JP4551432B2 - ダイバシティ受信装置およびダイバシティ受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing、直交周波数分割多重）変調信号を複数のブランチでダイバシティ受信した受信信号を復調するダイバシティ受信装置およびダイバシティ受信方法に関する。

近年、移動体通信、地上波デジタル放送、無線ＬＡＮ通信など、ワイアレス通信方式が普及してきており、伝送波の電波帯域の枯渇を防ぎ有効利用するために、ＯＦＤＭと呼ばれる電波多重方式が利用されるようになってきている。

このＯＦＤＭによって伝送されるＯＦＤＭシンボルは、伝送したいユーザデータを含む「有効シンボル」部分と、符号間干渉による影響を低減するための「ガードインターバル」部分とからなる。ガードインターバルは、「有効シンボル」の末尾の所定数のサンプルがコピーされ、「有効シンボル」の先頭に付加されたものである。

ところで、ワイアレス通信は、伝送路が無線であるために、伝送環境の影響を大きく受ける。従って、ワイアレス通信は、劣悪な伝送環境下で、伝送品質が劣化することを免れ得ない。ＯＦＤＭも無線通信である以上、このような伝送品質の劣化の問題があった。

そこで、かかる伝送品質の劣化を低減し、高品質の伝送品質を得るために、ＯＦＤＭの受信装置には、ダイバシティ方式と呼ばれる、複数のアンテナで受信した電波をそれぞれ異なるブランチで受信処理をおこなった複数の受信結果に基づいて、より高品位の受信結果を取得する方法が採用されてきた。

例えば、特許文献１〜３には、複数のブランチごとに受信波のＳＮ（Signal to Noise）比（またはＣＮ（Carrier to Noise）比）を算出し、ＳＮ比（またはＣＮ比）の大きさに応じて各ブランチの受信結果に重み付けして加算するダイバシティ受信装置が開示されている。このダイバシティ受信装置によれば、より良好な受信波の影響を大きく受けた受信結果を取得し、受信品質の向上を図ることが可能になる。

特開２００３−５１７６８号公報 特開２００６−２５３９１５号公報 特開平９−３１２６０２号公報

しかしながら、上記特許文献１〜３に代表される従来技術では、受信波に混入する特定周波数の雑音による影響を除去することができず、良好な受信結果を得ることが困難であった。

本発明は、上記問題点（課題）を解消するためになされたものであって、受信波に混入する特定周波数の雑音を除去し、受信結果の品質向上を図ることが可能になるダイバシティ受信装置およびダイバシティ受信方法を提供することを目的とする。

上述した問題を解決し、目的を達成するため、本発明は、ＯＦＤＭ変調信号を複数のブランチでダイバシティ受信した受信信号を復調するダイバシティ受信装置であって、前記ブランチのそれぞれにおいて、直交復調された前記受信信号からそれぞれ異なる周波数帯域を抽出する複数の信号抽出手段と、前記複数の信号抽出手段によって抽出された周波数帯域の受信信号の第Ｉ番目のシンボルの第ｉ番目のサンプルの信号出力をＳ（Ｉ，ｉ）、ｎを該第Ｉ番目のシンボルの第ｎ番目のサンプル番号、Ｎを該第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルのサンプル数Ｎ_ｇ未満の整数、Ｎ_ｕを有効シンボルのサンプル数とした場合に、次式で定義されるＸ（ｎ）

の該第Ｉ番目のシンボル内における最小値Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）を該周波数帯域ごとに求め、周波数が隣接する該周波数帯域の該Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）の差分をそれぞれ求め、この差分の分布に基づいて該受信信号の特定周波数における雑音を推定する特定周波数雑音推定手段と、前記特定周波数雑音推定手段によって推定された特定周波数における雑音に基づいて前記受信信号を補正する特定周波数雑音補正手段とを有することを特徴とする。

また、本発明は、ＯＦＤＭ変調信号を複数のブランチでダイバシティ受信した受信信号を復調するダイバシティ受信装置であって、前記ブランチのそれぞれにおいて、直交復調された前記受信信号からそれぞれ異なる周波数帯域を抽出する複数の信号抽出手段と、前記複数の信号抽出手段によって抽出された周波数帯域の受信信号のＳＮ比を該周波数帯域ごとに求め、周波数が隣接する該周波数帯域の該ＳＮ比の差分をそれぞれ求め、この差分の分布に基づいて該受信信号の特定周波数における雑音を推定する特定周波数雑音推定手段と、前記特定周波数雑音推定手段によって推定された特定周波数における雑音に基づいて前記受信信号を補正する特定周波数雑音補正手段とを有することを特徴とする。

また、本発明は、上記発明において、前記特定周波数雑音補正手段は、前記特定周波数雑音推定手段によって求められた前記差分の分布が線形になるように前記受信信号を補正することを特徴とする。

また、本発明は、ＯＦＤＭ変調信号を複数のブランチでダイバシティ受信した受信信号を復調するダイバシティ受信方法であって、前記ブランチのそれぞれにおいて、直交復調された前記受信信号からそれぞれ異なる周波数帯域を抽出する複数の信号抽出ステップと、前記複数の信号抽出ステップによって抽出された周波数帯域の受信信号の第Ｉ番目のシンボルの第ｉ番目のサンプルの信号出力をＳ（Ｉ，ｉ）、ｎを該第Ｉ番目のシンボルの第ｎ番目のサンプル番号、Ｎを該第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルのサンプル数Ｎ_ｇ未満の整数、Ｎ_ｕを有効シンボルのサンプル数とした場合に、次式で定義されるＸ（ｎ）

の該第Ｉ番目のシンボル内における最小値Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）を該周波数帯域ごとに求め、周波数が隣接する該周波数帯域の該Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）の差分をそれぞれ求め、この差分の分布に基づいて該受信信号の特定周波数における雑音を推定する特定周波数雑音推定ステップと、前記特定周波数雑音推定ステップによって求められた前記差分の分布が線形になるようにして前記受信信号の特定周波数における雑音を補正する特定周波数雑音補正ステップとを含んだことを特徴とする。

また、本発明は、ＯＦＤＭ変調信号を複数のブランチでダイバシティ受信した受信信号を復調するダイバシティ受信方法であって、前記ブランチのそれぞれにおいて、直交復調された前記受信信号からそれぞれ異なる周波数帯域を抽出する複数の信号抽出ステップと、前記複数の信号抽出ステップによって抽出された周波数帯域の受信信号のＳＮ比を該周波数帯域ごとに求め、周波数が隣接する該周波数帯域の該ＳＮ比の差分をそれぞれ求め、この差分の分布に基づいて該受信信号の特定周波数における雑音を推定する特定周波数雑音推定ステップと、前記特定周波数雑音推定ステップによって求められた前記差分の分布が線形になるようにして前記受信信号の特定周波数における雑音を補正する特定周波数雑音補正ステップとを有することを特徴とする。

本発明によれば、ダイバシティ受信装置およびダイバシティ受信方法において、受信信号の特定周波数の雑音を除去し、良好な受信結果を得ることが可能になるという効果を奏する。

また、本発明によれば、ダイバシティ受信装置およびダイバシティ受信方法において、受信信号の特定周波数の雑音の特性に基づいて、容易に特定周波数の雑音を除去し、良好な受信結果を得ることが可能になるという効果を奏する。

以下に添付図面を参照し、本発明のダイバシティ受信装置およびダイバシティ受信方法にかかる実施例を詳細に説明する。なお、以下においてＳＮ比とは、信号対雑音比（Signal to Noise Ratio）であるが、信号を搬送波とした場合には、搬送波対雑音比（Carrier to Noise ratio、ＣＮ比）と呼ばれる。特に、信号がデジタル信号である場合には、ＣＮ比と呼ばれる。また、以下に示す実施例のダイバシティ受信装置は、ダイバシティ受信した受信信号を最大合成比（Maximum Ratio Combining）によって合成するＭＲＣダイバシティ受信装置である。

先ず、実施例にかかるダイバシティ受信装置の構成について説明する。図１は、実施例にかかるダイバシティ受信装置の構成を示す機能ブロック図である。同図に示すように、実施例にかかるダイバシティ受信装置１０は、ＯＦＤＭ変調信号をダイバシティ受信するために、例えば、第１ブランチ１００ａ、第２ブランチ２００ａ（図示省略）、第３ブランチ３００ａ（図示省略）、第４ブランチ４００ａの４つのブランチを有する。なお、第１ブランチ１００ａ〜第４ブランチ４００ａの構成は同一であるので、第１ブランチ１００ａに代表させて説明をおこなう。また、ブランチの数は、第１ブランチ１００ａ〜第４ブランチ４００ａの４つに限定されず、複数であればいずれも可である。

第１ブランチ１００ａでは、アンテナ１０８を介してチューナー部１０１が受信したＯＦＤＭ変調信号を、ＡＤ変換部１０２がアナログ信号からデジタル信号へと変換する。直交復調部１０３によって、デジタル信号へと変換されたＯＦＤＭ変調信号から、例えば４分の１だけ位相をずらして、ＩチャネルとＱチャネルとの複素ベースバンド信号が検波される。

直交復調部１０３によって検波された複素ベースバンド信号は、位相差補正部１０４、第１ローパスフィルタ部１０５ａ、第２ローパスフィルタ部１０５ｂ、第３ローパスフィルタ部１０５ｃ、第４ローパスフィルタ部１０５ｄ、第５ローパスフィルタ部１０５ｅへと並列に入力される。なお、ローパスフィルタ部の数は、第１ローパスフィルタ部１０５ａ〜第５ローパスフィルタ部１０５ｅの５つに限定されず、複数であればいずれも可である。

位相差補正部１０４は、複素ベースバンド信号に含まれる遅延波およびゴースト波に基づいて、該複素ベースバンド信号の位相差を補正する位相差補正信号を算出し、この位相差補正信号で補正した複素ベースバンド信号を後段の合成部５００へと受け渡す。

第１ローパスフィルタ部１０５ａは、複素ベースバンド信号から第１の特定周波数の信号をカットオフして、第１ＳＮ比算出部１０６ａへと受け渡す。同様に、第２ローパスフィルタ部１０５ｂは、複素ベースバンド信号から第２の特定周波数の信号をカットオフして、第２ＳＮ比算出部１０６ｂへと受け渡し、第３ローパスフィルタ部１０５ｃは、複素ベースバンド信号から第３の特定周波数の信号をカットオフして、第３ＳＮ比算出部１０６ｃへと受け渡し、第４ローパスフィルタ部１０５ｄは、複素ベースバンド信号から第４の特定周波数の信号をカットオフして、第４ＳＮ比算出部１０６ｄへと受け渡し、第５ローパスフィルタ部１０５ｅは、複素ベースバンド信号から第５の特定周波数の信号をカットオフして、第５ＳＮ比算出部１０６ｅへと受け渡す。ここで、第１の特定周波数＜第２の特定周波数＜第３の特定周波数＜第４の特定周波数＜第５の特定周波数である。

第１ＳＮ比算出部１０６ａ〜第５ＳＮ比算出部１０６ｅは、第１ブランチ１００ａにおいて、第１ローパスフィルタ部１０５ａ〜第５ローパスフィルタ部１０５ｅごとに設けられる複数のＳＮ比算出部である。各ローパスフィルタ部によってカットオフされた複素ベースバンド信号からの時間信号のガードインターバルを利用して、ローパスフィルタ部ごとのＳＮ比を算出する。

ローパスフィルタ部ごとのＳＮ比は、次のようにして算出される。すなわち、受信信号の第Ｉ番目のシンボルの第ｉ番目のサンプルの信号出力をＳ（Ｉ，ｉ）、ｎを該第Ｉ番目のシンボルの第ｎ番目のサンプル番号、Ｎを該第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルのサンプル数Ｎ_ｇ未満であるサンプル数を示す移動平均幅、Ｎ_ｕを有効シンボルのサンプル数とした場合に、先ず、次式で定義されるＸ（ｎ）を算出する。

この第Ｉ番目のシンボル内における最大値をＮ_ｍａｘ（Ｉ）、最小値をＮ_ｍｉｎ（Ｉ）とし、第Ｉ番目のシンボルのＳＮ比ＳＮ（Ｉ）を次式に基づき算出する。Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）は、ローパスフィルタによってカットオフされた特定周波数の雑音成分である。ＳＮ（Ｉ）の算出の概要は、図２に示すとおりである。

なお、ＳＮ比算出方法は、次式による従来方法によってもよい。すなわち、先ず、次式によってＮ（Ｉ）を求める。ここで、“Ｉ”は、上記と同様に、受信信号の第Ｉ番目のシンボルをあらわす。

次に、次式によってＳ（Ｉ）を求める。

（５）式によって求められたＮ（Ｉ）および（６）式によって求められたＳ（Ｉ）から、次式によって、受信信号の第Ｉ番目のシンボルのＳＮ比であるＳＮ（Ｉ）を算出する。

また、第１ブランチ１００ａは、特定周波数ノイズ補正部１０７を有する。特定周波数ノイズ補正部１０７は、第１ＳＮ比算出部１０６ａ〜第５ＳＮ比算出部１０６ｅによって、上記（２）式に基づき算出された特定周波数ごとの各Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）に基づいて特定周波数のノイズを推定し、この影響を排除して、後段の合成部５００によって加重合成される入力信号がより復調が容易となるようにする。

例えば、第１ローパスフィルタ部１０５ａをＬＰ１、第２ローパスフィルタ部１０５ｂをＬＰ２、第３ローパスフィルタ部１０５ｃをＬＰ３、第４ローパスフィルタ部１０５ｄをＬＰ４、第５ローパスフィルタ部１０５ｅをＬＰ５と略記することにすると、“ＬＰ１によりカットオフされた複素ベースバンド信号のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）”＜“ＬＰ２によりカットオフされた複素ベースバンド信号のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）”＜“ＬＰ３によりカットオフされた複素ベースバンド信号のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）”＜“ＬＰ４によりカットオフされた複素ベースバンド信号のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）”＜“ＬＰ５によりカットオフされた複素ベースバンド信号のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）”となり、かつこれらのＮ_ｍｉｎ（Ｉ）の値は比例関係にある。

すなわち、複素ベースバンド信号に特定周波数ノイズがない場合には、図３−１に示すように、“ＬＰ２によりカットオフされた複素ベースバンド信号のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）”と“ＬＰ１によりカットオフされた複素ベースバンド信号のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）”との差分ＬＰ２−ＬＰ１、“ＬＰ３によりカットオフされた複素ベースバンド信号のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）”と“ＬＰ２によりカットオフされた複素ベースバンド信号のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）”との差分ＬＰ３−ＬＰ２、“ＬＰ４によりカットオフされた複素ベースバンド信号のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）”と“ＬＰ３によりカットオフされた複素ベースバンド信号のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）”との差分ＬＰ４−ＬＰ３、“Ｌ５によりカットオフされた複素ベースバンド信号のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）”と“ＬＰ４によりカットオフされた複素ベースバンド信号のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）”との差分ＬＰ５−ＬＰ４はすべて同一の値となることから、各Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）をプロットして補完したグラフの傾きは一定となる。

しかし、複素ベースバンド信号に特定周波数ノイズがある場合には、図３−２に示すように、ＬＰ２−ＬＰ１、ＬＰ３−ＬＰ２、ＬＰ４−ＬＰ３、ＬＰ５−ＬＰ４はすべて同一の値とはならず、各Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）をプロットして補完したグラフの傾きは一定ではない。図３−２の例では、ＬＰ３−ＬＰ２が他の差分に比べて多いことから、ＬＰ２のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）とＬＰ３のＮ_ｍｉｎ（Ｉ）とを補完した直線の傾きが、他のローパスフィルタのＮ_ｍｉｎ（Ｉ）の補完直線の傾きよりも大きくなっている。これによって、図３−３に示すように、第２ローパスフィルタ部１０５ｂによってカットオフされた複素ベースバンド信号に特定周波数ノイズがあることが推定される。

特定周波数ノイズ補正部１０７は、このようにして推定された複素ベースバンド信号の特定周波数ノイズを補正する。例えば、図３−２に示すように、ＬＰ３−ＬＰ２の突出した値は、他のＬＰ２−ＬＰ１、ＬＰ４−ＬＰ３、ＬＰ５−ＬＰ４の値から除外可能である。この様にして突出部分が除外されたＬＰ３−ＬＰ２の値によって、複素ベースバンド信号の特定周波数ノイズを補正することが可能になる。

さらに、特定周波数ノイズ補正部１０７は、特定周波数ノイズが除去された場合のＳＮ比を上記（４）式または（７）式に基づいて算出し、これを第１ブランチ１００ａにおけるＳＮ比とする。このように特定周波数ノイズが補正（除去）された複素ベースバンド信号および特定周波数ノイズが除去された場合のＳＮ比が、後段の合成部５００へと受け渡される。

なお、以上の様にして、第１ブランチ１００ａから合成部５００へ、位相差補正信号に基づき位相差が補正された複素ベースバンド信号および特定周波数ノイズが補正された複素ベースバンド信号のＳＮ比が受け渡されるが、同様に、第２ブランチ２００ａ〜第４ブランチ４００ａから合成部５００へ、位相差補正信号に基づき位相差が補正された複素ベースバンド信号および各ブランチで特定周波数ノイズが補正された複素ベースバンド信号のＳＮ比が受け渡されることとなる。

合成部５００は、各ブランチで位相差補正信号に基づき補正された複素ベースバンド信号を、それぞれのＳＮ比に応じて重み付けして入力信号を合成する。

ＦＦＴ部６００は、合成部５００によって合成された入力信号に対して高速フーリエ変換処理（Fast Fourier Transform）を施し、この高速フーリエ変換されたＳＩが、復調部７００によって復調され、デジタル信号が出力されることとなる。

次に、図１に示したダイバシティ受信装置を、デジタルテレビジョン受信装置に適用した適用例を説明する。図４は、図１に示したダイバシティ受信装置を、デジタルテレビジョン受信装置に適用した適用例を示すブロック図である。

同図に示すように、デジタルテレビジョン受信装置８００内において、ダイバシティ受信装置１０からバックエンド装置８０１へと、受信波に基づくデジタル信号が入力される。バックエンド装置８０１は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）８０１ａと、ビデオバッファ８０１ｂと、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）＋ＶＣＸＯ（Voltage Controlled Xtal Oscillator）８０１ｃとを有する。ＤＡＣは、デジタル信号をアナログ信号へと変換するデジタル・アナログ変換回路であり、ＶＣＸＯは、電圧によって周波数を変化可能な水晶発振器である。よって、ＤＡＣ＋ＶＣＸＯ８０１ｃは、水晶発振器によって制御されるデジタル・アナログ変換回路である。

なお、ダイバシティ受信装置１０内の各制御回路およびＤＳＰ８０１ａは、所定のＩＩＣ（Inter-IC）バス（図示せず）を介して、ＤＡＣ＋ＶＣＸＯ８０１ｃの水晶発振器によって同期制御・クロック制御される。また、ＤＡＣ＋ＶＣＸＯ８０１ｃは、ＤＳＰ８０１ａから、所定のＩＩＣバスを介して、同期制御信号を受け渡される。

ＤＳＰ８０１ａは、Ｈ．２６４、ＭＰＥＧ（Moving Picture Expert Group）−２などの動画圧縮規格に基づく動画のデジタル信号を復調し、ＡＡＣ（Advanced Audio Coding）などの音声圧縮規格に基づく音声のデジタル信号を復調する。また、バックエンド装置８０１の全体制御をおこなう。

また、ＤＳＰ８０１ａは、所定のディスプレイに表示されるデジタルテレビジョン受信装置８００の操作画面を制御するＯＳＤ（On-Screen Display）機能を有する。また、ＤＳＰ８０１ａは、動画データのエンコードをおこない、音声データのパルス幅変調（ＰＷＭ、Pulse Width Modulation）をおこなう。

なお、ＤＳＰ８０１ａは、所定のインターフェースを介してホストコンピュータと接続されている。ホストコンピュータは、前述のＯＳＤ機能を使用してデジタルテレビジョン受信装置８００における動画および／または音声の選択をおこなう操作画面の表示制御をおこない、この操作画面から受け付けられた操作の情報をＤＳＰ８０１ａへと受け渡す。

また、ＤＳＰ８０１ａは、エンコードされた動画データを、ビデオバッファ８０１ｂへ一時的に展開し、所定のインターフェースを介して、ＮＴＳＣ（National Television Standards Committee）のアナログ信号でディスプレイ装置（図示せず）へと受け渡す。さらに、ＤＳＰ８０１ａは、パルス幅変調された音声データを、ＤＡＣ＋ＶＣＸＯ８０１ｃへと受け渡す。

ＤＡＣ＋ＶＣＸＯ８０１ｃは、ＤＳＰ８０１ａから受け渡された音声データを、デジタル信号からアナログ信号へと変換し、ＬチャネルおよびＲチャネルに分離してそれぞれのインターフェースからスピーカ装置（図示せず）へと出力する。

実施例のダイバシティ受信装置１０を、上記のようなデジタルテレビジョン受信装置８００に適用することによって、受信波に含まれる特定周波数の雑音（ノイズ）を受信信号レベルで除去することが可能になり、受信波に基づく鮮明な画像を表示させ、鮮明な音声を出力させることが可能になる。

以上、実施例を説明したが、これに限られるものではなく、特許請求の範囲に記載した技術的思想の範囲内で、更に種々の異なる実施例で実施されてもよいものである。また、実施例に記載した効果は、これに限定されるものではない。

上記実施例では、ローパスフィルタを使用することとしているが、これに限らず、バンドパスフィルタを使用してもよい。また、周波数ごとにカットオフされた受信信号の第Ｉ番目のシンボル内における最小値Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）の該周波数ごとの分布に基づいて特定周波数ノイズを除去することとした。しかし、これに限らず、Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）に代えてＳＮ比ＳＮ（Ｉ）を使用してもよい。ただし、この場合、カットオフされた周波数に対するＳＮ比の増加は、Ｓ（Ｉ）の周波数特性を反映したものとなる。その場合も、Ｓ（Ｉ）の周波数特性が予め分かっていれば、その周波数特性からの差異を算出することによって、受信信号の特定周波数ノイズの補正が可能になる。

また、上記実施例において説明した各処理のうち、自動的におこなわれるものとして説明した処理の全部または一部を手動的におこなうこともでき、あるいは、手動的におこなわれるものとして説明した処理の全部または一部を公知の方法で自動的におこなうこともできる。この他、上記実施例で示した処理手順、制御手順、具体的名称、各種のデータやパラメータを含む情報については、特記する場合を除いて任意に変更することができる。

また、図示した各装置の各構成要素は機能概念的なものであり、必ずしも物理的に図示のように構成されていることを要しない。すなわち、各装置の分散・統合の具体的形態は図示のものに限られず、その全部または一部を、各種の負荷や使用状況などに応じて、任意の単位で機能的または物理的に分散・統合して構成することができる。

さらに、各装置にて行なわれる各処理機能は、その全部または任意の一部が、ＣＰＵ（Central Processing Unit）（またはＭＰＵ（Micro Processing Unit）、ＭＣＵ（Micro Controller Unit）などのマイクロ・コンピュータ）および当該ＣＰＵ（またはＭＰＵ、ＭＣＵなどのマイクロ・コンピュータ）にて解析実行されるプログラムにて実現され、あるいは、ワイヤードロジックによるハードウェアとして実現されてもよい。

本発明は、ダイバシティ受信装置およびダイバシティ受信方法において、受信波に混入する特定周波数の雑音を除去し、受信結果の品質向上を図りたい場合に有用である。

実施例にかかるダイバシティ受信装置の構成を示す機能ブロック図である。 実施例にかかるＳＮ比算出方法を説明するための説明図である。 実施例において特定周波数ノイズの影響がない場合の例を示す図である。 実施例にかかる特定周波数ノイズの影響を排除する方法を説明するための説明図である。 実施例において推定された特定周波数ノイズ示すための図である。 実施例にかかるダイバシティ受信装置を適用したデジタルテレビジョン受信装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１０ ダイバシティ受信装置
１００ａ、１００ｂ 第１ブランチ
２００ａ、２００ｂ 第２ブランチ
３００ａ、３００ｂ 第３ブランチ
４００ａ、４００ｂ 第４ブランチ
１０１ チューナー部
１０２ ＡＤ変換部
１０３ 直交復調部
１０４ 位相差補正部
１０５ａ 第１ローパスフィルタ部
１０５ｂ 第２ローパスフィルタ部
１０５ｃ 第３ローパスフィルタ部
１０５ｄ 第４ローパスフィルタ部
１０５ｅ 第５ローパスフィルタ部
１０６ａ 第１ＳＮ比算出部
１０６ｂ 第２ＳＮ比算出部
１０６ｃ 第３ＳＮ比算出部
１０６ｄ 第４ＳＮ比算出部
１０６ｅ 第５ＳＮ比算出部
１０７ 特定周波数ノイズ補正部
１０８、２０８、３０８、４０８ アンテナ
５００ 合成部
６００ ＦＦＴ部
７００ 復調部
８００ デジタルテレビジョン受信装置
８０１ バックエンド装置
８０１ａ ＤＳＰ
８０１ｂ ビデオバッファ
８０１ｃ ＤＡＣ＋ＶＣＸＯ

Claims (5)

1. ＯＦＤＭ変調信号を複数のブランチでダイバシティ受信した受信信号を復調するダイバシティ受信装置であって、
   前記ブランチのそれぞれにおいて、直交復調された前記受信信号からそれぞれ異なる周波数帯域を抽出する複数の信号抽出手段と、
   前記複数の信号抽出手段によって抽出された周波数帯域の受信信号の第Ｉ番目のシンボルの第ｉ番目のサンプルの信号出力をＳ（Ｉ，ｉ）、ｎを該第Ｉ番目のシンボルの第ｎ番目のサンプル番号、Ｎを該第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルのサンプル数Ｎ_ｇ未満の整数、Ｎ_ｕを有効シンボルのサンプル数とした場合に、次式で定義されるＸ（ｎ）
   

   

   の該第Ｉ番目のシンボル内における最小値Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）を該周波数帯域ごとに求め、周波数が隣接する該周波数帯域の該Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）の差分をそれぞれ求め、この差分の分布に基づいて該受信信号の特定周波数における雑音を推定する特定周波数雑音推定手段と、
   前記特定周波数雑音推定手段によって推定された特定周波数における雑音に基づいて前記受信信号を補正する特定周波数雑音補正手段と
   を有することを特徴とするダイバシティ受信装置。
2. ＯＦＤＭ変調信号を複数のブランチでダイバシティ受信した受信信号を復調するダイバシティ受信装置であって、
   前記ブランチのそれぞれにおいて、直交復調された前記受信信号からそれぞれ異なる周波数帯域を抽出する複数の信号抽出手段と、
   前記複数の信号抽出手段によって抽出された周波数帯域の受信信号のＳＮ比を該周波数帯域ごとに求め、周波数が隣接する該周波数帯域の該ＳＮ比の差分をそれぞれ求め、この差分の分布に基づいて該受信信号の特定周波数における雑音を推定する特定周波数雑音推定手段と、
   前記特定周波数雑音推定手段によって推定された特定周波数における雑音に基づいて前記受信信号を補正する特定周波数雑音補正手段と
   を有することを特徴とするダイバシティ受信装置。
3. 前記特定周波数雑音補正手段は、前記特定周波数雑音推定手段によって求められた前記差分の分布が線形になるように前記受信信号を補正することを特徴とする請求項１または２に記載のダイバシティ受信装置。
4. ＯＦＤＭ変調信号を複数のブランチでダイバシティ受信した受信信号を復調するダイバシティ受信方法であって、
   前記ブランチのそれぞれにおいて、直交復調された前記受信信号からそれぞれ異なる周波数帯域を抽出する複数の信号抽出ステップと、
   前記複数の信号抽出ステップによって抽出された周波数帯域の受信信号の第Ｉ番目のシンボルの第ｉ番目のサンプルの信号出力をＳ（Ｉ，ｉ）、ｎを該第Ｉ番目のシンボルの第ｎ番目のサンプル番号、Ｎを該第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルのサンプル数Ｎ_ｇ未満の整数、Ｎ_ｕを有効シンボルのサンプル数とした場合に、次式で定義されるＸ（ｎ）
   

   

   の該第Ｉ番目のシンボル内における最小値Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）を該周波数帯域ごとに求め、周波数が隣接する該周波数帯域の該Ｎ_ｍｉｎ（Ｉ）の差分をそれぞれ求め、この差分の分布に基づいて該受信信号の特定周波数における雑音を推定する特定周波数雑音推定ステップと、
   前記特定周波数雑音推定ステップによって求められた前記差分の分布が線形になるようにして前記受信信号の特定周波数における雑音を補正する特定周波数雑音補正ステップと
   を含んだことを特徴とするダイバシティ受信方法。
5. ＯＦＤＭ変調信号を複数のブランチでダイバシティ受信した受信信号を復調するダイバシティ受信方法であって、
   前記ブランチのそれぞれにおいて、直交復調された前記受信信号からそれぞれ異なる周波数帯域を抽出する複数の信号抽出ステップと、
   前記複数の信号抽出ステップによって抽出された周波数帯域の受信信号のＳＮ比を該周波数帯域ごとに求め、周波数が隣接する該周波数帯域の該ＳＮ比の差分をそれぞれ求め、この差分の分布に基づいて該受信信号の特定周波数における雑音を推定する特定周波数雑音推定ステップと、
   前記特定周波数雑音推定ステップによって求められた前記差分の分布が線形になるようにして前記受信信号の特定周波数における雑音を補正する特定周波数雑音補正ステップと
   を有することを特徴とするダイバシティ受信方法。

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