JP4569019B2 - Array antenna - Google Patents

Description

【００１０】
ここで、ｆ_h とｆ_l はそれぞれアンテナの通過帯域の最大と最小周波数を示す。
【００１１】
広帯域アレイは、５０パーセント程度に達するＦＢのために設計され、また、ＦＢが５０から２００パーセントにもなる超広帯域アレイは提案されている。広帯域または超広帯域アレイは、到来信号のすべての周波数成分に対して同じアンテナ素子間隔を用いる。入力波の最大周波数に応じて素子間の間隔ｄが決定される。均一な一次元線形アレイにおいて、素子間隔ｄは次のように書ける。
【００１２】
【数２】

【００１３】
ここで、ｃは信号の伝搬速度である。従来の広帯域アンテナアレイは空間フィルタリングと時間フィルタリングとの結合を用いる。アンテナの各ブランチにおいて、タップ付き遅延線（ＴＤＬ）フィルタまたは再帰型フィルタは各素子に周波数に応じて変化する位相応答をもたらす。その結果、時間的信号処理によって、高周波成分と低周波成分による位相シフトが等化される。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＲＦ（Radio Frequency ）信号、例えば、移動通信システムの信号を送信または受信するマルチ広帯域の特性を持ち、構造が簡単で、かつ将来のＷＣＤＭＡ応用に適応できる複数の通過帯域を持つアレイアンテナを提供することにある。
【００１５】
上記目的を達成するため、本発明は、第１の方向にＮ個、該第１の方向と異なる第２の方向にＭ個がアレイ状に配置されたＮ×Ｍ個のアンテナ素子と、各アンテナ素子に接続されている乗算器とを有するアレイアンテナを提供する。上記第１と第２の方向における上記素子間の間隔をそれぞれｄ₁ とｄ₂ と仮定し、上記各乗算器の係数をＣ_n1n2とし、ωを角周波数とし、θを到来角度とし、ｃを伝播速度とし、二つの変数ｆ₁ とｆ₂ をｆ₁ ＝ｆｄ₁ ｓｉｎθ／ｃ、ｆ₂ ＝ｆｄ₂ ｃｏｓθ／ｃと定義すると、アレイアンテナの応答Ｈ（ｆ１，ｆ２）は次のように与えられ、

Ｇ_a （ｆ₁ ，ｆ₂ ）は周波数と到来角度に依存する各アンテナ素子の利得であり、所望の周波数帯域及び到来角度に応じてｆ₁ −ｆ₂ 平面に応答Ｈ（ｆ₁ ，ｆ₂ ）の所望の点を設定し、Ｈ（ｆ₁ ，ｆ₂ ）／Ｇ_a （ｆ₁ ，ｆ₂ ）に対して逆フーリエ変換を行うと、各乗算器の係数Ｃ_n1n2が得られる。
【００１６】
また、本発明では、好適には、上記アレイアンテナのビーム幅を制御するため低域通過フィルタ特性を持つ関数が上記応答Ｈ（ｆ₁ ，ｆ₂ ）に適用される。
【００１７】
また、本発明では、好適には、ビームの向きに応じて上記関数のパラメータを選択することで、上記アレイアンテナのビーム幅が所定の値に設計される。
【００１８】
また、本発明では、好適には、上記応答Ｈ（ｆ₁ ，ｆ₂ ）の点を上記ｆ₁ −ｆ₂ 平面において対称的に設定し、上記乗算器に実数の係数Ｃ_n1n2を与える。
【００１９】
また、本発明では、好適には、所定の最大値と最小値に応じて上記第１の方向と第２の方向におけるアンテナ素子の数が設計される。
【００２０】
さらに、本発明では、好適には、上記各乗算器の係数Ｃ_n1n2はＨ（ｆ₁ ，ｆ₂）／Ｇ_a （ｆ₁ ，ｆ₂ ）に対する２次元逆離散フーリエ変換で得られる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係るアレイアンテナの一実施形態を示す図であり、アレイアンテナにおけるＮ₁ ×Ｎ₂ 個の素子のための線形かつ一様な矩形構造を示している。図示のように、各アンテナ素子は符号Ｅ（ｎ₁ ，ｎ₂ ）で表記され、ここで、０≦ｎ₁ ≦Ｎ₁ −１、かつ０≦ｎ₂ ≦Ｎ₂ −１であり、すべてのアンテナ素子は周波数に依存する等しい利得を有する。信号の到来方向はそれぞれ方位角θ及び仰角ψによって決まる。
【００２２】
多くの実例と同様、基地局のアンテナアレイに対する到来信号の仰角がほとんど定数であると仮定し、また、一般性を失うことなく仰角がψ＝９０度と考えられる。アレイアンテナの素子がＮ₁ とＮ₂ の方向において、それぞれｄ₁ とｄ₂の間隔で配置されている。ここで、素子Ｅ（ｎ₁ ，ｎ₂ ）（ｎ₁ ＝０，ｎ₂ ＝０）を位相基準点と仮定し、即ち、アンテナ素子Ｅ（０，０）を位相基準素子と仮定すると、符号Ｅ（ｎ₁ ，ｎ₂ ）で表す素子の信号の位相が次のように書かれる。
【００２３】
【数３】

【００２４】
ｆは周波数変数である。ここで、到来信号の仰角ψが小さく、かつほとんど等しいと仮定すれば、この研究において仰角ψの影響を無視することができる。図１に示すように、各アンテナ素子がそれぞれ符号Ｍ（ｎ₁ ，ｎ₂ ）で表す乗算器に接続されているので、アレイアンテナの周波数及び角度応答は、次のように書かれる。
【００２５】
【数４】

【００２６】
ここで、Ｇ_a （ｆ，θ）は各アンテナ素子の周波数−角度に依存する利得を表している。また、Ｃ_n1n2は乗算器Ｍ（ｎ₁ ，ｎ₂ ）の係数を表している。一般に、Ｇ_a （ｆ，θ）は−９０度＜θ＜９０度の範囲でθに対する偶関数であり、θ＝０、ｆ＝ｆ₀ （ｆ_l ＜ｆ₀ ＜ｆ_h ）において最大値を有する。ここで、次式によって二つの補助周波数が定義される。
【００２７】
【数５】

【００２８】
【数６】

【００２９】
これら新しい変数は周波数ｆと角度θの関数であり、互いに次のように関連付けられている。
【００３０】
【数７】

【００３１】
この式はθの任意の値に対して、もし周波数ｆが正の定数と掛け算すれば、ｆ₁ とｆ₂ はそれぞれ同じ係数と乗算され、それらの比率は周波数に依存しないことを示す。これはアレイアンテナの広帯域特性を表している。
【００３２】
式（５）と（６）を式（４）に代入すると、次の式が得られる。
【００３３】
【数８】

【００３４】
ここで、ｆ₁ とｆ₂ の関数として書き換えられた点を除けば、Ｇ_a （ｆ₁ ，ｆ₂ ）はＧ_a （ｆ，θ）と同じである。２次元周波数領域ｆ₁ −ｆ₂ において、ｆ₁ とｆ₂ の両方とも（−０．５，０．５）の範囲に限られている。これは、例えば、ｆ₁ は次のように書かれるからである。
【００３５】
【数９】

【００３６】
ここで、λ_min は最高周波数の波長である。式（９）はｆ₂ にも成立する。
【００３７】
式（８）に対して細心に考察すると、これは離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の式に似ていることが分かる。従って、所望の２次元周波数特性、即ち、アレイの応答Ｈ（ｆ₁ ，ｆ₂ ）に対してＧ_a （ｆ₁ ，ｆ₂ ）を除算すれば、Ｃ_n1n2で表す係数の２次元ＤＦＴを与える。このため、ｆ₁ −ｆ₂ 平面においてＨ（ｆ₁ ，ｆ₂）／Ｇ_a （ｆ₁ ，ｆ₂ ）の値に対して逆ＤＦＴを行うことによって各乗算器の係数Ｃ_n1n2が得られ、設計が終了する。
【００３８】
設計の過程を明白にするため、周波数範囲ｆ_l ＜ｆ＜ｆ_h 及び到来角度θ₀ における周波数選択性スマートアンテナを設計しようと仮定する。ｆ₁ −ｆ₂ 平面に所望の領域を求めるために、式（５）、（６）と（７）からそれぞれｆまたはθを消去すると、次の式が得られる。
【００３９】
【数１０】

【００４０】
【数１１】

【００４１】
ここで、φはｆ₁ −ｆ₂ 平面における極角度である。式（１０）は固定角度の軌跡がｆ₁ −ｆ₂ 平面の原点を通過する直線であることを示し、式（１１）は固定周波数の軌跡が原点を中心として、パラメータｆｄ₁ ／ｃとｆｄ₂ ／ｃを持つ楕円であることを示す。特殊なケースとしてｄ₁ ＝ｄ₂ ＝ｄの場合、固定周波数の軌跡はｆ₁ −ｆ₂ 平面上の原点を中心として半径がｆｄ／ｃの円となる。
【００４２】
図２は、与えられた三つのパラメータｆ_l 、ｆ_h 及びθ₀ に対しｆ₁ −ｆ₂ 平面上の所望の点の位置を示している。理想的な情況において、即ち、Ｇ_a （ｆ，θ）＝Ｇ_a （ｆ₁ ，ｆ₂ ）＝１である完全な無指向性アンテナ素子の場合、図２に示されている選択点における応答Ｈ（ｆ₁ ，ｆ₂ ）はかならず１に等しく、この領域以外の他の点においては、かならず０に等しい。これは、次の式によって表されている。
【００４３】
【数１２】

【００４４】
ここで、ｒ_l 及びｒ_h はそれぞれ図２において定義されている。もし素子が完全な無指向性ではなく、全域通過（ａｌｌ−ｐａｓｓ）の特性を示す場合、式（１２）において素子の周波数依存性及び角度依存性を補償する必要がある。これは次のように、式（１２）の定数１をＧ_a （ｆ₁ ，ｆ₂ ）の逆関数で置き換えることで容易にできる。
【００４５】
【数１３】

【００４６】
ビーム幅が制御可能なビームフォーマを設計するために、次のインパルス応答を用いて低域通過フィルタを定義する。
【００４７】
【数１４】

【００４８】
ここで、ｆ_L は周波数変数である。そして、次のようにインパルス応答Ｈ_p （ｆ_L ）がＨ（ｆ₁ ，ｆ₂ ）に導入される。
【００４９】
【数１５】

【００５０】
ここで、αはアンテナパターンの所望のビーム幅に応じて選択された定数で、θ₀ は所望のビームフォーマのメインローブの方向を示す。式（１５）の周波数応答値に対して逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行うと、結果として係数Ｃ_n1n2が得られる。
【００５１】
以下、ビーム幅及びアンテナ素子の数に関わる広帯域ビームフォーマの幾つか有用なパラメータが開示される。まず、アレイアンテナのビーム幅が考慮され、そして、与えられた条件に応じて、パラメータが最適に割り当てられることを示すためにアンテナ素子の数について観察が行われる。
【００５２】
アンテナのビーム幅Δθはビームの広がり角度を示すパラメータであり、メインローブにもっとも近い零点の角度の差として定義することができる。Δθとαとの関係を求めるために、まず、式（１４）と（１５）の結合が次のように与えられる。
【００５３】
【数１６】

【００５４】
式（１６）において、Ｈ（ｆ₁ ，ｆ₂ ）＝０と仮定することで、次の式が得られる。
【００５５】
【数１７】

【００５６】
最初の零点は、式（１７）の右辺における値±１に対応するため、次のように与えられる。
【００５７】
【数１８】

【００５８】
これは次のように書き換えられる。
【００５９】
【数１９】

【００６０】
これはθ₀ にもっとも近い二つの零点は、それぞれθ₁ とθ₂ （θ₂ ＞θ₁ ）であることを意味する。従って、Δθ＝θ₂ −θ₁ は次のように書ける。
【００６１】
【数２０】

【００６２】
θ₀ 及びΔθが既知であると仮定すれば、Δθからαを決める関係が次のように導かれる。
【００６３】
【数２１】

【００６４】
図３は、式（２１）に応じて、θ₀ とΔθの関数としてパラメータαをプロットして得られたグラフである。θ₀ とΔθの様々な値に対する関係が図３に示されている。一例として、ｄ₁ ＝ｄ₂ 、θ₀ ＝８０度かつΔθ＝２０度において、グラフからα＝０．２７５、かつビーム幅Δθが２０度であることを導き出すことができる。
【００６５】
次いで、アンテナ素子の数について考える。本実施形態のアレイアンテナにおいて、矩形アレイのディメンションがＮ₁ とＮ₂ によって決められる。図１に参照すれば、ビームフォーマ角度θ₀ の絶対値はｎ₁ とｎ₂ の二つの方向で次のように素子の数に関連付けられる。即ち、θ₀ ＝０度及び｜θ₀ ｜＝９０度に対して、ｎ₁ とｎ₂ 方向におけるアンテナ素子の最大数、またはｎ₂ とｎ₁ 方向におけるアンテナ素子の最小数はそれぞれ導かれる。線形関係を用いれば、これは次のように書かれる。
【００６６】
【数２２】

【００６７】
または
【００６８】
【数２３】

【００６９】
ここで、〔・〕は引数にもっとも近い整数を表す。一例として、Ｎ_1max＝Ｎ_2max＝４１，Ｎ_1min＝Ｎ_2min＝１１、及びθ₀ ＝０，４５，９０度に対して、それぞれＮ₁ ＝４１，２６，１１及びＮ₂ ＝１１，２６，４１が計算できる。これによって、様々な角度を持つビームフォーマを設計するとき、素子の数をかなり節約できる。
【００７０】
次に、本実施形態におけるマルチ広帯域特性を持つアレイアンテナの設計手順の一例を示すシミュレーションについて説明する。
ここで、設計されるアレイアンテナは、シングルアンテナシステムであり、同時にビームフォーミングと周波数選択を行うことが可能である。素子毎にそれぞれ調整されて独立した利得を持つマイクロ・ストリップ矩形アレイアンテナが利用できると仮定する。設計されるアレイアンテナにおいて、すべて空間アナログ信号処理によってビームフォーミングが行われる。ビームフォーミングの所望の周波数応答は図４に示されている。
【００７１】
図４に示すように、所望のアレイアンテナは二つの周波数帯域Ｂ１とＢ２を持ち、即ち、マルチ帯域の特性を有する。周波数帯域Ｂ１は、例えば、１．６１ＧＨｚから２．６９ＧＨｚまでであり、周波数帯域Ｂ２は、４．８９ＧＨｚから５．６１ＧＨｚまでである。即ち、周波数帯域Ｂ１は、ＷＣＤＭＡ通信方式を用いる将来の移動通信システムの応用に有効であり、周波数帯域Ｂ２は、例えば、高度道路交通システム（ＩＴＳ）の応用に有効である。
【００７２】
このシミュレーション例では、アンテナ素子は周波数と角度依存性を持つと仮定される。即ち、素子の応答は理想的ではない。ここで、各アンテナ素子は、周波数及び角度に依存する利得を持ち、これはすべての素子において等しいと仮定する。アレイアンテナの各素子の周波数及び角度依存性利得は次のように与えられる。
【００７３】
【数２４】

【００７４】
この近似関係は１ＧＨｚ＜ｆ＜６ＧＨｚ及び−９０度＜θ＜９０度において有効である。周波数ｆ及び角度θは、それぞれＧＨｚ及び度で計量される。なお、式（２４）は正規化された式であり、ｆ＝２ＧＨｚ及びθ＝０度において１となる利得を有する。周波数及び角度両方における式（２４）の帯域通過性質は、各アンテナ素子の非理想的な特性の近似となる。アンテナ素子の間隔はｄ₁ ＝ｄ₂＝０．０２５ｍと仮定される。信号の伝搬速度としてｃ＝３×１０⁸ ｍ／ｓｅｃを置き換えると、式（５）及び（６）によって、次の式が与えられる。
【００７５】
【数２５】

【００７６】
【数２６】

【００７７】
ここで、ｆはＧＨｚで計量され、また、ｆ₁ とｆ₂ は単位を持たない正規化されたパラメータである。ｆ₁ −ｆ₂ 平面上の所望の領域を得るために、式（１０）及び（１１）を次のように計算する必要がある。
【００７８】
【数２７】

【００７９】
【数２８】

【００８０】
式（２７）及び（２８）によって、角度θ及び周波数ｆは、それぞれ次のように与えられる。
【００８１】
【数２９】

【００８２】
【数３０】

【００８３】
式（２９）及び（３０）を式（２４）に代入すると、次式が得られる。
【数３１】

【００８４】
ｆ₁ またはｆ₂ の最大値が０．５であるので、設計されたスマートアンテナの最大動作周波数は６ＧＨｚになる。図４に示すグラフによれば、ビームフォーマの角度θ₀ のそれぞれの値に対して、ビームフォーマの周波数応答が１．６ＧＨｚから２．７ＧＨｚまで、または４．９ＧＨｚから５．６ＧＨｚまでにおいて帯域通過特性を持ち、これらの二つの帯域の間に帯域遮断特性を持つことが望まれている。従って、Ｈ（ｆ₁ ，ｆ₂ ）はある小さな固定係数を考慮して、次の式によって定義される。
【００８５】
【数３２】

【００８６】
このシミュレーションにおいてθ₀ の値は３０度に設定される。帯域幅を制御するパラメータαは２０度のビーム幅に対応して、４．２９６に仮定される。
【００８７】
図５は式（３２）をプロットすることで、設計されるアレイアンテナの周波数及び角度応答を示すためｆ₁ −ｆ₂ 平面上所望の点の配置を示している。図示のように、アレイアンテナの応答は、定常の角度θ₀ 及び定常の周波数の軌跡が交差して得た二つの部分として表示されている。図５において、半径ｒ_H1，ｒ_L1，ｒ_H2及びｒ_L2は、それぞれ周波数ｆ_H1，ｆ_L1，ｆ_H2及びｆ_L2に対応する。ここでそれぞれ、ｆ_H1＝５．６ＧＨｚ、ｆ_L1＝４．９ＧＨｚ、ｆ_H2＝２．７ＧＨｚ、またｆ_L2＝１．６ＧＨｚである。
【００８８】
図６は、式（３２）に応じて、設計されたアレイアンテナのｆ₁ −ｆ₂ 平面における２次元応答Ｈ（ｆ₁ ，ｆ₂ ）の大きさを表すプロットである。図６に示すように、低周波帯域及び高周波帯域における二つの所望の領域は比較的高い振幅によって強調されている。即ち、提案されたアレイアンテナは周波数選択性及びマルチ広帯域特性を有し、二つの通過帯域ｆ_L1＜ｆ＜ｆ_H1及びｆ_L2＜ｆ＜ｆ_H2を有する。
【００８９】
式（３２）に示す周波数応答に対して逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行うことによって、それぞれ対応するアンテナ素子に接続されている各乗算器の係数Ｃ_n1n2が求められる。図６に示すように、ｆ₁ −ｆ₂ 平面上応答Ｈ（ｆ₁ ，ｆ₂）の対称的な分布によって、係数Ｃ_n1n2の値はすべて実数である。
【００９０】
本実施形態のビームフォーミングネットワークの周波数選択性をよりよく表すために、アンテナ素子の不完全な仕様に対する補償に加えて、システムの指向性パターンが図７〜図９にプロットされている。
【００９１】
図７は１．６１ＧＨｚから２．６９ＧＨｚまでの周波数における設計されたアレイアンテナの指向性を示し、図８は、４．８９ＧＨｚから５．６１ＧＨｚまでの周波数におけるパターンを示している。両方の図面において、特定された周波数帯域においてアレイアンテナの利得には特に顕著な変動が観察されない。
【００９２】
図９は、３．４９ＧＨｚから４．２１ＧＨｚまでの周波数、即ち、設計されたアレイアンテナの二つの通過帯域の間にある周波数領域における同じパターンがプロットされている。希望通りに、式（３２）に考慮された係数１０のため、関連するすべての周波数において１０ｄＢの減衰が観察される。それによって、受信器における干渉は周波数または角度のドメインにおいてフィルタされる。アレイアンテナの通過帯域の高域及び低域におけるそれぞれのＦＢは少なくとも０．１４及び０．５となる。従って、設計されたアレイアンテナの合計ＦＢは６４パーセント以上である。
【００９３】
【発明の効果】
本発明のアレイアンテナによれば、複数のアンテナ素子から構成され、マルチ広帯域を持つアレイアンテナが得られ、また、その設計手順が開示された。
さらに、本発明によれば、スマートアンテナアレイのＲＦビームフォーミングにおける完全な空間信号処理方法が提案された。ビームの形成には時間的な処理を要せず、また、信号の位相変動に対する複素数乗算器も要しない。結果として、それぞれのアンテナ素子に実数の係数を持つ乗算器を適用でき、それによって設計されるアレイアンテナの構造は簡単である。
本発明のアレイアンテナにおいて、ビームフォーミングのあと、余分のフィルタを付加することなく到来波のフィルタ処理が周波数及び空間ドメインにおいて行われる。周波数選択性にもかかわらず広帯域の特性が保持され、またマルチ周波数受信においても高い分数帯域幅が実現できる。
さらに、本発明によれば、アンテナ素子の不完全な性質を補正でき、ビーム幅及びアレイアンテナのそれぞれの方向に選択される素子の数が設計過程で計算できる。
設計過程によって得られたアレイアンテナのシミュレーション結果は非常に満足でき、しかもアレイアンテナのマルチ広帯域特性を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明に係るアレイアンテナの一実施形態における基本的な構造を示す図である。
【図２】図２はアレイアンテナの広帯域特性を実現するためにｆ₁ −ｆ₂ 平面上の所望の点を示す図である。
【図３】図３はパラメータαとビーム幅Δθとの関係を示すグラフである。
【図４】図４はマルチ広帯域アレイアンテナの所望の周波数帯域を示す図である。
【図５】図５は本実施形態のマルチ広帯域アレイアンテナを実現するためのｆ₁ −ｆ₂平面上の所望の点を示す図である。
【図６】図６は設計されたアレイアンテナのｆ₁ −ｆ₂ 平面上の２次元応答を示す図である。
【図７】図７は１．６１ＧＨｚから２．６９ＧＨｚまでの周波数において設計されたアレイアンテナの指向性ビームパターンを示す図である。
【図８】図８は４．８９ＧＨｚから５．６１ＧＨｚまでの周波数において設計されたアレイアンテナの指向性ビームパターンを示す図である。
【図９】図９は３．４９ＧＨｚから４．２１ＧＨｚまでの周波数において設計されたアレイアンテナの指向性ビームパターンを示す図である。
【符号の説明】
Ｅ（０，０），…，Ｅ（０，Ｎ₂ −１），…，Ｅ（Ｎ₁ −１，０），…，Ｅ（Ｎ₁ −１，Ｎ₂ −１）…アンテナ素子、
Ｍ（０，０），…，Ｍ（０，Ｎ₂ −１），…，Ｍ（Ｎ₁ −１，０），…，Ｍ（Ｎ₁ −１，Ｎ₂ −１）…乗算器、
Ｃ_0,N2-1，Ｃ_1,N2-1，…，Ｃ_N1-1,0，…，Ｃ_N1-1,N2-1 …乗算器係数。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an array antenna, and more particularly to an array antenna having multi-wideband characteristics and applicable to a future mobile communication system using a wideband code division multiple access communication system.
[0002]
[Prior art]
Smart antenna technology in a base station of a mobile communication system can greatly improve system performance by using spatial filtering in a wideband code division multiple access (WCDMA) system.
[0003]
Recently, the development of data transfer in commercial wireless communication systems has promoted the practical application of smart antennas. The main approaches in smart antenna design are adaptive null steering, phased array and beam switching. Broadband applications of the previous two systems, such as the realization of WCDMA, require high implementation costs and complexity. A finite impulse response (FIR) or infinite impulse response (IIR) filter on each branch of the broadband array provides each antenna element with a phase response that varies with frequency.
[0004]
Smart antennas use an array of antenna elements to improve the reliability and capacity of a wireless system from three perspectives. First, the diversity combining technique combines signals from a plurality of antennas by a method that reduces multipath fading. In most scattering environments, antenna diversity is a widely applied technique because it is practical and effective. The classical method improves the quality of the received signal by combining, selecting or switching using a plurality of antennas in the receiver. In recent studies, space-time coding using a plurality of antennas has been studied, and space-time coding processing has already been introduced in a multipath fading environment in order to improve the performance of a mobile communication system.
[0005]
Second, adaptive beamforming using array antennas provides increased capacity by reducing interference and reduces multipath fading. The adaptive array cancels multipath components from the desired signal and cancels null interference signals having different directions of arrival from the desired signal.
[0006]
The third category of the system achieves coarse pattern adjustment using fixed beam switching compared to adaptive arrays. For diversity reception, two or more fixed beams are used. Because dynamic system intelligence is required for its operation, adaptive and beam switching antenna systems are commonly referred to as smart antennas.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
One of the major problems of future mobile communication systems is the surge in demand for different broadband services and applications. Smart antennas are undoubtedly the best solution to improve system capacity and performance because of the limited high-speed data communication frequency bands that can be offered to new subscribers. These antennas use methods such as spatial filtering to not only increase gain, but also reduce interference and delay.
[0008]
As described above, a smart antenna using an array of antenna elements can improve the reliability and capacity of a wireless system. However, most of the smart antennas proposed by the literature so far are narrowband beamformers.
Assume that the spacing of the antenna elements in a narrowband array is usually half the wavelength of the incoming signal, and this incoming signal has a fractional bandwidth of less than 1 percent. By definition, the fractional bandwidth (BF) is the ratio of the signal bandwidth to its center frequency and is
[0009]
[Expression 1]

[0010]
Here, each of f _h and f _l indicates the maximum and minimum frequency of the pass band of the antenna.
[0011]
Wideband arrays are designed for FBs reaching as high as 50 percent, and ultrawideband arrays with FBs ranging from 50 to 200 percent have been proposed. A wideband or ultra-wideband array uses the same antenna element spacing for all frequency components of the incoming signal. The distance d between the elements is determined according to the maximum frequency of the input wave. In a uniform one-dimensional linear array, the element spacing d can be written as
[0012]
[Expression 2]

[0013]
Here, c is the propagation speed of the signal. Conventional broadband antenna arrays use a combination of spatial and temporal filtering. In each branch of the antenna, a tapped delay line (TDL) filter or a recursive filter provides each element with a phase response that varies with frequency. As a result, the phase shift due to the high frequency component and the low frequency component is equalized by temporal signal processing.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has been made in view of such circumstances, and has an object of having a multi-wideband characteristic for transmitting or receiving an RF (Radio Frequency) signal, for example, a signal of a mobile communication system, having a simple structure, Another object of the present invention is to provide an array antenna having a plurality of passbands that can be adapted to future WCDMA applications.
[0015]
In order to achieve the above object, the present invention includes N × M antenna elements arranged in an array in which N elements are arranged in a first direction and M elements are arranged in a second direction different from the first direction, An array antenna having a multiplier connected to an antenna element is provided. Assume that the spacing between the elements in the first and second directions is d ₁ and d ₂ respectively, the coefficient of each multiplier is C _n1n2 , ω is an angular frequency, θ is an arrival angle, and c is When the propagation speed is defined and the two variables f ₁ and f ₂ are defined as f ₁ = fd ₁ sin θ / c and f ₂ = fd ₂ cos θ / c, the response H (f1, f2) of the array antenna is given as follows: And

_{G a (f 1, f 2} ) is the gain of each antenna element that depends on the angle of arrival and frequency, in response to f ₁ -f ₂ plane according to a desired frequency band and incoming angle H (f _1, f ₂ ) And the inverse Fourier transform is performed on H (f ₁ , f ₂ ) / G _a (f ₁ , f ₂ ), the coefficient C _{n1n2 of} each multiplier is obtained.
[0016]
In the present invention, a function having a low-pass filter characteristic is preferably applied to the response H (f ₁ , f ₂ ) in order to control the beam width of the array antenna.
[0017]
In the present invention, preferably, the beam width of the array antenna is designed to be a predetermined value by selecting the parameter of the function according to the direction of the beam.
[0018]
In the present invention, preferably, the point of the response H (f ₁ , f ₂ ) is set symmetrically in the f ₁ -f ₂ plane, and a real coefficient C _n1n2 is given to the multiplier.
[0019]
In the present invention, preferably, the number of antenna elements in the first direction and the second direction is designed according to a predetermined maximum value and minimum value.
[0020]
Further, in the present invention, the coefficient C _n1n2 of each multiplier is preferably obtained by a two-dimensional inverse discrete Fourier transform on H (f ₁ , f ₂ ) / G _a (f ₁ , f ₂ ).
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of an array antenna according to the present invention, and shows a linear and uniform rectangular structure for N ₁ × N ₂ elements in the array antenna. As shown in the figure, each antenna element is represented by a symbol E (n ₁ , n ₂ ), where 0 ≦ n ₁ ≦ N ₁ −1 and 0 ≦ n ₂ ≦ N ₂ −1, The antenna elements have equal gains that are frequency dependent. The direction of arrival of the signal is determined by the azimuth angle θ and the elevation angle ψ, respectively.
[0022]
As with many examples, the elevation angle of the incoming signal to the base station antenna array is assumed to be almost constant, and the elevation angle is considered ψ = 90 degrees without loss of generality. The elements of the array antenna are arranged at intervals of d ₁ and d ₂ in the directions of N ₁ and N ₂ , respectively. Here, assuming that the element E (n ₁ , n ₂ ) (n ₁ = 0, n ₂ = 0) is a phase reference point, that is, assuming that the antenna element E (0, 0) is a phase reference element, The phase of the signal of the element represented by E (n ₁ , n ₂ ) is written as follows:
[0023]
[Equation 3]

[0024]
f is a frequency variable. Here, assuming that the elevation angle ψ of the incoming signal is small and almost equal, the influence of the elevation angle ψ can be ignored in this study. As shown in FIG. 1, since each antenna element is connected to a multiplier represented by a symbol M (n ₁ , n ₂ ), the frequency and angle response of the array antenna is written as follows.
[0025]
[Expression 4]

[0026]
Here, G _a (f, θ) represents a gain depending on the frequency-angle of each antenna element. C _n1n2 represents a coefficient of the multiplier M (n ₁ , n ₂ ). In general, G _a (f, θ) is an even function with respect to θ in the range of −90 degrees <θ <90 degrees, and the maximum value is obtained at θ = 0 and f = f ₀ (f _l <f ₀ <f _h ). Have. Here, two auxiliary frequencies are defined by the following equations.
[0027]
[Equation 5]

[0028]
[Formula 6]

[0029]
These new variables are a function of frequency f and angle θ and are related to each other as follows:
[0030]
[Expression 7]

[0031]
This equation shows that if the frequency f is multiplied by a positive constant for any value of θ, then f ₁ and f ₂ are respectively multiplied by the same coefficient and their ratio is independent of frequency. This represents the broadband characteristics of the array antenna.
[0032]
Substituting equations (5) and (6) into equation (4) yields the following equation:
[0033]
[Equation 8]

[0034]
Here, except for the point rewritten as a function of f ₁ and f ₂ , G _a (f ₁ , f ₂ ) is the same as G _a (f, θ). In the two-dimensional frequency region f ₁ -f ₂ , both f ₁ and f ₂ are limited to the range (−0.5, 0.5). This is because, for example, f ₁ is written as follows.
[0035]
[Equation 9]

[0036]
Here, λ _min is the wavelength of the highest frequency. Equation (9) it is established to f _2.
[0037]
A closer look at equation (8) shows that it resembles the discrete Fourier transform (DFT) equation. Accordingly, by dividing G _a (f ₁ , f ₂ ) by a desired two-dimensional frequency characteristic, that is, the response H (f ₁ , f ₂ ) of the array, a two-dimensional DFT of a coefficient represented by C _n1n2 is obtained. . For this reason, the coefficient C _{n1n2 of} each multiplier is obtained by performing inverse DFT on the value of H (f ₁ , f ₂ ) / G _a (f ₁ , f ₂ ) in the f ₁ -f ₂ plane, The design ends.
[0038]
To clarify the design process, suppose we are designing a frequency selective smart antenna in the frequency range f ₁ <f <f _h and arrival angle θ ₀ . When f or θ is eliminated from the equations (5), (6), and (7) in order to obtain a desired region in the f ₁ -f ₂ plane, the following equations are obtained.
[0039]
[Expression 10]

[0040]
[Expression 11]

[0041]
Here, φ is a polar angle in the f ₁ -f ₂ plane. Equation (10) shows that the locus of the fixed angle is a straight line passing through the origin of the f ₁ -f ₂ plane, and Equation (11) shows the parameters fd ₁ / c and fd with the locus of the fixed frequency centered on the origin. Indicates an ellipse with ₂ / c. As a special case, when d ₁ = d ₂ = d, the locus of the fixed frequency is a circle having a radius of fd / c with the origin on the f ₁ -f ₂ plane as the center.
[0042]
FIG. 2 shows the position of the desired point on the f ₁ -f ₂ plane for the three given parameters f ₁ , f _h and θ ₀ . In an ideal situation, i.e. a perfect omnidirectional antenna element with G _a (f, θ) = G _a (f ₁ , f ₂ ) = 1, the response at the selected point shown in FIG. H (f ₁ , f ₂ ) is always equal to 1, and is always equal to 0 at other points outside this region. This is represented by the following equation:
[0043]
[Expression 12]

[0044]
Here, r _l and r _h are defined in FIG. If the element is not completely omnidirectional and exhibits an all-pass characteristic, it is necessary to compensate for the frequency dependence and angle dependence of the element in equation (12). This can be easily done by replacing the constant 1 in equation (12) with the inverse function of G _a (f ₁ , f ₂ ) as follows.
[0045]
[Formula 13]

[0046]
In order to design a beamformer with a controllable beamwidth, a low-pass filter is defined using the following impulse response.
[0047]
[Expression 14]

[0048]
Here, f _L is a frequency variable. Then, an impulse response H _p (f _L ) is introduced into H (f ₁ , f ₂ ) as follows.
[0049]
[Expression 15]

[0050]
Here, α is a constant selected according to the desired beam width of the antenna pattern, and θ ₀ indicates the direction of the main lobe of the desired beamformer. When inverse discrete Fourier transform (IDFT) is performed on the frequency response value of Equation (15), the coefficient C _n1n2 is obtained as a result.
[0051]
In the following, some useful parameters of a broadband beamformer relating to the beam width and the number of antenna elements are disclosed. First, the beam width of the array antenna is considered, and an observation is made of the number of antenna elements to show that the parameters are optimally assigned according to the given conditions.
[0052]
The antenna beam width Δθ is a parameter indicating the beam divergence angle, and can be defined as a difference in angle between the zero points closest to the main lobe. In order to obtain the relationship between Δθ and α, first, the combination of equations (14) and (15) is given as follows.
[0053]
[Expression 16]

[0054]
In the equation (16), assuming that H (f ₁ , f ₂ ) = 0, the following equation is obtained.
[0055]
[Expression 17]

[0056]
Since the first zero corresponds to the value ± 1 on the right side of equation (17), it is given as follows.
[0057]
[Formula 18]

[0058]
This can be rewritten as:
[0059]
[Equation 19]

[0060]
This means that the two zeros closest to θ ₀ are θ ₁ and θ ₂ (θ ₂ > θ ₁ ), respectively. Therefore, Δθ = θ ₂ −θ ₁ can be written as follows.
[0061]
[Expression 20]

[0062]
Assuming that θ ₀ and Δθ are known, the relationship for determining α from Δθ is derived as follows.
[0063]
[Expression 21]

[0064]
FIG. 3 is a graph obtained by plotting the parameter α as a function of θ ₀ and Δθ according to the equation (21). The relationship for various values of θ ₀ and Δθ is shown in FIG. As an example, when d ₁ = d ₂ , θ ₀ = 80 degrees and Δθ = 20 degrees, it can be derived from the graph that α = 0.275 and the beam width Δθ is 20 degrees.
[0065]
Next, consider the number of antenna elements. In the array antenna of this embodiment, the dimensions of the rectangular array are determined by N ₁ and N ₂ . Referring to FIG. 1, the absolute value of the beamformer angle θ ₀ is related to the number of elements in the two directions n ₁ and n ₂ as follows. That is, for θ ₀ = 0 degrees and | θ ₀ | = 90 degrees, the maximum number of antenna elements in the n ₁ and n ₂ directions or the minimum number of antenna elements in the n ₂ and n ₁ directions is derived, respectively. Using a linear relationship, this can be written as:
[0066]
[Expression 22]

[0067]
Or [0068]
[Expression 23]

[0069]
Here, [•] represents an integer closest to the argument. As an _{example, N 1max = N 2max = 41} , N 1min = N 2min = 11, and theta ₀ = relative 0,45,90 degrees, respectively N ₁ = 41,26,11 and N ₂ = 11, 26, 41 can be calculated. This can save a considerable number of elements when designing beamformers with various angles.
[0070]
Next, a simulation showing an example of a design procedure for an array antenna having multi-wideband characteristics in the present embodiment will be described.
Here, the designed array antenna is a single antenna system and can simultaneously perform beam forming and frequency selection. Assume that a microstrip rectangular array antenna with independent gain, adjusted for each element, is available. In the designed array antenna, beam forming is performed by spatial analog signal processing. The desired frequency response of beamforming is shown in FIG.
[0071]
As shown in FIG. 4, the desired array antenna has two frequency bands B1 and B2, that is, multiband characteristics. The frequency band B1 is, for example, from 1.61 GHz to 2.69 GHz, and the frequency band B2 is from 4.89 GHz to 5.61 GHz. That is, the frequency band B1 is effective for future mobile communication system applications using the WCDMA communication method, and the frequency band B2 is effective for, for example, intelligent road traffic system (ITS) applications.
[0072]
In this simulation example, it is assumed that the antenna element has frequency and angle dependency. That is, the element response is not ideal. Here, each antenna element has a frequency and angle dependent gain, which is assumed to be equal for all elements. The frequency and angle dependent gain of each element of the array antenna is given as follows.
[0073]
[Expression 24]

[0074]
This approximate relationship is valid at 1 GHz <f <6 GHz and −90 degrees <θ <90 degrees. The frequency f and angle θ are measured in GHz and degrees, respectively. Expression (24) is a normalized expression, and has a gain of 1 at f = 2 GHz and θ = 0 degrees. The bandpass nature of equation (24) in both frequency and angle is an approximation of the non-ideal characteristics of each antenna element. The distance between the antenna elements is assumed to be d ₁ = d ₂ = 0.025 m. When c = 3 × 10 ⁸ m / sec is replaced as the signal propagation velocity, the following equations are given by equations (5) and (6).
[0075]
[Expression 25]

[0076]
[Equation 26]

[0077]
Here, f is measured in GHz, and f ₁ and f ₂ are normalized parameters having no unit. In order to obtain the desired region on the f ₁ -f ₂ plane, equations (10) and (11) need to be calculated as follows:
[0078]
[Expression 27]

[0079]
[Expression 28]

[0080]
By the equations (27) and (28), the angle θ and the frequency f are given as follows, respectively.
[0081]
[Expression 29]

[0082]
[30]

[0083]
Substituting equations (29) and (30) into equation (24) yields:
[31]

[0084]
Since the maximum value of f ₁ or f ₂ is 0.5, the maximum operating frequency of the designed smart antenna is 6 GHz. According to the graph shown in FIG. 4, for each value of the beamformer angle θ ₀ , the bandpass frequency response of the beamformer is from 1.6 GHz to 2.7 GHz, or from 4.9 GHz to 5.6 GHz. It is desirable to have a characteristic and have a band cutoff characteristic between these two bands. Therefore, H (f ₁ , f ₂ ) is defined by the following formula in consideration of a small fixed coefficient.
[0085]
[Expression 32]

[0086]
In this simulation, the value of θ ₀ is set to 30 degrees. The parameter α that controls the bandwidth is assumed to be 4.296, corresponding to a beam width of 20 degrees.
[0087]
FIG. 5 plots equation (32) to show the placement of the desired point on the f ₁ -f ₂ plane to show the frequency and angular response of the designed array antenna. As shown in the figure, the response of the array antenna is displayed as two parts obtained by intersecting the locus of the steady angle θ ₀ and the steady frequency. In FIG. 5, radii r _H1 , r _L1 , r _H2 and r _L2 correspond to frequencies f _H1 , f _L1 , f _H2 and f _L2 , respectively. Here, f _H1 = 5.6 GHz, f _L1 = 4.9 GHz, f _H2 = 2.7 GHz, and f _L2 = 1.6 GHz, respectively.
[0088]
FIG. 6 is a plot showing the magnitude of the two-dimensional response H (f ₁ , f ₂ ) in the f ₁ -f ₂ plane of the designed array antenna according to the equation (32). As shown in FIG. 6, the two desired regions in the low frequency band and the high frequency band are emphasized by a relatively high amplitude. That is, the proposed array antenna has frequency selectivity and multi-wideband characteristics, and has two passbands f _L1 <f <f _H1 and f _L2 <f <f _H2 .
[0089]
By performing inverse discrete Fourier transform (IDFT) on the frequency response shown in Expression (32), the coefficient C _{n1n2 of} each multiplier connected to the corresponding antenna element is obtained. As shown in FIG. 6, the values of the coefficient C _n1n2 are all real numbers due to the symmetrical distribution of the response H (f ₁ , f ₂ ) on the f ₁ -f ₂ plane.
[0090]
In order to better represent the frequency selectivity of the beamforming network of this embodiment, in addition to compensation for incomplete specifications of the antenna elements, system directivity patterns are plotted in FIGS.
[0091]
FIG. 7 shows the directivity of the designed array antenna at a frequency from 1.61 GHz to 2.69 GHz, and FIG. 8 shows a pattern at a frequency from 4.89 GHz to 5.61 GHz. In both drawings, no particularly significant variation is observed in the gain of the array antenna in the specified frequency band.
[0092]
FIG. 9 plots the same pattern in the frequency range between 3.49 GHz and 4.21 GHz, ie between the two passbands of the designed array antenna. As desired, due to the factor 10 considered in equation (32), a 10 dB attenuation is observed at all relevant frequencies. Thereby, interference at the receiver is filtered in the frequency or angular domain. The respective FBs in the high band and low band of the passband of the array antenna are at least 0.14 and 0.5. Therefore, the total FB of the designed array antenna is 64% or more.
[0093]
【The invention's effect】
According to the array antenna of the present invention, an array antenna composed of a plurality of antenna elements and having a multi-broadband is obtained, and the design procedure is disclosed.
Furthermore, according to the present invention, a complete spatial signal processing method in RF beam forming of a smart antenna array has been proposed. Forming the beam does not require time processing, and does not require a complex multiplier for signal phase fluctuations. As a result, a multiplier having a real coefficient can be applied to each antenna element, and the structure of the array antenna designed thereby is simple.
In the array antenna of the present invention, after beam forming, incoming wave filtering is performed in the frequency and spatial domains without adding extra filters. Broadband characteristics are maintained despite frequency selectivity, and a high fractional bandwidth can be realized even in multi-frequency reception.
Furthermore, according to the present invention, the imperfect nature of the antenna elements can be corrected, and the number of elements selected in each direction of the beam width and the array antenna can be calculated in the design process.
The simulation result of the array antenna obtained by the design process is very satisfactory, and the multi-band characteristic of the array antenna can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a basic structure in an embodiment of an array antenna according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing desired points on the f ₁ -f ₂ plane in order to realize the broadband characteristics of the array antenna.
FIG. 3 is a graph showing a relationship between a parameter α and a beam width Δθ.
FIG. 4 is a diagram illustrating a desired frequency band of a multi-wideband array antenna.
FIG. 5 is a diagram showing desired points on an f ₁ -f ₂ plane for realizing the multi-wideband array antenna of the present embodiment.
FIG. 6 is a diagram showing a two-dimensional response of the designed array antenna on the f ₁ -f ₂ plane.
FIG. 7 is a diagram showing a directional beam pattern of an array antenna designed at a frequency from 1.61 GHz to 2.69 GHz.
FIG. 8 is a diagram showing a directional beam pattern of an array antenna designed at a frequency from 4.89 GHz to 5.61 GHz.
FIG. 9 is a diagram showing a directional beam pattern of an array antenna designed at a frequency from 3.49 GHz to 4.21 GHz.
[Explanation of symbols]
E (0,0), ..., E (0, N ₂ -1), ..., E (N ₁ -1, 0), ..., E (N ₁ -1, N ₂ -1) ... antenna elements,
M (0,0), ..., M (0, N ₂ -1), ..., M (N ₁ -1,0), ..., M (N ₁ -1, N ₂ -1) ... multipliers,
C _{0, N2-1} , C _{1, N2-1} ,..., C _N1-1,0 ,..., C _{N1-1, N2-1} .

Claims (6)

N × M antenna elements in which N in the first direction and M in the second direction different from the first direction are arranged in an array ,
A multiplier connected to each antenna element, the spacing between the elements in the first and second directions is d ₁ and d ₂ , respectively, and the coefficient of each multiplier is C _n1n2 , If the signal arrival angle is θ, the angular frequency is ω, the propagation velocity is c, and the two variables f ₁ and f ₂ are defined as f ₁ = fd ₁ sin θ / c and f ₂ = fd ₂ cos θ / c, then the array antenna The response H (f1, f2) of is given by

_{G a (f 1, f 2} ) is the gain of each antenna element that depends on the frequency and the arrival angle, a desired frequency band and f ₁ -f ₂ plane in accordance with the angle of arrival response H (f _1, f set the desired point _2), when the inverse Fourier transform with respect to _{H (f 1, f 2)} / G a (f 1, f 2), an array of coefficients of the respective multipliers C _N1N2 is obtained antenna. The array antenna according to claim ₁ , wherein a function having a low-pass filter characteristic is applied to the response H (f ₁ , f ₂ ) to control the beam width of the array antenna. The array antenna according to claim 2, wherein a beam width of the array antenna is designed to be a predetermined value by selecting a parameter of the function according to a beam direction. The array antenna according to claim ₁ , wherein the points of the response H (f ₁ , f ₂ ) are set symmetrically in the f ₁ -f ₂ plane, and a real coefficient C _n1n2 is given to the multiplier. The array antenna according to claim 1, wherein the number of antenna elements in the first direction and the second direction is designed according to a predetermined maximum value and a minimum value. The array antenna according to claim ₁ , _wherein the coefficient C _n1n2 of each multiplier is obtained by a two-dimensional inverse discrete Fourier transform on H (f ₁ , f ₂ ) / G _a (f ₁ , f ₂ ).

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