JP4596866B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動装置に関し、特に、入力電圧を昇圧することができるコンバータ回路を用いたモータ駆動装置に関するものである。

従来、入力電圧を１００Ｖから２００Ｖへと昇圧する回路には、全波倍電圧回路が使用されていた。

図１６は、従来の全波倍電圧回路の一例を示す回路図である。
この全波倍電圧回路１０は、交流電源１の出力電圧を整流するブリッジダイオード回路４と、交流電源１と該ブリッジダイオード回路４との間に直列に接続された力率改善用リアクタ３と、該ブリッジダイオード回路４に並列に接続された直列接続の２つの電解コンデンサ５及び６と、該電解コンデンサ５及び６に並列に接続された電解コンデンサ９とを有している。

ここで、全波倍電圧回路１０の入力端子１ａ及び１ｂは、上記交流電源１の出力端子に接続されている。ブリッジダイオード回路４は、全波倍電圧回路１０の出力端子１ｃ及び１ｄ間に直列に接続された２つのダイオード４ａ及び４ｂからなり、該両ダイオード４ａ及び４ｂの接続点４ｃは、力率改善用リアクタ３を介して、全波倍電圧回路１０の一方の入力端子１ａに接続されている。また、全波倍電圧回路１０の他方の入力端子１ｂには電解コンデンサ５及び６の接続点が接続されており、該各電解コンデンサ５及び６にはそれぞれ並列に保護ダイオード７及び８が接続されている。

このような全波倍電圧回路１０では、交流電源１の出力電圧がブリッジダイオード回路４を構成するダイオード４ａ及び４ｂにより全波整流され、ブリッジダイオード回路４の全波整流出力により電解コンデンサ５及び６が、交流電源１の出力電圧の周期で交互に充電される。この充電により直列接続のコンデンサ５及び６の両端に発生した交流電源１の倍電圧は、電解コンデンサ９により平滑され、全波倍電圧回路１０の出力端子１ｃ及び１ｄ間には、平滑された倍電圧が発生する。

さらに、全波倍電圧回路には、効率を向上させるため、直列接続のダイオードの整流出力により充電される倍電圧用コンデンサに金属化フィルムコンデンサを使用し、ブリッジダイオード回路を２個並列に接続した全波倍電圧整流回路（例えば特許文献１参照）も考えられている。
また、入力電源の力率を向上させ、かつ入力電圧を任意の電圧まで昇圧する方法として、整流回路に昇圧回路を具備した回路方式も考えられている（例えば特許文献２参照。）。

図１７は、特許文献２に示される電圧変換回路を説明する図である。
この電圧変換回路１１は、入力端子２ａ及び２ｂに入力された交流電源１の出力電圧を整流する整流回路２０と、該整流回路２０の出力電圧を昇圧する昇圧回路１３と、該昇圧回路１３の出力電圧により充電される電解コンデンサ１７とを備えている。

ここで、上記整流回路２０は、直列接続の第１及び第２のダイオード２１及び２２と、直列接続の第３及び第４のダイオード２３及び２４とから構成されている。第１及び第２のダイオード２１及び２２の接続点２０ａは電圧変換回路１１の一方の入力端子２ａに、第３及び第４のダイオード２３及び２４の接続点２０ｂは電圧変換回路１１の他方の入力端子２ｂに接続されている。また、第１及び第３のダイオード２１及び２３の共通接続のカソードは、該整流回路２０の一方の出力端子となっており、第２及び第４のダイオード２２及び２４の共通接続のアノードは、該整流回路２０の他方の出力端子となっている。

上記昇圧回路１３は、一端が上記整流回路２０の一方の出力端子に接続されたリアクタ１４と、アノードがリアクタ１４の他端に、カソードが電圧変換回路１１の一方の出力端子２ｃに接続されたダイオード１６ａと、該リアクタ１４及びダイオード１６ａの接続点と上記整流回路２０の他方の出力端子との間に接続されたスイッチング素子１５とを有している。ここで、該スイッチング素子１５はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）であり、該ＩＧＢＴ１５には逆並列にダイオード１６ｂが接続されている。

この電圧変換回路１１では、交流電源１から供給される交流電圧が整流回路２０により整流され、該整流回路２０の出力が昇圧回路１３に入力されると、昇圧回路１３では、上記整流回路２０の出力がスイッチング素子１５のオンオフにより昇圧される。つまり、昇圧回路１３では、スイッチング素子１５のオンにより、リアクタ１４の出力側の電路が短絡してリアクタ１４に整流回路２０から直流電流が流入し、エネルギーがリアクタ１４に蓄えられる。その後、スイッチング素子１５がオフすると、リアクタ１４に誘起電圧が発生し、コンデンサ１７が上記誘起電圧と整流回路２０の出力との和電圧により充電され、コンデンサ１７の端子間には、整流回路２０の出力より高い電圧が発生する。

このタイプの昇圧回路１３を有する電圧変換回路１１では、スイッチング素子１５のオン期間とオフ期間の時間比を調整することにより、交流電源からの入力電流がその波形が正弦波状になるよう制御され、力率を改善することができ、さらに、上記時間比の調整により該入力電流の大きさ(絶対値)を制御して、出力される直流電圧のレベル制御を行うことができる。
特開２００１−２１１６５１公報（第１図） 特許第３３０８９９３号（第１図）

しかしながら、図１６に示す従来の全波倍電圧回路１０では、大容量の倍電圧用コンデンサ５及び６と力率改善用のリアクタ３が必要であり、また、倍電圧用コンデンサの容量が小さいと、倍電圧回路としての動作が行われない。

簡単に説明すると、倍電圧回路の動作は、直列接続の２つのコンデンサが、入力である交流電圧の半周期毎に交互に充電され、上記２つのコンデンサの端子電圧の和電圧が出力されるというものである。このため、コンデンサの容量が小さいと、充電されたコンデンサの端子電圧が、充電が行われない入力電圧の半周期の間に降下してしまい、２つのコンデンサの端子電圧の和電圧として出力される、倍電圧回路１０の出力電圧は、入力電圧の２倍にならない。

また、図１７に示す従来の電圧変換回路１１は、例えばモータ駆動装置を構成するものであり、昇圧回路１３を構成するリアクタ１４の容量と、昇圧回路１３の出力により充電されるコンデンサ１７の容量とが、スイッチング素子１５のスイッチング周波数によって決定される。つまり、リアクタ１４の容量を小さくするためには、入力側に現れる高調波電流が抑えられるようスイッチング周波数を上げる必要がある。また、コンデンサ１７の容量を減少させるとコンデンサ１７に充電される電圧のリップルが大きくなることから、そのリップルを小さくするためにはスイッチング周波数を高くする必要がある。

ところが、電圧変換回路１１での効率や高周波スイッチング素子のコストなどから、昇圧回路１３での現実のスイッチング周波数を高くするにも限界があり、そのためリアクタ１４とコンデンサ１７の容量は一定以上小さくすることができない。

このように、従来の全波倍電圧回路１０や電圧変換回路１１のような回路構成では、これらの回路を構成するコンデンサやリアクタの容量を一定以上減少させることができないため、全波倍電圧回路１０や電圧変換回路１１などの回路自体を小さくすることができず、また、このような回路を用いるモータ駆動装置の小型化は困難であるという課題があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、大容量のコンデンサやリアクタを用いることなく、入力電圧の倍電圧を発生することができる占有体積の小さいコンバータ回路を用いたコンパクトなモータ駆動装置を得ることを目的とする。

本願請求項1に係る発明は、交流電源を入力とし、該交流電源の出力電圧を駆動電圧に変換してモータに出力するモータ駆動装置であって、１対の入力端と１対の出力端とを有し、上記交流電源の出力電圧を昇圧するコンバータ回路と、該コンバータ回路の出力電圧を３相交流電圧に変換し、該３相交流電圧を駆動電圧としてモータに出力するインバータ回路とを備え、上記コンバータ回路は、上記入力端に入力された交流電源の出力電圧を整流して上記出力端に出力する整流回路と、上記１対の出力端の間に、互いに直列に接続された第１及び第２のコンデンサと、互いに直列に接続された第１及び第２のスイッチング素子と、該第１及び第２のスイッチング素子と並列に接続された、互いに直列接続された第１及び第２のダイオードと、上記第１及び第２のスイッチング素子と並列に接続された、互いに直列接続された第３及び第４のダイオードとを有し、上記第１及び第２のダイオード同士の接続点が上記入力端の一方に接続され、上記第３及び第４のダイオード同士の接続点が上記入力端の他方に接続され、上記第１及び第２のスイッチング素子同士の接続点が上記第１及び第２のコンデンサ同士の接続点に接続されてなり、上記第１及び第２のコンデンサの各々に、上記交流電源の出力電圧が、該交流電源の周期より短い周期で印加されるよう、各コンデンサと交流電源との接続を切り替えるスイッチ回路とを有し、上記第１及び第２のスイッチング素子のうちの低電位側素子を駆動する電源は、上記インバータ回路を駆動する直流電源と、アノードが該直流電源の高電位側端に接続されたダイオードと、該ダイオードのカソードと上記低電位側スイッチング素子の低電位側端との間に接続されたコンデンサとからなり、上記第１及び第２のスイッチング素子のうちの高電位側素子を駆動する電源は、上記低電位側素子の駆動電源と、該低電位側素子の駆動電源を構成するダイオードのカソードにアノードが接続されたダイオードと、該ダイオードのカソードと上記２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されたコンデンサとからなる、ものである。

本願請求項２に係る発明は、請求項１記載のモータ駆動装置において、上記第１及び第２のスイッチング素子をオンオフするスイッチング周期は、上記インバータ回路を構成するスイッチング素子をオンオフするスイッチング周期と等しい、ものである。

本願請求項1の発明によれば、入力された交流電圧を昇圧するコンバータ回路を有するモータ駆動装置において、該コンバータ回路の１対の出力端の間に直列に接続された第１及び第２のコンデンサにそれぞれ、交流電源の出力電圧を、該交流電源の周期より短い周期で印加するので、上記コンバータ回路にて、入力電圧の倍電圧を発生するのに必要な上記各コンデンサの容量を大きく低減することができ、このようなコンバータ回路におけるコンデンサの容量の削減により、該回路の力率改善用として用いられるリアクタの容量も減らすことができる。この結果、コンバータ回路の容積の大部分を占めるコンデンサやリアクタを小さくした、コンパクトなコンバータ回路を実現することができ、ひいてはモータ駆動装置の小型化を図ることができる。
また、上記第１及び第２のコンデンサと交流電源との接続の切り替えを、２つのスイッチング素子のオンオフ動作により行うので、スイッチング動作を２つのスイッチング素子で分担して、各スイッチング素子での高速なスイッチング動作を回避することができる。これにより、コンバータ回路での高調波電流の増加を抑することができ、さらにコンバータ回路に高速なスイッチング素子を必要としないことから、低コストでモータ駆動装置を実現することができる。
さらに、第１及び第２のスイッチング素子を駆動する電源として、コンバータ回路の昇圧出力を３相駆動電圧に変換するインバータ回路の駆動電源を用いるので、第１及び第２のスイッチング素子を駆動する電源を別に用意する必要がなくなり、大きな回路点数の減少を実現し、回路スペースの縮小とコストダウンを行うことができる。
また、上記第１及び第２のスイッチング素子の駆動電源は、上記インバータを駆動する直流電源の他は、ダイオード、コンデンサという受動素子のみを用いて構成しているので、第１及び第２のスイッチング素子の駆動電源を簡単な回路構成で実現することができ、これにより大きな回路点数の減少を実現し、回路スペースの縮小とコストダウンを行うことができる。

本願請求項２に係る発明によれば、請求項１記載のモータ駆動装置において、上記第１及び第２のスイッチング素子をオンオフするスイッチング周期は、上記インバータ回路を構成するスイッチング素子をオンオフするスイッチング周期と等しくしているので、このモータ駆動装置で発生する高調波電流の周波数が統一されることとなり、これにより入力側に設けられるノイズフィルタの数も１つに集約され、大幅なコストダウンを図ることができる。

以下、本発明の実施の形態について説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１によるコンバータ回路を説明するための回路図である。
この実施の形態１のコンバータ回路１００は、交流電源１を入力とし、入力電圧をその振幅値以上の非負の電圧に変換して出力することが可能な回路であり、上記交流電源１の出力電圧が印加される１対の入力端ａ１及びａ２と、上記入力電圧の振幅値以上の非負の電圧を出力する１対の出力端ｂ１及びｂ２とを有している。

すなわち、このコンバータ回路１００は、上記入力端ａ１及びａ２に印加された交流電源１の出力電圧を整流して出力する整流回路２０と、上記出力端ｂ１及びｂ２の間に直列に接続された第１及び第２のコンデンサ３１及び３２と、交流電源１の出力電圧により第１及び第２のコンデンサの充電が、該交流電源１の出力電圧の周期より短い周期で繰り返し行われるよう、上記両コンデンサの接続点１０ｆを、上記２つの入力端ａ１及びａ２に交互に接続するスイッチ回路４０とを備えている。ここで、上記第１及び第２のコンデンサ３１及び３２は、上記出力端ｂ１及びｂ２間に出力電圧を発生するコンデンサ回路３０を構成している。

上記整流回路２０は、図１７に示す従来の電圧変換回路１１の整流回路と同様、４つのダイオード２１〜２４から構成されている。直列接続のダイオード２１及び２２の接続点１０ａは一方の入力端ａ１に、直列接続のダイオード２３及び２４の接続点１０ｂは他方の入力端ａ２に接続されている。また、ダイオード２１及び２３の共通接続のカソードは一方の出力端ｂ１に、ダイオード２２及び２４の共通接続のアノードは他方の出力端ｂ２に接続されている。

スイッチ回路４０は、直列接続の第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６と、これらの直列接続のスイッチング素子４５及び４６に並列に接続された直列接続の第１及び第２のダイオード４１及び４２と、上記直列接続のスイッチング素子４５及び４６に並列に接続された直列接続の第３及び第４のダイオード４３及び４４とを有している。ここで、第１及び第２のダイオード４１及び４２の接続点１０ｃが一方の入力端ａ１に、第３及び第４のダイオード４３及び４４の接続点１０ｄが他方の入力端ａ２に接続されている。また、上記両スイッチング素子４５及び４６の接続点１０ｅが、上記コンデンサ回路３０を構成する直列接続のコンデンサ３１及び３２の接続点１０ｆに接続されている。なお、この実施の形態１では、上記スイッチング素子４５、４６にはＩＧＢＴを用いている。

次に動作について説明する。
コンバータ回路１００の入力端ａ１及びａ２に交流電源１の出力電圧が入力されると、交流電源１の出力電圧はコンバータ回路１００の整流回路２０で整流され、該整流回路２０の出力によりコンデンサ回路３０のコンデンサ３１及び３２が、出力端ｂ１側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

つまり、入力端ａ１の電位が、入力端ａ２の電位より高い場合、コンバータ回路１００では、交流電源１の出力電圧により、入力端ａ１からダイオード２１、コンデンサ回路３０、及びダイオード２４を経て入力端ａ２へ至る経路で電流が流れ、一方、入力端ａ１の電位が、入力端ａ２の電位より低い場合、コンバータ回路１００では、交流電源１の出力電圧により、入力端ａ２からダイオード２３、コンデンサ回路３０、及びダイオード２２を経て入力端ａ１へ至る経路で電流が流れる。これにより、コンデンサ回路３０の２つのコンデンサ３１及び３２が充電される。

このとき、スイッチ制御信号（図示せず）により、スイッチ回路４０の第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６のオンオフが、一方がオンのときは他方がオフとなるよう相補的に行われると、コンデンサ回路３０の第１及び第２のコンデンサ３１及び３２が、交流電源１の出力電圧により交互に充電される。ここで、スイッチング素子４５及び４６のオンオフは、交流電源の周波数（例えば６０Ｈｚ）に対応する周期（１／６０（秒））より短い周期（例えば、１／１０００（秒））で行われる。つまり、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６のオンオフにより、第１及び第２のコンデンサ３１及び３２の各々には、上記交流電源１の出力電圧が、該交流電源１の周期より短い周期で印加されることとなる。

以下、交流電源の出力電圧の極性が異なる２つの場合について、スイッチ回路４０及びコンデンサ回路３０内での電流の流れを説明する。
まず、コンバータ回路１００の一方の入力端ａ１の電位が、その他方の入力端ａ２の電位より高い場合について説明する。

スイッチング素子４５がオンし、スイッチング素子４６がオフすると、入力端ａ１からダイオード４１、スイッチング素子４５、第２のコンデンサ３２、ダイオード２４を経て入力端ａ２へ至る経路で、電流が流れ、第２のコンデンサ３２が、交流電源の出力電圧により、接続点１０ｆ側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

一方、スイッチング素子４５がオフし、スイッチング素子４６がオンすると、入力端ａ１から、ダイオード２１、第１のコンデンサ３１、スイッチング素子４６、ダイオード４４を経て、入力端ａ２へ至る経路で電流が流れ、第１のコンデンサ３１が、交流電源の出力電圧により、出力端ｂ１側電位が、接続点１０ｆ側電位より高くなるよう充電される。

これにより、コンバータ回路１００の出力端ｂ１及びｂ２の間には、第１のコンデンサ３１の端子電圧と第２のコンデンサ３２の端子電圧の和電圧が発生し、この和電圧の最大値は、入力電圧の２倍となる。

次に、コンバータ回路１００の一方の入力端ａ１の電位が、その他方の入力端ａ２の電位より低い場合について説明する。
スイッチング素子４５がオンし、スイッチング素子４６がオフすると、入力端ａ２から、ダイオード４３、スイッチング素子４５、第２のコンデンサ３２、ダイオード２２を経て、入力端ａ１へ至る経路で電流が流れ、第２のコンデンサ３２が、交流電源の出力電圧により、接続点１０ｆ側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

一方、スイッチング素子４５がオフし、スイッチング素子４６がオンすると、入力端ａ２から、ダイオード２３、第１のコンデンサ３１、スイッチング素子４６、ダイオード４２を経て、入力端ａ１へ至る経路で電流が流れ、第１のコンデンサ３１が、交流電源の出力電圧により、出力端ｂ１側電位が、接続点１０ｆ側電位より高くなるよう充電される。

これにより、コンバータ回路１００の出力端ｂ１及びｂ２の間には、第１のコンデンサ３１の端子電圧と第２のコンデンサ３２の端子電圧の和電圧が発生し、この和電圧の最大値は入力電圧の２倍となる。

その結果、交流電源１の出力電圧の極性に拘わらず、コンバータ回路１００の出力端ｂ１及びｂ２からは、入力端ａ１及びａ２に入力された交流電源の出力電圧より高い、整流された電圧が出力される。

このように本実施の形態１のコンバータ回路１００では、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路２０と、該整流回路２０の出力を平滑する直列接続の第１及び第２のコンデンサ３１及び３２と、該第１及び第２のコンデンサ３１及び３２に、交流電源１の出力電圧が該交流電源の周期より短い周期で繰り返し印加されるよう、上記両コンデンサ３１及び３２と交流電源との接続を切り替えるスイッチ回路４０とを備えたので、上記直列接続のコンデンサ３１及び３２の時間当たりの充電回数が交流電源の周波数より多くなり、交流電源１の極性反転毎に上記両コンデンサを交互に充電する場合に比べて、入力電圧の倍電圧の発生に必要な両コンデンサ３１及び３２の容量を小さくすることができる。

また、この実施の形態１では、交流電源１の出力電圧を第１及び第２のコンデンサ３１及び３２に交互に印加するので、常に２つのコンデンサのいずれかが充電されることとなる。このため、入力電圧の倍電圧を発生するコンデンサの充電を効率よく行うことができ、倍電圧の発生に必要なコンデンサ容量をより小さく抑えることが可能となる。
さらに、この実施の形態１では、直列接続の第１及び第２のコンデンサ３１及び３２の端子電圧の和電圧を、コンバータ回路１００の出力電圧としているので、個々のコンデンサ３１及び３２の耐圧を、コンバータ回路１００の最大出力電圧の半分程度と低く抑えることができる。

なお、上記実施の形態１では、上記コンデンサ回路３０は、直列接続の２つのコンデンサから構成したものであるが、該コンデンサ回路３０はこれに限るものではない。例えば、該コンデンサ回路３０は、３つ以上のコンデンサから構成したものであってもよい。この場合、スイッチ回路４０の接続点１０ｅは、直列に接続されたコンデンサの接続点であれば、いずれの接続点に接続されていてもよい。また、上記コンデンサ回路３０は、上記第１及び第２のコンデンサを、複数のコンデンサを接続してなる第１及び第２のコンデンサユニットに置き換えたものでもよい。

また、上記実施の形態１では、スイッチ回路４０を構成するスイッチング素子４５及び４６には、ＩＧＢＴを用いているが、スイッチング素子４５及び４６はＩＧＢＴに限らず、電流路を遮断する回路部品であればどのようなものでもよく、電気的に電流路を遮断するＦＥＴ等の他のスイッチング素子であっても、物理的に電流路を遮断するリレー等でもあってもよい。

また、上記実施の形態１では、上記スイッチ回路４０は、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６が相補的にオンオフするものであるが、該スイッチ回路４０は、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６ともにオフになる期間があるものであってもよい。

（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２によるコンバータ回路を説明する図である。
この実施の形態２のコンバータ回路１０１は、実施の形態１のコンバータ回路１００と同様、交流電源１の出力電圧を昇圧するものであり、整流回路２０と、コンデンサ回路３０と、スイッチ回路４０ａとから構成されている。

ここで、上記整流回路２０及びコンデンサ回路３０は、実施の形態１と同一のものである。また、スイッチ回路４０ａは、コンバータ回路１０１の入力端ａ１とコンデンサ回路３０の接続点１０ｆとの間に接続された第１の双方向スイッチング素子７１と、コンバータ回路１０１の入力端ａ２とコンデンサ回路３０の接続点１０ｆとの間に接続された第２の双方向スイッチング素子７２とから構成されている。

このスイッチ回路４０ａでは、上記第１及び第２の双方向スイッチング素子７１及び７２のオンオフは、一方がオンのときは他方がオフとなるよう相補的に繰り返し行われる。このときのオンオフの繰り返し周期は、実施の形態１のスイッチ回路４０と同様、交流電源の周波数（例えば６０Ｈｚ）に対応する周期（１／６０（秒））より短い周期（例えば、１／１０００（秒））で行われる。つまり、第１及び第２の双方向スイッチング素子７１及び７２のオンオフにより、第１及び第２のコンデンサ３１及び３２の各々には、上記交流電源１の出力電圧が、該交流電源１の周期より短い周期で印加されることとなる。

次に動作について説明する。
この実施の形態２では、スイッチ回路４０ａ以外の動作は、実施の形態１と同じであるので、以下、主にスイッチ回路４０ａの動作を、交流電源１の出力電圧の極性が異なる２つの場合について説明する。

コンバータ回路１０１の一方の入力端ａ１の電位が、その他方の入力端ａ２の電位より高い場合、第１の双方向スイッチング素子７１がオンし、第２の双方向スイッチング素子７２がオフすると、入力端ａ１から、第１の双方向スイッチング素子７１、第２のコンデンサ３２、ダイオード２４を経て、入力端ａ２へ至る経路で電流が流れ、第２のコンデンサ３２が、交流電源の出力電圧により、接続点１０ｆ側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

一方、第１の双方向スイッチング素子７１がオフし、第２の双方向スイッチング素子７２がオンすると、入力端ａ１から、ダイオード２１、第１のコンデンサ３１、第２の双方向スイッチング素子７２を経て、入力端ａ２へ至る経路で電流が流れ、第１のコンデンサ３１が、交流電源の出力電圧により、出力端ｂ１側電位が、接続点１０ｆ側電位より高くなるよう充電される。

また、コンバータ回路１０１の一方の入力端ａ１の電位が、その他方の入力端ａ２の電位より低い場合、第１の双方向スイッチング素子７１がオンし、第２の双方向スイッチング素子７２がオフすると、入力端ａ２から、ダイオード２３、第１のコンデンサ３１、第１の双方向スイッチング素子７１を経て、入力端ａ１へ至る経路で電流が流れ、第１のコンデンサ３１が、交流電源の出力電圧により、出力端ｂ１側電位が、接続点１０ｆ側電位より高くなるよう充電される。

一方、第１の双方向スイッチング素子７１がオフし、第２の双方向スイッチング素子７２がオンすると、入力端ａ２から、第２の双方向スイッチング素子７２、第２のコンデンサ３２、ダイオード２２を経て、入力端ａ１へ至る経路で電流が流れ、第２のコンデンサ３２が、交流電源の出力電圧により、接続点１０ｆ側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

これにより、コンバータ回路１０１の２つの出力端ｂ１及びｂ２の間には、常に、第１のコンデンサ３１の端子電圧と第２のコンデンサ３２の端子電圧の和電圧が発生し、該和電圧は最大で入力電圧の２倍となる。

このように本実施の形態２のコンバータ回路１０１では、実施の形態１のコンバータ回路１００の、４つのダイオードと２つのスイッチング素子からなるスイッチ回路４０に代えて、２つの双方向スイッチング素子７１及び７２からなるスイッチ回路４０ａを備えたので、実施の形態１と同様、入力電圧の倍電圧を発生するコンデンサ３１及び３２の容量を低減でき、また個々のコンデンサ３１及び３２の耐圧を低く抑えることができる。
さらに、この実施の形態２では、スイッチ回路４０ａを２つの双方向スイッチング素子７１及び７２により構成しているので、コンバータ回路の部品点数を削減することができるという効果もある。

なお、上記実施の形態２では、上記スイッチ回路４０ａは、第１及び第２の双方向スイッチング素子７１及び７２が相補的にオンオフするものであるが、該スイッチ回路４０ａは、第１及び第２のスイッチング素子７１及び７２ともにオフになる期間があるものであってもよい。

（実施の形態３）
図３は、本発明の実施の形態３によるコンバータ回路を説明する図である。
この実施の形態３のコンバータ回路１０２は、実施の形態１のコンバータ回路１００と同様、交流電源１の出力電圧を昇圧するものであり、整流回路２０と、コンデンサ回路３０ａと、スイッチ回路４０とから構成されている。

ここで、上記整流回路２０及びスイッチ回路４０は、実施の形態１と同一のものである。また、上記コンデンサ回路３０ａは、出力端ｂ１及びｂ２間に接続された第３のコンデンサ３３と、上記スイッチ回路４０の第１及び第２のスイッチング素子の接続点１０ｅと出力端ｂ２との間に接続された第４のコンデンサ３４とから構成されている。但し、コンデンサ回路３０ａは、このように２つのコンデンサ３３及び３４からなるものに限らず、例えば、上記第３及び第４のコンデンサを、それぞれ複数のコンデンサを接続してなる第３、第４のコンデンサユニットに置き換えたものでもよい。

次に動作について説明する。
コンバータ回路１０２の入力端ａ１及びａ２に交流電源１の出力電圧が入力されると、交流電源１の出力電圧はコンバータ回路１０２の整流回路２０で整流され、該整流回路２０の出力によりコンデンサ回路３０ａのコンデンサ３３が、出力端ｂ１側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

つまり、入力端ａ１の電位が、入力端ａ２の電位より高い場合、コンバータ回路１０２では、交流電源１の出力電圧により、入力端ａ１からダイオード２１、第３のコンデンサ３３、及びダイオード２４を経て入力端ａ２へ至る経路で電流が流れ、一方、入力端ａ１の電位が、入力端ａ２の電位より低い場合、コンバータ回路１０２では、交流電源１の出力電圧により、入力端ａ２からダイオード２３、第３のコンデンサ３３、及びダイオード２２を経て入力端ａ１へ至る経路で電流が流れる。これにより、コンデンサ回路３０ａの第３のコンデンサ３３が充電される。

このとき、スイッチ制御信号（図示せず）により、スイッチ回路４０の第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６のオンオフが、一方がオンのときは他方がオフとなるよう相補的に行われると、コンデンサ回路３０ａの第３及び第４のコンデンサ３３及び３４が交互に充電される。ここで、スイッチング素子４５及び４６のオンオフは、交流電源の周波数（例えば６０Ｈｚ）に対応する周期（１／６０（秒））より短い周期（例えば、１／１０００（秒））で行われる。つまり、スイッチング素子４５及び４６のオンオフにより、第４のコンデンサ３４に交流電源１の出力電圧が、第３のコンデンサ３３に第４のコンデンサ３４の端子電圧と交流電源１の出力電圧との和電圧が、交流電源１の周期より短い周期で印加されることとなる。

以下、交流電源の出力電圧の極性が異なる２つの場合について、スイッチ回路４０及びコンデンサ回路３０ａ内での電流の流れを説明する。
まず、コンバータ回路１０２の一方の入力端ａ１の電位が、その他方の入力端ａ２の電位より高い場合について説明する。

スイッチング素子４５がオンし、スイッチング素子４６がオフすると、入力端ａ１からダイオード４１、スイッチング素子４５、第４のコンデンサ３４、ダイオード２４を経て入力端ａ２へ至る経路で、電流が流れ、第４のコンデンサ３４が、交流電源の出力電圧により、接続点１０ｅ側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

一方、スイッチング素子４５がオフし、スイッチング素子４６がオンすると、入力端ａ１からダイオード２１、第３のコンデンサ３３、第４のコンデンサ３４、スイッチング素子４６、ダイオード４４を経て入力端ａ２へ至る経路で、電流が流れ、第３のコンデンサ３３が、交流電源１の出力電圧と第４のコンデンサ３４の端子電圧との和電圧により、出力端ｂ１側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

これにより、一方の入力端ａ１の電位が、他方の入力端ａ２の電位より高い場合、コンバータ回路１０２の出力端ｂ１、ｂ２間には、交流電源の出力電圧と第４のコンデンサ３４の端子電圧とにより充電された第３のコンデンサ３３の端子電圧が発生し、この端子電圧は最大で入力電圧の２倍となる。

次に、コンバータ回路１０２の一方の入力端ａ１の電位が、その他方の入力端ａ２の電位より低い場合について説明する。
スイッチング素子４５がオンし、スイッチング素子４６がオフすると、入力端ａ２から、ダイオード４１、スイッチング素子４５、第４のコンデンサ３４、ダイオード２２を経て入力端ａ１へ至る経路で、電流が流れ、第４のコンデンサ３４が、交流電源の出力電圧により、接続点１０ｅ側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

一方、スイッチング素子４５がオフし、スイッチング素子４６がオンすると、入力端ａ２から、ダイオード２３、第３のコンデンサ３３、第４のコンデンサ３４、スイッチング素子４６、ダイオード４２を経て入力端ａ１へ至る経路で、電流が流れ、第３のコンデンサ３３が、交流電源１の出力電圧と第４のコンデンサ３４の端子電圧との和電圧により、出力端ｂ１側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

これにより、一方の入力端ａ１の電位が、他方の入力端ａ２の電位より低い場合にも、コンバータ回路１０２の出力端ｂ１、ｂ２間には、交流電源１の出力電圧と第４のコンデンサ３４の端子電圧との和電圧により充電された第３のコンデンサ３３の端子電圧が発生し、この端子電圧は最大で入力電圧の２倍となる。

その結果、交流電源１の出力電圧の極性に拘わらず、コンバータ回路１０２の出力端ｂ１及びｂ２からは、入力端ａ１及びａ２に入力された交流電源の出力電圧より高い、整流された電圧が出力される。

このように本実施の形態３のコンバータ回路１０２では、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路２０と、出力端ｂ１、ｂ２間に接続された第３のコンデンサ３３と、一端が出力端ｂ２に接続された第４のコンデンサ３４と、該第４のコンデンサ３４に交流電源１の出力電圧が、上記第３のコンデンサ３３に該第４のコンデンサ３４の端子電圧と交流電源１の出力電圧との和電圧が、該交流電源１の周期より短い周期で繰り返し印加されるよう、上記第４のコンデンサ３４の他端１０ｅを、交流電源１の接続された入力端ａ１及びａ２に交互に接続するスイッチ回路４０とを備えたので、上記コンデンサ３３及び３４の時間当たりの充電回数が交流電源の極性反転の頻度より多くなり、交流電源１の極性反転毎に上記両コンデンサを交互に充電する場合に比べて、該両コンデンサ３３及び３４の容量を小さくすることができる。

また、この実施の形態３では、スイッチング周期の一方の半周期間には第４のコンデンサ３４に交流電源１の出力電圧を印加し、スイッチング周期のもう一方の半周期間には第３のコンデンサ３３に該第４のコンデンサ３４の端子電圧と交流電源１の出力電圧との和電圧を印加するので、実施の形態１と同様、常に２つのコンデンサのいずれかが充電されることとなる。このため、入力電圧の倍電圧を発生するコンデンサの充電を効率よく行うことができ、倍電圧の発生に必要なコンデンサ容量をより小さく抑えることが可能となる。

さらに、この実施の形態３のコンバータ回路１０２では、第４のコンデンサ３４の端子電圧を第３のコンデンサ３３の端子電圧の昇圧に用い、第３のコンデンサ３３の端子電圧をコンバータ回路１０２の出力電圧としているので、コンバータ回路１０２は出力電圧を発生するための２つのコンデンサの容量が異なる回路構成となり、コンバータ回路１０２を、該コンバータ回路を構成する２つのコンデンサの容量のばらつきに強く、製造しやすいものとすることができる。しかも、この実施の形態３の回路構成では、コンバータ回路１０２の出力端ｂ１及びｂ２の間には、コンデンサ回路３０ａを構成する１つのコンデンサ３３のみが接続されることとなり、上記出力端ｂ１及びｂ２間に複数のコンデンサを直列に接続した回路構成と比べると、コンデンサ回路３０ａを構成するコンデンサ３３及び３４の容量をより小さくすることができる。

なお、上記実施の形態３では、上記スイッチ回路４０は、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６が相補的にオンオフするものであるが、該スイッチ回路４０は、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６ともにオフになる期間があるものであってもよい。

（実施の形態４）
図４は本発明の実施の形態４によるコンバータ回路を説明する図である。
この実施の形態４のコンバータ回路１０３は、実施の形態３のコンバータ回路１０２と同様、交流電源１の出力電圧を昇圧するものであり、整流回路２０と、コンデンサ回路３０ａと、スイッチ回路４０ｂとから構成されている。

ここで、上記整流回路２０及びコンデンサ回路３０ａは、実施の形態３と同一のものである。また、スイッチ回路４０ｂは、実施の形態２のスイッチ回路４０ａと同様、コンバータ回路１０３の入力端ａ１とコンデンサ回路３０ａの第４のコンデンサの一端１０ｅとの間に接続された第１の双方向スイッチング素子７１と、コンバータ回路１０３の入力端ａ２とコンデンサ回路３０ａの接続点１０ｅとの間に接続された第２の双方向スイッチング素子７２とから構成されている。

このスイッチ回路４０ｂでは、上記第１及び第２の双方向スイッチング素子７１及び７２のオンオフは、一方がオンのときは他方がオフとなるよう相補的に繰り返し行われる。このときのオンオフの繰り返し周期は、実施の形態３のスイッチ回路４０と同様、交流電源の周波数（例えば６０Ｈｚ）に対応する周期（１／６０（秒））より短い周期（例えば、１／１０００（秒））で行われる。つまり、第１及び第２の双方向スイッチング素子７１及び７２のオンオフにより、第４のコンデンサ３４に交流電源１の出力電圧が、第３のコンデンサ３３に第４のコンデンサ３４の端子電圧と交流電源１の出力電圧との和電圧が、交流電源１の周期より短い周期で印加されることとなる。

次に動作について説明する。
この実施の形態４では、スイッチ回路４０ｂ以外の動作は、実施の形態３と同じであるので、以下、主にスイッチ回路４０ｂの動作を、交流電源１の出力電圧の極性が異なる２つの場合について説明する。

コンバータ回路１０３の一方の入力端ａ１の電位が、その他方の入力端ａ２の電位より高い場合、第１の双方向スイッチング素子７１がオンし、第２の双方向スイッチング素子７２がオフすると、入力端ａ１から第１の双方向スイッチング素子７１、第４のコンデンサ３４、ダイオード２４を経て入力端ａ２へ至る経路で、電流が流れ、第４のコンデンサ３４が、交流電源１の出力電圧により、接続点１０ｅ側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

一方、第１の双方向スイッチング素子７１がオフし、第２の双方向スイッチング素子７２がオンすると、入力端ａ１からダイオード２１、第３のコンデンサ３３、第４のコンデンサ３４、第２の双方向スイッチング素子７２を経て入力端ａ２へ至る経路で、電流が流れ、第３のコンデンサ３３が、交流電源１の出力電圧と第４のコンデンサ３４の端子電圧との和電圧により、出力端ｂ１側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

これにより、一方の入力端ａ１の電位が、他方の入力端ａ２の電位より高い場合、コンバータ回路１０３の出力端ｂ１、ｂ２間には、交流電源１の出力電圧と第４のコンデンサ３４の端子電圧とにより充電された第３のコンデンサ３３の端子電圧が発生し、この端子電圧は最大で入力電圧の２倍となる。

また、コンバータ回路１０３の一方の入力端ａ１の電位が、その他方の入力端ａ２の電位より低い場合、第１の双方向スイッチング素子７１がオフし、第２の双方向スイッチング素子７２がオンすると、入力端ａ２から第２の双方向スイッチング素子７２、第４のコンデンサ３４、ダイオード２２を経て入力端ａ１へ至る経路で、電流が流れ、第４のコンデンサ３４が、交流電源１の出力電圧により、接続点１０ｅ側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

一方、第１の双方向スイッチング素子７１がオンし、第２の双方向スイッチング素子７２がオフすると、入力端ａ２からダイオード２３、第３のコンデンサ３３、第４のコンデンサ３４、第１の双方向スイッチング素子７１を経て入力端ａ１へ至る経路で、電流が流れ、第３のコンデンサ３３が、交流電源１の出力電圧と第４のコンデンサ３４の端子電圧との和電圧により、出力端ｂ１側電位が、出力端ｂ２側電位より高くなるよう充電される。

これにより、一方の入力端ａ１の電位が、他方の入力端ａ２の電位より低い場合にも、コンバータ回路１０３の出力端ｂ１、ｂ２間には、交流電源１の出力電圧と第４のコンデンサ３４の端子電圧との和電圧により充電された第３のコンデンサ３３の端子電圧が発生し、この端子電圧は最大で入力電圧の２倍となる。

その結果、交流電源１の出力電圧の極性に拘わらず、コンバータ回路１０３の出力端ｂ１、ｂ２からは、入力端ａ１、ａ２に入力された交流電源の出力電圧より高い、整流された電圧が出力される。

このように本実施の形態４のコンバータ回路１０３では、実施の形態３のコンバータ回路１０２の、４つのダイオードと２つのスイッチング素子からなるスイッチ回路４０に代えて、２つの双方向スイッチ７１及び７２からなるスイッチ回路４０ｂを備えたので、実施の形態３と同様、入力電圧の倍電圧の発生に必要なコンデンサの容量を低減でき、またコンバータ回路１０２を２つのコンデンサの容量のばらつきに強く、製造しやすいものとすることができる。
さらに、この実施の形態４では、スイッチ回路４０ｂを２つの双方向スイッチング素子７１及び７２により構成しているので、コンバータ回路の部品点数を削減することができるという効果もある。

なお、上記実施の形態４では、上記スイッチ回路４０ｂは、第１及び第２の双方向スイッチング素子７１及び７２が相補的にオンオフするものであるが、該スイッチ回路４０ｂは、第１及び第２のスイッチング素子７１及び７２ともにオフになる期間があるものであってもよい。

（実施の形態５）
図５は、本発明の実施の形態５によるモータ駆動装置を説明するための回路図である。
この実施の形態５のモータ駆動装置２００は、交流電源１の出力電圧を昇圧するコンバータ回路１００ａと、該昇圧された交流電圧を３相の交流電圧に変換してモータ２に印加するインバータ回路５０とを有している。

以下、上記コンバータ回路１００ａ及びインバータ回路５０について詳しく説明する。
上記コンバータ回路１００ａは実施の形態１のコンバータ回路１００と同一のものである。つまり、このコンバータ回路１００ａは、入力端ａ１及びａ２に印加された交流電源１の出力電圧を整流して出力端ｂ１及びｂ２に出力する整流回路２０と、該出力端ｂ１及びｂ２の間に接続され、該整流回路２０の出力を平滑するコンデンサ回路３０と、該コンデンサ回路３０を構成する直列接続の２つのコンデンサ３１及び３２が、交流電源の出力電圧により交互に充電されるよう、上記両コンデンサの接続点１０ｆを、上記２つの入力端ａ１及びａ２に交互に接続するスイッチ回路４０とを有している。ここで、スイッチ回路４０は、実施の形態１と同様、４つのダイオード４１〜４４と２つのスイッチング素子４５及び４６とからなり、該スイッチング素子は、スイッチング素子の駆動装置（図示せず）からの開閉制御信号Ｃｓによりオンオフ制御される。従って、この実施の形態５のモータ駆動装置２００のコンバータ回路１００ａにおいても、実施の形態１と同様、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６のオンオフにより、第１及び第２のコンデンサ３１及び３２の各々には、上記交流電源１の出力電圧が、該交流電源１の周期より短い周期で印加されることとなる。

また、上記インバータ回路５０は、直列接続のスイッチング素子５１及び５２と、直列接続のスイッチング素子５３及び５４と、直列接続のスイッチング素子５５及び５６とを有している。スイッチング素子５１、５３、５５の一端は共通接続され、該共通接続点は上記コンバータ回路１００ａの一方の出力端ｂ１に接続されている。スイッチング素子５２、５４、５６の一端は共通接続され、該共通接続点は上記コンバータ回路１００ａのもう一方の出力端ｂ２に接続されている。また、上記各スイッチング素子５１〜５６には、それぞれ逆並列にダイオード６１〜６６が接続されている。そして、上記スイッチング素子５１及び５２の接続点５０ａはインバータ回路５０の第１の出力ノード、上記スイッチング素子５３及び５４の接続点５０ｂはインバータ回路５０の第２の出力ノード、上記スイッチング素子５５及び５６の接続点５０ｃはインバータ回路５０の第３の出力ノードである。上記インバータ回路５０の第１〜第３の出力ノード５０ａ〜５０ｃはそれぞれ、モータ２の３相入力の各相の入力ノードに接続されている。ここで上記各スイッチング素子はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）素子である。

なお、インバータ回路５０の回路構成は、図５に示すようなＩＧＢＴとそれに逆並列接続されたダイオードとを１組の回路素子として、それを６つ使用するものが一般的であるが、スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴなどのＦＥＴ、パワートランジスタ、あるいはその他の素子を用いても何ら問題ない。また、モータ２の種類についてもどのような種類のモータを用いてもよい。

ここで、インバータ回路５０を構成するそれぞれのスイッチング素子５１〜５６は、ドライブ信号Ｄｓにより、インバータ回路５０からモータ２に、その回転数に応じた周波数の交流電圧が出力されるようオンオフされる。また、モータ２の出力は、上記スイッチング素子のオンオフのデューティー比により制御される。

また、この実施の形態５では、スイッチ回路４０のキャリア周期、つまり第１及び第２のスイッチング素子のオンオフを繰り返す周期が、交流電源１の出力電圧の周期より短いという条件の下で、直列接続のコンデンサ３１及び３２の容量を、どのようなモータ２を駆動する場合でも、該コンデンサの端子電圧がゼロまで低下しない程度の容量としている。このため、どのようなモータ２を駆動する場合でも、コンバータ回路１００ａは、入力電圧の振幅以上の電圧を出力可能である。なお、上記コンデンサ３１及び３２の容量は、上記キャリア周期が交流電源の出力電圧の周期より短いという条件では、モータ２の最大出力時、つまり、コンバータ回路１００ａに対する負荷が最大である時に、コンデンサの端子電圧がゼロまで低下する容量より大きい容量とするのが望ましい。

次に動作について説明する。
モータ駆動装置２００に交流電源１の出力電圧が印加され、コンバータ回路１００ａのスイッチング素子４５及び４６に開閉制御信号Ｃｓが、またインバータ回路５０のスイッチング素子５１〜５６にドライブ信号Ｄｓが供給されると、コンバータ回路１００ａは、実施の形態１のコンバータ回路１００と同様に動作して、コンバータ回路１００ａからは、電源電圧以上４電圧が出力される。

また、インバータ回路５０では、ドライブ信号Ｄｓが各スイッチング素子５１〜５６にゲート信号として印加され、スイッチング素子５１〜５６がオンオフ動作する。すると、インバータ回路５０では、コンバータ回路１００ａの出力電圧が３相交流電圧に変換され、該３相交流電圧がモータ２に出力され、該モータ２は該３相交流電圧により駆動される。
以下、この実施の形態５のモータ駆動装置２００の１つの使用例における、スイッチ回路のキャリア周波数及びコンデンサ３１及び３２の容量値について説明する。
例えば、モータ駆動装置２００では、スイッチ回路４０のキャリア周波数を１０ｋＨｚに設定し、１５Ａ程度のモータ駆動電流に相当するモータ負荷でもってモータを駆動する場合には、上記コンデンサ回路３０を構成する各コンデンサ３１及び３２の容量は４μＦ程度の値となる。

一方、モータ駆動装置２００のスイッチ回路４０を動作させずに、上記同じモータ負荷でモータを駆動しようとすると、モータ駆動装置２００のコンデンサ回路全体としては１０００μＦ程度の容量が必要となる。つまり、スイッチ回路を有していない、図１６に示す従来の全波倍電圧回路１０では、コンデンサ９の容量は１０００μＦ程度必要となる。

また、図１７に示す従来の電圧変換回路１１では、上記と同じモータ負荷でモータを駆動する場合、昇圧回路１３のスイッチング周波数を２０ｋＨｚ以上としても、コンデンサ１７の容量は、１００μＦ程度と、上記実施の形態５のコンバータ回路１００ａのコンデンサ容量に比べてかなり大きな値となる。これは、従来の電圧変換回路１１の昇圧回路１３では、スイッチング素子１５をオフした直後の極めて短時間の間のみ、リアクタ１４によりコンデンサ１７を充電して、整流回路２０の出力電圧を昇圧するからである。

簡単に説明すると、従来の電圧変換回路１１では、昇圧回路のスイッチング周期のうちの、スイッチ素子１５のオフ直後の短い期間のみ昇圧回路による昇圧動作が行われることとなるのに対し、上記実施の形態５のコンバータ回路１００ａでは、実質的にスイッチング周期の全体に渡って、整流回路２０の出力電圧を昇圧する動作が行われる。具体的には、本実施の形態５のスイッチ回路４０では、スイッチング素子４５がオン、スイッチング素子４６がオフである期間には、直列接続の２つのコンデンサ３１及び３２のうちのコンデンサ３２に交流電源１の出力電圧が印加され、スイッチング素子４５がオフ、スイッチング素子４６がオンである期間には、直列接続の２つのコンデンサ３１及び３２のうちのコンデンサ３１に交流電源１の出力電圧が印加される。このように本実施の形態５では、スイッチ回路４０により各コンデンサに交流電源の出力電圧を印加する昇圧動作は、従来の電圧変換回路１１に比べて効率よく行われることとなる。

なお、ここで示したコンバータ回路１００ａの２つのコンデンサ３１及び３２の容量値は、モータ駆動装置２００の１つの使用例におけるものであり、スイッチ回路４０のキャリア周波数やモータ負荷が異なる条件では、異なった値となるものであり、キャリア周波数が高いほど、あるいはモータ負荷が小さいほど、小さい値となるものである。

このように本実施の形態５のモータ駆動装置２００では、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路２０と、該整流回路の出力を平滑する直列接続の２つのコンデンサ３１及び３２とを有し、交流電源１の出力電圧を第１及び第２のコンデンサ３１及び３２に、該交流電源１の周期より短い周期で繰り返し印加するコンバータ回路１００ａを備え、コンバータ回路の出力を３相交流に変換してモータに印加するので、実施の形態１と同様、上記直列接続のコンデンサ３１及び３２の時間当たりの充電回数が交流電源の周波数より多くなり、交流電源１の極性反転毎に上記両コンデンサを交互に充電する場合に比べて、該両コンデンサ３１及び３２の容量を小さくすることができ、これにより、該コンバータ回路を搭載したモータ駆動装置を小型化することができる。

なお、上記実施の形態５では、コンバータ回路１００ａは、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６が相補的にオンオフするものであるが、該コンバータ回路１００ａは、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６ともにオフになる期間があるものであってもよい。

また、上記実施の形態５では、コンバータ回路１００ａのコンデンサ３１及び３２の容量は、スイッチ回路のキャリア周期を交流電源の出力電圧の周期より小さい一定周期とするという条件の下で、モータ２の最大出力時に、コンデンサの端子電圧がゼロまで低下する限界容量より大きい容量に設定しているが、コンデンサの容量を上記限界容量以上の大きさに設定することができない場合には、コンデンサの容量は上記限界容量未満の、できるだけ大きい値とした状態で、上記スイッチ回路のキャリア周期を、モータ２の最大出力時に、コンデンサ３１及び３２の電圧がゼロまで低下しないよう調整してもよい。この場合もモータの全駆動領域においてコンバータ回路の昇圧動作を保証することができる。

また、上記実施の形態５では、コンバータ回路１００ａは、モータの駆動中は、常に第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６のスイッチング動作を行うものとしているが、該コンバータ１００ａは、モータ２の負荷が軽いときや、モータ２の回転数が低いときなど、モータ２のトルクが要求される値を満たしており、コンバータ回路１００ａの出力として、振幅値が入力電圧、つまり交流電源の出力電圧の振幅値以上の電圧を必要としないときは、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６のスイッチング動作を停止するものであってもよい。

この場合、入力電圧の昇圧動作が必要ではないような低負荷領域では、コンバータ回路１００ａの昇圧動作を停止し、全波整流回路２０だけを動作させ、コンバータ回路の動作効率を向上させることができる。つまり、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６や第１〜第４のダイオード２１〜２４に無駄な電流が流れるのを回避して、コンバータ回路での電力損失を低減させることができる。

ここで、上記のモータ２のトルクが、要求されるトルクを満たしているかどうかは、モータ２に供給する電力から判断することができる。具体的には、モータへの供給電力に対して一定の基準電力を設定し、コンバータ回路１００ａを、モータ２１に供給する電力が一定の基準電力以上であれば、コンバータ回路１００ａの昇圧動作なしでは、この基準電力それ以上の電力をモータに供給することができないと判断して、昇圧動作を開始するものとする。この場合、モータのトルクの過不足を容易に推測することができ、モータトルクに応じて動作するスイッチ回路を容易に実現することができる。

上記コンバータ回路１００ａの昇圧動作を行うか否かの判定に用いる基準電力は、該判定に供給電力変動のヒステリシスが反映されるよう設定してもよい。つまり、基準電力には、昇圧動作を開始する第１の基準電力と、昇圧動作を停止させる第２の基準電力の２つを用い、第１の基準電力の方を、第２の基準電力より大きく設定する。これにより、コンバータ回路１００ａには、安定した動作を行わせることができる。

また、モータ２に供給する電力は、モータ２に接続された負荷の状態から検出することができるが、モータ２への供給電力は、これに限らず、モータ２に入力される電圧及び電流、インバータ回路５０に入力される電圧及び電流、あるいはコンバータ回路１００ａに入力される電圧及び電流から検出することができる。

また、上記モータ２のトルクが、要求されるトルクを満たしているかどうかを判断する方法には、モータ２に対する指令回転数と、実際の回転数との差を用いる方法もある。これは、インバータ回路５０の制御が、モータ２の要求される回転数と実際の回転数との差が小さくなるよう、モータへ供給する電流あるいは電圧の振幅値を調整する制御である場合、モータがトルク不足になるときは、インバータ回路５０の出力電圧の振幅が頭打ちしているため、指令回転数と実際の回転数との差が大きくなって、その差が縮まらない状態となるのを利用するものである。この場合、モータのトルクの過不足を正確に検出することができ、モータトルクに応じたスイッチ回路の動作を正しく行うことができる。

また、上記モータ２のトルクが、要求されるトルクを満たしているかどうかを判断する方法には、モータ２に供給する電流の振幅値から判断する方法もある。これは、モータ２として永久磁石モータ等を利用した場合、インバータ回路５０の入力電圧が足りないときに、インバータ回路５０が、モータ２に磁束を打ち消すように電流を流し、トルクを出そうとする作用を利用するものである。具体的には、コンバータ回路１００ａは、モータ２に供給する電流量が一定の基準電流量以上になれば、その昇圧動作を開始するものとする。この場合、モータトルクに応じて動作するスイッチ回路を容易に実現することができる。

また、上記コンバータ回路１００ａの昇圧動作を行うか否かの判定に用いる基準電流量は、該判定に供給電力変動のヒステリシスが反映されるよう設定してもよい。つまり、該基準電流量には、昇圧動作を開始する第１の基準電流量と、昇圧動作を停止させる第２の基準電流量の２つを用い、第１の基準電流量の方を、第２の基準電流量より大きく設定する。これにより、コンバータ回路１００ａに、さらに安定した動作を行わせることができる。

（実施の形態６）
図６は本発明の実施の形態６によるモータ駆動装置を説明する図である。
この実施の形態６のモータ駆動装置２０１は、実施の形態５のモータ駆動装置２００のコンバータ回路１００ａに代えて、回路の駆動電源をインバータ回路５０と共用したコンバータ回路１００ｂを備えたものである。

すなわち、このモータ駆動装置２０１のインバータ回路５０は、実施の形態５のものと同一のものである。また、上記コンバータ回路１００ｂは、実施の形態５のコンバータ１００ａと同様、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路２０と、該整流回路２０の出力を平滑するコンデンサ回路３０と、該コンデンサ回路３０を構成する直列接続のコンデンサ３１及び３２を、交互に交流電源１の出力電圧により充電するスイッチ回路４０ｃとを有している。

該スイッチ回路４０ｃは、実施の形態５のスイッチ回路４０ａを構成する素子４１〜４６に加えて、インバータ回路５０のスイッチング素子５１〜５６を駆動する直流電源８０のプラス端子と、第２のスイッチング素子４６のエミッタとの間に直列に接続されたダイオード８１及びコンデンサ８４と、該両素子８１及び８４の接続点と、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６の接続点との間に直列に接続されたダイオード８２及びコンデンサ８３とを有している。

ここで、第２のスイッチング素子４６を駆動する電源回路は、インバータ回路５０の駆動電源８０と、そのプラス端子にカソードが接続されたダイオード８１と、該ダイオード８１のアノードと上記第２のスイッチング素子４６のエミッタとの間に接続されたコンデンサ８４とから構成されている。また、第１のスイッチング素子４５を駆動する電源回路は、第２のスイッチング素子４６を駆動する電源回路と、カソードが上記ダイオード８１のアノードに接続されたダイオード８２と、該ダイオード８２のアノードと上記両スイッチング素子４５及び４６の接続点１０ｅとの間に接続されたコンデンサ８３とから構成されている。

次に動作について説明する。
この実施の形態６のモータ駆動装置２０１では、コンバータ回路１００ｂの基本的な動作は実施の形態５のコンバータ回路１００ａと同一であり、また、インバータ回路５０は、実施の形態５と全く同じ動作をする。

そこで、以下では、上記コンバータ回路１００ｂの第１のスイッチング素子４５を駆動する電源回路、及び第２のスイッチング素子４６を駆動する電源回路の動作についてのみ説明する。

第２のスイッチング素子４６のエミッタと第２及び第４のダイオード４２及び４４のアノードとの接続点が、コンバータ回路１００ｂの出力端ｂ２と同電位になったときに、インバータ回路５０の駆動電源８０からダイオード８１を通ってコンデンサ８４に至る経路で電流が流れ、該コンデンサ８４が充電される。第２のスイッチング素子４６は、コンデンサ８４の充電により発生した端子電圧により駆動される。つまり、コンデンサ８４の端子電圧が、開閉制御信号Ｃｓに従ってスイッチング素子４６のゲートとエミッタ間に印加される。

一方、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６の接続点１０ｅが、コンバータ回路１００ｂの出力端ｂ２と同電位になったときに、インバータ回路５０の駆動電源８０からダイオード８１、ダイオード８２を通ってコンデンサ８３に至る経路で電流が流れ、コンデンサ８３が充電される。また、第２のスイッチング素子４６がオンし、その両端が同電位になったときには、コンデンサ８４からダイオード８２を通ってコンデンサ８３に至る経路で電流が流れ、コンデンサ８３が充電される。第１のスイッチング素子４５はコンデンサ８３の充電により発生した端子電圧により駆動される。つまり、コンデンサ８３の端子電圧が、開閉制御信号Ｃｓに従って、スイッチング素子４５のゲートとエミッタの間に印加される。

このように本実施の形態６では、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６として、電気的にスイッチングできるＦＥＴ素子などを用い、該スイッチング素子４５及び４６の駆動電源を、インバータ回路５０を駆動する電源から作成しているので、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６を駆動する電源を別に用意する必要がなくなり、大きな回路点数の減少を実現し、回路スペースの縮小とコストダウンを行うことができる。

なお、上記実施の形態５、６では、第１及び第２のスイッチング手段４５及び４６のオンオフするキャリア周期は一定としているが、これは一定である必要はなく、モータ２の負荷に応じて変化させるようにしてもよい。つまり、モータ負荷がそれほど重くないときには、キャリア周期を長くすることにより、スイッチングロスを低減させることができる。このとき、キャリア周期は、リニアに変化させる必要はなく、数個の周期を段階的に切り替えるようにするだけでもよい。

また、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６をオンオフするキャリア周期は、インバータ回路５０のスイッチングをオンオフするキャリア周期と等しくしてもよい。このようにすれば、モータ駆動装置２００で発生する高調波電流の周波数が統一されることになり、入力側に設けられるノイズフィルタの数も１つに集約され、大幅なコストダウンをもたらすことができる。

さらに、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６はコンバータ回路１００ｂに入力する電流の高調波成分を減少させるようスイッチングしてもよい。具体的には、インバータ回路５０のスイッチングのタイミングから得られる位相を調節して、スイッチングする方法が考えられる。コンバータ回路１００ｂの入力側に現れる高調波電流を検出し、その高調波電流が打ち消されるよう、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６のスイッチングを行ってもよい。
このようにすることで、高調波電流が減少し、入力側に設けられるノイズフィルタのサイズを小型化することができ、さらには取り除くことも可能となる。

また、コンバータ回路１００ｂの整流回路２０を構成するダイオードには、コンバータ回路のダイオードと同程度の逆回復時間の短い素子を使用してもよい。この場合、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６のキャリア周期ごとに電流の遮断が行われる整流回路２０での転流時のロスが減り、回路動作の効率が向上する。

（実施の形態７）
図７は本発明の実施の形態７によるモータ駆動装置を説明する図である。
この実施の形態７のモータ駆動装置２０２は、実施の形態５のモータ駆動装置２００のコンバータ回路１００ａの出力側にモータ２からの回生電流を充電するコンデンサ５７を付加してなるコンバータ回路１００ｃを備えたものであり、その他の構成は、実施の形態５のモータ駆動装置２００と同一である。

すなわち、上記コンバータ回路１００ｃは、実施の形態５のコンバータ回路１００ａと同様、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路２０と、該整流回路２０の出力を平滑するコンデンサ回路３０と、該コンデンサ回路３０を構成する直列接続の２つのコンデンサ３１及び３２を交互に充電するスイッチ回路４０とを有している。そして、このコンバータ回路１００ｃでは、その出力端ｂ１及びｂ２の間に、上記直列接続の２つのコンデンサ３１及び３２と並列に上記コンデンサ５７が接続されている。

ここで、上記コンデンサ５７の容量は、モータ回生電流によるインバータ回路の損傷が回避される程度の容量にすればよい。例えば、モータ駆動装置が、家庭用の空気調和機に使用される圧縮機のモータを制御するものである場合は、上記コンデンサ５７の容量は、１μＦ〜５０μＦ程度でよい。この値は、モータのインダクタンスの容量、インバータ入力電圧に対して許容される最大変動量、及びモータに流す電流の最大値から求められる最小の限界値である。

つまり、モータに最大電流が流れているときにモータが保持しているエネルギーは、インダクタンスの容量から求められる。そして、そのエネルギーがモータ回生電流としてコンデンサに与えられたときに発生するコンデンサの端子電圧の上昇をどの程度まで許容できるかに基づいて、上記コンデンサの容量が決定される。

次に動作について説明する。
この実施の形態７のモータ駆動装置２０２では、コンバータ回路１００ｃにおける整流回路２０、コンデンサ回路３０、及びスイッチ回路４０、並びにインバータ回路５０は、実施の形態５のものと同様に動作するので、以下では、実施の形態５と異なる動作について説明する。

モータ２の停止時やインバータ回路５０のスイッチング動作が停止した時には、モータ２に流れている電流がインバータ回路５０の入力側に回生される。その回生電流が大きいと、インバータ回路５０の入力側電圧が過大電圧となって、モータ駆動装置、特にインバータ回路５０が損傷する場合が発生する。

この実施の形態７のモータ駆動装置２０２では、図７に示すようにコンバータ回路１００ｃの出力側に、コンデンサ５７が付加されているので、モータ２の停止時などには、モータ２からの回生電流が上記コンデンサ５７に充電されることとなり、上記回生電流によるインバータ回路５０の入力側電圧の上昇を抑えることができる。

これにより、モータ停止時などに発生するモータ回生電流によりインバータ回路５０の素子が破壊するのを防止することができ、より安全なモータ駆動装置を実現することができる。

このように本実施の形態７のモータ駆動装置２０２では、実施の形態５のコンバータ回路１００ａを構成する整流回路２０、スイッチ回路４０、及びコンデンサ回路３０に加えて、出力端ｂ１及びｂ２間に付加された、モータ２からの回生電流を充電するコンデンサ５７を有するコンバータ回路１００ｃを備えたので、実施の形態５の効果に加えて、モータ２の緊急停止時においても回生電流によるインバータ回路５０の素子破壊を防ぐことができ、モータ駆動装置の信頼性を向上させることができる効果がある。

なお、上記実施の形態５ないし７のコンバータ回路における、第１〜第４のダイオード４１〜４４及び第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６からなるスイッチ回路は、モジュール化してもよい。この場合、昇圧を必要としないモータ駆動装置は、このモジュールを取り外すだけで実現することができる。言い換えると、回路基板を、電源電圧の昇圧を必要としないモータ駆動装置と、電源電圧の昇圧を必要とするモータ駆動装置とで共用することができ、設計効率を向上することができる。

また、モジュール化したスイッチ回路には、インバータ回路５０の駆動ユニットから駆動信号を供給するようにしてもよい。こうすると、スイッチ回路としてのモジュールを駆動する駆動ユニットは不要となり、モータ駆動装置のコストダウンを図ることができる。

（実施の形態８）
図８は本発明の実施の形態８によるモータ駆動装置を説明する図である。
この実施の形態８のモータ駆動装置２０３は、実施の形態５のモータ駆動装置２００のコンバータ回路１００ａの入力側にリアクタ５８を付加してなるコンバータ回路１００ｄを備えたものであり、その他の構成は、実施の形態５のモータ駆動装置２００と同一である。

すなわち、上記コンバータ回路１００ｄは、実施の形態５のコンバータ回路１００ａと同様、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路２０と、該整流回路２０の出力を平滑するコンデンサ回路３０と、該コンデンサ回路３０を構成する直列接続の２つのコンデンサ３１及び３２を交互に充電するスイッチ回路４０とを有している。そして、このコンバータ回路１００ｄは、整流回路２０の接続点１０ａと、交流電源１の出力が印加される入力端ａ１との間に接続されたリアクタ５８を有している。

ここで、上記リアクタ５８の容量は、インバータ回路のスイッチング動作に伴って発生するスイッチング電流ノイズを除去し、交流電源の出力電流の波形が歪まない程度の値にすればよい。例えば、モータ駆動装置が、家庭用の空気調和機に使用される圧縮機のモータを駆動するものである場合は、リアクタ５８の容量は、０．１ｍＨから１．０ｍＨ程度でよい。この値は、コンバータ回路１００ｄのキャリア周波数、つまりスイッチング素子のオンオフの繰り返し周期に依存し、キャリア成分の高調波が抑制できるように決定される。

次に動作について説明する。
この実施の形態８のモータ駆動装置２０３では、コンバータ回路１００ｄにおける整流回路２０、コンデンサ回路３０、及びスイッチ回路４０、並びにインバータ回路５０は、実施の形態５のものと同様に動作するので、以下では、実施の形態５と異なる動作について説明する。

交流電源１の出力電流は、コンバータ回路１００ｄのスイッチング動作の影響を受け、スイッチング電流がノイズとして重畳される。
この実施の形態８のモータ駆動装置２０３では、図８に示すように、交流電源１とコンバータ回路１００ｄとの間に挿入されたリアクタ５８により、コンバータ回路１００ｄで発生したノイズが遮断されることとなって、交流電源１の出力電流に重畳されるスイッチングノイズが低減される。これにより交流電源１の出力電流の波形が歪むのが抑制され、入力電流の力率が改善される。

このように本実施の形態８では、実施の形態５のコンバータ回路１００ａを構成する整流回路２０、スイッチ回路４０、及びコンデンサ回路３０に加えて、整流回路２０の入力と交流電源１との間に挿入された、上記スイッチ回路４０で発生したノイズを遮断するリアクタ５８を有するコンバータ回路１００ｄを備えたので、実施の形態５の効果に加えて、交流電源１の出力に重畳されるスイッチングノイズを低減することができ、これにより入力電流の力率を高め、高調波電流の発生を抑制することができる効果がある。

なお、上記実施の形態８では、コンバータ回路１００ｄのスイッチ回路４０を構成するスイッチング素子４５及び４６は相補的にオンオフ動作をするものとしているが、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６のオン期間を若干重複させるようにしてもよい。こうすることにより、コンバータ回路の出力電圧として電源電圧の２倍以上に昇圧することができるようになり、電源電圧の２倍以上の電圧を必要とするモータをも駆動することができる。

また、実施の形態８のモータ駆動装置では、インバータ回路５０を、モータの回転数に応じた周波数を有する駆動電流がモータに供給されるよう制御しているが、モータ駆動装置は、インバータ回路５０からモータへの供給電流を、上記のようにモータの回転数に基づいて制御するだけでなく、コンバータ回路１００ｄに入力される電流の力率が向上するよう、インバータ回路５０からモータ２への供給電流を制御するものであってもよい。こうすることにより、コンバータ回路１００ｄへの入力電流の力率を向上させ、高調波電流を軽減することができる。さらに、実施の形態８のモータ駆動装置は、第１及び第２のスイッチング素子４５及び４６のオンオフを、コンバータ回路１００ｄに入力される電流の力率が向上するよう制御してもよい。こうすることにより、入力電流の力率を向上させ、高調波電流を軽減することができる。

また、実施の形態８のモータ駆動装置は、コンバータ回路１００ｄを構成するスイッチ回路４０に代えて、実施の形態２のコンバータ回路１０１のスイッチ回路４０ａを備えたものであってもよく、この場合も実施の形態８と同様の効果を得ることができる。

また、上記実施の形態７では、モータ駆動装置は、そのコンバータ回路の入力側にコンデンサを付加したもの、上記実施の形態８では、モータ駆動装置は、そのコンバータ回路と、交流電源との間にリアクタを挿入したものとしているが、モータ駆動装置は、上記コンデンサとリアクタの両方を備えたものであってもよい。

（実施の形態９）
図９は、本発明の実施の形態９によるモータ駆動装置を説明する図である。
この実施の形態９のモータ駆動装置２０４は、交流電源１を入力としてモータ２を駆動するものであり、入力の電圧の振幅値以上の非負の電圧を出力可能なコンバータ回路１０２ａと、該回路の出力である非負の電圧を３相の交流電圧に変換してモータ２に印加するインバータ回路５０とを有している。

ここで、上記コンバータ回路１０２ａは実施の形態３のコンバータ回路１０２と同一のものである。つまり、このコンバータ回路１０２ａは、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路２０と、出力端ｂ１、ｂ２間に接続された第３のコンデンサ３３と、一端が出力端ｂ２に接続された第４のコンデンサ３４と、第３及び第４のコンデンサ３３及び３４の充電が、該交流電源１の出力電圧の周期より短い周期で繰り返し行われるよう、上記第４のコンデンサ３４の他端１０ｅを、交流電源に接続された入力端ａ１及びａ２に交互に接続するスイッチ回路４０とを有している。また、このコンバータ回路１０２ａのスイッチ回路４０は、実施の形態３と同様、各スイッチング素子４５及び４６のオンオフ動作が開閉制御信号Ｃｓにより行われるものである。従って、この実施の形態９のモータ駆動装置２０４のコンバータ回路１０２ａにおいても、実施の形態３と同様、スイッチング素子４５及び４６のオンオフにより、第４のコンデンサ３４に交流電源１の出力電圧が、第３のコンデンサ３３に第４のコンデンサ３４の端子電圧と交流電源１の出力電圧との和電圧が、交流電源１の周期より短い周期で印加されることとなる。

また、この実施の形態９のモータ駆動装置２０４では、コンバータ回路１０２ａの出力端ｂ１及びｂ２の間には、コンデンサ回路３０ａを構成する１つのコンデンサ３３のみが接続されることとなる。従って、このコンバータ回路１０２ａでは、出力端ｂ１及びｂ２間に複数のコンデンサを直列に接続した回路構成と比べると、コンデンサ回路３０ａを構成するコンデンサ３３及び３４は容量のより小さいものとなる。例えば、このモータ駆動装置２０４では、実施の形態５と同様、スイッチ回路４０のキャリア周波数を１０ｋＨｚに設定し、１５Ａ程度のモータ駆動電流に相当するモータ負荷でもってモータを駆動する場合には、上記コンデンサ回路３０ａの第３のコンデンサ３３に必要とされる容量は２μＦ程度、コンデンサ回路３０の第４のコンデンサ３４に必要とされる容量は１μＦ程度である。

上記インバータ回路５０は、実施の形態５のインバータ回路５０と同一のものである。
このような構成の本実施の形態９のモータ駆動装置２０４では、実施の形態５のモータ駆動装置２００におけるコンバータ回路１００ａに代えて、実施の形態３のコンバータ回路１０２と同一構成のコンバータ回路１０２ａを備えたので、実施の形態３と同様、上記コンデンサ３３及び３４の時間当たりの充電回数が交流電源の極性反転の頻度より多くなり、交流電源１の極性反転毎に上記両コンデンサを交互に充電する場合に比べて、該両コンデンサ３３及び３４の容量を小さくすることができ、これにより該コンバータ回路を搭載したモータ駆動装置を小型化することができる。

なお、この実施の形態９では、コンバータ回路１０２ａを実施の形態３のコンバータ回路１０２と同一の構成としているが、該コンバータ回路１０２ａは、実施の形態４のコンバータ回路１０３と同一構成としてもよい。この場合も、実施の形態９のモータ駆動装置と同様の効果が得られる。

また、上記実施の形態９のモータ駆動装置は、上記のものに限らず、実施の形態７のモータ駆動装置２０２のようにコンバータ回路１０２ａの出力側に上記モータからの回生電流を充電するコンデンサを付加したものであっても、あるいは実施の形態８のモータ駆動装置２０３のように、コンバータ回路１０２ａの入力側にリアクタを挿入したものであってもよい。

（実施の形態１０）
図１０は、本発明の実施の形態１０による空気調和機を説明するブロック図である。
この実施の形態１０の空気調和機２５０は、室内機２５５及び室外機２５６を有し、冷暖房を行う空気調和機である。

この空気調和機２５０は、冷媒を室内機２５５と室外機２５６の間で循環させる圧縮機２５０ａと、交流電源１を入力とし、該圧縮機２５０ａのモータ（図示せず）を駆動するモータ駆動装置２５０ｂとを有している。ここで、交流電源１、圧縮機２５０ａのモータ、及びモータ駆動装置２５０ｂはそれぞれ、上記実施の形態５の交流電源１、モータ２、及びモータ駆動装置２００と同一のものである。

また、上記空気調和機２５０は、冷媒循環経路を形成する四方弁２５４、絞り装置２５３、室内側熱交換器２５１及び室外側熱交換器２５２を有している。ここで、室内側熱交換器２５１は上記室内機２５５を構成しており、絞り装置２５３、室外側熱交換器２５２、圧縮機２５０ａ、四方弁２５４及びモータ駆動装置２５０ｂは上記室外機２５６を構成している。

上記室内側熱交換器２５１は、熱交換の能力を上げるための送風機２５１ａと、該熱交換器２５１の温度もしくはその周辺温度を測定する温度センサ２５１ｂとを有している。上記室外側熱交換器２５２は、熱交換の能力を上げるための送風機２５２ａと、該熱交換器２５２の温度もしくはその周辺温度を測定する温度センサ２５２ｂとを有している。

そして、この実施の形態１０の空気調和機２５０では、上記室内側熱交換器２５１と室外側熱交換器２５２との間の冷媒経路には、圧縮機２５０ａ及び四方弁２５４が配置されている。つまりこの空気調和機２５０は、冷媒が矢印Ａの方向に流れ、室外側熱交換器２５２を通過した冷媒が圧縮機２５０ａに吸入され、該圧縮機２５０ａから吐出された冷媒が室内側熱交換器２５１へ供給される状態と、冷媒が矢印Ｂの方向に流れ、室内側熱交換器２５１を通過した冷媒が圧縮機２５０ａに吸入され、圧縮機２５０ａから吐出された冷媒が室外側熱交換器２５２へ供給される状態とが、上記四方弁２５４により切り替えられるものである。

また、上記絞り装置２５３は、循環する冷媒の流量を絞る絞り作用と、冷媒の流量を自動調整する弁の作用とをあわせ持つものである。つまり、絞り装置２５３は、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態で、凝縮器から蒸発器へ送り出された液冷媒の流量を絞って該液冷媒を膨張させるとともに、蒸発器に必要とされる量の冷媒を過不足なく供給するものである。

なお、上記室内側熱交換器２５１は暖房運転では凝縮器として、冷房運転では蒸発器として動作するものであり、上記室外側熱交換器２５２は、暖房運転では蒸発器として、冷房運転では凝縮器として動作するものである。凝縮器では、内部を流れる高温高圧の冷媒ガスは、送り込まれる空気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器の出口付近では高圧の液冷媒となる。これは、冷媒が大気中に熱を放熱して液化することと等しい。また、蒸発器には絞り装置２５３で低温低圧となった液冷媒が流れ込む。この状態で蒸発器に部屋の空気が送り込まれると、液冷媒は空気から大量の熱を奪って蒸発し、低温低圧のガス冷媒に変化する。蒸発器にて大量の熱を奪われた空気は空調機の吹きだし口から冷風となって放出される。

次に動作について説明する。
この実施の形態１０の空気調和機２５０では、交流電源１の出力電圧がモータ駆動装置２５０ｂに入力されると、該モータ駆動装置２５０ｂでは、実施の形態５のモータ駆動装置２００と同様に、交流電源１の出力電圧がコンバータ回路により整流及び昇圧され、さらにコンバータ回路１００ａの出力がインバータ回路５０により３相のモータ駆動電圧に変換される（図５参照）。

そして、該３相モータ駆動電圧が圧縮機２５０ａのモータ（図示せず）に印加されると、圧縮機２５０ａが駆動して冷媒循環経路内で冷媒が循環し、室内機２５５の熱交換器２５１及び室外機２５６の熱交換器２５２にて熱交換が行われる。つまり、上記空気調和機２５０では、冷媒の循環閉路に封入された冷媒を圧縮機２５０ａにより循環させることにより、冷媒の循環閉路内に周知のヒートポンプサイクルが形成される。これにより、室内の暖房あるいは冷房が行われる。

例えば、空気調和機２５０の暖房運転を行う場合、ユーザの操作により、上記四方弁２５４は、冷媒が矢印Ａで示す方向に流れるよう設定される。この場合、室内側熱交換器２５１は凝縮器として動作し、上記冷媒循環経路での冷媒の循環により熱を放出する。これにより室内の暖房が行われる。

逆に、空気調和機２５０の冷房運転を行う場合、ユーザの操作により、上記四方弁２５４は、冷媒が矢印Ｂで示す方向に流れるよう設定される。この場合、室内側熱交換器２５１は蒸発器として動作し、上記冷媒循環経路での冷媒の循環により周辺空気の熱を吸収する。これにより室内の冷房が行われる。

ここで、空気調和機２５０では、空気調和機に対して設定された目標温度、実際の室温及び外気温に基づいて指令回転数が決定され、該指令回転数に基づいて、モータ駆動装置２５０ｂにより、圧縮機２５０ａのブラシレスモータの回転数が制御される。これにより、空気調和機２５０では、快適な冷暖房が行われる。

このように本実施の形態１０の空気調和機２５０では、圧縮機２５０ａの動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置２５０ｂを、実施の形態５と同様、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力を平滑する直列接続の２つのコンデンサを有し、交流電源１の出力電圧を該両コンデンサに、該交流電源１の出力電圧の周期より短い周期で交互に繰り返し印加するコンバータ回路を備え、コンバータ回路の出力を３相交流に変換して圧縮機２５０ａのモータに印加するものとしたので、実施の形態５と同様、コンバータ回路を構成するコンデンサの容量を小さくすることができ、これにより、該コンバータ回路を搭載したモータ駆動装置２５０ｂの小型化及び低価格化、ひいては空気調和機２５０の小型化及び低価格化を図ることができる。

（実施の形態１１）
図１１は本発明の実施の形態１１による冷蔵庫を説明するブロック図である。
この実施の形態１１の冷蔵庫２６０は、圧縮機２６０ａ、モータ駆動装置２６０ｂ、凝縮器２６１、冷蔵室蒸発器２６２、及び絞り装置２６３から構成されている。

ここで、圧縮機２６０ａ、凝縮器２６１、絞り装置２６３、及び冷蔵室蒸発器２６２は、冷媒循環経路を形成するものであり、モータ駆動装置２６０ｂは、交流電源１を入力し、上記圧縮機２６０ａの駆動源であるモータ（図示せず）を駆動するものである。なお、上記交流電源１、圧縮機２６０ａのモータ及びモータ駆動装置２６０ｂはそれぞれ、上記実施の形態５の交流電源１、モータ２及びモータ駆動装置２００と同一のものである。

絞り装置２６３は、上記実施の形態１０の空気調和機２５０の絞り装置２５３と同様、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態で、凝縮器２６１から送り出された液冷媒の流量を絞って該液冷媒を膨張させるとともに、冷蔵室蒸発器２６２に、必要とされる量の冷媒を過不足なく供給するものである。

凝縮器２６１は、内部を流れる高温高圧の冷媒ガスを凝縮させて、冷媒の熱を外気に放出するものである。該凝縮器２６１に送り込まれた冷媒ガスは、外気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器の出口付近では高圧の液冷媒となる。

冷蔵室蒸発器２６２は、低温の冷媒液を蒸発させて冷蔵庫内の冷却を行うものである。この冷蔵室蒸発器２６２は、熱交換の効率を上げるための送風機２６２ａと、庫内の温度を検出する温度センサ２６２ｂとを有している。

次に動作について説明する。
この実施の形態１１の冷蔵庫２６０では、交流電源１の出力電圧がモータ駆動装置２６０ｂに入力されると、該モータ駆動装置２６０ｂでは、実施の形態５のモータ駆動装置２００と同様に、交流電源１の出力電圧がコンバータ回路１００ａにより整流及び昇圧され、さらにコンバータ回路１００ａの出力がインバータ回路５０により３相のモータ駆動電圧に変換される（図５参照）。

そして、該３相モータ駆動電圧が圧縮機２６０ａのモータ（図示せず）に印加されると、圧縮機２６０ａが駆動して冷媒循環経路内で冷媒が矢印Ｃの方向に循環し、凝縮器２６１及び冷蔵室蒸発器２６２にて熱交換が行われる。これにより、冷蔵庫内が冷却される。

つまり、凝縮器２６１で液状となった冷媒は、絞り装置２６３にてその流量が絞られることにより膨張して、低温の冷媒液となる。そして、冷蔵室蒸発器２６２へ低温の液冷媒が送り込まれると、冷蔵室蒸発器２６２では、低温の冷媒液が蒸発して、冷蔵庫内の冷却が行われる。このとき、冷蔵室蒸発器２６２には、送風機２６２ａにより強制的に冷蔵室内の空気が送り込まれており、冷蔵室蒸発器２６２では、効率よく熱交換が行われる。

このように本実施の形態１１の冷蔵庫２６０では、圧縮機２６０ａの動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置２６０ｂを、実施の形態５と同様、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力を平滑する直列接続の２つのコンデンサとを有し、交流電源１の出力電圧を該両コンデンサに、該交流電源１の出力電圧の周期より短い周期で交互に繰り返し印加するコンバータ回路を備え、コンバータ回路の出力を３相交流に変換して圧縮機２６０ａのモータに印加するものとしたので、実施の形態５と同様、コンバータ回路を構成するコンデンサの容量を小さくすることができ、これにより、該コンバータ回路を搭載したモータ駆動装置２６０ｂの小型化及び低価格化、ひいては冷蔵庫２６０の小型化及び低価格化を図ることができる。

（実施の形態１２）
図１２は本発明の実施の形態１２による電気洗濯機を説明するブロック図である。
この実施の形態１２の電気洗濯機２７０は、洗濯機外枠２７１を有し、該洗濯機外枠２７１内には外槽２７３が吊り棒２７２により吊り下げられている。該外槽２７３内には、回転自在に洗濯兼脱水槽２７４が配設され、該洗濯兼脱水槽２７４の底部には、攪拌翼２７５が回転自在に取り付けられている。

上記洗濯機外枠２７１内の、外槽２７３下側のスペースには、洗濯兼脱水槽２７４及び攪拌翼２７５を回転させるモータ２７６が配置され、また、洗濯機外枠２７１には、外部の交流電源１を入力とし、上記モータ２７６を駆動するモータ駆動装置２７７が取り付けられている。

ここで、上記交流電源１、モータ２７６、及びモータ駆動装置２７７はそれぞれ、実施の形態５の交流電源１、モータ２、及びモータ駆動装置２００と同一の構成を有するものであり、上記モータ駆動装置２７７には、電気洗濯機２７０の動作を制御するマイクロコンピュータ（図示せず）から、ユーザの操作に応じた指令回転数を示す指令信号が入力される。

次に動作について説明する。
この実施の形態１２の電気洗濯機２７０では、ユーザが所定の操作を行うと、マイクロコンピュータから、交流電源１を入力とするモータ駆動装置２７７に指令信号が入力される。すると、該モータ駆動装置２７７では、実施の形態５のモータ駆動装置２００と同様に、交流電源１の出力電圧がコンバータ回路１００ａにより整流及び昇圧され、さらにコンバータ回路１００ａの出力がインバータ回路５０により３相のモータ駆動電圧に変換される（図５参照）。
そして、該３相のモータ駆動電圧がモータ２７６に印加されると、モータ２７６の駆動により、攪拌翼２７５あるいは洗濯兼脱水槽２７４が回転して、洗濯兼脱水槽２７４内の衣服等などの洗濯や脱水が行われる。

このように本実施の形態１２の電気洗濯機２７０では、動力源であるモータ２７６を駆動するモータ駆動装置２７７を、実施の形態５と同様、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力を平滑する直列接続の２つのコンデンサとを有し、交流電源１の出力電圧を該両コンデンサに、該交流電源１の出力電圧の周期より短い周期で交互に繰り返し印加するコンバータ回路を備え、コンバータ回路の出力を３相交流に変換してモータ２７６に印加するものとしたので、実施の形態５と同様、コンバータ回路を構成するコンデンサの容量を小さくすることができ、これにより、該コンバータ回路を搭載したモータ駆動装置２７７の小型化及び低価格化、ひいては電気洗濯機２７０の小型化及び低価格化を図ることができる。

（実施の形態１３）
図１３は本発明の実施の形態１３による送風機を説明するブロック図である。
この実施の形態１３の送風機２８０は、ファン２８１と、該ファン２８１を回転駆動するモータ２８２と、交流電源１を入力とし、上記モータ２８２を駆動するモータ駆動装置２８３とを有している。

ここで、上記交流電源１、上記モータ２８２、及びモータ駆動装置２８３はそれぞれ、実施の形態５の交流電源１、モータ２及びモータ駆動装置２００と同一の構成を有するものであり、上記モータ駆動装置２８３には、送風機２８０の動作を制御するマイクロコンピュータ（図示せず）から、ユーザの操作に応じた指令回転数を示す指令信号が入力される。

次に動作について説明する。
この実施の形態１３の送風機２８０では、ユーザが所定の操作を行うと、マイクロコンピュータから、交流電源１を入力とするモータ駆動装置２８３に指令信号が入力される。すると、該モータ駆動装置２８３では、実施の形態５のモータ駆動装置２００と同様に、交流電源１の出力電圧がコンバータ回路１００ａにより整流及び昇圧され、さらにコンバータ回路１００ａの出力がインバータ回路５０により３相のモータ駆動電圧に変換される（図５参照）。
そして、該３相のモータ駆動電圧がモータ２８２に印加されると、モータ２８２の駆動によりファン２８１が回転し、送風が行われる。

このように本実施の形態１３の送風機２８０では、動力源であるモータ２８２を駆動するモータ駆動装置２８３を、実施の形態５と同様、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力を平滑する直列接続の２つのコンデンサとを有し、交流電源１の出力電圧を該両コンデンサに、該交流電源１の出力電圧の周期より短い周期で交互に繰り返し印加するコンバータ回路を備え、コンバータ回路の出力を３相交流に変換してモータ２８２に印加するものとしたので、実施の形態５と同様、コンバータ回路を構成するコンデンサの容量を小さくすることができ、これにより、該コンバータ回路を搭載したモータ駆動装置２８３の小型化及び低価格化、ひいては送風機２８０の小型化及び低価格化を図ることができる。

（実施の形態１４）
図１４は本発明の実施の形態１４による電気掃除機を説明するブロック図である。
この実施の形態１４の電気掃除機２９０は、底面に吸引口が形成された床用吸込具２９７と、空気を吸引する掃除機本体２９０ａと、一端が床用吸込具２９７に、その他端が掃除機本体２９０ａに接続された吸塵ホース２９６とを有している。
上記掃除機本体２９０ａは、前面の一部に吸塵ホース２９６の他端が開口した集塵室２９５と、該集塵室２９５の背面側に配置された電動送風機２９１とから構成されている。

電動送風機２９１は、該集塵室２９５の背面に対向するよう配置されたファン２９２と、該ファンを回転させるモータ２９３と、交流電源１を入力とし、該モータ２９３を駆動するモータ駆動装置２９４とから構成され、ファン２９２の回転により上記空気の吸引が行われるよう送風を行うものである。

ここで、上記交流電源１、モータ２９３、及びモータ駆動装置２９４はそれぞれ、実施の形態５の交流電源１、モータ２、及びモータ駆動装置２００と同一のものであり、上記モータ駆動装置２９４には、電気掃除機２９０の動作を制御するマイクロコンピュータ（図示せず）から、ユーザの操作に応じた指令回転数を示す指令信号が入力される。

次に動作について説明する。
この実施の形態１４の電気掃除機２９０では、ユーザが所定の操作を行うと、マイクロコンピュータから、交流電源１を入力とするモータ駆動装置２９４に指令信号が入力される。すると、該モータ駆動装置２９４では、実施の形態５のモータ駆動装置２００と同様に、交流電源１の出力電圧がコンバータ回路１００ａにより整流及び昇圧され、さらにコンバータ回路１００ａの出力がインバータ回路５０により３相のモータ駆動電圧に変換される（図５参照）。

そして、該３相のモータ駆動電圧がモータ２９３に印加されると、モータ２９３の駆動によりファン２９２が回転し、掃除機本体２９０ａ内で吸引力が発生する。この掃除機本体２９０ａで発生した吸引力はホース２９６を介して床用吸込具２９７の底面に設けた吸引口（図示せず）に作用し、床用吸込具２９７の吸引口から被掃除面の塵埃が吸引され、掃除機本体２９０ａの集塵室２９５に集塵される。

このように本実施の形態１４の電気掃除機２９０では、動力源であるモータ２９３を駆動するモータ駆動装置２９４を、実施の形態５と同様、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力を平滑する直列接続の２つのコンデンサとを有し、交流電源１の出力電圧を該両コンデンサに、該交流電源１の出力電圧の周期より短い周期で交互に繰り返し印加するコンバータ回路を備え、コンバータ回路の出力を３相交流に変換してモータ２９３に印加するものとしたので、実施の形態５と同様、コンバータ回路を構成するコンデンサの容量を小さくすることができ、これにより、該コンバータ回路を搭載したモータ駆動装置２９４の小型化及び低価格化、ひいては電気掃除機２９０の小型化及び低価格化を図ることができる。

（実施の形態１５）
図１５は本発明の実施の形態１５によるヒートポンプ給湯器を説明するブロック図である。
この実施の形態１５のヒートポンプ給湯器３８０は、供給された水を加熱して温水を排出する冷凍サイクル装置３８１ａと、冷凍サイクル装置３８１ａから排出された温水を貯める貯湯槽３８１ｂと、これらを連結する水配管３８６ａ、３８６ｂ、３８７ａ、及び３８７ｂとを有している。

上記冷凍サイクル装置３８１ａは、冷媒循環経路を形成する圧縮機３８０ａ、空気熱交換器３８２、絞り装置３８３、及び水熱交換器３８５を有するとともに、交流電源１を入力とし、該圧縮機３８０ａのモータを駆動するモータ駆動装置３８０ｂを有している。

ここで、上記交流電源１、圧縮機３８０ａのモータ、及びモータ駆動装置３８０ｂは、それぞれ実施の形態５の交流電源１、モータ２、及びモータ駆動装置２００と同一のものである。

絞り装置３８３は、上記実施の形態１０の空気調和機２５０の絞り装置２５３と同様、水熱交換器３８５から空気熱交換器３８２へ送り出された液冷媒の流量を絞って、該液冷媒を膨張させるものである。

水熱交換器３８５は、冷凍サイクル装置３８１ａに供給された水を加熱する凝縮器であり、加熱された水の温度を検出する温度センサ３８５ａを有している。空気熱交換器３８２は、周辺雰囲気から熱を吸収する蒸発器であり、熱交換の能力を上げるための送風機３８２ａと、該周辺温度を検出する温度センサ３８２ｂとを有している。

なお、図中、３８４は、上記冷媒を、圧縮機３８０ａ、水熱交換器３８５、絞り装置３８３、及び空気熱交換器３８２により形成される冷媒循環経路に沿って循環させる冷媒配管である。該冷媒配管３８４には、圧縮機３８０ａから吐出された冷媒を、水熱交換器３８５及び絞り装置３８３をバイパスして空気熱交換器３８２に供給する除霜バイパス管３８４ａが接続されており、該バイパス管３８４ａの一部には除霜バイパス弁３８４ｂが設けられている。

上記貯湯槽３８１ｂは、水あるいは温水を貯める貯湯タンク３８８を有している。該貯湯タンク３８８の受水口３８８ｃ１には、該貯湯タンク３８８内へ水を外部から供給する給水配管３８８ｃが接続され、上記貯湯タンク３８８の湯出口３８８d1には、該貯湯タンク３８８から浴槽へ湯を供給する浴槽給湯管３８８ｄが接続されている。また、上記貯湯タンク３８８の水出入口３８８ａには、該タンク３８８に貯められた湯を外部に供給する給湯管３８９が接続されている。

上記貯湯タンク３８８と冷凍サイクル装置３８１ａの水熱交換器３８５とは、配管３８６ａ、３８６ｂ、３８７ａ、及び３８７ｂにより接続されており、貯湯タンク３８８と水熱交換器３８５との間には水の循環路が形成されている。

ここで、水配管３８６ｂは、水を貯湯タンク３８８から水熱交換器３８５へ供給する配管であり、その一端は、貯湯タンク３８８の水出口３８８ｂに接続され、その他端は、ジョイント部分３８７ｂ１を介して、水熱交換器３８５の入水側配管３８７ｂに接続されている。また、この水配管３８６ｂの一端側には、貯湯タンク３８８内の水あるいは温水を排出するための排水弁３８８ｂ１が取り付けられている。上記水配管３８６ａは、水を水熱交換器３８５から貯湯タンク３８８へ戻す配管であり、その一端は、貯湯タンク３８８の水出入口３８８ａに接続され、その他端は、ジョイント部分３８７ａ１を介して水熱交換器３８５の排出側配管３８７ａに接続されている。
そして、水熱交換器３８５の入水側配管３８７ｂの一部には、上記水循環路内で水を循環させるポンプ３８７が設けられている。

さらに、この給湯器３８０では、給湯器の運転状態、つまり給湯器に対して設定された温水の目標温度、貯湯槽３８１ｂから冷凍サイクル装置３８１ａの水熱交換器３８５ａに供給される水の温度、及び外気温に基づいて、モータの指令回転数が決定され、モータ駆動装置３８０ｂは、指令回転数に基づいて圧縮機３８０ａのモータに要求されるモータ出力を決定する。

次に動作について説明する。
この実施の形態１５のヒートポンプ給湯器３８０では、交流電源１の出力電圧がモータ駆動装置３８０ｂに入力されると、該モータ駆動装置３８０ｂでは、実施の形態５のモータ駆動装置２００と同様に、交流電源１の出力電圧がコンバータ回路１００ａにより整流及び昇圧され、さらにコンバータ回路１００ａの出力がインバータ回路５０により３相のモータ駆動電圧に変換される（図５参照）。

そして、該３相のモータ駆動電圧が圧縮機３８０ａのモータに印加されると、圧縮機３８０ａが駆動し、圧縮機３８０ａにより圧縮された高温冷媒は、矢印Ｅが示す方向に循環し、つまり冷媒配管３８４を通り、水熱交換器３８５に供給される。また、水循環路のポンプ３８７が駆動すると、貯湯タンク３８８から水が水熱交換器３８５に供給される。

すると、水熱交換器３８５では、冷媒と貯湯タンク３８８から供給された水との間で熱交換が行われ、熱が冷媒から水へ移動する。つまり供給された水が加熱され、加熱された水は、貯湯タンク３８８へ供給される。このとき、加熱された水の温度は凝縮温度センサ３８５ａにて監視されている。

また、水熱交換器３８５では、冷媒は上記熱交換により凝縮し、凝縮した液冷媒は、その流量が絞り装置３８３により絞られることにより膨張し、空気熱交換器３８２に送り込まれる。この給湯器３８０では、該空気熱交換器３８２は、蒸発器として働く。つまり、該空気熱交換器３８２は、送風機３８２ａにより送り込まれた外気から熱を吸収し、低温の冷媒液を蒸発させる。このとき、上記空気熱交換器３８２の周辺雰囲気の温度は温度センサ３８２ｂにより監視されている。

また、冷凍サイクル装置３８１ａでは、空気熱交換器３８２に霜がついた場合は、除霜バイパス弁３８４ｂが開き、高温の冷媒が除霜バイパス路３８４ａを介して空気熱交換器３８２に供給される。これにより空気熱交換器３８２の除霜が行われる。

一方、貯湯槽３８１ｂには、冷凍サイクル装置３８１ａの水熱交換器３８５から温水が配管３８７ａ及び３８６ａを介して供給され、供給された温水が貯湯タンク３８８に貯められる。貯湯タンク３８８内の温水は、必要に応じて、給湯管３８９を通して外部に供給される。特に、浴槽へ給湯する場合は、貯湯タンク内の温水は浴槽用給湯管３８８ｄを通して浴槽に供給される。
また、貯湯タンク３８８内の水あるいは温水の貯蓄量が一定量以下となった場合には、外部から給水管３８８ｃを介して水が補給される。

このように本実施の形態１５のヒートポンプ給湯器３８０では、圧縮機３８０ａの動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置３８０ｂを、実施の形態５と同様、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力を平滑する直列接続の２つのコンデンサとを有し、交流電源１の出力電圧を該両コンデンサに、該交流電源１の出力電圧の周期より短い周期で交互に繰り返し印加するコンバータ回路を備え、コンバータ回路の出力を３相交流に変換して圧縮機３８０ａのモータに印加するものとしたので、実施の形態５と同様、コンバータ回路を構成するコンデンサの容量を小さくすることができ、これにより、該コンバータ回路を搭載したモータ駆動装置３８０ｂの小型化及び低価格化、ひいてはヒートポンプ給湯器３８０の小型化及び低価格化を図ることができる。

なお、上記実施の形態１０から１５では、動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置は、実施の形態５のモータ駆動装置２００と同一のものとしているが、実施の形態１０ないし１５の機器のモータ駆動装置は、実施の形態６ないし９のいずれかのモータ駆動装置と同一のものであってもよい。

本発明は、交流電源を入力とするコンバータ回路において、その出力端に直列に接続された２つのコンデンサに、上記交流電源の出力電圧をその極性反転周期より短い周期で交互に繰り返し印加するスイッチ回路を備え、これにより上記コンデンサの、入力電圧の倍電圧を発生するのに必要な容量を大きく低減することができる極めて有用なものである。

本発明の実施の形態１によるコンバータ回路１００を説明する図である。 本発明の実施の形態２によるコンバータ回路１０１を説明する図である。 本発明の実施の形態３によるコンバータ回路１０２を説明する図である。 本発明の実施の形態４によるコンバータ回路１０３を説明する図である。 本発明の実施の形態５によるモータ駆動装置２００を説明する図である。 本発明の実施の形態６によるモータ駆動装置２０１を説明する図である。 本発明の実施の形態７によるモータ駆動装置２０２を説明する図である。 本発明の実施の形態８によるモータ駆動装置２０３を説明する図である。 本発明の実施の形態９によるモータ駆動装置２０４を説明する図である。 本発明の実施の形態１０による空気調和機２５０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１１による冷蔵庫２６０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１２による電気洗濯機２７０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１３による送風機２８０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１４による電気掃除機２９０を説明する模式図である。 本発明の実施の形態１５によるヒートポンプ給湯器３８０を説明する模式図である。 従来の全波倍電圧回路１０を説明する図である。 従来の電圧変換回路１１を説明する図である。

符号の説明

１ 交流電源
２ モータ
２０ 整流回路
２１〜２４、４１〜４４、６１〜６６、８１、８２ ダイオード
３０、３０ａ コンデンサ回路
３１〜３４、５７、８３、８４ コンデンサ
４０、４０ａ、４０ｂ、４０ｃ スイッチ回路
４５、４６、５１〜５６ スイッチング素子
５０ インバータ回路
５８ リアクタ
７１、７２ 双方向スイッチング素子
８０ 直流電源
１００〜１０３、１００ａ〜１００ｄ、１０２ａ コンバータ回路
２００〜２０４、２５０ｂ、２６０ｂ、２７７、２８３、２９４、３８０ｂ モータ駆動装置
２５０ 空気調和機
２５１ 室内側熱交換器
２５１ｂ、２５２ｂ、２６２ｂ、３８２ｂ、３８５ａ 温度センサ
２５２ 室外側熱交換器
２５３、２６３、３８３ 絞り装置
２５４ 四方弁
２５５ 室内機
２５６ 室外機
２６０ 冷蔵庫
２６１ 凝縮器
２６２ 冷蔵室蒸発器
２７０ 電気洗濯機
２８０ 送風機
２９０ 電気掃除機
３８０ ヒートポンプ給湯器
３８１ａ 冷凍サイクル装置
３８１ｂ 貯湯槽
３８２ 空気熱交換器
３８５ 水熱交換器
３８７ ポンプ
３８８ 貯湯タンク
ａ１、ａ２ 入力端
ｂ１、ｂ２ 出力端

Claims (2)

1. 交流電源を入力とし、該交流電源の出力電圧を駆動電圧に変換してモータに出力するモータ駆動装置であって、
   １対の入力端と１対の出力端とを有し、上記交流電源の出力電圧を昇圧するコンバータ回路と、
   該コンバータ回路の出力電圧を３相交流電圧に変換し、該３相交流電圧を駆動電圧としてモータに出力するインバータ回路とを備え、
   上記コンバータ回路は、
   上記入力端に入力された交流電源の出力電圧を整流して上記出力端に出力する整流回路と、
   上記１対の出力端の間に、互いに直列に接続された第１及び第２のコンデンサと、
   互いに直列に接続された第１及び第２のスイッチング素子と、該第１及び第２のスイッチング素子と並列に接続された、互いに直列接続された第１及び第２のダイオードと、上記第１及び第２のスイッチング素子と並列に接続された、互いに直列接続された第３及び第４のダイオードとを有し、上記第１及び第２のダイオード同士の接続点が上記入力端の一方に接続され、上記第３及び第４のダイオード同士の接続点が上記入力端の他方に接続され、上記第１及び第２のスイッチング素子同士の接続点が上記第１及び第２のコンデンサ同士の接続点に接続されてなり、上記第１及び第２のコンデンサの各々に、上記交流電源の出力電圧が、該交流電源の周期より短い周期で印加されるよう、各コンデンサと交流電源との接続を切り替えるスイッチ回路とを有し、
   上記第１及び第２のスイッチング素子のうちの低電位側素子を駆動する電源は、
   上記インバータ回路を駆動する直流電源と、アノードが該直流電源の高電位側端に接続されたダイオードと、該ダイオードのカソードと上記低電位側スイッチング素子の低電位側端との間に接続されたコンデンサとからなり、
   上記第１及び第２のスイッチング素子のうちの高電位側素子を駆動する電源は、
   上記低電位側素子の駆動電源と、該低電位側素子の駆動電源を構成するダイオードのカソードにアノードが接続されたダイオードと、該ダイオードのカソードと上記２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されたコンデンサとからなる、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   上記第１及び第２のスイッチング素子をオンオフするスイッチング周期は、上記インバータ回路を構成するスイッチング素子をオンオフするスイッチング周期と等しい、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。

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