JP4577949B2

JP4577949B2 - Motor control device

Info

Publication number: JP4577949B2
Application number: JP2000186791A
Authority: JP
Inventors: 芳美櫻井; 悟金子; 良三正木; 三四郎小原; 光幸本部
Original assignee: Hitachi Automotive Systems Ltd
Current assignee: Astemo Ltd
Priority date: 2000-06-21
Filing date: 2000-06-21
Publication date: 2010-11-10
Anticipated expiration: 2020-06-21
Also published as: JP2002010677A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は同期モータを高性能に制御する制御装置，特に，温度センサなしでモータの温度監視制御をおこなう制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流負荷あるいは交流モータを制御する制御装置として，モータ電流をフィードバックして，電流指令値との差を比例・積分演算を行って交流モータに印加する電圧を制御することで，モータの電流制御を行う制御方法が一般によく知られている。例えば、特開平９−２３３８４５号公報には，同期モータの電流を磁極位置と一致した回転座標を持つｄ−ｑ軸回転座標系の上で制御する方法が記載されている。この方法は交流電流を直流量で取り扱えるため，定常時の電流偏差を０とすることが比較的容易で，電流指令値に対する応答性も優れているという特徴を持っている。このようにモータ巻線に流す電流を制御することによってモータのトルクや速度を制御することになる。そして特にバッテリ電圧の利用率の向上と高効率運転をはかっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
永久磁石を用いた同期モータの場合，モータの作動によって磁石温度が上昇する。モータの巻線温度はこの磁石温度により、急激な温度上昇を示すことが知られている。このようにモータの動作によって，磁石温度が上昇し過ぎるとその磁石の減磁現象によって磁束が減少する。また，巻線温度が上昇した場合は巻線の焼損を引き起こすおそれがある。したがって,モータ温度を常に監視し，モータ温度の異常上昇時にはそれに対応した処理を行う必要がある。しかし、モータ温度を監視するためには、複数の温度センサ、例えば磁石温度センサあるいは巻線温度センサをモータに設置しなければならない。そしてこれらの温度センサを設置する場合には、そのモータ自体の構造も考慮しなければならない。これらはモータの小型化に制約を与えることになる。さらに，温度センサの故障などによる信頼性の低下，さらにはコスト高になるなどの問題点がある。
【０００４】
本発明の目的は，以上の問題点に鑑み、モータ温度を監視する温度センサの装着なしで、モータの温度監視制御をおこなうとともに、モータの小型化，コスト低減，さらには信頼性の高いモータ制御装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は，交流モータと，該交流モータに電圧を印加する電力変換器と、搬送波に同期したＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号により前記印加電圧を制御する制御装置を備えたモータ制御装置において、前記交流モータの指令電流量を搬送波の半周期毎に演算結果を出力するか０を出力するか制御する電流変化制御装置と、前記交流モータの電流検出部の出力信号から前記モータの逆起電力を演算する逆起電力演算手段と、前記逆起電力から前記モータの磁石温度と巻線温度を推定する温度推定手段とから構成したことに特徴がある。
【０００６】
また、前記交流モータの電流検出部の出力信号基づいて交流モータの回転子位置を推定する磁極位置検出手段を設けたことに特徴がある。
【０００７】
また，前記交流モータの逆起電力検出あるいは補償する制御を搬送波に同期して前記搬送波の半周期毎に切換えて行う切り換え手段を設けたことに特徴がある。また、前記電流変化制御時の前記交流モータの電流検出部出力を用いて推定された永久磁石の磁束から磁石温度を推定し，次いで該磁石温度からモータ巻線の温度を推定する温度推定手段であることに特徴がある。さらに、磁石温度あるいはモータの巻線温度が予め設定した許容値を超えた場合はフェイルセーフ異常処理を行う制御装置であることに特徴がある。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下，本発明の一実施例を図１により説明する。図１の（Ａ）の実施例は同期モータ１の逆起電力を利用してモータに使用している磁石温度、モータの巻線温度を推定する場合の実施例であり、同期モータ１をバッテリ２の直流エネルギーで駆動するモータ制御システムのブロック構成図を示している。
【０００９】
バッテリ２の直流電圧は、インバータ（ＩＮＶ）３により三相の交流電圧に変換され，同期モータ（ＳＹＭ）１に印加する。この印加電圧はコントローラ（ＣＴＲ）４により、次のような演算制御がおこなわれる。まず，電流指令値発生部６では，モータが発生すべきトルク指令値τrに対して，ｄ軸電流指令値ｉｄｒ，ｑ軸電流指令値ｉｑｒを決定する。ここで，ｄ軸は磁極位置（磁束）の方向，ｑ軸は電気的にｄ軸に直交する方向を示しており，ｄ-ｑ軸座標系を構成し、それぞれの軸方向の電流値を決める。ｄ−ｑ軸、α-β軸の関係について図１の（Ｂ）に示した。
【００１０】
同期モータ１において、同じモータ速度ωで，かつ，同じモータトルクτを発生する条件の下で，ｉｄｒ，ｉｑｒの割合を変えることができるが，モータ損失は異なってくる。そこで，電流指令値発生部６にモータ速度ωを入力することで，トルク指令値τrに対してモータ損失が最も少ない最適なｉｄｒ，ｉｑｒを出力するようにしている。なおモータ速度ωは、速度検出部１３において磁極位置θの変化量から検出している。磁石を有する回転子が回転すると，ｄ-ｑ軸座標系も回転するので，静止座標系（α-β軸座標系）からの磁極の位相をθ（以下，磁極位置θという）としている。
【００１１】
このとき、ｄ軸電流とｑ軸電流の値を指令値どおりに制御することができれば、同期モータ１はトルク指令値τrと一致したトルクを発生することができる。なお，トルク指令値τrは直接その値を指示される場合もあり，図示していない速度制御演算回路から指令される場合もある。
【００１２】
また，電流センサ５u，５v，５wから検出されたＵ相電流ｉu，Ｖ相電流ｉv，Ｗ相電流ｉwは電流検出部１０においてＰＷＭ信号発生部９の搬送波の山谷に同期した電流検出パルスＰｄのタイミングにより検出され，座標変換部１１でｄ-ｑ軸座標系のｄ軸電流ｉd，ｑ軸電流ｉqに変換される（後述する図５参照）。この実施例では，電流検出部１０で検出する電流はＵ相，Ｖ相，Ｗ相のすべての相電流ｉu，ｉv，ｉwであるが，Ｗ相電流ｉwはｉu，ｉvから求めることができるので，Ｗ相電流ｉwの検出を省略する場合もある。電流制御部７では，ｄ軸電流指令値ｉｄｒとｄ軸電流ｉｄのｄ軸電流偏差およびｑ軸電流指令値ｉｑｒとｑ軸電流ｉqのｑ軸電流偏差を演算し，それぞれの電流偏差に対して比例・積分制御（以下ＰＩ制御と略記する）演算によってｄ軸電圧指令値Ｖｄｓ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑｓを得て出力する。なお，逆起電力を補償するための制御方法として，モータ速度ωを用いた非干渉制御を行う方法も提案されている。
【００１３】
ｄ軸電圧指令値Ｖｄｓ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑｓを入力信号とする座標変換部８では，磁極位置θにより静止座標系の三相電圧指令値Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒを演算する。これらの三相電圧指令値はＰＷＭ信号発生部９に入力される。ＰＷＭ信号発生部９における演算により，三相のＰＷＭパルス信号Ｐｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｗｐ，Ｐｕｎ，Ｐｖｎ，Ｐｗｎをインバータ３に出力する。これにより，同期モータＳＹＭ1に印加する電圧が決定（制御）される。
図１の（Ａ）の制御ブロック図は逆起電力を正確に検出してモータ温度、すなわち磁石温度および巻線温度を推定し、電流制御系の特性改善に適用したときの実施例である。この実施例では、磁極位置センサ５０を有するモータ制御システムを対象としている。そのため，磁極位置センサ５０で検出される磁極位置θは、座標変換部８，１１，速度検出部１３などに出力され，モータ制御に利用されている。図１の（Ａ）において，逆起電力検出部５１，温度推定部５２を有すること、逆起電力からモータ温度を推定する温度制御部５２でモータ温度を推定すること、が本発明の特徴である。これらを以下に説明する。
【００１４】
逆起電力検出部５１では，三相の相電流ｉｕ，ｉｖ、ｉｗ，及び磁極位置θから逆起電力のd軸，q軸成分Ｖｄｅ，Ｖｑｅを算出する。これらの値は電流制御部７に入力され，電流制御系の逆起電力補償に用いることで，速度急変時などの電流制御特性を改善することができる。逆起電力の成分を電流制御系の演算に付加することは，同期モータ1の内部で発生する逆起電力を補償することになるので，従来から広く行われている方法である。しかし，一般的には，モータ速度ωから逆起電力を推定する方法が採用されていたため，補償の過不足により速度変動時に電流が変動してしまうことがある。また，負荷が機械的な振動系を構成している場合には逆起電力の過補償により振動を助長する場合もある。この実施例はこれらの問題を解決し，速度急変時にも電流指令値どおりにモータ電流を制御できるものである。
【００１５】
さらに図1の（Ａ）に示す本発明の実施例について図２〜図５を用いて詳細に説明する。図２は電流制御部７の処理内容を示した部分ブロック図である。電流検出パルスＰｄにより，電流制御系の有効/無効を切り換えている。図２において，d軸電流制御演算部３２，q軸電流制御演算部３１はd軸，q軸電流指令値ｉｄｒ，ｉｑｒに対して，それぞれd軸，q軸電流ｉｄ、ｉｑをフィードバックしてそれらの電流偏差が０となるように制御演算が行われる。ｄ軸，q軸切換部３４，３３では，電流検出パルスＰｄに同期してd軸，q軸電流制御演算部３２，３１の演算結果を出力するか，０を出力するかをＰＷＭ信号発生部９の搬送波に同期して，その半周期毎に切り換え制御をおこなっている。
【００１６】
具体的には，図５に示すように時刻ｔ（２ｎ）から時刻ｔ（２ｎ＋１）までの区間１は出力を０にし，時刻ｔ（２ｎ＋１）からｔ（２ｎ＋２）までの区間２は電流制御演算結果を出力するようにしている。つまり，電流制御系として考えた場合，平均値としては，１／２の電圧しか出力されないことになる。そこで，この制御系では，電流制御系のゲインを通常の２倍とすることにより，同一の電流制御特性を確保するようにしている。ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄｓ，Ｖｑｓは、ｄ軸，q軸の切換部３４，３３の出力（Ｖｄｓ０，Ｖｑｓ０、図１参照）に逆起電力検出部５１で演算されたｄ軸，ｑ軸の逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅの値をそれぞれ加算器３４ｄ、３３ｑで加算することで得ている（図２参照）。
【００１７】
次に，図３の逆起電力検出部５１の動作について，図５を用いて説明する。図５はＰＷＭ信号発生部９の搬送波（ａ）と各部の動作を示すタイムチャートである。モータ内部で干渉し合う逆起電力の検出を行う制御部が逆起電力検出部５１で、図３にそのブロック図を示す。この逆起電力検出部５１はα軸電流差分検出部３５，β軸電流差分検出部３６，座標変換部３７，d軸逆起電力演算部３８，q軸逆起電力演算部３９から構成される。α軸電流差分検出部３５，β軸電流差分検出部３６は三相の相電流ｉｕ，ｉｖ、ｉｗ，を入力し，図５に示した時刻ｔ（２ｎ）から時刻ｔ（２ｎ＋１）までの電流差分ベクトルΔｉa（２ｎ）を検出するためのもので，電流差分ベクトルΔｉa（２ｎ）のうち，α軸成分Δｉaα（２ｎ），Δｉaβ（２ｎ）をそれぞれの電流差分検出部３５，３６で検出する。次にこれらの静止座標系（α-β軸系）の電流差分値を、座標変換部３７によりｄ-ｑ軸回転座標系に変換し，電流差分ベクトルΔｉa（２ｎ）のｄ軸成分Δｉａｄ（２ｎ），q軸成分Δｉａｑ（２ｎ）を算出する。Δｉａｄ（２ｎ），Δｉａｑ（２ｎ）はあくまでも静止座標系上で見た電流差分ベクトルΔｉa（２ｎ）のd軸，q軸成分である。
【００１８】
また，図５に示した時刻ｔ（２ｎ）から時刻ｔ（２ｎ＋１）までの区間１は，ｄ軸，q軸切換部３４，３３の出力は0になっているので（図２参照），d軸，q軸逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅだけがｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄｓ，Ｖｑｓとしてそれぞれ出力される。そのため，Ｖｄｅが同期モータ１の実際のd軸逆起電力より大きい場合，d軸電流差分値Δｉａｄは正の値となり，逆にＶｄｅが小さい場合，Δｉａｄは負の値となる。Ｖｑｅについても同様の結果となる。そこで，図３のd軸逆起電力演算部３８，q軸逆起電力演算部３９において，Δｉａｄ，Δｉａｑがそれぞれ0になるように，d軸，q軸逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅの演算を行う。これらの演算により，Δｉａｄ，Δｉａｑがいずれも0となれば，d軸，q軸逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅが実際の同期モータ1の逆起電力と一致したことを意味する。このd軸，q軸逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅを電流制御部ＣＴＲ７に出力する。これが本実施例において逆起電力を検出する制御方法である。
【００１９】
すなわち，図５タイムチャートの逆起電力演算部の動作に示すように，区間１は逆起電力検出制御，区間２は検出した逆起電力を電流制御演算部３２，３１の出力に加算してモータ逆起電力の補償制御、のように区間によって制御を切換えている。従来のように，モータ速度だけから逆起電力を検出推定すると，実際の逆起電力との間に過不足が生じて電流制御系の特性を低下させる原因となっていた。これに対して，本方式のように，実際の逆起電力と完全に一致する電圧を逆起電力の補償量として制御に用いれば，本来の逆起電力の補償を完全に行うことができるので，電流制御の特性を常に高性能に維持できる特徴がある。
次に，前述した逆起電力検出部５１において電流変化制御を用いて検出した逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅから温度を推定する温度推定部５２の構成及び具体的な推定方法について，図４及び図６〜図８により説明する。図４に示すように温度推定部５２は座標変換部５３，磁束推定部５４，磁石・巻線温度推定部５５から構成されている。この磁石・巻線温度推定部５５から，推定した磁石温度と巻線温度の出力が、フェイルセーフ処理などに用いられる。図６には磁石温度特性，図７には磁石温度と巻線温度の関係を示す一例，図８は逆起電力を検出してからから磁石温度，モータ巻線温度を推定するまでの処理フローを示す。
【００２０】
磁石の温度特性は図６に示すように，磁石の温度上昇とともに磁束φの変化ΔΦ、すなわちｄΦ／ｄｔ値が、磁石温度が高くなるにつれて減少する特性がある。そしてある温度以上に磁石温度が上昇すると減磁してしまい、所定のトルクが発生しなくなる状態に陥る。したがって，この特性を利用して磁束変化率、すなわち逆起電力から磁石温度を推定することが可能となる。この特性は磁石の温度特性として磁石単体特性として与えられる場合もあり、予め測定して磁石の特性データを得て、記憶しておけばよい。
【００２１】
また，使用時間あるいは通電時間と磁石温度および巻線温度との関係の一例を図７に示す。図示のように磁石温度に比べ巻線温度の方が急激に上昇する特性をもっている。運転条件が同じであれば、発熱と放熱の関係からある温度に落ち着くが、その温度上昇が大きいと巻線の焼損を引き起こすおそれがある。したがって，磁石温度はもちろん巻線温度の監視も必要であり、異常温度上昇時にはそれに対応した制御処理が必要である。すなわち，逆起電力検出部５１で検出した逆起電力からモータ動作時の磁束変化を推定して磁石温度が分かれば、通電時間に応じて図７から巻線温度も推定することができる。このように図６，図７の関係から、逆起電力が分かれば、モータの磁石温度および巻線温度を推定することができる。
【００２２】
これらをもう少し詳しく説明する。温度推定部５２において，逆起電力演算部５１で検出したd軸，q軸逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅを座標変換部５３に入力し磁極位置θを用いて座標変換を行う。この座標変換によって三相の逆起電力Ｖｕｅ，Ｖｖｅ，Ｖｗｅが得られる。これらの逆起電力は
Ｖｕｅ＝−ωφsinθ ………（１）
Ｖｖｅ＝−ωφsin (θ−２π／３) ………（２）
Ｖｗｅ＝−ωφsin (θ＋４π／３) ………（３）
である。ここで，θは磁極位置，ωはモータ速度，φは永久磁石による電機子鎖交磁束（本文中では磁束φと省略している）である。磁束推定部５４では，速度検出部１３で検出したモータ速度ωと（１）〜（３）式で表される逆起電力の関係からモータの磁束φを演算する。以上の関係から推定する磁束φと，その時のモータ電流を磁石・巻線温度推定部５５に入力し，磁石温度と巻線温度を推定する。
【００２３】
次に，この磁石温度及び巻線温度について，その推定方法の一例について述べる。これらの温度推定を実現するために磁石・巻線温度推定部５５には，図６に示す磁石温度特性と，図７に示す磁石温度と巻線温度との相関関係を示す特性を例えば，マップ化して予め設定しておく。なお，磁石温度と巻線温度の関係はモータ電流の大きさによって変化することから，これらの関係を表わす特性はモータ電流をパラメータとして複数設定する。
【００２４】
このように，図６の磁石温度特性，及び図７の磁石温度と巻線温度の関係を予め設定しておくことにより，磁束推定部５４で推定した磁束φから磁石温度が推定でき，さらには図7に示す磁石温度とモータ電流の関係から巻線温度を推定することができる。以上述べてきた図１実施例の処理フローを図8に示す。
【００２５】
図８に示すように，ステップ１０１、１０２では図３に示すブロック５１の演算をおこなう。ステップ１０１では電流差分Δｉａα、Δｉａβを演算（図３のブロック３５、３６）する。ステップ１０２では逆起電力の検出演算（図３のブロック３７、３８、３９）を行う。その演算結果としての逆起電力は図３の出力信号Ｖｄｅ、Ｖｑｅである。この検出した逆起電力からステップ１０３で磁束変化Δφの推定演算（図４の座標変換部５３、磁束推定部５４の演算）により求める。このステップ１０３で演算した磁束Δφを基に，ステップ１０４において磁石温度と巻線温度を推定するために、磁石・巻線温度推定部５５の処理を実行する。すなわち予め記憶している図６、図７の関係から、磁石温度および巻線温度を推定する（図４のブロック５５）。次にステップ１０５では磁石の温度上昇、巻線の温度上昇が予め定められた上限値を超えたかどうかを判定する。上限値を越えている時はステップ１０６に示すようにモータ停止，あるいはモータ電流を抑制するなどのフェイルセーフのための制御処理を行う。上限値によっては電流抑制制御を行なう場合もある。また、磁石、あるいは巻線温度のいずれかが上限値を越えればステップ１０６のフェイルセーフ処理をおこなう。
【００２６】
なお，磁石温度から巻線温度を推定する方法として，これまで述べてきたようにモータ電流に応じて変化することを考慮して図７のような関係を予めマップ化して設定記憶、あるいは磁石温度と巻線温度の関係式を導出して数式化しておくことなどによって，磁石温度から巻線温度を推定することができる。その方法はこの例に限定されるものではない。また，先に述べてきた搬送波に同期して実行する逆起電力検出制御に比べて，磁石温度が上昇する時間は非常に長い。したがって、磁石温度、巻線温度の推定にかぎる場合は比較的長い時間間隔で逆起電力を演算しても十分に対応できる。
【００２７】
以上が本発明の実施例であり，電流センサだけを用いてモータ逆起電力を推定検出し、逆起電力からモータ温度を推定する方法を述べた。これにより，温度センサなしでモータ温度が検出でき，モータ温度異常時の処理が可能となる効果がある。さらに，温度センサの取り付けが不要となり，低コストのシステムが提供できる。
【００２８】
図９は本発明の他の実施例を示したモータ制御系のブロック構成図である。図１と比較して，逆起電力検出部５６における逆起電力の検出方法と，逆起電力の補償を電流制御部７でなく，静止座標系の各相電圧に印加することにより行うことが主な違いである。図９における電流制御部７の部分構成および演算方法を図１０のブロック図に示す。図１の実施例とほぼ同じであり同様の演算を行っている。図９が図１と異なる点は逆起電力Ｖｄｅ，Ｖｑｅを加算しないことだけであり，説明を省略する。すなわち図２では加算器３３ｑ、３４ｄによりＶｄｅ、Ｖｑｅの加算演算を行なっていたがこの部分がなく、他は同じである。この実施例における逆起電力検出部５６のブロック構成図を図１１に示す。まず，電流差分検出部４０で，電流検出パルスＰｄのタイミングにより，時刻ｔ（２ｎ）から時刻ｔ（２ｎ＋１）までの各相の電流差分値Δｉｕ（２ｎ）、Δｉｖ（２ｎ），Δｉｗ（２ｎ）、を算出する。これらの値は図３のΔｉａα（２ｎ），Δｉａβ（２ｎ）と同じ情報を持っている。図９の制御システムにおいても，時刻ｔ（２ｎ）から時刻ｔ（２ｎ＋１）までの間は各相の逆起電力Ｖｕｅ，Ｖｖｅ，Ｖｗｅを印加電圧としてインバータ３を制御するだけなので，各相の電流差分値Δｉｕ（２ｎ），Δｉｖ（２ｎ），Δｉｗ（２ｎ）が0となるように，Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相逆起電力演算部４１，４２，４３で演算を行う。すなわち図３に示したように、ｑ軸、ｄ軸の逆起電力をα軸、β軸の電流差分Δｉａα、Δｉａβから求めるのではなく、Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗから求める方法である。したがって演算部４１、４２、４３の出力は三相分の逆起電力が得られる。いわば前記実施例、図４のブロック５３の出力に対応する値が、この実施例では図１１の出力が該当する。実際の同期モータ1の逆起電力を収斂演算により得ることができる。図１１の４０は電流差分検出演算部である。
【００２９】
このように電流差分値から逆起電力を演算する考え方については，図１で示した実施例とほぼ同じである。次に，Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相逆起電力演算部４１，４２，４３で得られた逆起電力Ｖｕｅ，Ｖｖｅ，Ｖｗｅからモータ温度を推定する温度推定部のブロックを図１２に示す。図１２において,図４との違いは座標変換部５３がないことだけであり，上記（１）〜（３）式によりφを推定する。具体的な温度推定方法については前述した図４と同じく，図８に示す処理フローに従って行うことによりモータの磁石温度，巻線温度を推定できることになる。したがって，図１実施例と同様な効果が得られる。
【００３０】
図１３は磁極位置センサを用いないで，従来の電流制御よりもモータ速度急変時の特性を向上するための実施例を示したモータ制御系の構成図である。図９と比較して，図１３は磁極位置センサ５０がないこと，磁極位置検出部１２で逆起電力と磁極位置θの検出を行うことが主な違いである。この実施例で重要な処理を行う磁極位置検出部１２のブロック構成図を図１５に示す。図９実施例の逆起電力検出部５６（図１１）と、図１３実施例における磁極位置検出部１２（図１５）の違いは，磁極位置推定部４４を有していることである。すなわち，電流検出パルスＰｄのタイミングにより電流差分検出部４０で三相各相の電流差分値、Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを算出し，Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の逆起電力演算部４１，４２，４３で演算を行う。逆起電力を検出する制御演算は図９実施例の図１１（ブロック５６）の場合と同じである。このように電流差分値から逆起電力を演算する考え方については，図１で示した実施例とほぼ同じである。次に，Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相逆起電力演算部４１，４２，４３で得られた逆起電力Ｖｕｅ，Ｖｖｅ，Ｖｗｅから逆起電力の位相θｑ(ｑ軸の負方向)を演算することができる。これを行うブロックが図１５の磁極位置推定部４４である。この逆起電力Ｖｕｅ，Ｖｖｅ，Ｖｗｅは数式１，数式２，数式３で示す関係があることから，これらの式から磁極位置θを演算することができる。
【００３１】
このように，図１３のシステム構成を行えば，磁極位置センサなしで，電流制御性能を常に確保する制御系を実現できる。ここでは，逆起電力を用いる方法で，図１３のシステムを構成したが，同期モータ１の突極性(あるいは逆突極性)を利用して磁極位置を検出する方法と逆起電力推定による電流制御性の確保を両立する方法を適用してもよい。図１３における温度推定部５２のブロックは図１２と同じであり説明は省略する。
【００３２】
図１６に図１３実施例における処理フローを示す。図１６に示すように，ステップ１０１で電流差分Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを検出する。ステップ１０２で逆起電力検出演算（図１５のブロック４１、４２、４３の演算）を行う。この検出した逆起電力からステップ１０３で磁束φの推定演算，すなわち図１２の磁束推定部５４の演算を行う。このステップ１０３で演算した磁束φを基に，ステップ１０４において磁石温度と巻線温度を推定する磁石・巻線温度推定部５５（図１２のブロック５５）の処理を実行する。ステップ１０５において推定した磁石温度，巻線温度の上限値との関係を判定する。これらの温度上昇のうちいずれか一方でも許容値を超えている場合には，ステップ１０６に示すようにモータ停止，あるいはモータ電流を抑制するなどのフェイルセーフ処理を行う。これは図８、の場合と同じである。一方，図１３実施例は磁極位置センサを有していないため，ステップ１０２で逆起電力検出演算実施後，ステップ１０７において磁極位置θの演算，すなわち図１５に示した磁極位置推定部４４の演算を行い座標変換などのモータ制御に用いる。
【００３３】
図９実施例においては逆起電力検出部５５で，図１３実施例においては磁極位置検出部で逆起電力Ｖｕｅ，Ｖｖｅ，Ｖｗｅを検出している。これらの実施例においては，電流制御部７で演算したｄ，ｑ軸上の制御量Ｖｄｓ，Ｖｑｓを座標変換部８で静止座標系に変換したＶｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓ、に加算してＰＷＭ信号発生部９に入力している。このようにしてモータ内部の逆起電力を補償している。
【００３４】
この時，インバータ３により三相の交流電圧に変換されるバッテリ２の直流電圧はモータの動作条件によって変動する。そこで，電流制御性能を確保するために直流電圧の大きさによってＰＷＭ信号発生部９に入力する三相電圧指令値の大きさを補正する必要があり，通常は電流制御部で演算する制御量Ｖｄｓ，Ｖｑｓを基準とする直流電圧を用いて補正している。したがって，図９，図１３実施例に示すように検出した逆起電力を用いて補償する場合は，同様に直流電圧の大きさに応じて検出した逆起電力の補正が必要となる。
【００３５】
以上が，本発明の一実施例であり，電流センサだけを用いて同期モータの磁極位置を検出するだけでなく，逆起電力からモータ温度を推定する方法を述べた。
これにより，温度センサなしでモータ温度が検出でき，モータ温度異常時の処理が可能となる効果がある。さらに，温度センサの取り付けが不要となり，低コストのシステムを構成することができる。同期モータとしては，円筒型のロータ，突極性を持つロータのいずれにも適用できる。また，磁極位置推定方法として逆起電力を検出して演算する方法を述べたが，他の磁極位置推定方法に，本実施例で述べたモータ温度推定方法を適用した場合でも同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００３６】
【発明の効果】
本発明によれば，通常のＰＷＭ制御を行いながらモータの逆起電力を検出し，検出した逆起電力から磁束が推定できることを利用することによって，モータ温度が推定でき、モータの温度監視制御を行うことが出来る。また，逆起電力をリアルタイムに検出することにより常に高性能の電流制御性をおこなうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】同期モータの磁極位置センサ付き制御システムに本発明を適用したときの一実施例を示す。同図（Ａ）は全体のブロック構成図を、同図（Ｂ）はｄ-ｑ軸、α-βの軸関係を示す図である。
【図２】図１の電流制御部ＣＴＲにおいて行われる電流制御と印加電圧発生方法を示した部分制御ブロック図である。
【図３】図１の逆起電力検出部で行われる逆起電力の推定方法を示した制御ブロック図である。
【図４】図１の温度推定部５２で行われるモータ温度の推定方法を示した制御ブロック図である。
【図５】（ａ）〜（ｅ）は実施例の動作を説明するための搬送波、電流検出信号，電流制御出力，逆起電力検出部の動作，印加電圧の関係を示すタイムチャートである。
【図６】磁石温度と磁束変化率の関係を示す磁石温度特性である。
【図７】磁石温度と巻線温度との関係の一例を示す図である。
【図８】図１実施例の処理フローの概略を示す図である。
【図９】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図１０】図９の電流制御部ＣＴＲにおいて行われる電流制御と印加電圧発生方法を示した制御ブロック図である。
【図１１】図９の逆起電力検出部５５で行われる逆起電力の推定方法を示した制御ブロック図である。
【図１２】図９の温度推定部５２で行われるモータ温度の推定方法を示した制御ブロック図である。
【図１３】磁極位置センサなしで，かつ高精度に逆起電力を検出して電流制御の制御性を向上する同期モータの磁極位置センサレス制御システムの構成図である。
【図１４】図１３の電流制御部７において行われる電流制御と印加電圧発生方法を示した制御ブロック図である。
【図１５】図１３の磁極位置検出部１２で行われる逆起電力及び磁極位置の推定方法を示した制御ブロック図である。
【図１６】図１３実施例の処理フローを示す図である。
【符号の説明】
１--同期モータ、２--バッテリ、３--インバータ、４--コントローラ、５ｕ,５ｖ,５ｗ--電流センサ、6--電流指令値発生部、７--電流制御部、８、１１、３７--座標変換部、９--ＰＷＭ信号発生部、１０--電流検出部、１２--磁極位置検出部、１３--速度検出部、１４--電流差分演算部、３１-- d軸電流制御演算部、３２--q軸電流制御演算部、３３--ｄ軸切換部、３４--q軸切換部、３５--α軸電流差分検出部、３６--β軸電流差分検出部、３８--d軸逆起電力演算部、３９--q軸逆起電力演算部、４０--電流差分検出部、４１Ｕ相逆起電力演算部、４２--Ｖ相逆起電力演算部、４３--Ｗ相逆起電力演算部、４４--磁極位置推定部、５０--磁極位置センサ、５１--逆起電力検出部、５２--温度推定部、５３--座標変換部５４--磁束推定部、５５磁石・巻線温度推定部、５６逆起電力演算部、[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device that controls a synchronous motor with high performance, and more particularly to a control device that performs temperature monitoring control of a motor without a temperature sensor.
[0002]
[Prior art]
As a control device for controlling an AC load or AC motor, the motor current is controlled by feeding back the motor current, performing the proportional / integral calculation of the difference from the current command value, and controlling the voltage applied to the AC motor. The control method to perform is generally well known. For example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-233845 describes a method of controlling the current of a synchronous motor on a dq axis rotational coordinate system having a rotational coordinate that coincides with a magnetic pole position. Since this method can handle an alternating current with a direct current, it is relatively easy to set the current deviation in a steady state to 0, and has a feature of excellent response to a current command value. In this way, the torque and speed of the motor are controlled by controlling the current flowing through the motor winding. In particular, the battery voltage utilization rate is improved and high-efficiency operation is achieved.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In the case of a synchronous motor using a permanent magnet, the magnet temperature rises due to the operation of the motor. It is known that the winding temperature of the motor shows a rapid temperature rise due to the magnet temperature. Thus, when the magnet temperature rises too much due to the operation of the motor, the magnetic flux decreases due to the demagnetization phenomenon of the magnet. In addition, when the winding temperature rises, there is a risk of burning the winding. Therefore, it is necessary to constantly monitor the motor temperature and perform processing corresponding to the abnormal increase in the motor temperature. However, in order to monitor the motor temperature, a plurality of temperature sensors such as a magnet temperature sensor or a winding temperature sensor must be installed in the motor. When these temperature sensors are installed, the structure of the motor itself must be taken into consideration. These limit the size reduction of the motor. Furthermore, there are problems such as a decrease in reliability due to a failure of the temperature sensor, and an increase in cost.
[0004]
In view of the above-described problems, the object of the present invention is to perform motor temperature monitoring control without mounting a temperature sensor for monitoring the motor temperature, and to reduce the size of the motor, reduce the cost, and provide highly reliable motor control. To provide an apparatus.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
The present invention includes an AC motor, a power converter that applies a voltage to the AC motor, and a control device that controls the applied voltage by a PWM (Pulse Width Modulation) signal synchronized with a carrier wave. In the motor control device, the current change control device that controls whether the command current amount of the AC motor is output as a calculation result or 0 is output every half cycle of the carrier wave, and the output signal of the current detection unit of the AC motor Back electromotive force calculating means for calculating the back electromotive force of the motor, and temperature estimating means for estimating the magnet temperature and winding temperature of the motor from the back electromotive force. It is characterized in that it is composed of
[0006]
Ma Before A magnetic pole position detecting means for estimating the rotor position of the AC motor based on the output signal of the current detector of the AC motor is characterized.
[0007]
Further, the present invention is characterized in that there is provided switching means for performing control for detecting or compensating the back electromotive force of the AC motor by switching every half cycle of the carrier wave in synchronization with the carrier wave. A temperature estimating means for estimating a magnet temperature from the magnetic flux of the permanent magnet estimated using the output of the current detection unit of the AC motor during the current change control, and then estimating the temperature of the motor winding from the magnet temperature; There is a feature in being. Further, the present invention is characterized in that the controller performs a fail-safe abnormality process when the magnet temperature or the winding temperature of the motor exceeds a preset allowable value.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. The embodiment of FIG. 1A is an embodiment in the case where the magnet temperature used in the motor and the winding temperature of the motor are estimated using the counter electromotive force of the synchronous motor 1, and the synchronous motor 1 is replaced with a battery. The block block diagram of the motor control system driven with the direct current energy of 2 is shown.
[0009]
The DC voltage of the battery 2 is converted into a three-phase AC voltage by the inverter (INV) 3 and applied to the synchronous motor (SYM) 1. The applied voltage is controlled by the controller (CTR) 4 as follows. First, the current command value generation unit 6 determines a d-axis current command value idr and a q-axis current command value iqr for the torque command value τr to be generated by the motor. Here, the d-axis indicates the direction of the magnetic pole position (magnetic flux), and the q-axis indicates the direction that is electrically orthogonal to the d-axis. This constitutes the dq axis coordinate system and determines the current value in each axial direction. . The relationship between the dq axis and the α-β axis is shown in FIG.
[0010]
In the synchronous motor 1, the ratio of idr and iqr can be changed under the condition that the same motor speed ω and the same motor torque τ are generated, but the motor loss is different. Therefore, by inputting the motor speed ω to the current command value generation unit 6, optimum idr and iqr with the least motor loss with respect to the torque command value τr are output. The motor speed ω is detected from the change amount of the magnetic pole position θ by the speed detector 13. When the rotor having the magnet rotates, the dq axis coordinate system also rotates, so the phase of the magnetic pole from the stationary coordinate system (α-β axis coordinate system) is θ (hereinafter referred to as the magnetic pole position θ).
[0011]
At this time, if the values of the d-axis current and the q-axis current can be controlled according to the command values, the synchronous motor 1 can generate a torque that matches the torque command value τr. The torque command value τr may be directly instructed, or may be commanded from a speed control arithmetic circuit (not shown).
[0012]
Further, the U-phase current iu, V-phase current iv, and W-phase current iw detected from the current sensors 5u, 5v, and 5w are detected by the current detection pulse Pd synchronized with the peaks and valleys of the carrier wave of the PWM signal generation unit 9 in the current detection unit 10. It is detected by timing, and is converted into a d-axis current id and a q-axis current iq in the dq-axis coordinate system by the coordinate converter 11 (see FIG. 5 described later). In this embodiment, the currents detected by the current detector 10 are all phase currents iu, iv, iw of the U phase, V phase, and W phase, but the W phase current iw can be obtained from iu, iv. , Detection of the W-phase current iw may be omitted. The current control unit 7 calculates the d-axis current deviation between the d-axis current command value idr and the d-axis current id and the q-axis current deviation between the q-axis current command value iqr and the q-axis current iq, and for each current deviation, A d-axis voltage command value Vds and a q-axis voltage command value Vqs are obtained by proportional / integral control (hereinafter abbreviated as PI control) and output. As a control method for compensating the back electromotive force, a method of performing non-interference control using the motor speed ω has been proposed.
[0013]
The coordinate converter 8 that receives the d-axis voltage command value Vds and the q-axis voltage command value Vqs as input signals calculates the three-phase voltage command values Vur, Vvr, and Vwr of the stationary coordinate system based on the magnetic pole position θ. These three-phase voltage command values are input to the PWM signal generator 9. By the calculation in the PWM signal generation unit 9, three-phase PWM pulse signals Pup, Pvp, Pwp, Pun, Pvn, Pwn are output to the inverter 3. As a result, the voltage applied to the synchronous motor SYM1 is determined (controlled).
The control block diagram of FIG. 1A is an embodiment when the back electromotive force is accurately detected to estimate the motor temperature, that is, the magnet temperature and the winding temperature, and is applied to improve the characteristics of the current control system. In this embodiment, a motor control system having a magnetic pole position sensor 50 is targeted. Therefore, the magnetic pole position θ detected by the magnetic pole position sensor 50 is output to the coordinate converters 8 and 11 and the speed detector 13 and used for motor control. In FIG. 1A, the present invention is characterized by having a back electromotive force detection unit 51 and a temperature estimation unit 52, and estimating the motor temperature by the temperature control unit 52 that estimates the motor temperature from the back electromotive force. is there. These are described below.
[0014]
The back electromotive force detection unit 51 calculates the d-axis and q-axis components Vde and Vqe of the back electromotive force from the three-phase phase currents iu, iv and iw and the magnetic pole position θ. These values are input to the current control unit 7 and used for back electromotive force compensation of the current control system, so that the current control characteristics such as when the speed is suddenly changed can be improved. Adding the counter electromotive force component to the calculation of the current control system compensates for the counter electromotive force generated in the synchronous motor 1, and is a widely used method. However, in general, since a method of estimating the back electromotive force from the motor speed ω is adopted, the current may fluctuate when the speed fluctuates due to excessive or insufficient compensation. Further, when the load constitutes a mechanical vibration system, vibration may be promoted by overcompensation of the back electromotive force. This embodiment solves these problems and can control the motor current according to the current command value even when the speed changes suddenly.
[0015]
Further, the embodiment of the present invention shown in FIG. 1A will be described in detail with reference to FIGS. FIG. 2 is a partial block diagram showing the processing contents of the current control unit 7. The current control system is switched between valid / invalid by the current detection pulse Pd. In FIG. 2, a d-axis current control calculation unit 32 and a q-axis current control calculation unit 31 feed back d-axis and q-axis currents id and iq to the d-axis and q-axis current command values idr and iqr, respectively. The control calculation is performed so that the current deviation becomes zero. In the d-axis and q-axis switching units 34 and 33, the PWM signal generation unit determines whether to output the calculation results of the d-axis and q-axis current control calculation units 32 and 31 or to output 0 in synchronization with the current detection pulse Pd. In synchronization with the nine carrier waves, switching control is performed every half cycle.
[0016]
Specifically, as shown in FIG. 5, in section 1 from time t (2n) to time t (2n + 1), the output is 0, and in section 2 from time t (2n + 1) to t (2n + 2), current control calculation is performed. The result is output. That is, when considered as a current control system, only a half voltage is output as an average value. Therefore, in this control system, the same current control characteristic is ensured by making the gain of the current control system twice the normal gain. The d-axis and q-axis voltage command values Vds and Vqs are calculated based on the outputs of the d-axis and q-axis switching units 34 and 33 (Vds0 and Vqs0, see FIG. 1). The values of the back electromotive forces Vde and Vqe of the shaft are obtained by adding by the adders 34d and 33q, respectively (see FIG. 2).
[0017]
Next, the operation of the back electromotive force detection unit 51 in FIG. 3 will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a time chart showing the carrier wave (a) of the PWM signal generator 9 and the operation of each part. A control unit that detects counter electromotive forces that interfere with each other inside the motor is a counter electromotive force detection unit 51, and FIG. 3 is a block diagram thereof. The counter electromotive force detection unit 51 includes an α-axis current difference detection unit 35, a β-axis current difference detection unit 36, a coordinate conversion unit 37, a d-axis counter electromotive force calculation unit 38, and a q-axis counter electromotive force calculation unit 39. . The α-axis current difference detection unit 35 and the β-axis current difference detection unit 36 input the three-phase currents iu, iv, iw, and the current from time t (2n) to time t (2n + 1) shown in FIG. The difference vector Δia (2n) is detected, and among the current difference vector Δia (2n), the α-axis components Δiaα (2n) and Δiaβ (2n) are detected by the current difference detection units 35 and 36, respectively. Next, the current difference value of these stationary coordinate systems (α-β axis system) is converted into the dq axis rotation coordinate system by the coordinate conversion unit 37, and the d axis component Δiad (2n) of the current difference vector Δia (2n) is converted. ), Q-axis component Δiaq (2n) is calculated. Δiad (2n) and Δiaq (2n) are d-axis and q-axis components of the current difference vector Δia (2n) as viewed on the stationary coordinate system.
[0018]
Further, in the section 1 from time t (2n) to time t (2n + 1) shown in FIG. 5, the outputs of the d-axis and q-axis switching units 34 and 33 are 0 (see FIG. 2), d Only the axis and q-axis back electromotive forces Vde and Vqe are output as the d-axis and q-axis voltage command values Vds and Vqs, respectively. Therefore, when Vde is larger than the actual d-axis counter electromotive force of the synchronous motor 1, the d-axis current difference value Δiad is a positive value. Conversely, when Vde is small, Δiad is a negative value. Similar results are obtained for Vqe. Therefore, the d-axis and q-axis counter electromotive forces Vde and Vqe are calculated so that Δiad and Δiaq become 0 in the d-axis counterelectromotive force calculator 38 and the q-axis counterelectromotive force calculator 39 in FIG. . If Δiad and Δiaq are both 0 by these calculations, it means that the d-axis and q-axis back electromotive forces Vde and Vqe coincide with the actual back electromotive force of the synchronous motor 1. The d-axis and q-axis back electromotive forces Vde and Vqe are output to the current control unit CTR7. This is a control method for detecting the back electromotive force in this embodiment.
[0019]
That is, as shown in the operation of the counter electromotive force calculation unit in the time chart of FIG. 5, the counter electromotive force detection control is performed in section 1, and the detected counter electromotive force is added to the outputs of the current control calculation units 32 and 31 in section 2. Control is switched according to the section, such as compensation control of the motor back electromotive force. If the back electromotive force is detected and estimated only from the motor speed as in the prior art, an excess or deficiency occurs between the back electromotive force and the actual back electromotive force, causing the current control system characteristics to deteriorate. On the other hand, if a voltage that completely matches the actual back electromotive force is used for control as the back electromotive force compensation amount as in this method, the original back electromotive force can be completely compensated. , The characteristics of current control can always be maintained at high performance.
Next, the configuration of the temperature estimation unit 52 that estimates the temperature from the back electromotive forces Vde and Vqe detected using the current change control in the back electromotive force detection unit 51 and a specific estimation method will be described with reference to FIGS. Referring to FIG. As shown in FIG. 4, the temperature estimation unit 52 includes a coordinate conversion unit 53, a magnetic flux estimation unit 54, and a magnet / winding temperature estimation unit 55. From the magnet / winding temperature estimation unit 55, the estimated magnet temperature and output of the winding temperature are used for fail-safe processing or the like. 6 shows an example of the magnet temperature characteristics, FIG. 7 shows an example of the relationship between the magnet temperature and the winding temperature, and FIG. 8 shows a processing flow from the detection of the back electromotive force to the estimation of the magnet temperature and the motor winding temperature. Indicates.
[0020]
As shown in FIG. 6, the temperature characteristic of the magnet has a characteristic that the change ΔΦ of the magnetic flux φ, that is, the dΦ / dt value decreases as the magnet temperature increases as the temperature of the magnet increases. When the magnet temperature rises above a certain temperature, the magnet is demagnetized, and a predetermined torque is not generated. Therefore, it is possible to estimate the magnet temperature from the rate of change of magnetic flux, that is, the counter electromotive force, using this characteristic. This characteristic may be given as a single magnet characteristic as a temperature characteristic of the magnet, and may be measured in advance to obtain magnet characteristic data and stored.
[0021]
FIG. 7 shows an example of the relationship between use time or energization time, magnet temperature, and winding temperature. As shown in the figure, the coil temperature has a characteristic of increasing more rapidly than the magnet temperature. If the operating conditions are the same, the temperature will settle down due to the relationship between heat generation and heat dissipation, but if the temperature rise is large, there is a risk of burning the windings. Therefore, it is necessary to monitor the winding temperature as well as the magnet temperature, and when the abnormal temperature rises, a control process corresponding to that is required. That is, if the change in magnetic flux during motor operation is estimated from the back electromotive force detected by the back electromotive force detection unit 51 and the magnet temperature is known, the winding temperature can also be estimated from FIG. 7 according to the energization time. Thus, if the back electromotive force is known from the relationship of FIGS. 6 and 7, the magnet temperature and winding temperature of the motor can be estimated.
[0022]
I will explain these in more detail. In the temperature estimation unit 52, the d-axis and q-axis back electromotive forces Vde and Vqe detected by the back electromotive force calculation unit 51 are input to the coordinate conversion unit 53, and coordinate conversion is performed using the magnetic pole position θ. By this coordinate transformation, three-phase back electromotive forces Vue, Vve, and Vwe are obtained. These back electromotive forces are
Vue = −ωφsinθ (1)
Vve = −ωφsin (θ−2π / 3) (2)
Vwe = −ωφsin (θ + 4π / 3) (3)
It is. Here, θ is the magnetic pole position, ω is the motor speed, and φ is the armature interlinkage magnetic flux (abbreviated in the text as magnetic flux φ). The magnetic flux estimation unit 54 calculates the magnetic flux φ of the motor from the relationship between the motor speed ω detected by the speed detection unit 13 and the back electromotive force expressed by the equations (1) to (3). The magnetic flux φ estimated from the above relationship and the motor current at that time are input to the magnet / winding temperature estimation unit 55 to estimate the magnet temperature and winding temperature.
[0023]
Next, an example of a method for estimating the magnet temperature and the winding temperature will be described. In order to realize these temperature estimations, the magnet / winding temperature estimation unit 55 includes, for example, a map showing the magnet temperature characteristics shown in FIG. 6 and the characteristics showing the correlation between the magnet temperature and the winding temperature shown in FIG. And set in advance. Since the relationship between the magnet temperature and the winding temperature varies depending on the magnitude of the motor current, a plurality of characteristics representing these relationships are set using the motor current as a parameter.
[0024]
In this manner, by setting the magnet temperature characteristics of FIG. 6 and the relationship between the magnet temperature and the winding temperature of FIG. 7 in advance, the magnet temperature can be estimated from the magnetic flux φ estimated by the magnetic flux estimation unit 54. The winding temperature can be estimated from the relationship between the magnet temperature and the motor current shown in FIG. The processing flow of the embodiment shown in FIG. 1 described above is shown in FIG.
[0025]
As shown in FIG. 8, in steps 101 and 102, the block 51 shown in FIG. 3 is calculated. In step 101, current differences Δiaα and Δiaβ are calculated (blocks 35 and 36 in FIG. 3). In step 102, back electromotive force detection calculation (blocks 37, 38, and 39 in FIG. 3) is performed. The back electromotive force as the calculation result is the output signals Vde and Vqe in FIG. From this detected back electromotive force, in step 103, the magnetic flux change Δφ is estimated by calculation (calculation by the coordinate conversion unit 53 and the magnetic flux estimation unit 54 in FIG. 4). Based on the magnetic flux Δφ calculated in step 103, in order to estimate the magnet temperature and winding temperature in step 104, the processing of the magnet / winding temperature estimation unit 55 is executed. That is, the magnet temperature and the winding temperature are estimated from the previously stored relationships of FIGS. 6 and 7 (block 55 in FIG. 4). Next, at step 105, it is determined whether the temperature rise of the magnet and the temperature rise of the winding have exceeded a predetermined upper limit value. When the upper limit value is exceeded, as shown in step 106, control processing for fail-safe such as stopping the motor or suppressing the motor current is performed. Depending on the upper limit value, current suppression control may be performed. If either the magnet or the winding temperature exceeds the upper limit value, the fail-safe process in step 106 is performed.
[0026]
As a method of estimating the winding temperature from the magnet temperature, the relationship as shown in FIG. 7 is previously mapped and stored in the setting or the magnet temperature in consideration of the fact that it changes according to the motor current as described above. The winding temperature can be estimated from the magnet temperature by, for example, deriving and formulating a relational expression between the winding temperature and the winding temperature. The method is not limited to this example. In addition, the time for the magnet temperature to rise is much longer than the counter electromotive force detection control executed in synchronization with the carrier wave described above. Therefore, when only the estimation of the magnet temperature and the winding temperature is performed, it can be sufficiently handled even if the counter electromotive force is calculated at a relatively long time interval.
[0027]
The above is the embodiment of the present invention, and the method for estimating and detecting the motor back electromotive force using only the current sensor and estimating the motor temperature from the back electromotive force has been described. As a result, the motor temperature can be detected without a temperature sensor, and processing when the motor temperature is abnormal can be performed. Furthermore, it is not necessary to install a temperature sensor, and a low-cost system can be provided.
[0028]
FIG. 9 is a block diagram of a motor control system showing another embodiment of the present invention. Compared with FIG. 1, the back electromotive force detection method in the back electromotive force detection unit 56 and compensation of the back electromotive force can be performed by applying each phase voltage in the stationary coordinate system instead of the current control unit 7. The main difference. The partial configuration and calculation method of the current control unit 7 in FIG. 9 are shown in the block diagram of FIG. It is almost the same as the embodiment of FIG. 1 and performs the same calculation. 9 is different from FIG. 1 only in that the back electromotive forces Vde and Vqe are not added, and the description thereof is omitted. That is, in FIG. 2, the adders 33q and 34d perform the addition calculation of Vde and Vqe, but this portion is not present, and the others are the same. FIG. 11 shows a block diagram of the back electromotive force detection unit 56 in this embodiment. First, in the current difference detection unit 40, current difference values Δiu (2n), Δiv (2n), Δiw (2n) of each phase from time t (2n) to time t (2n + 1) according to the timing of the current detection pulse Pd. , Is calculated. These values have the same information as Δiaα (2n) and Δiaβ (2n) in FIG. Also in the control system of FIG. 9, since the inverter 3 is controlled by using the back electromotive force Vue, Vve, Vwe of each phase as an applied voltage from time t (2n) to time t (2n + 1), the current of each phase The U-phase, V-phase, and W-phase counter electromotive force calculators 41, 42, and 43 perform calculations so that the difference values Δiu (2n), Δiv (2n), and Δiw (2n) are zero. That is, as shown in FIG. 3, the q-axis and d-axis counter electromotive forces are not calculated from the current differences Δiaα and Δiaβ of the α-axis and β-axis, but are calculated from Δiu, Δiv, and Δiw. Therefore, the outputs of the arithmetic units 41, 42, and 43 can obtain the back electromotive force for three phases. In other words, the value corresponding to the output of the block 53 shown in FIG. 4 corresponds to the output shown in FIG. 11 in this embodiment. The actual counter electromotive force of the synchronous motor 1 can be obtained by the convergence calculation. Reference numeral 40 in FIG. 11 denotes a current difference detection calculation unit.
[0029]
The concept of calculating the back electromotive force from the current difference value in this way is almost the same as that of the embodiment shown in FIG. Next, FIG. 12 shows a block of a temperature estimation unit that estimates the motor temperature from the back electromotive forces Vue, Vve, and Vwe obtained by the U phase, V phase, and W phase back electromotive force calculation units 41, 42, and 43. In FIG. 12, the only difference from FIG. 4 is that there is no coordinate conversion unit 53, and φ is estimated by the above equations (1) to (3). As for the specific temperature estimation method, the magnet temperature and winding temperature of the motor can be estimated by following the processing flow shown in FIG. Therefore, the same effect as the embodiment of FIG. 1 can be obtained.
[0030]
FIG. 13 is a configuration diagram of a motor control system showing an embodiment for improving characteristics at the time of sudden change in motor speed, compared with conventional current control, without using a magnetic pole position sensor. Compared with FIG. 9, FIG. 13 is mainly different in that the magnetic pole position sensor 50 is not provided and the magnetic pole position detector 12 detects the back electromotive force and the magnetic pole position θ. FIG. 15 shows a block diagram of the magnetic pole position detection unit 12 that performs important processing in this embodiment. The difference between the back electromotive force detection unit 56 (FIG. 11) in the FIG. 9 embodiment and the magnetic pole position detection unit 12 (FIG. 15) in the FIG. 13 embodiment is that a magnetic pole position estimation unit 44 is provided. That is, the current difference detection unit 40 calculates the current difference values, Δiu, Δiv, and Δiw of each of the three phases based on the timing of the current detection pulse Pd, and U-phase, V-phase, and W-phase counter electromotive force calculation units 41 and 42. , 43. The control calculation for detecting the back electromotive force is the same as that in the case of FIG. 11 (block 56) of the embodiment of FIG. The concept of calculating the back electromotive force from the current difference value in this way is almost the same as that of the embodiment shown in FIG. Next, the back electromotive force phase θq (q-axis negative direction) is calculated from the back electromotive forces Vue, Vve, and Vwe obtained by the U-phase, V-phase, and W-phase back electromotive force calculators 41, 42, and 43. be able to. The block that performs this is the magnetic pole position estimation unit 44 of FIG. Since the back electromotive forces Vue, Vve, and Vwe have a relationship expressed by Equation 1, Equation 2, and Equation 3, the magnetic pole position θ can be calculated from these equations.
[0031]
Thus, if the system configuration of FIG. 13 is performed, a control system that always ensures current control performance can be realized without a magnetic pole position sensor. Here, the system shown in FIG. 13 is configured by a method using back electromotive force. However, a method of detecting the magnetic pole position using the saliency (or reverse saliency) of the synchronous motor 1 and current control by back electromotive force estimation are used. You may apply the method of ensuring ensuring property. The block of the temperature estimation unit 52 in FIG. 13 is the same as that in FIG.
[0032]
FIG. 16 shows a processing flow in the embodiment of FIG. As shown in FIG. 16, in step 101, current differences Δiu, Δiv, Δiw are detected. In step 102, back electromotive force detection calculation (calculation of blocks 41, 42, and 43 in FIG. 15) is performed. In step 103, the magnetic flux φ is estimated from the detected back electromotive force, that is, the magnetic flux estimator 54 in FIG. Based on the magnetic flux φ calculated in step 103, in step 104, the magnet / winding temperature estimation unit 55 (block 55 in FIG. 12) for estimating the magnet temperature and winding temperature is executed. The relationship between the magnet temperature estimated in step 105 and the upper limit value of the winding temperature is determined. If any one of these temperature increases exceeds the allowable value, a fail-safe process such as stopping the motor or suppressing the motor current is performed as shown in step 106. This is the same as in the case of FIG. On the other hand, since the embodiment in FIG. 13 does not have a magnetic pole position sensor, after the back electromotive force detection calculation is performed in step 102, the magnetic pole position θ is calculated in step 107, that is, the calculation of the magnetic pole position estimation unit 44 shown in FIG. And used for motor control such as coordinate transformation.
[0033]
The back electromotive force detection unit 55 detects the back electromotive force Vue, Vve, Vwe in the embodiment of FIG. 9 and the magnetic pole position detection unit in the embodiment of FIG. In these embodiments, the control amounts Vds and Vqs on the d and q axes calculated by the current control unit 7 are added to Vus, Vvs and Vws converted to a stationary coordinate system by the coordinate conversion unit 8 to generate a PWM signal. Input to part 9. In this way, the back electromotive force in the motor is compensated.
[0034]
At this time, the DC voltage of the battery 2 that is converted into a three-phase AC voltage by the inverter 3 varies depending on the operating conditions of the motor. Therefore, in order to ensure the current control performance, it is necessary to correct the magnitude of the three-phase voltage command value input to the PWM signal generator 9 according to the magnitude of the DC voltage. Usually, the control amount Vds calculated by the current controller , Vqs is used as a reference for correction. Therefore, when compensating using the detected back electromotive force as shown in FIGS. 9 and 13, it is necessary to similarly correct the detected back electromotive force according to the magnitude of the DC voltage.
[0035]
The above is one embodiment of the present invention, and a method for estimating the motor temperature from the back electromotive force as well as detecting the magnetic pole position of the synchronous motor using only the current sensor has been described.
As a result, the motor temperature can be detected without a temperature sensor, and processing when the motor temperature is abnormal can be performed. Furthermore, it is not necessary to attach a temperature sensor, and a low-cost system can be configured. The synchronous motor can be applied to both a cylindrical rotor and a rotor having saliency. Although the method for detecting and calculating the back electromotive force has been described as the magnetic pole position estimation method, the same effect can be obtained even when the motor temperature estimation method described in this embodiment is applied to another magnetic pole position estimation method. Needless to say.
[0036]
【The invention's effect】
According to the present invention, the motor temperature can be estimated by detecting the back electromotive force of the motor while performing normal PWM control, and utilizing the fact that the magnetic flux can be estimated from the detected back electromotive force. Can be done. In addition, high-performance current control can always be performed by detecting the back electromotive force in real time.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 shows an embodiment when the present invention is applied to a control system with a magnetic pole position sensor of a synchronous motor. FIG. 4A is an overall block diagram, and FIG. 4B is a diagram showing the axial relationship between dq axes and α-β.
FIG. 2 is a partial control block diagram showing current control and applied voltage generation method performed in the current control unit CTR of FIG. 1;
FIG. 3 is a control block diagram showing a back electromotive force estimation method performed by a back electromotive force detection unit in FIG. 1;
4 is a control block diagram showing a motor temperature estimation method performed by a temperature estimation unit 52 in FIG. 1; FIG.
FIGS. 5A to 5E are time charts showing a relationship among a carrier wave, a current detection signal, a current control output, an operation of a back electromotive force detection unit, and an applied voltage for explaining the operation of the embodiment.
FIG. 6 is a magnet temperature characteristic showing a relationship between magnet temperature and magnetic flux change rate.
FIG. 7 is a diagram showing an example of the relationship between magnet temperature and winding temperature.
FIG. 8 is a diagram showing an outline of a processing flow of the embodiment in FIG. 1;
FIG. 9 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.
10 is a control block diagram showing current control and applied voltage generation method performed in the current control unit CTR of FIG. 9; FIG.
11 is a control block diagram illustrating a back electromotive force estimation method performed by the back electromotive force detection unit 55 of FIG. 9;
12 is a control block diagram showing a motor temperature estimation method performed by the temperature estimation unit 52 of FIG. 9; FIG.
FIG. 13 is a configuration diagram of a magnetic pole position sensorless control system for a synchronous motor that improves the controllability of current control by detecting a back electromotive force with high accuracy without using a magnetic pole position sensor.
14 is a control block diagram showing current control and an applied voltage generation method performed in the current control unit 7 of FIG. 13;
15 is a control block diagram showing a back electromotive force and magnetic pole position estimation method performed by the magnetic pole position detection unit 12 of FIG. 13; FIG.
FIG. 16 is a diagram showing a processing flow of the embodiment in FIG. 13;
[Explanation of symbols]
1--synchronous motor, 2--battery, 3--inverter, 4--controller, 5u, 5v, 5w--current sensor, 6--current command value generator, 7--current controller, 8, 11 37--coordinate converter, 9--PWM signal generator, 10--current detector, 12--magnetic pole position detector, 13--speed detector, 14--current difference calculator, 31--d Axis current control calculation unit, 32--q-axis current control calculation unit, 33--d-axis switching unit, 34--q-axis switching unit, 35--α-axis current difference detection unit, 36--β-axis current difference detection Unit, 38--d-axis counter electromotive force calculation unit, 39--q-axis counter electromotive force calculation unit, 40--current difference detection unit, 41 U-phase counter electromotive force calculation unit, 42--V-phase counter electromotive force calculation unit 43--W-phase counter electromotive force calculation unit, 44--magnetic pole position estimation unit, 50--magnetic pole position sensor, 51--back electromotive force detection unit, 52--temperature estimation unit, 53--coordinate conversion unit 54 --Magnetic flux estimation unit, 55 magnet / winding temperature estimation unit, 5 6 back electromotive force calculation unit,

Claims

In a motor control device including an AC motor, a power converter that applies a voltage to the AC motor, and a control device that controls the applied voltage by a PWM signal, the command current amount of the AC motor is set for each half cycle of a carrier wave. A current change control device for controlling whether to output a calculation result or 0; a back electromotive force calculation means for calculating a back electromotive force of the motor from an output signal of the current detection unit of the AC motor; and the back electromotive force A motor control apparatus comprising: a temperature estimation means for estimating a magnet temperature and a winding temperature of the motor.

2. The motor control device according to claim 1 , further comprising magnetic pole position detection means for estimating a rotor position of the AC motor based on an output signal of the current detection unit of the AC motor.

In claim 1, the motor controller is characterized by providing a switching means for performing switching every half cycle of the synchronization carrier back EMF detection control or counter electromotive force compensation control of the AC motor to the carrier .

2. The temperature according to claim 1 , wherein a magnet temperature is estimated from the magnetic flux of the permanent magnet estimated using the output of the current detection unit of the AC motor during the current change control, and then the temperature of the motor winding is estimated from the magnet temperature. A motor control device which is an estimation means.

2. The motor control device according to claim 1, wherein the control device performs a fail-safe abnormality process when the magnet temperature or the winding temperature of the motor exceeds a preset allowable value.