the rotation coupling conductor. 電力分配調整スタブの形状構成を示す平面図である。It is a top view which shows the shape structure of an electric power distribution adjustment stub. 複数の出力側マイクロストリップ線路を備えた本発明に係る結合回路の実施形態を示す分解斜視図である。It is a disassembled perspective view which shows embodiment of the coupling circuit which concerns on this invention provided with the some output side microstrip line.

Explanation of symbols

１０誘電体基板
１１入力側線路導体
１２出力側線路導体
１３接地導体
１４入力側マイクロストリップ線路
１４ａ入力端子
１４ｂ円形結合部
１５出力側マイクロストリップ線路
１５ａ円弧状結合部
１５ｂ、１５ｃ、１５ｂ'、１５ｃ' 出力端子
２０誘電体基板
２１、２１０回転結合導体
２１ａ、２１０ａ円形結合部
２１ｂ、２１ｂ'、２１０ｂ線路状結合部
２１ｃ、２１ｃ'、２１０ｃ幅広部
２２、２２' 負荷インピーダンス回路
３０、３００付加誘電体
３１，３１０切欠き部
４０支軸
２１０ｄスタブ DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Dielectric board | substrate 11 Input side line conductor 12 Output side line conductor 13 Ground conductor 14 Input side microstrip line 14a Input terminal 14b Circular coupling part 15 Output side microstrip line 15a Arc-shaped coupling part 15b, 15c, 15b ', 15c' Output terminal 20 Dielectric substrate 21, 210 Rotating coupling conductors 21a, 210a Circular coupling portions 21b, 21b ′, 210b Line-shaped coupling portions 21c, 21c ′, 210c Wide portions 22, 22 ′ Load impedance circuit 30, 300 Additional dielectric 31 , 310 Notch 40 Spindle 210d Stub

Claims

An input-side microstrip line formed on the first dielectric substrate and having an input terminal at one end;
An output-side microstrip line formed on the first dielectric substrate and having a first output terminal, a second output terminal, and an arcuate coupling portion interposed between the output terminals;
A rotationally coupled conductor formed on a second dielectric substrate and pivotally supported by a pivot that passes through the center of curvature of the arcuately coupled portion;
An additional dielectric that is added to the second dielectric substrate and rotates about the support shaft together with the second dielectric substrate;
The rotary coupling conductor has a first coupling portion coupled to the other end portion of the input-side microstrip line at the pivot support portion, and a second coupling portion coupled to the arc-shaped coupling portion,
The additional dielectric has a dielectric constant higher than that of the first dielectric substrate and covers a portion of the arcuate coupling portion excluding the coupling portion of the second coupling portion. Formed into
The size of the second coupling part is set so that the characteristic impedance of the coupling part in the arcuate coupling part is the same as the characteristic impedance of the part excluding the coupling part. Coupling circuit.

The rotationally coupled conductor is divided into four quarters from the second coupled part to the part that is closer to the first coupled part side by λg / 4 (λg is the wavelength of the operating frequency on the rotationally coupled conductor). 2. The coupling circuit according to claim 1, wherein a load impedance circuit having a function as a one-wavelength transformer is formed.

The additional dielectric has a notch portion, and the notch portion is fitted to the second dielectric substrate to constitute a disc-like rotating body that can rotate around the axis. 2. The coupling circuit according to claim 1, wherein the coupling circuit is formed.

The second coupling portion of the rotationally coupled conductor is a portion that is closer to the first output terminal side or the second output terminal side of the output-side microstrip line from the longitudinal center axis of the rotationally coupled conductor. 2. The coupling circuit according to claim 1, further comprising a power distribution adjustment stub.

5. The power distribution adjustment stub is provided at a distance equal to or less than λg / 4 (λg is a wavelength of a use frequency on the rotary coupling conductor) from a longitudinal central axis of the rotary coupling conductor. The coupling circuit described in 1.

2. The coupling circuit according to claim 1, wherein the first and second coupling portions of the rotary coupling conductor are coupled to each other via an electrically insulating film.

An input-side microstrip line formed on the first dielectric substrate and having an input terminal at one end;
Each of the first dielectric substrates has a first output terminal, a second output terminal, and an arcuate coupling portion interposed between the output terminals, and the arcuate coupling portions are different from each other. A plurality of output microstrip lines that are concentric and parallel to each other, and
A rotary coupling conductor formed on a second dielectric substrate and pivotally supported by a support shaft passing through a concentric position of each arcuate coupling portion;
An additional dielectric that is added to the second dielectric substrate and rotates about the support shaft together with the second dielectric substrate;
The rotary coupling conductor has a first coupling portion coupled to the other end portion of the input-side microstrip line at the pivot portion, and a plurality of second coupling portions coupled to the arc-shaped coupling portions, respectively. Have
The additional dielectric has a dielectric constant higher than a dielectric constant of the first dielectric substrate, and covers a portion excluding the coupling portion of each second coupling portion in each arc-shaped coupling portion. Formed as
The size of each of the second coupling portions is set so that the characteristic impedance of the coupling portion in the corresponding arc-shaped coupling portion is the same as the characteristic impedance of the portion excluding the coupling portion. Characteristic coupling circuit.

The rotationally coupled conductor is provided at a plurality of sites from each second coupled portion to a location close to the first coupled portion side by λg / 4 (λg is a wavelength of a use frequency on the rotationally coupled conductor). 8. The coupling circuit according to claim 7, wherein a load impedance circuit having a function as a quarter wavelength transformer is formed.

The additional dielectric has a notch portion, and the notch portion is fitted to the second dielectric substrate to constitute a disc-like rotating body that can rotate around the axis. The coupling circuit according to claim 7, wherein the coupling circuit is formed.

Each of the second coupling portions of the rotationally coupled conductor is located on a portion of the corresponding output-side microstrip line that is closer to the first output terminal side from the longitudinal center axis of the rotationally coupled conductor or on the second output terminal side. 8. The coupling circuit according to claim 7, further comprising a power distribution adjustment stub at each of the offset parts.

Each of the power distribution adjustment stubs is provided at a distance of λg / 4 (λg is a wavelength of a used frequency on the rotary coupling conductor) or less from a longitudinal central axis of the rotary coupling conductor. The coupling circuit according to 11.

2. The coupling circuit according to claim 1, wherein the first coupling portion and each second coupling portion of the rotary coupling conductor are coupled via an electrically insulating film.