JP4589911B2 - ランダムアクセスチャネルのプリアンブルに関連づけた符号を発生する方法 - Google Patents

Description

この発明は概括的には２進符号変調を受けた信号の伝送システムおよび伝送方法に関する。より詳細にいうと、この発明は伝送距離の変動する移動通信環境で被変調信号を伝送する符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）伝送システムに関する。

通信システムは送信元から送信先へ情報を伝送する一つの主要機能を有する。送信元の生ずる信号は時間とともに変動する電気信号で通常は構成される。

送信元から送信先までの情報信号の伝送は、通常チャネルと呼ばれる適切な媒体を通じて行われる。チャネルの特性に整合するように情報信号を変化させる一つの方法を変調という。情報を帯びた信号の再生を復調という。復調プロセスは変調プロセスと論理的に逆のプロセスを用いて被変調信号を変換する。伝送チャネルが理想的な媒体であれば送信先における信号は送信元における信号と同じになるはずである。しかし、実際には伝送プロセスの期間中に信号は多様な変形を受けそのために歪が生ずる。送信先における受信機は原信号以外の影響をすべて除去して原情報を再生しなければならない。

現在の通信の大部分は、原アナログ信号をディジタル量に変換して伝送し、伝送されてきた情報の種類に応じてアナログ形式に再変換する手法によっている。最も単純なディジタル表示は任意のビット期間における情報が１または０の２進数値である表示である。その情報のとり得る値の範囲を拡大するために、３以上の値を表示するシンボルを用いる。３値シンボルおよび４値シンボルは三つの値および四つの値をそれぞれとり得る。変動する値は正負の整数で表示され、通常は対称的である。シンボルの考え方は、各シンボルのビット内容が特有のパルス形状を定めるので、情報のより大きい精細度を可能にする。シンボルのレベル数に応じて、それと同じ数の特有のパルス波形が存在する。送信元の情報をシンボルに変換し、そのシンボルで変調をかけてチャネル経由で伝送し送信先で復調する。

通信システムの通常のプロセスが伝送情報に与える影響は計算でき制御できる。しかし、送信元から送信先への伝送の期間中で計算不可能な要素は雑音である。ディジタル伝送に雑音が加わると信号が劣化し伝送誤りの可能性が増大する。もう一つの伝送信号劣化は信号の同期関係に影響する地形、建造物および伝搬距離に起因するマルチパス歪である。通信システムは情報信号の遭遇する予測可能な変形を画定する必要があり、伝送中に実際に生じたそれら予測可能な変形を分析する手段を受信装置は受信時に備えている必要がある。

単純な２進伝送システムは論理１に正極性のパルス、論理０に負極性パルスをそれぞれ用い、送信元から方形パルスを伝送する。送信先で受信するパルスは雑音やそれ以外の歪などを含む上記変形を受けたパルスである。

誤りの発生を最少に抑えるために、受信装置で用いるフィルタの応答特性を送信元のパルス波形に整合させる。整合フィルタとして周知の受信装置フィルタは、伝送されてきたパルス波形が論理１か論理０かを容易に判定でき、ディジタル通信に広く用いられている。整合フィルタは送信装置がシンボルに対応して生ずる特定のパルス波形にそれぞれ整合させてある整合フィルタをシンボル周波数でサンプルして、入力パルス波形とフィルタ応答特性とを相関させる出力を生ずる。入力がフィルタ応答特性と同じであれば、そのフィルタ出力はその信号パルスの全エネルギーを代表する大きい値を生ずる。その出力は通常入力に対して複素数で表示される量である。その整合フィルタの性能の最適値は正確な位相同期を要する受信信号パルスの正確なコピーに左右される。位相同期は位相同期ループ（ＰＬＬ）の利用により容易に維持できる。しかし、パルス同期は整合フィルタにとって問題である。パルス列がシンボル時間に同期していなければシンボル間干渉（ＩＳＩ）が生ずる。

従来技術による通信システムの例を図１に示す。このシステムは、符号分割多重化、より一般的には符号分割多元接続ＣＤＭＡとして知られる手法を用いている。

ＣＤＭＡは、伝送すべきデータを擬似雑音信号で変調することによりデータを拡大帯域（スペクトラム拡散した帯域）で伝送する通信技術である。伝送すべきデータの数千ヘルツに過ぎない帯域幅が数百万ヘルツに及ぶ周波数帯域に拡散されるのである。通信チャネルは互いに独立なｍ個のサブチャネルに同時並行的に利用される。

図示のとおり、ある帯域幅の一つのサブチャネルを、広帯域擬似雑音（ｐｎ）系列発生器で発生した所定のパルス系列パターンを繰り返す特有の拡散符号と混合する。これら特有のユーザ用拡散符号は通常は互いに直交関係にあり拡散符号相互間の交叉相関をほぼ零にしている。データ信号を上記ｐｎ系列で変調してディジタルスペクトラム拡散信号を生ずる。次に、そのディジタルスペクトラム拡散信号で搬送波信号を変調して順方向リンクを構成し送信する。受信装置は伝送されてきた信号を復調してディジタルスペクトラム拡散信号を抽出する。伝送されてきたデータを、合致したｐｎ系列との相関を経て再生する。拡散符号が互いに直交関係にあれば、受信信号は特定の拡散符号と関連した特定のユーザ信号との間で相関をとることができ、その特定の拡散符号と関連した所望のユーザ信号だけを強めてそれ以外のユーザ向けのユーザ信号は強めない。これと同じ信号処理が逆方向リンクにも適用される。

位相偏移変調（ＰＳＫ）などのコヒーレント変調手法を固定式または移動式の複数の加入者局ユニットに用いる場合は、加入者局ユニットとの同期を確保するために基地局からグローバルパイロット信号を継続的に送信する。加入者局は基地局と常に同期しそのパイロット信号の情報を用いてチャネル位相および強度パラメータを推算する。

逆方向リンクについては、共通のパイロット信号は実現不可能である。逆方向リンクを形成するための基地局による初期捕捉のために、加入者局は所定のランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ）経由でランダムアクセスパケットを送信する。このランダムアクセスパケットは二つの機能を備える。第１の機能は加入者局ユニットが送信中で基地局がその送信を高速受信し受信内容を判定する必要のある初期捕捉のための機能である。ＲＡＣＨは基地局への逆方向リンクを立ち上がらせる。ランダムアクセスパケットの第２の機能は低データ速度の情報を専用の連続音声伝送チャネルを占有することなく伝達する機能である。クレジットカード情報など少量のデータを発呼データでなくランダムアクセスパケットのデータ部分に挿入する。基地局に送られると、その情報は交信中の他のユーザに転送できる。ランダムパケットデータ部分をアドレス用およびデータ用に用いることによって、利用可能な無線周波数信号の資源に負担をかけることなくより高速のデータ通信用に効率的利用ができる。

ランダムアクセスパケットはプリアンブル部分とデータ部分とを含む。データ部分はプリアンブルと並列的に送ることもできる。従来技術ではランダムアクセスチャネルはプリアンブルおよびデータの両方に直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）を通常用いている。

基地局は受信したプリアンブルを調べて特有の拡散符号を検出する。ＲＡＣＨプリアンブルの各シンボルは一つのｐｎ系列でスペクトラム拡散されている。整合フィルタを用いて基地局は相関を示す符号を継続的にサーチする。このデータ部分は所望のサービスについての命令を含む。基地局はデータ部分を復調し、音声、ファクスなど要求呼の種類を判定する。次に、基地局は逆方向リンクで加入者局ユニットが用いる特定の通信チャネルを割り当て、そのチャネルのための拡散符号を特定する。通信チャネルが割り当てられると、ＲＡＣＨは他の加入者局ユニット用に解放される。追加のＲＡＣＨは複数の加入者局ユニットからの同時発呼により起こり得る衝突を除去してより高速の基地局捕捉を可能にする。

逆方向リンクにおけるパルス同期をもたらす加入者局ユニットパイロット信号がなければ、伝送距離アンビギュイティにより複合化したＰＳＫなどのコヒーレント符号化手法を用いた場合に移動加入者局装置からのＲＡＣＨの捕捉が困難になる。移動加入者局は基地局と同期しているので、ＲＡＣＨプリアンブルは所定の速度で伝送される。

従来技術によるプリアンブルシグネチャの一つの例はシンボル１６個で画定される。コヒーレントＲＡＣＨプリアンブルシグネチャ１６個の表を図２に示す。各シンボルは複素量であり拡散ｐｎ系列２５６チップを含むパルス波形を備えるので、各シグネチャは４０９６チップを含む。ＲＡＣＨプリアンブルシグネチャ全体は１ミリ秒あたり４０９６チップ、すなわち１マイクロ秒あたり０．２４４チップのチップ速度で伝送される。

各加入者局ユニットはグローバルパイロット信号からフレーム境界情報を受ける。基地局と加入者局との間の距離に応じて、フレーム境界情報は順方向リンク伝送遅延を受ける。逆方向伝送のＲＡＣＨプリアンブルは同一の伝送遅延を受ける。伝搬遅延のためにＲＡＣＨプリアンブルの基地局への受容到達時間は
Δｔ＝２（距離）／Ｃ （式１）
で与えられる。ここでＣ＝３．０×１０^８ m/sである。

この伝送遅延のために、加入者局ユニットについての距離アンビギュイティは距離に左右される。距離１００ｍでは影響は無視できる。距離３０kmでは遅延が４シンボルの伝送時間に近づく。表１は往復伝送遅延の影響を示す。

第１欄は移動局ユニットと一つの基地局との間の距離をkmで示す。第２欄はその基地局と加入者局との間の往復伝送遅延をミリ秒で示す。第３欄は基地局における整合フィルタのチップクロック位置を伝送フレーム境界の始点を０として示す。この数値はフレーム境界の始点を基準として加入者局ユニットからの最初のチップの受信時点を表す。第４欄は２５６個の受信チップの組上げのあとで生ずる最初の整合フィルタ出力の見込みの位置（基準はフレーム境界の始点）を示す。加入者局ユニットの距離に応じて初めの四つのシンボルの任意の一つの期間中にシンボルが出力される。

基地局は加入者局ユニットと同期しておらず搬送波基準も備えていないので、受信チップ系列のどこでＲＡＣＨプリアンブルシンボルの始点が始まるか基地局には不明である。整合フィルタは有効なシンボルパルス波形対応の合計２５６チップの相関をとらなければならない。当業者には周知のとおり、チップを受信しながら整合フィルタの２５６個のチップを組み立ててパルス波形対応の最初の出力を生ずる。整合フィルタからの継続出力を後続の受信チップの各々について発生する。

移動加入者局ユニットは基地局からのＲＡＣＨにアクセスするためにプリアンブル部分を初めに送信する。シグネチャ１６個のうちの１個をランダムに選び時間的にずれた５個のうちの１個をランダムに選んで伝送中の距離アンビギュイティを解消する。移動加入者局ユニットは基地局からのフレーム境界情報の一斉報知を絶えず受信する。ＲＡＣＨを要求するには、移動加入者ユニットは図３に示すとおり受信フレーム境界情報からｎ×２ms（ｎ＝０，１，・・・４）時間的にずれたランダムバーストを送信する。この時間オフセット（ｎの値）をランダムアクセス試行の度ごとにランダムに選ぶ。

基地局が受信した四つの受信プリアンブルシグネチャａ，ｂ，ｃおよびｄを図４ａ乃至図４ｄに示す。各シンボルシグネチャは往復伝搬遅延のために１シンボル幅（0.0625ms）遅れで到着し、各シグネチャが基地局と移動加入者局ユニットとの間の互いに異なる距離を表す。距離アンビギュイティがシグネチャ相互間の直交性を害ない性能を劣化させることが知られている。基地局受信機が整合フィルタから生じ得る１９個の出力の任意の組合せを誤ったシグネチャと混同する可能性がある。

ＥＰ ０ ３７８ ４１７ IEEETransactions on Communications, Vol.COM-34, No.3 pp.219-226 (1986年３月) ＵＳＰ ５ ６９６ ７６２ ＷＯ ９８ ４９８５９

したがって、伝送距離の大きさおよびドップラー効果に関わりなく正確に動作するＣＤＭＡ送信および検出方式が必要になっている。

この発明は、整合フィルタからのエネルギー出力を正常な相関検出との連携で用いることにより、伝送されてきたディジタルシグネチャを検出する検出器に関する。変動する伝送距離について見込まれるシグネチャパターンにしたがってエネルギーを表にする。この製表は往復伝送遅延見込値を説明し、累計シンボルの処理が、利用符号化動作のコヒーレント型非コヒーレント型の区別に関わりなく、また複合ドップラーチャネルの有無に関わりなく、正しいシグネチャを抽出できるようにする。この発明の上記以外の実施例には、ＲＡＣＨプリアンブルシグネチャを差動符号化する新たな手法が含まれる。

交信距離およびドップラー効果に影響されることなく高品質受信を確保できるＣＤＭＡ送受信システムを提供できる。

同じ構成要素には同じ参照数字を付けて示した図面を参照して好ましい実施例を次に説明する。

図５に示したＣＤＭＡ通信システム２５は送信機２７と受信機２９とを含み、これら送信機２５および受信機２９は基地局にも移動加入者局ユニットにも配置できる。送信機２７は音声信号および非音声信号を多様な速度、例えば８kbps、１６kbps、３２kbps、６４kbpsなど所望の速度で符号化するシグナルプロセッサ３１を含む。シグナルプロセッサ３１は信号の種類に応じ、または所定のデータ速度に応答して速度を選択する。

背景を述べると、多元接続環境においては、送信信号の発生に二つのステップが伴う。第１に、２相位相変調を受けた被変調信号と考えることができる入力データ３３を前向き誤り訂正（ＦＥＣ）符号化装置３５により符号化する。例えば、Ｒ＝１／２畳込み符号を用いた場合は、単一の２相位相被変調データ信号が二つの２相位相被変調信号になる。一つの信号は同相チャネルＩ４１ａで表す。もう一つの信号は直角位相チャネルＱ４１ｂで示す。複素数はａ＋ｂｊの形になる。ここで、ａとｂとは実数であり、ｊ^２＝−１である。２相位相被変調信号ＩおよびＱは通常ＱＰＳＫと呼ぶ。

第２のステップでは、二つの２相位相被変調データすなわちシンボル４１ａ、４１ｂを複素擬似雑音（ｐｎ）系列４３ａ、４３ｂでスペクトラム拡散する。ＱＰＳＫシンボルストリーム４１ａ、４１ｂを特有の複素ｐｎ系列４３ａ、４３ｂと乗算する。Ｉ系列およびＱ系列４３ａ、４３ｂの両方ともシンボル速度の通常１００倍乃至２００倍の速度で発生したビットストリームから成る。複素ｐｎ系列４３ａ、４３ｂをミキサ４３ａ、４３ｂで複素シンボルビットストリーム４１ａ、４１ｂと混合してディジタルスペクトラム拡散信号４５ａ、４５ｂを生ずる。このスペクトラム拡散信号４５ａ、４５ｂの構成部分はパルス幅のずっと小さいチップとして知られる。これらディジタルスペクトラムＩおよびＱ信号４５ａ、４５ｂをミキサ４６ａ、４６ｂにより無線周波数にアップコンバートとして、コンバイナ５３で拡散符号の異なる他のスペクトラム拡散信号（チャネル）と合成し、搬送波５１と混合してその信号をＲＦにアップグレードし、アンテナ５４から一斉報知信号５５として放射される。この送信信号５５には互いに異なるデータ速度の個別の複数のチャネルが含まれる。

受信機２９は、アンテナ５６で受けた広帯域送信信号５５の受信出力を中間周波数搬送波５９ａ、５９ｂにダウンコンバートするミキサ５７ａ、５７ｂを含む。ミキサ５８ａ、５８ｂにおける第２段ダウンコンバート動作でこの信号をベースバンド信号に変換する。次に、ＱＰＳＫ信号をフィルタ６１によりフィルタ処理して、送信側複素符号の共役値と一致するミキサ６２ａ、６２ｂでローカルに発生した複素ｐｎ系列４３ａ、４３ｂと混合する。送信機２７における拡散符号と同じ符号で拡散された原波形だけが実効的に逆拡散される。それ以外の受信信号波形は受信機２９には雑音として認識される。次に、データ６５ａ、６５ｂをシグナルプロセッサ６７に送り、畳込み符号化ずみデータをＦＥＣ復号化する。

信号を受信し復号化したあとでは、ベースバンド信号はチップレベルにある。信号のＩ成分およびＱ成分の両方をスペクトラム拡散動作で用いたｐｎ系列の共役値を用いて逆拡散し、信号をシンボルレベルに戻す。

移動加入者局ユニットから基地局への逆方向リンクを確立するために移動加入者局ユニットはＲＡＣＨで伝送されるランダムアクセスパケットを送信する。ＲＡＣＨの送信は、ＲＡＣＨがＦＥＣを受けない以外は上述の場合と同じである。通信システム２５において二つ以上のＲＡＣＨを用いる場合もある。

上記１６個のコヒーレントＰＳＫ変調ずみＲＡＣＨ７１プリアンブルシグネチャ７３の表を図２に示す。各シグネチャは１６個のシンボルを含む。各シンボルＡは複素数Ａ＝１＋ｊである。符号化の手法および複素数の説明はこの明細書の対象外であり当業者に周知である。

従来技術によるコヒーレントＲＡＣＨ７１検出器７５を図６Ａに示す。受信機２９がＲＡＣＨ７１搬送波を復調したのち、復調出力信号７７がＲＡＣＨプリアンブル７３の逆拡散のために整合フィルタ７９に入力される。整合フィルタ７９の出力をプリアンブル相関器８１に加えて、ＲＡＣＨプリアンブル７３とプリアンブル符号８３表示の既知プリアンブルｐｎ系列との間の相関をとる。プリアンブル相関器８１の出力は、上記特定のプリアンブル符号８３による受信ランダムアクセスバーストのタイミング８７に対応するピーク値８５を有する。次に、この推算したタイミング８７は通常のＲＡＫＥ８９コンバイナでＲＡＣＨ７１バーストのデータ部分の受信用に用いることができる。この検出器７５は図２に示したコヒーレントＰＳＫ符号化プリアンブルシグネチャで理想的な条件の下では十分に動作するが、距離アンビギュイティおよびドップラー効果によって動作が劣化することもあり得る。

この発明の第１の実施例では、非コヒーレント検出を利用可能である。その実施例では、図２に示したコヒーレントＲＡＣＨプリアンブルシグネチャ７３は差動符号化される（すなわち、差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）処理される）。したがって、上記コヒーレントプリアンブルシグネチャ７３は送信前にまず非コヒーレントＤＰＳＫ符号化信号に変換され、受信後に差動復号化される。

コヒーレントシンボルの非コヒーレントシンボルへの変換の方法は次のステップを経て実施される（ここで、ｉ＝行、ｊ＝列である）。すなわち、まず
Ｓ_ｏｌｄ(ｉ，１)＝−Ａの場合；ｉ対応の全ｊに−１を乗算。 （式２）
例えば、図２に示したシグネチャ４(ｉ＝４)については、

に−１を乗算して、

が得られる。この第１のステップのあとでは、プリアンブルシグネチャは元の非変換シグネチャ（１、３、５、８、９、１１、１２および１３）と−１乗算ずみのシグネチャ（２、４、６、７、１０、１４、１５および１６）とから成る。

この変換処理の第２ステップはプリアンブルシグネチャ７３の各連続シンボルを変換する。この処理は次式、すなわち
Ｓ_ｏｌｄ(ｉ，ｊ)＝Ｓ_ｎｅｗ(ｉ，ｊ−１)の場合；Ｓ_ｎｅｗ(ｉ，ｊ)＝Ａ （式３）
Ｓ_ｏｌｄ(ｉ，ｊ)≠Ｓ_ｎｅｗ(ｉ，ｊ−１)の場合；Ｓ_ｎｅｗ(ｉ，ｊ)＝−Ａ （式４）
で表される。この例をさらに続けると、シグネチャ４(ｉ＝４)については
Ｓ_ｏｌｄ(４，２)≠Ｓ_ｎｅｗ(４，２−１)，−Ａ≠Ａ
したがって、
Ｓ_ｎｅｗ(４，２)＝−Ａ
となる。

ＤＰＳＫ符号化処理のこのあとの部分を、与えられたプリアンブルシグネチャ７３の各連続シンボルについて行う。この処理により、１６個のプリアンブルシグネチャ７３のすべてを、図１０に示した差動プリアンブルシグネチャ９７に変換する。このＤＰＳＫ変換は予め計算して移動加入者ユニットの一部としてファームウェアにロードすることができ、また基地局受信機の性能の程度に応じて発呼時に計算することもできる。ＤＰＳＫプリアンブルシグネチャについては、プリアンブルシグネチャとの相関の前に受信信号を差動復号化により再生する必要がある点を除き、上述の処理と同じ処理を行う。

この発明により構成したＲＡＣＨ検出器１０１を図６Ｂに示す。従来技術による受信機７５について上に述べたとおり、受信ＲＡＣＨ７７は復調して整合フィルタ７９の入力に加える。整合フィルタ７９の出力をＲＡＫＥ８９、遅延手段１０３および第１のミキサ１０５に加える。受信シグネチャ９７の各々は１シンボル幅、すなわち２５６チップ分だけ遅延させる。遅延手段１０３の出力を共役値算出器１０７に加えて受信シンボルをその共役値に変換する。複素共役値算出器１０７の出力を第１のミキサ１０５に加えて、このミキサ１０５により複素数の実部を選択１０６し、シグネチャと出力系列との間の相関をとる。この和をピーク値検出器８５で閾値と比較し、１６番目のシンボルの終端までにその和が閾値を超えた場合にシグネチャ検出と判定する。各シグネチャにつき１回の計算で合計１６回の計算を伴うので、あるサンプル期間に累算値が２回以上閾値を超える場合もあり得る。その場合は最大の累算値を正しい累算結果として選択する。タイミング推算器８７の推算出力をＲＡＣＨ７１のバーストのデータ部分の受信のための通常のＲＡＫＥ８９コンバイナで用いることができる。

この発明の第２の実施例によると、ＲＡＣＨ検出器整合フィルタ７９の各出力からの出力エネルギーを算出する。整合フィルタ７９は通常チップ速度でサンプリングするが、チップ速度の２倍または４倍（またはそれ以上）の速度でオーバーサンプリングすることもできる。この実施例ではチップ速度は毎秒４．０９６メガチップ、すなわち０．２４４マイクロ秒あたり１チップである。

整合フィルタ７９からの各シンボル出力について算出したエネルギー値を蓄積したＲＡＭ１００内のメモリマトリクス１０１を図７Ａに示す。マトリクス１０１は、１００ｍから３０kmの範囲の基地局・加入者局間伝送距離対応の遅延シンボル値のあり得る値すべてを蓄積するように構成してある。マトリクス１０１はＲＡＣＨプリアンブルシグネチャ期間中に送信されるチップの総数を表す２５６行（０乃至２５５）１０２、１９列（０乃至１８）１０４から成る。加入者局ユニットが基地局近傍の位置にあって伝搬遅延が無視できる場合は、２５６チップ受信後、すなわち点Ｐ（２５５，０）で第１のシンボルが出力される。加入者局ユニットが距離３０kmに位置する場合は、第１のシンボルは８１９シンボル受信後、すなわちほぼ点Ｐ（５４，４）で出力される。伝送距離に関わりなく、２５６チップ分の時間の経過の度ごとに次のシンボルが出力され、それを繰り返して一つの行を完結させる。シンボル１６個で一つのプリアンブルシグネチャを画定しているので、マトリクス１０１は距離アンビギュイティを予期して追加のシンボル出力３個を収容できる（図４に示す、詳細についてさらに後述）。マトリクス１０１がデータ収容すると、距離３０kmまで移動加入者局ユニットの対象サンプル全部を含む。

整合フィルタ７９からの各出力９７は複素数、すなわち
ｚ(ｉｋ)＝ｘ(ｉｋ)＋ｊｙ(ｉ，ｋ)，
ただしｉ＝０から２５５、ｋ＝０から１８ （式５）
で与えられる。各出力の実部および虚部の２乗の和で表されるエネルギー瞬時値は次式、すなわち
ｐ(ｉ，ｋ)＝ｚ(ｉ，ｋ)ｚ(ｉ，ｋ)^＊＝ｘ^２＋ｙ^２
（式６）
で与えられ、マトリクス１０１に蓄積される。

プリアンブルシグネチャは各々が特定のチップパターンを有する１６個のシンボルひと組から成るので、整合フィルタ出力には平均値よりも大きい出力であって先行のものから各々が２５６チップ分の間隔を保った出力が１６回現れる。合成出力はこれら整合フィルタ出力の２５６チップごとの和である。ここで解消すべき問題は、最初の整合フィルタ出力が最初の２５６チップ期間中には自動的には生じないことである。表１に示すとおり、移動加入者局ユニットと基地局との間の距離に応じて遅れて生ずることがあり得る。

プリアンブルシグネチャがある場合は、それに対応する整合フィルタ出力は２５６行（１０２）のうちの一つの１９個の要素のうちの１６個に格納される。各行について、その行のエネルギー加算値が所定の閾値を超えるとプリアンブルシグネチャ全部が検出される。

図７Ｂを参照すると、プリアンブルシグネチャの仮検出の手順２００が示してある。マトリクス１０１にデータ格納すると（ステップ２０１）、各行についてエネルギー値を加算１０９し、同様に蓄積する（ステップ２０２）。加算出力の和の値が閾値を超えた行については、その行で「仮検出」があったと考える。第１行についての和の値を所定の閾値を超えているか否かを判定する（２０６）。超えている場合は、その行に仮検出と印を付ける（ステップ２０８）。各行についての加算が行われなかった場合は（ステップ２１０）、次の行を検索して（ステップ２１２）上記プロセスを反復する（ステップ２０６−２１０）。これら行のすべてについて加算を行うと、仮検出の各々について距離アンビギュイティは解消し（ステップ２１４）、（さらに詳しく後述）、候補の値が出力される（ステップ２１６）。

上述のとおり移動加入者局ユニットの位置によっては距離アンビギュイティが生じ、プリアンブルシグネチャが最大４シンボル分の期間にわたり生じない場合があり得る。この距離アンビギュイティを解消する必要がある。したがって、仮検出と印を付けた行の各々について、その行の中で加算出力最大値を生ずる１６個の互いに連続の位置のエネルギーの値を算定しなければならない。距離アンビギュイティのために、プリアンブルシグネチャの受信出力から四つのケース１、２、３および４を導き出さなければならない。これら四つのケースを図８に示す。この値では、シグネチャ１は送信されて１９個の受信シンボルからアッセンブルされて、メモリマトリクス１０１の一つの列を形成する。これらケースの各々について、１９個のシンボルのうちの互いに連続した１６個のシンボルを１６個のあり得るプリアンブルシグネチャの各々と相関をとり、６４個の仮説出力を生ずる。これら６４個の仮説出力のうちの一つが受信エネルギー最大のシグネチャとなる。これら６４個の仮説出力の最大値はケース１で生ずる。ケース１は互いに連続したシンボル全部を含んでおり、雑音を含んでいないからである。ケース２、３および４は雑音成分から導かれたシンボルを含んでおり、１６個のプリアンブルシグネチャの一つと相関しない。

図７Ｃを参照すると、この発明による距離アンビギュイティ解消の手順３００が示してある。図８を参照して述べたとおり、各行は合計１９の位置を備える。図７Ｃにおいて、仮検出とみられた一つの行の初めから１６個の互いに連続した位置のエネルギーの値を分析する（ステップ３０１）。これら１６個の位置のエネルギー総和を算出し（ステップ３０２）、蓄積する（ステップ３０４）。その行のすべての位置の合計値が算出されなかった場合は（ステップ３０６）、要素２乃至１７に対応する次の１６個の互いに連続する位置を見直す（ステップ３０８）。次に、カウンタを歩進させて（ステップ３１０）、上記手順を反復する（ステップ３０２乃至３０６）。すべての位置についての合計を算出すると、合計値すべてを比較してその行の互いに連続した１６の位置に最大合計値を示す位置があるか否かを判定する。次に、このシステムは最大合計値を示す１６個の連続位置の初めに対応する列（ｋ）の値を出力する（ステップ３１４）。これが被選択候補値である。上述の手順を仮検出の各々について反復する。

図７を参照して述べたプロセスは擬似符号を用いて次のとおり要約できる。

行ｉ（ｉ＝０乃至２５５）
和(ｋ)＝０，ｋ＝０,１,２,３
ｋ＝０乃至３につき次式を計算、すなわち
和(ｋ)＝和(ｋ)＋Ｐ(ｉ，ｎ＋ｋ−１)
次のｋ．
次に、
最大の和（ｋ）についてｋを選択する
maxｋ＝０
max＝和（０）
ｋ＝１乃至３について
和(ｋ)＞maxの場合
max＝和（ｋ）
maxｋ＝ｋ
次のｋ．
上述の被選択候補値をコヒーレントまたは非コヒーレントＰＳＫ符号化のための通常の相関検出プロセスの出力と比較する。通常の相関検出プロセスはこの明細書による説明の範囲外であり、当業者には周知である。

図９を参照すると、直交性と距離アンビギュイティとの関係の表が示してある。第１列は受信信号が相関を示すシグネチャである。第２列乃至第５列はケース１乃至４の相関値である。相関値が大きいほど受信信号との一致度が高い。相関値零は受信シンボルがそれぞれのシグネチャシンボルと直交関係にあることを示す。明らかに理解されるとおり、ケース２、３および４についてはそれぞれのシグネチャ相互間には直交性がない。

図９に示した相関値は次式、すなわち

式７

で与えられる。ここで、シグネチャ１についてｋ＝１，シグネチャ２についてｋ＝２，・・・，シグネチャ１６についてｋ＝１６；ケース１についてｌ＝０，ケース２についてｌ＝１，ケース３についてｌ＝２，ケース４についてｌ＝３。値１０２４は次式、すなわち

式８

で誘導される。また、次式

式９

＝１６×Ａ＊Ａ’
＝１６×｜Ｈｊ｜(ｉ−ｊ)
＝１６×２
＝３２ および
Ａ＝１＋ｊの場合、
Ａ^＊＝Ａ(１−ｊ)の共役値、
したがって３２^２＝１０２４が得られる。

この発明の実施例により構成したＲＡＣＨ検出器９５を図１１に示す。図６Ａの従来技術による受信機について上に述べたとおり、受信したＲＡＣＨ７７を復調して整合フィルタ７９の入力に供給する。整合フィルタ７９の出力をＲＡＫＥ８９、時間遅延ユニット１０３、第１段ミキサ１０５、および第１のプロセッサ９９に接続する。受信プリアンブルシグネチャ９７の各々を１シンボル長Ｔ_Ｓ、すなわち２５６チップだけ遅延ユニット１０３により遅延させる。遅延ユニット１０３の出力を、受信シンボルを複素共役値に変換する共役値発生器１０７に供給する。共役値発生器１０７の出力を第１のミキサ１０５に供給し、このミキサ１０５により上記複素数の実部にプリアンブルシグネチャを乗算しプリアンブル相関器８１に出力する。プリアンブル相関器８１はあり得るシグネチャとシンボル系列ベースの出力系列との間の相関をとる。その和を閾値と比較して、その和が１６番目のシンボルの終わりまでの間にその閾値を超えた場合は、シグネチャが検出される。各シグネチャに１回ずつ合計１６回の計算が行われるので、あるサンプル時間に閾値を超える累算が２回以上あり得る。その場合、最大値の累算値を正しい値として選択する。

上述のシグネチャ相関演算と同時に整合フィルタ７９の出力９７を第１のプロセッサに供給して各シンボル出力についてのエネルギー値を算出する。算出したエネルギー値の各々をメモリマトリクス１０１に蓄積する。上述のとおり、シンボル１９個の行についてエネルギー値の算出が終わったあと、第２のプロセッサ１０９がその列についてのエネルギー合算値を算出し、それを第２のメモリ１１１に蓄積する。なお、メモリマトリクス１０１および第２のメモリ１１１は図示の二つの別個の部品でなく、実際には単一のＲＡＭにより構成する。所定の閾値を超えるエネルギーを仮検出出力とする。シンボル１９個から成る２５６個のあり得るシグネチャを第２のメモリ１１１に累算したあと、第３のプロセッサ１１３が２５６個のエネルギーレベルを一つずつ正常シグネチャ検出と比較し、各プロセスを相互検証し、正しい受信シグネチャ系列に到達する。

複数ドップラーチャネルに対処するために、代替の実施例では上述の四つのケースに基づくアプローチと同様のチャネル分析を行う。ドップラーチャネルに対処するために位相回転を導入する。この位相回転はドップラー拡散に起因する位相変動を補正し補償する。ｍ個のドップラーチャネルにおけるコヒーレント検出にはｍ×４×１６個の仮説出力を生ずる。これらｍ個の仮説出力のうちの最大値を選択し、それと対応するシグネチャを特定する。

受信した系列がｒ(ｔ)である場合は、１９個のサンプルｒ(ｎｔ)(ｎ＝１，２，３，・・・，１９）が収集された度ごとに、四つのケース、すなわちｎ＝１，２，３，・・・１６（ケース１）、ｎ＝２，３，４，・・・，１７（ケース２）、ｎ＝３，４，５，・・・，１８（ケース３）、およびｎ＝４，５，６，・・・，１９（ケース４）を検討する。ドップラーを解消するために、ｍ個のドップラーチャネルに対応するＮ個の互いに異なる位相回転で１６個のシグネチャと各ケースとの相関をとる。これら位相回転との相関の出力は次式、すなわち

式１０

で与えられる。ここでｉ＝１,２,３,・・・,１６；ｋ＝１,２,３,・・・,ｍ；２πｆ_０ｋはｋ番目のドップラーチャネルの位相回転；Ｓ_ｉはｉ＝１,２,３,・・・,１６についてあり得るシグネチャである。

五つのドップラーチャネルの周波数回転の例は：(ｆ_０１，ｆ_０２，ｆ_０３，ｆ_０４，ｆ_０５）＝（−２００Ｈｚ，−１００Ｈｚ，０，１００Ｈｚ，２００Ｈｚ）で相互間の間隔は１００Ｈｚである。各ケースはｍ×１６個の仮説出力を生ずる。四つのケースでｍ×１６×４個の仮説出力を生ずる。これらｍ×１６×４個の仮説出力との対応の最も大きいプリアンブルシグネチャを選択する。

この発明の実施例により構成した複数ドップラーチャネル用のコヒーレント検出を用いた受信機を図１２Ａおよび図１２Ｂに示す。図１２Ａにおいて、受信したＲＡＣＨ７７を整合フィルタ７９に加えて拡散符号（２５６チップ）との相関をとる。上述のとおり、２５６チップごとに整合フィルタから一つのシンボルが出力され、１９個のシンボル出力が集められてメモりマトリクス１０１に蓄積されるまでその出力が続く。これら１９個のシンボル出力のうち１６個の互いに連続したシンボル出力をアッセンブルして四つのケースを形成する。

これら１６個の連続サンプルの四つのケースの各々をプリアンブル相関器１１９でｍ個のドップラーチャネル上の１６個のプリアンブル系列の各々との間で相関をとる。これによって生じたｍ×１６×４個の仮説値を第２のメモリ１２１に蓄積する。これらｍ×１６×４個の仮説値のうちエネルギーの最も大きいケースを選択し１２３、それに対応するプリンブルシグネチャを特定する。図１２Ｂはあるプリアンブル系列とあるドップラーチャネル（すなわち周波数偏移ｆ_０ｋ（ｋ＝１,・・・,ｍ）を有するチャネル）との間のプリアンブル相関器の詳細なブロック図を示す。

この発明の代替的実施例は図１３に示した１６×１６シグネチャマトリクスに基づいている。この実施例を用いる際には、図１３のシグネチャマトリクスの差動符号化により新たなシグネチャ組を形成する。この符号化規則は次のとおりである。すなわち、まずＳ(ｉ，ｋ）、Ｍ(ｉ，ｋ）およびＲ(ｉ，ｋ）をつぎのとおり定義する。
Ｓ(ｉ，ｋ)＝シグネチャｉのｋ番目の要素；
Ｍ(ｉ，ｋ)＝ここに提案する新たな被伝送シグネチャ組のｋ番目の要素；
Ｒ(ｉ，ｋ)＝ここに提案する新たなコピー組のｋ番目の要素，受信機蓄積用
次に、これら要素を次のとおりマップする。すなわち、Ａ・・・＞１およびＢ・・・＞ｊ＝ｓｑｒｔ（−１）にマップし、Ｍ(ｉ，０)＝Ａ＝１およびＲ(ｉ，０)＝Ａ＝１にセットする。ｋ＝１乃至１５について次式を得る、すなわち、
Ｍ(ｉ，ｋ)＝Ｍ(ｉ，ｋ−１)×Ｓ(ｉ，ｋ) （式１１）
Ｒ(ｉ，ｋ)＝Ｓ^＊(ｉ，ｋ)
（式１２）
ここで、＊は複素共役値を表す。

Ｓ(ｉ，ｋ)＝１の場合、Ｒ(ｉ，ｋ)＝１
Ｓ(ｉ，ｋ)＝ｊの場合、Ｒ(ｉ，ｋ)＝−ｊ
この規則は図１４に示すとおり総括でき、この図において左欄はＭ(ｉ，ｋ)の四つのとり得る値を表し、第１行はＳ(ｉ，ｋ)の四つのとり得る値を表す。図１５は未符号化の原系列および差動符号化による変換後の系列を示す。

受信機ではこれらシンボルを差動符号化する。Ｄ(０)＝１から始めて、復号化ずみシンボルＤ(ｋ)（ｋ＝０,・・・,１５）が受信符号化ずみシンボルＣ(ｋ)で次のとおり与えられる。

Ｄ(ｉ，ｋ)＝Ｃ(ｉ，ｋ)ｘＣ(ｉ，ｋ−１)^＊ （式１３）
次にプリアンブルシグネチャとの相関をとり、Sum(ｉ)＝０が得られる。ｉ＝０乃至１５について、次式すなわち
Sum(ｉ)＝Sum(ｉ)＋Ｄ(ｉ，ｋ)×Ｒ(ｉ，ｋ) （式１４）
が得られる。新たな被送信シグネチャ全体を図１６に示す。ＡをＢに置換しＢをＡに置換することによって上述の手法と同じ手法を図１３にプリアンブルシグネチャに適用できる。

ＣＤＭＡ技術を用いた第３世代携帯電話システムの通話品質の改善およびシステム容量拡大に利用できる。

従来技術によるＣＤＭＡ通信システムの単純化したブロック図。 １６個のコヒーレントＲＡＣＨシグネチャの表。 並列ＲＡＣＨ試行の送信タイミングを示すタイミング図。 図４Ａは第１のシンボル周期中に受信した１６シンボルＲＡＣＨプリアンブルシグネチャを示すタイミング図、図４Ｂは第２のシンボル周期中に受信した１６シンボルＲＡＣＨプリアンブルシグネチャを示すタイミング図、図４Ｃは第３のシンボル周期中に受信した１６シンボルＲＡＣＨプリアンブルシグネチャを示すタイミング図、図４Ｄは第４のシンボル周期中に受信した１６シンボルＲＡＣＨプリアンブルシグネチャを示すタイミング図。 ＣＤＭＡ通信システムの詳細なブロック図。 図６Ａは従来技術によるランダムアクセスチャネルプリアンブルデコーダのシステム図、図６Ｂはこの発明により構成したランダムアクセスチャネルプリアンブル検出器。 シンボルメモリマトリクスの図。 プリアンブルシグネチャの仮検出の手順の流れ図。 距離アンビギュイティ解消の手順の流れ図。 距離アンビギュイティ解消のための受信プリアンブルシグネチャの四つの可能性ある組合せを示す表。 直交性と距離アンビギュイティとの関係を示す表。 １６個の非コヒーレントＲＡＣＨシグネチャの表。 非コヒーレントプリアンブル検出器のシステム図。 図１２Ａは複数ドップラーチャネル補正用のコヒーレントＲＡＣＨプリアンブル検出器のシステム図、図１２Ｂはプリアンブル相関器の詳細図。 この発明の代わりの実施例。 この発明の上記代わりの実施例の符号化規則。 未符号化系列およびそれの差動符号化系列への変換。 図１５の系列の被送信シグネチャ。

符号の説明

２５ ＣＤＭＡ通信システム
２７ 送信機
２９ 受信機
３１ シグナルプロセッサ
３３ 入力データ
３５ 前向き誤り訂正符号器
４１ａ，４１ｂ ＱＰＳＫシンボルストリーム
４３ａ，４３ｂ 複素擬似雑音系列
４５ａ，４５ｂ ディジタルスペクトラム拡散信号
４６ａ，４６ｂ，５７ａ，５７ｂ ミキサ
５３ コンバイナ
５９ａ，５９ｂ 中間周波数信号
６１ フィルタ
６２ａ，６２ｂ ミキサ
６７ シグナルプロセッサ
７９ 整合フィルタ
８１ プリアンブル相関器
８５ ピーク検出器
８７ タイミング推算器
８９ ＲＡＫＥユニット
１０１ ランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ）検出器
１０３ 遅延手段
１０６ 実部選択器
１０７ 複素共役値プロセッサ
２００ プリアンブルシグネチャ仮検出手順
２０１ マトリクスにデータを格納する
２０２ 各行内のエネルギーの和を算出して蓄積する
２０４ 第１行についての和を所定の閾値と比較する
２０６ 和は閾値よりも大きい？
２０８ 仮検出と印をつける
２１０ 各行についての和を比較ずみ？
２１２ 次の行についての和に進む
２１４ 距離アンビギュイティを解消する
２１６ 候補を出力する
３００ 距離アンビギュイティを解消する手順
３０１ 初めの１６個の位置に進む（k=0）
３０２ それら１６個の位置についてのエネルギー値の和を算出 する
３０４ エネルギー値の和を蓄積する
３０６ 全位置についての和を算出した？
（すなわち k=3 成立？）
３０８ 次の１６個の位置に進む
３１２ 和を互いに比較して最大値を示す位置を判定する
３１４ 和の最大値に対応するｋの値を出力する

Claims (6)

1. 符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）加入者局ユニットであって、
   受信機と、
   １６個のプリアンブルシグネチャから一つのプリアンブルシグネチャを選択するように構成された回路と、
   前記選択されたプリアンブルシグネチャに基づいて符号を生成し、該符号を位相回転して処理されたプリアンブルシグネチャ信号を生成する回路であって、該処理されたプリアンブルシグネチャはＣＤＭＡランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ）信号を処理することに使用され、該ＲＡＣＨ信号はディジタルスペクトラム拡散信号を生じさせるために擬似ランダム雑音シーケンスで変調される、回路と、
   前記ＲＡＣＨ信号を送信するように構成された送信機と
   を備えることを特徴とする符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）加入者局ユニット。
2. 前記処理されたプリアンブルシグネチャ信号は、受信されたシーケンスとの相関をとるのに用いられることを特徴とする請求項１記載の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）加入者局ユニット。
3. 前記処理されたプリアンブルシグネチャ信号は、ＲＡＣＨを介したＲＡＣＨ信号のワイヤレス転送によって生じるドップラーを解消するのに用いられることを特徴とする請求項１記載の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）加入者局ユニット。
4. 前記ＲＡＣＨ信号は、プリアンブル部分およびデータ部分を備えることを特徴とする請求項１記載の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）加入者局ユニット。
5. 前記ＲＡＣＨ信号は、低データ速度の情報を含むことを特徴とする請求項１記載の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）加入者局ユニット。
6. 前記ＲＡＣＨ信号に応答してチャネルの割り当てを受信することをさらに備えることを特徴とする請求項１記載の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）加入者局ユニット。

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